ÉTUDE DES PERFORMANCES D’UNE MACHINE À FLUX...

NICOLAS DEHLINGER ÉTUDE DES PERFORMANCES D’UNE MACHINE À FLUX

TRANSVERSE À NOYAUX FERROMAGNÉTIQUES AMORPHES.

Mémoire présenté à la Faculté des études supérieures de l’Université Laval

dans le cadre du programme de maîtrise en génie électrique pour l’obtention du grade de Maître ès Sciences (M. Sc.)

FACULTÉ DES SCIENCES ET DE GÉNIE

UNIVERSITÉ LAVAL QUÉBEC, CANADA

2007 © Nicolas Dehlinger, 2007.

Résumé

ii

Résumé

Parmi les différentes structures de machines électriques existantes, les machines à flux

transverse (MFT) sont reconnues pour leur fort couple massique et volumique. Malgré cet

avantage, leur complexité et leur coût de fabrication élevés font que ce type de machine ne

dépasse que rarement le stade de prototype. De plus, d’importantes pertes fer dues à des

fréquences de fonctionnement élevées limitent encore l’utilisation de ces machines aux

applications basse vitesse et fort couple : la MFT est alors principalement utilisée dans des

dans les aérogénérateurs à attaque directe et dans certaines applications de traction

électrique (bus, automobile, tram, navire, …).

Le travail présenté dans ce mémoire s’inscrit dans le cadre du développement d’une

nouvelle configuration de MFT : la MFT à griffe ou claw-pole, à stator hybride. Grâce à

l’utilisation combinée de tôles électriques et de poudre de fer au stator de la machine, les

pertes fer de cette configuration de MFT sont considérablement réduites et sa fabrication

grandement simplifiée.

Le concept de stator hybride peut être exploité pour réduire les pertes fer de la MFT encore

davantage, par l’emploi de matériaux possédant des propriétés magnétiques supérieures à

celles des matériaux actuellement utilisés au stator de la machine. L’effet de la substitution

des noyaux de tôles électriques au stator par des noyaux fabriqués à partir de matériaux

amorphes est étudié dans ce mémoire. Des mesures expérimentales de pertes fer permettent,

dans un premier temps, de prouver la réduction des pertes totales d’une MFT claw-pole à

stator hybride monopolaire utilisant des noyaux amorphes. Dans un second temps, des

simulations par éléments finis couplées à des résultats expérimentaux montrent

l’augmentation du rendement d’une MFT complète à noyaux amorphes et le maintien de ce

dernier à un niveau élevé à des fréquences de fonctionnement supérieures à 400 Hz.

Abstract

iii

Abstract

Transverse flux machines (TFM) are known for their excellent torque-to-mass and torque-

to-volume ratio when compared to conventional machines. Despite this advantage, they

have some serious shortcomings like complex construction and high cost, explaining why

TFM that can be found in the literature are usually only prototypes. Moreover, the TFM

shows a dependence of its force density upon its pole pitch and airgap thickness, which

leads to high electrical frequencies and thus to high core losses. For all these reasons, this

type of machine could be considered in high-torque low-speed applications such as wind

turbines or electrical traction drives.

The work presented in this document contributes to the development of a new TFM

configuration: the claw-pole TFM with hybrid stator (CPTFMHS). Such a stator built from

a combination of Fe-Si laminations and powdered iron (SMC), enables reducing iron losses

significantly and improving the ease of manufacturing of the machine.

The concept of the hybrid stator can be further developed by using new magnetic materials

with lower specific losses. The substitution of Fe-Si laminations by amorphous cores in the

stator of the CPTFMHS is studied in this work and presented here. Experimental

measurements are conducted on a one-pole pair CPTFMHS machine with an amorphous

core: the results show a reduction of the total iron losses, thus proving benefits of

amorphous cores used in the machine. Finite element simulations coupled with

experimental measurements lead to the following conclusion: the efficiency of a

CPTFMHS machine can be maintained to a high level at frequencies above 400 Hz, thanks

to the use of amorphous cores, which may not be possible with Fe-Si laminations.

Avant-propos

iv

Avant-propos

Ce travail de maîtrise a été accompli au Laboratoire d’Électrotechnique, d’Électronique de

Puissance et de Commande Industrielle (LEEPCI) du Département de génie électrique et de

génie informatique de l’Université Laval.

Je tiens tout d’abord à remercier M. Maxime R. Dubois, pour avoir accepté la direction de

ce mémoire, pour son soutien financier, pour sa disponibilité, ses conseils avisés et surtout

sa patience. Durant ces deux années, il aura su me transmettre son engouement pour la

recherche et, je l’espère, un peu de sa rigueur scientifique.

Je tiens également à adresser mes remerciements aux professeurs Jérôme Cros et Philippe

Viarouge pour avoir été disponible tout au long de mon travail. Merci à M. Marco Beland

pour son aide technique indispensable. J’exprime également mes remerciements à mes

collègues et avant tout amis du LEEPCI.

Un grand merci à mes parents, Claude et Annie, ainsi qu’à mon frère et mes sœurs pour

leur aide indispensable dans tous mes projets. Malgré la distance, leur soutien familial a

toujours constitué le dernier rempart de ma motivation dans les moments de doutes. Pour

finir, merci à toi, Geneviève, pour ton soutien, ta patience, ta compassion, ton écoute et ton

amour.

Nicolas Dehlinger

Table des matières

v

Table des matières

Résumé.................................................................................................................................. ii

Abstract................................................................................................................................ iii

Avant-propos........................................................................................................................iv

Table des matières ................................................................................................................v

Liste des figures....................................................................................................................ix

Liste des tableaux.............................................................................................................. xiii

Liste des symboles..............................................................................................................xiv

Introduction...........................................................................................................................1

1 LA TOPOLOGIE À FLUX TRANSVERSE..............................................................5 1.1 Introduction.............................................................................................................5 1.2 Principe de fonctionnement et caractéristiques de la MFT.....................................6

1.2.1 Le concept de flux transverse .........................................................................6 1.2.2 À propos de la densité de force développée par une MFT .............................8

1.2.2.1 Expression de la densité de force dans une machine à aimants..................9 1.2.2.2 La particularité de la topologie à flux transverse......................................11

1.2.3 Avantages et inconvénients de la topologie à flux transverse. .....................14 1.3 Domaines d’utilisation de la MFT. .......................................................................16 1.4 Description des différentes configurations de MFT. ............................................19

1.4.1 Deux familles : les MFT à aimants montés en surface et les MFT à concentrateurs de flux...................................................................................................20 1.4.2 La MFT simple face à noyaux en C et en I...................................................21 1.4.3 Les MFT double face. ...................................................................................23 1.4.4 La MFT à rotor denté....................................................................................25 1.4.5 La MFT « claw-pole ». .................................................................................27

1.5 Conclusion ............................................................................................................30

2 LA MACHINE À FLUX TRANSVERSE CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE 32

2.1 Introduction...........................................................................................................32

Table des matières

vi

2.2 À propos de l’utilisation des matériaux magnétiques composites (SMC) dans les MFT claw-pole. ................................................................................................................33

2.2.1 Principes de fabrication des SMC.................................................................33 2.2.2 Comparaison des pertes ferromagnétiques dans les tôles Fe-Si et dans les SMC. 35 2.2.3 Comparaison des autres caractéristiques magnétiques. ................................37 2.2.4 L’avantage magnétique des SMC dans le cas des MFT claw-pole : l’isotropie des propriétés magnétiques. ........................................................................39 2.2.5 L’avantage structurel des SMC dans le cas des MFT claw-pole : un procédé de production aux perspectives intéressantes. ..............................................................42

2.3 Vers une nouvelle configuration de MFT claw-pole : le concept du stator hybride. 43 2.4 Description de la configuration claw-pole à stator hybride. .................................44 2.5 Performances de la MFT claw-pole à stator hybride. ...........................................46

2.5.1 Résultats obtenus par simulation par éléments finis. ....................................46 2.5.2 Essais expérimentaux sur la MFT claw-pole à stator hybride. .....................51

2.6 Conclusion : vers une utilisation des matériaux amorphes...................................54

3 LES MATÉRIAUX FERROMAGNÉTIQUES AMORPHES ...............................56 3.1 Introduction...........................................................................................................56 3.2 Fabrication des matériaux ferromagnétiques amorphes. ......................................57

3.2.1 L’état amorphe..............................................................................................57 3.2.2 Procédés de fabrication des matériaux amorphes. ........................................58

3.3 Propriétés électromagnétiques et mécaniques des amorphes. ..............................61 3.3.1 Propriétés électromagnétiques des matériaux amorphes ..............................62

3.3.1.1 À propos de l’énergie anisotropique des matériaux magnétiques. ...........62 3.3.1.2 Principales propriétés magnétiques des matériaux amorphes...................65 3.3.1.3 Pertes ferromagnétiques des matériaux amorphes....................................67

3.3.2 Propriétés mécaniques des matériaux amorphes ..........................................69 3.4 Champs d’applications des matériaux amorphes dans le domaine électrotechnique. ...............................................................................................................70

3.4.1 Utilisation des matériaux amorphes pour la conception de transformateurs de distribution. ...................................................................................................................70 3.4.2 À propos de l’utilisation des amorphes pour la construction de machines électriques. ....................................................................................................................73 3.4.3 Exemples de moteurs électriques utilisant des amorphes. ............................74

3.5 Emploi de matériaux amorphes dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride. ...................................................................................................................80

3.5.1 Brève étude de faisabilité de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. ......................................................................................................................80 3.5.2 Sélection d’un noyau amorphe pour la MFT claw-pole à stator hybride. ....82

3.6 Évaluation des performances d’un noyau POWERLITE®. ..................................84 3.7 Conclusion : proposition d’une nouvelle structure de MFT : la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. ...................................................................................88

Table des matières

vii

4 DÉTERMINATION EXPÉRIMENTALE DES PERTES FERROMAGNÉTIQUES D’UNE MFT CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE À NOYAUX AMORPHES.....................................................................................................90

4.1 Introduction...........................................................................................................90 4.2 Description de méthodes expérimentales d’évaluation des pertes fer dans les machines électriques. ........................................................................................................91

4.2.1 Mesure par la puissance d’entrée et la séparation des pertes........................92 4.2.2 Mesure calorimétrique des pertes. ................................................................95 4.2.3 Mesure thermométrique des pertes. ..............................................................97

4.3 Proposition d’une méthode expérimentale de détermination des pertes fer de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes : la méthode thermométrique isolée. 103 4.4 Réalisation du banc d’essais pour la détermination expérimentale des pertes fer dans un pôle d’une MFT claw-pole à stator hybride. .....................................................107

4.4.1 Réalisation de la MFT claw-pole à stator hybride. .....................................108 4.4.2 Réalisation de l’entraînement utilisé pour les essais. .................................112 4.4.3 Réalisation de la chaîne de mesure. ............................................................113

4.5 Évaluation des pertes ferromagnétiques dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes à l’aide du protocole expérimental mis en place. ..............................115

4.5.1 Résultats de mesures pertes effectuées dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. .......................................................................................117 4.5.2 Résultats de mesures de pertes effectuées dans la MFT claw-pole à stator hybride conventionnelle à noyaux de tôles Fe-Si. ......................................................124 4.5.3 Comparaison des pertes relevées dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE® et dans la MFT à noyau de tôles Fe-Si. Distribution des pertes dans les différentes parties du circuit magnétique. ....................................130

4.6 Conclusions sur les mesures expérimentales réalisées. ......................................135

5 ÉVALUATION DES PERTES FER D’UNE MFT CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE À NOYAUX AMORPHES PAR SIMULATION PAR ÉLEMENTS FINIS. 137

5.1 Introduction.........................................................................................................137 5.2 Principe des simulations et méthodes d’évaluation des pertes dans la MFT......138

5.2.1 Principe et paramétrage des simulations avec Magnet VI®........................138 5.2.2 Méthode d’évaluation des pertes fer dans les noyaux de la MFT. .............141 5.2.3 À propos de l’évaluation des pertes fer dans les pieds. ..............................143

5.3 Performances et pertes fer d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes par expérimentation simulée. .........................................................................145

5.3.1 Présentation des résultats de simulations réalisées sur la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. .............................................................................145 5.3.2 Comparaison des performances et pertes évaluées par simulation d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes à celles d’une MFT similaire à noyaux de tôles électriques......................................................................................................149

5.4 Conclusions sur les simulations..........................................................................154

Conclusion générale..........................................................................................................161

Table des matières

viii

Perspectives .......................................................................................................................164

Annexe A : Méthode expérimentale de mesure des pertes fer dans un noyau POWERLITE®..................................................................................................................166

Annexe B : Schémas et dimensions des pieds en ATOMET® EM-1® conçus pour le banc d’essais. .....................................................................................................................169

Bibliographie .....................................................................................................................170

Liste des figures

ix

Liste des figures

Figure 1: Schéma de la répartition spatiale des grandeurs électromagnétiques dans une

machine électrique de topologie a) longitudinale b) à flux transverse. ..........................6 Figure 2: Trajet du flux dans une paire de pôles d’une machine a) à flux transverse b)

longitudinale à aimants permanents................................................................................7 Figure 3: a) Simplification d’un aimant permanent assimilé à une boucle de courant. b)

Application de la loi de Laplace pour le calcul de la force appliquée à un rotor à aimants permanents à l’aide de la simplification de a). ................................................10

Figure 4: Forces tangentielle d’une machine à aimants permanents a) longitudinale b) à flux transverse. .....................................................................................................................10

Figure 5: Effet de la réduction du pas polaire sur la densité de force développée par une machine longitudinale à fenêtre de bobinage et largeur des aimants constantes..........12

Figure 6: Effet de la réduction du pas polaire sur la densité de force développée par une MFT, à fenêtre de bobinage et largeur des aimants constantes. ...................................13

Figure 7: Fréquences de fonctionnement de MFT (τ = 20 mm) de rayons allant de 0 à 1,5 m et pour des vitesses de rotation allant jusqu’ à 10000 rpm. ..........................................18

Figure 8: a) MFT à aimants montés en surface. b) MFT à concentrateurs de flux...............20 Figure 9: MFT simple face de Weh à noyaux en C [WEH2]. ..............................................21 Figure 10 : Gauche : MFT initiale. Droite : MFT de Henneberger à noyaux en C et I. .......22 Figure 11: MFT double face à noy. en U simple (droite) et double bobinage (gauche).......23 Figure 12: MFT double face à noyaux en C : à gauche : version de Weh [WEH3], à droite :

version de Mecrow [MEC]. ..........................................................................................24 Figure 13: gauche : MFT à rotor dentelé. droite : structure du rotor dentelé. ......................26 Figure 14: MFT claw-pole proposée par Maddison et al. [MAD]........................................28 Figure 15: a) Représentation schématique microscopique de particules de SMC b) Procédé

de fabrication des SMC.................................................................................................33 Figure 16: Pertes ferromagnétiques spécifiques de l’ATOMET® EM-1® et de tôles Fe-Si

M19 d’épaisseur 0,35 mm. ...........................................................................................37 Figure 17 : Circulation du flux dans une MFT claw-pole [GUO2]. .....................................43 Figure 18 : La MFT claw-pole à stator hybride [DUB3] [DUB4]........................................44 Figure 19 : Géométrie de MFT claw-pole utilisée dans les simulations [DUB3]. ...............47 Figure 20 : Comparaison de l’évolution du flux dans un noyau en C (a) et du couple par

paire de pôles (b) d’une MFT claw-pole à stator hybride et à stator en poudre de fer pour différentes positions électriques du rotor. ............................................................48

Figure 21:a) Contenu harmonique de la densité de flux dans le noyau b) Pertes ferromagnétiques dans les noyaux des deux MFT claw-pole en fonction de la vitesse de rotation pour p = 15 et m = 6,1 kg [DUB3]. ............................................................50

Figure 22: Prototype de la MFT claw-pole à stator hybride [DUB3]...................................51

Liste des figures

x

Figure 23: a) Diagramme de phase utilisé lors des essais [DUB3]. b) Résultats de mesures effectuées sur la MFT claw-pole à stator hybride utilisée en générateur sur charge RC linéaire [DUB3]. ...........................................................................................................52

Figure 24: Variations thermiques du volume V, de l’enthalpie H des matériaux amorphes et cristallins lors du passage de l’état liquide à l’état solide.............................................57

Figure 25: Fabrication de rubans amorphes par la méthode a) du jet libre, b) du jet planaire [DEG]............................................................................................................................59

Figure 26: Procédé complet de fabrication de rubans amorphes [DEG]. .............................60 Figure 27: Procédés de fabrication des poudres amorphes [DEG]. ......................................61 Figure 28: Cycles B(H) avec aimantation suivant un axe facile ou difficile. .......................63 Figure 29: Évolution des pertes fer dissipées dans a) l’alliage amorphe 2605CO b) l’alliage

amorphe 2714A en fonction de la fréquence et de l’induction [MET.]........................68 Figure 30: Machine synchrone à flux axial à noyaux amorphes toroïdaux et comparaison de

ses perf. à une machine CC et une machine à induction [JEN]. ...................................75 Figure 31: Moteur synchrone à aimants permanents utilisant des dents en tôles Fe-Si, en

SMC ou en amorphe [ENO]. ........................................................................................76 Figure 32: Comparaison des pertes à vide (3000 rpm) et des rendements pour diverses

charges (3000 rpm) de quatre moteurs synchrones à aimants permanents dont les dents du stators sont en aciers électrique (35A300, 50A470), en SMC (EU67xHH) ou en amorphe (2605SA1) [ENO]..........................................................................................77

Figure 33: Machine à réluctance variable polydiscoïde a) vue extérieure sans bobinage b) vue intérieure [TAG]. ...................................................................................................78

Figure 34: Illustration et dimensions de deux noyaux POWERLITE® de Metglas..............83 Figure 35: Comparaison des cycles d'hystérésis de noyaux en tôles M19 29 Gage

d'épaisseur 0,35 mm et de noyaux amorphes POWERLITE® à 60, 400 et 600 Hz......85 Figure 36: Comparaison des pertes ferromagnétiques dissipées dans des noyaux de tôles

M19 29 Gage d'épaisseur 0,35 mm et des noyaux amorphes POWERLITE® à différentes fréquences et pour différentes inductions dans les noyaux. .......................87

Figure 37: MFT claw-pole à stator hybride et à noyaux amorphes. .....................................89 Figure 38: Schéma de l'entraînement à réaliser pour la mesure des pertes fer par la méthode

de la mesure de la puissance d'entrée et la séparation des pertes. ................................93 Figure 39: Bilan de puissance de l’entraînement de la Figure 38.........................................93 Figure 40: Dispositif de mesure calorimétrique des pertes [BAH]. .....................................96 Figure 41: Représentation schématique des échanges thermiques entre un corps homogène

idéal et ses régions environnantes.................................................................................98 Figure 42: Schéma du banc d’essai de mesure thermométrique des pertes fer dans une

machine à induction [BOU]. .......................................................................................101 Figure 43: Transferts thermiques ayant lieu dans un pôle de la MFT claw-pole à stator

hybride à vide..............................................................................................................103 Figure 44: Transferts thermiques ayant lieu dans un pôle de la MFT claw-pole à stator

hybride à vide dont le noyau est isolé.........................................................................105 Figure 45: Schéma du banc d'essais et de la chaîne de mesure mis en place pour la

détermination des pertes fer dans un pôle de la MFT claw-pole à stator hybride. .....107 Figure 46: Circuit magnétiques statoriques à noyau a) amorphe b) de tôles utilisés dans la

MFT claw-pole à stator hybride test. ..........................................................................109 Figure 47: Système d’isolation du stator de la MFT claw-pole à stator hybride test. ........110

Liste des figures

xi

Figure 48: a) Insertion du stator dans le rotor. b) Vue de l’entrefer. ..................................110 Figure 49: Interface stator-rotor de la MFT claw-pole à stator hybride conçue.................111 Figure 50: Entraînement utilisé pour les essais. .................................................................112 Figure 51: Chaîne de mesure mise en place avec le banc d’essais. ....................................113 Figure 52: Disposition des thermocouples sur le stator de la MFT claw-pole. ..................116 Figure 53: Mesure de l'élévation de température sur un pied et sur le noyau d'une MFT

claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE® à a) 50 Hz b) 100 Hz c) 150 Hz d) 200 Hz e) 250 Hz f) 300 Hz g) 350 Hz h) 400 Hz.....................................120

Figure 54: Évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE®. L’induction mesurée dans le noyau s’élève à 0,36 T......................................................................123

Figure 55: Mesure de l'élévation de température sur un pied et sur le noyau d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm à a) 50 Hz b) 100 Hz c) 150 Hz d) 200 Hz e) 250 Hz f) 300 Hz g) 350 Hz h) 400 Hz.127

Figure 56: Évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage. L’induction mesurée dans le noyau s’élève à 0,36 T......................................................................129

Figure 57: Comparaison de l’évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE® et dans celui d’une machine similaire à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage. L’induction mesurée dans les noyaux s’élève à 0,36 T. .............................................130

Figure 58: Distribution des pertes fer dans les pieds et les noyaux dans une MFT à noyau amorphe (expérience 1) et dans une MFT à noyau de tôles (expérience 2). ..............133

Figure 59: Une paire de pôles d'une MFT claw-pole à stator hybride simulée avec Magnet VI® et son maillage. ....................................................................................................139

Figure 60: Courbes B(H) de l’ATOMET® EM-1®, de l'amorphe 2605SA1 et des tôles électriques Fe-Si M19 29 Gage utilisées dans Magnet VI®........................................140

Figure 61: Répartition de l’induction dans le noyau d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques du rotor : gauche : ϕelec = 0° - droite : ϕelec = 120°. ..................................................................................................142

Figure 62: Répartition de l’induction dans un pied d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques du rotor : gauche : ϕelec = 0° - droite : ϕelec = 120°. ..................................................................................................144

Figure 63: Évolution de l'induction dans les noyaux amorphes de la MFT en fonction de la position électrique du rotor .........................................................................................146

Figure 64: Évolution du couple total développé par la MFT en fonction de la position électrique du rotor. ......................................................................................................147

Figure 65: Contenu harmonique de la densité de flux dans les noyaux de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. ..........................................................................148

Figure 66: Pertes fer en fonction de la fréquence et de la vitesse de rotation dans les noyaux d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. .......................................148

Figure 67: Comparaison de l'évolution de l'induction dans les noyaux d'une MFT à noyaux amorphes et d'une MFT à noyaux de tôles en fonction de l’angle électrique.............150

Figure 68: Comparaison de l'évolution du couple total développé par une MFT à noyaux amorphes et une MFT à noyaux de tôles en fonction de l’angle électrique. ..............150

Liste des figures

xii

Figure 69: Comparaison du cotenu harmonique de la densité de flux dans les noyaux des deux MFT. ..................................................................................................................152

Figure 70: Comparaison des pertes fer en fonction de la fréquence et de la vitesse de rotation dans les noyaux des deux MFT simulées. Nombre de pôles = 30.................152

Figure 71 : Évolution des rendements d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes et d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles en fonction de la vitesse de rotation. ......................................................................................................158

Liste des tableaux

xiii

Liste des tableaux

Tableau 1: Caractéristiques de MFT utilisées dans des applications industrielles. ..............16 Tableau 2: Résumé des performances de quelques MFT doubles faces réalisées................25 Tableau 3: Comparaison des performances de deux topologies de MFT différentes...........29 Tableau 4 : Comparaison des performances de MFT claw-pole et MFT double face..........29 Tableau 5: Comparaison des propriétés magnétiques des SMC et des tôles magnétiques

conventionnelles. ..........................................................................................................38 Tableau 6: Dimensions des machines simulées à l’aide de Magnet VI® dans [DUB3]. ......47 Tableau 7: Principales caractéristiques magnétiques d’amorphes commercialisés..............66 Tableau 8 : Propriétés mécaniques de rubans amorphes [PER2]. ........................................69 Tableau 9: Comparaisons des coûts globaux d'un transformateur à noyaux amorphes de 500

kVA et d'un transformateur à noyaux Fe-Si GO [DEC]...............................................72 Tableau 10: Étude rapide de faisabilité de la MFT claw-pole à stator hybride. ...................81 Tableau 11: Caractéristiques magnétiques des alliages amorphes susceptibles d'être utilisés

dans notre application comparées à celles d’une tôle Fe-Si M19.................................82 Tableau 12: Masses et capacités thermiques du noyau POWERLITE® et des pieds en

l’ATOMET® EM-1® [MET] [DUB5].........................................................................121 Tableau 13: Résultats de mesures de pertes fer réalisées sur la MFT claw-pole à stator

hybride à noyau amorphe POWERLITE®. .................................................................122 Tableau 14: Masses et capacités thermiques du noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage et des

pieds en l’ATOMET® EM-1® [PRO] [DUB5]. ........................................................127 Tableau 15: Résultats de mesures de pertes fer réalisées sur la MFT claw-pole à stator

hybride à noyau de tôles Fe-Si....................................................................................128 Tableau 16: Distribution des pertes fer au stator de la MFT à noyau amorphe..................132 Tableau 17: Distribution des pertes fer au stator de la MFT à noyau de tôles. ..................133 Tableau 18: Pertes fer dissipées dans les 15 noyaux d'une MFT à noyaux de tôles et dans

une MFT à noyaux amorphes. ....................................................................................153 Tableau 19 : Rendements estimés de deux MFT claw-pole à stator hybride, l’une à noyaux

amorphes, l’autre à noyaux de tôles à partir des résultats du calcul des champs et de mesures expérimentales [DUB3]. ...............................................................................157

Liste des symboles

xiv

Liste des symboles

B : Induction magnétique [T].

B0 : Induction créée dans l’entrefer par un aimant [T].

Ba : Induction créée dans l’entrefer par le bobinage [T].

Bnoyau : Induction dans un noyau magnétique [T].

Br : Induction rémanente [T].

Bs : Induction magnétique de saturation d’un matériau [T].

c : Capacité calorifique massique spécifique d’un fluide [J/°C.kg].

C : Capacité thermique d’un corps homogène [J/°C].

C2605SA1 : Capa. therm. mass. d’un noyau am. POWERLITE® de Metglas® [J/°C.kg].

CATOMET : Capacité thermique massique d’un pied d’ATOMET® EM-1® [J/°C.kg].

CM19 : Capacité thermique massique d’un noyau de tôles Fe-Si M19 [J/°C.kg].

Cnoyau : Capacité therm. d’un noyau d’une MFT claw-pole à stator hybride [J/°C].

Cpied : Capacité thermique d’un pied d’une MFT claw-pole à stator hybride [J/°C].

f : Fréquence [Hz].

Fr : Force développée sous un pôle du rotor [N].

Ft : Force tangentielle [N].

G : Conductance thermique [W/°C].

hm : Épaisseur d’un aimant [m].

H : Champ magnétique [A/m].

HC : Champ magnétique coercitif d’un aimant [A/m].

Liste des symboles

xv

ia : Intensité du courant circulant dans le bobinage [A].

K : Énergie d’anisotropie [J].

KM : Énergie d’anisotropie magnétocristalline [J].

Ks : Énergie d’anisotropie liée aux contraintes méca. subies par un matériau [J].

KU : Énergie d’anisotropie induite par des traitements apportés à un matériau [J].

l : Profondeur d’un aimant [m].

lg : Longueur de l’entrefer [m].

m : Masse [kg].

m2605SA1 : Masse d’un noyau amorphe POWERLITE® de Metglas® [J/°C.kg].

mATOMET : Masse d’un pied en ATOMET® EM-1® [kg].

mM19 : Masse d’un noyau fait d’un empilement de tôles Fe-Si M19 [kg].

N : Nombre de conducteurs sous un pôle [/].

Νr : Vitesse de rotation [rpm].

p : Nombre de paires de pôles [/].

P : Chaleur générée par un corps homogène[W].

Pfer_totales : Pertes fer totales d’un matériau magnétique donné [W].

Pmachine : Pertes dissipées par un moteur électrique [W].

Pnoyau_2605SA1 : Pertes fer dans un noyau amorphe POWERLITE® de Metglas® [W].

Pnoyau_EM1 : Pertes fer dans un noyau d’ATOMET® EM-1® [W].

Pnoyau_M19 : Pertes fer dans un empilement de tôles Fe-Si M19 [W].

PFoucault : Pertes volumiques par courants de Foucault [W/m³].

q : Vitesse volumique d’un fluide [m³/s].

rg : Rayon à l’entrefer [m].

ℜ aimant : Réluctance d’un aimant [A/Wb].

Rdisspied : Échanges thermiques pied – air [W/°C].

Liste des symboles

xvi

S : Surface d’un aimant [m²].

Sg : Surface de l’entrefer [m²].

t : Temps [s].

T : Température d’un corps homogène [°C].

Tambiant : Température de l’air environnant [°C].

Tnoyau : Température d’un noyau d’une MFT claw-pole à stator hybride [°C].

Tpied : Température d’un pied d’une MFT claw-pole à stator hybride [°C].

Tt : Couple tangentiel [Nm].

Vg : Volume de l’entrefer [m³].

δ : Entrefer mécanique [m].

∆Τ : Variation de température d’un fluide [°C].

φ : Flux magnétique [Wb].

λS : Constante de magnétostriction [/].

µ0 : Perméabilité magnétique du vide 4 π e-7 [H/m].

µ0 : Perméabilité relative d’un matériau [/].

θ : Angle entre l’axe d’une contrainte mécanique et le vecteur d’aimantation [°].

θΜ : Force magnétomotrice d’un aimant [A].

ρ : Résistivité d’un matériau [Ω.m].

ρf : Densité d’un fluide [kg/m³].

σ : Contrainte mécanique subie par un matériau [J/m³].

τ : Pas polaire [m].

ω : Pulsation électrique [rad/s].

Ω : Vitesse de rotation [rad/s].

Introduction

1

Introduction

Conscients des effets de l’activité humaine sur le réchauffement climatique, 38 pays

industrialisés se sont légalement engagés à réduire leurs émissions de gaz à effets de serre

de 5,2% d’ici 2012 par rapport aux émissions de 1990. Dans le cadre du protocole de

Kyoto, de nombreux pays ont revu récemment leurs politiques environnementales pour

favoriser le développement des énergies renouvelables et promouvoir des moyens de

transports plus écologiques. Les stratégies actuellement employées consistent notamment à

développer la production d’énergie éolienne et les technologies qui s’y rattachent ainsi qu’à

subventionner la recherche et le développement des véhicules électriques zéro émissions.

Au cœur de ces stratégies, un axe de recherche important, dans lequel il est primordial de

fournir un effort de recherche, est celui des machines électriques.

Dans le domaine éolien comme dans celui des véhicules électriques, la machine électrique

idéale est celle capable de fournir un couple important avec un rendement se rapprochant de

100 %, pour un encombrement minimal et un prix concurrentiel. Dans le début des années

80, une nouvelle topologie de machine électrique a vu le jour, la machine à flux transverse

(MFT). Parce qu’elle possède généralement un bon rendement et des densités de couples

par unité de volume jusqu’à trois fois plus importantes que celles atteignables par une

machine asynchrone, cette nouvelle topologie est en mesure de se faire une place de choix

dans les domaines éolien et dans celui des véhicules électriques.

Malgré une importante densité de couple, la complexité et le coût de fabrication élevés des

MFT font que ce type de machine ne dépasse que rarement le stade de prototype. De plus,

les pertes fer survenant dans les MFT sont généralement plus importantes que dans d’autres

types de machines électriques à cause d’un nombre de paires de pôles élevé. Les

conséquences de ces pertes ferromagnétiques considérables se ressentent sur le rendement

de la machine qui diminue lorsque la fréquence électrique de fonctionnement de cette

Introduction

2

dernière augmente. Avec l’augmentation de ces pertes survient le problème de la

dissipation de la chaleur qu’elles génèrent au sein de la machine. Les pertes

ferromagnétiques élevées responsables de l’échauffement de la machine limitent alors

généralement les domaines d’utilisation de la MFT aux applications où un fort couple est

requis à basse vitesse comme dans certaines applications de traction électrique (bus,

automobile, tram, navire, …) et aux aérogénérateurs.

Ce travail de maîtrise s’inscrit dans le cadre du développement d’une nouvelle

configuration de MFT : la MFT à griffe ou claw-pole à stator hybride. Cette géométrie de

machine est celle qui exploite, selon nous, au mieux les avantages structurels de la

topologie parmi les différentes configurations de MFT existantes, en combinant des

performances élevées en terme de densité de couple à une fabrication relativement aisée.

Grâce au concept de stator hybride qui voit l’utilisation combinée de deux matériaux

ferromagnétiques doux différents au stator de la machine, les pertes ferromagnétiques de ce

type de MFT sont considérablement réduites. Parce qu’elle possède des performances en

terme de couple massique très intéressantes et grâce à un rendement élevé à basse vitesse,

cette configuration de MFT est déjà employée pour la fabrication d’alternateurs pour

éoliennes.

Nous pensons qu’il est possible d’exploiter le concept de stator hybride pour réduire les

pertes ferromagnétiques d’une MFT claw-pole encore davantage. Nous comptons pousser

ce concept plus loin en axant nos recherches sur des matériaux magnétiques doux à faibles

pertes tels que les matériaux ferromagnétiques amorphes. Apparus dans le début des années

60, les matériaux amorphes, nommés à cause de leur structure atomique qui s’apparente à

celle des verres et des matériaux plastiques, attirent l’attention des électrotechniciens à

cause de leurs propriétés magnétiques exceptionnelles : l’agencement moléculaire irrégulier

d’un amorphe en fait un matériau aisément aimantable grâce à une importante perméabilité

et de très faibles pertes ferromagnétiques. Malgré une utilisation dans le domaine des

moteurs électriques très peu répandue, nous avons de bonnes raisons de penser à un emploi

bénéfique de ce type de matériau au sein d’une MFT claw-pole à stator hybride. L’usage

d’amorphes peut-il contribuer à l’augmentation du rendement de la MFT claw-pole à stator

Introduction

3

hybride ? Peut-il permettre d’ouvrir ce type de machine à d’autres domaines d’applications?

C’est pour tenter de répondre à ces questions que nous consacrons ce travail de maîtrise à

l’étude des performances d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.

La structure de ce mémoire est la suivante :

Le chapitre 1 est entièrement consacré à la présentation de la topologie à flux transverse.

Nous y décrivons le concept de flux transverse et en présentons les avantages et

inconvénients. Nous évoquons ensuite les domaines d’utilisation de la MFT. Nous

effectuons finalement une revue de littérature des différentes configurations de MFT

existantes.

Dans le chapitre 2, nous nous intéressons plus particulièrement à la MFT claw-pole à stator

hybride. Après avoir justifié la nécessité des matériaux magnétiques composites au sein du

circuit magnétique de la machine, nous expliquons le concept de stator hybride. Nous

finissons la deuxième partie par l’étude des performances d’une MFT claw-pole à stator

hybride à partir d’essais expérimentaux et simulés

Nous consacrons le chapitre 3 à l’étude des matériaux ferromagnétiques amorphes. Nous y

évoquons les procédés de fabrication ainsi que les propriétés magnétiques et mécaniques de

ce type de matériaux. Nous détaillons les champs d’application des amorphes avant

d’envisager leur emploi dans le circuit magnétique d’une MFT claw-pole à stator hybride.

Pour la suite de notre étude, nous sélectionnons finalement un type de matériaux amorphe

dont nous évaluons les caractéristiques.

Dans le chapitre 4, nous cherchons à déterminer expérimentalement les pertes

ferromagnétiques dissipées dans une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.

Dans un premier temps, nous passons en revue différentes méthodes d’évaluation des pertes

dans les machines électriques. Nous décrivons ensuite l’approche que nous avons retenue

pour notre étude ainsi que la conception du banc d’essais nécessaire pour nos mesures.

Nous présentons finalement les résultats de nos mesures expérimentales.

Introduction

4

Nous consacrons le cinquième et dernier chapitre à l’évaluation des pertes

ferromagnétiques dissipées dans une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes

par simulation par éléments finis. Après avoir décrit le principe de nos simulations, nous

comparons les performances de la machine à celles de la MFT présentée dans le chapitre 2.

1 – La topologie à flux transverse.

5

1 LA TOPOLOGIE À FLUX TRANSVERSE.

1.1 Introduction

La littérature scientifique ne comporte que très peu de références anciennes à la topologie à

flux transverse dans le domaine des machines électriques. Deux brevets allemands datant

de 1904 et 1934 [LAI] font état de moteurs linéaires à flux transverse sans cependant mettre

clairement en évidence les avantages relatifs à la topologie. Il n’y aura aucune mise en

application de l’idée avant les travaux de Laithwaite et al. en 1971. Dans leur publication

[LAI], les auteurs décrivent les performances de prototypes de nouveaux moteurs linéaires

dont la circulation du flux est transversale à la direction du mouvement soulignant leur

possible utilisation bénéfique dans le domaine des transports ferroviaires haute vitesse. Les

auteurs concluent sur la possible extension du concept aux machines électriques tournantes.

Il faudra attendre les travaux Weh [WEH1] [WEH2] vers la fin des années 1980 pour voir

se développer un nouveau type de machine électrique tournante : la machine à flux

transverse (MFT). Grâce au découplage des circuits magnétique et électrique de la MFT, la

diminution du pas polaire de la machine n’entraîne pas la réduction de la fenêtre de

bobinage, ce qui n’est pas le cas des machines électriques conventionnelles. D’après Huang

et al. dans [HUA], une MFT à aimants permanents permet ainsi l’obtention de densités de

puissance par unité de volume jusqu’à trois fois plus importantes que celles atteignables par

une machine à induction : à rendement, induction dans l’entrefer et densité de courant

équivalents, le volume d’une MFT de 75 kW et 8 paires de pôles est de 93 dm³ quand celui

d’une machine à induction de même puissance avec 2 paires de pôles est de 250 dm³ à 150

rpm (rotation par minute). Nous commencerons cette partie par une description détaillée du

concept de MFT avant de présenter ses avantages et inconvénients. Nous évoquerons

ensuite les domaines d’applications de la MFT. Pour finir, nous passerons en revue ses

différentes configurations.


6

1.2 Principe de fonctionnement et caractéristiques de la MFT

1.2.1 Le concept de flux transverse

Une distinction doit être faite entre d’un côté, la forme d’un moteur électrique

(fondamentalement la forme de son entrefer), et d’un autre l’arrangement de ses circuits

magnétique et électrique. Il est intéressant de noter que si les différentes formes de moteurs

sont nombreuses (moteur cylindrique, plan, conique, sphérique, disque, …), les

agencements envisageables des circuits magnétiques et électriques sont très limités.

Lorsque la seule restriction sur la forme d’un moteur est celle imposée par le rotor qui doit

être mobile, l’arrangement des circuits magnétiques et électriques est soumis à des

contraintes bien plus rigoureuses liées aux concepts même de génération de force et

d’induction. C’est pourquoi deux types d’agencements uniquement sont possibles qui

référencent à deux types de machines : les machines longitudinales et les machines à flux

transverse.

Dans la grande majorité des machines électriques, les circuits magnétiques et électriques

sont définis dans des plans de l’espace distincts qui se coupent perpendiculairement, de

façon à générer une force comme l’expliquent Laithwaite et al. dans [LAI]: quand le flux

évolue majoritairement dans un certain plan de l’espace au sein d’une machine, le courant

circule dans un plan perpendiculaire (Figure 1).

a) b)

Figure 1: Schéma de la répartition spatiale des grandeurs électromagnétiques dans

une machine électrique de topologie a) longitudinale b) à flux transverse.


7

Dans la plupart des machines conventionnelles, le circuit magnétique se trouve

principalement dans le plan ABD de la Figure 1 a), quand le circuit électrique est défini

dans le plan AFB. Les composantes de flux parallèles à CD et celles de courant parallèles à

EF contribuent à la création d’une force qui va permettre un déplacement du rotor

parallèlement à AB. On parle alors de machine longitudinale. Il est également possible de

générer une force sur le rotor d’une machine à partir d’un flux circulant principalement

dans un plan perpendiculaire, ou transverse au déplacement comme représenté sur la

Figure 1 b) : L’action électromagnétique a toujours lieu entre des composantes de flux

parallèles à CD et des composantes de courants parallèles à EF et produit une force

tangentielle parallèle à AB. On parle dans ce cas de MFT.

On trouve les premières références aux MFT dans les travaux de Weh [WEH1] [WEH2]

dans les années 1980. La machine de Weh dérive du plus vieux type d’alternateur triphasé

existant : le moteur à griffes ou machine claw-pole [NEI] datant de 1891. Le concept même

de flux transverse est déjà utilisé par la machine claw-pole dont la répartition du flux au

sein de son circuit magnétique est majoritairement transversale à direction du mouvement.

Bien que la machine claw-pole et la MFT partagent cette particularité, la dernière a élargi le

concept de flux transverse par l’utilisation d’aimants permanents mais également dans

certaines configurations de concentrateurs de flux, dont nous expliquerons la fonction plus

loin. La Figure 2 représente la structure de base d’une MFT et permet de comparer le trajet

du flux dans celle-ci à celui dans une machine à aimants conventionnelle. :

a) b)

Figure 2: Trajet du flux dans une paire de pôles d’une machine a) à flux transverse b)

longitudinale à aimants permanents.


8

Tel que représenté sur la Figure 2 a), la structure de base d’une MFT possède un bobinage

en forme d’anneau dans lequel circule un courant de manière parallèle à la direction de

rotation de la machine. Deux rangées d’aimants permanents dont la polarité est radiale et

alternante sont disposés sur la circonférence du rotor et génèrent un flux qui vient interagir

avec celui créé par la réaction d’induit. Des noyaux en forme de C placés autour du

bobinage permettent la création d’une force électromotrice à ses bornes et le passage du

flux au stator de manière transversale à la direction du mouvement. À chaque noyau en C

du stator correspond une paire de pôles (deux aimants) de chaque rangée au rotor.

Dans le cas de la machine longitudinale, nous pouvons remarquer que les composantes du

flux sont majoritairement radiales et orthoradiales (plan r0θ) (Figure 2 b)). Dans le cas de

la MFT, les composantes du flux dans le stator sont principalement radiales et axiales (plan

r0z) (Figure 2 a)). Cependant, un flux non négligeable qui ne contribue pas à la création de

la force électromotrice aux bornes du bobinage circule également dans le plan r0θ.

1.2.2 À propos de la densité de force développée par une MFT

La densité de force d’une machine électrique correspond au ratio de la force tangentielle tF

qu’elle est capable de développer et de la surface totale de son entrefer Sg. La densité de

force est souvent utilisée comme un indicateur des performances d’une topologie

puisqu’elle est relativement indépendante des dimensions de la machine. Elle est aussi

égale au ratio du couple tT d’une machine et du volume de son entrefer Vg comme le

montre l’équation (1) :

22 2 2t gt t t

g g g g g g

F rF F TS r l r l Vπ π

⋅= = =

⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ (1)

, avec rg le rayon de la machine à l’entrefer et lg la longueur de l’entrefer. Dans la plupart

des cas, une machine possédant une importante densité de force aura également un fort

couple volumique (couple de la machine divisé par son volume total). Le volume et la


9

masse de la machine étant liés, un moteur dont la densité de force est élevée, possède en

général de bonnes performances en terme de couple massique. Le coût d’une machine étant

intrinsèquement lié à la masse des matériaux utilisés pour sa construction, un moteur dont

le couple massique est important s’avère donc économiquement intéressant.

Grâce à l’agencement particulier de ses circuits magnétique et électrique, la caractéristique

principale d’une MFT est sa densité de force importante, ce que nous allons tenter

d’expliquer dans ce paragraphe.

1.2.2.1 Expression de la densité de force dans une machine à aimants

Il existe plusieurs façons de calculer la force tangentielle qui s’exerce sur le rotor d’une

machine électrique à aimants permanents. Une méthode communément utilisée consiste à

calculer la force de Laplace en remplaçant les aimants permanents d’une machine par des

boucles de courants tel qu’effectué par Weh dans [WEH1] et [WEH3]. Un aimant

permanent est alors assimilé à un bobinage qui génère une force magnétomotrice θΜ,

proportionnelle à l’épaisseur de l’aimant hm et à son champ coercitif HC. En faisant les

hypothèses d’une aimantation rigide (i.e. aimantation constante et égale à l’induction

rémanente) et d’une perméabilité relative de l’aimant égale à un, l’induction générée par un

aimant s’écrit généralement ainsi:

00

rr

B BB H B Hµµ−= ⋅ + ⇒ = (2)

, avec µ0, la perméabilité du vide, Br, l’induction rémanente de l’aimant et H, un champ

magnétique. D’après le théorème d’Ampère appliqué à l’aimant, nous pouvons écrire que :

0mH h⋅ = (3)

, avec hm , l’épaisseur de l’aimant. Nous écrivons alors à partir de (2) et (3) que :

0 0 0 0

m r m m r maimant M

B h B h h B hS

φ φ θµ µ µ µ⋅ ⋅ ⋅= ⇔ ⋅ = ⇔ ℜ ⋅ =

⋅ (4)


10

, en considérant un aimant rectangulaire, avec S la surface de l’aimant, Raimant sa réluctance,

φ le flux généré par l’aimant et θΜ sa force magnétomotrice. Nous écrivons finalement

que :

0

r mM C m

B h H hθµ⋅= = ⋅ (5)

À partir de (5) et des hypothèses que nous avons formulées, nous pouvons assimiler un

aimant permanent à un bobinage parcouru par un courant fictif qui génère une force

magnétomotrice θΜ, proportionnelle à la largeur de l’aimant, son induction rémanente Br ou

son champ coercitif HC. Cette simplification nous permet alors de calculer la force de

Laplace appliquée à un aimant permanent du rotor d’une machine électrique (Figure 3).

Figure 3: a) Simplification d’un aimant permanent assimilé à une boucle de courant.

b) Application de la loi de Laplace pour le calcul de la force appliquée à un rotor à

aimants permanents à l’aide de la simplification de a).

Figure 4: Forces tangentielles. d’une machine à aimants permanents a) longitudinale

b) à flux transverse.


11

En faisant la supposition que le flux généré par le bobinage du stator franchit l’entrefer de

la machine perpendiculairement à sa surface et en négligeant les effet de bords, nous

sommes en mesure de calculer alors l’expression de la force FR(τ) développée sous chaque

pôle du rotor d’une machine longitudinale ou à flux transverse (voir Figure 4) en

appliquant la loi de Laplace (6) :

( ) 2R M aF B lτ θ= ⋅ ⋅ ⋅ (6)

, avec Ba l’induction dans l’entrefer créée par le courant circulant dans le bobinage au stator

et l la profondeur des aimants.

En conservant l’hypothèse d’une magnétisation rigide des aimants et à partir du théorème

d’Ampère, nous écrivons l’expression de l’induction Ba dans l’entrefer créée par le courant

dans le bobinage du stator uniquement (7) :

( )0 2a

am

N iBh

µδ

⋅= ⋅⋅ + (7)

, avec δ, l’entrefer mécanique, N le nombre de conducteurs sous un pôle et ia, l’intensité du

courant dans le bobinage du stator. À partir de (1), nous pouvons voir la densité de force

par pôle Fa d’une machine comme le quotient entre la force appliquée sur un pôle du rotor

et la surface du pôle, et écrire à partir de (6) et (7) que:

( ) 0

0

R a ma

F B B hFlτ

τ µ τ⋅= = ⋅

⋅ (8)

, avec τ le pas polaire et B0, l’induction à vide dans l’entrefer créée par l’aimant.

1.2.2.2 La particularité de la topologie à flux transverse

À partir de (8), nous comprenons que la densité de force d’une machine est dépendante de

l’épaisseur des aimants, du pas polaire et de la force magnétomotrice (Nia) statorique par


12

pôle. Pour une épaisseur d’aimant donnée et un diamètre de machine donné, le concepteur

qui cherche à augmenter la densité de force doit trouver un compromis entre la diminution

du pas polaire et l’augmentation de la force magnétomotrice du stator par pôle.

À fenêtre de bobinage fixée et pas polaire constant, l’augmentation de la force

magnétomotrice statorique passe par l’accroissement du courant et donc des pertes Joule

dans le bobinage. Cette solution est à écarter si l’on souhaite limiter l’échauffement de la

machine. Observons alors l’influence de la réduction du pas polaire sur la densité de force

développée par une machine longitudinale et une machine à flux transverse, à force

magnétomotrice statorique par pôle fixe (i.e. fenêtre de bobinage fixe) et épaisseur des

aimants constante.

La Figure 5 nous permet de constater que l’espace nécessaire au passage du flux dans le

stator d’une machine longitudinale devient un facteur limitatif lorsque le pas polaire est

réduit. Plus le pas polaire est faible, plus l’espace dans lequel circule le flux est réduit,

augmentant ainsi les risques de saturation dans les dents. Sur la Figure 5 c), nous

remarquons qu’il est impossible de réduire davantage le pas polaire tout en conservant une

fenêtre de bobinage constante de manière à augmenter la densité de force. Les circuits

magnétique et électrique de la machine longitudinale sont par conséquent grandement

couplés par des contraintes spatiales.

Contrairement à la machine longitudinale, la réduction du pas polaire d’une MFT influence

peu l’induction générée par le bobinage dans les noyaux du stator (si on néglige la réaction

d’induit).

Figure 5: Effet de la réduction du pas polaire sur la densité de force développée par

une machine longitudinale à fenêtre de bobinage et largeur des aimants constantes.


13

Figure 6: Effet de la réduction du pas polaire sur la densité de force développée par

une MFT, à fenêtre de bobinage et largeur des aimants constantes.

Comme le montre la Figure 6, aucune contrainte spatiale ne vient empêcher la conservation

des dimensions de la fenêtre de bobinage lorsque le pas polaire est réduit: les circuits

magnétique et électrique sont donc en grande partie découplés.

À force magnétomotrice statorique et induction dans l’entrefer équivalentes, la densité de

force générée par une MFT est potentiellement plus importante que celle développée par

une machine à aimants conventionnelle car la topologie à flux transverse permet

l’utilisation de pas polaire relativement faibles.

La haute densité de force des MFT permet la construction de machines relativement

compactes. Le faible volume et le faible poids d’une machine est un critère parfois

déterminant dans le cahier des charges de certaines applications : grâce à sa haute densité

de force, la MFT est une concurrente de choix dans une application moteur roue.

L’équation (1) nous montre que la densité de force est équivalente au couple volumique

d’une machine. Le gain en terme de poids conféré par un couple volumique élevé peut

également se traduire par un gain en terme de coût, lorsque l’on considère la masse des

matériaux utilisés dans une machine uniquement. Dans certaines applications, la MFT peut

s’avérer compétitive en terme de coût face à une machine longitudinale classique.


14

1.2.3 Avantages et inconvénients de la topologie à flux transverse.

Nous nous sommes attachés à expliquer dans la partie précédente le principal atout de la

topologie à flux transverse : sa haute densité de force. Cet attribut en fait une concurrente

sérieuse pour les machines longitudinales. Cependant, nous verrons ici que certains

inconvénients inhérents à la topologie limitent l’usage de la MFT à certaines applications.

À partir de données recueillies dans la littérature, nous listons ci-dessous les avantages que

possède la topologie à flux transverse sur les topologies conventionnelles :

- La section de bobinage est plus importante et de réalisation aisée [WEH1] [WEH2].

- Il est possible de réaliser des machines à pas polaire relativement faibles et par

conséquent à densité de force élevé, tout en conservant une force magnétomotrice

statorique élevée [WEH1] [WEH2] [HEN] [WEH3].

- La section du matériau magnétique peut être dimensionnée avec moins de

restrictions et ne dépend que peu de la section du bobinage grâce au découplage des

circuits magnétique et électrique [WEH1] [WEH2] [HEN] [WEH3].

- Il y a peu d’interactions entre les phases de la MFT ce qui simplifie le contrôle et

améliore la robustesse de la machine en cas de défaillance d’une phase [GUO1]

[PEE].

Cependant, la topologie à flux transverse souffre encore de nombreux inconvénients :

- Le facteur de puissance d’une MFT est généralement relativement bas en

comparaison à ceux des machines longitudinales comme le soulignent Harris et al.

dans [HAR1]. Il atteint typiquement des valeurs allant de 0,35 à 0,55 (dans le cas de

machines à concentrateurs de flux) contre des valeurs proches de l’unité dans le cas

des machines conventionnelles. Harris et al. l’expliquent par le fait que ce type de

machine possède généralement une grande réactance (en partie due aux des

importants flux de fuite dans la machine) pour une force électromotrice relativement

faible. Un facteur de puissance bas va être responsable du surdimensionnement et

donc de l’augmentation du prix du convertisseur associé à la MFT.


15

- Si la topologie à flux transverse permet l’accroissement du nombre de paires de

pôles et donc de la charge linéique, ceci a également pour conséquence d’augmenter

la fréquence de fonctionnement électrique. Les pertes magnétiques qui grandissent

avec la fréquence et donc le nombre de paires de pôles cantonnent pour le moment

les MFT aux basses et moyennes vitesses [MEC] [HAR2].

- Quand l’usage de tôles magnétiques anisotropes est de rigueur dans les machines

électriques conventionnelles en raison de leurs bonnes caractéristiques magnétiques,

la circulation du flux en trois dimensions dans une MFT impose l’utilisation de

matériaux spéciaux. [GUO1] [MEC] et [MAD] évoquent l’usage de matériaux

isotropes en poudre de fer (SMC) dont les performances magnétiques (perméabilité,

induction de saturation et pertes ferromagnétiques spécifiques) sont plus faibles que

les tôles fer-silicium (Fe-Si) laminées communément utilisées. La difficulté, voire

l’impossibilité dans certains cas, d’utiliser des matériaux laminés est un facteur

venant limiter le rendement des MFT.

- La construction de certaines MFT peut s’avérer difficile comme l’évoquent les

références [MEC] et [MAD]. C’est notamment le cas des machines à double face

dont nous discuterons plus loin et qui fournissent des valeurs de densité de force

très élevées. L’auteur de [PEE] rajoute également que l’emploi de configurations à

concentrateurs de flux peut réduire la robustesse de la machine, si aucune

précaution n’est prise, ce qui tend à limiter sa vitesse de fonctionnement.

Lorsque la plupart des machines longitudinales conventionnelles fait l’objet de recherches

et de développements depuis plus d’un siècle, la MFT ne suscite l’attention des chercheurs

que depuis 20 ans seulement. Si les améliorations à apporter à cette nouvelle structure de

machine sont encore très nombreuses, la topologie à flux transverse n’en demeure pas

moins déjà compétitive dans les applications qui requièrent une densité de force élevée.


16

1.3 Domaines d’utilisation de la MFT.

La littérature ne fournit que quelques références à l’emploi de MFT dans des applications

technologiques. Viorel et al. dans [VIO] font un état de l’art de l’utilisation de la topologie

à flux transverse à des fins industrielles. Les auteurs expliquent qu’il existe principalement

deux domaines dans lesquels la MFT est utilisée : les véhicules électriques de tous types

(automobile, bus, tram, navires, …) et les aérogénérateurs ou éoliennes. Nous allons tenter

d’expliquer ici pourquoi l’usage des MFT est limité à ces deux champs d’application.

Dans le paragraphe précédent, nous nous sommes attachés à expliquer que l’avantage de la

MFT était sa haute densité de force rendue possible par l’utilisation d’un pas polaire faible

combinée à une force magnétomotrice importante. Un nombre de paires de pôles élevé a

pour contrepartie d’augmenter les fréquences électriques de fonctionnement de la machine,

ce qui a pour conséquence d’accroître ses pertes ferromagnétiques. Pour maîtriser

l’échauffement et ainsi éviter la mise en place de systèmes de refroidissement coûteux, les

configurations de MFT actuelles rendent nécessaire la limitation de la fréquence de

fonctionnement. À partir de données compilées dans la littérature [VIO] [BLI] [LAN1]

[MIT] [WEH4] que nous présentons dans le Tableau 1 ci-dessous, nous avons pu observer

que les fréquences nominales des MFT utilisées dans des applications industrielles étaient

généralement inférieures à 400 Hz.

Tableau 1: Caractéristiques de MFT utilisées dans des applications industrielles.

Vitesse nominale

Nombre de paires de pôles

Fréquence de fonctionnement

Rendement

Prototype de MFT de 75 kW pour un VE [VIO].

570 rpm 22 209 Hz 0,976

Prototype de MFT de 25 kW à attaque directe pour un VE [VIO].

600 rpm 40 400 Hz 0,94

MFT de 55 kW type « moteur roue » pour un tram [BLI].

240 rpm 40 160 Hz /

MFT Z28 90 kW/1000 Nm de Voith pour la traction électrique [LAN1].

850 rpm 28 400 Hz > 0,9

MFT 20 MW de Rolls-Royce pour un navire à propulsion électrique [MIT].

180 rpm 65 195 Hz > 0,98

MFT 6,4 kW pour un aérogénérateur de 0,5 m de diamètre [WEH4].

195 rpm 72 234 Hz > 0,9


17

La fréquence électrique de fonctionnement seule ne nous permet pas de tirer des

conclusions quant à l’usage bénéfique de la topologie à flux transverse dans un type

d’application industrielle ou dans un autre. Par contre, en dérivant une expression de la

fréquence en fonction du rayon, de la vitesse de rotation d’une machine, nous sommes

davantage en mesure de dire dans quelle application cette dernière peut être utilisée. La

pulsation électrique ω de fonctionnement d’une MFT dépend du nombre de paires de pôles

p de la machine et de la vitesse de sa rotation Ω. Nous pouvons ainsi écrire que :

60rp Np fω ⋅= ⋅Ω ⇒ = (9)

Il est possible d’exprimer le nombre de paires de pôles p de la MFT en fonction du pas

polaire τ et du rayon r de la machine :

2 rp πτ

⋅ ⋅= (10)

D’après (9) et (10), nous pouvons finalement écrire une expression de la fréquence de

fonctionnement d’une MFT en fonction du pas polaire τ, de son rayon r et de sa vitesse de

rotation Nr :

30rr Nf π

τ⋅ ⋅=

⋅ (11)

Le pas polaire utilisé dans les MFT est en général relativement faible. Même si le pas

polaire d’une machine est déterminé à partir d’un processus d’optimisation, nous pouvons

dire sans trop d’erreurs que celui d’une MFT se situe habituellement entre 10 mm et 30

mm. En choisissant un pas polaire de 20 mm, nous allons calculer les fréquences de

fonctionnement d’une MFT à partir de l’équation (11) pour différentes vitesses de rotation

et plusieurs diamètres de machine. En observant les résultats obtenus et en les comparant à

la plage de fréquence habituellement observée dans les MFT (0 – 400 Hz), nous allons être

en mesure de déterminer les domaines d’application de la topologie à flux transverse.


18

Figure 7: Fréquences de fonctionnement de MFT (τ = 20 mm) de rayons allant de 0 à

1,5 m et pour des vitesses de rotation allant jusqu’ à 10000 rpm.

Les lignes de niveaux représentées sur la Figure 7 correspondent aux différentes

fréquences calculées avec (11), pour des machines de rayons allant de 0 à 1,5 m et des

vitesses de rotation allant de 0 à 10000 rpm. La zone colorée du graphique correspond aux

plages de fréquences de fonctionnement des MFT généralement observées.

Le graphique présenté sur la Figure 7, nous permet de comprendre que les fréquences

électriques cantonnent les configurations actuelles de MFT aux basses vitesses ( < 50 rpm)

dans le cas de machines dont le rayon est important (jusqu’à 1,5 m). La topologie à flux

transverse peut donc être favorablement utilisée dans les aérogénérateurs de grande

puissance, applications dans lesquelles la vitesse est généralement basse. Le faible pas

polaire de la machine fait que la topologie à flux transverse se prête particulièrement bien

aux applications éoliennes à attaque directe. Weh et al. dans [WEH4] décrivent les

performances de deux MFT dont le design a été réalisé pour deux éoliennes à attaque

directe, dont une est présentée dans le Tableau 1. La propulsion électrique navale est

également une application dans laquelle la MFT peut être utilisée de manière bénéfique. La


19

compagnie Rolls-Royce a déjà conçu plusieurs moteurs de navires dont une machine de 20

MW [MIT] dont nous présentons quelques caractéristiques dans le Tableau 1.

Cependant, le graphique de la Figure 7 montre également que plus la vitesse de rotation

augmente, plus le rayon de la machine doit être réduit : d’après (11), une MFT de pas

polaire égal à 20 mm, dont la vitesse de rotation est de 1000 rpm voit son diamètre limité à

20 cm, pour ne pas dépasser une fréquence de 400 Hz. La MFT peut alors être utilisée de

manière bénéfique dans les applications de véhicules électriques où une haute densité de

force est requise, dans une plage de vitesses moyennes (500 rpm à 1000 rpm). C’est

pourquoi la majorité des applications industrielles faisant usage de la topologie à flux

transverse concerne le domaine des véhicules électriques. Nous citons quelques

caractéristiques de MFT utilisées dans ce champ d’applications dans le Tableau 1.

Même si la courte étude que nous venons de mener se base sur des observations générales

faites à partir d’une revue de littérature (plages de fréquences de fonctionnement

habituellement observées, pas polaire fréquemment utilisé), nous sommes en mesure de

conclure sur le fait que les pertes ferromagnétiques dues au pas polaire relativement faible

de ce type de machine limitent encore l’usage des configurations actuelles de MFT aux

applications basses vitesses ( < 100 rpm) ou aux moyennes dans le cas de machines où le

diamètre est faible ( < 1000 rpm et diamètre < 0.5 m).

1.4 Description des différentes configurations de MFT.

Depuis la première version de MFT de Weh [WEH1], la topologie à flux transverse a

évolué et se décline aujourd’hui en plusieurs configurations. La littérature donne des

exemples de MFT à aimant permanents montés à la surface du rotor ou à concentrateurs de

flux, à entrefer unique (simple face) ou à double entrefer (double face). Chaque

configuration se veut une amélioration d’une précédente. Ce travail de maîtrise s’inscrivant

dans le développement d’un concept de MFT existant, une présentation succincte de

l’évolution des différentes structures de machine est nécessaire.


20

1.4.1 Deux familles : les MFT à aimants montés en surface et les MFT à

concentrateurs de flux.

Avant de commencer à passer en revue les différentes configurations de MFT existantes, il

est nécessaire d’éclaircir la distinction qui différencie deux familles de machines utilisant la

topologie à flux transverse. Si les MFT utilisent communément un rotor constitué d’un

assemblage d’aimants permanents à polarité alternante, la configuration même de cet

assemblage varie : les aimants peuvent être montés directement à la surface du rotor ou être

placés entre des concentrateurs de flux.

Dans sa version première, la MFT utilise un rotor dont les aimants permanents sont

directement montés à sa surface (Figure 8 a)). Leur aimantation est perpendiculaire à

l’entrefer. L’autre famille de MFT utilise des concentrateurs de flux (Figure 8 b)). Un

concentrateur de flux est une pièce en matériau ferromagnétique doux placée entre deux

aimants dont l’aimantation est parallèle à l’entrefer. Le concentrateur de flux permet de

réduire les flux de fuites entre deux pôles adjacents [HAR1] [HAR2]. Dans la version à

aimants montés en surface, l’aimant se trouvant aligné avec le noyau en C produit un flux

dans ce dernier. De part et d’autre de l’aimant faisant face au noyau se trouvent des aimants

de polarités opposées qui génèrent un flux de fuite qui vient diminuer le flux circulant dans

le noyau et par conséquent la force électromotrice produite par la machine. L’emploi de

concentrateurs de flux conduit à une atténuation de ces derniers, dans le cas où l’entrefer de

la machine est suffisamment faible [DUB6].

Figure 8: a) MFT à aimants montés en surface. b) MFT à concentrateurs de flux.


21

Dans [DUB1], Dubois montre par un calcul simple que l’emploi de concentrateurs de flux

permet ainsi l’augmentation de 22% du flux circulant dans le C-core. Grâce à la réduction

des flux de fuite, la MFT utilisant des concentrateurs de flux possède également un facteur

de puissance plus élevée que la machine avec un rotor composé d’aimants montés à sa

surface [HAR1]. Si le concentrateur de flux permet d’augmenter le couple produit par une

MFT, il peut également complexifier sa construction [HAR2].

1.4.2 La MFT simple face à noyaux en C et en I.

La première version de MFT tournante simple face est celle proposée par Weh en 1988

[WEH2]. Un bobinage en anneau génère un flux dans un stator composé de pièces en forme

de C en matériau ferromagnétique doux, à l’intérieur desquelles il est enroulé. Le rotor est

quant à lui constitué de deux rangées d’aimants permanents de polarité alternante. Deux

aimants de chaque rangée sont reliés par une pièce en matériau ferromagnétique doux

permettant un passage de retour au flux. La Figure 9 présente un croquis de la MFT de

Weh. Cette version de machine combine haute densité de force, caractéristique à la

topologie, et simplicité de construction. Une utilisation de cette configuration combinée à

l’usage d’un rotor externe amplifie les avantages : l’opération de bobinage est davantage

simplifiée et la force développée par la machine plus importante grâce à un ratio diamètre

de la machine à l’entrefer sur diamètre extérieur plus grand. L’utilisation d’un rotor externe

n’est cependant pas l’apanage de cette configuration et est également utilisé dans d’autres

variantes de MFT.

Figure 9: MFT simple face de Weh à noyaux en C [WEH2].


22

Cependant, dans la version originale de Weh, le flux généré par la moitié des aimants se

trouvant entre deux noyaux en C du stator ne possède pas de passage de retour. Le flux

alors produit est un flux parasite, non lié au bobinage, venant affaiblir le flux circulant au

stator. Henneberger et al. dans [HEN] proposent une solution avec l’insertion de pièces en

forme de I en matériau ferromagnétique doux (Figure 10).

Les pièces en I qui guident le flux non lié au bobinage, sont de forme triangulaire de

manière à restreindre les flux de fuite existants avec les noyaux en C. Elles permettent

également d’atténuer les pulsations de flux dans les aimants, ce qui permet de diminuer les

pertes par hystérésis et par courant de Foucault dans ces derniers et ainsi de réduire leur

échauffement [HAR3]. L’utilisation de pièces en I permet aussi de réduire la quantité de

matériau ferromagnétique au rotor et rend possible l’utilisation de tôles laminées. La

machine développée par Henneberger et al. existe également avec un rotor utilisant des

concentrateurs de flux.

Dans [HAR3], Harris et al. comparent la structure de Weh à celle de Henneberger. À

volume comparable (1.27 dm³), les deux machines donnent les mêmes performances en

terme de couple moyen développé : quand la machine de Weh fournit un couple de 35.3

Nm, celle de Henneberger munie des pièces en I fournit 35.5 Nm. Nous retiendrons

finalement que les performances en terme de couple de cette configuration sont les plus

faibles parmi les structures de MFT existantes. Cependant, cette variante de MFT possède

l’avantage de sa simplicité de construction par rapport aux MFT double face.

Figure 10 : Gauche : MFT initiale. Droite : MFT de Henneberger à noyaux en C et I.


23

1.4.3 Les MFT double face.

Pour exploiter au mieux les performances de la topologie à flux transverse et améliorer

davantage le couple fourni par la machine, Weh a poussé le concept plus loin et développé

des MFT double face [WEH1] [WEH2] [WEH3] [WEH4]. En complétant le stator par une

seconde rangée de noyaux en C et un deuxième bobinage, la machine ainsi créée dispose

d’entrefers de chaque côté du rotor. Depuis, d’autres chercheurs ont proposé leurs versions

double face et 3 configurations différentes peuvent être trouvées dans la littérature [WEH1]

[WEH2] [WEH3] [WEH4][MEC][LAN1][LAN2][MIT].

Nous avons déjà évoqué les deux familles de MFT dans un chapitre précédent (voir 1.4.1).

Nous avons ainsi vu que les structures à concentrateurs de flux fournissent de meilleures

performances que celles à aimants montés à la surface du rotor. C’est pourquoi nous ne

présenterons ici que les versions double face à concentrateur de flux.

Dans [WEH3], Weh présente ses prototypes de MFT à double face et noyaux en U, à

simple et double bobinage, représentés sur la Figure 11. Les prototypes sont constitués de

deux assemblages de noyaux en U faits d’acier laminé de chaque côté d’un rotor à

concentrateurs de flux. Une version comporte un double bobinage et l’autre un bobinage

unique. L’utilisation d’un double bobinage n’affecte pas le couple développé par la

machine (la reluctance vue par les aimants et par le bobinage étant sensiblement la même

avec un ou deux bobinages), mais augmente la surface de cuivre ce qui permet de réduire

les pertes dans le bobinage.

Figure 11: MFT double face à noy. en U simple (droite) et double bobinage (gauche).


24

Cependant, la version simple bobinage est de construction plus aisée car elle élimine le

bobinage supérieur difficile à réaliser et fait une meilleure utilisation de la partie intérieure

de la machine tout en réduisant son diamètre extérieur [DUB1]. Bien que ce concept de

machine soit attrayant, leur fabrication s’avère très complexe. La compagnie allemande

Voith Gmbh utilise actuellement cette configuration de MFT depuis 1994 pour la

construction de moteurs destinés à la traction électrique utilisée dans des bus [LAN1]

[LAN2]. Dans [LAN1], Lange décrit les performances de deux générateurs construits par

Voith dont le rendement est supérieur à 90 % : la première machine présentée développe un

couple de 1250 Nm pour une puissance 220 kW, lorsque la seconde fournit un couple de

2750 Nm avec une puissance de 150 kW. L’auteur insiste dans l’article sur la complexité

de construction de la machine.

Dans la littérature, nous pouvons également trouver des exemples de machines double face

à noyaux statoriques en C. La Figure 12 représente un prototype de Weh [WEH3] (à

gauche) et la machine réalisée par Mecrow [MEC] (à droite). Dans la version de Weh, une

rangée d’aimants de la configuration de la Figure 11, a été remplacée par une pièce en

matériau ferromagnétique doux. Un moteur semblable à la machine de Weh a été construit

par la compagnie Rolls-Royce pour la propulsion d’un bateau [MIT]. La version de

Mecrow et al. a également été réalisée [MEC]. Dans sa version, Mecrow emploie de la

poudre de fer, matériau isotrope dont nous parlerons et justifierons l’usage plus loin.

Comme les versions à noyaux en U, la fabrication des MFT double face à noyaux en C est

tout aussi complexe.

Figure 12: MFT double face à noyaux en C : à gauche : version de Weh [WEH3], à

droite : version de Mecrow [MEC].


25

L’utilisation de poudre de fer dans la version proposée par Mecrow impose par exemple la

segmentation du stator en plusieurs pièces ce qui rend sa construction relativement difficile

Le couple que les MFT double face à noyaux en C sont capables de développer est en

général plus faible que celui fournit par les machines à double face à noyau en U à cause de

la suppression d’une rangée d’aimants.

Pour résumer, les machines double face sont les MFT capables de fournir des valeurs de

densité de couple très élevées. Cependant, leur construction s’avère très compliquée. Nous

présentons les performances de quelques machines double face construites trouvées dans la

littérature [WEH4] [MEC] [MIT] [LAN2] dans le Tableau 2 ci-dessous :

Tableau 2: Résumé des performances de quelques MFT doubles faces réalisées.

Configuration de MFT Diamètre Volume Couple développé

Puissance développée

Pas polaire

Rendement

MFT double face, double bobinage à

noyaux en U [WEH4].

0.5 m 0.04 m³ 284 Nm 5.8 kW 8 mm 0.91

MFT double face, simple bobinage à

noyaux en U [LAN2]

0.366 m 0.02 m³ 1260 Nm 75 kW 26 mm 0.97


noyaux en C [MEC]

0.362 m 0.007 m³ 280 Nm / 8.5 mm /


noyaux en C [MIT]

2.6 m 13.8 m³ 11 MNm 20 MW / > 0.98

1.4.4 La MFT à rotor denté.

Si de nombreux articles soulignent les avantages de la topologie à flux transverse, un grand

nombre attire également l’attention du lecteur sur la complexité de construction de certaines

MFT. Il s’agit tout particulièrement du cas des machines double face à concentrateurs de

flux qui malheureusement aussi exploitent au mieux le concept. Dubois et al. dans [DUB1]

et [DUB2] présentent un nouveau design de machine qui cherche à conserver les

performances en terme de couple développé de la structure double face en améliorant de

façon substantielle sa manufacturabilité : la MFT à rotor denté. Même si l’opération de

réalisation du bobinage d’une MFT double face est relativement aisée, la construction

d’autres parties de la machine est compliquée :


26

- La présence d’un double stator ne laisse que très peu d’espace pour un système de

fixation robuste des aimants et des concentrateurs du rotor : la structure double face

est fragile ce qui impose une limite sur sa vitesse de rotation. Le double stator rend

également difficile l’insertion du rotor.

- La réalisation d’entrefers minces est plus difficile dans le cas des machines double

face que dans celui de machine simple face. Or, le couple développé par une MFT

montre une forte dépendance à la taille de son entrefer comme le montrent Dubois

et al. dans [DUB6].

- La construction du rotor muni de concentrateurs de flux est difficile : la position de

chaque aimant dépend de la somme des tolérances mécaniques de chaque pièce du

rotor ce qui nuit grandement à la précision de l’élaboration du rotor.

- La construction du rotor est une opération longue précise et qui requiert

l’intervention humaine : une automatisation du processus est complexe.

Dubois et al. ont conçu une machine s’inspirant de la MFT double face, double bobinage à

noyaux en U de Weh [WEH2] (Figure 11 gauche) en cherchant à résoudre les problèmes

de construction soulevés plus haut. Un des critères lors de la conception de cette machine a

été l’utilisation autant que possible d’acier laminé pour permettre la réduction des pertes

ferromagnétiques (ce point sera éclairci dans le chapitre 2). Le design ainsi proposé est

présenté sur la Figure 13.

Figure 13: gauche : MFT à rotor dentelé. droite : structure du rotor dentelé.


27

La solution proposée par les auteurs est l’utilisation au rotor d’une structure dentée faite à

partir d’un empilement de laminations de matériau. L’innovation réside dans cette structure

qui guide l’insertion des concentrateurs et aimants et facilite la construction du rotor

Grâce aux dents du rotor, le positionnement des aimants et des concentrateurs est précis et

aisé. L’utilisation d’une pièce trapézoïdale, à la manière de celle utilisée dans la structure

de Henneberger et al. [HEN] (Figure 10) fournit un passage de retour au flux créé par les

aimants adjacents et du fait de sa forme particulière permet de réduire le flux de fuite avec

le noyau du stator. Des aimants et des concentrateurs légèrement plus longs que les dents

du rotor contribuent à la réduction des flux de fuite dans la région du noyau statorique.

L’utilisation de matériaux laminés est possible pour la conception des noyaux en C et des

pièces trapézoïdales.

La configuration proposée par Dubois et al. possède également des inconvénients : tout

comme la structure à noyaux en C et en I [HEN] (Figure 10), les pièces trapézoïdales

conduisent à une augmentation de la fenêtre de bobinage ce qui par la même augmente la

taille de la machine : en effet, les pièces trapézoïdales empêchent l’expansion du bobinage

jusqu’à l’entrefer. La structure dentée du rotor limite aussi la réduction du pas polaire, ce

qui limite également le nombre de paires de pôles que la configuration peut posséder.

Un prototype de cette machine existe, dont les caractéristiques sont présentées dans

[DUB1] : une MFT triphasée de 0,53 m de diamètre développe un couple massique de 9,3

Nm/kg pour un rendement de 81% à 100 rpm. Dubois et al. attire également l’attention du

lecteur sur le fait que les pertes magnétiques de la MFT à rotor denté sont encore

importantes.

1.4.5 La MFT « claw-pole ».

Le générateur à griffes ou claw-pole est le plus vieux type de machine électrique triphasée,

le premier ayant été construit en 1891 [NEI]. Délaissée un moment, cette topologie

particulière a revu le jour dans les années 60 avec son utilisation dans le domaine

automobile. La machine claw-pole utilise déjà le concept de flux transverse. La MFT claw-


28

pole l’a cependant élargi grâce à l’utilisation de concentrateurs de flux, d’aimants

permanents et surtout de poudre de fer. On trouve dans la littérature quelques références

aux MFT claw-pole comme dans [GUO1], [MEC], [MAD] ou [BLI]. La Figure 14

présente un design de machine proposé par Maddison et al. dans [MAD]. Cette structure

s’est inspirée de la configuration double face, simple bobinage à noyaux en C de Mecrow et

al. [MEC] (c.f Figure 12 droite).

La MFT claw-pole a cependant subit l’évolution suivante :

• Le rotor a été désenclavé des noyaux en C du stator.

• La largeur du rotor (lrtl) a été agrandie axialement pour correspondre à celle du

stator.

• La longueur du pied du stator (lf) a été agrandie dans la direction axiale de manière

à capter plus de flux provenant du rotor.

• La section du pied du stator (wscleg) est à la fois large près du noyau en C et fine

proche de l’entrefer.

La section du pied, large près du noyau en C, permet d’éviter la saturation dans le pied

lorsque la force magnétomotrice statorique est élevée. De plus, la section du pied, fine près

de l’entrefer, réduit la réaction d’induit ayant lieu entre deux pieds qui se font face.

Figure 14: MFT claw-pole proposée par Maddison et al. [MAD].


29

Malgré le fait que cette configuration dérive de la MFT double face, simple bobinage à

noyaux en C de Mecrow et al. [MEC] (Figure 12 droite), le couple total délivré par la MFT

claw-pole est plus important que celui fournit par la géométrie dont elle s’inspire, à volume

de machine équivalent [MAD]. Les auteurs de [DUB1] établissent une comparaison de

cette machine avec une MFT double face, simple bobinage avec noyaux en C de

dimensions comparables que l’on présente dans le Tableau 3 ci-dessous :

Tableau 3: Comparaison des performances de deux topologies de MFT différentes.

Configuration de MFT Diamètre Couple

développé Pas

polaire Masse des mat. actifs

Masse des aimants

Ratio couple/masse


noyaux en C [MEC]

360 mm 280 Nm 8.5 mm 22.7 kg 1.2 kg 12.3 Nm/kg

MFT claw-pole [MAD] 340 mm 540 Nm 10.7 mm 20.8 kg 2 kg 26

Nm/kg

Les deux prototypes construits possèdent un diamètre très semblable, la même longueur

axiale, le même entrefer, une masse de matériaux actifs similaire. Seule la masse des

aimants utilisés diffère. Le couple développé par la MFT claw-pole est pourtant deux fois

plus important que celui de la machine double face, simple bobinage à noyaux en C (il en

va de même pour le couple massique). À partir de données recueilles dans la littérature

[WEH4] [LAN2] [MEC] [MAD] [BLI], nous comparons ensuite dans le Tableau 4 ci-

dessous le couple massique de MFT claw-pole à celui de plusieurs MFT double face :

Tableau 4 : Comparaison des performances de MFT claw-pole et MFT double face.

Configuration de MFT Couple /masse mat. actifs

Couple / volume total

MFT double face, double bobinage à noyaux en U [WEH4].

10.2 Nm/kg 7 kNm/m³

MFT double face, simple bobinage à noyaux en U [LAN2]


MFT double face, simple bobinage à noyaux en C [MEC]


MFT claw-pole [MAD] 26 Nm/kg 102.1 kNm/m³ MFT claw-pole [BLI] 22.7 Nm/kg 72 kNm/m³


30

Nous constatons à partir des données présentées dans le Tableau 4 que la configuration

claw-pole fournit de meilleures performances en terme de ratio couple développé sur masse

des matériaux actifs que les différentes versions de MFT double face existantes. C’est

également elle qui possède les meilleurs résultats en terme de couple volumique.

Comme dans le cas de la MFT double face, simple bobinage à noyaux en C, le passage du

flux dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole est majoritairement tridimensionnel.

Le flux circule particulièrement dans les trois dimensions dans les pieds de la machine.

L’usage de matériaux isotropes, c'est-à-dire dont les caractéristiques magnétiques sont

invariantes dans l’espace, est donc requis. Les auteurs de [MAD] et [BLI] recommandent

alors l’utilisation de matériaux poudrés pour leur isotropie mais également leurs bonnes

capacités d’usinage, en insistant tout de même sur les propriétés magnétiques relativement

faibles de ces matériaux face à celles des tôles Fe-Si.. Nous discuterons plus en détails des

avantages et inconvénients de l’utilisation de poudre de fer (SMC) dans ce type de machine

dans le chapitre deux. Du fait de l’utilisation de poudre de fer, mais surtout à cause du

désenclavement du rotor par rapport à la version initiale à double face, la MFT claw-pole

est de fabrication plus aisée que la version dont elle s’inspire.

1.5 Conclusion

Cette première partie nous aura permis d’expliquer le principe de fonctionnement d’une

MFT. Nous aurons également mis en évidence l’avantage qu’elle possède sur les machines

longitudinales : sa haute densité de force. En se basant sur notre brève revue de littérature

sur les différentes versions de MFT existantes, nous sommes désormais en mesure de dire

que la MFT claw-pole se distingue des autres configurations :

- Par sa densité de force qui est généralement plus élevée que celle des autres

structures de MFT.

- Par sa simplicité de construction comparée à la celle des machines double face.


31

Cependant, un exemple traité dans la partie 1.3 nous aura également permis de comprendre

que les fréquences électriques de fonctionnement des MFT cantonnement pour le moment

ce type de machine aux applications basses vitesses ( < 50 rpm dans le cas de machines de

diamètres importants) à moyennes vitesses ( < 1000 rpm dans le cas de machines de

diamètres faibles). Les pertes ferromagnétiques élevées responsables de l’échauffement de

la machine, principalement dues au nombre de pôles important, limitent les domaines

d’utilisation de la MFT à certaines applications de traction électrique (bus, automobile,

tram, navire, …) et aux aérogénérateurs.

Malgré sa simplicité de construction et sa haute densité de force, la MFT claw-pole

n’échappe malheureusement pas à cette contrainte. Nous présenterons dans le chapitre deux

une nouvelle configuration de machine claw-pole qui vise à réduire les pertes

ferromagnétiques par l’utilisation combinée de matériaux poudrés et de tôles Fe-Si : la

MFT claw-pole à stator hybride.

2 – La machine à flux transverse claw-pole à stator hybride.

32

2 LA MACHINE À FLUX TRANSVERSE CLAW-

POLE À STATOR HYBRIDE

2.1 Introduction

Les travaux de recherche menés au cours des 20 dernières années sur la topologie à flux

transverse ont conduit à l’émergence de plusieurs géométries de machines aux

caractéristiques différentes. La partie précédente nous a permis de conclure que la MFT

claw-pole est celle qui exploite au mieux les avantages structurels de la topologie : elle

combine des performances élevées en terme de densité de couple à une fabrication

relativement aisée Cependant, la MFT claw-pole n’échappe pas à un inconvénient inhérent

aux MFT : les pertes ferromagnétiques importantes.

À cause du passage tridimensionnel du flux, la MFT claw-pole requiert l’usage de

matériaux isotropes comme de la poudre de fer dont la perméabilité et les pertes spécifiques

sont moins intéressantes que celles des matériaux laminés communément utilisés dans les

machines électriques. Dubois et al. ont alors cherché à déterminer un design de circuit

magnétique permettant l’usage de tôles Fe-Si. La MFT claw-pole à stator hybride [DUB3]

[DUB4], composé de noyaux en C faits d’acier laminé surmontés de pieds en matériau

ferromagnétique composite (Soft Magnetic Composite, SMC), offre un meilleur rendement

du fait des pertes spécifiques plus faibles des tôles. L’utilisation d’un stator hybride avec

des pièces en poudre de fer usinables dans la région de l’entrefer permet également de

réaliser des entrefers très faibles et ainsi d’augmenter le couple délivré par la machine.

Dans cette chapitre, nous allons décrire les propriétés des SMC et justifier leur usage dans

les MFT claw-pole. Nous décrirons la configuration de MFT claw-pole à stator hybride et

présenterons ses performances.


33

2.2 À propos de l’utilisation des matériaux magnétiques

composites (SMC) dans les MFT claw-pole.

Dans [MAD], Maddison et al. recommandent l’usage de matériaux magnétiques

composites ou SMC pour la construction du stator de la MFT claw-pole. En effet, ces

matériaux sont dits isotropes, c'est-à-dire que leurs propriétés magnétiques sont invariantes

dans l’espace, autrement dit quelque soit le plan dans lequel circule le flux qui les traverse.

Au rotor, les SMC sont également utilisés dans les concentrateurs de flux, au sein desquels

le flux est majoritairement tridimensionnel. Les auteurs de [GUO1], [MEC], [MAD] et

[BLI] insistent aussi sur les avantages liés au formage des SMC : la métallurgie des poudres

permet une utilisation optimale d’un matériau à partir duquel il est possible de réaliser des

formes complexes et précises. À ce stade, il nous paraît essentiel d’expliquer plus en détail

pourquoi les SMC sont nécessaires dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole

2.2.1 Principes de fabrication des SMC.

Les SMC sont des matériaux ferromagnétiques doux relativement récents, issus des

derniers développements de la métallurgie des poudres. Les SMC sont élaborés à partir

d’un mélange de matériaux (Figure 15 a)). Celui-ci est d’abord constitué de fines particules

de poudre de fer de haute pureté qui lui apportent de bonnes propriétés magnétiques.

a) b)

Figure 15: a) Représentation schématique microscopique de particules de SMC b) Procédé de fabrication des SMC.


34

Le mélange est également composé d’un additif isolant qui rend le produit fini hautement

compressible et lui confère une résistivité électrique élevée. En résulte alors un matériau

ferromagnétique doux aux propriétés magnétiques isotropes, aux pertes par courants de

Foucault faibles et permettant la fabrication de circuits magnétiques à bas coût par des

opérations de pressage et d’usinage. Le procédé de fabrication varie en fonction du contenu

de l’additif et se fait comme décrit sur la Figure 15 b).

Il existe plusieurs fabricants de SMC, mais deux se partagent principalement le marché :

l’entreprise québécoise Québec Metal Powder (QMP) ainsi que l’entreprise suédoise

Höganäs. Les matériaux fabriqués par QMP sont commercialisé sous le nom ATOMET®

[GEL] [QMP] quand ceux de Höganäs portent la dénomination SOMALOY® [HUL].

Chaque fabricant propose plusieurs matériaux dans ses catalogues qui se différencient

principalement par leur procédé de fabrication et la nature de l’additif introduit au mélange.

QMP fabrique par exemple l’ATOMET® EM-1® dont l’additif est une résine qui assure au

matériau une bonne tenue mécanique mais ne permet pas d’effectuer des recuits au-delà

d’une température supérieure à 325 °C (pertes par hystérésis importantes). Plus récemment,

QMP a également développé l’ATOMET® EM-2® constitué d’un lubrifiant diélectrique

permettant d’effectuer des recuits à plus haute température (jusqu’à 500 °C) dont les pertes

par hystérésis sont plus faibles que celles de l’ EM-1® mais possédant une tenue mécanique

inférieure. De manière similaire, Höganäs propose des matériaux dont les additifs sont des

lubrifiants, Kenolube® ou LB1®, choisis en fonction du procédé de fabrication. Le type et le

pourcentage d’additif déterminent les propriétés magnétiques et mécaniques des SMC et

varie d’une application à l’autre : quand l’ATOMET® EM-1® peut être utilisé dans des

applications couvrant un domaine de fréquence relativement large, l’ATOMET® EM-2® est

plutôt destiné aux applications de fréquences inférieures à 400 Hz et pour la fabrication de

formes relativement complexes [GEL].

Dans [DUB5], Dubois et al. ont mené une étude sur les effets de l’usinage sur les propriétés

magnétiques et mécaniques de divers SMC. L’étude a montré que l’ATOMET® EM-1® de

QMP et le SOMALOY550® avec 0,6 % LB1® d’Höganäs sont particulièrement adaptés aux

opérations de machinage. Nous pouvons donc raisonnablement envisager la fabrication de


35

pièces aux formes complexes à partir de ces matériaux en employant des techniques

d’usinage classiques.

2.2.2 Comparaison des pertes ferromagnétiques dans les tôles Fe-Si et

dans les SMC.

Soumis à un champ magnétique de fréquence variable, les matériaux ferromagnétiques sont

le siège de pertes que l’on décompose habituellement en pertes par hystérésis et par

courants de Foucault.

Le diagramme B-H aussi appelé cycle d’hystérésis d’un matériau magnétique traduit la

réponse de ce dernier lorsqu’il est soumis à un champ magnétique. La forme de ce cycle

dépend des propriétés du matériau et de l’intensité du champ. Lorsqu’ un matériau est

soumis à un champ magnétique, le volume de ses domaines dont l’aimantation est orientée

dans le sens du champ croît par des mécanismes de mouvement de parois. C’est l’énergie

apportée par le champ magnétique qui va permettre le mouvement des parois de domaines.

Le processus de mouvement des parois n’est pas entièrement réversible. En effet, lorsque la

source de champ est retirée, une partie seulement de l’énergie utilisée peut être restituée à la

source. Des impuretés, des dislocations présentes dans la structure même du matériau et ses

propriétés intrinsèques gênent la mobilité des parois de domaines. Ainsi, une partie de

l’énergie dépensée pour déplacer les parois est utilisée pour surmonter ces obstacles, alors

perdue, dissipée sous forme de chaleur. On parle dans ce cas de pertes par hystérésis. Ces

pertes sont donc propres au matériau et aux traitements qu’il a subis et dépendent

également de l’intensité du champ magnétique.

Les pertes par courants de Foucault sont causées par la présence d’un flux magnétique

alternatif au sein d’un matériau. Dans un matériau conducteur, ce flux donne naissance à

des courants électriques, concentrés aux bords du bloc de matériau, lesquels viennent

s’opposer à la variation du flux. Les pertes par courants de Foucault dépendent de la

résistivité du matériau, de la fréquence et de l’intensité du champ magnétique ainsi que de

la largeur du passage conducteur au sein duquel circulent les courants.


36

Dans le cas des tôles d’acier magnétique Fe-Si, les laminations sont habituellement

recouvertes d’une couche d’isolant qui permet de réduire considérablement les zones

conductrices au sein desquelles les courants de Foucault peuvent survenir. Il est important

de noter que ceci n’est valable que lorsque le flux est bidimensionnel et circule dans le plan

des laminations. Dans une machine électrique, plus l’épaisseur de la tôle utilisée est petite,

plus les pertes par courants de Foucault sont faibles. Dans les SMC, de fines particules de

fer sont compactées et recouvertes d’un composé non conducteur qui crée une isolation

autour de chaque particule. L’isolant permet alors d’augmenter la résistivité du matériau.

Dubois dans [DUB1] explique que la résistivité des tôles Fe-Si conventionnelles se situe

généralement entre 10 et 50 µΩ-cm, quand celle des SMC tourne autour de 15000 µΩ-cm.

Les courants de Foucault sont alors majoritairement confinés à l’intérieur des particules de

fer, ce qui permet de réduire considérablement les pertes par courant de Foucault.

Les SMC sont donc des matériaux dont les pertes par courants de Foucault sont

relativement faibles quand on les compare à celles des tôles électriques.. Cependant, les

pertes totales dans ces matériaux sont dominées par les pertes par hystérésis qui sont bien

plus élevées que dans les tôles comme le précisent Persson et al. dans [PER]. Ceci

s’explique par la déformation des particules de fer pendant l’opération de compaction, qui

crée des micro-contraintes empêchant la mobilité des parois de domaines. Même si les

traitements thermiques appliqués après cette opération permettent une réduction des pertes

par hystérésis, un recuit efficace à haute température ne peut être effectué car il risque

d’endommager l’isolation entre les particules et donc d’augmenter les pertes par courants

de Foucault.

À partir de données recueillies dans les documents fournis par les fabricants de matériaux

magnétiques, il est possible de comparer les pertes spécifiques (en W/kg) des SMC à celles

des tôles magnétiques conventionnelles. En considérant un flux bidimensionnel circulant

dans le sens des laminations, nous comparons sur la Figure 16 ci-après les pertes

ferromagnétiques spécifiques de tôles Fe-Si M19 d’épaisseur 0,35 mm [PRO] à celles de

SMC ATOMET® EM-1® de QMP, pour une induction d’1T [QMP].


37

Figure 16: Pertes ferromagnétiques spécifiques de l’ATOMET® EM-1® et de tôles Fe-

Si M19 d’épaisseur 0,35 mm.

Nous constatons que pour une gamme de fréquence allant de 0 à 1200 Hz, les pertes

spécifiques dans l’ATOMET® EM-1® sont bien plus importantes que celles que l’on

observe dans une tôle magnétique d’épaisseur 0,35 mm. À 50 Hz et pour une induction de 1

T, les pertes spécifiques de la tôle en question sont de 1,23 W/kg, quand celles de

l’ATOMET® EM-1® sont 7 fois plus élevées et s’élèvent à 9,17 W/kg. À 1000 Hz, il existe

encore un facteur 2,5 entre les pertes ferromagnétiques des SMC et celle de la tôle.

Dans le cas d’applications où le flux est majoritairement bidimensionnel, l’usage de SMC

entraîne d’importantes pertes ferromagnétiques. Dans ce cas, il est donc préférable

d’utiliser des tôles magnétiques d’épaisseur convenablement choisie.

2.2.3 Comparaison des autres caractéristiques magnétiques.

La comparaison des autres caractéristiques magnétiques des SMC ne favorise pas non plus

les matériaux magnétiques composites face aux tôles Fe-Si utilisées dans les machines

électriques. Le Tableau 5 ci-dessous présente les valeurs d’induction pour deux valeurs de


38

champs magnétiques ainsi que la perméabilité maximale de l’ATOMET® EM-1® de QMP

[QMP], du SOMALOY® 500 de Höganäs [HUL] et de tôles M19 à grains non orientés

d’épaisseur 0,35 mm [PRO].

Tableau 5: Comparaison des propriétés magnétiques des SMC et des tôles

magnétiques conventionnelles.

SMC ATOMET® EM-1®

SMC Somaloy 500 +0,5% Kenolube/+0,6%

LB1 Tôle M19 0,35mm

Densité de flux pour un champ magnétique

de 5 kA/m 1,1 T 1,25 T/1,1 T 1,61 T

Densité de flux pour un champ magnétique

de 10 kA/m 1,33 T 1,35 T/ 1,4 T 1,72 T

Perméabilité maximale @ 600 MPa 290 500/300 6500

Nous remarquons tout d’abord que la perméabilité des SMC est bien plus faible que celle

de la tôle magnétique présentée. En comparant les densités de flux à 5 kA/m et 10 kA/m

des SMC à celle de la tôle M19 d’épaisseur 0,35 mm, nous pouvons remarquer qu’à champ

magnétique équivalent, l’induction dans les SMC est plus faible. Par conséquent, à

induction statorique équivalente, un stator fait de SMC nécessitera une quantité d’Ampère-

tours plus importante que celle requise par un stator aux mêmes dimensions fait de tôles

magnétiques.

Dans le cas d’une application où le flux est majoritairement bidimensionnel et dans un

circuit magnétique réalisable à l’aide de tôles, l’usage de SMC n’est pas avantageux face à

celui des tôles Fe-Si dans la mesure où sa perméabilité est bien plus faible et son induction

à saturation plus basse.


39

2.2.4 L’avantage magnétique des SMC dans le cas des MFT claw-pole :

l’isotropie des propriétés magnétiques.

Lorsque le passage du flux est essentiellement tridimensionnel comme dans le cas du flux

circulant dans le circuit magnétique d’une MFT claw-pole, les SMC, matériaux aux

propriétés isotropes, sont plus performants que les tôles. Les caractéristiques d’un matériau

aux propriétés magnétiques isotropes sont invariantes selon l’orientation du champ

magnétique qui le traverse. Dans le cas d’un empilement de tôles Fe-Si, la présence d’un

isolant entre chaque lamination rend les propriétés de ce matériau anisotropes. En effet, la

perméabilité magnétique et les pertes spécifiques par courant de Foucault ne sont pas les

mêmes, lorsque le flux est parallèle ou perpendiculaire au plan des laminations. Dans une

application comme dans celle de la MFT claw-pole, ceci défavorise grandement les tôles

magnétiques face aux SMC.

• Perméabilité.

Tout d’abord, la perméabilité dans les tôles n’est pas la même dans le plan des laminations

ou dans une direction perpendiculaire au plan des laminations. Dubois [DUB1] estime la

perméabilité relative µr des tôles dans un plan perpendiculaire aux laminations de l’ordre de

10 à 20 dépendamment de l’épaisseur de l’isolant quand elle est supérieure à 1000, dans la

direction parallèle au plan des laminations. Dans le cas d’un flux tridimensionnel circulant

dans empilement de tôles, c'est-à-dire pouvant suivre une direction perpendiculaire au plan

des laminations, la densité de flux moyenne à l’intérieur des tôles peut alors être réduite du

fait d’une perméabilité plus basse dans ce plan et donc d’une plus grande réluctance sur ce

parcours.

• Circulation des courants de Foucault et pertes par courants de Foucault.

Dans un paquet de tôles, la circulation des courants de Foucault et les pertes qui en

résultent ne sont pas les mêmes quelque soit le plan dans lequel passe le flux magnétique.

La circulation d’un flux alternatif au sein d’un matériau conducteur induit des courants de

Foucault. Ces derniers sont responsables de la création d’un champ magnétique venant


40

s’opposer à celui leur ayant donné naissance. Ces courants sont majoritairement concentrés

sur les bords du matériau, dans une zone appelée épaisseur de peau δ. L’épaisseur ou

profondeur de peau d’un matériau dépend entre autre de ses propriétés magnétiques et

notamment de sa résistivité ρ. Stoll [STO] nous donne une expression permettant d’estimer

la profondeur de peau d’un matériau (12) :

0rfρδ

π µ µ=

⋅ ⋅ ⋅ (12)

, avec f la fréquence du flux alternatif, ρ la résistivité du matériau, µr sa perméabilité

relative et µ0 la perméabilité du vide. Stoll explique que les courants de Foucault créés dans

un matériau par un flux alternatif sont limités par la résistance du matériau (ils sont dits

« resistance limited ») lorsque :

2 e δ⋅ ≤ (13)

, où 2e est la largeur de la zone dans laquelle circulent les courants de Foucault. Dans ce

cas, l’effet du champ magnétique généré par les courants de Foucault sur l’induction au

sein du matériau est négligeable. À 50 Hz, l’épaisseur de peau d’une tôle électrique est

d’environ 1 mm. Des travaux de Stoll, nous pouvons dériver une expression des pertes

volumiques causées par la circulation des courants de Foucault :

2 232 [W/m ]

3Foucaultf B eP π

ρ⋅ ⋅ ⋅ ⋅=

⋅ (14)

, avec B l’induction dans le matériau. Dans le cas décrit par l’expression (13), l’équation

(14) nous montre que les pertes par courants de Foucault dépendent entre autre de la

résistivité du matériau et de l’épaisseur de la zone dans laquelle circulent ces courants.

Dans le cas des tôles électriques et lorsque le flux circule dans un plan parallèle aux

laminations, la présence d’isolant sur les laminations limite la circulation des courants de

Foucault. La condition établie par l’équation (13) permet au concepteur d’une machine


41

électrique de choisir une épaisseur de tôles. Le calcul des pertes avec l’expression (14)

montre qu’il est préférable de choisir l’épaisseur de tôle la plus faible possible.

Dans le cas où le flux circule dans un plan perpendiculaire aux laminations, la donne est

différente. La zone de circulation des courants de Foucault est bien plus grande (2e plus

important). Étant donné la baisse de perméabilité relative des tôles due à la présence d’un

isolant entre les laminations, la profondeur de peau augmente également (12). Cette

dernière s’élève à 1 cm dans le cas où la perméabilité des tôles diminue à 10 ou 20, pour

une fréquence de 50 Hz. Bien que la condition établie par l’expression (13) soit toujours

valide dans la plupart des cas, les pertes par courant de Foucault s’élèvent substantiellement

à cause de l’augmentation importante de 2e.

Nous avons déjà vu que l’importante résistivité des SMC comparée à celle des tôles

électriques (c.f. 2.2.2) explique les faibles pertes par courants de Foucault dans ce type de

matériaux. De plus, à cause de la grande résistivité et de la perméabilité relativement basse

de ce type de matériaux, la profondeur de peau des SMC est élevée. D’après (12), nous

pouvons estimer que l’épaisseur de peau d’un matériau en poudre de fer est de 4 cm à 50

Hz. Une importante profondeur de peau permet alors la réalisation de pièces massives en

SMC de dimensions relativement importantes sans augmenter les pertes par courant de

Foucault. Mais l’avantage des SMC réside surtout dans l’isotropie de leurs propriétés

magnétiques. Ainsi, quelque soit le plan dans lequel circule le flux, les SMC conservent

leur importante résistivité et les avantages qui en découlent, contrairement aux tôles.

Malgré leurs caractéristiques magnétiques relativement faibles, comparées à celles des tôles

électriques Fe-Si communément utilisées dans les machines électriques, lorsque le flux

circule majoritairement dans un espace bidimensionnel, les SMC révèlent tout leur

potentiel dans des applications où le flux est majoritairement tridimensionnel. Par exemple,

l’isotropie des propriétés magnétiques des SMC rend avantageuse l’utilisation de ces

matériaux pour la fabrication des pièces du stator d’une MFT claw-pole (c.f. 1.4.5).


42

2.2.5 L’avantage structurel des SMC dans le cas des MFT claw-pole : un

procédé de production aux perspectives intéressantes.

Si l’isotropie des SMC leur confère un avantage sur les tôles pour la construction des MFT

claw-pole, les auteurs de [GUO1], [MAD] et [BLI] insistent également sur l’excellent

potentiel des poudres de fer en ce qui concerne leur production et leur usinage. Le principe

de production de laminations fait appel à des techniques de poinçonnage : la forme du

poinçon utilisé détermine la forme de la lamination produite, ce qui impose des restrictions

au concepteur sur la géométrie de son circuit magnétique. La technique de production des

SMC est différente comme nous l’avons déjà expliqué dans la partie 2.2.1. Elle fait appel à

des techniques de moulage qui associées à l’isotropie des SMC permettent au concepteur

d’avoir une plus grande liberté quant à la forme de son circuit magnétique. Le procédé de

fabrication des SMC permet ainsi la réalisation de formes 3-D compliquées, difficilement

réalisables à partir de laminations. La construction complexe du stator d’une MFT claw-

pole peut bénéficier grandement des avantages des SMC [GUO1] [MEC].

Cependant, la pression de compaction utilisée durant l’opération de pressage limite la taille

des pièces réalisables en SMC. Dubois explique dans [DUB1] que la pression maximale de

compaction typique de la plupart des presses hydraulique est inférieure à 1000 MPa.

Höganäs et QMP utilisent des pressions comprises entre 600 et 800 MPa. Or, une presse de

1000 MPa, utilisée à 600 MPa, permet de réaliser des pièces dont la surface maximale est

de 1540 cm². Ceci rend possible la production de stator en SMC pour de petites machines

uniquement. La réalisation de machines plus importantes complique le procédé de

fabrication : la machine doit alors être divisée en petites parties assemblées ultérieurement.

Si le moule utilisé lors de l’opération de compaction permet la réalisation de formes

complexes, les SMC s’usinent également très bien. Dans [DUB5], Dubois et al. ont mené

plusieurs opérations d’usinage sur différents SMC. De l’étude ressort que l’ATOMET®

EM-1® de QMP et le SOMALOY® 550 avec 0,6 % LB1 d’Höganäs ne sont que peu altérés

lors des opérations de machinage classique. Les auteurs de [DUB5] ont également conclu à

une amélioration de 14 à 32 % de la résistance en flexion et de 54 % de la résistivité

électrique d’échantillons d’ATOMET® EM-1® après diverses opérations d’usinage.


43

Cependant, le machinage affecte également les propriétés magnétiques des SMC : une

baisse de 5% de l’induction à saturation et une augmentation de 9 à 15% des pertes

ferromagnétiques ont été observées sur les même échantillons.

Considérant l’isotropie et les avantages reliés à la fabrication de pièces en SMC,

l’utilisation des ces matériaux s’avère entièrement justifiée pour la fabrication des

concentrateurs de flux et du stator d’une MFT claw-pole (c.f 1.4.5).

2.3 Vers une nouvelle configuration de MFT claw-pole : le

concept du stator hybride.

La partie précédente nous a permis de souligner la nécessité de l’usage de SMC au stator et

pour les concentrateurs de flux d’une MFT claw-pole. Cependant, nous avons également

mis en évidence les performances magnétiques relativement moyennes de ces matériaux

comparées à celles des tôles électriques Fe-Si à grains non orientés, dans le cas où le flux

circule principalement dans un plan parallèle au sens des laminations. Existe-t-il un moyen

de restreindre l’usage des SMC dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole ?

En analysant la répartition du flux dans le stator d’une MFT claw-pole, nous pouvons

constater que certaines parties du circuit magnétique ne sont pas parcourues par un flux

circulant dans les 3 dimensions. Les outils d’analyse par éléments finis (AEF) permettent

de visualiser le trajet du flux au sein de la machine. Guo et al. dans [GUO2] nous montrent

une figure représentant les vecteurs de densité de flux dans le stator d’une MFT claw-pole à

aimants montés en surface (Figure 17).

Figure 17 : Circulation du flux dans une MFT claw-pole [GUO2].


44

L’orientation des vecteurs de densités de flux sur la Figure 17 laisse apparaître 2 zones :

- Dans la partie basse du stator, les composantes des vecteurs densités de flux sont

majoritairement réparties dans un espace bidimensionnel.

- Dans la partie du stator proche de l’entrefer, les composantes des vecteurs densités

de flux son orientés dans un espace tridimensionnel.

Considérant l’usage bénéfique des SMC dans les parties de la MFT claw-pole où le flux

circule dans un espace tridimensionnel, il est évident que tout le stator de la machine ne

requiert pas l’isotropie magnétique des poudres de fer. La construction d’un stator hybride,

constitué de tôles laminées dans la partie basse du stator, et de SMC dans la zone proche de

l’entrefer où le flux circule principalement dans les trois dimensions, doit permettre

d’améliorer davantage les performances de la MFT claw-pole.

2.4 Description de la configuration claw-pole à stator hybride.

À partir du constat établi dans le paragraphe précédent, Dubois et al. ont mis au point une

nouvelle configuration de MFT, faisant usage de laminations Fe-Si et de poudre de fer à la

fois, qu’ils décrivent dans [DUB3] et [DUB4] : la MFT claw-pole à stator hybride. Cette

dernière est représentée sur la Figure 18.

Figure 18 : La MFT claw-pole à stator hybride [DUB3] [DUB4].


45

L’innovation de la machine réside dans son stator dont chaque noyau est désormais séparé

en deux morceaux : un noyau en forme de C autour du bobinage surmonté de deux pieds

près de l’entrefer. Le nom hybride vient de l’emploi de deux matériaux différents dans le

circuit magnétique du stator. Des laminations Fe-Si sont utilisées pour transporter le flux

circulant autour du bobinage et de la poudre de fer est employée près de l’entrefer pour

conduire le flux provenant de ce dernier vers les laminations. Nous listons ci-dessous les

avantages que procure ce nouveau design de MFT claw-pole :

- L’usage de noyaux en C permet de tirer bénéfice de la haute perméabilité, de

l’importante induction à saturation et des faibles pertes ferromagnétiques que

procurent les tôles Fe-Si, dans une zone du stator où le flux circule majoritairement

dans le plan des laminations. La réalisation de noyaux en C se fait à l’aide

d’opérations de poinçonnage conventionnelles ce qui simplifie grandement la

construction de la machine.

- L’usage de SMC est restreint aux zones du circuit magnétique où le flux circule

dans un espace majoritairement tridimensionnel. L’emploi de pieds faits de poudre

de fer à chaque extrémité des noyaux en C permet d’exploiter pleinement l’isotropie

des SMC. La forme particulière des pieds permet à la fois de maximiser la surface

de contact avec l’entrefer tout en minimisant les flux de fuites entre les pieds.

L’usage de pieds de petites dimensions permet d’éviter la complexité relative à la

réalisation d’un stator entièrement fait de poudre de fer, comme dans le cas de la

MFT claw-pole de Madison et al. [MAD] (Figure 14). De plus, l’opération de

fabrication des pieds est facilitée par le fait que tous les pieds d’une machine sont de

dimensions identiques.

- La MFT claw-pole à stator hybride utilise un rotor à concentrateur de flux faits de

SMC. Leur usage dans des pièces contiguës à l’entrefer permet l’usinage direct du

rotor et du stator de façon à atteindre de très faibles entrefers (0,55 mm [DUB3]) et

ainsi de plus importantes densités de force [DUB6] L’usinage direct des pièces en

SMC renforce leurs propriétés mécaniques sans grandement affecter leurs propriétés

magnétiques [DUB5].


46

- L’utilisation d’un stator hybride combinée à celle d’un rotor externe facilite

l’opération de bobinage : l’enroulement est inséré à l’intérieur des noyaux en C

avant que les pieds ne soient placés à leurs extrémités.

- Le rotor bénéficie des avantages structurels de la configuration de MFT à rotor

denté (voir Figure 13 et paragraphe 1.4.4) qui facilitent sa construction.

Tout en conservant la haute densité de force caractéristique aux MFT claw-pole, la version

à stator hybride permet de réduire les pertes ferromagnétiques qui limitent l’usage de ce

type de machines aux basses vitesses pour éviter les problèmes de refroidissement et un

rendement faible. L’usage combiné de laminations et de SMC permet à la MFT à stator

hybride de fonctionner dans des domaines de fréquences plus élevés que ceux des versions

précédentes. De plus, le design de cette machine a été conçu avec le souci de simplifier

autant que possible la construction de la machine pour réduire les coûts de production. En

s’inspirant des avantages structurels des versions précédentes et en innovant, la MFT claw-

pole à stator hybride contourne les difficultés de fabrication rencontrées dans la

configuration proposée par Maddison et al. dans [MAD].

2.5 Performances de la MFT claw-pole à stator hybride.

Dans [DUB3], nous présentons les performances de la MFT claw-pole à stator hybride à

partir de résultats obtenus par simulation par éléments finis mais également à partir d’essais

expérimentaux réalisés sur un prototype. La MFT claw-pole à stator hybride étant la

configuration de machine sur laquelle nous basons nos travaux, la présentation et la

discussion de ces résultats nous paraissent essentielles.

2.5.1 Résultats obtenus par simulation par éléments finis.

Dans [DUB3], nous présentons dans un premier temps une comparaison des performances

d’une MFT claw-pole à stator hybride (ATOMET® EM-1® + laminations Fe-Si M19 0,35

mm) à celles d’une MFT claw-pole dont le stator est constitué de poudre de fer uniquement

(ATOMET® EM-1®), à partir de simulations 3-D par éléments finis réalisées à l’aide du


47

logiciel Magnet VI® d’Infolytica. Des conditions limites symétriques ont été utilisées de

manière à ne pouvoir considérer qu’une seule paire de pôles de la machine dans les

simulations. La version du logiciel permet la résolution de problèmes en magnétostatique

uniquement. Le flux et le couple par pôle sont alors calculés par le logiciel pour 24

positions différentes du rotor, sur une demi période électrique : 24 simulations ont donc été

réalisées pour chacune des deux MFT claw-pole, pour plusieurs positions du rotor, par pas

de 7,5° électriques. Dans chaque simulation, un courant sinusoïdal, déphasé de 20° par

rapport à la position alignée, circule dans le bobinage de chacune des machines de sorte à

produire une force magnétomotrice d’une amplitude de 3500 A-tours. Les principales

dimensions des machines simulées avec Magnet VI® sont regroupées dans le Tableau 6.

Ces dernières n’ont pas été obtenues à partir d’un calcul d’optimisation. Nous reviendrons

plus en détails sur le principe de simulations dans le dernier chapitre. La Figure 19

représente la géométrie de machine utilisée lors des simulations.

Tableau 6: Dimensions des machines simulées à l’aide de Magnet VI® dans [DUB3]. Nombre de paires de pôles 15

Pas polaire 19 mm Diamètre extérieur 25 cm Taille de l’entrefer 0,55 mm

Diamètre à l’entrefer 18 cm Section des noyaux en C 337 mm²

Figure 19 : Géométrie de MFT claw-pole utilisée dans les simulations [DUB3].


48

a) b)

Figure 20 : Comparaison de l’évolution du flux dans un noyau en C (a) et du couple

par paire de pôles (b) d’une MFT claw-pole à stator hybride et à stator en poudre de

fer pour différentes positions électriques du rotor.

Les courbes de flux dans le noyau en C et de couple par paire de pôles obtenues par calcul

par éléments finis en fonction de l’angle électrique sont présentées sur les Figure 20. Le

couple moyen par paire de pôles développé par la MFT claw-pole à stator hybride,

s’élevant à 11 Nm est plus important que celui produit par la machine à stator en SMC qui

est de 9.9 Nm. Un couple plus faible dans le cas de la machine à stator en SMC s’explique

une induction à saturation plus petite et une perméabilité plus faible de la poudre de fer par

rapport à celles de tôles Fe-Si comme nous l’avons déjà expliqué dans le paragraphe 2.2.3.

Les auteurs de [DUB3] comparent ensuite les pertes ferromagnétiques se produisant dans

les noyaux en C de chaque MFT. Le calcul des pertes n’est pas effectué directement par le

logiciel d’analyse par éléments finis : la version utilisée permettant la modélisation de

problèmes magnétostatiques en assumant des courbes B(H) anhystérétiques, Magnet VI®

n’est pas en mesure d’estimer les pertes par courants de Foucault et par hystérésis dans les

noyaux. Les chiffres de pertes présentés dans l’article proviennent d’un calcul se basant sur

les courbes typiques de pertes ferromagnétiques de l’ATOMET® EM-1® [QMP] et de

laminations Fe-Si M19 d’épaisseur 0,35 mm (voir Figure 16) [PRO] et sur le flux circulant

dans les noyaux en C. En posant la variation de l’induction sinusoïdale, on modélise alors


49

mathématiquement les pertes spécifiques dans les tôles M19 d’épaisseur 0,35 mm avec

l’équation (15) et celles dans l’ATOMET® EM-1® avec l’équation (16) :

_ 19 1,7 5 2 2( , )0,024 6 10noyau M

noyau noyau

P f BB f B f

m−= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ (15)

_ 1 1,7 5 2 2( , )0,18 5 10noyau EM

noyau noyau

P f BB f B f

m−= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ (16)

, avec m la masse du noyau et f la fréquence électrique. Les pertes par hystérésis sont

considérées proportionnelles à la fréquence et celles par courant de Foucault au carré de la

fréquence dans les équations (15) et (16). Il est nécessaire de préciser que ces expressions

sont valables pour une forme d’échantillon de matériau donnée (celle de l’échantillon

utilisé lors des mesures de pertes dans [PRO] et [QMP]), cette dernière affectant les pertes

par courants de Foucault. Cependant, nous négligeons ici cet aspect, la proportion de pertes

par courants de Foucault par rapport aux pertes ferromagnétiques totales étant relativement

faible aux fréquences considérées dans [DUB3].

Le flux circulant dans les noyaux est considéré uniforme dans toutes les parties du

matériau. L’induction B est alors estimée pour chaque position électrique en divisant les

flux de la courbe de la Figure 20 a) par la section du noyau. Le contenu harmonique de la

densité de flux est ensuite calculé (Figure 21 a)) par décomposition en série de Fourier.

Les auteurs de [DUB3] ont considéré les pertes par courants de Foucault comme associées

au contenu harmonique de la densité de flux. Les pertes par hystérésis ont été calculées

pour la composante fondamentale du spectre de l’induction uniquement et pour des valeurs

de densités de flux dans les noyaux égales à 1,8 T dans le cas de la MFT à stator hybride et

1,5 T dans celui de la MFT à stator en poudre de fer. Les équations (17) et (18) sont celles

utilisées dans [DUB3] pour l’estimation des pertes ferromagnétiques dans les noyaux de

chacune des deux machines :

1,7 5 2 2_ 19 1

10,024 1,8 6 10noyau M nnoyau n

nP m f B f

∞−

=

⎡ ⎤⎛ ⎞= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦∑ (17)


50

1,7 5 2 2_ 1 1

10,18 1,5 5 10noyau EM nnoyau n

nP m f B f

∞−

=

⎡ ⎤⎛ ⎞= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦∑ (18)

, où m est la masse du noyau, n le rang de l’harmonique considérée, fn et Bn la fréquence et

l’induction pour chaque harmonique du spectre de la densité de flux.

En considérant la MFT claw-pole de la Figure 19 avec 15 paires de pôles et dont la masse

totale des noyaux en C est de 6,1 kg, nous présentons les pertes dans les noyaux de la MFT

à stator hybride et dans ceux de la machine à stator en SMC sur la Figure 21 b). La courbe

de la Figure 21 b) nous permet de constater l’usage bénéfique des tôles Fe-Si dans le stator

de la MFT claw-pole : en effet, quand les pertes dans les noyaux de MFT claw-pole à stator

hybride s’élèvent à 249 W à 900 rpm, celles de la machine à noyaux en SMC sont 2 fois

plus élevées et atteignent 560 W. Les pertes Joule dans le bobinage sont estimées dans les

deux machines à 99 W. Les pertes dans les pieds n’ont pas été calculées ici, l’innovation

concernant le matériau utilisé dans les noyaux en C du stator uniquement. Il est

relativement difficile d’estimer les pertes dans les pieds par un calcul similaire à celui

effectué dans les noyaux à cause parce que l’estimation du trajet parcouru par le flux au

sein des pieds est fastidieuse. Nous reviendrons sur ce sujet dans le dernier chapitre.

a) b)

Figure 21:a) Contenu harmonique de la densité de flux dans le noyau b) Pertes

ferromagnétiques dans les noyaux des deux MFT claw-pole en fonction de la vitesse de

rotation pour p = 15 et m = 6,1 kg [DUB3].


51

Cette analyse théorique basée sur des résultats de simulations par éléments finis permet de

conclure sur la réduction importante des pertes ferromagnétiques de la machine dans le cas

de l’utilisation d’un circuit magnétique hybride au stator. La réduction des pertes dans les

MFT est critique car celles-ci, en partie, déterminent le domaine de fonctionnement de la

machine. Elles sont déterminantes pour la gestion de l’élévation de température dans la

machine. Plus les pertes sont élevées, plus le dispositif de refroidissement à mettre en place

est compliqué et cher. Nous rapportons dans [DUB3] qu’une machine aux dimensions

similaires à celles simulées ici, testée expérimentalement à 240 rpm, en dissipant par

convection naturelle 200 W, a conduit à une élévation de température de 100°C. En

considérant les pertes dans les noyaux uniquement et les courbes de la Figure 20 b), la

dissipation de 200 W limite la vitesse de rotation de la machine à 180 rpm dans le cas de la

MFT à stator en poudre de fer et permet d’atteindre 500 rpm dans le cas de la MFT à stator

hybride. Le gain de vitesse et donc de puissance massique procuré par l’utilisation d’un

stator hybride peut donc être considérable. La réduction des pertes ferromagnétiques laisse

également entrevoir une augmentation du rendement de la MFT claw-pole : la machine

testée expérimentalement présente un rendement de 93%.

2.5.2 Essais expérimentaux sur la MFT claw-pole à stator hybride.

Dans [DUB3], nous présentons les résultats d’essais expérimentaux menés sur un prototype

de MFT claw-pole à stator hybride aux dimensions comparables à celles des machines

présentées dans le paragraphe précédent (Figure 22).

Figure 22: Prototype de la MFT claw-pole à stator hybride [DUB3].

paires de poles 15

Nombre de phases 3

Pas polaire 19 mm

Longueur 100 mm/phase

Diamètre extérieur 30 cm

Taille de l’entrefer 0,55 mm

Diamètre à l’entrefer 18 cm


52

Le design du prototype réalisé n’a pas été optimisé pour la création de hautes densités de

force. La vitesse de fonctionnement nominale de ce moteur est de 240 rpm de manière à

fournir une tension alternative de 60 Hz. Durant les essais, la machine a été utilisée en

génératrice, entraînée à sa vitesse nominale. Le bobinage statorique de la machine a été

connecté à une charge RC de manière à compenser l’inductance élevée de la machine,

caractéristique commune à toutes les MFT (c.f. 1.2.3). La force magnétomotrice a été fixée

à 4400 A-tours en faisant circuler un courant efficace de 13 A dans le bobinage de 240

tours de la machine. Un angle de phase de 55° a été établi entre le courant et la force

électromotrice. La Figure 23 a) présente le diagramme de phase utilisé lors des essais.

Le déphasage entre le courant et la tension à vide a été choisi pour de réduire la longueur du

vecteur Vpu : ceci permet de diminuer la saturation de l’induction dans le circuit magnétique

et de rendre la forme du flux plus sinusoïdale. L’emploi de ce déphasage a été nécessaire

pour contrôler l’échauffement de la machine lors des tests. Les résultats d’essais réalisés sur

le prototype de la machine sont présentés dans le tableau de la Figure 23 b).

Les pertes Joule dans le bobinage sont estimées à 87 W par phase. Ces dernières, calculées

à partir des résultats de simulation, s’élèvent à 99 W : la différence entre les deux valeurs

s’explique par le fait que les pertes dans le bobinage ont été calculées dans les simulations

pour la valeur de la résistivité du cuivre à 120 °C.

a) b)

Figure 23: a) Diagramme de phase utilisé lors des essais [DUB3]. b) Résultats de

mesures effectuées sur la MFT claw-pole à stator hybride utilisée en générateur sur

charge RC linéaire [DUB3].

Vitesse = 240 rpm, f = 60 Hz, I = 13 A RMS (Données mesurées par phase)

Couple développé 134 Nm Puissance mécanique 3373 W Pertes Joule dans le

bobinage 87 W

Pertes ferromagnétiques dans les noyaux en C

28 W

Pertes mécaniques et autres pertes magnétiques

108 W

Rendement 93 %


53

Lors des essais, l’échauffement de la machine ayant atteint 100 °C, la résistivité du cuivre

est en réalité plus faible, expliquant alors la différence entre les pertes Joule effectivement

mesurées et celles calculées en simulation.

Les pertes ferromagnétiques évaluées à 28 W dans les noyaux en C à partir des résultats

expérimentaux, sont plus faibles que celles obtenues à partir des résultats de simulations

par éléments finis. En effet, celles-ci s’élevaient alors à 37 W. Le déphasage choisi pour les

essais expérimentaux explique cette différence : le flux circulant dans les noyaux lors des

essais expérimentaux est plus faible (vecteur Vpu réduit sur le diagramme de phase) que

celui passant dans les noyaux en simulation. De plus, le contenu harmonique du flux dans

les essais est nul contrairement à celui observé dans les simulations à cause de la linéarité

de la charge RC connectée à la machine. Les pertes harmoniques dans les noyaux sont donc

négligeables lors des essais expérimentaux.

Nous attirons également l’attention du lecteur les autres pertes mesurées qui sont

relativement élevées. Le chiffre de 108 W par phase peut s’expliquer par d’importantes

pertes mécaniques ou de grandes pertes ferromagnétiques dans les pieds de la MFT ou dans

ses concentrateurs. Malgré cela, la machine conserve un bon rendement puisque ce dernier

est à 93 %.

Des résultats de simulations par éléments finis comme des essais expérimentaux réalisés

sur la MFT claw-pole à stator hybride confirment les bonnes performances de la machine

grâce à la combinaison de noyaux faits de tôles magnétiques Fe-Si et de pieds en SMC.


54

2.6 Conclusion : vers une utilisation des matériaux amorphes.

Après avoir décrit et justifié la nécessité de l’emploi de matériaux aux propriétés

magnétiques isotropes comme les SMC dans les MFT claw-pole, nous sommes arrivés à la

présentation d’une nouvelle configuration de machine faisant un usage restreint et optimal

des poudres de fer : la MFT claw-pole à stator hybride. Le concept de stator hybride

cherche à apporter une solution au problème des pertes fer élevées dans les MFT tout en

facilitant la production de la machine. L’usage combiné des SMC à celui de tôles

électriques permet de réduire les pertes fer de la machine. La séparation du stator en deux

parties (noyaux + pieds) rend l’opération de bobinage plus aisée. L’emploi de SMC dans

les pièces contiguës à l’entrefer permet l’usinage direct du stator et du rotor conduisant à un

entrefer très faible. Des simulations par éléments finis ainsi que des essais expérimentaux

ont permis de mettre en évidence la réduction des pertes ferromagnétiques dans la machine.

Nous pensons qu’il est possible d’exploiter ce concept pour réduire les pertes encore

davantage. Nous allons donc axer la suite de notre travail sur la recherche de matériaux

magnétiques pouvant convenir à notre application et dont les propriétés magnétiques sont

meilleures que celles des matériaux actuellement utilisés dans la machine. Considérant

l’usage des poudres de fer comme une contrainte justifiée par la nécessité de l’emploi d’un

matériau aux propriétés isotropes dans les pieds de la MFT claw-pole à stator hybride, nous

allons orienter nos recherches sur la détermination d’un matériau de substitution aux tôles

utilisées dans les noyaux en C. Nous orientons nos investigations vers un matériau

possédant les caractéristiques suivantes :

- Un cycle B-H étroit pour de faibles pertes par hystérésis.

- Une grande résistivité pour offrir des pertes par courants de Foucault inférieures à

celles des tôles électriques conventionnelles.

- Une perméabilité magnétique supérieure ou au moins équivalente à celle des tôles.

- Une induction de saturation relativement élevée.


55

- Une forme de noyau adaptée au design actuel de la MFT claw-pole à stator hybride

à savoir en C.

Les résultats de nos recherches nous ont naturellement conduit vers les verres magnétiques

ou matériaux amorphes car ils satisfont toutes les exigences listées ci-dessus. Comme nous

l’avons déjà vu dans le paragraphe 1.3, si la MFT bénéficie d’un avantage structurel qui lui

permet d’atteindre des pas polaires relativement faibles, le grand nombre de paires de pôles

de la machine limite son usage aux basses fréquences. L’utilisation de noyaux en C

fabriqués à partir de rubans amorphes devrait permettre à la configuration claw-pole à

stator hybride d’associer son fort couple massique, son atout de construction aisée, à un bon

rendement, dans des domaines d’applications où la vitesse est plus élevée. Le chapitre 3 de

ce mémoire traitera des matériaux ferromagnétiques amorphes.

3 – Les matériaux ferromagnétiques amorphes.

56

3 LES MATÉRIAUX FERROMAGNÉTIQUES

AMORPHES

3.1 Introduction

La grande majorité des solides appartient à la famille des cristaux. Autrement dit, les

atomes qui les constituent occupent des sites bien définis d’un réseau cristallin qui se

reproduit dans l’espace à grande échelle. Il existe cependant des matériaux au sein desquels

cet ordre topologique moléculaire n’existe pas : c’est notamment le cas des verres et des

matériaux plastiques. Leur structure s’apparente plutôt à celle des liquides infiniment

visqueux : on parle alors d’état amorphe.

Les premiers alliages métalliques amorphes sont apparus au début des années 60. Après

que les physiciens eurent démontré qu’il n’existait pas d’incompatibilité entre l’état

ferromagnétique et l’état amorphe, une nouvelle famille de matériaux magnétiques aux

propriétés exceptionnelles était née : les verres métalliques ou matériaux ferromagnétiques

amorphes.

Dans ce chapitre, nous allons nous intéresser aux propriétés des matériaux

ferromagnétiques doux amorphes. Ces matériaux attirent particulièrement l’attention des

électrotechniciens à cause de leur importante perméabilité, de leurs faibles pertes

ferromagnétiques, dont nous parlerons plus en détail ici. Ces matériaux sont utilisables dans

un large spectre de fréquence qui s’étend du continu jusqu’à 1MHz environ. Dans le

domaine des basses fréquences (jusqu’à 1 kHz), les matériaux amorphes sont

habituellement utilisés dans la fabrication de transformateurs, ce que nous nous attacherons

à expliquer. Nous évoquerons finalement l’usage des matériaux amorphes dans les

machines électriques avant d’envisager son emploi dans la MFT claw-pole à stator hybride.


57

3.2 Fabrication des matériaux ferromagnétiques amorphes.

Avant d’entamer la description des propriétés magnétiques et mécaniques des amorphes, il

est nécessaire de définir l’état amorphe et d’évoquer leur procédé de fabrication.

3.2.1 L’état amorphe

D’un point de vue thermodynamique, les matériaux amorphes sont obtenus à partir d’une

phase liquide surfondue solidifiée au point de transition vitreuse Tg [PER2]. Pour

comprendre ceci, il est nécessaire de s’intéresser au processus de refroidissement d’un

liquide. D’après les principes de base de la thermodynamique, le refroidissement d’un

matériau en phase liquide s’accompagne d’une variation de son volume et de son enthalpie

(ou de son énergie interne à pression constante). Le graphe de la Figure 24 permet

d’illustrer nos propos.

Lorsqu’un mélange à l’état liquide est refroidi, à pression constante, en deça de sa

température de fusion Tf, l’état le plus stable thermodynamiquement (i.e. enthalpie H la

plus faible possible) correspond à l’état cristallisé. À sa température de fusion Tf, on

observe une variation de son enthalpie H puis un changement de la pente de H : le mélange

devient solide. Si, lors du refroidissement du liquide, sa viscosité est trop importante ou que

le refroidissement est très rapide, la cristallisation n’a pas le temps de se produire et un

liquide surfondu est alors obtenu(liquide ayant été refroidi à une température plus basse que

Figure 24: Variations thermiques du volume V, de l’enthalpie H des matériaux

amorphes et cristallins lors du passage de l’état liquide à l’état solide.


58

son point de fusion, mais qui ne s’est pas solidifié). La variation de l’enthalpie H ne connaît

alors pas de discontinuité et sa pente reste inchangée pour des températures inférieures à Tf.

Lorsque le refroidissement se poursuit, la viscosité du liquide surfondu augmente jusqu’à

une température Tg appelée température de transition vitreuse à partir de laquelle le

mélange devient solide. Son enthalpie H change alors de pente qui devient la même que

celle d’un composé cristallisé. Pour une température inférieure à Tg, le matériau est alors

solide mais conserve le désordre structural d’un liquide : le matériau se trouve dans un état

amorphe.

Comme nous pouvons le voir sur la Figure 24, l’enthalpie H de l’état amorphe et donc son

énergie interne (à pression constante) sont plus élevées que celles de l’état cristallin. L’état

amorphe est donc un état métastable évoluant inévitablement vers l’état cristallin.

Cependant, la cinétique de cristallisation à température ambiante est si lente que l’état

amorphe peut être considéré comme une phase stable.

3.2.2 Procédés de fabrication des matériaux amorphes.

L’obtention d’un alliage ferromagnétique amorphe passe par un refroidissement de cet

alliage, précédemment dans une phase liquide, jusqu’à une température suffisamment

basse, sa température de transition vitreuse, pour diminuer suffisamment les vitesses de

diffusion atomique et ainsi empêcher la création d’un réseau cristallin au sein du matériau.

Ce processus est appelé hypertrempe. Brissonneau [BRI] explique que les alliages

amorphes Fe-B-Si qui intéressent particulièrement les électrotechniciens, doivent être

refroidis de leur température de fusion qui est proche de 1500 °C à leur température de

transition vitreuse vers 200 °C en l’espace de 10-3 s. Le processus d’hypertrempe nécessite

la mise en place de technologies de production complexes qui expliquent probablement

l’apparition récente des verres métalliques. Degauque [DEG] explique qu’il existe trois

procédés de fabrication de matériaux amorphes utilisés à l’échelle industrielle :

- la coulée de métal liquide qui permet l’obtention de rubans, de paillettes ou de fils

métalliques amorphes;


59

- l’atomisation par gaz qui permet l’obtention de poudre amorphe;

- la fusion superficielle qui permet la création de fines couches de matériaux

amorphes en surface d’un matériau.

Nous ne nous intéresserons ici qu’aux procédés de fabrication d’amorphes sous des formes

dont il est possible de tirer bénéfice dans des applications aux domaines de

l’électrotechnique, à savoir ceux des rubans et des poudres.

La coulée de métal liquide est de loin la technique de fabrication industrielle de matériaux

amorphes la plus utilisée aujourd’hui. Perron [PER2] et Degauque [DEG] expliquent que le

principe de fabrication de rubans amorphes généralement utilisé consiste à projeter un

alliage métallique liquide sur une roue métallique refroidie et tournant à grande vitesse

(3000 rpm). Les rubans d’amorphes (d’épaisseur ≤ 40 µm) sont obtenus à partir de deux

techniques : la technique du jet libre et celle du jet planaire, illustrées à la Figure 25.

Dans le cas de la technique du jet libre, le métal liquide est éjecté à travers un orifice d’un

diamètre de l’ordre du millimètre. Dans le cas de la technique du jet planaire, l’alliage

fondu est éjecté à travers un ou plusieurs orifices. Quand la technique du jet libre permet la

fabrication de rubans de faibles épaisseurs, de l’ordre de 1 à 5 mm de large, celle du jet

planaire permet la réalisation de rubans bien plus larges pouvant aller jusqu’à 30 mm.

a) b)

Figure 25: Fabrication de rubans amorphes par la méthode a) du jet libre, b) du jet

planaire [DEG].


60

Degauque explique ensuite dans [DEG] que les rubans sont recouverts d’un film isolant très

mince qui, en plus de procurer une isolation électrique, protège la surface des rubans contre

la corrosion, avant d’être enroulés. Devant la demande croissante de rubans amorphes dans

les dernières années, les fabricants ont imaginé des méthodes de production de masse à la

manière du système illustré sur la Figure 26.

Les rubans amorphes peuvent ensuite être empilés et découpés afin de constituer des

noyaux magnétiques de formes diverses. Dans la documentation technique du fabricant de

noyaux amorphes Metglas [MET], il est précisé que les laminations d’amorphes sont

enduites d’un adhésif avant d’être compactées. Cependant, l’adhésif en question peut

supporter une température maximale qui limite l’utilisation des noyaux à 155 °C.

L’utilisation de poudres amorphes s’avère également intéressante dans le cas d’applications

en électrotechnique. Dans [DEG], Degauque explique que des poudres amorphes d’une

granulométrie de 0,5 à 30 µm peuvent être obtenues par atomisation centrifuge ou par

dispersion de jets de gaz inerte. Le processus d’atomisation centrifuge peut se décrire ainsi :

un jet fin d’alliage fondu tombe sur une disque en rotation qui pulvérise par centrifugation

le métal en fines gouttelettes dans une atmosphère froide et/ou sur une surface froide.

L’autre technique consiste à projeter un gaz inerte directement sur un écoulement de métal

fondu de manière à obtenir de fines particules de matériau amorphe. La poudre ainsi

obtenue peut être alors extrudée ou compactée à chaud et permettre ainsi la réalisation de

pièces aux formes diverses. La Figure 27 représente les deux techniques de production de

poudre amorphe.

Figure 26: Procédé complet de fabrication de rubans amorphes [DEG].


61

a) b)

Figure 27: Procédés de fabrication des poudres amorphes [DEG].

3.3 Propriétés électromagnétiques et mécaniques des amorphes.

Il existe aujourd’hui une gamme variée de matériaux ferromagnétiques doux amorphes.

Principalement, deux fabricants se partagent le marché : Hitachi Metals (États-Unis &

Japon) avec des produits connus sous le nom de Metglas et Vacuumschmelze GmbH

(Allemagne) plus connus sous le nom de Vitrovac. Metglas offre ainsi dans ses catalogues

[MET] sept alliages amorphes doux aux propriétés magnétiques différentes.

Selon Degauque [DEG], les alliages amorphes destinés aux applications en

électrotechnique et électronique sont généralement composés de 75 à 80 % atomique de

métaux de transition (Fe, Co, Ni) et de 20 à 25 % de métalloïdes (B, C, Si, P). Comme

l’explique Perron [PER2], on peut classer les amorphes doux intéressants dans les

applications en électrotechnique en 3 familles d’alliages : les alliages riches en fer, ceux

riches en cobalt ainsi que les alliages constitués de fer et de nickel. La flexibilité de leur

composition permet d’ajuster les valeurs de leurs propriétés physiques et magnétiques.

L’absence de réseau cristallin dans la structure atomique des matériaux amorphes confère à

l’alliage des propriétés électromagnétiques particulièrement intéressantes. Les

caractéristiques mécaniques de ce type de matériaux ferromagnétiques doux rendent leur

utilisation particulièrement avantageuse dans certaines applications en électrotechnique.


62

3.3.1 Propriétés électromagnétiques des matériaux amorphes

Les amorphes ferromagnétiques doux sont habituellement connus pour être des matériaux

possédant une perméabilité relative très grande et de très faibles pertes spécifiques. Nous

allons tenter ici d’expliquer pourquoi, avant de présenter les performances de plusieurs

amorphes commercialisés.

3.3.1.1 À propos de l’énergie anisotropique des matériaux magnétiques. Outre une aimantation à saturation élevée, le matériau magnétiquement doux idéal doit

posséder des parois de Bloch très mobiles de manière à garantir une perméabilité relative

élevée, des valeurs de champs coercitifs et des pertes ferromagnétiques très faibles.

L’élimination des impuretés au sein d’un matériau par la sélection de composants purs ou

par des traitements apportés à celui-ci permet de faciliter le mouvement des parois de

domaines. Mais pour améliorer davantage la mobilité de ses parois et donc assurer une

grande facilité d’aimantation, il faut chercher à limiter les principaux mécanismes qui

freinent son aimantation auxquels appartient l’anisotropie magnétique.

Dans un matériau cristallin comme le fer, les moments magnétiques tendent à s’orienter sur

les axes du réseau cristallin. Perron [PER2] explique que l’anisotropie magnétique est la

tendance du vecteur d’aimantation à s’aligner suivant une direction particulière appelée

l’axe facile d’aimantation qui correspond à un axe du cristal. L’étude de la théorie des

domaines [JIL] nous apprend que la direction de l’aimantation dans un matériau

magnétique quelconque résulte de la compétition entre son énergie d’échange, son énergie

magnétostatique et les diverses sources d’anisotropie qui règnent au sein de sa structure, le

but étant d’aboutir au système possédant l’énergie totale la plus faible.

Quand un matériau est aimanté selon son axe facile d’aimantation, la perméabilité est

élevée et la saturation magnétique est aisée, tel qu’illustré sur la Figure 28. Cependant,

quand il est aimanté dans sa direction difficile, un champ d’anisotropie HK et par

conséquent une énergie d’anisotropie est nécessaire pour faire pivoter la direction de son

aimantation : la perméabilité est alors plus faible.


63

Figure 28: Cycles B(H) avec aimantation suivant un axe facile ou difficile.

On note K (19), l’énergie d’anisotropie qu’on définit comme la différence des énergies

d’aimantation suivant les axes facile et difficile (aire colorée sur la Figure 28) :

0 0axe difficile axe facile

s sB B

K H dB H dB⎛ ⎞ ⎛ ⎞

= ⋅ − ⋅⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠∫ ∫ (19)

, avec Bs l’induction à saturation, H un champ d’excitation. L’anisotropie K comprend

principalement trois contributions :

• l’anisotropie magnétocristalline KM liée à la structure atomique même du matériau,

• l’anisotropie KS liée aux contraintes mécaniques subies par le matériau lors de sa

fabrication,

• l’anisotropie KU induite par des traitements apportés au matériau après sa fabrication.

Perron [PER2]explique que dans les matériaux cristallins l’anisotropie magnétocristalline

KM domine généralement largement les deux autres contributions. Cependant, comme les

matériaux amorphes ne possèdent pas de réseau cristallin, l’anisotropie magnétocristalline y

est absente. L’anisotropie des matériaux amorphes est donc dominée par l’anisotropie liée

aux contraintes mécaniques ainsi que par celle apportée par d’éventuels traitements

effectués sur le matériau. L’anisotropie magnétique des amorphes (K ≈ 10 à 103 J/m³) est

en général plus faible que celle de la majorité des matériaux cristallins (K ≈ 103 à 105 J/m³).


64

Jiles [JIL] explique que le changement d’aimantation d’un matériau s’accompagne d’une

variation dimensionnelle de celui-ci, qui est très liée à l’anisotropie magnétique : il s’agit

du phénomène de magnétostriction. De manière simplifiée, lorsque l’aimantation au sein du

matériau change de direction, ce dernier subit un changement de longueur le long de la

nouvelle direction d’aimantation. On définit alors la magnétostriction λS comme le

changement relatif de longueur du matériau dans une direction donnée, quand le matériau

est amené de l’état désaimanté à l’état saturé dans la direction considérée. Or les matériaux

magnétostrictifs sont très sensibles aux contraintes mécaniques. Un matériau soumis à une

contrainte comme celle subie lors d’une opération de découpe par exemple, va voir la

composante KS de son anisotropie augmenter en fonction de la valeur de sa

magnétostriction. En effet, on peut trouver dans [JIL] la relation suivante :

2(3 / 2) cos [ / ³]S SK J mλ σ θ= − ⋅ ⋅ ⋅ (20)

, avec σ la contrainte ([J/m³] ou [N/m²]) et θ l’angle entre l’axe de la contrainte et le vecteur

d’aimantation. De (19), nous comprenons qu’une contrainte appliquée à un matériau peu

magnétostrictif (λS≈0) n’induira qu’une faible augmentation de son anisotropie.

La magnétostriction des amorphes dépend beaucoup des composants utilisés dans l’alliage.

Perron [PER2] explique que les matériaux peu magnétostrictifs (λS < 10-6) sont ceux

fabriqués à base de cobalt et que les amorphes les plus magnétostrictifs sont ceux

majoritairement composés à base de fer (λS ≈ 25 à 30.10-6 ). Pour corriger l’effet néfaste de

la magnétostriction sur l’anisotropie, les amorphes subissent souvent des traitements

thermiques qui induisent une contribution KU à l’anisotropie qui vient alors réduire la

contribution KS dépendante de la magnétostriction. L’auteur de [PER2] explique que cette

opération est pratiquement impossible avec la plupart des matériaux cristallins : dans le cas

des tôles Fe-Si, l’anisotropie magnétique, dominée par l’orientation cristalline des grains

(anisotropie magnétocristalline élevée) est alors pratiquement figée une fois le matériau

préparé. Les amorphes subissent alors généralement un recuit afin de réduire l’effet des

contraintes de la trempe sur l’anisotropie. Le champ coercitif HC d’un matériau dépend de

l’anisotropie magnétique, responsable de la structure des domaines et de la mobilité des


65

parois. Le recuit effectué pour réduire l’effet des contraintes de la trempe permet également

de réduire la valeur du champ coercitif d’un amorphe. On sait que les pertes

ferromagnétiques dépendent en partie de la coercivité d’un matériau. Par conséquent, les

matériaux amorphes dont l’anisotropie est faible et modifiable par des traitements

thermiques possèdent de très faibles pertes ferromagnétiques.

Pour résumer, nous pouvons dire que les caractéristiques magnétiques exceptionnelles des

matériaux amorphes ferromagnétiques s’expliquent principalement par le fait qu’ils ne

possèdent pas d’anisotropie magnétocristalline, à l’inverse des matériaux cristallins.

Cependant, certains amorphes très magnétostrictifs (c’est le cas des alliages à base de fer)

voient leur anisotropie augmenter à cause de contraintes mécaniques créées lors de la

fabrication du matériau. Il est alors possible de réduire cette anisotropie par des traitements

thermiques pour améliorer leur perméabilité et réduire davantage leur pertes spécifiques.

3.3.1.2 Principales propriétés magnétiques des matériaux amorphes. Les matériaux amorphes destinés aux applications en électrotechniques peuvent être

séparés en trois groupes selon leur composition : les alliages riches en fer, les alliages à

base de nickel et de fer ainsi que les alliages à base de cobalt. Degauque [DEG] explique

que la flexibilité de leur composition permet d’ajuster leurs valeurs d’induction à saturation

BS, leur coefficient de magnétostriction λS, leur température de Curie TC, leur température

de cristallisation TX, mais également leur tenue mécanique et leur résistance à la corrosion.

Les alliages à base de fer possèdent en général une induction à saturation BS élevée, des

températures de cristallisation TX et de Curie TC élevées, un coefficient de magnétostriction

λS important, ainsi que des valeurs de champ coercitifs faibles (HC en général inférieur à 10

A/m). Ils sont généralement utilisés dans les applications à basses fréquences (jusqu’à

quelques kilohertz) nécessitant une quantité relativement importante de matière ayant un

faible coût comme le précise Degauque dans [DEG].

Les alliages Fe-Ni se distinguent par leur excellente perméabilité maximale statique et

dynamique, de très faibles valeurs de champs coercitifs Hc (de 0,6 à 1 A/m) avec un


66

coefficient de magnétostriction λS moyen. Ils correspondent mieux aux applications

fonctionnant à de plus hautes fréquences que celles concernant la classe d’alliage

précédente. Ils résistent également mieux à la corrosion.

Les alliages à base de cobalt possèdent en général une induction à saturation BS ≤ 1T. Ils

ont un excellent comportement en hautes fréquences (de quelques dizaines à plusieurs

centaines de kilohertz), à savoir : une perméabilité plus importante que tous les autres

alliages amorphes, des valeurs de champs coercitifs HC très faibles ( HC ≈ 0,1 A/m), des

pertes ferromagnétiques spécifiques très faibles, un rapport induction rémanente sur

induction à saturation Br/BS proche de 1 et un coefficient de magnétostriction λS voisin de

zéro. Cependant, Degauque précise dans [DEG] que leur prix relativement élevé explique

que leur principale utilisation se fait dans des applications ne requérant que peut de matière

comme dans le cas de capteurs par exemple.

À partir des références [DEG] et [MET]nous présentons au Tableau 7 ci-dessous les

caractéristiques magnétiques principales de quelques alliages amorphes :

Tableau 7: Principales caractéristiques magnétiques d’amorphes commercialisés. Nom Composition Induction

à sat. BS

Temp. de Curie TC

Magnéto-striction λS

Résistivité électrique ρ0

Perméabilité max. µrmax

Alliages à base de fer Vitrovac 7505

[DEG] Fe80(B,Si,C)20 1,45 T 430 °C 24.10-6 1,35 µΩ.m /

Metglas 2605SA1 [MET][DEG]

Fe81B14Si13 1,57 T 392 °C 27.10-6 1,3 µΩ.m 600.103

Metglas 2605SA3 [MET] [DEG]

Fe76.5Cr2B16Si5C0.5 1,41 T 358 °C 20.10-6 1,38 µΩ.m 35.103

Metglas 2605CO [MET] [DEG]

Fe67Co18B14Si1 1,8 T 415 °C 35.10-6 1,23 µΩ.m 400.103

Metglas 2605SC [MET] [DEG]

Fe81B13.5Si3.5C0.5 1,61 T 370 °C 30.10-6 1,35 µΩ.m 300.103

Alliages Fe-Ni Vitrovac 4040

[DEG] Fe39Ni39B12Si6Mo4 0,8 T 260 °C 8.10-6 1,35 µΩ.m /

Metglas 2826MB [MET] [DEG]

Fe40Ni40B14P6 0,88 T 353 °C 12.10-6 1,38 µΩ.m 800.103

Alliages à base de cobalt Vitrovac 6025

[DEG] Co67Fe4Mo1Si17B11 0,55 T 210 °C < 0,2.10-6 1,35 µΩ.m 100.103

Vitrovac 6150 [DEG]

Co74Fe2Mn4Si11B9 1 T 485 °C < 0,2.10-6 1,15 µΩ.m 1,5.103

Metglas 2714A [MET] [DEG]

CoFeNiBSi 0,57 T 225 °C < 1.10-6 1,42 µΩ.m 1000.103

Metglas 2705M [MET] [DEG]

Co69Fe4Ni1Mo2B12Si12 0,77 T 365 °C < 1.10-6 1,36 µΩ.m 600.103


67

3.3.1.3 Pertes ferromagnétiques des matériaux amorphes.

Comme nous l’avons déjà expliqué dans une partie précédente, on décompose

habituellement pertes ferromagnétiques (que nous appellerons pertes fer par la suite) en

pertes par hystérésis et pertes par courants de Foucault. Outre la présence d’impuretés dans

un matériau, deux facteurs viennent influencer ses pertes : la résistivité qui permet de

limiter la circulation des courants de Foucault et la structure du matériau qui influe sur la

mobilité des parois de domaines.

La résistivité des matériaux magnétiques amorphes est environ dix fois plus élevée que

celle du fer pur. Le Tableau 7 présente les valeurs de résistivité de quelques rubans

amorphes commercialisés. Elle se situe principalement autour de 1,3 µΩ.m et correspond

environ au double de celle des tôles magnétiques Fe-Si habituellement utilisées dans les

machines électriques. La résistivité élevée des amorphes constitue un avantage appréciable

en ce qui concerne les pertes.

La sélection de composants magnétiques d’une grande pureté explique en partie les faibles

pertes par hystérésis des amorphes. Mais la mobilité des parois de domaines et par

conséquent les pertes fer d’un matériau sont également influencées par l’anisotropie de ce

dernier. L’absence de réseau cristallin dans le cas de matériaux amorphes confère à ces

derniers une anisotropie plus faible que celle de la plupart des matériaux magnétiques, qui,

de plus, est modifiable par des traitements thermiques. La structure magnétique particulière

des amorphes leur permet d’obtenir de très bonnes performances en terme de pertes

ferromagnétiques qu’il est possible d’améliorer davantage par un traitement thermique

sélectionné en fonction de l’application envisagée. Dans le cas d’applications basses

fréquences (50 Hz à 10 kHz), Perron [PER2] explique que la méthode couramment utilisée

consiste à opérer un recuit sous champ magnétique longitudinal (≈ 800 A/m) de manière

obtenir une structure magnétique constituée de domaines en larges bandes, dans le sens du

ruban. Dans le cas d’applications à plus hautes fréquences (10 kHz à 500 kHz), le

traitement communément apporté au matériau diffère selon sa composition. Perron

explique que dans le cas d’alliages riches en fer, on opère un recuit à une température

suffisamment élevée (≈ 430 °C) de manière à limiter la dimension des domaines


68

magnétiques et réduire les pertes associées aux mouvements des parois. Les perméabilités

obtenues après de tels recuits sont alors plus faibles que celles relevées après des recuits

réalisés en vue d’applications à basses fréquences, sur les mêmes types de matériaux.

Nous présentons sur la Figure 29 a) l’évolution des pertes fer de l’alliage amorphe riche en

fer 2605CO de Metglas destiné aux applications basses fréquences en fonction de

l’induction dans le matériau et pour différentes fréquences de fonctionnement. En

comparant les pertes fer dissipées dans un paquet tôles de Fe-Si à grains non orientés

communément utilisées dans ces domaines de fréquence aux pertes dissipées dans ce type

d’alliage amorphe, nous pouvons nous rendre compte des excellentes performances des

amorphes : à 1.5 T, 60 Hz, un empilement de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0.35

mm dissipe 3,2 W/kg [PRO] contre 0,5 W/kg dans l’amorphe 2605CO.

a) b)

Figure 29: Évolution des pertes fer dissipées dans a) l’alliage amorphe 2605CO b)

l’alliage amorphe 2714A en fonction de la fréquence et de l’induction [MET.]


69

Nous présentons sur la Figure 29 b) l’évolution des pertes ferromagnétiques de l’alliage

amorphe riche en cobalt 2714A de Metglas destiné aux applications hautes fréquences en

fonction de l’induction dans le matériau et pour différentes fréquences de fonctionnement.

Dans de tels domaines de fréquences, les alliages amorphes présentent également de plus

faibles pertes ferromagnétiques que la majorité des matériaux magnétiques doux : les pertes

dissipées dans une ferrite MnZn à 100 kHz 0.2 T s’élèvent à 100 W/kg [PER2] lorsque

celles dissipées dans l’alliage amorphe 2714A sont de 50 W/kg.

3.3.2 Propriétés mécaniques des matériaux amorphes

Les propriétés élastiques des matériaux amorphes sont relativement semblables à celles de

leurs correspondants cristallins. Cependant, il n’en est pas de même pour leurs propriétés

plastiques. Brissonneau nous explique dans [BRI] que les matériaux amorphes sont souples

mais que leur ductilité (capacité du matériau à se déformer plastiquement) est très réduite.

Les amorphes sont donc durs et cassants. Brissonneau explique que les opérations de

découpage par poinçon ou matrice, couramment pratiquées sur les tôles Fe-Si pour la

réalisation de circuits magnétiques, sont impossibles à utiliser avec des amorphes. Des

techniques de découpes plus sophistiquées et par conséquent bien plus dispendieuses sont

nécessaires. C’est pourquoi la découpe des amorphes se fait très souvent au laser ou

chimiquement. Dans la rubrique précédente, nous avons insisté sur la nécessité de

l’application de traitements thermiques pour améliorer les performances des amorphes.

Malheureusement, ces traitements se font bien souvent au détriment des propriétés

mécaniques du matériau qui devient alors plus fragile. Nous présentons dans le Tableau 8

ci-dessous les constantes mécaniques (limite élastique, module d’Young et dureté Vickers)

observées dans les alliages amorphes des fabricants Hitachi Metals et Vacuumschmelze :

Tableau 8 : Propriétés mécaniques de rubans amorphes [PER2].

Référence Résistance à la rupture Module D’Young Dureté Vickers

Metglas 1 à 1,7 GPa 100 à 110 GPa 800 à 1000

Vitrovac 1,5 à 2 GPa 150 GPa 800 à 1000


70

3.4 Champs d’applications des matériaux amorphes dans le

domaine électrotechnique.

Grâce à leurs caractéristiques magnétiques exceptionnelles, les matériaux amorphes entrent

en compétition avec les matériaux cristallins dans un large spectre de fréquences. Dans les

applications basses fréquences (50 Hz – 1 kHz), les amorphes sont principalement utilisés

pour la conception de transformateurs de puissance moyenne et de faibles dimensions ainsi

que pour la fabrication de circuits inductifs. De plus en plus, ils sont également utilisés pour

la réalisation de transformateurs de distribution monophasés et triphasés, qui servent

habituellement à abaisser la tension du réseau électrique (de 5 à 14 kV) à une tension plus

faible (de 120 à 240 V) destinée aux habitations et bureaux [DEC]. Dans les applications à

fréquences plus élevées (1 kHz – 1 MHz), ils sont employés pour la réalisation de

composants magnétiques pour l’électronique de puissance tels que des transformateurs

d’alimentation, des transformateurs de courant, des inductances saturables ainsi que des

inductances de lissage et de filtrage. Les verres métalliques sont également utilisés pour la

fabrication de capteurs ainsi que dans des applications de blindage magnétique.

Nous choisissons ici de décrire plus en détail l’utilisation des amorphes dans les

transformateurs de distribution sans nous étendre davantage sur les autres domaines. En

effet, l’exemple des transformateurs de distribution nous paraît pertinent dans la mesure où

il s’agit d’un secteur où la demande d’amorphes est en pleine expansion et qui témoigne

bien de la compétition qui règne entre ces derniers et les matériaux cristallins. Nous

évoquerons ensuite l’emploi des matériaux amorphes dans les machines électriques et

étudierons plusieurs exemples.

3.4.1 Utilisation des matériaux amorphes pour la conception de

transformateurs de distribution.

Dans la plupart des applications en électrotechnique basses fréquences, le coût d’un

matériau est bien souvent le facteur qui détermine la sélection d’un matériau par rapport à

un autre. Pour la fabrication de transformateurs de distribution, les matériaux amorphes


71

entrent en compétition directe avec les tôles Fe-Si à grains orientés (GO). L’observation de

la production annuelle de ces deux types de matériaux magnétiques nous donne un aperçu

de l’intérêt économique qu’ils suscitent dans l’industrie. En 1997, la production mondiale

totale d’amorphes s’élevait à 20 kT/an lorsque le tonnage annuel des tôles GO montait à 1

MT/an [PER2]. Il est important de souligner qu’une partie seulement de ces 20 kT est

utilisée pour la fabrication de transformateurs de distribution. La demande en amorphes a

de nos jours considérablement augmenté : Hitachi Metals, leader mondial dans le domaine

de la production des verres métalliques, en prévoit la fabrication de 52 kT en 2007 [HIT].

Malgré l’augmentation de la production de ces matériaux ces dernières années, la

production des amorphes reste relativement faible lorsqu’elle est mise en rapport avec celle

des tôles magnétiques. En effet, les matériaux amorphes restent assez chers en comparaison

aux tôles Fe-Si GO.

Les auteurs de [PER2], [DEG], [BRI] et [DEC] s’accordent à dire qu’un transformateur à

noyaux amorphes coûte systématiquement plus cher qu’un transformateur fait de tôles Fe-

Si GO. En effet, le procédé de fabrication de noyaux amorphes destinés aux

transformateurs est plus complexe et plus onéreux que celui requis lors de la construction

de noyaux de tôles. De plus, à cause d’une induction à saturation plus faible dans le cas des

amorphes (1,56 T contre 2 T dans le cas des tôles Fe-Si GO) et d’un facteur de

foisonnement plus petit (80 à 85 % contre 96 % dans le cas des tôles Fe-Si GO) dû à une

épaisseur de ruban très faible, un noyau amorphe est plus volumineux et plus lourd qu’un

noyau fait d’un empilement de tôles, à performances égales. Brissonneau estime qu’un

transformateur fait d’amorphes coûte à la fabrication de 20 à 25 % plus cher qu’un

transformateur fait de laminations [BRI]. Dans [DEC], DeCristofaro compare le coût d’un

transformateur de 500 kVA à noyaux amorphes à celui d’un transformateur fait de tôles Fe-

Si GO de performances équivalentes et estime un surcoût de 15 % à l’achat dans le cas du

transformateur fait d’amorphes.

Cependant, si le coût d’un transformateur fait d’amorphes est plus cher à l’achat, il s’avère

moins cher en fonctionnement. Brissonneau explique dans [BRI] que le coût global d’un

transformateur dépend du prix à l’achat, du coût des pertes à vide (pertes ferromagnétiques)


72

ainsi que du coût des pertes en charge (pertes dans les enroulements). Nous avons vu

précédemment que les pertes ferromagnétiques des amorphes étaient relativement faibles

face aux pertes dissipées dans les tôles Fe-Si. On apprend dans [BRI] que les pertes à vide

d’un transformateur à noyaux amorphes sont 2 à 3 fois plus faibles que celles dissipées

dans le même transformateur fait de laminations Fe-Si GO. Nous retranscrivons dans le

Tableau 9 ci-dessous les résultats d’une comparaison du coût global d’un transformateur à

noyaux amorphes de 500 kVA et d’un transformateur à noyaux Fe-Si GO de même

puissance apparente [DEC] :

Tableau 9: Comparaisons des coûts globaux d'un transformateur à noyaux amorphes

de 500 kVA et d'un transformateur à noyaux Fe-Si GO [DEC]

Transfo. de distribution 60 Hz, 500 kVA (15 kV/480 – 277 V)

Transfo. à noyaux amorphes

Transfo. à noyaux Fe-Si GO

Pertes fer [W] = Pertes à vide.

230 W 610 W

Coefficient de pertes fer [$/W] 5,5 $/W 5,5 $/W

Pertes dans les enroulements [W] = Pertes en charge

3192 W 3153 W

Coefficient de pertes dans les enroulements [$/W]

1,5 $/W 1,5 $/W

Rendement [%] 99,6 % 99,4 %

Prix à l’achat [$] 11500 $ 10000$

Coût des pertes fer [$] = Coût à vide.

1265 $ 3355 $

Coût des pertes dans les enroulements [$] = Coût en fonctionnement

4788 $ 4730 $

Coût total 17558 $ 18085 $

De l’étude présentée dans [DEC] ressort que le coût global d’un transformateur à noyaux

amorphes peut être moins élevé que celui d’un transformateur à noyaux de tôles Fe-Si GO

malgré un surcoût de 15 % à l’achat du transformateur à noyaux amorphes.

L’utilisation d’amorphe pour la fabrication de transformateur est particulièrement

intéressante aux États-Unis où la tension est abaissée par un petit transformateur près de


73

chaque domicile. L’économie faite grâce à l’utilisation de ce matériau est substantielle.

Dans [DEC], il est expliqué que plus de 50.109 kWh sont dissipés annuellement sous forme

de pertes fer dans les transformateurs de distribution. Pour un coût de 35 c/kWh, la perte en

énergie se solde à plus de 1,75 milliards de dollars. En 1998, le nombre total de

transformateurs à noyaux amorphes installé atteignait 1,25 millions d’unités [DEC] dont

plus de 400000 aux États-unis [DEG]. Depuis les accords de Kyoto de 1997, de nombreux

pays se sont lancés le défi de réduire leurs émissions de gaz à effet de serre. Le Japon a par

exemple mis en place un programme nommé Top Runner Program [HIT] qui fixe les

solutions pour atteindre les objectifs fixés par les accords. Dans ce programme, les

transformateurs ont été identifiés comme des produits sur lesquels des économies

substantielles d’énergie pouvaient être faites. Hitachi Metals envisage alors une forte

augmentation de la demande en amorphe dans les prochaines années.

L’exemple des transformateurs de distribution reflète bien l’inconvénient majeur associé

aux verres métalliques : leur prix. Si les qualités magnétiques de ces nouveaux matériaux

priment sur les matériaux cristallins comme les tôles Fe-Si GO, la logique économique et

les lois gouvernementales freinent encore l’utilisation et avec elle le développement des

matériaux ferromagnétiques amorphes.

3.4.2 À propos de l’utilisation des amorphes pour la construction de

machines électriques.

Malgré les caractéristiques magnétiques exceptionnelles de matériaux amorphes, la

littérature scientifique disponible ne comporte que peu de références à l’emploi de ces

derniers pour la construction de machines électriques. Les auteurs de [BRI], [PER2] et

[DEG] expliquent ceci par les raisons suivantes :

- Brissonneau écrit dans [BRI] : « Outre les difficultés de mise en œuvre, la présence

d’un entrefer rotor-stator annule tout bénéfice provenant d’une perméabilité

exceptionnelle des amorphes ».Il ajoute plus loin : « la diminution des pertes passe

généralement après l’augmentation du couple dans les impératifs de construction ».


74

- Perron dans [PER2] donne les raisons suivantes : « Pour les matériaux amorphes à

induction à saturation élevée, les meilleures performances sont obtenues après des

traitements thermiques sous champ magnétique qui induisent une anisotropie […] ;

les amorphes ayant des limites élastiques élevées, les rotors, réalisés à l’aide de tels

matériaux, pourraient supporter des vitesses de rotation importantes ; cependant, les

amorphes [à base de fer] ayant souvent des coefficients de magnétostriction élevés,

les contraintes mécaniques liées à la rotation entraînent une anisotropie magnétique.

[…]. Dans un moteur, de nombreuses zones du circuit magnétique sont soumises à

un champ magnétique tournant : […] la conception et la réalisation du circuit

peuvent s’avérer complexes ; il faut cependant noter que les amorphes présentent

des pertes en champ tournant inférieures à celles des tôles Fe-3 % Si NO utilisées

classiquement ». Il ajoute également plus loin : « Il semble que les applications

soient limitées aux machines spéciales de faibles dimensions (compte tenu de la

largeur des rubans) ».

- Degauque avance quant à lui des arguments de coût et de difficulté de réalisation

[DEG] : « La mise au point de moteurs électriques bi ou triphasés, comportant un

stator réalisé avec des plaques Powercore ou avec d’autres empilements de rubans

amorphes (Metglas 2605TCA) s’est avérée complexe, coûteuse et peu rentable, en

dépit d’une dissipation thermique réduite. Une des principales difficultés réside

dans la mise en forme du stator, par découpe, poinçonnage, attaque chimique... ».

Les trois auteurs s’accordent tout de même sur l’avenir prometteur des amorphes dans le

domaine des moteurs électriques.

3.4.3 Exemples de moteurs électriques utilisant des amorphes.

Nous référençons, dans ce paragraphe, quelques exemples choisis de moteurs réalisés tirant

profit des caractéristiques magnétiques des matériaux amorphes. Nous tenons à insister sur

le fait que ces exemples sont encore rares, majoritairement pour les raisons que nous avons

citées précédemment.


75

Le premier exemple de machine que nous présentons est celle réalisée par Jensen et al.

[JEN]. Il s’agit d’une machine synchrone à aimants permanents à flux axial de 370 W

faisant usage d’un noyau amorphe toroïdal. Les auteurs soulignent la difficulté de

fabrication de moteurs à noyaux amorphes. Les propriétés physiques des verres métalliques

(notamment la ductilité réduite, voir 3.3.2) compliquent la réalisation de circuits

magnétiques aux formes conventionnelles. C’est donc pour éviter des opérations complexes

de découpe d’amorphes et limiter également les coûts de fabrications que les auteurs se sont

tournés vers la topologie à flux axial et l’utilisation d’un noyau de forme toroïdale. Même

si la puissance du moteur présenté est faible, les auteurs expliquent que la fabrication d’une

machine de plus grande puissance est possible. Nous présentons sur la Figure 30 un

schéma de la machine de Jensen et al. ainsi que quelques caractéristiques.

Les chiffres issus de la comparaison nous montrent qu’à puissance et vitesse de

fonctionnement équivalentes, la machine axiale à noyaux amorphe présente un meilleur

rendement que la machine à asynchrone. Ceci s’explique par la réduction des pertes

ferromagnétiques grâce à l’utilisation de matériaux amorphes.

Figure 30: Machine synchrone à flux axial à noyaux amorphes toroïdaux et

comparaison de ses perf. à une machine CC et une machine à induction [JEN].

Paramètres de la machine [JEN]

Diamètre extérieur 16,5 cm Nombre de pôles 4

Nombre de phases 3 Nombre de tours/phase 41

Comparaison des performances du moteur à noyaux

amorphes à une machine à induction et une machine CC à puissance et vitesse équivalentes (300 W 1800 rpm) [JEN].

Mach. axiale à

noyaux amorphes

Mach. à asynchron

triphasée 230V

Machine CC à aimants

permanents

Rendement > 90 % 75 – 80 % - Poids 9 kg 10 kg 14 kg

Taille (l x d) 8 x 16,5 cm 20,3 x 17,8 cm 30,5 x 16,5 cm

Coût 171 $ 45 $ 170 $


76

La machine est également plus légère que les deux autres. En comparant les prix des

machines, nous pouvons constater que la machine asynchrone demeure la solution la moins

chère. La machine à noyaux amorphes est d’un prix comparable à la machine CC. Il faut

cependant noter que la machine de Jensen et al. utilise des aimants ferrites, bien moins

dispendieux et moins performants que les aimants permanents NdFeB communément

utilisés aujourd’hui dans les moteurs. Les auteurs expliquent que l’emploi de tels aimants

permet de diminuer davantage les dimensions de la machine mais double son prix. Cet

exemple illustre les problèmes liés à la mise en œuvre d’un stator utilisant des noyaux

amorphes soulevés par Brissonneau [BRI] et Degauque [DEG] dont nous avons parlé dans

la section précédente. Il souligne bien également le prix élevé de tels matériaux.

Dans [ENO], les auteurs établissent la comparaison de quatre moteurs synchrones à aimants

permanents avec divers matériaux utilisés pour la fabrication des dents du stator. Enomoto

et al. présentent alors les performances de deux moteurs dont les dents sont constituées

d’un empilement de tôles magnétiques Fe-Si (acier 35A300 et 50A470), d’un moteur dont

les dents sont fabriquées à partir de rubans amorphes Metglas 2605SA1 et d’un moteur

dont les dents sont fabriqués en poudre de fer (EU-67xH). Le noyau du stator est quant à lui

constitué d’un empilement de tôles Fe-Si (acier 35A300). La Figure 31 présente une

illustration des moteurs utilisés pour l’expérimentation. À partir de simulations par

éléments finis mais également grâce à des mesures effectuées sur des prototypes réalisés,

les auteurs de [ENO] comparent les pertes ferromagnétiques à vide des quatre moteurs ainsi

que leur rendement lorsqu’ils sont soumis à différentes charges.

Figure 31: Moteur synchrone à aimants permanents utilisant des dents en tôles Fe-Si,

en SMC ou en amorphe [ENO].


77

Figure 32: Comparaison des pertes à vide (3000 rpm) et des rendements pour diverses

charges (3000 rpm) de quatre moteurs synchrones à aimants permanents dont les

dents du stators sont en aciers électriques (35A300, 50A470), en SMC (EU67xHH) ou

en amorphe (2605SA1) [ENO].

Nous présentons sur la Figure 32 les résultats obtenus lors de mesures et de simulations

réalisées à 3000 rpm. Les résultats expérimentaux menés dans [ENO] montrent que le

moteur synchrone à dents en amorphe présente les pertes ferromagnétiques les plus faibles

et le meilleur rendement pour les trois couples de charge testés. L’étude présentée ici

n’évoque malheureusement pas les coûts et procédés de fabrication des dents en amorphe,

qui défavorisent certainement le matériau face à ces concurrents.

Le troisième exemple de moteur que nous présentons ici est celui conçu par Taghizadeh-

Tabarsi dans [TAG], à savoir une machine à réluctance variable (MRV) de type multi-

disque (polydiscoïde) à champ axial entièrement réalisée à partir d’un alliage amorphe de

type fer-bore. Dans une thèse dont une très grande partie est consacrée à l’évaluation des

caractéristiques magnétiques et des traitements thermiques appliqués aux alliages amorphes

fer-bore, l’auteur insiste également beaucoup sur les difficultés technologiques liées à la

réalisation de structures magnétiques en amorphe. Les propriétés mécaniques des amorphes

se prêtant mal aux techniques classiques d’usinage, l’auteur a fait le choix de cette structure

particulière de machine électrique pour utiliser des rubans amorphes disponibles sur le

marché. Taghizadeh-Tabarsi a également choisi la MRV polydiscoïde à circuit amorphe en

raison de la vitesse élevée de fonctionnement de sa machine (2000 à 20000 rpm).


78

a) b)

Figure 33: Machine à réluctance variable polydiscoïde a) vue extérieure sans bobinage

b) vue intérieure [TAG].

La Figure 33 représente un schéma de la machine de Taghizadeh-Tabarsi. Des pièces

collectrices faites de rubans amorphes, autour desquelles est réalisé un bobinage,

permettent la circulation d’un flux dans les disques de la machine. Ces derniers, tous

identiques, certains mobiles et d’autres fixes, sont situés en regard les uns des autres et

composés de plots magnétiques en amorphes. La variation de réluctance du circuit est

obtenue lors de la rotation de l’ensemble des disques mobiles. Une culasse de retour, faite

d’amorphe également, permet la circulation du flux entre les pièces collectrices de part et

d’autre de la machine.

De son étude, l’auteur de [TAG] tire les enseignements suivants :

- « L’emploi des matériaux ferromagnétiques amorphes en ruban très mince, permet

de réaliser des machines synchrones de taille petite ou moyenne dont les

caractéristiques électromagnétiques sont avantageuses, particulièrement sur le plan

de la puissance massique ».

- « Les propriétés particulières des matériaux amorphes conduisent, pour les utiliser

au mieux, à la construction de machines dont la morphologie diffère sensiblement

de celles de machines classiques ».


79

- « Les niveaux de puissance massique que l’on peut espérer atteindre avec des

rendements corrects correspondent à une gamme de fréquence 1 – 3 kHz, pour des

inductions respectives 1,4 T – 1 T ».

Taghizadeh-Tabarsi compare également rapidement les performances de son prototype à

d’autres moteurs utilisés dans le domaine des hautes vitesses pour conclure à des niveaux

de puissance massique et de rendements compétitifs. Si la complexité de la conception de

structures magnétiques en amorphes est largement traitée, l’auteur n’évalue pas les coûts de

fabrication de son moteur.

Pour finir, nous décrivons rapidement les performances d’une machine à réluctance

variable fonctionnant à très haute vitesse, faisant usage de matériaux amorphes dans son

stator et son rotor [FUK]. Fukao et al. évaluent l’impact de l’utilisation de ce type de

matériau en mesurant les pertes ferromagnétiques dans leur machine. Les essais sur ce

moteur ont montré qu’à une vitesse de 48 000 rpm, les pertes fer ont été réduites par 5 en

comparaison à une machine de mêmes dimensions utilisant un stator et un rotor constitués

de laminations Fe-Si. La machine utilisant l’amorphe voit ainsi son rendement augmenter

de 6 % par rapport à celle utilisant les laminations. À noter que cet article ne fait

aucunement référence à la conception et au prix d’une telle machine.

Les quatre exemples de moteur présentés dans ce paragraphe font état de la possibilité de

l’emploi de matériaux amorphes pour la conception du circuit magnétique d’une machine

électrique. Dans les quatre références présentées ici, l’emploi d’amorphe a permis de

diminuer substantiellement les pertes fer des machines et ainsi d’augmenter leurs

rendements. Cependant, la plupart des auteurs s’accordent également sur les difficultés

technologiques liées à l’emploi des amorphes pour la fabrication de structures

électromagnétiques ainsi qu’à leur prix relativement élevé. L’utilisation de rubans

disponibles sur le marché les a conduit vers des structures particulières de machine

(machine à réluctance variable ou machine à flux axial). Nous retiendrons finalement une

des conclusions de Taghizadeh-Tabarsi dans [TAG] : « Les propriétés particulières des

matériaux amorphes conduisent, pour les utiliser au mieux, à la construction de machines

dont la morphologie diffère sensiblement de celles de machines classiques ».


80

3.5 Emploi de matériaux amorphes dans le circuit magnétique

de la MFT claw-pole à stator hybride.

À la section 2.6, nous avons conclu sur les bénéfices probables de l’emploi de matériaux

amorphes dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride. La substitution

des noyaux de tôles Fe-Si utilisés au stator de la MFT par des noyaux en amorphes devrait

permettre à la machine, habituellement cantonnée à des fréquences de fonctionnement

inférieures à 400 Hz, d’opérer dans des domaines de fréquences plus élevés.

3.5.1 Brève étude de faisabilité de la MFT claw-pole à stator hybride à

noyaux amorphes.

Dans le chapitre 3, nous nous sommes attachés à décrire les propriétés magnétiques et

physiques des verres métalliques afin d’amener le lecteur à en apprécier leurs faibles pertes

ferromagnétiques mais aussi à attirer son attention sur les difficultés technologiques liées à

leur emploi dans les machines électriques. En tenant compte des remarques formulées par

Brissonneau, Degauque et Perron (c.f. 3.4.2) ainsi que des enseignements appris dans les

références présentées dans le paragraphe précédent (c.f. 3.4.3), nous dressons ci-dessous le

Tableau 10 qui permet d’évaluer la faisabilité de l’emploi d’amorphes dans le circuit de la


À partir des arguments du Tableau 10, nous constatons que les inconvénients relevés dans

les différentes références présentées jusqu’alors ne nuisent pas à la faisabilité d’une MFT

claw-pole à noyaux amorphes. Seul le prix des amorphes, à mettre en rapport avec celui des

tôles et leur découpe, demeure un inconvénient. L’analyse des coûts d’une machine à

noyaux amorphes permettrait de compléter notre étude, ce que nous n’effectuerons pas dans

le cadre de ce travail. Dans le cas particulier de la MFT claw-pole à stator hybride,

l’utilisation de noyaux amorphes comme substitution aux noyaux de tôles Fe-Si, peut donc

s’avérer bénéfique et ainsi permettre le fonctionnement de la machine à des fréquences plus

élevées en conservant un bon rendement.


81

Tableau 10: Étude rapide de faisabilité de la MFT claw-pole à stator hybride.

Inconvénients liés à l’emploi d’amorphes dans le circuit magnétique d’une machine

électrique.

Faisabilité dans le cas de la MFT claw-pole à stator hybride.

«La présence d’un entrefer rotor-stator annule tout bénéfice provenant d’une perméabilité exceptionnelle des amorphes. » [BRI]

Dans le cas de la MFT claw-pole à stator hybride, la substitution des tôles Fe-Si par de l’amorphe est principalement faite en raison des très faibles pertes ferromagnétiques des amorphes et non pour leur perméabilité exceptionnelle.

«La diminution des pertes passe généralement après l’augmentation du couple dans les impératifs de construction. » [BRI]

La MFT claw-pole se distinguant déjà par ses bonnes performances en terme de couple massique, la diminution des pertes fer devient dans notre cas un impératif si l’on souhaite voir la machine fonctionner à des fréquences plus élevées.

«Les traitements thermiques » effectués sur les amorphes, ainsi que« […] les contraintes mécaniques liées à la rotation entraînent une anisotropie magnétique. » [PER2]

La substitution des tôles Fe-Si, dont les propriétés magnétiques sont également anisotropes, par des noyaux amorphes se fait dans une zone du stator où le flux circule majoritairement dans le plan des tôles. L’usage de rubans amorphes, dont les pertes en champ tournant sont par ailleurs inférieures à celles des tôles Fe-Si, ne sera donc pas dommageable au rendement de la machine.

« La mise au point de moteurs électriques bi ou triphasés, comportant un stator réalisé avec des […] rubans amorphes s’est avérée complexe, coûteuse et peu rentable. […] Une des principales difficultés réside dans la mise en forme du stator, par découpe, poinçonnage, attaque chimique... ». [DEG]

« Les propriétés particulières des matériaux amorphes conduisent, pour les utiliser au mieux, à la construction de machines dont la morphologie diffère sensiblement de celles de machines classiques ». [TAG]

Le circuit particulier de la MFT claw-pole se prête relativement bien à l’emploi de matériaux amorphes. La forme en C de la partie basse du stator correspond aux formes de noyaux commercialisés par les fabricants d’amorphes [MET]. L’usage de rubans habituellement destinés aux transformateurs et disponibles sur le marché, devrait permettre de s’abstenir de toute opération de mise en forme du stator et de conserver les avantages relatifs à la fabrication de la MFT claw-pole à stator hybride. La sélection d’un noyau dans les catalogues de constructeurs permettra également d’éviter une augmentation des coûts de fabrication de la machine.


82

3.5.2 Sélection d’un noyau amorphe pour la MFT claw-pole à stator

hybride.

Dans le Tableau 7 déjà présenté plus haut, nous avons décrit les principales

caractéristiques magnétiques de verres métalliques actuellement disponibles sur le marché.

Dans le cas de la MFT claw-pole à stator hybride, nous recherchons un amorphe dont les

pertes ferromagnétiques sont les plus faibles possibles, dont la perméabilité est équivalente

ou supérieure à celle des tôles Fe-Si et dont l’induction à saturation soit la plus élevée

possible. Ces caractéristiques nous amènent d’ors et déjà à sélectionner les alliages à base

de fer Metglas d’Hitachi Metals parce qu’ils présentent l’induction à saturation la plus

élevée. Nous présentons au Tableau 11 ci-dessous les caractéristiques magnétiques

principales des alliages amorphes susceptibles de convenir à notre application et les

comparons à celles d’une tôle Fe-Si NO M19 d’épaisseur 0,35 mm :

Tableau 11: Caractéristiques magnétiques des alliages amorphes susceptibles d'être

utilisés dans notre application comparées à celles d’une tôle Fe-Si M19.

Nom Induction à sat. BS

Temp. de Curie TC

Magnéto-striction λS

Résistivité électrique ρ0

Pertes fer [W/kg]

Perméabilité max. µrmax

Metglas 2605SA1 [MET][DEG]

1,57 T 392 °C 27.10-6 1,3 µΩ.m 0,2 @ 1,5T 60 Hz

600.103

Metglas 2605CO [MET] [DEG]

1,8 T 415 °C 35.10-6 1,23 µΩ.m 0,5 @ 1,5T 60 Hz

400.103

Metglas 2605SC [MET] [DEG]

1,61 T 370 °C 30.10-6 1,35 µΩ.m 0,25 @ 1,5T 60 Hz

300.103

Tôles Fe-3 Si NO M19* [DEG][PRO]

1,8 T 750 °C inconnu 0,5 µΩ.m 3,2 @ 1,5T 60 Hz

9000

* laminations d’épaisseur 0,35 mm

Les trois matériaux amorphes du Tableau 11 présentent des pertes fer à 60 Hz et 1,5 T bien

inférieures à celles de la tôle M19. Nous notons que l’amorphe 2605SA1 est l’alliage qui

présente les pertes les plus faibles. La perméabilité n’est pas un critère déterminant à cause

de la présence d’un entrefer. Cependant, nous pouvons noter que les alliages retenus

possèdent tous trois des perméabilités bien supérieures à celle de la tôle Fe-Si. Enfin, parce

qu’une importante induction à saturation est préférable de façon à minimiser le poids et le

volume des matériaux magnétiques, notre choix d’alliage s’oriente naturellement sur celui

possédant l’induction à saturation la plus grande : l’alliage Metglas 2605 CO.


83

Dans les articles présentés précédemment, évoquant l’utilisation d’amorphes dans des

machines électriques, la plupart des auteurs s’accordent sur la difficulté de mise en forme

de circuits magnétiques amorphes à causes des propriétés mécaniques des verres

métalliques. Metglas met à la disposition de ses clients des formes de noyaux amorphes

prédécoupées avec différentes dimensions disponibles [MET]. La gamme POWERLITE®

de Metglas référence des noyaux de forme rectangulaire ainsi que des noyaux en C,

fabriqués à partir d’un empilement de laminations de l’alliage amorphe 2605SA1. Bien que

l’alliage 2605CO convienne mieux à notre application pour son induction à saturation

élevée, nous choisissons les produits de la gamme POWERLITE® pour la partie

expérimentale de ce mémoire, de manière à éviter des opérations de découpe compliquées

et onéreuses.

La Figure 34 ci-dessous montre deux noyaux en C POWERLITE® de Metglas de référence

AMCC 367S et présente leurs dimensions principales. D’autres noyaux de dimensions

différentes existent au catalogue du constructeur. Nous nous servirons cependant de ces

noyaux pour la suite de notre travail.

Figure 34: Illustration et dimensions de deux noyaux POWERLITE® de Metglas.


84

3.6 Évaluation des performances d’un noyau POWERLITE®.

Avant d’utiliser les noyaux amorphes POWERLITE® au sein du circuit magnétique de la

MFT claw-pole à stator hybride dans la partie expérimentale de cette recherche, il est

nécessaire d’évaluer les performances magnétiques des noyaux Metglas à l’extérieur de la

machine. Nous présentons ici les résultats de mesures de cycles d’hystérésis (AC) et de

pertes ferromagnétiques de deux noyaux POWERLITE® à différentes fréquences. Nous

confrontons ensuite ces résultats à ceux obtenus lors de mesures effectuées sur un

empilement de tôles Fe-Si NO M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm, habituellement utilisées

pour la fabrication des noyaux en C de la MFT claw-pole à stator hybride.

Il est possible de se faire une idée des pertes dissipées dans un matériau magnétique sont

calculables à partir de l’aire de son cycle d’hystérésis. À l’aide de mesures DC du cycle, on

peut déterminer les pertes par hystérésis d’un matériau. Une mesure AC d’un cycle permet

quant à elle de visualiser les pertes ferromagnétiques totales. Le cycle d’hystérésis AC d’un

matériau magnétique peut s’élargir en fonction de la fréquence si les pertes par courant de

Foucault, qui augmentent proportionnellement au carré de la fréquence, sont significatives

par rapport aux pertes par hystérésis. À l’aide d’un hystérésigraphe développé au LEEPCI

[CYR], nous avons relevé le cycle d’hystérésis (AC) de noyaux constitués d’un empilement

de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm pour plusieurs fréquences allant jusqu’à 1

kHz. Nous avons ensuite effectué le relevé des mêmes cycles pour des noyaux amorphes

POWERLITE® dans un domaine de fréquence similaire.

Nous comparons sur la Figure 35 les cycles d’hystérésis AC de noyaux en tôles Fe-Si à

ceux de noyaux amorphes POWERLITE® relevés lors de tests à 60, 400 et 600 Hz. Les

mesures expérimentales ont été faites suivant le protocole décrit dans [CYR]. À l’aide des

courbes, nous constatons d’abord que l’induction à saturation mesurée avec

l’hystérésigraphe dans le cas des noyaux POWERLITE® correspond bien à celle renseignée

par le fabriquant à savoir 1,56 T [MET]. Celle mesurée dans le cas des tôles est

anormalement faible. Nous expliquons ceci par la présence d’un entrefer non désiré dans le

circuit de tôles.


85

Une première observation de la Figure 35 nous permet de constater que les aires des cycles

d’hystérésis de noyaux en tôles Fe-Si sont bien plus importantes dans le domaine de

fréquences que nous présentons que celles des cycles d’hystérésis des noyaux amorphes

POWERLITE® aux mêmes fréquences.

Une deuxième observation nous permet également de remarquer le « gonflement » du cycle

d’hystérésis des tôles Fe-Si avec l’augmentation de la fréquence dont la cause principale est

l’augmentation des pertes par courants de Foucault. Nous constatons alors que les cycles

des noyaux amorphes gonflent peu en comparaison à ceux des tôles lorsque la fréquence

augmente de 60 Hz à 600 Hz. Nous concluons de ces deux observations que les pertes

ferromagnétiques dissipées dans les noyaux en tôles M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm

sont bien plus importantes que celles dissipées dans les noyaux amorphes POWERLITE®

dans le domaine de fréquence observé. Nous ne chercherons pas à quantifier les pertes à

partir de l’estimation graphique de l’aire des cycles d’hystérésis présentés.

Figure 35: Comparaison des cycles d'hystérésis de noyaux en tôles M19 29 Gage

d'épaisseur 0,35 mm et de noyaux amorphes POWERLITE® à 60, 400 et 600 Hz.


86

Les mesures de cycles d’hystérésis AC réalisées avec l’hystérésigraphe conçu au LEEPCI

[CYR] nous apportent donc une première confirmation de nos attentes concernant les

performances des matériaux amorphes, décrites au cours de ce chapitre, mises en relation

avec celles des tôles Fe-Si utilisées jusqu’alors dans la MFT claw-pole à stator hybride.

Pour quantifier les pertes ferromagnétiques dans les noyaux POWERLITE® à différentes

fréquences, il est nécessaire d’effectuer d’autres mesures.

Pour déterminer les pertes ferromagnétiques des noyaux POWERLITE®, nous avons

effectué des mesures suivant le protocole décrit dans l’annexe A de ce document. En

réalisant un circuit magnétique fermé à l’aide de deux noyaux amorphes dans lequels sont

placées deux bobines à la manière d’un transformateur, nous alimentons les enroulements

de la première bobine avec un courant alternatif sinusoïdal. En laissant le secondaire du

transformateur ainsi formé en circuit ouvert, seul le flux magnétisant circule dans le circuit

magnétique. L’énergie dissipée dans la branche magnétisante correspond alors à l’énergie

dissipée à cause des pertes fer des noyaux. La lecture de la puissance active effectuée à

l’aide d’un appareil adéquat, nous fournit alors les pertes ferromagnétiques des noyaux.

L’induction dans les noyaux est ensuite déterminée à partir de la lecture de la tension aux

bornes d’un enroulement. Suivant ce protocole de mesure, nous avons effectué des relevés

de pertes dans les noyaux POWERLITE® dans un domaine de fréquences allant jusqu’à 1

kHz et pour des inductions comprises entre 0,2 T et 1,4 T.

À partir des résultats obtenus, nous avons déterminé une formule permettant l’évaluation

des pertes fer dans les noyaux POWERLITE® (21) à la manière de celle que nous avons

obtenue dans [DUB3] pour les noyaux en tôles Fe-Si M19 29 Gage (15) :

_ 2605 1 1,465 6 2 2( , )0,00618 3,33 10noyau SA

noyau noyau

P f BB f B f

m−= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅ (21)

L’équation (21) est valable sur l’étendue de mesures utilisée dans nos essais c'est-à-dire

dans un domaine de fréquence allant de 50 Hz à 1 kHz et pour des inductions crêtes dans

les noyaux comprises entre 0,2 T et 1,4 T. L’erreur maximale observée entre les pertes

mesurées et les pertes calculées avec la formule est de 18 %, l’erreur moyenne étant de 4,5


87

% avec un écart type de 3,5 %. Nous jugeons ces écarts acceptables et utiliserons la formule

(21) pour la suite de notre travail.

La Figure 36 présente les pertes ferromagnétiques [W/kg] dissipées dans un empilement de

tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm ainsi que dans des noyaux amorphes

POWERLITE®, déterminées à partir des équations (15) et (21), pour des inductions allant

de 0,2 T à 1,4 T, à 60 Hz, 400 Hz et 1000 Hz.

Les courbes de la Figure 36 nous confirment les faibles pertes fer de l’alliage amorphe

2605 SA1 mises en rapport avec celles des tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm.

D’après nos mesures, les pertes dissipées dans un noyau amorphe dont l’induction est de

1,4 T à 400 Hz s’élèvent à 5 W/kg alors que celles dissipées à la même fréquence et à la

même induction dans un empilement de tôles Fe-Si d’épaisseur 0,35 mm sont près de 7 fois

plus élevées, montant à 34,5 W/kg.

Figure 36: Comparaison des pertes ferromagnétiques dissipées dans des noyaux de

tôles M19 29 Gage d'épaisseur 0,35 mm et des noyaux amorphes POWERLITE® à

différentes fréquences et pour différentes inductions dans les noyaux.


88

Lorsque nous évaluons 0,6 W/kg de pertes à 60 Hz, 1,4 T dans les noyaux POWERLITE®

dont nous disposons au laboratoire, la documentation fournie par Metglas donne le chiffre

de 0,2 W/kg à la même fréquence et pour la même induction [MET]. Cet écart s’explique

par le fait que les noyaux que nous utilisons n’ont pas subi de recuit sous champ

longitudinal, opération qui permet de réduire davantage les pertes dans les noyaux (c.f.

3.3.1.3) et que nous ne pouvons effectuer au laboratoire. Les chiffres présentés par le

fabricant sont issus de mesures effectuées sur des noyaux ayant subi un tel recuit. Nous ne

disposons pas d’autres données provenant du fabricant. Pour la suite de ce mémoire, nous

choisissons d’utiliser les pertes spécifiques issues de nos mesures. Il doit cependant être

précisé que des pertes encore plus basses pourraient être obtenues en effectuant un recuit,

tel que proposé par le fabricant.

3.7 Conclusion : proposition d’une nouvelle structure de MFT :

la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.

Dans cette troisième partie, nous nous sommes attachés à présenter un matériau

ferromagnétique doux relativement nouveau aux caractéristiques magnétiques très

intéressantes : le matériau amorphe. À la différence des matériaux cristallins, la structure

moléculaire de ces matériaux est amorphe, ce qui les rend aisément magnétisables et

explique leurs pertes ferromagnétiques relativement basses dans des domaines de

fréquences pouvant aller jusqu’à 1 MHz.

Après avoir évoqué le procédé de fabrication de ces matériaux, nous nous sommes attachés

à décrire leurs propriétés magnétiques et mécaniques. Nous avons alors insisté sur l’origine

principale des faibles pertes des amorphes : leur anisotropie faible et modifiable. En

s’intéressant aux champs d’applications des verres métalliques dans le domaine

électrotechnique, nous avons tenté d’expliquer pourquoi les amorphes n’étaient encore que

très peu utilisés dans les machines électriques malgré les bénéfices qu’ils engendrent

(diminution des pertes, augmentation du rendement d’une machine). Nous avons alors

conclu sur le fait que les difficultés de mise en œuvre d’un circuit magnétique à noyaux

amorphes, qui dissuadent très souvent les concepteurs d’utiliser de tels matériaux dans le


89

cas de machines conventionnelles, peuvent être contournées dans le cas d’une MFT claw-

pole à stator hybride.

Nos recherches nous ont finalement conduis vers un noyau amorphe produit par la société

Metglas dont la forme convient à notre application : le noyau POWERLITE®. L’évaluation

des pertes de tels noyaux nous conforte dans l’idée de l’emploi bénéfique des amorphes

comme matériau de substitution aux tôles Fe-Si.

À la fin de cette troisième partie, nous sommes en mesure de proposer une nouvelle

structure de MFT : la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. La structure de

machine que nous suggérons conservera les pieds statoriques faits de SMC, la structure à

rotor à concentrateurs de flux, mais verra les noyaux en C faits de tôles Fe-Si remplacés par

des noyaux POWERLITE®. La Figure 37 présente le circuit magnétique du stator de la

MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.

L’utilisation des noyaux POWERLITE® devrait donner lieu à une augmentation du

rendement de la machine par rapport à la version à noyaux laminés. Grâce à la réduction

des pertes fer, l’emploi d’amorphes devrait également permettre un accroissement des

fréquences de fonctionnement de la MFT et ouvrir ce type de machine à de nouvelles

applications. Dans la prochaine partie, nous nous proposons de vérifier expérimentalement

les performances d’une telle machine.

Figure 37: MFT claw-pole à stator hybride et à noyaux amorphes.

4 – Détermination expérimentale des pertes fer d’une MFT claw-pole à noyaux amorphes.

90

4 DÉTERMINATION EXPÉRIMENTALE DES

PERTES FERROMAGNÉTIQUES D’UNE MFT

CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE À NOYAUX

AMORPHES.

4.1 Introduction

L’étude menée jusqu’à présent nous a permis d’apprécier la solution apportée par le

concept de stator hybride au problème des pertes fer élevées dans les MFT. Des simulations

par éléments finis ainsi que des essais expérimentaux [DUB3] nous ont permis de mettre en

évidence que l’utilisation combinée de SMC à celle de tôles dans le circuit magnétique de

la MFT claw-pole à stator hybride, donne lieu à une réduction appréciable des pertes

ferromagnétiques de la machine. Nous avons conclu la deuxième partie sur le fait qu’il était

possible d’exploiter ce concept pour réduire les pertes encore davantage. Considérant

l’usage des poudres de fer comme une contrainte justifiée par la nécessité de l’emploi d’un

matériau isotrope dans les pieds de la MFT claw-pole à stator hybride, nous avons alors

orienté nos recherches sur un matériau de substitution aux tôles utilisées dans les noyaux en

C. Le troisième chapitre nous a permis de découvrir un matériau magnétique aux propriétés

excellentes, à savoir l’amorphe. Nous avons conclu la troisième partie sur l’utilisation

favorable de noyaux amorphes POWERLITE® de Metglas et finalement proposé une

nouvelle version de MFT claw-pole : la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux

amorphes.

Afin de confirmer les avantages procurés par l’utilisation de noyaux POWERLITE® au

stator de la machine, il est nécessaire de mettre en place un protocole de mesure

expérimental. Nous consacrerons ce quatrième chapitre à l’évaluation expérimentale des


91

pertes ferromagnétiques de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. Après

avoir décrit des méthodes de mesure des pertes fer communément utilisées dans les

machines électriques, nous détaillerons l’approche que nous avons retenue. Nous

présenterons et discuterons finalement des résultats de mesures de pertes réalisées au stator

d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux faits de laminations Fe-Si ainsi qu’au stator

d’une même machine faite à partir de noyaux amorphes POWERLITE®.

4.2 Description de méthodes expérimentales d’évaluation des

pertes fer dans les machines électriques.

Afin d’évaluer le gain apporté par l’emploi de noyaux amorphes comme substitution aux

noyaux faits de tôles Fe-Si, jusqu’alors utilisés dans la MFT claw-pole à stator hybride,

nous allons chercher à mesurer expérimentalement les pertes ferromagnétiques au stator

d’une telle machine. Une brève revue de littérature nous a permis de déterminer quelques

méthodes expérimentales d’évaluation des pertes fer dans les machines électriques,

utilisables pour nos travaux. Nous allons chercher à construire un protocole de mesure en

choisissant parmi les techniques existantes, à partir de plusieurs objectifs :

- le protocole de mesure que nous désirons mettre en place doit utiliser une méthode

permettant d’évaluer les pertes fer au sein même du stator ou dans un système

simulant le fonctionnement réel du stator d’une MFT claw-pole à stator hybride. Le

protocole d’expérience et la technique de mesure doivent permettre l’estimation de

pertes dans une machine utilisant des noyaux POWERLITE® mais aussi des noyaux

de tôles Fe-Si, de façon à établir des comparaisons de performances;

- la méthode que nous allons utiliser dans notre protocole expérimental doit permettre

la distribution des pertes ferromagnétiques dans les différentes pièces du stator de la

MFT. La technique choisie doit fournir la distribution des pertes dans les pieds mais

également dans les noyaux en C de la machine;

- la méthode et le protocole d’expérience que nous souhaitons utiliser doivent

permettre d’effectuer des mesures relativement précises;


92

- le protocole expérimental à mettre en place doit être assez simple de manière à ce

qu’il s’intègre dans l’échéancier d’un travail de maîtrise et que son coût reste

relativement modéré.

Nous présentons ici trois méthodes d’évaluation des pertes fer communément utilisées dans

les machines électriques. À partir des objectifs que nous nous sommes fixés, nous allons

être en mesure de choisir une technique que nous utiliserons dans notre protocole

expérimental.

4.2.1 Mesure par la puissance d’entrée et la séparation des pertes.

Une méthode classiquement utilisée pour déterminer les pertes fer d’une machine consiste à

identifier, séparer et mesurer toutes ses pertes. Les pertes fer se déduisent de l’ensemble des

pertes de la machine par une simple soustraction. Il s’agit notamment de la technique

utilisée par Jack et al. [JAC] pour déterminer les pertes fer d’un servomoteur à aimants

permanents et à stator en SMC. C’est aussi celle de Guo et al. [GUO3] qui mesurent ainsi

les pertes fer d’une machine claw-pole à aimants permanents et à stator en SMC

La méthode de mesure utilisée dans [JAC] et [GUO3] nécessite la réalisation d’un

entraînement : la machine dont on souhaite déterminer les pertes ferromagnétiques, utilisée

en génératrice, est couplée à un moteur d’entraînement dont on mesure avec précision la

puissance qu’on lui fournit. La puissance délivrée à ce dernier est alors mesurée en deux

circonstances:

- Pour une vitesse donnée, un premier essai est réalisé sans charge c'est-à-dire en

découplant le moteur d’entraînement de la génératrice dont on souhaite déterminer

les pertes fer.

- Un deuxième essai est alors effectué à la même vitesse, en réalisant l’accouplement

entre le moteur d’entraînement et la génératrice dont on souhaite déterminer les

pertes fer. À noter que le stator de la génératrice est laissé en circuit ouvert.


93

La différence des puissances d’entrées mesurées à l’occasion de ces deux essais est égale à

la somme des pertes fer (au stator et au rotor) et des pertes mécaniques de la génératrice.

Les pertes fer sont alors déduites des pertes mécaniques déterminées, à la même vitesse de

rotation, en effectuant les deux essais précédents, en veillant cette fois-ci à remplacer le

stator de la machine testée par un stator factice, de manière à reproduire l’effet des

frottements de l’air (Guo et al. utilisent un tube de bois comme stator factice dans

[GUO3]).

L’utilisation de cette technique nécessiterait la mise en place d’un entraînement, dont nous

présentons un schéma sur la Figure 38 ci-dessous :

Figure 38: Schéma de l'entraînement à réaliser pour la mesure des pertes fer par la

méthode de la mesure de la puissance d'entrée et la séparation des pertes.

La Figure 39 présente le bilan des puissances associées à l’entraînement de la Figure 38 :

Figure 39: Bilan de puissance de l’entraînement de la Figure 38.


94

En adoptant une procédure similaire à celle décrite dans [JAC] et [GUO3] et en réalisant un

entraînement semblable à celui présenté sur la Figure 38, nous sommes en mesure de

déterminer la puissance fournie au stator de la MFT claw-pole à stator hybride. En laissant

le circuit statorique de la machine à vide, nous pouvons de la sorte déterminer les pertes fer

dans les concentrateurs, dans les aimants, dans les pieds et dans les noyaux de la machine.

Cependant, bien que la méthode de mesure soit relativement simple à mettre en œuvre, un

protocole expérimental faisant usage de cette technique présente de nombreux

inconvénients :

- la première limitation notable concerne les imprécisions de la méthode liées aux

erreurs de mesures. En effet, la technique étant basée sur la soustraction de quantités

similaires, à savoir des puissances mesurées lors de plusieurs essais, une incertitude

sur chaque mesure peut conduire à une erreur importante sur l’estimation des pertes

fer. Cet inconvénient est notamment soulevé par Baholo et al. [BAH]. Bousbaine

[BOU] ajoute que plus le rendement du moteur dont on souhaite déterminer les

pertes fer est élevé, moins la méthode s’avère efficace;

- la deuxième limitation vient du fait que cette technique ne permet pas de connaître

la distribution des pertes fer dans les différentes parties du stator, ce que souligne

Bousbaine [BOU]. En appliquant cette méthode, nous pouvons déterminer les pertes

fer totales du stator, mais sommes incapables de connaître la proportion de pertes

dans les concentrateurs, dans les aimants, dans les pieds et dans les noyaux en C du

stator de la MFT.

À cause de ces deux inconvénients, cette méthode ne permet pas d’atteindre les objectifs

que nous nous sommes fixés pour l’élaboration de notre protocole expérimental. Pour cette

raison, nous avons fait le choix de ne pas utiliser cette technique pour la mesure des pertes

fer dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.


95

4.2.2 Mesure calorimétrique des pertes.

Étant donné que toutes les pertes dissipées à l’intérieur d’une machine électrique génèrent

de la chaleur, il est possible de déterminer ces pertes par la mesure du flux de chaleur

produit par le moteur. C’est le principe de la mesure calorimétrique utilisée par Baholo et

al. dans [BAH]. Bien que très précise, cette méthode n’est que rarement employée

aujourd’hui. Elle a été utilisée dans une plus large mesure par le passé, pour la mesure de

pertes dans des génératrices de taille importante, dont la majorité de la chaleur est dissipée

au travers un médium (hydrogène et/ou eau dionisée) et dans le cas où une quantité

négligeable est transmise à l’air par la culasse.

Lorsqu’un fluide, à une certaine température, passe, à une certaine vitesse, à travers une

surface qui entoure complètement une machine électrique ayant atteint son régime

permanent thermique à une autre température, les lois thermodynamiques nous permettent

d’établir l’expression des pertes dans la machine de la manière suivante :

machine fP c q Tρ= ⋅ ⋅ ⋅∆ (22)

avec Pmachine la somme des pertes dans la machine en [W], c la capacité calorifique

massique spécifique de fluide en [J/°C kg], ρf la densité du fluide en [kg/m³], q la vitesse

volumique du fluide en [m³/s] et ∆T la différence de température du fluide avant et après

son passage à travers la surface du moteur en [°C].

Baholo et al. décrivent dans [BAH] le protocole expérimental qu’ils ont mis en place pour

la mesure des pertes dans des machines électriques dont la puissance développée peut aller

jusqu'à 75kW. Leur dispositif de mesure que nous présentons sur la Figure 40 utilise de

l’air comme fluide réfrigérant. L’air est soufflé à vitesse constante au moyen d’un

ventilateur dans une enceinte calorimétrique qui contient le moteur dont on cherche à

déterminer les pertes. Ce dernier, qui fonctionne en génératrice lors des essais, est couplé à

une machine DC qui l’entraîne. L’air est tout d’abord chauffé par une source de chaleur de

manière à atteindre la température initiale du test. La température du flux d’air à l’entrée

(T1) et à la sortie (T2) du calorimètre est mesurée dans deux circonstances :


96

- les températures sont relevées dans un premier temps lorsque la machine testée est

entraînée par le moteur CC. L’enregistrement de la température s’effectue lorsque la

machine testée a atteint son régime permanent thermique.

- La machine testée est ensuite découplée du moteur d’entraînement. L’alimentation

des sources de chaleur de compensation est alors activée de sorte à générer la même

élévation de température T1 – T2 de l’air qui circule dans le calorimètre obtenue

lors de l’essai précédent.

De cette manière, la puissance dissipée par les sources de chaleur de compensation réplique

la puissance dissipée par le moteur, à savoir ses pertes. Une base chauffante permet de

compenser la dissipation de chaleur à travers les parois et la base du calorimètre.

Les auteurs de [BAH] expliquent que la durée des essais de mesures de pertes avec leur

dispositif varie entre 10 et 30 heures, dépendamment de la taille du moteur. Leur méthode

de mesure s’avère très précise : la mesure des pertes à vide d’une machine asynchrone de

37 kW, de 2 paires de pôles à 50 Hz par leur méthode présente une différence de 1% par

rapport à la même mesure effectuée avec un wattmètre de précision.

Figure 40: Dispositif de mesure calorimétrique des pertes [BAH].


97

Malgré la précision des mesures obtenues avec cette méthode, de nombreux inconvénients

apparaissent lorsque l’on envisage son utilisation pour l’évaluation des pertes fer de la MFT

claw-pole à stator hybride :

- il est impossible de déterminer la distribution des pertes fer entre les différentes

pièces du circuit magnétique (aimants, concentrateurs, noyaux en C et pieds);

- le principe de mesure calorimétrique exige un dispositif semblable à celui réalisé

par Baholo et al. dans [BAH]. Un tel protocole expérimental s’avère très difficile à

mettre en oeuvre et très dispendieux. La complexité technologique et l’expérience

requises pour l’élaboration d’un tel dispositif dépassent le cadre d’une validation

expérimentale d’un travail de maîtrise.

Les deux inconvénients relevés ici nous amènent à ne pas retenir cette technique de mesure

pour l’élaboration de notre protocole expérimental.

4.2.3 Mesure thermométrique des pertes.

La puissance dissipée dans une partie d’une machine électrique peut également, dans

certaines conditions, être mesurée à partir de l’élévation de température qu’elle provoque

dans cette dernière. C’est le principe de la méthode thermométrique ou de la technique de

mesure des pertes par l’élévation de température. Nous allons présenter ici l’approche

thermométrique développée par Bousbaine [BOU] qui permet la mesure des pertes fer dans

une machine asynchrone.

Considérons un corps idéal homogène à une température T, possédant une capacité

thermique C, entouré de i régions à des températures Ti. Si le corps en question, sous

l’influence d’un phénomène physique, est amené à dissiper une puissance P, les lois

thermodynamiques nous permettent de prédire son élévation de température ainsi que les

échanges thermiques qui vont avoir lieu avec les régions adjacentes. La Figure 41 ci-

dessous illustre le système thermique formé par le corps en question et ses régions

avoisinantes.


98

Figure 41: Représentation schématique des échanges thermiques entre un corps

homogène idéal et ses régions environnantes.

Lors de son échauffement, le corps stocke une certaine quantité de chaleur et en échange

une autre avec les régions avoisinantes. L’équation des transferts de chaleur associés au

corps peut alors s’écrire ainsi :

1( )

j

i ii

dTP G T T Cdt=

= ⋅ − + ⋅∑ (23)

, avec P la chaleur générée par le corps, T sa température, C sa capacité thermique, Ti les

températures des régions environnantes et Gi les conductances thermiques ( en W/°C)

existantes entre le corps et ses j régions adjacentes.

Nous pouvons assimiler une partie d’un moteur électrique dissipant une certaine quantité de

chaleur à cause d’un mécanisme de pertes fer à un tel corps homogène. Il peut par exemple

s’agir d’une région d’un stator laminé d’une machine électrique qui, sous l’influence d’un

champ magnétique, génère de la chaleur à cause de ses pertes ferromagnétiques. D’après

l’équation (23), une partie de la chaleur générée est alors stockée dans le volume délimitant

la région du stator considérée (terme en CdT/dt) et une autre est échangée avec les régions

avoisinantes, par des mécanismes de conduction, convection ou radiation. Lorsque le

régime permanent thermique a été atteint, le stockage de chaleur cesse à l’intérieur du corps

homogène: la puissance générée est alors entièrement transférée dans les régions adjacentes

comme le suggère l’équation (24) :


99

1( )

j

i m ii

P G T T=

= ⋅ −∑ (24)

, avec Tm la température de la région considérée une fois le régime permanent thermique

atteint. L’équation (24) nous montre ainsi qu’il est possible de connaître les pertes

ferromagnétiques dissipées dans une partie d’une machine électrique en régime permanent

thermique à partir de la connaissance et de la quantification préalable des transferts

thermiques associés à cette partie (conductances Gi).

Cependant, l’identification et la détermination des transferts thermiques existant entre une

zone d’un moteur dans laquelle on souhaite connaître les pertes fer et ses régions adjacentes

est complexe. Bousbaine explique dans [BOU] que la difficulté d’estimation numérique des

facteurs gouvernant les échanges thermiques nuit fortement à la précision d’une méthode

d’évaluation des pertes basée sur (24).

L’approche thermométrique présentée dans [BOU] est différente : elle se base sur le fait

que les pertes générées dans les différentes parties d’un moteur peuvent être déterminées en

mesurant l’énergie qu’elles absorbent ou restituent lorsque les conditions expérimentales

changent. Elle permet alors de s’abstenir de toute identification et quantification des

échanges thermiques entre la zone de mesure et ses régions voisines.

Considérons une zone d’un moteur en fonctionnement dissipant des pertes fer P, ayant

atteint son régime permanent thermique (24). Lorsque la source de pertes fer est coupée

(exemple : extinction du circuit d’excitation du stator d’une machine asynchrone dont on

cherche à déterminer les pertes fer dans une zone du stator), si les conditions de

refroidissement fournies avant et pendant le régime permanent sont maintenues, la pente

initiale de la variation de température de la zone en question est proportionnelle aux pertes

fer dans la région considérée.

Après extinction des pertes, le corps se refroidira progressivement suivant une loi

exponentielle, à partir du temps t = 0. L’équation de refroidissement (25) de cette zone

s’écrit alors :


100

1 1

1 1

1

1

1

j j

i ii i

j

i i G t G tC Ci

mj

ii

G TT e T e

G

= =

− ⋅ − ⋅=

=

⋅ ⎛ ⎞∑ ∑⎜ ⎟= ⋅ − + ⋅⎜ ⎟⎝ ⎠

∑

∑ (25)

si l’on suppose que les températures des régions adjacentes Ti n’évoluent pas pendant la

durée des mesures. Cette hypothèse de Ti constant ne sera valable que pour un temps de

mesure très court. En dérivant (25), la pente de la courbe de refroidissement est donnée par

l’expression (26) :

( )1 1 10

1 1j j j

i i m i i m ii i it

dT G T T G G T Tdt C C= = =→

⎡ ⎤⎛ ⎞ = ⋅ ⋅ − ⋅ = − ⋅ −⎜ ⎟ ⎢ ⎥⎝ ⎠ ⎣ ⎦∑ ∑ ∑ (26)

Puis, en combinant les expressions (24) et (26), nous obtenons finalement

0t

dTP Cdt +→

⎛ ⎞= − ⋅⎜ ⎟⎝ ⎠ (27)

L’expression (27) nous montre qu’il est possible de connaître les pertes fer dissipées dans

un volume de matériau à partir de la mesure de sa pente initiale de refroidissement et en

connaissant la capacité thermique de celui-ci, après extinction des pertes.

Dans [BOU], Bousbaine a utilisé cette méthode de mesure pour construire un banc d’essais

permettant la mesure des distributions axiales, radiales et circonférentielles de densités de

pertes fer au sein d’une machine asynchrone. Pour respecter les conditions imposées par la

mesure, la mise en place d’un banc d’entraînement comparable à ceux présentés dans les

deux méthodes précédentes est nécessaire. Le rotor de la machine asynchrone testée est

couplé à celui d’un moteur d’entraînement : ceci permet de maintenir le rotor de la machine

en mouvement et ainsi conserver les conditions de refroidissement offertes par la rotation.

La Figure 42 ci-dessous présente un schéma du banc d’essais mis en place dans [BOU] :


101

Figure 42: Schéma du banc d’essai de mesure thermométrique des pertes fer dans une

machine à induction [BOU].

Le principe de mesure que nous venons de décrire ici est celui qui satisfait au mieux les

exigences que nous nous sommes fixées au début de ce chapitre (c.f. 4.2 ) pour déterminer

une méthode expérimentale de mesure des pertes fer dans la MFT à stator hybride à noyaux

amorphes. En effet, en utilisant la méthode thermométrique :

- nous sommes en mesure d’évaluer les pertes fer au sein même du stator d’une MFT

claw-pole à stator hybride utilisant un stator à noyaux de tôles Fe-Si ou à noyaux

amorphes POWERLITE®;

- nous sommes en mesure de dissocier les pertes fer dans les différentes composantes

du stator de la MFT. L’utilisation de la technique développée par Bousbaine nous

permet de connaître la distribution des pertes dans les pieds mais également dans les

noyaux en C de la machine;

- la méthode et le protocole d’expérience permettent d’effectuer des mesures

relativement précises;

- le protocole expérimental à mettre en place est relativement simple et réalisable

dans le temps à notre disposition durant ce travail de maîtrise;

Par contre, on relève les problèmes suivants :

- dans [BOU], l’auteur réalise des mesures de pertes fer sur une machine asynchrone,

lors du refroidissement de cette dernière. Le banc d’essais réalisé permet d’effectuer


102

les mesures sur la machine en coupant la source de champ (i.e. la source de pertes

fer) par l’extinction du courant dans le bobinage du rotor, après que le moteur ait

atteint son régiment permanent thermique, tout en maintenant le rotor en

mouvement. Cette opération est malheureusement irréalisable avec la MFT claw-

pole à stator hybride : le rotor de la machine étant à aimants permanents, il nous est

impossible de couper la source de champ et maintenir à la fois le rotor en rotation;

- le principe de mesure thermométrique étant basé sur la mesure de température dans

la machine quand ses conditions d’opération changent, nous pourrions envisager

l’utilisation du protocole de Bousbaine lors de l’échauffement de la machine, en

mesurant l’élévation de température entre un état de repos et un état de

fonctionnement de la machine. Cependant, les pertes évaluées avec la méthode

thermométrique ne sont proportionnelles à la pente initiale de l’échauffement que si

les mécanismes thermiques existants avant et après le changement d’opération sont

les mêmes (passage de l’expression (24) à (25)). Cette condition n’est

malheureusement pas rencontrée lors de l’échauffement de la machine : le

mouvement du rotor crée un mécanisme de transfert thermique de convection

inexistant à l’état de repos.

Des trois techniques d’évaluation des pertes fer sélectionnées et décrites ici, la méthode

thermométrique est celle qui répond le mieux aux exigences de l’expérience que nous

souhaitons monter. Cependant, nous avons montré également montré que l’approche

thermométrique développée par Bousbaine n’est pas directement employable dans notre

cas. Il nous faut donc penser à une autre technique de mesure basée sur l’élévation de

température qui nous permettra d’évaluer l’impact de l’utilisation de noyaux amorphes sur

les pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride.


103

4.3 Proposition d’une méthode expérimentale de détermination

des pertes fer de la MFT claw-pole à stator hybride à

noyaux amorphes : la méthode thermométrique isolée.

La brève revue de littérature effectuée au paragraphe précédent nous a permis de se diriger

vers l’approche thermométrique de mesure des pertes fer. La méthode de Bousbaine [BOU]

n’étant pas directement applicable à notre expérience, nous nous sommes inspirés de cette

dernière pour mettre en œuvre une approche expérimentale originale nous permettant de

déterminer les pertes fer dans la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes. Cette

méthode est présentée ici.

Considérons un pôle du stator d’une MFT claw-pole à stator hybride. Lorsque le rotor de la

machine tourne et que le bobinage du stator est non alimenté, la circulation du flux produit

par le rotor engendre des pertes fer dans les noyaux en C ainsi que dans les pieds. L’étude

du circuit thermique, limitée à un pôle de la MFT, nous permet de comprendre l’élévation

de température qui survient dans les pièces du stator en raison des pertes fer (Figure 43) :

Figure 43: Transferts thermiques ayant lieu dans un pôle de la MFT claw-pole à

stator hybride à vide.


104

Comme le décrit le schéma de la Figure 43, des échanges de chaleur surviennent au sein

d’un pôle de la MFT entre le noyau statorique, les pieds et l’air entourant le stator, lorsque

la machine fonctionne à vide. Un flux de chaleur Ppied est généré par les pertes fer

survenant dans les pieds et un autre est produit par celles dans le noyau Pnoyau. Les

températures du noyau et des pieds s’élèvent alors dépendamment de leur capacité

thermique spécifique respective et des échanges thermiques ayant lieu entre les pieds, le

noyau et l’air, conformément à la relation (23).

Le système thermique de la Figure 43 est trop complexe pour que la mesure seule de

l’élévation de température en divers points du circuit nous permette de déterminer les pertes

fer dans les pieds et le noyau. La connaissance des transferts thermiques par l’identification

des résistances thermiques Rpied, Rdissnoyau, Rdisspied, Rpiednoyau est requise si l’on

souhaite quantifier les pertes par la mesure de la température en divers points de ce circuit.

Cependant, il est possible de simplifier le circuit thermique représentant un pôle de la

machine en éliminant ou minimisant certains transferts thermiques. En isolant le noyau de

l’air ambiant et en supposant l’isolation parfaite, la dissipation de chaleur par convection et

radiation hors du noyau peut alors être négligée. Par contre, il est impossible d’isoler

complètement les pieds du stator à cause de la nécessité d’un entrefer mécanique. De plus,

le besoin d’un faible entrefer dans le cas d’une MFT [DUB6] élimine toute possibilité de

réalisation d’une mince couche isolante sur les pieds dans la zone de l’entrefer. Nous

éliminons alors des composants du circuit thermique de la Figure 43 : Rdissnoyau peut

alors être supprimée car égale à l’infini. Par contre, Rdisspied, Rpiednoyau subsistent dans

le circuit. En considérant le comportement thermique des deux pieds comme identique,

nous simplifions finalement le schéma de la Figure 43 pour obtenir celui de la Figure 44.

À partir des éléments du schéma thermique de la Figure 44, nous pouvons réécrire

l’expression (23) :

2 ( )2

pied noyau disspiedfer totales pied noyau pied ambiant

dT dT RP C C T T

dt dt= ⋅ ⋅ + ⋅ + ⋅ − (28)


105

Figure 44: Transferts thermiques ayant lieu dans un pôle de la MFT claw-pole à

stator hybride à vide dont le noyau est isolé.

Nous constatons une fois encore que la détermination des pertes fer dans le stator de la

machine à partir du relevé de l’élévation de température des pieds et du noyau ne peut être

effectuée sans connaissance préalable de la dissipation de chaleur présente dans les pieds

vers l’air ambiant. En effet, d’après (28), les valeurs des capacités thermiques des pieds et

du noyau pouvant être obtenues dans les catalogues de manufacturiers de matériaux, il est

encore nécessaire de connaître Rdisspied.

L’évaluation de la dissipation de chaleur par convection des pieds vers l’air ambiant par

une mesure expérimentale est difficile. Son estimation théorique effectuée à partir de

formules empiriques est entachée de trop grandes imprécisions. Il est malheureusement

impossible de simplifier le circuit davantage en éliminant l’influence de la dissipation de

chaleur dans l’air par les pieds par une opération similaire à celle effectuée précédemment.

Cependant, il est possible de négliger l’influence de la dissipation de chaleur des pieds vers

l’air ambiant lorsque Tpied = Tambiant. Supposons que la circulation du flux dans le stator de

la MFT, génératrice de pertes fer, prenne effet à un temps t = 0. Supposons également

qu’au temps t = 0-, toutes les parties du stator soient à température ambiante. À t = 0+, dès

lors que le flux commence à circuler, autrement dit, lorsque les pertes fer commencent à

créer de la chaleur dans le stator de la MFT, nous pouvons réécrire (28) :

( ) 02 pied noyau

fer totales pied noyaut

dT dTP C C

dt dt+→≈ ⋅ ⋅ + ⋅ (29)


106

D’après l’équation (29), la mesure de l’échauffement des pieds et du noyau d’un pôle isolé

de la MFT, pendant une période très courte pendant laquelle il est possible de négliger les

transferts thermiques par convection des pieds vers l’air ambiant, permet alors d’estimer les

pertes fer dans un pôle de la machine. De cette façon, en mettant en place un dispositif

semblable à celui que représente le schéma thermique de la Figure 44, c'est-à-dire en

rendant possible la mesure de l’élévation de température sur un noyau thermiquement isolé

et sur les pieds d’un pôle d’un MFT claw-pole à stator hybride, nous sommes en mesure de

déterminer les pertes fer au sein d’un pôle de la machine

Pour résumer, nous avons déterminé une approche thermométrique permettant d’évaluer les

pertes fer dans le stator d’une MFT claw-pole à partir de la formulation des hypothèses

suivantes :

- les pertes fer dans le stator de la MFT sont supposées identiques en chaque pôle de

la machine;

- la distribution des pertes fer est supposée identique dans chacun des deux pieds qui

constituent un pôle statorique de la MFT;

- le transfert thermique de convection des pieds vers l’air ambiant est négligeable

durant une courte période au début de l’échauffement, la différence de température

entre la surface du pied et l’air environnant étant alors très faible.

La mise en place d’un banc d’essais et d’une chaîne de mesure satisfaisant les exigences de

l’approche déterminée et permettant de respecter les hypothèses formulées pour que la

méthode soit valide, nous permettra d’évaluer les pertes dans une MFT claw-pole à stator

hybride. L’adaptation du banc pour permettre la mesure des pertes au stator de la machine

avec des noyaux POWERLITE® ou des noyaux de tôles rendra possible, par comparaison,

l’estimation de la distribution des pertes entre les pieds et le noyau. L’approche retenue

nécessitera la réalisation d’un banc d’essais de conception relativement simple que nous

allons présenter dans le paragraphe suivant.


107

4.4 Réalisation du banc d’essais pour la détermination

expérimentale des pertes fer dans un pôle d’une MFT claw-

pole à stator hybride.

En suivant l’approche thermométrique isolée que nous avons développée à la section

précédente, nous présentons ici la réalisation d’un banc d’essais qui permettra de mesurer

les pertes fer dans les pieds et le noyau d’un pôle d’une MFT claw-pole à stator hybride. La

Figure 45 ci-dessous présente un schéma du banc d’essais et de la chaîne de mesure à

mettre en place pour l’élaboration de notre protocole expérimental.

Figure 45: Schéma du banc d'essais et de la chaîne de mesure mis en place pour la

détermination des pertes fer dans un pôle de la MFT claw-pole à stator hybride.


108

4.4.1 Réalisation de la MFT claw-pole à stator hybride.

De manière à évaluer expérimentalement le bénéfice procuré par l’utilisation de matériaux

amorphes au sein du circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride, la réalisation

d’une machine test pour les essais est nécessaire. Dans la partie précédente, nous avons vu

que la méthode de mesure choisie peut se limiter à l’exploitation de mesures de température

effectuées sur un pole de la machine uniquement. De plus, la réalisation d’un entraînement

étant imposée par la méthode, la MFT à concevoir fonctionnera en génératrice et à vide.

Les contraintes imposées sur la MFT par la méthode de mesure sont donc les suivantes :

- la machine à concevoir ne doit comporter qu’un unique pôle au stator. Elle ne

nécessite pas de bobinage, les essais s’effectuant à vide;

- le pôle statorique de la machine est constitué de deux pieds en SMC et d’un noyau

en C. Le machine doit permettre d’interchanger un noyau POWERLITE® amorphe

avec un noyau fait de laminations Fe-Si de manière à évaluer les avantages procurés

par l’utilisation d’amorphes mais aussi pour quantifier la distribution des pertes fer

dans les pieds et dans les noyaux;

- le noyau statorique de la MFT doit être isolé avec soin de manière à supprimer les

déperditions de chaleurs par convection et conduction du noyau vers l’air ambiant et

le châssis du banc d’essais.

- Une bobine exploratrice doit être insérée autour du noyau de manière à mesurer

l’induction dans les noyaux, de façon à pouvoir comparer les pertes fer survenant

dans les noyaux mesurées avec le banc à d’autres mesures expérimentales.

- Un système de fixation et de maintien du stator doit être réalisé de manière à

pouvoir insérer le pôle statorique réalisé dans un rotor à aimants permanents tout en

conservant un faible entrefer. Le système à réaliser ne doit pas être en contact

thermique direct avec les pieds et le noyau, de façon à ne pas créer de dissipations

thermiques supplémentaires non désirées et fausser ainsi les résultats de mesure.


109

Pour la réalisation de la MFT claw-pole test, nous avons à notre disposition un rotor de

MFT à aimants permanents et concentrateurs de flux semblable à celui utilisé dans les

essais expérimentaux que nous présentons dans [DUB3]. Le rotor que nous allons utiliser

possède 15 paires de pôles et un diamètre intérieur de 17,5 cm et une profondeur d’aimants

de 7,8 cm.

En fonction des dimensions du rotor, nous avons choisi dans les catalogues du fabricant

Metglas [MET] un noyau pouvant convenir à notre application. Le noyau POWERLITE®

de référence AMCC 367S est sélectionné. La Figure 34 en présente une illustration ainsi

que ses principales dimensions.

Parallèlement, des laminations Fe-Si M19 29 Gage en forme de C ont été découpées au

laser selon des dimensions similaires à celles du noyau POWERLITE® AMCC 367S. En

fonction des dimensions des noyaux utilisés, des pieds en SMC ATOMET® EM-1®

(dimensions fournies dans l’annexe B). Les Figure 46 a) et b) représentent les circuits

magnétiques statoriques de la MFT claw-pole monopolaire conçue.

a) b)

Figure 46: Circuit magnétiques statoriques à noyau a) amorphe b) de tôles utilisés

dans la MFT claw-pole à stator hybride test.

Un système d’isolation efficace, capable de s’insérer dans le rotor de la MFT, a également

été conçu. Celui-ci est illustré à la Figure 47.


110

a) b)

Figure 47: Système d’isolation du stator de la MFT claw-pole à stator hybride test.

Une première isolation du noyau est assurée par une coque de plexiglas épaisse (Figure 47

a)). La coque peut accueillir indifféremment le noyau fait de tôles Fe-Si ou le noyau

amorphe POWERLITE®. Une bobine est enroulée autour du noyau de manière à connaître

le flux et l’induction dans ce dernier. Un canal percé dans la coque permet le passage des

capteurs de température. Une isolation complémentaire apportée par des lamelles de

styromousse permet de limiter les déperditions de chaleurs autour de la bobine dans le

canal et près des pieds. Une seconde isolation est ajoutée par-dessus la coque de plexiglas

par une seconde coque de styromousse (Figure 47 b)). La coque isolante en plexiglas est

fixée sur un support muni d’une glissière permettant l’insertion du stator sur un dispositif

de maintien. Le stator isolé peut alors coulisser et s’insérer dans le rotor (Figure 48 a)) :

a) b)

Figure 48: a) Insertion du stator dans le rotor. b) Vue de l’entrefer.


111

Le dispositif de maintien du stator permet également d’ajuster l’entrefer de la machine. Des

entrefers inférieurs à 1 mm sont réalisables avec ce dispositif. Cependant, de manière à

prévenir tout risque de destruction des pieds, nous avons choisi de maintenir l’entrefer à 2

mm pour nos essais.

La MFT claw-pole à stator hybride monopolaire conçue pour notre expérimentation aurait

pu être améliorée par rapport à la version présentée ici. Tout d’abord, les dimensions du

circuit magnétique du stator ne sont pas optimales. En effet, la surface du stator dans

l’entrefer est plus importante que la surface du rotor. Pour éviter des dépenses trop élevées

lors de la construction de la machine, nous avons fait le choix de sélectionner un noyau

amorphe parmi ceux disponibles dans les catalogues de Metglas [MET]. Les dimensions du

rotor nous étant imposées, nous avons choisi un noyau POWERLITE® dont la largeur (i.e.

profondeur du stator) se rapprochait le plus de la profondeur des aimants et des

concentrateurs. Cependant, le noyau POWERLITE® AMCC 367S que nous avons choisi

possède une largeur de 12 cm quand la profondeur des aimants n’est que de 7,8 cm. La

Figure 49 illustre le problème. L’interface stator-rotor de notre machine n’est donc pas

optimale. L’utilisation d’un noyau de largeur égale à la profondeur des aimants et de pieds

aux dimensions réduites en conséquence aurait sans doute permis d’augmenter le niveau

d’induction dans notre noyau. Le dispositif conçu et présenté dans ce paragraphe nous

servira de MFT claw-pole monopolaire.

Figure 49: Interface stator-rotor de la MFT claw-pole à stator hybride conçue.


112

Il nous permettra d’évaluer l’effet de l’utilisation de noyaux amorphes POWERLITE® sur

les pertes fer dissipées dans une MFT claw-pole à stator hybride.

4.4.2 Réalisation de l’entraînement utilisé pour les essais.

La méthode thermométrique isolée de mesure des pertes fer adoptée nécessite la mise en

place d’un entraînement. De manière à faire tourner le rotor pour faire circuler un flux et

engendrer des pertes fer dans le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride

que nous avons conçue, notre machine est couplée à un moteur d’entraînement CC tel

qu’indiqué à la Figure 50.

La vitesse maximale de fonctionnement de cette machine est de 1750 rpm. Le rotor de la

MFT étant composé de 15 paires de pôles, l’utilisation d’un tel moteur d’entraînement nous

permettra d’effectuer des mesures de pertes dans un domaine de fréquences allant de 0 à

400 Hz. La machine CC est à excitation indépendante. L’excitation de la machine est

fournie par un redresseur directement branché sur le réseau électrique pouvant fournir la

tension d’excitation nominale. La variation de vitesse de la machine est effectuée par

modification de sa tension d’induit avec une source de tension continue appropriée. Le banc

d’essais ainsi réalisé nous permettra la mesure des pertes fer dans le circuit magnétique de

la MFT claw-pole à stator hybride.

Figure 50: Entraînement utilisé pour les essais.


113

4.4.3 Réalisation de la chaîne de mesure.

De manière à mesurer l’échauffement des pieds et du noyau de la MFT claw-pole à stator

hybride, une chaîne de mesure de température a été mise en place. Les contraintes imposées

sur la chaîne de mesure par le protocole expérimental sont les suivantes :

- pendant les essais, la chaîne de mesure à mettre en place doit permettre le relevé

avec précision de la température, du temps, de l’intensité et de la forme de

l’induction dans le noyau;

- la chaîne de mesure doit permettre une acquisition numérique automatique de la

température en fonction du temps. La sélection d’un système d’acquisition de

données possédant un port de communication est nécessaire. La réalisation d’un

programme d’acquisition et de traitement des données sur ordinateur est requise;

- la chaîne de mesure doit permettre le relevé de la température en plusieurs points du

circuit magnétique de la MFT. Plusieurs capteurs sont nécessaires.

La chaîne de mesure mise en place est représentée sur la Figure 51 :

Figure 51: Chaîne de mesure mise en place avec le banc d’essais.


114

La mesure de la température est effectuée à l’aide de thermocouples de type K. Ces

thermocouples sont directement collés sur les parties du circuit magnétique dont nous

souhaitons mesurer l’élévation de température. Nous supposons le point de soudure chaude

(i.e. point où les deux fils du thermocouple sont reliés = point de mesure) suffisamment

petit pour négliger la capacité thermique du capteur qui pourrait influencer les mesures.

Leur précision est de ± 0,4 °C dans une échelle de température allant de 0 à 1300 °C.

Pour effectuer le relevé de la température, l’unité d’acquisition Fluke Hydra a été choisie.

L’appareil permet d’acquérir la température à partir de thermocouples de différents types.

Le dispositif permet le branchement et la lecture simultanée de 20 thermocouples. L’unité

d’acquisition possède également un port de communication GPIB. Nous avons fait le choix

de connecter 4 thermocouples de type K au module d’acquisition. La précision des mesures

réalisées avec l’appareil est -± 0,57 °C dans une échelle de température allant de 0°C à 60

°C. Cette incertitude vient s’ajouter à celle des thermocouples.

Le relevé de la forme et de l’intensité de l’induction dans le noyau de la MFT est effectué à

l’aide d’une bobine exploratrice (c.f. Figure 47). Pour chaque essai, nous visualiserons la

forme et noterons l’induction maximale dans le noyau en mesurant la tension aux bornes de

la bobine à l’aide d’un oscilloscope.

De manière à automatiser l’expérience, mais également pour obtenir une acquisition

numérique des mesures sur ordinateur pendant l’essai, nous avons créé un programme

permettant la lecture des températures relevées avec l’unité d’acquisition Fluke Hydra. Le

programme a été réalisé à l’aide du logiciel LABVIEW®. Il communique avec l’appareil de

mesure via une interface GPIB/USB. Il effectue le relevé de la température en fonction du

temps pour les 4 thermocouples utilisés. Les acquisitions sont effectuées chaque 5

secondes. La période d’échantillonnage a été déterminée de façon à respecter le temps

nécessaire à l’échange de données et ainsi garantir la validité des mesures lues pendant la

communication. Le programme permet également l’exportation des données vers un tableur

pour l’exploitation des résultats expérimentaux. Nous présentons les résultats de mesures

effectuées suivant ce protocole expérimental dans la section suivante.


115

4.5 Évaluation des pertes ferromagnétiques dans la MFT claw-

pole à stator hybride à noyaux amorphes à l’aide du

protocole expérimental mis en place.

À partir de la méthode de mesure retenue et selon le protocole expérimental mis en place et

présenté à la section 4.4, nous avons mesuré les pertes fer dans le circuit magnétique d’une

MFT claw-pole à stator hybride, constituée d’un noyau amorphe POWERLITE®. Nous

avons également mesuré les pertes dans le stator d’une même machine comprenant un

noyau de tôles Fe-Si de manière à établir une comparaison de performances mais également

estimer la distribution des pertes dans les pieds et dans les noyaux. Cette comparaison et

ces mesures sont présentées ici.

Le dispositif mis en place permet de réaliser des mesures de pertes avec une induction dans

le noyau statorique de la MFT proche de 0,4 T. Ceci s’explique par une mauvaise interface

stator-rotor imposée par les impératifs de construction du banc d’essais (c.f. 4.4.1).

Ce niveau d’induction ne représente certes pas les niveaux d’induction habituellement

observés dans le cas d’une MFT claw-pole à stator hybride optimale. On cherche en effet à

travailler plus proche de l’induction de saturation des noyaux (1,5 T – 2T) de manière à

faire une meilleure utilisation du matériau. Pour le moment, notre but n’étant pas de

construire une machine optimisée mais bien d’évaluer le bénéfice procuré par l’utilisation

de noyaux amorphes, nous estimons ce niveau d’induction suffisant pour arriver à nos fins.

Le banc d’essais réalisé permet d’effectuer des mesures de pertes à des fréquences de

variation du flux dans le noyau allant de 0 à 400 Hz. Ce domaine de fréquence correspond à

au domaine de fonctionnement dans lequel les MFT sont habituellement utilisées (c.f. 1.3).

Des mesures de pertes effectuées dans ce même domaine de fonctionnement nous

permettront alors d’évaluer le bénéfice procuré par l’utilisation d’amorphes dans le circuit

magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride.


116

Figure 52: Disposition des thermocouples sur le stator de la MFT claw-pole.

Le banc d’essais et la chaîne de mesure conçus nous permettent de relever l’élévation de

température en quatre points du circuit magnétique. Nous avons choisi de disposer les

capteurs sur les parties du stator de la MFT tel que montré sur la Figure 52.

Un premier thermocouple (1 sur la Figure 52) est placé dans l’air ambiant sur le châssis du

banc d’essais. Celui-ci permet d’avoir la mesure de la température ambiante et de vérifier

que celle-ci ne s’élève pas durant l’essai, hypothèse que nous avons formulée. Deux

capteurs (2 et 3 sur la Figure 52) permettent ensuite de mesurer l’élévation de température

en deux points du noyau en C. Ces capteurs sont disposés sur la tranche des laminations car

la conduction thermique est meilleure dans le plan des laminations des matériaux. Un

quatrième (4 sur la Figure 52) capteur permet de mesurer l’élévation de température dans

un pied. Ce capteur est situé dans la zone isolée du stator, de manière à minimiser l’effet de

la dissipation de chaleur vers l’air ambiant.

Selon l’approche thermométrique et les hypothèses formulées, le relevé des températures

effectués à l’aide des capteurs 2 et 4 pendant une courte période au début de l’échauffement

permettra de négliger le transfert thermique de chaleur évacuée par les pieds. Bien que la

répartition du flux dans les pieds soit inhomogène (i.e. pertes fer localement différentes

dans plusieurs zones du pieds), nous supposerons que la mesure réalisée à l’aide du capteur

4 nous donne une bonne estimation de l’élévation de température due à des pertes fer


117

moyennes survenant dans les pieds, la chaleur se répartissant rapidement dans ces derniers.

Nous effectuons le relevé de l’élévation de température du noyau à l’aide du capteur 2. La

résistance Rpiednoyau du schéma thermique établi sur la Figure 44 modélise le transfert

thermique entre un pied et un noyau. En supposant une conduction de la chaleur des pieds

vers le noyau égale pour chaque pied, le choix du positionnement de ce capteur est donc

fait pour modéliser au mieux la conduction de chaleur représentée par la résistance

Rpiednoyau.

4.5.1 Résultats de mesures pertes effectuées dans la MFT claw-pole à

stator hybride à noyaux amorphes.

Dans cette section sont présentés les relevés des échauffements mesurés à l’aide des

capteurs 2 et 4 sur le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride composé

d’un noyau amorphe POWERLITE® et de pieds en ATOMET® EM-1® (c.f. Figure 46 a)).

Les Figure 53 a), b), c), d), e), f), g), h) montrent les élévations de températures relevées

sur le pied (capteur 4) et le noyau POWERLITE® de la machine (capteur 2). À partir de

l’observation directe de ces figures, deux constats sont faits :

- la température en régime permanent du pied et du noyau augmente en fonction de la

fréquence à laquelle l’essai a été réalisé. Ceci traduit l’augmentation des pertes fer

dans le stator de la machine en fonction de la fréquence;

- la température du pied croît plus vite et de manière plus importante que celle du

noyau. Malgré l’existence du transfert thermique existant entre les pieds et le noyau,

cette observation laisse présager d’importantes pertes fer dans les pieds

comparativement à celles dans le noyau.

Nous pouvons également constater sur les Figure 53 a), b), c), d), e), f), g), h) la présence

de bruit dans les mesures. Ce bruit se manifeste par une variation rapide de la température

relevée à l’aide des thermocouples. Nous l’observons sur les données provenant des deux

capteurs.


118

a)

b)

c)


119

d)

e)

f)


120

Figure 53: Mesure de l'élévation de température sur un pied et sur le noyau d'une

MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE® à a) 50 Hz b) 100

Hz c) 150 Hz d) 200 Hz e) 250 Hz f) 300 Hz g) 350 Hz h) 400 Hz. Ce bruit est observable lors de chaque essai, mais son intensité est variable dépendamment

de la fréquence de rotation : lors l’essai à 200 Hz, il entraîne une variation de ± 1,5°C de la

température et lorsqu’il est responsable d’une variation de ± 0,5°C, dans celui à 400 Hz.

L’origine du bruit provient de la vibration du banc d’essais et des capteurs à certaines

fréquences de rotation de la machine. Nous estimons cependant être en mesure de

déterminer sans trop d’erreurs les pentes au début des échauffements avec les données que

g)

h)


121

nous présentons. Pour les essais suivants, le banc d’essais a été stabilisé et les

thermocouples ont été fixés de manière plus efficace.

Les pentes à l’origine des échauffements relevés à l’aide des capteurs 2 et 4 ont également

été représentées sur la Figure 53 a), b), c), d), e), f), g), h). Conformément à la méthode de

mesure, celles-ci permettent de calculer les pertes dans le stator de la MFT selon

l’expression (29).

Les données fournies par les fabricants de matériaux nous permettent de connaître les

valeurs des capacités thermiques [J/kg°C] spécifiques de l’ATOMET® EM-1® matériau

constitutif des pieds et de l’amorphe 2605SA1 à partir duquel est fabriqué le noyau

POWERLITE®. La capacité thermique spécifique d’un matériau est un paramètre qui

évolue en fonction de la température. Cependant, dans le domaine de température qui nous

concerne (élévation de température < 40°C), cette évolution est négligeable : nous

considérerons donc les capacités thermiques spécifiques des matériaux comme constantes.

Le Tableau 12 ci-dessous présente les caractéristiques du noyau et des pieds qui

permettront de déterminer les pertes fer dans la configuration étudiée :

Tableau 12: Masses et capacités thermiques du noyau POWERLITE® et des pieds en

l’ATOMET® EM-1® [MET] [DUB5].

Propriétés Noyau amorphe POWERLITE®

Pieds ATOMET® EM-1®

Masse [kg] 0, 825 kg 2 x 0,129 kg

Capacité thermique [J/kg°C]

540 J/kg °C 450 J/kg °C

De l’expression (29), nous pouvons maintenant dériver une expression nous permettant de

déterminer les pertes fer pour chaque fréquence au stator de la MFT en fonction de la pente

à l’origine des élévations de températures relevées avec les capteurs 2 et 4 ainsi qu’à partir

des propriétés des matériaux présentées dans le Tableau 12 :

¨ ¨

4 2 2605 1 2605 1

0 0

( ) capteur capteurfer totales ATOMET ATOMET SA SA

t t

dT dTP f m C m C

dt dt+ +→ →

= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ (30)


122

Nous présentons dans le Tableau 13 ci-dessous les résultats de calculs de pertes obtenus à

partir des données mesurées et de l’expression (30) :

Tableau 13: Résultats de mesures de pertes fer réalisées sur la MFT claw-pole à stator

hybride à noyau amorphe POWERLITE®.

Fréquence Pente au début de

l’échauffement mesuré sur le noyau (capteur 4)

Pente au début de l’échauffement mesuré sur le pied (capteur 2)

Pertes fer au stator de la MFT estimées avec (30)

53 Hz 4,3 × 10-4 °C/s 4,8 × 10-3 °C/s 0,75 W

100 Hz 7 × 10-4 °C/s 9 × 10-3 °C/s 1,35 W

158 Hz 1 × 10-3 °C/s 1,39 × 10-2 °C/s 2,05 W

204 Hz 1,3 × 10-3 °C/s 1,7 × 10-2 °C/s 2,55 W

255 Hz 1,5 × 10-3 °C/s 2,26 × 10-2 °C/s 3,29 W

302 Hz 1,7 × 10-3 °C/s 2,67 × 10-2 °C/s 3,85 W

350 Hz 1,9 × 10-3 °C/s 3,03 × 10-2 °C/s 4,36 W

400 Hz 2,1 × 10-3 °C/s 3,48 × 10-2 °C/s 4,97 W

Les résultats de mesures de pertes présentées dans le Tableau 13 confirment les remarques

que nous avons faites précédemment à partir de l’observation des échauffements de la

Figure 53 a), b), c), d), e), f), g), h) : nous constatons une évolution des pertes fer qui

croissent presque linéairement en fonction de la fréquence, comme nous le montre la

Figure 54.

Cette évolution quasi-linéaire des pertes fer au stator de la machine en fonction de la

fréquence permet de constater la prépondérance des pertes fer dans les pieds de la machine

par rapport aux pertes dans les noyaux amorphes POWERLITE®.


123

Figure 54: Évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator

d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe POWERLITE®. L’induction

mesurée dans le noyau s’élève à 0,36 T.

En effet, comme nous l’avons déjà vu au chapitre 2 (c.f. 2.2.2), une caractéristique des

SMC est que leurs pertes fer sont dominées par des pertes par hystérésis dans la zone de

fréquence considérée. Il en résulte une évolution des pertes fer des SMC presque linéaire en

fonction de la fréquence comme nous l’avons déjà montré sur la Figure 16.

Il nous est impossible à partir des seules mesures présentées dans le Tableau 13 de

déterminer la répartition des pertes fer dans les pieds et le noyaux de la machine. Comme

nous l’avons déjà expliqué précédemment (c.f. 4.3), notre approche tient compte du

transfert thermique par conduction existant entre les pieds et le noyau. L’échauffement

mesuré par les capteurs 2 et 4 est alors le résultat des pertes fer survenant dans les pieds et

dans le noyau à la fois. Nous déterminerons cette répartition par des essais similaires

réalisés cette fois-ci avec des noyaux de tôles Fe-Si. Ces essais nous permettront surtout

d’évaluer le bénéfice de l’emploi d’amorphes par rapport aux tôles dans la configuration de

MFT que nous étudions.


124

4.5.2 Résultats de mesures de pertes effectuées dans la MFT claw-pole à

stator hybride conventionnelle à noyaux de tôles Fe-Si.

Nous présentons dans cette section les relevés des échauffements mesurés à l’aide des

capteurs 2 et 4 sur le circuit magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride composé

d’un noyau fait d’un empilement de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35 mm et de

pieds en ATOMET® EM-1® (c.f. Figure 46 b)). Les essais présentés dans cette section ont

été réalisés aux mêmes fréquences de variation du flux dans le noyau que celles du

paragraphe précédent. L’induction dans le noyau de tôles mesurée lors de ces essais est la

même que celle observée dans le noyau amorphe lors des essais précédents. La Figure 55

a), b), c), d), e), f), g), h) à la page suivante montrent les élévations de températures

relevées sur le pied (capteur 4) et le noyau de tôles Fe-Si de la machine(capteur 2).

L’observation directe de ces courbes permet de faire les constats suivants :

- les températures en régime permanent relevées sur le noyau de tôles comme sur le

pied dans le cadre de ces essais sont plus élevées que celles observées dans le cadre

des essais précédents avec le noyau amorphe. De plus, la différence de température

observée en régime permanent entre le noyau (capteur 2) et le pied (capteur 4) est

moins importante que celle mesurée dans le cadre des mesures précédentes. Cette

observation laisse supposer à des pertes fer plus importantes dans le cas de

l’utilisation du noyau de tôles laminées;

- Les pentes initiales des échauffements mesurés à l’aide du capteur 2 et 4 sont plus

grandes avec les tôles que dans le cas des mesures avec les amorphes. La différence

est particulièrement notable lorsqu’on observe la pente initiale de l’échauffement

mesuré avec le capteur 2, c'est-à-dire sur le noyau de tôles. Cette observation traduit

également une augmentation des pertes fer dans le cas du stator à noyau de tôles.


125

a)

b)

c)


126

d)

e)

f)


127

Figure 55: Mesure de l'élévation de température sur un pied et sur le noyau d'une

MFT claw-pole à stator hybride à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage d’épaisseur 0,35

mm à a) 50 Hz b) 100 Hz c) 150 Hz d) 200 Hz e) 250 Hz f) 300 Hz g) 350 Hz h) 400 Hz.

Tableau 14: Masses et capacités thermiques du noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage et

des pieds en l’ATOMET® EM-1® [PRO] [DUB5].

Propriétés Noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage

Pieds ATOMET® EM-1®

Masse [kg] 0, 995 kg 2 x 0,129 kg

Capacité thermique [J/kg°C]

490 J/kg °C 450 J/kg °C

g)

h)


128

À partir des données contenues dans le Tableau 14 et de l’équation (29), nous pouvons

dériver une expression permettant de déterminer les pertes fer pour chaque fréquence au

stator de la MFT en fonction de la pente à l’origine des élévations de température relevées

avec les capteurs 2 et 4 :

4 2 19 19

0 0

( ) capteur capteurfer totales ATOMET ATOMET M M

t t

dT dTP f m C m C

dt dt+ +→ →

= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ (31)

Nous présentons dans le Tableau 15 ci-dessous les résultats de calculs de pertes obtenus à

partir données mesurées et de l’expression (31) :

Tableau 15: Résultats de mesures de pertes fer réalisées sur la MFT claw-pole à stator

hybride à noyau de tôles Fe-Si.

Fréquence Pente au début de

l’échauffement mesuré sur le noyau (capteur 4)

Pente au début de l’échauffement mesuré sur le pied (capteur 2)

Pertes fer au stator de la MFT estimées avec (31)

53 Hz 7 × 10-4 °C/s 4,3 × 10-3 °C/s 0,84 W

100 Hz 1,3 × 10-3 °C/s 8,7 × 10-3 °C/s 1,64 W

156 Hz 2,22 × 10-3 °C/s 1,26 × 10-2 °C/s 2,54 W

207 Hz 2,8 × 10-3 °C/s 1,7 × 10-2 °C/s 3,34 W

252 Hz 3,4 × 10-3 °C/s 2,21 × 10-2 °C/s 4,22 W

302 Hz 4,1 × 10-3 °C/s 2,71 × 10-2 °C/s 5,15 W

352 Hz 4,9 × 10-3 °C/s 3,28 × 10-2 °C/s 6,2 W

396 Hz 5,3 × 10-3 °C/s 4,1 × 10-2 °C/s 7,24 W

Nous affichons les résultats de mesures de pertes présentés dans le Tableau 15 en fonction

des fréquences auxquelles les mesures ont été faites sur la Figure 56.


129

Figure 56: Évolution des pertes en fonction de la fréquence mesurées dans le stator

d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau de tôles Fe-Si M19 29 Gage.

L’induction mesurée dans le noyau s’élève à 0,36 T.

L’évolution des pertes fer dans le circuit à noyau de tôles Fe-Si de la Figure 56 présente

une allure polynomiale. Les pertes fer ne varient donc pas linéairement avec la fréquence.

Comme nous l’avons déjà montré au chapitre 2 (voir 2.2.2 et 2.5), les pertes fer de tôles Fe-

Si suivent une évolution polynomiale lorsque la fréquence augmente, contrairement aux

SMC dont l’évolution des pertes est quasi-linéaire. L’observation de la courbe de la Figure

56 vient donc confirmer les remarques formulées à partir de l’observation des courbes

d’échauffement : les pertes fer au stator de la MFT à noyau de tôles Fe-Si sont plus

importantes que celles observées dans la MFT à noyau amorphe POWERLITE®. Étant

donné que les inductions mesurées sont les mêmes avec des tôles et avec des amorphes,

l’augmentation des pertes fer s’explique alors par un accroissement des pertes fer dans le

noyau par rapport à l’expérience précédente, comme le laisse apparaître l’allure

polynomiale de la courbe de la Figure 56.


130

4.5.3 Comparaison des pertes relevées dans la MFT claw-pole à stator

hybride à noyau amorphe POWERLITE® et dans la MFT à noyau

de tôles Fe-Si. Distribution des pertes dans les différentes parties du

circuit magnétique.

À partir des mesures effectuées sur la MFT claw-pole à noyau amorphe et sur celle à noyau

de tôles Fe-Si, nous sommes en mesure de comparer les pertes fer survenant au stator des

deux machines. Nous affichons sur la Figure 57 ci-dessous l’évolution des pertes fer en

fonction de la fréquence dans les deux configurations :

L’observation de la Figure 57 nous permet d’apprécier l’intérêt de l’utilisation de noyaux

amorphes au sein de la MFT claw-pole à stator hybride. En effet, nous pouvons constater

Figure 57: Comparaison de l’évolution des pertes en fonction de la fréquence

mesurées dans le stator d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyau amorphe

POWERLITE® et dans celui d’une machine similaire à noyau de tôles Fe-Si M19 29

Gage. L’induction mesurée dans les noyaux s’élève à 0,36 T.


131

une réduction des pertes fer dans le stator de la machine à noyau amorphes. La baisse des

pertes fer se chiffre à près de 30 % à 400 Hz, pour une induction de 0,36 T mesurée dans

les noyaux.

Les données recueillies lors des deux tests nous permettent également de déduire la

distribution des pertes dans les différentes parties du stator : à partir de la connaissance des

pertes fer dans la MFT à noyau amorphe et dans celle à noyau de tôles, nous sommes en

mesure de déterminer les pertes dans les pieds et dans les noyaux des deux machines. En

effet, les deux essais ayant été faits à des fréquences similaires et pour une induction dans

les noyaux semblable, les pertes dans les pieds sont les mêmes dans les mesures sur la

machine à noyau amorphe et sur la machine à noyau de tôles.

Parallèlement aux mesures réalisées avec le banc d’essais, nous avons déterminé deux

nouvelles expressions permettant d’évaluer les pertes dans les tôles et l’amorphe pour des

inductions allant de 0,2 T à 0,5 T et des fréquences comprises entre 50 Hz et 400 Hz. Les

domaines d’inductions et de fréquences ainsi sélectionnés correspondent à ceux observés

dans les mesures réalisées avec le banc d’essais. La détermination des coefficients de ces

expressions s’est faite à partir des mesures effectuées sur le noyau POWERLITE® dans la

section 3.6 ainsi qu’à partir de données fournies par le fabricant de tôles électriques

Protolaminations [PRO]. Les équations (32) et (33) ci-dessous permettent de modéliser

respectivement les pertes dans une tôle Fe-Si M19 29 Gage et un matériau amorphe

2605SA1 dans le domaine d’induction et de fréquence réduit :

0,2 T 0,5 T 50 Hz 400Hz

1,716 5 2 2_ 19 0,0203 7,86 10

Bf

noyau M noyau noyauP m B f B f< << <

−⎡ ⎤= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎣ ⎦ (32)

0,2 T 0,5 T 50 Hz 400 Hz

1,642 6 2 2_ 2605 1 0,00766 3,5 10

Bf

noyau SA noyau noyauP m B f B f< << <

−⎡ ⎤= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎣ ⎦ (33)

, avec m la masse du noyau, B son induction et f la fréquence de variation du flux. La

réduction du domaine d’induction et de fréquence permet ainsi l’estimation des pertes dans

les tôles avec l’équation (32) avec une erreur maximale de 7 % par rapport aux données

fournies dans [PRO]. La détermination de l’équation (33) avec les nouveaux coefficients


132

correspondant au domaine de mesures de notre banc d’essais donne des valeurs de pertes

avec une erreur maximale de 10 % par rapport aux mesures réalisées.

À partir des mesures effectuées sur le banc d’essais et des pertes estimées dans les noyaux à

l’aide des expressions (32) et (33), nous pouvons finalement déterminer les pertes dans les

pieds dans les deux expériences. Nous pouvons écrire que :

pieds_expérience1 mesurées_expérience1 noyau_2605SA1 noyau( , )P P P B f= − (34)

pieds_expérience2 mesurées_expérience2 noyau_M19 noyau( , )P P P B f= − (35)

, avec Ppieds_expérience1 les pertes dans les pieds dans la MFT à noyau amorphe,

Ppieds_expérience2 les pertes dans les pieds dans la MFT à noyau de tôles,

Pmesurées_expérience1 les pertes fer totales mesurées avec le banc d’essais dans la MFT à

noyau amorphe (c.f Tableau 13), Pmesurées_expérience2 les pertes fer totales mesurées

avec le banc d’essais dans la MFT à noyau de tôles (c.f Tableau 15), Pnoyau_2605SA1 les

pertes fer dans le noyau amorphe estimées avec (33) et Pnoyau_M19 les pertes fer dans le

noyau de tôles estimées avec (32).

Les Tableau 16 et Tableau 17 présentent les distributions des pertes fer dans les pieds et

les noyaux des MFT à partir des mesures expérimentales et des expressions (32) et (33) :

Tableau 16: Distribution des pertes fer au stator de la MFT à noyau amorphe.

Fréquence Pertes fer totales

mesurées dans la MFT à noyau amorphe.

Pertes fer dans le noyau amorphe estimées avec

(33)

Pertes fer dans les pieds déduites à partir de (34)

53 Hz 0,75 W 0,065 W 0,685 W 100 Hz 1,35 W 0,13 W 1,22 W 158 Hz 2,05 W 0,20 W 1,85 W 204 Hz 2,55 W 0,26 W 2,29 W 255 Hz 3,29 W 0,33 W 2,96 W 302 Hz 3,85 W 0,40 W 3,45 W 350 Hz 4,36 W 0,47 W 3,89 W 400 Hz 4,97 W 0,55 W 4,42 W


133

Tableau 17: Distribution des pertes fer au stator de la MFT à noyau de tôles.

Fréquence Pertes fer totales

mesurées dans la MFT à noyau de tôles.

Pertes fer dans le noyau de tôles estimées avec

(32)

Pertes fer dans les pieds déduites à partir de (35)

53 Hz 0,84 W 0,21 W 0,63 W 100 Hz 1,64 W 0,45 W 1,19 W 156 Hz 2,54 W 0,79 W 1,74 W 207 Hz 3,34 W 1,16 W 2,18 W 252 Hz 4,22 W 1,52 W 2,70 W 302 Hz 5,15 W 1,97 W 3,16 W 352 Hz 6,20 W 2,49 W 3,71 W 396 Hz 7,24 W 2,98 W 4,26 W

À partir des données présentées dans les Tableau 16 et Tableau 17, nous avons représenté

sur la Figure 58 ci-dessous les pertes mesurées dans le cadre des relevés effectués sur la

MFT à noyau amorphe (expérience 1) ainsi que sur la MFT à noyau de tôles (expérience 2)

en prenant soin de répartir les pertes entre les pieds et les noyaux :

Figure 58: Distribution des pertes fer dans les pieds et les noyaux dans une MFT à

noyau amorphe (expérience 1) et dans une MFT à noyau de tôles (expérience 2).


134

L’observation de l’histogramme de la Figure 58 nous permet de faire plusieurs remarques :

- La proportion de pertes fer observées dans le noyau amorphe par rapport aux pertes

totales est relativement faible devant celle relevée dans le noyau de tôles.

L’utilisation d’un noyau amorphe est donc bien la cause de la baisse des pertes fer

observée sur la Figure 57 dans le cas de la MFT à noyau amorphe.

- Les pertes dans les pieds des MFT de chaque expérience sont relativement

importantes. Elles représentent entre 60 % et 75 % des pertes fer totales mesurées

dans le cas de la MFT à noyau de tôles. Elles correspondent à environ 90 % des

pertes fer totales dans le cas de la MFT à noyau amorphe. La masse de chaque pied

est de 0,129 kg. Celle du noyau POWERLITE® s’élève à 0,825 kg et celle du noyau

de tôles Fe-Si est de 0,995 kg. En d’autres termes, entre 60 % et 75 % des pertes fer

totales mesurées dans le cas de la MFT à noyau de tôles ont lieu dans 21 %

uniquement de la masse totale du circuit magnétique de la MFT. De la même

manière, près de 90 % des pertes fer totales dans le cas de la MFT à noyau amorphe

se situent dans 24% de la masse totale du circuit magnétique de la MFT.

- Les pertes fer dans les pieds, estimées à l’aide des expressions (34) et (35) et des

mesures présentées dans les sections précédentes, sont relativement semblables dans

les deux expériences. La différence maximale observée est inférieure à 10 % ce qui

nous semble très satisfaisant, compte tenu de toutes les incertitudes liées à la

méthode et aux erreurs de mesures commises.


135

4.6 Conclusions sur les mesures expérimentales réalisées.

Dans ce quatrième chapitre, nous nous sommes attachés à évaluer expérimentalement les

performances en terme de pertes fer d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux

amorphes. Dans un premier temps, nous avons cherché à déterminer une méthode de

mesure des pertes fer parmi celles couramment utilisées dans les machines électriques,

selon des critères précis. Nous avons alors retenu la méthode thermométrique.

Dans un second temps, nous avons déterminé notre approche thermométrique. En limitant

notre analyse à l’étude des pertes fer dissipées dans un noyau et deux pieds de la machine

uniquement, nous avons alors évalué et simplifié un circuit thermique schématisant

l’élévation de température des composants du stator de la machine. En construisant un

entraînement et une chaîne de mesure nous permettant de relever l’élévation de température

des pieds et du noyau isolé d’une MFT claw-pole à stator hybride monopolaire sur un

temps très court, nous estimons les pertes fer survenant au stator de la machine.

Pour finir, nous avons utilisé notre banc de mesure pour évaluer les pertes fer dans le circuit

magnétique d’une MFT claw-pole à stator monopolaire à noyau amorphe POWERLITE®.

Des relevés de pertes, pour une induction de 0,36 T dans le noyau, ont été effectués à des

fréquences de variation du flux allant de 50 Hz à 400 Hz. Nous avons alors répété les

mêmes mesures en substituant le noyau amorphe de la MFT par un noyau de tôle Fe-Si

habituellement utilisé dans la MFT claw-pole à stator hybride.

Une baisse des pertes fer dans le stator de la MFT à noyau amorphe allant jusqu’à 30 % a

été observée par rapport aux pertes mesurées dans la MFT à noyau de tôles. Le gain sur les

pertes fer procuré par l’utilisation d’un amorphe au stator d’une MFT claw-pole a donc été

évalué pour une induction relativement faible de 0,36 T. Le banc d’essais mis en place ne

permet pas aisément la mesure de pertes fer pour des niveaux d’induction plus élevés. Dans

la perspective de travaux futurs, il serait intéressant d’apporter des améliorations au banc

d’essais de ce côté. Nous supposons tout de même que les mesures effectuées permettent


136

déjà une bonne perspective de l’utilisation bénéfique des amorphes dans le circuit

magnétique de la MFT claw-pole à stator hybride.

La comparaison de calculs analytiques aux données mesurées avec le banc d’essais nous a

permis de déterminer la distribution des pertes fer dans les différentes parties du stator.

Nous avons surtout remarqué l’importance des pertes dans les pieds de la MFT. Nous avons

en effet constaté qu’entre 60 % et 75 % des pertes fer totales mesurées dans le cas de la

MFT à noyau de tôles ont lieu dans les pieds, soit dans 21 % uniquement de la masse totale

du stator de la MFT. Dans le cas de la MFT à noyau amorphe, ce sont près de 90 % des

pertes fer totales qui surviennent dans les pieds uniquement, soit dans 24% de la masse

totale du circuit magnétique de la MFT. Ceci nous amène à penser qu’il est nécessaire de

fournir un effort de recherche supplémentaire pour diminuer les pertes dans les pieds.

L’évaluation expérimentale des pertes fer au stator d’une MFT à noyau amorphe nous aura

permis de prouver l’utilisation bénéfique des amorphes comme matériaux de substitution

aux tôles électriques habituellement utilisées dans la MFT claw-pole à stator hybride.

Cependant, l’évaluation n’ayant été faite que pour une induction relativement faible et dans

le cas d’une MFT monopolaire et surdimensionnée, nous ressentons la nécessité de pousser

nos recherches plus loin. La simulation par éléments finis du fonctionnement d’une MFT

claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes devrait pouvoir nous permettre d’évaluer les

performances en terme de pertes d’une telle machine pour des inductions dans les noyaux

plus élevées. De cette manière, nous serons en mesure de déterminer les performances

d’une MFT à noyaux amorphes dans des conditions de fonctionnement relativement

proches de celles auxquelles la machine est réellement soumise. Nous consacrerons donc la

cinquième et dernière partie de ce mémoire à la simulation par éléments finis du

fonctionnement d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.

5 – Évaluation simulée des pertes d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.

137

5 ÉVALUATION DES PERTES FER D’UNE MFT

CLAW-POLE À STATOR HYBRIDE À NOYAUX

AMORPHES PAR SIMULATION PAR ÉLEMENTS

FINIS.

5.1 Introduction

Les mesures expérimentales présentées dans la partie précédente ont permis de conclure à

une réduction appréciable des pertes fer dans les noyaux de la MFT claw-pole à stator

hybride par l’utilisation de noyaux amorphes comme substitution aux noyaux de tôles.Une

réduction des pertes au stator de la MFT pouvant aller jusqu’à 30 % a été observée

expérimentalement dans un domaine de fréquences allant de 50 Hz à 400 Hz.

Cependant, si les mesures présentées dans le chapitre précédent nous permettent de prouver

l’utilisation bénéfique d’amorphes au sein du circuit magnétique de la MFT claw-pole à

stator hybride, les résultats expérimentaux ne permettent pas d’apprécier le gain procuré

dans le cas d’une machine réelle: les essais ont été réalisés sur une MFT monopolaire, dont

les dimensions du circuit magnétique statorique ont été surdimensionnées (conduisant en

partie à une induction plus faible dans les noyaux) et dont le bobinage du stator n’a pas été

alimenté. Les mesures expérimentales ne permettent donc pas d’évaluer les performances

d’une MFT réelle dans des conditions de fonctionnement proches de celles auxquelles ce

type de machine est habituellement soumis.

Des résultats de simulations réalisées avec l’outil AEF Magnet VI® d’Infolytica nous ont

déjà permis dans [DUB3] d’apprécier l’avantage procuré par l’utilisation de tôles

électriques au stator de la MFT claw-pole, sur un design de machine existant. Dans ce


138

chapitre cinq, la même démarche est employée pour simuler le fonctionnement d’une MFT

claw-pole à stator hybride à noyaux amorphe. Nous comptons ainsi montrer les bénéfices

apportés par l’utilisation d’amorphes dans une MFT complète aux dimensions réelles et

dans des conditions de fonctionnement proches de celles observées dans la réalité. Nous

pourrons alors évaluer l’impact de l’emploi d’amorphes sur le rendement global d’une


5.2 Principe des simulations et méthodes d’évaluation des pertes

dans la MFT.

Après être revenu sur le principe et le paramétrage des simulations avec Magnet VI®

d’Infolytica que nous avons déjà décrits brièvement dans [DUB3] et 2.5.1, nous allons

expliquer comment nous comptons exploiter les résultats obtenus par le calcul des champs

pour déterminer les pertes fer au stator d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux

amorphes et à noyaux de tôles Fe-Si.

5.2.1 Principe et paramétrage des simulations avec Magnet VI®.

De manière similaire aux simulations décrites dans [DUB3] et en 2.5.1, nous avons utilisé

la version magnétostatique du logiciel AEF Magnet VI® d’Infolytica. Avec cet outil AEF 3-

D, nous imposons des conditions de périodicité symétriques aux frontières du domaine de

simulation, de manière à ne pouvoir construire et considérer qu’une seule paire de pôles de

la MFT (1 noyau en C + deux pieds + deux concentrateurs + 4 aimants) et ainsi réduire le

temps de calcul.

Les concepteurs de machines électriques déterminent le plus souvent les paramètres

géométriques d’un moteur par un travail d’optimisation, selon des critères et contraintes

relatifs à l’application pour laquelle la machine est construite. Aussi, pour déterminer les

dimensions d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes pour simuler son

fonctionnement avec Magnet VI®, un tel travail est nécessaire. La conception propre d’une

MFT dépassant le cadre de notre travail de maîtrise, nous avons fait le choix d’utiliser les


139

paramètres géométriques d’une MFT claw-pole déjà construite et que nous présentons dans

[DUB3]. Nous choisirons une version monophasée de la machine. Pour nos simulations,

nous avons construit sous Magnet VI® deux MFT, une à noyaux amorphes, une à noyaux

de tôles, selon les dimensions de [DUB3] et du Tableau 6 (Figure 59). La version du

logiciel en notre possession permettant la résolution de problèmes magnétostatiques

uniquement, nous avons fait le choix de simuler le fonctionnement de la MFT pour 24

positions différentes du rotor, correspondant au mouvement de ce dernier sur une demi

période électrique (0° à 180°). De cette manière, nous effectuons 24 simulations différentes

en déplaçant le rotor de la machine par pas de 7,5° électriques. L’outil AEF calcule alors,

pour chaque position, le couple et la répartition du flux dans une paire de pôles.

Magnet VI® d’Infolytica effectue un maillage automatique configurable, dont nous pouvons

régler la finesse pour chaque simulation. La Figure 59 présente le maillage que nous avons

utilisé. L’outil calcule l’induction dans chaque maille en fonction des propriétés des

matériaux utilisés dans la simulation : Magnet VI® se sert des courbes B(H) (courbes

anhystérétiques moyennes) que l’utilisateur peut définir. La Figure 60 représente les

courbes B(H) moyennes de l’ATOMET® EM-1®, l’amorphe 2605SA1 et la tôle électrique

Fe-Si M19 29 Gage utilisées pour cette simulation.

Figure 59: Une paire de pôles d'une MFT claw-pole à stator hybride simulée avec

Magnet VI® et son maillage.


140

Figure 60: Courbes B(H) de l’ATOMET® EM-1®, de l'amorphe 2605SA1 et des tôles

électriques Fe-Si M19 29 Gage utilisées dans Magnet VI®.

La courbe B(H) utilisée dans l’outil AEF pour l’ATOMET® EM-1® proviennent de

données fournies par le fabriquant QMP [QMP]. Celle employée pour l’amorphe 2605SA1

est celle renseignée par Metglas dans [MET]. Magnet VI® possède également une banque

de matériaux dans laquelle nous trouvons la courbe B(H) de tôles électriques M19 29 Gage.

Enfin, tout comme dans les simulations décrites dans [DUB3] et en 2.5.1, nous imposons

un certain courant dans le bobinage pour chacune des 24 positions de façon à générer une

force magnétomotrice d’une amplitude maximale de 3500 A-tours. Comme dans [DUB3],

nous faisons le choix d’utiliser un courant sinusoïdal, déphasé de 20° électriques par

rapport à la position alignée. Ce choix est fait pour maximiser le couple délivré par la

machine.

Selon le principe et le paramétrage décrits dans ce paragraphe, l’analyse des résultats de

simulations réalisées au sein d’une paire de pôles de la MFT, en 24 positions différentes du

rotor, nous permet alors de déterminer les performances de la machine (couple moyen total


141

développé et répartition du flux dans les différentes pièces). L’exploitation des résultats de

simulations rend également possible l’évaluation des pertes fer dans certaines parties du

circuit magnétique de la machine, comme nous allons le voir dans le paragraphe suivant.

5.2.2 Méthode d’évaluation des pertes fer dans les noyaux de la MFT.

Dans sa version magnétostatique, Magnet VI® ne nous permet pas de connaître les pertes

fer ainsi que leur distribution dans les différentes pièces du circuit magnétique dont nous

simulons le fonctionnement. Cependant, nous sommes en mesure d’évaluer ces pertes dans

les noyaux d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes ou à noyaux de tôles

en suivant une méthode similaire à celle déjà utilisée dans [DUB3] et présentée dans 2.5.1.

Dans les paragraphes précédents, nous avons établi des expressions nous permettant de

calculer les pertes fer dans un noyau de tôles (équation (15)) ou dans un noyau amorphe

POWERLITE® (équation (21)). Pour une induction dans les noyaux variant

sinusoïdalement, nous sommes en mesure de déterminer les pertes par hystérésis et par

courants de Foucault des deux matériaux qui nous intéressent ici, connaissant la fréquence

de variation du flux dans un noyau, la masse de ces derniers, ainsi que la valeur crête de

l’induction. Cependant, les équations (15) et (21) ne sont valables que pour un flux variant

sinusoïdalement dans les noyaux. Les simulations que nous avons menées et présentées

dans [DUB3] avec une MFT dont les enroulements statoriques sont parcourus par un

courant sinusoïdal, nous ont déjà montrés que le flux dans les noyaux de la MFT claw-pole

à stator hybride n’est pas sinusoïdal et possède un contenu harmonique non négligeable

(c.f. Figure 20 et Figure 21 a)) lequel est causé principalement par le flux à vide généré par

les aimants permanents. Un calcul harmonique des pertes sera donc effectué dans cette

analyse.

À l’intérieur des noyaux de la MFT claw-pole, pour chacune des positions du rotor le flux

circule dans un plan perpendiculaire au sens de rotation de la machine, ce qui constitue

l’hypothèse fondatrice du concept de stator hybride (voir 2.3). De plus, l’induction

moyenne calculée sur la section du noyau reste également assez constante sur tout le

chemin parcouru par le flux dans la pièce.


142

Figure 61: Répartition de l’induction dans le noyau d’une MFT claw-pole à stator

hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques du rotor : gauche : ϕelec

= 0° - droite : ϕelec = 120°.

La Figure 61 illustre nos propos en présentant le chemin parcouru par le flux (i.e. vecteur

induction) dans un noyau et la répartition de l’induction d’une MFT claw-pole à stator

hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques ϕelec du rotor simulées avec

Magnet VI®.

Magnet VI® calcule le flux circulant dans les noyaux de la machine à partir du potentiel

vecteur. En déterminant le flux avec le logiciel pour chacune des 24 positions, nous

sommes en mesure de déterminer son évolution sur une période électrique complète. Le

flux ainsi relevé est alors développé en séries de Fourier de manière à déterminer son

contenu harmonique. En considérant une induction magnétique uniforme sur toute la

section des noyaux, et en supposant que la forme de la variation de l’induction est

semblable à celle du flux, la variation de l’induction est calculée. Nous pouvons alors

déterminer la contribution de chaque harmonique du flux aux pertes fer totales dans les

noyaux d’une MFT. Nous réécrivons ci-dessous l’équation (17) permettant de calculer les

pertes fer dans les noyaux d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles. Nous

présentons également l’expression (36) à partir de laquelle nous allons déterminer les pertes

fer harmoniques dans les noyaux d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux

amorphes.


143

241,7 5 2 2

_ 19 11

0,024 1,9 6 10noyau M nnoyau nn

P m f B f−

=

⎡ ⎤⎛ ⎞= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦∑ (17)

241,465 6 2 2

_ 2605 1 11

0,00618 1,57 3,33 10noyau SA nnoyau nn

P m f B f−

=

⎡ ⎤⎛ ⎞= ⋅ ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅⎢ ⎥⎜ ⎟⎝ ⎠⎣ ⎦∑ (36)

, où Pnoyau_M19 et Pnoyau_2605SA1 représentent les pertes fer respectivement dans un noyau de

tôles Fe-Si M19 29 Gage ainsi que dans un noyau amorphe POWERLITE®. m correspond à

la masse du noyau, f1 et fn sont les fréquences fondamentale et harmoniques de la variation

du flux dans les noyaux. Bnnoyau correspond à la valeur de l’induction pour chaque

harmonique. Les pertes par hystérésis sont évaluées pour la composante fondamentale du

flux uniquement et pour les valeurs maximales d’induction relevées dans les noyaux (i.e.

1,9 T pour les noyaux de tôles et 1,57 T pour les noyaux amorphes). Les coefficients des

équations (17) et (36) proviennent des équations (15) et (21). Les résultats de mesures de

pertes dans les noyaux que nous allons présenter par la suite sont calculés à partir des

équations (17) et (36).

5.2.3 À propos de l’évaluation des pertes fer dans les pieds.

Le chapitre 4 de ce mémoire nous a permis de conclure à l’importance des pertes fer dans

les pieds d’une MFT claw-pole à stator hybride. Cependant, si nous sommes en mesure de

déterminer les pertes fer dans les noyaux de la MFT tel que décrit à la section 5.2.2,

l’estimation des pertes dans les pieds de la machine s’avère beaucoup plus fastidieuse.

Le chemin parcouru par le flux dans les pieds n’est pas le même d’une position du rotor à

l’autre. C’est pour cette raison principalement que l’usage de matériaux aux propriétés

magnétiques isotropes comme les SMC est requise pour la fabrication des pieds. La Figure

62 ci-dessous illustre le chemin parcouru par les vecteurs induction dans un pied d’une

MFT claw-pole à stator hybride en deux positions électriques ϕelec du rotor simulées avec

Magnet VI®.


144

Figure 62: Répartition de l’induction dans un pied d’une MFT claw-pole à stator

hybride à noyaux amorphes pour deux positions électriques du rotor : gauche : ϕelec

= 0° - droite : ϕelec = 120°.

On constate également que la répartition de l’induction au sein du pied n’est pas homogène.

L’hypothèse d’un flux uniformément réparti et circulant dans un plan identique d’une

position à l’autre, formulée pour calculer les pertes dans les noyaux de la MFT n’est pas

applicable dans ce cas. Par conséquent, nous ne pouvons pas employer une démarche

similaire à celle présentée à la section précédente pour déterminer les pertes fer dans les

pieds à partir des résultats de simulations. Il existe d’autres méthodes permettant d’évaluer

les pertes dans les pieds, à partir des résultats fournis par le calcul des champs. L’utilisation

d’expressions, comme celles que nous utilisons pour déterminer les pertes dans les noyaux,

pourrait être faite au sein de chaque élément composant le maillage du pied. De telles

méthodes n’ont pas été employées ici, car elles dépassent le cadre de ce mémoire.

En adoptant le principe de simulation que nous venons de décrire ici, nous allons

déterminer et comparer les performances (i.e. couple moyen développé et flux circulant

dans les noyaux) d’une MFT à noyaux de amorphes à celles d’une MFT à noyaux de tôles.

Par la méthode que nous avons établi, nous déterminerons également les pertes fer dans les

noyaux de chaque machine de manière à apprécier complètement le gain procuré par

l’utilisation de matériaux ferromagnétiques amorphes.


145

5.3 Performances et pertes fer d’une MFT claw-pole à stator

hybride à noyaux amorphes par expérimentation simulée.

Dans ce paragraphe, nous présentons les performances (i.e. couple moyen développé et flux

circulant dans les noyaux) d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes de

dimensions similaires à celles présentées dans [DUB3] à partir de résultats obtenus par

simulations avec Magnet VI®. Selon la méthode décrite dans la section précédente, nous

évaluerons les pertes dans les noyaux de la machine. Enfin, nous comparerons les résultats

obtenus avec ces simulations à ceux recueillis dans le cadre de simulations semblables

réalisées sur une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles électriques.

5.3.1 Présentation des résultats de simulations réalisées sur la MFT claw-

pole à stator hybride à noyaux amorphes.

Conformément au principe décrit dans le paragraphe précédent, nous avons simulé sous

Magnet VI® le fonctionnement d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes

pour 24 positions électriques du rotor, sur une demi période électrique. Les dimensions de

la machine simulée correspondent à celles de la MFT à noyaux de tôles de 15 paires de

pôles construite et présentée dans [DUB3], dans sa version monophasée, de manière à

pouvoir établir une comparaison des performances et des pertes des deux moteurs.

La Figure 63 et la Figure 64 représentent respectivement l’évolution de induction dans les

noyaux et du couple total développé par la machine en fonction de la position électrique du

rotor, obtenues à partir des 24 simulations effectuées sur la MFT claw-pole à noyaux

amorphes.

L’observation de la Figure 63 permet de constater que l’évolution du flux (i.e. évolution de

l’induction moyenne) circulant dans les noyaux n’est pas sinusoïdale. Ceci s’explique

d’abord par l’effet combiné du flux à vide généré par les aimants et du flux produit par le

courant sinusoïdal déphasé de -20° par rapport à la position alignée circulant


146

Figure 63: Évolution de l'induction dans les noyaux amorphes de la MFT en fonction

de la position électrique du rotor

dans le bobinage de la machine. Mais ceci s’explique également par un effet de saturation

de l’induction dans les noyaux. Nous constatons en effet que l’induction relevée atteint très

vite son point de saturation (autour de 1,6 T) dès les premières positions électriques du

rotor (2,5° électriques).

Nous tenons à faire remarquer au lecteur que les dimensions géométriques de la MFT

simulée ici sont les mêmes que celles utilisées dans [DUB3], pour une MFT à noyaux de

tôles. Le dimensionnement de cette dernière a été fait en tenant compte de induction à

saturation dans les tôles électriques (1,8 T à 2 T) qui, comme nous l’avons déjà vu dans un

chapitre précédent (voir 3.5.2 et Tableau 11), est plus élevée que la densité de flux à

saturation dans l’amorphe 2605SA1 (1,57 T). Ceci contribue donc au phénomène de

saturation observé.


147

Figure 64: Évolution du couple total développé par la MFT en fonction de la position

électrique du rotor.

L’évolution du couple total développé par la MFT en fonction de la position électrique

présenté sur la Figure 64 nous permet de déterminer le couple moyen développé par la

MFT à noyaux amorphe. À partir des données de la courbe, nous déterminons que la

machine ainsi simulée produit un couple moyen de 156 Nm.

À partir de la décomposition harmonique du flux et de l’équation (36), nous pouvons

calculer les pertes fer dissipées dans les 15 noyaux amorphes de la machine simulée en

fonction de la fréquence de variation du flux dans les noyaux (i.e. en fonction de la vitesse

de rotation de la machine). Le contenu harmonique (24 premières harmoniques) de

l’induction relevée dans les noyaux de la MFT à noyaux amorphes, calculé avec une

transformée de Fourier rapide est présenté à la Figure 65. À cause de la forme non

sinusoïdale, presque carrée, de l’induction, le contenu harmonique de cette dernière est

riche. Nous constatons l’importance des harmoniques 3, 5 et 7 dont les valeurs représentent

respectivement 27 %, 12 % et 5 % de la valeur de la fondamentale. Ceci laisse donc

présager des pertes fer harmoniques non négligeables.


148

Figure 65: Contenu harmonique de la densité de flux dans les noyaux de la MFT claw-

pole à stator hybride à noyaux amorphes.

Nous représentons sur la Figure 66 l’évolution des pertes fer dans les noyaux en fonction

de la fréquence et de la vitesse de rotation de la MFT simulée :

Figure 66: Pertes fer en fonction de la fréquence et de la vitesse de rotation dans les

noyaux d'une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes.


149

Les pertes présentées sur la Figure 66 ont été calculées avec l’équation (36) pour 15

noyaux amorphes dont la masse de chacun s’élève à 0,383 kg.

Dans ce paragraphe, nous avons présenté des résultats obtenus par calcul des champs

réalisés sur une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes : nous avons alors

déterminé la forme du flux dans les noyaux d’une telle machine ainsi que son contenu

harmonique, le couple moyen développé par cette dernière ainsi que les pertes fer dans ses

noyaux pour des fréquences allant jusqu’à 400 Hz. Ces résultats doivent maintenant être

comparés à ceux obtenus par des simulations semblables sur une machine aux dimensions

similaires, mais à noyaux de tôles.

5.3.2 Comparaison des performances et pertes évaluées par simulation

d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes à celles

d’une MFT similaire à noyaux de tôles électriques.

Le cheminement logique de l’étude que nous avons conduite jusqu’à présent nous amène à

comparer les résultats de simulations réalisées sur une machine à flux transverse complète à

noyaux amorphes à ceux obtenus lors de simulations sur la MFT à noyaux de tôles

électriques aux dimensions similaires.

Nous avons donc réalisé 24 simulations, avec le même paramétrage, sur une MFT claw-

pole à stator hybride à noyaux de tôles et obtenu des résultats semblables à ceux que nous

présentons dans [DUB3]. Nous avons alors relevé les mêmes grandeurs (couple, induction)

que celles que nous avons extraites des simulations précédentes.

La Figure 67 présente l’évolution de l’induction relevée dans les noyaux des deux

machines. Les courbes présentées mettent bien en évidence la saturation survenant dans les

noyaux de la MFT à noyaux amorphes. Elles permettent également de confirmer le fait que

la MFT ne tire pas un profit substantiel de l’excellente perméabilité des amorphes à cause

de la présence d’un entrefer comme le dit Brissonneau dans [BRI] (voir 3.4.2) : avant

saturation, l’induction dans les noyaux de la MFT à noyaux amorphes n’est pas plus

importante que celle relevée dans les noyaux de la MFT à noyaux de tôles.


150

Figure 67: Comparaison de l'évolution de l'induction dans les noyaux d'une MFT à

noyaux amorphes et d'une MFT à noyaux de tôles en fonction de l’angle électrique.

Figure 68: Comparaison de l'évolution du couple total développé par une MFT à

noyaux amorphes et une MFT à noyaux de tôles en fonction de l’angle électrique.


151

La Figure 68 représente l’évolution du couple total développé par les deux MFT en

fonction de la position électrique du rotor. Nous pouvons constater que les résultats obtenus

pour la MFT à noyaux de tôles sont un peu plus élevés que ceux tirés des simulations

réalisées sur la MFT à noyaux amorphes. Quand la machine à noyaux amorphes développe

une couple moyen de 156 Nm, celle à noyaux de tôles produit un couple moyen s’élevant à

163 Nm. La diminution du couple moyen dans le cas de la MFT à noyaux amorphes, qui ne

s’élève qu’à un peu plus de 4 % par rapport au couple moyen produit par l’autre machine,

s’explique en grande partie par l’induction plus faible dans le cas du moteur à noyaux

amorphes.

Sans faire croître le courant dans le bobinage, il aurait fallu augmenter les dimensions de la

MFT à noyaux de amorphes pour arriver à un couple moyen similaire à celui développé par

la machine à noyaux de tôles. Cette conclusion est corroborée par DeCristofaro [DEC]

lorsque celui-ci évoque le surdimensionnement des transformateurs à noyaux amorphes par

rapport aux transformateurs à noyaux de tôles, dont la cause principale est l’induction à

saturation plus faible des amorphes (voir 3.4.1). Nous aurions également pu choisir un autre

type de matériau amorphe possédant une induction à saturation plus élevée mais moins

adapté au cas de la MFT claw-pole à stator hybride (voir 3.5.2). Pour la suite l’étude, nous

jugeons la faible diminution du couple total développé par la MFT à noyaux amorphes

comme négligeable et non préjudiciable à la comparaison des pertes présentée plus bas.

La Figure 69 permet de comparer le contenu harmonique des densités de flux relevées dans

les deux simulations. À cause d’une forme de flux presque carrée dans les noyaux de la

MFT à noyaux amorphes, le contenu harmonique de l’induction est plus riche dans le cas

de la machine à noyaux amorphes. La valeur des harmoniques 3, 5 et 7 en pourcentage de

la fondamentale valent respectivement 22 %, 9 % et 4 % pour la machine à noyaux de tôles

contre 27 %, 12 % et 5 % dans le cas de la MFT à noyaux amorphes. Nous aurions pu

réduire les harmoniques en obtenant une forme de flux plus sinusoïdale par le choix d’un

amorphe à induction de saturation plus grande, en augmentant les dimensions de la

machine, ou en jouant sur la forme du courant.


152

Figure 69: Comparaison du contenu harmonique de la densité de flux dans les noyaux

des deux MFT.

Nous comparons finalement sur la Figure 70 l’évolution des pertes fer calculées selon les

équations (17) et (36) dans les noyaux en fonction de la fréquence et de la vitesse de

rotation dans les deux MFT simulées :

Figure 70: Comparaison des pertes fer en fonction de la fréquence et de la vitesse de

rotation dans les noyaux des deux MFT simulées. Nombre de pôles = 30.


153

Les pertes dans les noyaux de tôles ont été calculées à l’aide de l’équation (17) pour 15

noyaux dont la masse de chacun s’élève à 0,405 kg.

La Figure 70 montre que, malgré un contenu harmonique plus riche dans le cas de la MFT

à noyaux amorphes, les pertes fer dissipées dans les noyaux de cette dernière sont bien plus

faibles que celles se produisant dans les noyaux de tôles de l’autre MFT. Le Tableau 18

chiffre cette réduction des pertes dans les noyaux amorphes :

Tableau 18: Pertes fer dissipées dans les 15 noyaux d'une MFT à noyaux de tôles et

dans une MFT à noyaux amorphes.

Fréquence Pertes fer PMFTM19

dissipées dans les 15 noyaux de la MFT à noyaux de tôles [W].

Pertes fer PMFT2605SA1 dissipées dans les 15 noyaux de la MFT à

noyaux amorphes [W].

Ratio de réduction des pertes

PMFTM19/ PMFT2605SA1

50 Hz 29,70 W 3,96 W 7,04

100 Hz 75,36 W 8,78 W 7,71

150 Hz 136,99 W 14,46 W 8,34

200 Hz 214,59 W 20,99 W 8,93

250 Hz 308,16 W 28,39 W 9,48

300 Hz 417,69 W 36,64 W 10,01

350 Hz 543,20 W 45,75 W 10,50

400 Hz 684,67 W 55,72 W 10,97

À partir de l’observation de la Figure 70 et des résultats présentés dans le Tableau 18,

deux conclusions sont tirées de ces simulations :

- les pertes fer dissipées dans les noyaux amorphes de la machine sont de 7 à 11 fois

moins élevées que celles ayant lieu dans les noyaux de la machine à noyaux de

tôles. La réduction des pertes dans les noyaux de la MFT procurée par l’emploi d’un

matériau amorphe est donc considérable;

- l’usage des amorphes à la place des tôles électriques est encore plus bénéfique

lorsque la forme du flux circulant dans les noyaux possède un contenu harmonique


154

non négligeable et lorsque l’induction dans les noyaux est élevée. En effet, la

comparaison des résultats expérimentaux du chapitre quatre aux résultats de

simulations présentés ici nous le prouve. Dans les expériences du chapitre quatre,

les pertes fer dans le noyau amorphe étaient estimées de 3 à 5 fois plus faibles que

celles dans le noyau de tôles pour une induction de 0,4 T et un contenu harmonique

du flux négligeable. Dans l’étude présentée ici, la réduction des pertes est bien plus

importante. Dans une application où le flux qui traverse les noyaux n’est pas

sinusoïdal, l’utilisation de matériaux amorphes permet donc une diminution

importante des pertes fer par rapport à l’utilisation de tôles électriques.

5.4 Conclusions sur les simulations.

Après avoir montré expérimentalement au chapitre quatre la réduction des pertes fer

procurée par l’emploi de matériaux ferromagnétiques amorphes comme substitution aux

tôles électriques dans une MFT claw-pole à stator hybride, nous avons cru bon, au chapitre

cinq, de compléter cette étude par une expérimentation simulée réalisée sur une MFT

complète. À l’aide de simulations par éléments finis réalisées avec la version

magnétostatique de Magnet VI® d’Infolytica®, les performances (couple moyen développé

et forme du flux dans les noyaux) d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux

amorphes complète ont été déterminées. À partir des résultats de simulations, nous avons

alors calculé les pertes fer dissipées dans les noyaux d’une telle machine.

• Un impact bénéfique des amorphes lorsque le contenu harmonique du flux est

élevé.

Les résultats présentés dans ce chapitre prennent tout leur sens lorsque nous comparons les

pertes dissipées dans les noyaux de la machine à noyaux amorphes à celles dissipées dans

les noyaux d’une machine à noyaux de tôles électriques de dimensions similaires. Nous

avons montré qu’à couple moyen développé presque équivalent, la machine à noyaux

amorphes simulée présente de 7 à 11 fois moins de pertes fer dans ses noyaux dans un

domaine de fréquences fondamentales allant de 50 Hz à 400 Hz. De plus, les simulations


155

réalisées ont également permis de montrer l’intérêt de l’utilisation d’amorphes lorsque le

contenu harmonique du flux dans les noyaux est riche. Là où les tôles électriques voient

leurs pertes grandement augmenter à cause de la présence de pertes harmoniques non

négligeables, l’accroissement de ces pertes dans les amorphes est bien moindre.

• Une évaluation difficile des pertes dans les pièces en SMC.

L’expérimentation simulée d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes a

permis de quantifier la diminution des pertes dans les noyaux de la machine. Par contre, il

n’a pas été possible d’estimer par simulation l’impact de l’utilisation de ces matériaux sur

le rendement global d’une machine.

En effet, en suivant le principe de simulation décrit plus haut, nous sommes dans

l’impossibilité d’estimer les pertes fer dans les pieds et les concentrateurs de la MFT. Or,

nous avons conclu le chapitre quatre de ce mémoire sur l’importance des pertes dans les

pieds de la machine : à partir des mesures expérimentales réalisées sur une seule paire de

pôles, nous avons estimé qu’à 0,4 T dans les noyaux et 400 Hz, près de 90 % des pertes fer

mesurées au stator d’une MFT à noyaux amorphes étaient dissipées dans les pieds

uniquement. Les bénéfices d’une diminution des pertes fer par un facteur 7 à 11 observée

dans les noyaux amorphes d’une MFT sont donc à nuancer compte tenu de l’importance

des pertes survenant dans les pieds de la machine.

• Un impact bénéfique sur le rendement global de la MFT claw-pole.

Les mesures expérimentales effectuées sur une MFT claw-pole à stator hybride de

dimensions similaires à celles des machines simulées dans ce chapitre et testées dans des

conditions de fonctionnement semblables à celles utilisées dans les simulations, ont été

présentées à la section 2.5 et dans [DUB3]. Bien qu’étant dans l’impossibilité d’estimer le

rendement des machines en simulation, nous allons essayer, pour conclure, d’estimer

l’impact de l’utilisation des amorphes sur le rendement total de la MFT, en combinant les

mesures expérimentales aux résultats de simulations.


156

Les mesures effectuées sur la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles (c.f. 2.5 et

[DUB3]) confrontées à nos résultats de simulations nous ont déjà permis d’estimer une

répartition des pertes dans les noyaux et dans les SMC, lors de l’essai expérimental

effectué pour l’article, pour un point de fonctionnement de la machine. La Figure 23 b)

(c.f. section 2.5.2) présente les résultats obtenus sur la machine lors de ce test effectué à une

vitesse de 240 rpm correspondant à une fréquence de 60 Hz. Nous avons alors conclu à la

présence de pertes supplémentaires d’origine mécanique et/ou magnétique s’élevant à 108

W.

D’après les résultats obtenus au chapitre quatre, nous faisons l’hypothèse que ces pertes

supplémentaires sont entièrement d’origine magnétique et proviennent des pieds et des

concentrateurs de flux, pièces en SMC. Étant donné que la caractéristique des pertes fer

dissipées dans la poudre de fer en fonction de la fréquence est presque linéaire pour des

fréquences pouvant aller jusqu’à 1000 Hz, ceci à cause de pertes par hystérésis importantes

par rapport aux pertes par courants de Foucault, nous sommes alors en mesure d’extrapoler

ces pertes pour toutes les vitesses de fonctionnement de la machine.

À partir de ces hypothèses sur les pertes dans les pieds, des résultats de simulations et de

l’essai expérimental présenté dans [DUB3], les rendements de deux MFT claw-pole à stator

hybride peuvent être évalués. Considérons deux MFT dont les dimensions sont semblables

à celles des machines simulées dans ce chapitre : la première à noyaux amorphes est

nommée MFT_2605SA1, la seconde à noyaux de tôles MFT_M19. Pour les besoins de

l’étude, ces deux machines sont supposées connectées à une charge imposant un couple

constant de 134 Nm, similaire à celle utilisée dans l’essai expérimental présenté dans

[DUB3] quelque soit la vitesse de rotation des machines. Nous supposerons également que

le courant circulant dans les bobinages de nos deux machines crée des pertes cuivre

s’élevant à 99 W, comme dans l’essai réalisé dans [DUB3].

Le Tableau 19 ci-dessous présente l’estimation des rendements d’une MFT à noyaux

amorphes, MFT_2605SA1, et d’une MFT à noyaux de tôles, MFT_M19, pour des vitesses

de rotation de 0 à 4000 rpm, à partir des hypothèses que nous avons faites :


157

Tableau 19 : Rendements estimés de deux MFT claw-pole à stator hybride, l’une à

noyaux amorphes, l’autre à noyaux de tôles à partir des résultats du calcul des

champs et de mesures expérimentales [DUB3].

Ω [rpm]

f [Hz]

PMEC [W]

PCU [W]

PFE_SMC [W]

PFE_M19 [W]

PFE_2605SA1 [W]

ηMFT_M19 [%]

ηMFT_2605SA1 [%]

0 0 0 0 0 0 0 0,00 0,00100 25 1403 99 57 13 2 87,96 88,74200 50 2806 99 114 30 4 91,35 92,26400 100 5613 99 228 75 9 92,82 94,01600 150 8419 99 343 137 14 93,13 94,59800 200 11226 99 457 215 21 93,14 94,87

1000 250 14032 99 571 309 28 93,03 95,031200 300 16839 99 685 418 36 92,86 95,131400 350 19645 99 799 544 44 92,66 95,201600 400 22452 99 913 686 54 92,44 95,251800 450 25258 99 1028 843 64 92,20 95,292000 500 28065 99 1142 1017 75 91,95 95,312200 550 30871 99 1256 1207 87 91,70 95,332400 600 33678 99 1370 1413 100 91,44 95,342600 650 36484 99 1484 1634 114 91,18 95,352800 700 39291 99 1598 1872 128 90,92 95,353000 750 42097 99 1713 2126 143 90,65 95,363200 800 44904 99 1827 2396 159 90,38 95,363400 850 47710 99 1941 2681 176 90,10 95,363600 900 50517 99 2055 2983 193 89,83 95,353800 950 53323 99 2169 3301 212 89,56 95,354000 1000 56130 99 2283 3634 231 89,28 95,34

Ω: Vitesse de rotation de la MFT [rpm]. f: Fréquence électrique de la MFT [Hz]. PMEC : Puissance mécanique sur l’arbre [W]. PCU : Pertes cuivre dans le bobinage [W]. PFE_SMC : Pertes fer dans les pièces en SMC (pieds et concentrateurs des deux MFT) estimées par linéarisation des pertes à partir du point de fonctionnement relevé dans la mesure expérimentale [W].

PFE_M19 : Pertes fer dans les noyaux de la MFT à noyaux de tôles évaluées à partir des simulations [W]. PFE_2605SA1 : Pertes fer dans les noyaux de la MFT à noyaux de amorphes évaluées à partir des simulations [W]. ηMFT_M19 : Rendement estimé de la MFT à noyaux de tôles [%]. ηMFT_2605SA1 : Rendement estimé de la MFT à noyaux amorphes [%].

Les pertes dans les pièces en SMC ont été obtenues par une interpolation linéaire faite à

partir de la mesure expérimentale présentée dans [DUB3] et en 2.5.2. Comme en 2.5.2,

l’effet de la géométrie des pièces en SMC sur les pertes par courants de Foucault a été

négligé. Des mesures expérimentales auraient peut-être été nécessaires pour vérifier la

validité de l’expression linéaire utilisée à hautes fréquences. Les pertes dans les noyaux ont

été évaluées par une interpolation polynomiale faite à partir des résultats de simulations. La

puissance mécanique de la machine a été calculée pour chaque vitesse de rotation en

considérant le couple constant. Le rendement de chaque machine est alors évalué en tenant


158

compte des pertes cuivre dans le bobinage, des pertes fer dans les noyaux et dans les pièces

en SMC, en négligeant les pertes mécaniques. La présence de pertes mécaniques variant au

carré de la vitesse changerait ces résultats. Nous traçons sur la Figure 71 l’évolution du

rendement de la machine à noyaux amorphes en fonction de la vitesse de rotation et la

comparons à celle du rendement de la machine à noyaux de tôles.

La Figure 71 constitue une bonne conclusion à l’étude que nous avons menée jusqu’à

présent : elle nous permet en effet de constater l’impact de l’utilisation d’amorphes sur le

rendement global d’une MFT claw-pole à stator hybride, malgré l’utilisation de quelques

hypothèses simplificatrices. À partir des résultats de simulations et de mesures

expérimentales, nous concluons que l’emploi d’amorphes à la place des tôles électriques

permet l’augmentation du rendement de la MFT et surtout le maintien de ce rendement à un

niveau élevé lorsque la vitesse de rotation et la fréquence de la machine augmentent.

Figure 71 : Évolution des rendements d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux

amorphes et d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux de tôles en fonction de la

vitesse de rotation.


159

Quand l’utilisation d’amorphes ne permet qu’une augmentation du rendement de 2 %

uniquement pour une vitesse de 200 rpm (fréquence égale à 50 Hz) par rapport à celui

d’une machine à noyaux de tôles (passage de 93 % à 95 %), l’amélioration du rendement

est plus conséquente pour des vitesses plus élevées. Nous remarquons par exemple que le

rendement de la MFT à noyaux amorphes se maintient encore autour de 95 % pour une

vitesse de rotation de 4000 rpm (fréquence égale à 1000 Hz), lorsque celui de la machine à

noyaux de tôles a diminué à 89 %. La machine à noyaux amorphes est capable de conserver

son rendement pour des vitesses plus élevées encore.

Bien qu’étant dans l’impossibilité d’estimer les pertes dans les pièces en poudre de fer de la

MFT par simulation, nous avons contourné le problème, pour un cas particulier, en

combinant dans notre étude des mesures expérimentales à des résultats de simulations.

Dans le premier chapitre de ce document (c.f. 1.3), nous avons conclu sur le fait que les

pertes ferromagnétiques élevées des MFT et l’échauffement qu’elles provoquent limitent

actuellement leur usage aux applications basses à moyennes vitesses (< 1000 rpm). À la

vue des résultats présentés dans les deux derniers chapitres, nous pouvons conclure en

disant que l’emploi de la MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes est

envisageable dans des domaines d’applications à moyennes vitesses, où les MFT n’étaient

généralement pas utilisables. Cette conclusion est valable si l’hypothèse est faite que le

refroidissement de la machine est adéquat.

Il est important de noter que l’étude rapide menée dans cette conclusion suppose que les

machines présentées sont capables de dissiper leurs pertes. Nous ne tenons pas compte ici

de l’élévation de température dans les MFT et des dispositifs à utiliser pour la limiter. Si la

MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes permet d’augmenter et de maintenir un

haut rendement par rapport à la configuration à noyaux de tôles pour des vitesses de

rotation supérieures à 1000 rpm, nous ne sommes pas en mesure de dire si la machine est

réellement capable de dissiper l’augmentation de pertes pour contrôler son échauffement.

Ainsi, pour déterminer si l’utilisation de noyaux amorphes au sein de la MFT claw-pole à

stator hybride permet réellement d’ouvrir de nouveaux domaines d’applications à la

machine, il faudrait combiner une analyse thermique à notre étude. L’évaluation des


160

capacités de dissipation de la chaleur d’une machine fait habituellement partie intégrante du

dimensionnement d’un moteur. Nous avons de bonnes raisons de croire que la conception

d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes tenant compte du comportement

thermique du moteur doit permettre le design d’une machine pour une application destinée

à des vitesses supérieures à 1000 rpm, comme dans le cas d’un moteur de véhicule

électrique, si le refroidissement est dimensionné adéquatement.

Conclusion générale

161


Le travail présenté dans ce mémoire de maîtrise s’inscrit dans le cadre du développement

d’une nouvelle configuration de MFT : la MFT claw-pole à stator hybride. Tout en

conservant des performances élevées en terme de densité de couple propres à la topologie à

flux transverse, le concept de stator hybride, qui voit l’utilisation combinée de deux

matériaux ferromagnétiques doux différents au stator de la machine, permet une réduction

considérable des pertes fer de ce type de MFT et facilite sa fabrication. En exploitant

davantage le concept de stator hybride, le but de ce travail est d’évaluer les bénéfices

apportés par l’emploi de matériaux ferromagnétiques amorphes à la place de tôles Fe-Si

utilisées dans les noyaux du stator de la machine.

Une description détaillée de la topologie à flux transverse, ses avantages et inconvénients

ont été présentés. Une revue de littérature concernant les différentes configurations de MFT

et leurs caractéristiques a montré que la MFT claw-pole est la géométrie de machine

permettant d’exploiter au mieux les avantages structurels de la topologie (densité de couple

élevée, construction relativement simple), mais qu’elle nécessite également l’emploi de

matériaux aux propriétés magnétiques isotropes, comme les SMC. Cet état de l’art a

également permis de mettre en évidence le problème commun à toutes les configurations de

MFT à savoir leurs pertes ferromagnétiques importantes liées à des fréquences d’opérations

élevées, qui limitent actuellement les utilisations de ce type de machines à certaines

applications basses vitesses (applications de traction et aérogénérateurs).

Il a été montré que l’usage de matériaux aux propriétés magnétiques isotropes, comme les

poudres de fer, n’est pas nécessaire dans tout le stator d’une MFT claw-pole. À partir de ce

constat, le concept de stator hybride a été présenté comme une solution permettant la

réduction relativement importante des pertes fer d’une MFT claw-pole. Des simulations par

éléments finis ainsi que des essais expérimentaux menés sur un prototype de MFT claw-


162

pole à stator hybride, ont permis de démontrer la diminution de ces pertes et l’augmentation

du rendement de la machine grâce à un stator faisant à la fois l’emploi de tôles électriques

et une utilisation restreinte des SMC.

Considérant l’usage des poudres de fer comme une contrainte justifiée par la nécessité de

l’emploi d’un matériau aux propriétés isotropes dans les pieds de la MFT claw-pole à stator

hybride, l’emploi de matériaux ferromagnétiques amorphes, à la place des tôles électriques

dans les noyaux de la machine, a été étudié dans le but de réduire ses pertes fer encore

davantage. Une étude théorique et expérimentale de ce type de matériaux a été présentée et

nous a permis de conclure à la possibilité de l’usage de noyaux amorphes au sein de la

MFT claw-pole à stator hybride. La sélection d’un noyau amorphe pouvant être utilisé dans

la machine et l’évaluation de ses caractéristiques magnétiques (pertes fer, induction à

saturation) ont été effectuées.

Une méthode expérimentale originale d’évaluation des pertes fer d’une MFT claw-pole à

stator hybride à été mise en place : la méthode thermométrique isolée. La méthode

présentée permet la mesure des pertes fer dans les noyaux et dans les pieds d’une machine

monopolaire. La construction d’un banc d’essais et l’élaboration d’une chaîne de mesure

utilisant cette méthode ont permis la détermination des pertes fer au stator d’une MFT

claw-pole monopolaire, pour une induction de 0,36 T dans un domaine de fréquence allant

de 50 Hz à 400 Hz. La comparaison d’essais expérimentaux réalisés sur une machine

utilisant un noyau amorphe à ceux réalisés sur une machine employant un noyau constitué

d’un empilement de tôles Fe-Si M19 29 Gage a permis de prouver l’utilisation bénéfique

des amorphes au sein du stator de la MFT. Dans le cas de la machine à noyau amorphe, une

baisse des pertes fer totales allant jusqu’à 30 % a été observée par rapport aux pertes

mesurées dans la machine à noyau de tôles. L’importance des pertes dans les pieds de la

machine a également été constatée expérimentalement. Il a été remarqué que près de 90 %

des pertes fer au stator de la MFT claw-pole à noyau amorphe surviennent dans les pieds.

Des simulations par éléments finis ont permis d’évaluer les pertes fer survenant dans une

MFT claw-pole à noyaux amorphes complète. À couple moyen développé presque

équivalent, il a été montré par simulation qu’une machine à noyaux amorphes présente de 7


163

à 11 fois moins de pertes fer dans ses noyaux qu’une machine similaire à noyaux de tôles

dans un domaine de fréquences allant de 50 Hz à 400 Hz. Les simulations ont également

permis d’apprécier la réduction des pertes fer par l’emploi d’amorphes lorsque le contenu

harmonique du flux est riche À partir des résultats de simulations, de mesures

expérimentales et malgré l’utilisation de quelques hypothèses simplificatrices, une étude a

permis de conclure que l’emploi d’amorphes à la place de tôles électriques permet

l’augmentation et le maintien du rendement de la MFT à un niveau élevé lorsque la vitesse

de rotation de la machine augmente : il a été montré qu’une MFT claw-pole à stator hybride

à noyaux amorphes possède un rendement de 95 % à 200 rpm (50 Hz) qui se maintient à

cette valeur au-delà d’une vitesse de rotation de 4000 rpm (1000 Hz) quand le rendement

d’une même machine à noyaux de tôles est de 93 % à 200 rpm et se dégrade rapidement

pour atteindre 89 % à 4000 rpm.

Les mesures expérimentales et les simulations conduites dans ce mémoire amènent à la

conclusion suivante : l’utilisation d’amorphes au sein du circuit magnétique d’une MFT

claw-pole à stator hybride doit permettre l’utilisation de cette machine au-delà du domaine

des basses vitesses dans lequel les MFT sont confinées. Nous avons de bonnes raisons de

croire que l’emploi d’une MFT claw-pole à stator hybride à noyaux amorphes doit pouvoir

être envisageable dans une application où la vitesse est supérieure à 1000 rpm, comme c’est

le cas dans le domaine des véhicules électriques. Cette conclusion est valable dans la

mesure où la MFT est capable de dissiper la chaleur générée par les pertes naturellement ou

par un dispositif de refroidissement adéquat.

Perspectives

164

Perspectives

Le travail effectué dans le cadre de cette maîtrise amène de plusieurs perspectives. Les axes

de recherche et travaux futurs envisageables sont les suivants :

• Développements futurs du banc d’essais.

Le banc d’essais élaboré dans le cadre de ce travail de maîtrise permet l’évaluation des

pertes fer au stator d’une MFT claw-pole à noyau amorphe ou à noyau de tôles. Si le banc

d’essais construit permet d’effectuer des mesures à des fréquences différentes (de quelques

Hz à 400 Hz), l’induction dans les noyaux à laquelle sont effectuées ces mesures est fixe et

relativement faible (0,36 T). Elle n’est pas représentative des niveaux d’inductions

rencontrés dans les noyaux dans le cas d’une machine réelle. Il serait intéressant de faire

évoluer le banc de manière à pouvoir effectuer des mesures de pertes pour des inductions

dans les noyaux pouvant prendre différentes valeurs et s’élever jusqu’à 1,5 T.

• Recherche d’une méthode d’évaluation des pertes dans les pieds à partir de

résultats issus du calcul des champs.

Les essais expérimentaux menés dans le cadre de ce travail de maîtrise ont montré

l’importance des pertes dans les pieds de la MFT claw-pole à stator hybride. À l’issu de

cette maîtrise, nous ne sommes pas encore en mesure de déterminer les pertes dans les

pieds ainsi que dans les concentrateurs de la machine, à partir des résultats de simulations

par éléments finis. Dans le cadre d’une recherche ultérieure, il serait intéressant de

développer une méthode d’évaluation des pertes dans les pièces en SMC de la machine, en

utilisant les outils d’analyse par éléments finis. Une piste de recherche à exploiter dans ce

sens serait l’étude du vecteur induction au sein de chaque élément du maillage d’une pièce

en SMC, lors de chaque simulation.

Perspectives

165

• Réalisation d’un prototype de MFT claw-pole à stator hybride à noyaux

amorphes.

Une suite logique de ce travail serait la réalisation d’un prototype de MFT claw-pole à

stator hybride à noyaux amorphes. La construction d’une machine complète permettrait de

vérifier expérimentalement l’augmentation et le maintien du rendement à un niveau élevé

d’une telle machine par rapport à une machine à noyaux de tôles lorsque la fréquence

dépasse 400 Hz. La fabrication d’un tel prototype nécessite l’élaboration d’un outil de

dimensionnement et d’optimisation.

Annexe A

166

Annexe A : Méthode expérimentale de mesure des pertes

fer dans un noyau POWERLITE®.

Considérons un circuit magnétique fermé, composé de deux noyaux en forme de C

constitués d’un même matériau magnétique et placés en vis-à-vis, comme représenté sur le

schéma ci-dessous. On suppose les deux noyaux parfaitement jointifs; l’entrefer entre les

deux noyaux est alors inexistant. On appelle : Hnoy, la hauteur du noyau, Enoy l’épaisseur du

noyau, lnoy/2 la largeur du noyau et Lnoy la longueur du noyau.

Un bobinage de N1 tours est enroulé autour d’une branche du premier noyau. Un second

bobinage de N2 tours est placé autour d’une branche de l’autre noyau. On fait circuler un

flux alternatif φ(t) dans le circuit magnétique, en alimentant le premier enroulement par

une tension sinusoïdale d’intensité V1 et de fréquence f. Le premier enroulement est

parcouru par un courant i1. Le second enroulement est laissé à vide. On suppose que

l’induction au sein du matériau varie de –Bmax à +Bmax et que la période de variation du flux

φ est T. Le matériau est le siège de pertes ferromagnétiques, responsables de la dissipation

d’une énergie magnétique ElossV par unité de volume à chaque période T, qu’on exprime

ainsi [JIL] :

max

max

B

lossVB

E H dB+

−

= ⋅∫ (A)

Annexe A

167

, avec H le champ magnétique généré par le courant i1 et B l’induction dans le matériau.

D’après les lois de Faraday et d’Ampère, nous pouvons également écrire que :

2 2 2( ) d dBV t N N Adt dtϕ= ⋅ = ⋅ ⋅ (B)

1 1( )( )m

N i tH tl⋅= (C)

, avec A, la section du noyau et lm le parcours moyen du flux dans le noyau. A et lm

s’expriment ainsi :

noy noyA H E= ⋅ (D)

2 2 4m noy noy noyl L l E= ⋅ + ⋅ − ⋅ (E)

En insérant (B) et (C) dans (A), on écrit alors :

max

max

11 2

2

1 ( ) ( )B

lossVmB T

NE H dB i t V t dtN l A

+

−

= ⋅ = ⋅ ⋅ ⋅ ⋅⋅∫ ∫ (F)

À partir des grandeurs identifiées, le volume du noyau Vnoy s’exprime ainsi :

noy mV A l= ⋅ (G)

La puissance active du circuit électrique, mesurée à partir de i1(t) et V2(t), s’exprime ainsi :

1 21 ( ) ( )active

T

P i t V t dtT

= ⋅ ⋅ ⋅∫ (H)

À partir de (F), (G) et (H), nous écrivons finalement l’expression permettant d’évaluer les

pertes ferromagnétiques du noyau à partir des grandeurs identifiées :

1

2fer lossV noy active

NP E T V PN

= ⋅ ⋅ = ⋅ (I)

Annexe A

168

L’expression (I) nous montre qu’il est possible de mesurer les pertes fer dans un échantillon

autour duquel deux bobinages sont enroulés, en connectant le premier enroulement à une

source de tension variable et en laissant le second à vide. À la manière d’un transformateur,

la mesure de la puissance active (utilisation de la tension secondaire V2(t) et du courant

primaire i1(t)) et la connaissance du rapport de transformation permettent de déterminer les

pertes fer d’un noyau magnétique. Cette méthode est utilisée et décrite en détail dans

[CYR]. Elle suppose qu’il n’existe pas d’entrefer entre les deux noyaux et que tout le flux

passe par le circuit magnétique et circule en suivant le parcours moyen lm. Les tensions

V1(t) et V2(t) sont supposées sinusoïdales et les mesures de puissance sont effectuées tant

que le contenu harmonique du spectre de V2(t) et i1(t) est négligeable (mesures effectuées

avant saturation de l’induction dans le noyau)

Cette méthode a été utilisée dans ce mémoire pour la mesure des pertes fer dans les noyaux

amorphes POWERLITE® (c.f 3.6 et 4.5.3). Elle a permis de déterminer les pertes dans ces

noyaux dans un domaine de fréquences allant de 50 Hz à 1000 Hz et pour des inductions

allant de 0,2 T à 1,4 T. Il a été ainsi possible de déterminer les coefficients des équations

(21) et (33).

Des mesures ont également été effectuées sur un paquet de tôles Fe-Si M19 29 Gage.

Cependant, les relevés conduits sur l’empilement de tôles ont montré des valeurs de pertes

anormalement élevées pour le type de tôles utilisées. Des pertes en moyenne 40 % plus

élevées que celles habituellement observées dans le cas de tôles Fe-Si M19 29 Gage ont été

mesurées. Les résultats de mesures ont été comparées aux données fournies par plusieurs

fabricants de tôles électriques (par exemple [PRO]) : nous avons alors conclu à l’invalidité

de nos mesures de pertes dans les tôles. L’expérience mise en place dans ce cas semble

contenir des erreurs dont nous n’avons pas réussi à déterminer précisément l’origine. Nous

laissons cependant cet aspect en suspens pour des travaux ultérieurs et choisissons d’utiliser

les données de pertes fournies par les fabricants de tôles.

Annexe B

169

Annexe B : Schémas et dimensions des pieds en

ATOMET® EM-1® conçus pour le banc d’essais.

Bibliographie

170

Bibliographie

[BAH] BAHOLO B., MELLOR P.H., BIRCH T.S., « An Automated Calorimetric Method of Loss Measurement in Electrical Machines »

1994 Journal of Magnetism and Magnetic Materials, No. 133, pp.433-436. [BLI] BLISSENBACH R., HENNEBERGER G., SCHÄFER U., HACKMAN W.,

« Development of a Transverse Flux Traction Motor in a Direct Drive System » Proc. 2000 Int. Conf. on Elec. Mach., pp 1457-1460. [BOU] BOUSBAINE A., « A Thermometric Approach to the Determination of Losses

in Single Phase Induction Motor » 1999 IEEE Trans. on En. Conv., Vol. 14, No 3 pp.277-283. [BRI] BRISSONNEAU P., « Magnétisme et Matériaux Magnétiques pour

l’Électrotechnique. » 1997 Hermès, Chapitre 11, ISBN : 2-86601-579-7. [CYR] CYR C., « Modélisation et caractérisation des matériaux magnétiques

composites doux utilisés dans les machines électriques. » 2007 Ph.D. dissertation, Université Laval (Canada) / ENSAM (France). [DEC] DECRISTOFARO N., « Amorphous Metals in Electric-Power Distribution

Applications » 1998 MRS Bulletin, vol. 2, No 5, pp. 50-56. [DEG] DEGAUQUE J., « Matériaux magnétiques amorphes, micro et nanocristallins » 1997 Techniques de l’ingénieur, Traité de Génie électrique, E1170. [DUB1] DUBOIS M.R., « Optimized Permanent Magnet Generator Topologies for

Direct-Drive Wind Turbines » 2004 Ph.D. dissertation, Delft Univ., The Netherlands. [DUB2] DUBOIS M.R., POLINDER H., FERREIRA J.A., « Transverse-Flux

Permanent Magnet (TFPM) Machine with Toothed Rotor » 2002 Proc. IEE Conf. Pow. Electr. Mach.&Drives , pp 309-314. [DUB3] DUBOIS M.R., DEHLINGER N., POLINDER H., MASSICOTTE D.,

« Clawpole Transverse-Flux Machine with Hybrid Stator » 2006 Int Conf. on Elec. Mach., paper 412.

Bibliographie

171

[DUB4] DUBOIS M.R., POLINDER H., « Machine électrique à flux transverse avec stator à noyaux segmentés »

July 2005, US Patent Office. [DUB5] DUBOIS M.R., LEMIEUX P., CYR C., MASSICOTTE D., « Effect of

Machining on the Properties of Resin-Based Soft Magnetic Composites » 2006 Int Conf. on Elec. Mach., paper 411.

[DUB6] DUBOIS M.R., POLINDER H., FERREIRA J. A. , « Influence of Air Gap

Thickness in Transverse Flux Permanent Magnet (TFPM) Generators for Wind Turbines Application » 2002 Proc. in IEEE PELS Soc. Young Researcher Symp., Leuven, Belgium.

[ENO] ENOMOTO Y., ITO M., KOHARAGI H., MASAKI R, OHIWA S.,

ISHIHARA C., MITA M., « Evaluation of Experimental Permanent-Magnet Brushless Motor Utilizing New Magnetic Material for Stator Core Teeth »

2005 IEEE Trans. on Magn., Vol. 41, No. 11, pp.4304-4308. [FUK] FUKAO T., CHIBA A., MATSUI M. , « Test Results on a Super-High-Speed

Amorphous-Iron Reluctance Motor » 1989 IEEE Trans. on Ind. App., Vol. 25, No. 1, pp.119-125. [GEL] GELINAS C., VIAROUGE P., CROS J., « Use of Soft Magnetic Composite

Materials in Industrial Applications » PM2004 World Congress & Exhibition., Vienna, Austria. [GUO1] GUO Y.G., ZHU J.G., « Study of Permanent Magnet Transverse Flux Motors

with Soft Magnetic Composite Cores » 2004 Austr. Univer. Power Eng. Conf., Brisbane, Australia [GUO2] GUO Y.G., ZHU J.G., WATTERSON P.A., WU W., « Comparative Study of

3D Flux Electrical Machines with Soft Magnetic Composite Cores » 2003 IEEE Trans. on Ind. App., Vol. 39, No. 6, pp.1696-1703 [GUO3] GUO Y., ZHU J. G., ZHONG J. J., WU W., « Core Losses in Claw Pole

Permanent Magnet With Soft Magnetic Composite Stators » 2003 IEEE Trans. on Mag., Vol. 39, No. 5, pp.3199-3201.

[HAR1] HARRIS M.R., PAJOOMAN G.H., ABU SHARKH S.M., « The problem of

power factor in VRPM (Transverse Flux) Machines » 1997 IEE Electric Machines and Drives Conference, pp 386-390. [HAR2] HARRIS M.R., PAJOOMAN G.H., ABU SHARKH S.M., « Performance and

Design Optimisation of Electric Motors with Heteropolar Surface Magnets and Homopolar Windings » IEE Proc. – Elec. Power Appl. , vol 143, n°6, pp 429-436, Nov. 1996

Bibliographie

172

[HAR3] HARRIS M.R., PAJOOMAN G.H., ABU SHARKH S.M., « Comparison of Alternative Topologies for VRPM (Transverse Flux) Electrical Machines » 1997 IEE Coll. on New Topologies for Permanent Magnet Machines, pp 2/1-7.

[HEN] HENNEBERGER G., BORK M., « Development of a New Transverse Flux

Motor » Proc. 1997 IEE Colloquium on New Topologies for PM Machines, pp 1/1-1/6.

[HIT] HITACHI Metals, « New Amorphous Alloy Production Facilities Established in

Japan » February 2006, http://www.hitachi-metals.co.jp/e/press/news/2006/n0223.htm. [HUA] HUANG S., LUO J., LIPO T.A., « Evaluation of the transverse flux

circumferential current machine by the use of sizing equations » 1997 IEEE Intern. Elec. Mach. and Drives Conf., Milwaukee. [HUL] HULTMAN LARS., PERSSON M., ENGDAHL P., « Soft Magnetic

Composite for Advanced Machine Design » PMAsia2005 Congress & Exhibition., Shanghai, China. [JAC] JACK A. G., MECROW B. C., DICKINSON P. G., « Iron Loss in Machines

with Powdered Iron Stators » 1999 Int. Conf. on Elec. Mach. and Drives, pp.48-50. [JEO] JEONG Y.H., KANG D.H., KIM J.M., JANG S.M., « A Design of Transverse

Flux Motor with Permanent Magnet Shield » Proc. 2001 Int. Symp. on Ind. Elec., Pusant, Korea, pp 995-999. [JEN] JENSEN C.C., PROFUMO F., LIPO T. A., « A Low-Loss Permanent Magnet

DC Motor Utilizing Tape Wound Amorphous Iron » 1992 IEEE Trans. on Ind. App., Vol. 38, No. 3, pp.646-651. [JIL] JILES D. C., « Introduction to Magnetism and Magnetic Materials » 1991 Springer, 1st edition, ISBN : 0-412-38630-5. [LAN1] LANGE A., « Traction Drive Technology at Voith – Design Aspects and

Solutions » 2006 Int Conf. on Elec. Mach., paper 273.

[LAN2] LANGE A., CANDERS W.-R., LAUBE F., MOSEBACH H., « Comparison of

different drive systems for a 75 kW electrical vehicle drive » 2000 Proc. in Int Conf. on Elec. Mach., pp 1308-1312.

[LAI] LAITHWAITE E. R., EASTHAM J. F., FELLOWS T. G., « Linear Motors

with Transverse Flux » Proc. Dec. 1971 IEE, Vo1.118, No.12, pp 1761-1767.

Bibliographie

173

[MAD] MADDISON C.P., MECROW B.C., JACK A.G., « Claw Pole Geometries For High Performance Transverse Flux Machines »

Proc. 1998 Int. Conf. on Elec. Mach., pp 340-345. [MEC] MECROW B.C., JACK A.G., MADDISON C.P., « Permanent Magnet

Machine for High Torque, Low Speed Applications. » Proc. 1996 Int. Conf. on Elec. Mach., pp 461-466. [MET] METGLAS, Powerlite Forms, 2605SA1, 2605S3A, 2605CO, 2605SC, 2714A,

2705M, 2826MB 2004 Technical Bulletins, http://www.metglas.com/tech/index.htm.

[MIT ] MITCHAM A. J., « Transverse Flux Motors for Electric Propulsion Ships »

1997 Coll. on New Topo. for PM Mach., pp 3/1 – 3/6 [NEI] NEIDHOFER G., « The evolution of the synchronous machine » 1992 ABB Review, No 1, Supplement, pp. 1-11. [PEE] PEETHAMPARAM A., « Design of Transverse Flux Machines using

Analytical Calculations & Finite Element Analysis. » March 2001 PhD Thesis, SBN 91-7283-048-4, ISSN 1404-8248, TRITA-EME-

0101, Royal Institute of Technology, Stockholm. [PER] PERSSON M., JANSSON P., JACK A.G., MECROW B.C, « Soft Magnetic

Composite Materials – Use for Electrical Machines » Proc. 1995 IEE Elec. Mach. and Drives Conf., pp 242-246.

[PER2] PERRON J-C, « Matériaux ferromagnétiques amorphes et nanocristallins » 1997 Techniques de l’ingénieur, Traité de Génie électrique, D2150. [PRO] PROTO LAMINATIONS, « Magnetic Materials Comparisons » Excel document, http://www.protolam.com/. [QMP] QUEBEC METAL POWDERS, « Atomet Em-1 – Ferromagnetic Composite

Powder » Technical specifications, electronic version, available for download on

http://qmp-powders.com. [STO] STOLL R.L., « The analysis of eddy currents » 1974 Clarendon Press, Oxford U.K. [TAG] TAGHIZADEH-TABARSI A., « Étude d’une machine à reluctance variable de

vitesse élevée munie d’un circuit magnétique réalisé en matériau ferromagnétique amorphe. »

1989 Ph.D. dissertation, Université de Paris-Sud, France.

Bibliographie

174

[VIO] VIOREL I-A., HENNEBERGER G.,BLISSENBACH R., LÖWENSTEIN L., « Transverse Flux Machines - Their Behaviour, Design, Control and Applications »

2003, MEDIAMIRA, Cluj-Napoca, ISBN: 973-9357-50-4. [WEH1] WEH H., MAY H., « Achievable Force Densities For Permanent Magnet

Excited Machines in New Configurations » Proc. 1986 Int. Conf. on Elec. Mach., pp 1107-1111. [WEH2] WEH H, « Permanenterregte Synchronmaschinen hoher Krafdichte nach dem

Transversalflußkonzept » etzArchiv, vol 10, no 5, pp 143-149 [en allemand]. [WEH3] WEH H, « Transverse Flux Machines in Drive and Generator Application » Proc. 1995 Stockholm Power Tech. Conf., pp 75-80. [WEH4] WEH H., HOFFMANN H., LANDRATH J:, MOSEBACH H.,

POSCHADEL J., « Directly-Driven Permanent Magnet Excited Generator for Variable Speed Operation » 1988 Proc in Europ. Wind Energy Conf, pp 566-572.

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