RUBEN IVANKOVIC

ÉTUDE COMPARATIVE DE REDRESSEURS POUR L’AUGMENTATION DES PERFORMANCES DES SYSTÈMES DE GÉNÉRATION D’AUTOMOBILE

UTILISANT UN ALTERNATEUR À ROTOR À GRIFFES

Mémoire présenté à la Faculté des études supérieures de l’Université Laval

dans le cadre du programme de maîtrise en génie électrique pour l’obtention du grade de maître ès sciences (M.Sc.)

FACULTÉ DES SCIENCES ET GÉNIE UNIVERSITÉ LAVAL

QUÉBEC

2009 © Ruben Ivankovic, 2009

Résumé

La génératrice synchrone à griffes est une technologie mature et économique qui est

largement utilisée dans l’industrie automobile pour l’alimentation des équipements

électriques à bord des véhicules et la recharge de l’accumulateur d’énergie. Cependant, le

système de génération actuel qui utilise un simple pont redresseur à diodes atteint ses

limites en raison de son faible rendement et de l’augmentation progressive de la puissance

consommée. Ce travail présente une étude comparative de différentes structures de

redressement qui peuvent être associées à un alternateur à rotor à griffes dans le but

d’augmenter la puissance de sortie et le rendement du système, tout en minimisant

l’ondulation du courant de sortie. Nous proposons un modèle équivalent de type circuit

permettant de simuler le comportement d’un système de génération automobile

conventionnel avec une précision raisonnable. Plusieurs techniques pour augmenter la

puissance maximale de sortie d’un alternateur branché à un redresseur à diodes sont

évaluées. Ces techniques ne nécessitent aucune modification de géométrie de l’alternateur

mais rajoutent certaines limitations sur le fonctionnement qui sont discutées. Nous étudions

ensuite des structures de redressement à MLI en comparant leur prix et leurs performances

théoriques. Des versions entrelacées de ces structures sont analysées pour minimiser

l’ondulation du courant de sortie. Toutes ces solutions sont testées et comparées sur un

banc d’essai polyvalent qui a été développé dans le cadre de cette étude.

Ce travail montre qu’il est possible d’augmenter la puissance de sortie et le rendement lors

du fonctionnement à haute vitesse avec des redresseurs MLI ou des redresseurs à diodes,

mais il est très difficile d’égaler, en même temps, la puissance et le rendement à la vitesse

de ralenti. L’entrelacement de plusieurs structures de redressement permet une réduction

importante de l’ondulation du courant de sortie et n’entraine pas forcement une

augmentation de prix. Les essais pratiques ont aussi mis en évidence les limites d’une

comparaison des performances par simulation lorsque la saturation magnétique dans la

machine est négligée.

Avant Propos

Je tiens à remercier en premier lieu M. Jérôme Cros, professeur au département de génie

électrique et génie informatique, qui a accepté de diriger ce mémoire. Je suis profondément

reconnaissant pour son soutien scientifique, moral, financier et pour tout le temps qu’il m’a

consacré.

Je voudrais exprimer mon estime et gratitude à M. Philippe Viarouge, professeur au

département de génie électrique et génie informatique, pour sa sagesse et son enthousiasme

envers le génie et l’enseignement.

Mes remerciements vont également aux membres du jury pour avoir accepté de réviser et

évaluer ce travail.

Je remercie le stagiaire Mathieu Pépin et les techniciens du département Gaétan Bernier et

Marco Béland pour l’aide qui m’ont offert.

J’exprime une immense gratitude et sympathie à tous les membres du LEEPCI qui ont,

d’une façon ou d’une autre, rendu agréable et inoubliable mon séjour au Québec. Un

remerciement particulier je le dois à Davide Aguglia.

Enfin, une mention de gratitude éternelle à Élie, pour ses involontaires mais

exceptionnelles leçons de vie.

Ruben Ivankovic

Table des matières

Résumé....................................................................................................................................i

Avant Propos ........................................................................................................................ ii

Table des matières .............................................................................................................. iii

Liste des figures....................................................................................................................vi

Liste des tableaux..................................................................................................................x

Introduction générale ...........................................................................................................1

CHAPITRE I.........................................................................................................................3

1 Système de génération conventionnel pour automobile ............................................3 1.1. Introduction.............................................................................................................3 1.2. Constitution d’un système de génération pour automobile ....................................4

1.2.1 Principes de fonctionnement...........................................................................4 1.2.2 Alternateur à rotor à griffes (ou Lundell) .......................................................7 1.2.3 Redresseur à diodes ........................................................................................9 1.2.4 Performances et pertes ..................................................................................11 1.2.5 Dimensionnement des semi-conducteurs et de l’accumulateur ....................13

1.3. Modélisation du système de génération................................................................16 1.3.1 Choix de la méthode de modélisation...........................................................16 1.3.2 Modèle équivalent de type circuit pour l’alternateur....................................17 1.3.3 Validation de la méthode de simulation et du modèle équivalent de l’alternateur...................................................................................................................19

1.4. Conclusion ............................................................................................................21

CHAPITRE II .....................................................................................................................22

2 Solutions pour l’augmentation de la puissance de sortie d’un alternateur pour automobile ...........................................................................................................................22

2.1. Introduction...........................................................................................................22 2.2. Adaptation du nombre de spires ...........................................................................23 2.3. Reconfiguration du bobinage................................................................................26 2.4. Machine à bobinage multiple................................................................................29 2.5. Structures de redresseur ........................................................................................33

2.5.1 Redresseur à quatre branches........................................................................33 2.5.2 Redresseur à une demi-onde .........................................................................35

iv

2.6. Comparaison des structures ..................................................................................37 2.7. Conclusion ............................................................................................................38

CHAPITRE III....................................................................................................................40

3 Structures de redressement à transistors à fonctionnement MLI..........................40 3.1. Introduction...........................................................................................................40 3.2. Redresseur MLI en pont complet..........................................................................41

3.2.1 Technique de contrôle...................................................................................42 3.2.2 Composantes additionnelles associées à l’utilisation d’un redresseur MLI .46 3.2.3 Dimensionnement des semi-conducteurs de puissance ................................47

3.3. Redresseur MLI en demi pont ..............................................................................54 3.3.1 Techniques de contrôle .................................................................................55 3.3.2 Dimensionnement des composants pour une commande pour l’adaptation de la tension de sortie ........................................................................................................60 3.3.3 Dimensionnement des composants pour une commande à angle optimal....64

3.4. Redresseur associé à un hacheur survolteur .........................................................64 3.4.1 Dimensionnement des composants...............................................................66

3.5. Comparaison des structures ..................................................................................68 3.6. Conclusion ............................................................................................................72

CHAPITRE IV....................................................................................................................74

4 Structures de redressement MLI entrelacées...........................................................74 4.1. Introduction...........................................................................................................74 4.2. Redresseurs MLI en pont complet entrelacés .......................................................74

4.2.1 Modulation sinusoïdale à angle optimal...................................................75 4.2.2 Commandes à ondulation du courant de sortie minimale.............................80

4.3. Redresseurs MLI en demi-pont entrelacés............................................................82 4.3.1 Entrelacement avec commande à angle optimal ......................................83 4.3.2 Entrelacement avec commande à adaptation de la tension de sortie ............83 4.3.3 Commandes minimisant l’ondulation du courant de sortie ..........................87

4.4. Redresseurs associés à des hacheurs survolteurs entrelacés.................................90 4.4.1 Entrelacement avec commande pour l’adaptation de la tension de sortie ....91 4.4.2 Commandes minimisant l’ondulation du courant de sortie ..........................94

4.5. Application des structures entrelacées aux alternateurs .......................................94 4.6. Comparaison .........................................................................................................94 4.7. Conclusion ............................................................................................................97

CHAPITRE V .....................................................................................................................98

5 Mise en œuvre d’un banc d’essai...............................................................................98 5.1. Introduction...........................................................................................................98 5.2. Structure générale du banc d’essai pour alternateur automobile ..........................98 5.3. Onduleur à dix phases.........................................................................................100

5.3.1 Circuit de puissance ....................................................................................101 5.3.2 Cartes de commande rapprochée ................................................................103

v

5.3.3 Carte d’interface .........................................................................................105 5.4. Alternateur avec un stator modifié à deux bobinages.........................................112 5.5. Conclusion ..........................................................................................................115

CHAPITRE VI..................................................................................................................116

6 Application expérimentale sur un alternateur d’automobile ...............................116 6.1. Introduction.........................................................................................................116 6.2. Méthode de mesure des performances et validations .........................................116 6.3. Validation du modèle d’un alternateur à bobinage multiple associé à de simples redresseurs à diodes ........................................................................................................119 6.4. Performances expérimentales des différentes topologies de redresseur .............121

6.4.1 Redresseur MLI en pont complet................................................................121 6.4.2 Redresseur MLI en demi pont ....................................................................123 6.4.3 Redresseur associé à un hacheur survolteur ...............................................125 6.4.4 Reconfiguration série/parallèle ...................................................................127

6.5. Effets de la saturation magnétique dans la machine lors de la commande à angle optimal ............................................................................................................................128 6.6. Effets de l’entrelacement ....................................................................................131 6.7. Comparaison générale.........................................................................................133 6.8. Conclusion ..........................................................................................................136

Conclusion générale..........................................................................................................138

Bibliographie .....................................................................................................................141

Annexe A............................................................................................................................145

Annexe B............................................................................................................................153

Liste des figures

Figure 1.1 : Schéma simplifié d'un système de génération conventionnel pour automobile..4 Figure 1.2 : Courbe caractéristique du courant maximal de sortie en fonction de la vitesse

pour un alternateur Delcotron 22SI type12V-100A........................................................7 Figure 1.3 : Alternateur démonté. (a) redresseur de puissance à 6 diodes avec radiateur, (b)

redresseur d’excitation, (c) régulateur, (d) porte-balais, (e) flasque postérieure en aluminium, (f) bobinage ondulé, (g) noyau du stator, (h) flasque frontale en aluminium, (i) ventilateur en aluminium, (j) bagues, (k) enroulement d’excitation, (l) pièces polaires en forme de griffes..................................................................................8

Figure 1.4 : Courant de sortie et courant de phase lors du fonctionnement à très basse vitesse (1200rpm)..........................................................................................................10

Figure 1.5 : Courant de sortie et courant de phase lors du fonctionnement à haute vitesse (8000rpm)......................................................................................................................10

Figure 1.6 : Courbes caractéristiques de puissance et rendement de l'alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A .....................................................................................................11

Figure 1.7 : Système et courants considérés .........................................................................14 Figure 1.6 : Modèle circuit d'un système de génération .......................................................18 Figure 1.7 : Comparaison entre simulation et données du fabricant pour le courant de sortie

et le rendement ..............................................................................................................20 Figure 1.8 : Répartition des pertes en fonction de la vitesse selon le modèle circuit

comparées à la différence entre les pertes totales données par l’expérience et le modèle circuit.............................................................................................................................21

Figure 2.1 : Puissance moyenne installée à bord des véhicules au cours des dernières décennies [1] .................................................................................................................23

Figure 2.2 : Courant de sortie et pertes joules dans le stator pour une même machine bobinée avec N spires et N/2 spires. .............................................................................26

Figure 2.3 : (a) Reconfiguration du bobinage série/parallèle, (b) reconfiguration du bobinage triangle/étoile .................................................................................................27

Figure 2.4 : Courant de sortie et pertes joules dans le stator pour la même machine connectée en étoile et connectée en triangle. ................................................................27

Figure 2.5 : Reconfiguration de bobinage à point milieu .....................................................28 Figure 2.6 : Comparaison des performances entre un alternateur avec reconfiguration à

point milieu et l’alternateur de référence ......................................................................29 Figure 2.7 : (a) Bobinage triphasé simple, (b) Double bobinage triphasé ............................30 Figure 2.8 : Alternateur à bobinage multiple avec un nombre de spires égal à N0 pour le

premier bobinage et N0/2 pour le deuxième. .................................................................31 Figure 2.9 : Comparaison des performances entre un alternateur à bobinage multiple et

l’alternateur de référence...............................................................................................31 Figure 2.10 : Alternateur à bobinage multiple avec un nombre de spires de N0/2 pour les

deux bobinages et reconfiguration série/parallèle .........................................................32

vii

Figure 2.11 : Comparaison des performances entre un alternateur à bobinage multiple avec reconfiguration série/parallèle et l’alternateur de référence..........................................33

Figure 2.12 : Alternateur avec neutre connecté à une quatrième branche du redresseur .....34 Figure 2.13 : Comparaison des performances entre redressement à 8 diodes et redressement

à 6 diodes.......................................................................................................................35 Figure 2.14 : Alternateur connecté à un redresseur à une demi-onde...................................36 Figure 2.15 : Courants de phase (en haut) et courant de sortie (en bas) pour un alternateur

tournant à 3000rpm et connecté à un redresseur à 3 diodes..........................................36 Figure 2.16 : Comparaison des performances entre redresseur à 6 diodes et redresseur à 3

diodes ............................................................................................................................37 Figure 3.1 : Redresseur MLI en pont complet ......................................................................41 Figure 3.2 : Modèle de Behn-Eschenburg ............................................................................42 Figure 3.3 : Diagrammes de phase (a) Alternateur connecté à un redresseur à diode lors du

fonctionnement à basse vitesse, (b) Alternateur connecté à un redresseur à diode lors du fonctionnement à haute vitesse ................................................................................43

Figure 3.4 : Diagramme de phase pour un alternateur à puissance maximale......................43 Figure 3.5 : Tension efficace Vs et angle théoriques à appliquer pour un fonctionnement à

puissance maximale d’un alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A.........................44 Figure 3.6 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur

MLI à pont complet avec modulation sinusoïdale ........................................................44 Figure 3.7 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur

MLI à pont complet avec modulation sinusoïdale et ajout du troisième harmonique ..46 Figure 3.8 : Structure du montage simplifiée .......................................................................48 Figure 3.9 : Tensions de référence........................................................................................48 Figure 3.10 : Forme d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T 53 Figure 3.11 : Redresseur MLI en demi-pont.........................................................................55 Figure 3.12 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur

MLI en demi-pont avec modulation sinusoïdale...........................................................56 Figure 3.13 : Forme du courant de phase et du courant de sortie pour une vitesse de

1000rpm ........................................................................................................................57 Figure 3.14 : Hacheur survolteur de base .............................................................................57 Figure 3.15 : Circuit équivalent d’un alternateur connecté à redresseur MLI à demi-pont

pour l’adaptation de la tension de sortie........................................................................58 Figure 3.16 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur

MLI en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie ...........................................60 Figure 3.17 : Redresseur associé à un hacheur survolteur ....................................................65 Figure 3.18 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur

hacheur survolteur .........................................................................................................65 Figure 3.19 : Comparaison des courants de sortie des différentes structures .......................71 Figure 4.1 : Redresseurs MLI en pont complet entrelacés ...................................................75 Figure 4.2 : Tensions de référence et intervalles considérés ................................................76 Figure 4.3 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T .77 Figure 4.4 : Composante AC du courant de sortie en fonction de l’indice de modulation k et

de l'angle pour un seul redresseur en pont complet ...................................................80 Figure 4.5 : Composante AC du courant de sortie en fonction de l’indice de modulation k et

de l'angle pour deux redresseurs en pont complet entrelacés ....................................81

viii

Figure 4.6 : Redresseurs MLI en demi-pont entrelacés ........................................................83 Figure 4.7 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T .84 Figure 4.8 : Composante alternative du courant de sortie en fonction du rapport cyclique

pour deux redresseurs contrôlés en demi-pont avec entrelacement et sans entrelacement ................................................................................................................87

Figure 4.9 : Signaux de gâchette pour un entrelacement entre phases .................................88 Figure 4.10 : Comparaison de la composante AC du courant de sortie pour un

entrelacement entre structures et entrelacements entre structures et phases .................88 Figure 4.11 : Courant de sortie simulé pour un redresseur MLI en demi-pont avec rapport

cyclique fixe ..................................................................................................................90 Figure 4.12 : Redresseurs associés à deux hacheurs survolteurs entrelacés .........................90 Figure 4.13 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T

.......................................................................................................................................91 Figure 4.14 : Composante alternative du courant de sortie en fonction du rapport cyclique

pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs avec entrelacement et sans entrelacement ................................................................................................................93

Figure 5.1: Schéma bloc du banc d'essai ..............................................................................99 Figure 5.2 : Banc d'essai. (a) onduleur, (b) redresseur conventionnel ventilé, (c) alternateur,

(d) capteur de couple, (e) capteur de position, (f) moteur à courant continu ..............100 Figure 5.3: Schéma du circuit de puissance........................................................................101 Figure 5.4 : Réalisation pratique du circuit de puissance ...................................................102 Figure 5.5 : Alimentation interne de l'onduleur..................................................................103 Figure 5.6 : Schéma bloc d’une carte de commande rapprochée .......................................104 Figure 5.7 : Bras d'onduleur avec sa carte de commande rapprochée ................................105 Figure 5.8 : Carte d'interface et plateforme DSP (a) carte DSP EzDSPF2812 (b) entrée pour

les câbles prévenants des capteurs de courant (c) entrée/sortie fibres optiques (d) entrée alimentations externes .................................................................................................107

Figure 5.9 : Circuit de mise en forme du signal de capteur de courant ..............................108 Figure 5.10 : Circuit d'interface avec le capteur de position ..............................................109 Figure 5.11 : Circuit de pilotage des transmetteurs de fibre optique..................................110 Figure 5.12 : Circuit de verrouillage général en cas de défaut ...........................................111 Figure 5.13 : Circuit de contact auxiliaire ..........................................................................111 Figure 5.14 : Circuit de liaison sérielle RS-232..................................................................112 Figure 5.15 : Schéma de bobinage original de l'alternateur Delcotron 22SI Type 12V-100A

.....................................................................................................................................113 Figure 5.16 : Schéma de bobinage pour obtenir deux bobinages identiques à partir du stator

original ........................................................................................................................113 Figure 5.17 : Vue de l'alternateur avec le stator modifié ....................................................115 Figure 6.1 : Comparaison des performances de l’alternateur Delcotron 22SI Type 12V-

100A selon le fabricant et selon la méthode de mesure à tension d’excitation constante de 14V sur notre banc d’essai .....................................................................................118

Figure 6.2 : Comparaison des performances de l'alternateur Delcotron 22SI Type12V-100A selon le fabricant et selon la méthode de mesure à courant d’excitation constant de 6A sur notre banc d’essai ..................................................................................................119

Figure 6.3 : Performances de l'alternateur à double bobinage comparées avec celles estimées par simulation et celles de l’alternateur d’origine. .......................................120

ix

Figure 6.4 : Évolution des pertes totales de l’alternateur à double bobinage comparées avec celles de l’alternateur d’origine...................................................................................120

Figure 6.5 : Performances de deux redresseurs MLI en pont complet entrelacés avec loi de commande pseudo-sinusoïdale empirique ..................................................................122

Figure 6.6 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés avec loi de commande pseudo-sinusoïdale empirique ..................................................................123

Figure 6.7 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés avec adaptation de la tension de sortie ................................................................................124

Figure 6.8 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont avec un rapport cyclique fixe...............................................................................................................................125

Figure 6.9 : Performances de deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs, avec adaptation empirique de la tension de sortie ...............................................................126

Figure 6.10 : Performances de deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs avec rapport cyclique fixe....................................................................................................126

Figure 6.11 : Performances de deux redresseurs à diodes configurables en série/parallèle127 Figure 6.12 : Comparaison des courbes de courant obtenues expérimentalement et par

simulation pour un redresseur MLI en pont complet et un redresseur à diodes..........129 Figure 6.13 : Courant de sortie normalisé pour un redresseur MLI en pont complet et un

redresseur conventionnel pour différents courants d’excitation .................................130 Figure 6.14 : Formes d'onde des courants pour deux redresseurs associés à des hacheurs

survolteurs synchrones à une vitesse de 2000rpm et If=6A (Échelle verticale : 60A/div, échelle horizontale : 200s/div) ...................................................................131

Figure 6.15: Formes d'onde des courants pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs entrelacés à rapport cyclique fixe à une vitesse de 2000rpm et If=6A (Échelle verticale : 60A/div, échelle horizontale : 200s/div)....................................132

Figure 6.16 : Performances pour deux redresseurs associés à deux hacheurs survolteur à rapport fixe de 0,5. Commandes synchrones et commandes entrelacées....................133

Figure 6.17 : Vitesse de l’alternateur et du véhicule en fonction du temps pour un cycle combiné EPA US06 et EPA UDDS ............................................................................134

x

Liste des tableaux

Tableau 1.1 : Estimation de la consommation de bord pour un véhicule en 2010-2015........6 Tableau 1.2: Paramètres de l'alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A ...........................19 Tableau 2.1 : Courants de sortie et pertes pour chaque topologie ........................................38 Tableau 3.1 : Performances, nombre et calibre des semi-conducteurs avec estimation de

prix pour chaque topologie............................................................................................70 Tableau 4.1 : Performances, nombre et calibre des semi-conducteurs avec estimation de

prix pour chaque topologie............................................................................................96 Tableau 5.1 : Paramètres de l’alternateur à double bobinage comparés à ceux de

l’alternateur original ....................................................................................................114 Tableau 6.1 : Rapport de réduction entre arbre moteur et arbre roue.................................134 Tableau 6.2 : Puissance au ralenti, puissance moyenne et rendement moyen pour chaque

topologie de redresseur sur le même cycle (EPA US06 et EPA UDDS enchaînés) ...135

Introduction générale

La structure d’un système de génération à bord des véhicules propulsés par un moteur à

combustion interne est maintenant très classique. Ce système utilise une machine

synchrone à rotor bobiné qui est associé à un redresseur à diodes en pont. Cette structure

aura bientôt 50 ans de vie opérationnelle et bien qu’elle ait fait l’objet de multiples

améliorations et optimisations, elle commence maintenant à montrer ses limites. En effet, la

puissance électrique consommée par les différents équipements augmente constamment

depuis les années 80 [1]. La machine synchrone à rotor à griffes, qui est le cœur du système

de génération, devient de plus en plus volumineuse pour suivre la demande de puissance et

commence à avoir des problèmes de refroidissement à cause de son très faible rendement.

L’industrie recherche de nouvelles solutions pour augmenter les performances de la

solution actuelle en utilisant éventuellement de nouvelles structures de machine et

redresseur [27]. Cependant, la génératrice synchrone à griffes est une technologie mature et

économique, et l’industrie automobile reste aussi intéressée à conserver ce type de solution

dans les limites du possible [2].

Les progrès des semi-conducteurs de puissance ont permis d’introduire l’électronique de

puissance dans les applications d’entraînement à vitesse variable avec des avantages

indéniables sur les performances à des coûts de plus en plus raisonnables. En effet, depuis

une décennie, dans la littérature apparaissent des propositions de structures de redressement

à MLI, associés à des alternateurs à rotor à griffes conventionnels qui visent à

l’amélioration des performances. L’introduction de la modulation de largeur d’impulsion

(MLI) présente aussi un inconvénient majeur avec l’introduction de fortes ondulations à

haute fréquence sur le courant de sortie. Ces ondulations peuvent engendrer des problèmes

de compatibilité électromagnétiques ainsi qu’une surchauffe de l’accumulateur et des

câbles si elles ne sont pas suffisamment atténuées [22][14].

2

Ce travail présente une étude comparative de différentes structures et différentes

commandes de redresseur pouvant être associés à un alternateur à rotor à griffes dans le but

d’augmenter la puissance de sortie et le rendement, tout en minimisant l’ondulation du

courant de sortie.

Le Chapitre 1 rappelle brièvement le fonctionnement et les caractéristiques d’un système de

génération d’automobile actuel. Nous proposons ensuite une modélisation du système sous

la forme d’un circuit équivalent qui est validée par des résultats expérimentaux.

Le Chapitre 2 montre plusieurs solutions qui permettent d’augmenter la puissance de sortie

d’un alternateur donné, sans apporter de modifications à la géométrie de la machine. Nous

introduisons le concept de machine à bobinage multiple pour maximiser le courant de sortie

avec des redresseurs fonctionnant à des régimes de vitesses différents.

Le Chapitre 3 introduit différentes topologies de redresseur à MLI qui possèdent des

caractéristiques idéales pour notre application. Pour chaque structure, nous étudions les

différentes techniques de contrôle possibles et nous évaluons leur coût et leurs

performances.

Le Chapitre 4 est consacré à l’étude de l’entrelacement des structures de redressement à

MLI présentées dans le chapitre précédent dans le but de réduire l’ondulation du courant de

sortie.

Le Chapitre 5 décrit dans le détail le banc d’essai que nous avons construit et mis en œuvre

pour réaliser la validation expérimentale.

Le Chapitre 6 présente les résultats expérimentaux des différentes topologies de redresseur

étudiées et une comparaison finale de performances

Equation Section 1

CHAPITRE I

1 Système de génération conventionnel pour

automobile

1.1. Introduction

L’industrie de l’automobile de nos jours emploie presque à l’unanimité le même type de

système de génération pour fournir l’énergie électrique nécessaire aux différents

équipements à bord des véhicules propulsés par un moteur à combustion interne. Dans le

passé, la production d’énergie électrique à bord des voitures était assurée par une machine à

courant continu. À partir des années ‘60, les alternateurs triphasés ont remplacé les

machines DC grâce à l’apparition sur le marché des diodes au silicium. Depuis, la

puissance des équipements électriques a augmenté et quelques améliorations mineures ont

été apportées, mais le principe de fonctionnement, les matériaux et la machine sont restés

presque inchangés.

Ce premier chapitre, présente brièvement l’état de l’art des systèmes de génération actuels.

Il montre ensuite un modèle électrique équivalent simple de type circuit pour analyser les

performances du système de génération et comparer différentes topologies de

convertisseurs électroniques.

4

1.2. Constitution d’un système de génération pour automobile

1.2.1 Principes de fonctionnement

Un système de génération pour automobile est constitué principalement par les éléments

suivants : un alternateur triphasé, un redresseur à diodes, un accumulateur au plomb et un

régulateur. La Figure 1.1 montre un schéma simplifié de ce système.

Figure 1.1 : Schéma simplifié d'un système de génération conventionnel pour automobile

Le courant alternatif triphasé à la sortie de l’alternateur est redressé à l’aide un redresseur à

diodes en pont complet qui est connecté à l’accumulateur. La tension nominale en charge

de l’accumulateur a été jusqu’à présent de 14V mais cette tension devrait être augmentée à

42V à court terme en raison de la multiplication des équipements électriques et de

l’augmentation de la demande de puissance. La tension que l’on retrouve aux bornes de la

batterie dépend fortement de la température ambiante, de l’état de charge, de la puissance

absorbée par les équipements et de l’âge de la batterie. Par exemple, la tension d’un

accumulateur qui a une valeur nominale de 14V à pleine charge vaut environ 13.4V à une

température ambiance de 60°C et environ 16V à 20°C. Le même accumulateur chargé

seulement à 10% a une tension d’environ 10.7V à 60°C et 14V à 20°C.

Le régulateur a pour but principal de maintenir la tension de l’accumulateur constante

indépendamment du régime du moteur thermique, de l’état de charge de la batterie et des

besoins des équipements. Cependant, les variations de tension engendrées par la

température ne peuvent pas être complètement compensées si on veut éviter un stress

excessif de la batterie. La tension de batterie (VDC) est régulée en variant le courant

5

d’excitation de l’alternateur. L’intensité de ce courant se situe normalement au dessous de

10A. La plupart des régulateurs modernes sont de type linéaire en raison de la faible

puissance relative absorbée par l’excitation. Le circuit de régulation/excitation est souvent

alimenté avec un pont de diodes supplémentaire plutôt que directement par l’accumulateur.

Ceci évite de rajouter un interrupteur pour débrancher le régulateur lorsque l’alternateur

n’est pas en rotation afin d’éviter une décharge inutile de la batterie.

Le dimensionnement en puissance d’un alternateur est réalisé en considérant

principalement les critères suivants : la puissance électrique consommée à bord du

véhicule, la capacité de la batterie et les conditions de service. La puissance maximale que

l’alternateur est capable de délivrer est fortement dépendante de sa vitesse de rotation. Par

contre, la consommation de puissance à bord du véhicule est peu influencée par le régime

du moteur thermique. Les seuls équipements électriques d’une certaine importance qui ont

une dissipation de puissance proportionnelle au régime du moteur sont les actionneurs

électromécaniques de soupapes (puissance moyenne de 800W et puissance de pointe

jusqu’à 2.4 kW) qui sont en voie d’introduction. Les autres gros équipements comme le

chauffage de lunette arrière, les phares, les différents feux, essuie-glaces, etc. ont une

requête de puissance bien plus aléatoire. Le Tableau 1.1 montre une estimation de la

puissance consommée à bord d’un véhicule en 2010-2015 [23][26].

Pour satisfaire au pire cas de consommation, on pourrait dimensionner l’alternateur en

fonction de la puissance maximale demandée par tous les équipements pour éviter une

décharge de la batterie lorsque le moteur à combustion est allumé. Cette pointe de

puissance se présente quand tous les équipements électriques sont branchés et que le

moteur thermique est au ralenti. Cependant, cette contrainte de dimensionnement est bien

trop sévère et n’est jamais considérée dans des automobiles puisque elle entraînerait un

surdimensionnement trop important de l’alternateur. En général, on définit une

consommation électrique moyenne pour le véhicule arrêté et une consommation électrique

moyenne pour un véhicule en marche sur un parcours moyen. Ceci donne un cahier des

charge simplifié pour l’alternateur qui définit deux points de fonctionnement particuliers :

le courant IR débité à la vitesse de ralenti R et le courant nominal IN délivré à la vitesse

nominale NN (ou vitesse moyenne sur un parcours moyen). La plage de vitesse d’un moteur

6

à combustion interne est comprise entre 800rpm et 7500rpm environ. L’alternateur est

couplé au moteur à combustion au moyen d’une courroie avec un rapport de transmission

de habituellement 1:2, la plage de vitesse de l’alternateur peut donc s’étendre jusqu’à

15000rpm. Au-dessus d’une certaine vitesse, le courant de sortie atteint la valeur de court-

circuit (ICC) et n’augmente plus. La Figure 1.2 montre une courbe caractéristique d’un

alternateur commercial. Ces courbes sont relevées pour une tension de batterie et une

température bien précises (normalement VDC = 14V et = 25°C).

Tableau 1.1 : Estimation de la consommation de bord pour un véhicule en 2010-2015.

Charge Puissance de

crête [W] Puissance

moyenne [W]

Actionneurs soupapes 2400 800

Ventilateur électrique 800 200

Direction assistée 1000 100

Suspension active 12000 360

Préchauffage du catalyseur 3000 80

Injection d’essence 100 100

Pompe de l’eau 300 200

Feux 450 180

Chauffage lunette arrière 1200 120

Équipement électronique de bord (Radio, navigateur…) 100 100

Total 2240

7

0

20

40

60

80

100

120

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]I R

I N

R N DG

I CC

Figure 1.2 : Courbe caractéristique du courant maximal de sortie en fonction de la vitesse pour un alternateur Delcotron 22SI type12V-100A.

L’accumulateur doit fournir l’énergie électrique lorsque le moteur thermique est arrêté ou

lorsque la puissance consommée est supérieure à la puissance délivrée par l’alternateur. La

capacité de l’accumulateur est dimensionnée principalement à partir de l’autonomie qu’on

veut obtenir avec le moteur thermique éteint tout en gardant une réserve d’énergie

suffisante pour assurer le redémarrage du moteur. Évidemment un surdimensionnement de

la batterie entraine également un surdimensionnement de l’alternateur si on veut pouvoir

recharger cette dernière dans un délai raisonnable [26].

1.2.2 Alternateur à rotor à griffes (ou Lundell)

L’alternateur à rotor à griffes assure la génération d’énergie électrique de la grande majorité

des véhicules propulsés par un moteur à combustion interne en circulation aujourd’hui.

L’alternateur Lundell est une machine synchrone à rotor bobiné avec un enroulement

centralisé. L’enroulement d’excitation est bobiné axialement sur le rotor. Deux pièces

polaires, en forme de griffes, s’emboîtent l’une dans l’autre en enveloppant ainsi

l’enroulement d’excitation pour former une alternance de pôles Nord et de pôles Sud au

niveau de l’entrefer. L’alimentation de cet enroulement est généralement assurée à l’aide

d’un contact glissant réalisé avec deux balais en carbone fixés à la carcasse statorique et

8

deux bagues sur l’arbre du rotor. La Figure 1.3 montre un alternateur Delcotron 22SI

démonté et ses composantes principales.

Le stator est composé de tôles isolées et d’un bobinage triphasé de type ondulé à une seule

couche avec des connexions de phases en triangle ou en étoile. Le nombre de pôles du rotor

est le plus souvent égal à 12 et le stator a une seule encoche par pôle et par phase (36

encoches). Ce choix résulte d’un compromis entre augmentation de puissance et

augmentation des pertes fer. On utilise aussi nombre de pôles entre 14 et 18 pour des

alternateurs de plus grande puissance pour des applications particulières comme les autobus

ou camions.

Figure 1.3 : Alternateur démonté. (a) redresseur de puissance à 6 diodes avec radiateur, (b) redresseur d’excitation, (c) régulateur, (d) porte-balais, (e) flasque postérieure en aluminium, (f) bobinage ondulé,

(g) noyau du stator, (h) flasque frontale en aluminium, (i) ventilateur en aluminium, (j) bagues, (k) enroulement d’excitation, (l) pièces polaires en forme de griffes.

9

L’alternateur Lundell est généralement caractérisé par son facteur de forme avec un

diamètre relativement important par rapport à la longueur. Cette forme permet de

maximiser la puissance pour un volume de matériaux minimal mais facilite aussi la

dissipation thermique. Un ventilateur assure la convection forcée de l’air à l’intérieur pour

garantir un refroidissement suffisant du dispositif électronique et du bobinage.

1.2.3 Redresseur à diodes

Le redresseur se compose généralement de six diodes en pont complet. Le mode de

fonctionnement du redresseur peut varier en fonction de la vitesse de l’alternateur. Quand la

vitesse est très basse, les courants de phase ont une forme quasi-rectangulaire, par

conséquent, pour la plus part du temps, seulement deux diodes sont en conduction au même

temps (conduction discontinue). Ce mode de fonctionnement est similaire à celui que l’on

retrouverait en utilisant le même redresseur alimenté par une source de tension triphasée

sinusoïdale et branché sur une charge purement résistive. À moyenne et haute vitesse, la

tension induite est suffisamment élevée pour passer en conduction continue. Les courants

de phase assument alors une forme presque sinusoïdale et, en tout temps, trois diodes

conduisent simultanément. La Figure 1.4 montre la forme du courant de sortie et du courant

de phase lors du fonctionnement à très basse vitesse. La Figure 1.5 montre ces mêmes

courants lors du fonctionnement à haute vitesse.

10

Figure 1.4 : Courant de sortie et courant de phase lors du fonctionnement à très basse vitesse (1200rpm)

Figure 1.5 : Courant de sortie et courant de phase lors du fonctionnement à haute vitesse (8000rpm)

11

1.2.4 Performances et pertes

La Figure 1.6 montre la puissance de sortie, la puissance absorbée et le rendement d’un

alternateur commercial. On peut immédiatement remarquer l’écart important entre la

puissance absorbée et la puissance électrique fournie. Cet écart s’explique par les

différentes sources de pertes qui sont présentées dans les paragraphes suivants.

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

4000

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Pu

issa

nce

[W

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

Re

nd

eme

nt

Puissance d'entrainement

Puissance de sortie

Rendement

Figure 1.6 : Courbes caractéristiques de puissance et rendement de l'alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A

1.2.4.1. Pertes joules dans le stator

Les pertes joules dans le stator sont généralement les pertes dominantes dans le système de

génération [27]. On peut considérer que le courant de phase est quasi-sinusoïdal sur une

bonne plage de vitesse, mis à part pour des vitesses inférieures ou proches de N. La

puissance dissipée dans le cuivre peut se calculer avec l’expression suivante :

(1.1) 23CuSt St phaseP R I

Avec :

CuStP : Puissance dissipée dans le cuivre du stator

12

StR : Résistance du stator à la température d’opération

phaseI : Valeur efficace du courant de phase

1.2.4.2. Pertes joule dans le rotor

Si on néglige les ondulations introduites par le redresseur, le courant d’excitation peut être

considéré comme continu. Les pertes joules dans le rotor sont alors facilement calculables

comme suit :

(1.2) 2CuRt f fP R I

Avec :

CuRtP : Puissance dissipée dans le cuivre du rotor

fR : Résistance de l’enroulement d’excitation à la température d’opération

fI : Valeur moyenne du courant d’excitation

1.2.4.3. Pertes dans le redresseur à diodes

Si on considère le courant de phase comme sinusoïdal, alors on a en tout temps trois diodes

en conduction. Les pertes dans le redresseur peuvent donc se calculer comme suit :

3diode diodeRed F éq phase phaseP V R I I (1.3)

Avec :

redP : Puissance totale dissipé dans le redresseur

diodeFV : Tension de seuil de la diode

diodeéqR : Résistance série équivalente de la diode

13

1.2.4.4. Pertes fer dans le stator

À courant d’excitation nominal, le stator est complètement saturé pendant les régimes à

basse vitesse puisque le courant de sortie est très faible. Ceci produit d’importantes pertes

magnétiques dans le stator. En augmentant la vitesse tout en gardant la même excitation, la

variation de l’induction dans le stator se réduit grâce à la démagnétisation engendrée par le

courant de sortie qui a augmenté. Cet effet compensatoire fait en sorte que les pertes fer

n’augmentent pas proportionnellement au carré de la vitesse mais plutôt à-peu-près

linéairement [27]. L’évaluation des pertes fer dans le stator est toujours difficile à réaliser et

l’utilisation de modèles simples manque généralement de précision.

1.2.4.5. Pertes fer dans le rotor

Puisque les griffes sont constituées par du fer massif, des courants de Foucault peuvent

circuler avec facilité. Lors du fonctionnement à vide (très basse vitesse) les encoches

modulent le champ (produit uniquement par l’inducteur) dans l’entrefer. Ces pulsations

sont vues par les griffes comme des variations de flux engendrant ainsi des courants de

Foucault. À des vitesses plus élevées, la FMM produite par le stator réduit l’induction dans

l’entrefer mais introduit d’autres harmoniques d’espace. La géométrie des griffes rend aussi

très difficile la modélisation analytique des pertes magnétiques dans le rotor.

1.2.4.6. Pertes mécaniques

Les pertes mécaniques sont produites par le ventilateur, le frottement des balais et des

roulements et les turbulences créées par les griffes. Ces pertes peuvent être estimées par des

expressions analytiques mais une mesure reste la façon plus précise de les quantifier.

1.2.5 Dimensionnement des semi-conducteurs et de l’accumulateur

Le prix des semi-conducteurs dépend principalement du courant et de la tension qu’ils

doivent supporter. Dans le cas des diodes, la tension inverse est donnée par la tension de

batterie laquelle ne devrait jamais dépasser 18V. Cependant, si la batterie est déconnectée

soudainement pendant le fonctionnement, la tension que les diodes doit alors supporter

correspond à la tension à vide de l’alternateur, laquelle peut atteindre 350V. Le circuit de

régulation pourvoira immédiatement à réduire le courant d’excitation mais, à cause de la

14

constante de temps relativement élevé de l’enroulement statorique, la correction n’est pas

instantanée. Pour éviter un surdimensionnement en tension des diodes, souvent on utilise

souvent des dispositifs de protection qui écrêtent la tension pendant le temps nécessaire à

réduire le courant d’excitation de l’alternateur et rétablir la tension nominale. Pour garantir

la survie des équipements de bord, la tension est écrêtée à une valeur de 24V environ [26].

Puisque le dimensionnement en tension des diodes est dépendant uniquement du dispositif

de protection contre les surtensions, dans ce paragraphe nous allons nous intéresser

uniquement au dimensionnement en courant.

1.2.5.1. Hypothèses simplificatrices

L’alternateur est remplacé par une source idéale triphasée, équilibrée, connectée en étoile

qui délivre des courants sinusoïdaux de pulsation . Cette source débite sur un redresseur à

6 diodes idéales relié à une source de tension idéale tel que montré dans la Figure 1.7.

L’intensité de courant délivrée par la source équivaut au courant de court-circuit de

l’alternateur considéré.

Figure 1.7 : Système et courants considérés

1.2.5.2. Courant théorique dans les diodes

Chaque diode est parcourue par une demi-onde. Le courant moyen dans une diode vaut

alors :

15

/ 2

/ 2

1 ˆ cos2

ˆ

D phCC

phCC

I I t

I

d t

(1.4)

Le courant efficace de la diode vaut :

2/ 2

/ 2

1 ˆ cos2

ˆ

2

RMSD phCC

phCC

I I t

I

d t

(1.5)

1.2.5.3. Composante alternative théorique du courant dans la batterie

Le dimensionnement de la capacité de l’accumulateur a été déjà présenté au paragraphe

1.2.1. Dans ce paragraphe nous voulons calculer la composante alternative du courant de

sortie que la batterie doit absorber. Ce courant alternatif contribue à l’échauffement de

l’accumulateur et doit rester dans les limites données par le fabricant.

Le courant efficace à la sortie vaut :

/ 62

/ 6

3 ˆ cos

3 3 2ˆ4

RMSDC phCC

phCC

I I t

I

d t

(1.6)`

Le courant moyen à la sortie vaut :

/ 6

/ 6

3 ˆ cos

ˆ3

DC phCC

phCC

I I t

I

d t

(1.7)

La valeur efficace de la composante alternative du courant de sortie vaut :

16

22

22 3 3 3ˆ2

AC RMSDC DC DC

phCC

I I I

I

6 (1.8)

Pour mieux évaluer l’ordre de grandeur, nous exprimons la composante alternative du

courant de sortie par rapport à sa valeur moyenne. L’équation (1.9) donne le courant de

phase en fonction du courant moyen de sortie.

ˆ3phCC DCI I

(1.9)

On substitue donc (1.9) dans (1.8) :

22 3 3 3

60.042

ACDC DC

DC

I I

I

6

(1.10)

Nous constatons que la composante alternative du courant que l’accumulateur doit

supporter, représente moins de 5% de la valeur moyenne du courant de sortie.

1.3. Modélisation du système de génération

1.3.1 Choix de la méthode de modélisation

Nous avons besoin d’un modèle capable de prédire le comportement de l’alternateur donné

et notamment sa courbe caractéristique du courant de sortie en fonction de la vitesse de

rotation. Un modèle analytique représente la solution la plus rapide en termes de temps de

calcul. Des modèles analytiques appliqués à des alternateurs connectés à un redresseur à

diodes ont déjà été proposés par [4] et [9] et semblent adaptés à notre application.

Cependant, nous souhaitons étudier les performances d’un alternateur branché sur un

redresseur à modulation de largeur d’impulsion. L’utilisation de composants actifs

fonctionnant comme des interrupteurs à fréquence élevée rend le modèle plus complexe et

accroît considérablement le temps de calcul. Une solution numérique qui néglige les effets

de la modulation pour réduire efficacement le temps processeur a été proposée par [10].

17

Dans le cadre de ce travail, nous n’avons pas l’intention de réaliser un outil de conception

qui demande un nombre important d’itérations. Nous devons simplement comparer

différentes topologies de convertisseurs et différentes technique de modulation de la

tension. Par conséquent, nous avons besoin d’une méthode de simulation la plus versatile

possible mais il n’y a pas véritablement de contrainte sur le temps de calcul. Pour cette

raison, nous avons préféré utiliser une méthode de simulation autour du logiciel PSIM qui

permet de reproduire la modulation à haute fréquence de la tension par les interrupteurs.

PSIM, à différence d’autres logiciels analogues, a été conçu spécialement pour la

simulation de circuits de l’électronique de puissance. Ses qualités principales sont la

robustesse, la simplicité d’utilisation et la rapidité dans l’entrée des données et dans le

calcul. Par contre PSIM ne possède pas l’énorme versatilité de Matlab et devient assez

limité pour des applications qui s’éloignent beaucoup de l’électronique de puissance.

1.3.2 Modèle équivalent de type circuit pour l’alternateur

L’alternateur est modélisé selon le modèle de Behn-Eschenburg. La saillance du rotor, la

saturation magnétique dans le fer, les courants induits dans le rotor et les pertes mécaniques

sont négligés. Dans un premier temps, on considère que le courant d’excitation est toujours

maintenu à sa valeur nominale. L’accumulateur est assimilé à une source idéale de tension,

bidirectionnelle en courant, avec une tension égale à sa valeur nominale (14V). Puisque la

tension de l’accumulateur est parfaitement constante, il n’est pas nécessaire de modéliser le

régulateur. Les diodes sont considérées comme idéales avec une chute de tension de 0,8V.

Les pertes par commutations ne sont pas considérées. La Erreur ! Source du renvoi

introuvable. montre une structure équivalente d’un alternateur sans couplages magnétiques

entre phases. Ces couplages sont pris implicitement en compte dans l’expression d’une

inductance L dite inductance cyclique. La résistance R correspond à la résistance DC d’une

phase mesurée à 25°C et multipliée par un coefficient pour tenir compte de la température

de fonctionnement. Dans toutes nos simulations, nous avons supposé que le cuivre se

trouve à une température de 155°C, ce qui correspond à un coefficient de 1,5. Rf correspond

à la résistance équivalente du régulateur qui est déterminée par l’équation suivante :

18

DCf

f

VR

i (1.11)

Les tensions va, vb et vc représentent les FEMs à vide dans chaque phase. Elles sont

considérées comme parfaitement sinusoïdales et d’une amplitude proportionnelle à la

vitesse de rotation. La valeur instantanée de ces tensions est calculée comme suit :

ˆ sina vv pΩ pΩ t (1.12)

2ˆ sin3b vv pΩ pΩ t

(1.13)

2ˆ sin3c vv pΩ pΩ t

(1.14)

Avec :

p : Nombre de paires de pôles

Ω : Vitesse angulaire du rotor en angle mécanique

v : Valeur crête du flux à vide

Figure 1.8 : Modèle circuit d'un système de génération

19

1.3.3 Validation de la méthode de simulation et du modèle équivalent de l’alternateur

1.3.3.1. Identification des éléments du modèle circuit d’un alternateur existant

Pour pouvoir valider notre modèle et nos hypothèses simplificatrices, nous comparons les

résultats obtenus par simulation avec les courbes données par le fabricant d’un alternateur

commercial. D’abord, nous identifions les éléments du circuit équivalent à l’aide de trois

tests [9] :

mesure de la FEM à vide avec courant d’excitation nominal

mesure du courant de court circuit avec courant d’excitation nominal

mesure de la résistance statorique en DC.

Le Tableau 1.2 montre les paramètres de l’alternateur qui nous a servi de référence.

Tableau 1.2: Paramètres de l'alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A

Branchement du bobinage Triangle

Nombre de pôles 12

Nombre d’encoches 36

Resistance à 25°C 0 ] .1 [

Courant d’excitation nominal 6 [A]

Inductance cyclique avec un courant d’excitation de 6A 390 [H]

Valeur crête du flux à vide avec un courant d’excitation de 6A 28.6 [mWb]

l’absence des pertes fer dans la simulation, le fait d’approximer la forme des FEM à une

1.3.3.2. Comparaison des courbes caractéristiques

La Figure 1.9 montre la courbe caractéristique de courant obtenue par simulation et celle

donnée par le fabricant. La simulation a une légère tendance à surestimer le courant de

sortie, en particulier dans la partie centrale de la courbe. Ce résultat s’explique par

20

sinusoïde et les imprécisions dans l’identification de la machine. Malgré ces défauts, on

peut constater que le modèle proposé est capable de fournir une courbe courant/vitesse avec

une précision satisfaisante.

ules dans le stator est évidente, les pertes négligées se révèlent

de deuxième importance.

Sur la Figure 1.9, on peut aussi remarquer que l’absence des pertes fer et des pertes

mécaniques conduit à une importante surestimation du rendement. Pour mieux comprendre

cette différence, nous traçons l’évolution des pertes en fonction de la vitesse, pour le

modèle équivalent retenu. À partir des courbes du fabricant de l’alternateur de référence,

nous pouvons estimer l’importance et la forme de l’ensemble des pertes négligées, c'est-à-

dire les pertes fer dans le rotor, dans le stator et les pertes mécaniques. L’évolution et la

répartition des pertes en fonction de la vitesse sont montrées sur la Figure 1.10. La

prédominance des pertes jo

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

Ren

dem

ent

Vitesse de rotation [rpm]

Courant Fabricant

Courant Simulation

Rendement Fabricant

Rendement Simulation

dFigure 1.9 : Comparaison entre simulation et données u fabricant pour le courant de sortie et le rendement

21

0

200

400

600

800

1000

1200

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Pe

rtes

[W

]

Pj stator

Pj redresseur

Pj rotor

Pertes négligées

Figure 1.10 : Répartition des pertes en fonction de la vitesse selon le modèle circuit comparées à la différence entre les pertes totales données par l’expérience et le modèle circuit

1.4. Conclusion

Le système de génération conventionnel pour automobile a été brièvement présenté et nous

avons proposé un modèle simple pour estimer la courbe caractéristique du courant en

fonction de la vitesse. Ce modèle a été validé avec la courbe fournie par le fabricant d’un

alternateur existant et la précision est satisfaisante pour analyser différentes structures de

convertisseurs et différentes stratégies de commande dans le but d’augmenter sa puissance.

Equation Section 2

CHAPITRE II

2 Solutions pour l’augmentation de la puissance de

sortie d’un alternateur pour automobile

2.1. Introduction

La consommation de puissance électrique à bord des véhicules a augmenté dans les

dernières années et on prévoit que cette tendance continuera dans les années futures [1]. La

Figure 2.1 montre la puissance électrique moyenne installée dans les véhicules au cours des

dernières décennies. Les limites en puissance des systèmes de génération actuels

commencent à être atteintes. Leur faible rendement a un impact non négligeable sur la

consommation de carburant et pose des problèmes pour le refroidissement. Cependant,

l’industrie de l’automobile est assez réticente à abandonner à court terme l’alternateur

Lundell à cause du coût élevé des autres types de machines et des investissements

nécessaires pour modifier l’infrastructure actuelle [2]. Une amélioration du rendement des

systèmes actuels devient donc une voie à privilégier.

Dans ce chapitre, nous présentons quelques solutions qui permettent d’augmenter la

puissance de sortie sans apporter des modifications à la géométrie de la machine et en

conservant un pont redresseur à diodes. Ces solutions se réduisent à modifier le bobinage

de la machine en changeant le nombre de spires ou en reconfigurant le bobinage avec des

interrupteurs. Dans la deuxième partie du chapitre, nous comparons les performances de

différentes topologies de redresseurs à diodes.

23

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

1960 1965 1970 1975 1980 1985 1990 1995 2000 2005 2010

Année

Pu

issa

nce

mo

yen

ne

inst

allé

e [W

]

Figure 2.1 : Puissance moyenne installée à bord des véhicules au cours des dernières décennies [1]

2.2. Adaptation du nombre de spires

L’alternateur Lundell est caractérisé par une grande inductance cyclique par spire. Son

impédance proportionnelle à la vitesse de rotation limite fortement le courant de sortie à

haute vitesse dont la valeur s’apparente au courant de court-circuit. La diminution du

nombre de spires au stator permet une diminution de l’inductance sans apporter de

modification à la géométrie de la machine. Si on maintient la section de cuivre constante, la

variation des paramètres de la machine se déduit des équations suivantes. L’indice 0

indique les paramètres de l’alternateur original.

2 2

0 00 0

, , v

N NL L R R

N N 00

v

N

N

(2.1)

Avec :

L : Inductance cyclique

R : Résistance de phase

24

v : Flux à vide

N : Nombre de conducteurs par encoche

L’alternateur commence à débiter du courant quand la valeur de crête de la tension de ligne

aux bornes du stator est égale à 2DCV . La vitesse de début de génération DG en fonction

du nombre de conducteurs par encoche peut alors s’exprimer comme suit :

00DG DG

N

N (2.2)

Pendant le fonctionnement à haute vitesse la réaction d’induit est constante et par

conséquent, le courant de court-circuit CCI en fonction du nombre de conducteur par

encoche vaut :

00CC CC

NI I

N (2.3)

À haute vitesse, on peut supposer que les pertes fer et les pertes joules ne sont pas

influencées par le nombre de conducteurs par encoche puisque la réaction d’induit et la

section totale de cuivre sont maintenues constantes. On peut alors exprimer les pertes en

fonction de la puissance de sortie et du rendement comme suit :

00

0

sortiepertes sortie

PP

P (2.4)

La puissance maximale de sortie est proportionnelle au courant de court-circuit, par

conséquent, à haute vitesse, la puissance de sortie en fonction du nombre de conducteurs

par encoche vaut :

00sortie DC CC

NP V I

N (2.5)

Si on néglige les pertes mécaniques, le rendement à haute vitesse peut s’exprimer par :

25

sortie

sortie pertes

P

P P

(2.6)

Substituant (2.4) et (2.5) dans (2.6) on obtient :

0 0

0 0 01

N

N N

(2.7)

Pour montrer l’influence de la variation du nombre de spires sur les caractéristiques de

sortie, nous recalculons les paramètres de l’alternateur de référence en supposant qu’on a

deux fois moins de spires au stator. La Figure 2.2 montre les courbes de courant et des

pertes pour un alternateur donné lorsqu’il est respectivement avec N spires et avec N/2

spires. On peut remarquer qu’une fois dépassée la vitesse de 2500rpm, l’alternateur

rebobiné avec deux fois moins de spires fournit plus de courant avec moins de pertes joules

dans le stator. Le rendement du système est ainsi remarquablement accru. On constate aussi

que la puissance de sortie à haute vitesse est deux fois plus élevée avec N/2, sans aucune

perte Joule supplémentaire. Cependant, ce gain de puissance se paye avec une vitesse de

début de génération qui est deux fois plus élevée. En effet, à la vitesse de ralenti de

1800rpm, le nouvel alternateur ne fournit plus aucun courant et ne respecte donc plus le

cahier des charges du système de génération. Il existe donc un compromis entre les

performances à haute vitesse et la vitesse de début de génération.

26

0

40

80

120

160

200

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

Pe

rtes

jou

les

sta

tor

[W]

Courant avec N spires

Courant avec N/2 spires

Pj stator avec N spires

Pj stator avec N/2 spires

Figure 2.2 : Courant de sortie et pertes joules dans le stator pour une même machine bobinée avec N spires et N/2 spires.

2.3. Reconfiguration du bobinage

Le paragraphe précédent montre qu’on a intérêt à utiliser un nombre de spires élevé à basse

vitesse et un nombre de spires faible à haute vitesse. Il faudrait donc reconfigurer le

bobinage de la machine en fonction de la vitesse. On peut envisager une division du

bobinage en deux parties avec un nombre de spires égal et associer chaque partie à un

système d’interrupteurs pour effectuer une connexion série/parallèle des bobines d’une

même phase. Cette approche permet d’obtenir les mêmes courbes présentées à la Figure

2.2, suivant l’état des interrupteurs. Le principal inconvénient de cette méthode est lié au

nombre d’interrupteurs qui s’élève à 9 comme le montre la Figure 2.3(a). De plus, ces

interrupteurs doivent être bidirectionnels en courant et tension.

27

Y Y

Figure 2.3 : (a) Reconfiguration du bobinage série/parallèle, (b) reconfiguration du bobinage triangle/étoile

Une connexion étoile/triangle, comme montré sur la Figure 2.3(b), permet une économie

d’interrupteurs. On peut constater que le gain sur la puissance de sortie à haute vitesse est

moins important. La Figure 2.4 montre les courbes de courant et pertes joules dans le stator,

pour le même alternateur configuré en étoile et en triangle.

0

40

80

120

160

200

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

Pe

rtes

jou

les

sta

tor

[W]

Courant connexion étoile

Courant connexion triangle

Pj stator connexion étoile

Pj stator connexion triangle

Figure 2.4 : Courant de sortie et pertes joules dans le stator pour la même machine connectée en étoile et connectée en triangle.

28

La nécessité d’utiliser des interrupteurs bidirectionnels entraine plusieurs problèmes. On

peut envisager d’utiliser des relais électromécaniques mais ils manquent de fiabilité à long

terme en raison du niveau de courant. Dans le cas de semi-conducteurs, la réalisation

d’interrupteurs bidirectionnels introduit des chutes de tension trop importantes et des

circuits de pilotage à complexité élevée. Pour ces raisons, les reconfigurations

étoile/triangle et série/parallèle, telles que présentées, ne sont pas employées à l’heure

actuelle par l’industrie de l’automobile.

Un autre type de reconfiguration qui nécessite juste deux interrupteurs unidirectionnels a

été proposée par [11]. Une version simplifiée de cette solution est montrée à la Figure 2.5.

Figure 2.5 : Reconfiguration de bobinage à point milieu

Pendant le fonctionnement à basse vitesse, les deux interrupteurs Q1 et Q2 son fermés. Le

bobinage est exploité au complet. Puisque la tension appliquée au redresseur basse-vitesse

est toujours supérieure à celle appliquée au redresseur haute-vitesse, les diodes de ce

dernier sont toujours polarisées à l’envers. Quand Q1 et Q2 sont ouverts, seulement la

moitié du bobinage de la machine est utilisée. L’inductance est donc divisée par quatre

mais la résistance est divisée uniquement par deux. Les caractéristiques de sortie sont

montrées dans la Figure 2.6. Le courant de sortie à haute vitesse est effectivement doublé

mais les pertes joules dans le stator sont aussi doublées. Dans ce cas, une utilisation

prolongée en mode « haute vitesse » entraine une surchauffe destructive de l’alternateur.

29

Néanmoins ce type d’approche peut offrir certains avantages pour améliorer le rendement

d’un système de génération conventionnel, à puissance égale [11].

0

40

80

120

160

200

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

400

800

1200

1600

2000

2400

Per

tes

jou

les

sta

tor

[W]

Courant alternateur référence

Courant alternateur reconfigurable

Pj stator alternateur référence

Pj stator alternateur reconfigurable

Figure 2.6 : Comparaison des performances entre un alternateur avec reconfiguration à point milieu et l’alternateur de référence

2.4. Machine à bobinage multiple

Nous avons choisi d’appeler « machine à bobinage multiple », une machine qui a plusieurs

bobinages triphasés indépendants sans aucun couplage magnétique entre eux. On peut

réaliser cette machine en répartissant chaque bobinage triphasé sur une portion angulaire

unique du stator. Si on a m bobinages triphasés, chaque bobinage sera reparti sur un angle

mécanique de 2 / m . On peut ensuite connecter chaque bobinage à un redresseur

indépendant. Une structure à bobinage simple peut être transformée en structure à bobinage

multiple si le nombre de paires de pôles p respecte la condition suivante :

p mn avec n : nombre entier

À titre d’exemple, nous considérons une machine triphasée à 4 pôles avec un stator à 6

encoches et un bobinage concentré. Chaque phase est réalisée par une connexion en série

de deux bobines. La Figure 2.7(a) montre le schéma du bobinage simple. En défaisant la

30

connexion série, on obtient deux systèmes triphasés identiques et indépendants (Figure

2.7(b)). Dans ce cas, le couplage magnétique entre les deux bobinages triphasés est très

faible.

Figure 2.7 : (a) Bobinage triphasé simple, (b) Double bobinage triphasé

Les paramètres électriques de la nouvelle machine peuvent être déterminés à partir des

anciennes valeurs en utilisant les équations suivantes :

2 2

0 0

0 0

, ,m mv

N L N R NL R

N m N m N m0

0

m v

(2.8)

L’utilisation d’une structure à plusieurs bobinages indépendants permet de reproduire

l’ensemble des points de fonctionnement de différentes courbes, moyennant l’utilisation de

redresseurs adaptés. Si on prend 2 m , il est possible d’optimiser le premier bobinage

pour la basse vitesse et le deuxième pour la haute vitesse en choisissant adéquatement le

nombre de spires dans chaque bobinage, tout en conservant la même quantité de cuivre par

encoche. Par exemple, on peut utiliser un nombre de spires égal à N0 pour le premier

bobinage et N0/2 pour le deuxième comme montré sur la Figure 2.8. La Figure 2.9 montre

l’effet de ces modifications en comparant les caractéristiques de sortie de l’alternateur de

référence et de l’alternateur rebobiné. On peut remarquer que nous avons réussi à

augmenter le courant de sortie à haute vitesse tout en gardant la vitesse de début de

génération. Cependant, jusqu’à la vitesse de 2500rpm, l’alternateur rebobiné fournit une

puissance de sortie inférieure.

Il n’existe pas de combinaison de nombre de spires et de nombre de bobinages qui permette

de gagner sur toutes les portions de la courbe par rapport à l’alternateur de référence.

31

Néanmoins, l’utilisation d’un bobinage multiple permet de modifier la forme de la courbe

caractéristique qui autrement tendrait vers une allure à puissance constante. Toutefois cet

avantage n’est pas si intéressant dans le cas des systèmes de génération pour automobile.

Figure 2.8 : Alternateur à bobinage multiple avec un nombre de spires égal à N0 pour le premier bobinage et N0/2 pour le deuxième.

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

1800

Pe

rtes

jou

les

sta

tor

[W]

Courant 1 bobinage

Courant 2 bobinages

Pj stator 1 bobinage

Pj stator 2 bobinages

Figure 2.9 : Comparaison des performances entre un alternateur à bobinage multiple et l’alternateur de référence

Le bobinage multiple permet de réaliser d’une façon simple et relativement économique la

reconfiguration série/parallèle tel que montré sur la Figure 2.10. Ce système nécessite deux

diodes supplémentaires et un interrupteur unidirectionnel en courant et tension. Lors du

32

fonctionnement à basse vitesse, les deux redresseurs sont connectés en série en fermant Q1.

Ce dernier est alors traversé par la totalité du courant iDC et la chute de tension introduite

par le redressement vaut quatre fois la tension de polarisation des diodes (VF). Quand Q1

s’ouvre, les sorties des redresseurs sont connectées en parallèle à l’aide des diodes D1 et

D2. Chaque pont redresseur est traversé par la moitié du courant iDC. La chute de tension

totale introduite par le redressement vaut alors 3VF. On peut remarquer que l’ouverture de

Q1 s’effectue sans arc puisque la roue libre est assurée par les diodes D1 et D2. Par

conséquent, l’interrupteur actif peut aussi bien être implémenté à l’aide d’un transistor

électronique autant qu’un simple relais électromécanique.

on dans

le redresseur qui est plus importante en raison du nombre accru de diodes en série.

La Figure 2.11 montre les courbes du courant et des pertes. On peut remarquer une faible

diminution du courant de sortie par rapport à la courbe de référence de l’alternateur

d’origine, entre 1000 et 2500rpm. Cette diminution s’explique par la chute de tensi

Figure 2.10 : Alternateur à bobinage multiple avec un nombre de spires de N0/2 pour les deux bobinages et reconfiguration série/parallèle

33

0

40

80

120

160

200

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

Pe

rtes

jou

les

sta

tor

[W]

Courant 1 bobinage

Courant 2 bobinages

Pj stator 1 bobinage

Pj stator 2 bobinages

Figure 2.11 : Comparaison des performances entre un alternateur à bobinage multiple avec reconfiguration série/parallèle et l’alternateur de référence

2.5. Structures de redresseur

2.5.1 Redresseur à quatre branches

Si l’alternateur est bobiné en étoile, une branche supplémentaire de diodes peut être

connectée au neutre de l’étoile comme montré dans la Figure 2.12. L’ajout de la quatrième

branche permet d’extraire de la puissance liée au troisième harmonique de force

électromotrice induite. L’augmentation de puissance et du rendement, dans le cas de

générateurs synchrones à vitesse fixe, a été démontrée par [20].

34

Figure 2.12 : Alternateur avec neutre connecté à une quatrième branche du redresseur

Dans un alternateur Lundell, le troisième harmonique de tension est dû principalement à la

distorsion du flux dans l’entrefer causée par la réaction d’induit. L’importance du troisième

harmonique est négligeable à basse vitesse et maximale à haute vitesse. Nous pouvons

évaluer les gains apportés par cette solution à l’aide du modèle présenté au chapitre 1.3.

Auparavant, nous avons considéré les tensions va, vb et vc comme parfaitement sinusoïdales

mais, pour l’occasion, nous rajoutons un troisième harmonique avec une amplitude de 0,3

fois celle de la fondamentale. Les trois tensions de phase sont alors exprimées comme suit :

0 sin 0.3sin 3a r r rv p p t p t (2.9)

0

2sin 0.3sin 3

3b r r rv p p t p t

(2.10)

0

2sin 0.3sin 3

3c r r rv p p t p t

(2.11)

La Figure 2.13 montre le résultat d’une simulation d’un même alternateur qui est connecté

à un redresseur à 6 diodes ou à un redresseur à 8 diodes. La présence du troisième

harmonique n’a aucune influence sur la courbe caractéristique de l’alternateur si ce dernier

est branché à un redresseur à trois branches. Par contre, si le même alternateur est branché à

un redresseur à quatre branches, on constate une augmentation de 6% sur le courant de

35

sortie, à vitesse maximale. Malgré cette augmentation de la puissance de sortie, les pertes

joules dans le stator n’augmentent pas significativement.

En dessous de 2500rpm environ, la présence de la quatrième branche n’a aucune influence

sur le fonctionnement. En effet les deux diodes supplémentaires restent bloquées tant que

l’amplitude du troisième harmonique ne dépasse pas la tension de batterie.

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

300

600

900

1200

1500

1800

2100

Pe

rtes

jou

les

sta

tor

[W]

Courant avec 6 diodes

Courant avec 8 diodes

Pj avec 6 diodes

Pj avec 8 diodes

Figure 2.13 : Comparaison des performances entre redressement à 8 diodes et redressement à 6 diodes

Cette solution est économique et ne nécessite pas forcement un redimensionnement de la

machine. Cependant, le gain en puissance est faible et se limite uniquement à la haute

vitesse.

2.5.2 Redresseur à une demi-onde

L’utilisation d’un redresseur à une seule demi-onde permet d’économiser trois diodes mais

change radicalement le comportement du système de génération. L’alternateur doit être

bobiné en étoile et le neutre connecté directement à la batterie comme montré sur la Figure

2.14.

36

Figure 2.14 : Alternateur connecté à un redresseur à une demi-onde

La Figure 2.15 montre les courants de phase et le courant de sortie pour un alternateur avec

des FEM parfaitement sinusoïdales. On peut remarquer que les courants de phase sont

unidirectionnels et discontinus. Le cuivre de la machine n’est pas exploité en permanence

contrairement au fonctionnement avec un redresseur à pont complet. L’ondulation du

courant de sortie est plus élevée et la fréquence de pulsation est divisée par deux. Les

ondulations de couple sont aussi plus importantes.

Figure 2.15 : Courants de phase (en haut) et courant de sortie (en bas) pour un alternateur tournant à 3000rpm et connecté à un redresseur à 3 diodes.

37

Puisque le neutre est directement connecté à la batterie, il est possible d’extraire aussi la

puissance du troisième harmonique. Avec la simulation, nous pouvons comparer les

courbes de sortie et les pertes joules d’un alternateur à FEM sinusoïdale et d’un alternateur

avec un troisième harmonique dont l’amplitude est égale à 0,3 fois celle de la composante

fondamentale, comme montré au paragraphe 2.5.1. La Figure 2.16 montre les courbes ainsi

obtenues comparées à celle du même alternateur connecté à un redresseur conventionnel.

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

Pe

rtes

jou

les

sta

tor

[W]

Courant 6 diodesCourant 3 diodesCourant 3 diodes + harm.3Pj stator 6 diodesPj stator 3 diodesPj stator 3 diodes + harm.3

Figure 2.16 : Comparaison des performances entre redresseur à 6 diodes et redresseur à 3 diodes

Le gain en courant de sortie à haute vitesse est évident. Encore une fois, ce gain se paye par

une augmentation de la vitesse de début de génération et des pertes joules. Le fait

d’exploiter la machine avec des courants unidirectionnels change sensiblement la forme de

la courbe caractéristique de l’alternateur : la pente est plus faible et le plateau se situe bien

en dehors de la plage de vitesse utile. Le faible coefficient d’utilisation du cuivre et la

courbe caractéristique trop aplatie font en sorte que cette solution n’est pas intéressante

pour la génération automobile.

2.6. Comparaison des structures

Les résultats obtenus dans ce chapitre sont résumés sur le Tableau 1.1Tableau 2.1. Il faut

noter que les valeurs numériques montrées ci-dessous restent à titre qualitatif puisque les

solutions présentées dans ce chapitre ont, dans la plus part des cas, une marge

38

d’amélioration et optimisation. Tous ces résultats ont été obtenus par simulation avec un

modèle équivalent simplifié de l’alternateur qui néglige les phénomènes de saturation

magnétique et de saillance variable. Le Tableau 2.1 montre l’amplitude du courant de sortie

pour deux points caractéristiques des systèmes de génération d’automobile conventionnels :

la vitesse de ralenti (1800rpm dans notre cas) et la vitesse de croisière (8000rpm dans notre

cas). La vitesse de début de génération et les pertes Joules à la vitesse de croisière sont

aussi indiquées.

Tableau 2.1 : Courants de sortie et pertes pour chaque topologie

Alt

erna

teur

ori

gina

l

Rec

onfi

gura

tion

ét

oile

/tri

angl

e

Rec

onfi

gura

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à

poin

t mil

ieu

Bob

inag

e m

ulti

ple

avec

N +

N/2

Bob

inag

e m

ulti

ple

séri

e/pa

rall

èle

Red

ress

eur

à 4

bran

ches

Red

ress

eur

à un

e de

mi-

onde

Red

ress

eur

à un

e de

mi-

onde

+ h

arm

3

Vitesse de début génération [rpm]

950 950 950 1000 1000 950 1850 1850

Courant de sortie à 1800rpm [A]

75 75 75 35 61 75 0 0

Courant de sortie à 8000rpm [A]

113 195 217 168 222 120 195 215

Pertes Joules stator à 1800rpm [W]

1164 1108 2051 1124 1072 1161 1303 1514

2.7. Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons brièvement présenté quelques solutions pour augmenter la

puissance de sortie. Ces variantes concernent principalement le bobinage de la machine et

la topologie du redresseur à diodes. Aucune modification n’a été apportée à la géométrie de

la machine. Il existe évidemment d’autres approches pour améliorer la puissance de

l’alternateur comme par exemple l’optimisation de la géométrie des griffes, l’utilisation

d’aimants permanents additionnels ou l’ajout d’amortisseurs sur le rotor. Cependant nous

39

avons volontairement négligées les solutions concernant des modifications de la structure

de l’alternateur Lundell car elles ne font pas l’objet de cette étude.

Pour l’instant, nous nous sommes limités à présenter des redresseurs à diodes mais

l’utilisation de redresseurs contrôlés rajoute un degré de liberté supplémentaire. L’étude de

ces structures de redressement à modulation de largeur d’impulsion (MLI) est détaillée

dans le chapitre suivant.

Equation Section 3

CHAPITRE III

3 Structures de redressement à transistors à

fonctionnement MLI

3.1. Introduction

Dans le chapitre précédent, nous avons montré qu’il existe plusieurs solutions relativement

simples pour accroître le courant de court-circuit d’un alternateur conventionnel et

augmenter la puissance à la sortie. Toutefois, ces solutions entrainent souvent une perte de

performances lors du fonctionnement à basse vitesse. Nous avons montré qu’avec un

redresseur à diodes, les reconfigurations de bobinage restent les seules solutions pour

garantir le fonctionnement à basse vitesse. Cependant, il est aussi possible d’envisager

l’utilisation d’un redresseur contrôlé pour rattraper les performances à basse vitesse.

Dans ce chapitre, nous analysons le fonctionnement de trois topologies de redresseurs à

modulation de largeur d’impulsion dont on a déjà démontré l’intérêt pour une éventuelle

intégration dans un système de génération d’automobile. Ces trois structures ont l’avantage

de ne nécessiter aucun élément de stockage d’énergie supplémentaire, comme des

inductances ou des capacités. Les autres types de convertisseurs qui comportent des

éléments de stockage ou de transformateurs comme ceux présentés dans [2] et [15] ne

semblent pas adaptés pour une application de génération automobile, en raison de leur coût

et de leur mode de fonctionnement. C’est pourquoi, nous avons choisi de ne pas les

considérer dans le cadre de notre étude

41

3.2. Redresseur MLI en pont complet

Le redresseur MLI en pont complet est réversible en courant et utilise des interrupteurs

commandés au lieu des diodes. Il a exactement la même structure qu’un onduleur MLI en

pont complet. Pour permettre la continuité de circulation courant dans les inductances de la

machine et éviter des dangereuses surtensions, il faut associer chaque interrupteur actif à

une diode montée "tête-bêche". La Figure 3.1 montre un pont MLI en pont complet intégré

dans un système de génération d’automobile. La réversibilité en courant de cette structure

permet d’utiliser l’alternateur en mode générateur autant qu’en mode moteur. Cette

propriété est particulièrement intéressante si on souhaite réaliser un alternateur/démarreur

[28][27].

Figure 3.1 : Redresseur MLI en pont complet

La modulation par largeur d’impulsion provoque un hachage et des discontinuités de

courant dans le bus continu à la sortie du redresseur. Ces sauts brusques de courant de

grande amplitude génèrent du bruit à haute fréquence qui pose des problèmes de

compatibilité électromagnétique et qui peut perturber tous les équipements électriques à

bord et même aux alentours [22]. Le rapport entre la valeur efficace et la valeur moyenne

du courant de sortie est important et dégrade le rendement avec une augmentation

significative de pertes joules dans les câbles et l’accumulateur pour une puissance donnée.

Ces pertes supplémentaires dans l’accumulateur augmentent aussi sa température interne et

diminuent sa durée de vie [14]. Il est donc impératif de filtrer le courant à la sortie du

redresseur en insérant un condensateur de grande valeur.

42

Il est à noter qu’avec cette structure, si on dispose d’interrupteurs actifs bidirectionnels en

courant, notamment des MOSFETs, il est possible d’effectuer du redressement synchrone.

L’interrupteur actif est amorcé lorsque la diode de roue libre à lui associée commencerait à

conduire et bloqué lorsque le courant le traversant s’annule. Ce type de commande ne se

peut plus considérer comme MLI et nécessite d’un détecteur de passage par zéro du courant

dans chaque interrupteur actif. L’avantage principal de cette commande est la réduction des

pertes dans le redresseur dues à la chute de tension intrinsèque, indépendant du courant, des

diodes. Évidemment ceci est possible uniquement à condition d’utiliser des MOSFETs avec

une RDSon suffisamment faible.

3.2.1 Technique de contrôle

Nous voulons utiliser un redresseur contrôlé pour augmenter la puissance de sortie sur la

zone de basse vitesse de l’alternateur pour laquelle un redresseur à diodes est le moins

performant. Il est possible d’illustrer ces différences de fonctionnement en utilisant un

modèle de Behn-Eschenburg pour une phase de la machine (Figure 3.2).

Figure 3.2 : Modèle de Behn-Eschenburg

Si on néglige les pertes joules dans le stator et si on appelle , l’angle entre la force

électromotrice E et la tension de phase , on peut exprimer la puissance de sortie par SV

[25] :

3

sinS

S

EVP

X (3.1)

On constate que la puissance atteint une valeur maximale lorsque l’angle est égal à 90°.

43

La caractéristique principale d’un redresseur à diodes conventionnel est d’imposer le

courant SI en phase avec la tension . Dans ce cas, l’angle sera toujours inférieur à 90°

et la puissance ne sera jamais maximale comme on peut voir sur la

SV

Figure 3.3a. Par contre,

lors du fonctionnement à haute vitesse, la force magnétomotrice E devient très importante

par rapport à la tension et l’angle se rapproche de la valeur optimale pour maximiser

la puissance de sortie (

SV

Figure 3.3b).

Figure 3.3 : Diagrammes de phase (a) Alternateur connecté à un redresseur à diode lors du fonctionnement à basse vitesse, (b) Alternateur connecté à un redresseur à diode lors du

fonctionnement à haute vitesse

La Figure 3.4 montre le diagramme de phase pour un alternateur fonctionnant à puissance

maximale et angle optimal.

Figure 3.4 : Diagramme de phase pour un alternateur à puissance maximale

Il est possible de commander un redresseur MLI en pont complet idéal pour qu’il se

comporte comme une source de tension triphasée. Il se prête donc bien à une commande à

angle optimal pour la maximisation de la puissance de sortie à n’importe quelle vitesse.

À partir du modèle de Behn-Eschenburg et des paramètres mesurés sur l’alternateur

existant, nous calculons les valeurs d’angle et de tension optimales du redresseur MLI pour

maximiser la puissance de sortie à différentes vitesses de fonctionnement. Le résultat est

présenté sur la Figure 3.5. Au-delà d’une certaine vitesse, il n’est plus possible d’imposer la

tension optimale aux bornes des phases de la machine puisque on est limité par la tension

44

de batterie. Dans le cas présenté, nous avons imposé une commande purement sinusoïdale

pour en limitant son amplitude maximale en fonction d’une tension de batterie de14V. SV

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Ten

sio

n V

s [V

rms]

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

An

gle

th

éta

[°]

Tension Vs

Angle theta

Figure 3.5 : Tension efficace Vs et angle théoriques à appliquer pour un fonctionnement à puissance maximale d’un alternateur Delcotron 22SI type 12V-100A

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

Per

tes

Jo

ule

s [

W]

Idc Redresseur à diodes

Idc Redresseur MLI sinus

Pj Redresseur à diodes

Pj Redresseur MLI sinus

Figure 3.6 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur MLI à pont complet avec modulation sinusoïdale

45

À l’aide de la simulation numérique avec PSIM et le modèle présenté au chapitre 1.2.5,

nous pouvons évaluer les performances d’un redresseur MLI à pont complet connecté à un

alternateur, en appliquant la loi de commande précédente. La Figure 3.6 montre la

comparaison des courants de sortie et des pertes joules en fonction de la vitesse dans le cas

d’un redresseur MLI en pont complet et d’un redresseur à diodes connectés au même

alternateur.

Nous pouvons remarquer que l’utilisation du redresseur MLI au lieu d’un redresseur à

diodes conventionnel, permet une augmentation du courant de sortie à très basse vitesse.

Néanmoins, on constate aussi une augmentation des pertes joules sur toute la plage de

vitesse et une diminution de la puissance de sortie à vitesse élevée.

Cette augmentation des pertes joules s’explique principalement par l’augmentation de la

valeur efficace des courants de phase avec la loi de commande retenue. En effet, la

maximisation de la puissance de sortie résulte d’une maximisation du courant dans la

machine [31]. Il y a aussi une contribution mineure aux pertes qui est liée à l’utilisation

d’une MLI et qui entraîne une circulation de courants harmoniques à haute fréquence

La réduction de la puissance à haute vitesse est liée à la forme de la tension de phase .

Nous avons choisi d’imposer toujours une forme sinusoïdale avec la modulation. Dans ce

cas, la valeur efficace maximale de la tension de phase est égale à

Sv

2 2DC

S

Vv alors qu’un

redresseur à diodes permet d’imposer une valeur efficace égale à 2DCV

, avec une forme de

tension rectangulaire. Il est possible de s’approcher du fonctionnement avec des diodes en

rajoutant des harmoniques impairs dans la tension sv avec un redresseur MLI. Cependant,

la loi de commande précédente n’est plus valable. La Figure 3.7 montre le courant de sortie

et les pertes joules d’un redresseur MLI qui utilise une modulation sinus avec ajout du

troisième harmonique. On peut remarquer que le courant de sortie à haute vitesse se

rapproche de celui délivré par le redresseur à diodes. Il est possible aussi de reproduire le

fonctionnement et les performances des diodes en utilisant une modulation purement

46

rectangulaire. Cependant, il n’y a pas d’augmentation du courant de sortie à haute vitesse

[11][12].

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

Per

tes

Jo

ule

s [

W]

Idc Redresseur à diodes

Idc Redresseur MLI harm3

Pj Redresseur à diodes

Pj Redresseur MLI harm3

Figure 3.7 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur MLI à pont complet avec modulation sinusoïdale et ajout du troisième harmonique

3.2.2 Composantes additionnelles associées à l’utilisation d’un redresseur MLI

Une utilisation optimale d’un redresseur MLI en pont complet implique l’emploi de

composantes supplémentaires par rapport au redresseur à diodes conventionnel. Il s’agit

d’un filtre passe-bas et d’un capteur de position.

Le filtre passe-bas sert à réduire le stress de l’accumulateur et permettre la conformité avec

les normes de compatibilité électromagnétique. La solution la plus simple et commune est

de rajouter une capacité Cf aux bornes du redresseur et une inductance fL en série (cette

dernière peut aussi tout simplement représenter l’inductance parasite des câbles). [30]

présente une méthode simplifiée dite « du premier harmonique » pour le dimensionnement

de ce type de filtre. Cependant, la mise en œuvre d’une méthode générale de

dimensionnement est difficilement envisageable en raison de la forte dépendance des

paramètres du filtre suivant la structure du redresseur et les paramètres propres au système

47

concerné. Pour cette raison, nous n’avons pas mené d’étude approfondie pour le

dimensionnement du filtre de sortie sachant que notre objectif est de comparer différents

types de redresseur. Nous nous contentons simplement d’évaluer l’intensité du courant que

ce filtre est supposé supprimer pour compléter cette étude comparative.

Pour pouvoir imposer un angle optimal, il est nécessaire de connaitre la position

angulaire de la tension induite . La solution la plus simple pour acquérir cette

information est de placer un capteur de position sur le rotor. Cependant l’utilisation de ce

dernier n’est pas envisageable dans l’industrie de l’automobile à cause de son prix qui est

trop élevé. Une solution moins couteuse consiste à estimer la position du rotor en mesurant

le troisième harmonique de tension entre un neutre artificiel et le point neutre du bobinage

en étoile de l’alternateur

E

[24][31][11]. Cette méthode nécessite des ressources

supplémentaires en terme de puissance de calcul et offre une faible fiabilité lors d’un

fonctionnement à basse vitesse.

3.2.3 Dimensionnement des semi-conducteurs de puissance

Le prix relativement élevé des semi-conducteurs de puissance est le principal obstacle pour

une utilisation massive d’un nouveau type de redresseur dans l’industrie de l’automobile.

Pour pouvoir évaluer l’augmentation de prix d’une nouvelle configuration par rapport à un

redresseur à diodes, nous calculons le calibre des interrupteurs. Comme expliqué au

paragraphe 1.2.5, le calibre en tension est donné par le dispositif de protection contre les

surtensions. Par conséquent nous nous intéressons uniquement au dimensionnement en

courant. La méthode de calcul proposée est basée principalement sur [13].

3.2.3.1. Hypothèses simplificatrices

L’alternateur est remplacé par une source idéale triphasée, équilibrée, connectée en étoile

qui délivre des courants sinusoïdaux de pulsation . Cette source débite sur un redresseur

MLI à pont complet composé de 6 diodes idéales et de 6 interrupteurs idéaux. L’intensité

de courant délivrée par la source équivaut au courant de court-circuit de l’alternateur

considéré. Le redresseur est commandé avec une modulation sinusoïdale. À la sortie du

48

redresseur, on a connecté une source de tension continue idéale (Figure 3.8). On appelle

l’angle de décalage entre un courant de phase i et la tension simple de la même phase. Sv

iD1

iDC

ic

iQ1

vSa

vSb

vSc

ib

ia

Q1 D1 Q2 Q3

Q4 Q5 Q6D4 D5 D6

D2 D3

VDC

Figure 3.8 : Structure du montage simplifiée

Figure 3.9 : Tensions de référence

La Figure 3.9 montre la forme des signaux de référence qui sont appliqués pour la

modulation à largeur d’impulsion aux trois branches du redresseur. La valeur moyenne des

tensions , et est une image des trois tensions de référence , et . La

pulsation électrique

Sav Sbv Scv 'Sav 'Sbv 'Scv

est égale à la vitesse angulaire du rotor de l’alternateur multipliée

par le nombre de paires de pôles, c’est-à dire p . Les tensions de phase sont générées en

modulant complémentairement les deux interrupteurs de chaque branche avec un rapport

cyclique variant sinusoïdalement dans le temps, à la pulsation . Le rapport cyclique à 1Qr

49

appliquer à l’interrupteur pour obtenir la tension est donné par 1Q Sav (3.2) alors que le

rapport cyclique à appliquer à l’interrupteur complémentaire est donné par 4Q (3.3).

1

1 sin( )t

2Q

kr t

(3.2)

4

1 sin(k )t

2Qr t

(3.3)

k représente l’indice de modulation qui est donné par (3.4) [24]. varie entre 0 et 1. Des

valeurs supérieures à l’unité font en sorte que les tensions ne sont plus sinusoïdales.

k

Sv

ˆ2 S

DC

vk

V (3.4)

Nous prenons pour référence les interrupteurs du bas; , et . Les rapports

cycliques nécessaires pour exprimer et de la

1Q 2Q 3Q

Sbv Scv Figure 3.1 sont donnés par (3.5) et

(3.6).

2

21 sin(k t )

32Qr t

(3.5)

3

21 sin(k t )

32Qr t

(3.6)

Les courants de phase peuvent être exprimés comme suit :

ˆ sina phCCi t I t (3.7)

2

3t

ˆ sinb phCCi t I

(3.8)

2

3t

ˆ sinc phCCi t I

(3.9)

50

Avec :

: Angle de déphasage entre la tension simple et le courant de phase.

ˆphCCI : Valeur de crête du courant de phase au court-circuit

3.2.3.2. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans une diode

La valeur moyenne du courant dans la diode peut s’exprimer comme suit : 1D

1 1

11

2D a QI i r t d

t

(3.10)

En substituant (3.2) et (3.7) dans (3.10) on obtient :

1

ˆ1 cos

2 4phCC

D

II k

(3.11)

On atteint une valeur maximale pour le courant moyen quand 1 0Dik

et 1 0Di

,

ce qui correspond aux valeurs:

1k et 0 (3.12)

En substituant (3.12) dans (3.11), on obtient le courant moyen maximal pour le

dimensionnement de la diode:

1

4ˆ8ˆ0,284

D phCC

phCC

I I

I

(3.13)

La valeur efficace du courant dans la diode peut s’exprimer comme suit : 1D

21

11

2RMSD a Q1I i r t d

t

(3.14)

51

En substituant (3.2) et (3.7) dans (3.14) on obtient :

3 8 cosˆ

24RMSD phCC

kI I

(3.15)

On atteint une valeur maximale pour le courant efficace lorsque 1 0RMSDik

et

1 0RMSDi

, ce qui correspond aux valeurs:

1 0k et (3.16)

En substituant (3.16) dans (3.15), on obtient enfin le courant efficace maximal pour lequel

la diode doit être dimensionnée :

1

3 8ˆ24

ˆ0,481

RMSD phCC

phCC

I I

I

(3.17)

3.2.3.3. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans un interrupteur actif

La valeur moyenne du courant dans l’interrupteur actif peut s’exprimer comme suit : 1Q

1 1

1

2Q a QI i r t d t

(3.18)

En substituant (3.2) et (3.7) dans (3.18) on obtient :

1

ˆ1 cos

2 4phCC

Q

II k

(3.19)

On atteint une valeur maximale pour le courant moyen lorsque 1 0Qik

et 1 0Qi

,

ce qui correspond aux valeurs:

0 0k et (3.20)

52

En substituant (3.20) dans (3.19), on obtient enfin le courant moyen maximal pour lequel

l’interrupteur doit être dimensionné :

1

1ˆ2ˆ0,159

Q phCC

phCC

I I

I

(3.21)

La valeur efficace du courant dans l’interrupteur actif peut s’exprimer comme suit : 1Q

21

1

2RMSQ a Q1I i r t d t

(3.22)

En substituant (3.2) et (3.7) dans (3.22) on obtient :

1

3 8 cosˆ24RMSQ phCC

kI I

(3.23)

On atteint une valeur maximale pour le courant efficace lorsque 1 0RMSQik

et

1 0RMSQi

, ce qui correspond aux valeurs:

0 0k et (3.24)

En substituant (3.24) dans (3.23), on obtient le courant efficace maximal pour lequel

l’interrupteur doit être dimensionné :

1

2ˆ4ˆ0,353

RMSQ phCC

phCC

I I

I

(3.25)

3.2.3.4. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur

Nous voulons calculer la composante alternative du courant de sortie que l’accumulateur

doit absorber. La valeur efficace de l’ondulation de courant DC, sur une période de

modulation, dépend de la séquence d’activation des interrupteurs et de la forme résultante

53

du courant de sortie. Puisque l’ondulation du courant de sortie a une fréquence qui est six

fois plus grande que celle des sinusoïdes de la source alternative, on peut restreindre notre

étude sur un intervalle de 3 . Nous choisissons un intervalle compris entre 6

et 2 tel

qu’identifié par un , sur la Figure 3.9. La Figure 3.10 montre les formes d’onde et les

signaux de commande pendant deux périodes de modulation, à l’intérieur de l’intervalle .

t

(rQ2-rQ3)T (rQ3-rQ1)T

ipha

-iphb

ipha

-iphb

On

On

On

Off

Off

Off

Off

Off

Off

rQ1TrQ3T

rQ2T

T 2T

Q1

Q3

Q2

v’Sa

v’Sb

v’Sc

0

Figure 3.10 : Forme d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T

En se basant sur la Figure 3.10, on peut calculer une expression de la valeur efficace du

courant DC sur l’intervalle de temps

2

2 22 3 3 1

6

3RMSDC b Q Q a Q QI i t r t r t i t r t r t d

t

(3.26)

En substituant (3.2), (3.5), (3.6), (3.7)et (3.8) dans (3.26) on obtient :

3 3 2ˆ 1 cos 2

4 3RMSDC phCC

kI I

(3.27)

L’équation (3.28) exprime la composante alternative de l’ondulation de courant en fonction

de la valeur moyenne et de la valeur efficace du courant de sortie.

54

22

AC RMSDC DC DCI I I (3.28)

Si on considère qu’on a aucune perte dans le redresseur, on peut exprimer le courant moyen

de sortie en fonction de , et i k .

2

3 1 2 3

6

3RMSDC a Q Q b Q QI i t r t r t i t r t r t d

t

(3.29)

Substituant (3.2), (3.5), (3.6), (3.7)et (3.8) dans (3.29) on obtient :

3 cos ˆ

4DC

kphCCI I

(3.30)

En substituant (3.27) et (3.30) dans (3.28), on obtient :

23 3 9ˆ cos4 16ACDC phCCI I k k

(3.31)

On atteint une valeur maximale pour l’ondulation de courant lorsque 0ACDCi

k

et

0ACDCi

, ce qui correspond aux valeurs :

0,6126 0k et (3.32)

En substituant (3.32) dans (3.31), on obtient la valeur efficace maximale de l’ondulation du

courant DC pour laquelle l’accumulateur, ou plutôt le filtre, doit être dimensionné :

ˆ0, 459ACDCI phCCI (3.33)

3.3. Redresseur MLI en demi pont

Le principal inconvénient d’un redresseur MLI en pont est son coût élevé. Dans le but de

réduire le nombre d’interrupteurs actifs et minimiser le coût total, on enlève un interrupteur

par branche, tel que montré sur la Figure 3.11. Nous avons choisi d’enlever les

55

interrupteurs du haut puisque ceux du bas sont généralement plus faciles à commander avec

un signal de pilotage référencé à la masse. Cette structure simplifiée est aussi plus robuste

par rapport au redresseur MLI en pont complet. Il n’y a plus de risque de court-circuit

direct de l’accumulateur avec une commande erronée des interrupteurs actifs.

Le redresseur MLI en demi-pont est une structure unidirectionnelle en courant. Elle ne

permet pas un fonctionnement de l’alternateur comme démarreur. Cette limitation de

fonctionnement réduit aussi les performances du système de commande de l’alternateur, en

mode générateur. En effet, un redresseur MLI en demi-pont permet de contrôler totalement

une demi-onde de courant uniquement. L’autre demi-onde correspond à la conduction

naturelle des diodes et ne peut pas être contrôlée. Une analyse exhaustive du

fonctionnement d’un redresseur MLI en demi-pont est présentée dans [7] et [8].

Figure 3.11 : Redresseur MLI en demi-pont

3.3.1 Techniques de contrôle

3.3.1.1. Modulation sinusoïdale à angle optimal

La première technique de contrôle que nous considérons est la même que celle présentée au

paragraphe 3.2.1. Elle consiste à maximiser le courant de sortie en contrôlant l’amplitude

de la tension et l’angle avec une modulation purement sinusoïdale. On applique alors la

même loi de commande qu’au paragraphe 3.2.1, aux trois interrupteurs restants. La Figure

3.12 montre une comparaison du courant de sortie et des pertes joules pour un redresseur

MLI en demi-pont et un redresseur à diodes conventionnel. Comme dans le cas du

56

redresseur en pont complet, on remarque que les pertes joules sont plus importantes sur

toute la plage de vitesse et que le courant de sortie à haute vitesse est réduit. On constate

aussi que le gain de courant à basse vitesse est plus faible par rapport à la structure à pont

complet. Si on considère par exemple la vitesse de 1000rpm, on a un courant de sortie de

44A pour le redresseur MLI en pont complet à modulation sinus et seulement 27A pour le

redresseur MLI en demi-pont. Cette différence s’explique par l’incapacité de contrôler le

courant de phase sur une période entière avec une structure en demi-pont. La Figure 3.13

montre les trois courants a , b et ci pour une vitesse de 1000rpm. On peut remarquer que

la demi-onde positive a une forme sinusoïdale avec un angle

i i

qui tend vers l’optimal. Par

contre, la demi-onde négative résulte de la commutation naturelle des diodes et tend donc

vers un angle nul. L’ajout d’harmoniques impairs permettrait d’augmenter les

performances à haute vitesse et de se rapprocher de celles d’un redresseur conventionnel.

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

Per

tes

Jo

ule

s [

W]

Idc Redresseur à diodes

Idc Redresseur demi-pont sinus

Pj Redresseur à diodes

Pj Redresseur demi-pont sinus

Figure 3.12 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur MLI en demi-pont avec modulation sinusoïdale

57

Figure 3.13 : Forme du courant de phase et du courant de sortie pour une vitesse de 1000rpm

3.3.1.2. Adaptation de la tension de sortie

Un redresseur à diodes est peu performant à basse vitesse car dans telles conditions,

l’amplitude des FEMs reste faible et la différence avec la tension de la batterie est petite et

parfois même négative. Pour augmenter la puissance fournie à la batterie, il faudrait

pouvoir régler la tension appliquée à la sortie du redresseur.

Figure 3.14 : Hacheur survolteur de base

On peut remarquer que la structure d’un redresseur MLI en demi-pont est équivalente à

l’association de trois hacheurs survolteurs comme celui de la Figure 3.14. Il est donc

possible de reproduire le fonctionnement d’un hacheur survolteur lors des fonctionnements

à basse vitesse pour adapter la tension appliquée aux bornes de l’alternateur. Il est bien

58

connu que dans le cas d’un fonctionnement en conduction continue, la valeur moyenne de

la tension aux bornes de l’interrupteur actif satisfait la relation (3.34) où est le rapport

cyclique appliqué à l’interrupteur Q .

Q

1Q QV DCV (3.34)

En exploitant ces caractéristiques, il est possible d’imposer une tension variable aux bornes

de l’alternateur comprise entre 0 et DCV . Ce mode de fonctionnement appliqué aux

alternateurs automobiles a été introduit dans [2] et [3] et développé dans [5] et [6]. La

Figure 3.15 montre le circuit équivalent d’un alternateur connecté à un redresseur MLI en

demi-pont qui utilise une commande pour l’adaptation de la tension de sortie.

Figure 3.15 : Circuit équivalent d’un alternateur connecté à redresseur MLI à demi-pont pour l’adaptation de la tension de sortie

D’après [4] et [6], la puissance de sortie du système de la Figure 3.15 se déduit de la

relation suivante avec une approximation acceptable:

2

2

2 2

2 1ˆ3 1

Q DC

V

Q DC

DC

V

VP

L

(3.35)

Le rapport cyclique optimal en fonction de Q qui permet de maximiser la puissance de

sortie satisfait l’équation suivante:

59

0DC

Q

P

(3.36)

Si on substitue (3.35) dans (3.36), on en déduit :

ˆ4

4DC V

QDC

V

V

2 (3.37)

Évidemment, le rapport cyclique Q doit être limité dans une plage comprise entre 0 et 1.

La Figure 3.16 montre les courbes de courant de sortie et des pertes joules pour un

redresseur en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie. Ces courbes sont

comparées avec celles d’un redresseur conventionnel à diodes. On constate qu’un

redresseur en demi-pont apporte un gain sur le courant pour des vitesses inférieures à

1500rpm. Au dessus de cette valeur de vitesse, les performances sont exactement les

mêmes que celles du redresseur conventionnel puisque le rapport cyclique appliqué est nul.

Par conséquent, les interrupteurs Q1 à Q3 ne sont plus amorcées et seules les diodes sont

utilisées. À 1000rpm, on obtient un courant DC de 25A contre un courant de 27A pour une

commande à angle optimal.

On obtient des performances inférieures par rapport à une modulation avec un angle

optimal mais le grand avantage de cette solution est son extrême simplicité d’implantation.

Les trois interrupteurs peuvent être pilotés par le même signal de commande et il n’est pas

nécessaire de connaitre la position angulaire du rotor. En effet, il suffit de mesurer la

vitesse de rotation ce qui ne pose pas de problème particulier sachant qu’un capteur de

vitesse est déjà disponible à bord des véhicules.

60

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

Per

tes

Jo

ule

s [

W]

Idc Redresseur à diodesIdc Redresseur MLI Pj Redresseur à diodesPj Redresseur MLI

Figure 3.16 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur MLI en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie

3.3.2 Dimensionnement des composants pour une commande pour l’adaptation de la tension de sortie

3.3.2.1. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans une diode du haut

La valeur moyenne du courant dans la diode peut s’exprimer comme suit : 4D

4

0

11

2D a Q1I i

d t

(3.38)

En substituant (3.7) dans (3.38) on obtient :

14

1ˆ QD phCCI I

(3.39)

On atteint une valeur maximale pour le courant moyen quand 1 0Q . Par conséquent la

diode du haut doit être dimensionnée en utilisant la relation suivante :

61

4

ˆ

ˆ0,318

phCCD

phCC

II

I

(3.40)

La valeur efficace du courant dans la diode peut s’exprimer comme suit : 4D

24

0

11

2RMSD a Q1I i

d t

(3.41)

En substituant (3.7) dans (3.41) on obtient :

1

4

1ˆ

2RMS

Q

D phCCI I

(3.42)

On atteint une valeur maximale pour le courant efficace lorsque 1 0Q . Par conséquent la

diode du haut doit être dimensionnée avec la relation suivante:

4

ˆ

2RMS

phCCD

II (3.43)

3.3.2.2. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans une diode du bas

Le fonctionnement des diodes du bas est comparable à celui des diodes du bas d’un

redresseur conventionnel puisque, malgré la présence de la modulation, le courant qui les

traverse ne présente pas de discontinuité. On peut donc utiliser les valeurs calculées dans le

cas du redresseur conventionnel.

Le courant moyen dans la diode se déduit de la relation suivante: 1D

1

ˆphCC

D

II

(3.44)

Le courant efficace dans la diode vaut : 1D

1

ˆ

2phCC

D

II (3.45)

62

3.3.2.3. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans les interrupteurs actifs

La valeur moyenne du courant dans l’interrupteur actif peut s’exprimer comme suit : 1Q

1

0

1

2Q a Q1I i d

t

(3.46)

En substituant (3.7) dans (3.46) on obtient :

11

ˆ QQ phCCI I

(3.47)

On atteint une valeur maximale pour le courant moyen lorsque 1 1Q . Par conséquent

l’interrupteur doit être dimensionné pour :

1

ˆ

ˆ0,318

phCCQ

phCC

II

I

(3.48)

La valeur efficace du courant dans l’interrupteur actif peut s’exprimer comme suit : 1Q

21

0

1

2RMSQ a 1QI i d

t

(3.49)

En substituant (3.7) dans (3.49) on obtient :

1

1ˆ

2RMS

Q

Q phCCI I

(3.50)

On atteint une valeur maximale pour le courant efficace lorsque 1 1Q . Par conséquent,

l’interrupteur doit être dimensionné pour :

1

ˆ

2RMS

phCCQ

II (3.51)

63

3.3.2.4. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur

Le courant moyen à la sortie vaut :

/ 6

1

/ 6

1

3 ˆ cos 1

3 1ˆ

DC phCC Q

Q

phCC

I I t

I

d t

(3.52)

La valeur efficace du courant à la sortie vaut :

/ 62

1

/ 6

1

3 ˆ cos 1

3 3 2 1ˆ

4

RMSDC phCC Q

Q

phCC

I I t

I

d t

(3.53)

On en déduit la valeur de la composante alternative à la sortie:

22

21 12 3 3 36 36 1

ˆ2

AC RMSDC DC DC

Q Q

phCC

I I I

I

(3.54)

Il est possible de trouver la valeur de 1Q pour laquelle la composante alternative du

courant de sortie est maximale. Cette valeur se calcule à partir des relations suivantes:

1

21

2 2 21 1

0

ˆ72 2 3 3 720

4 2 3 3 36 36 2 3 3 72

ACDCQ

Q phCC

Q Q

dI

d

I

(3.55)

On résout l’équation (3.55) pour trouver 1Q et on obtient :

64

2

1

2 3 3 7

720,499

Q

2

(3.56)

En substituant (3.56) dans (3.54), on obtient la valeur maximale de la composante

alternative du courant de sortie pour le dimensionnement du filtre :

24 12 3 2ˆ24

ˆ0,478

ACDC phCC

phCC

I I

I

7 (3.57)

3.3.3 Dimensionnement des composants pour une commande à angle optimal

Si on applique les mêmes hypothèses simplificatrices que dans l’exemple du paragraphe

3.2.3.1, nous pouvons constater que le calibre des interrupteurs actifs et des diodes du haut

est identique à celui d’un redresseur en pont complet avec modulation sinusoïdale.

Cependant, il faut bien remarquer que ces hypothèses sont erronées dans le cas du demi-

pont puisque le courant n’est pas une forme sinusoïdale à cause de la commutation non

commandée des diodes du bas. Néanmoins, la prise en compte de la forme réelle des

courants complique considérablement le calcul.

Comme montré dans le paragraphe précédent, les diodes du bas sont du même calibre que

les diodes d’un redresseur conventionnel.

3.4. Redresseur associé à un hacheur survolteur

Il est possible de réduire la structure d’un redresseur MLI à un seul interrupteur actif en

utilisant un simple hacheur survolteur après un redresseur à diodes conventionnel tel que

montré sur la Figure 3.17 . On peut remarquer que ce convertisseur nécessite l’utilisation

d’une diode additionnelle , en série, qui entraîne une diminution du rendement, si la

tension VDC est faible. Le fonctionnement de cette structure est similaire à celui d’un

redresseur en demi-pont avec une commande pour l’adaptation de la tension de sortie.

7D

65

Figure 3.17 : Redresseur associé à un hacheur survolteur

Il est possible d’utiliser la même loi de commande que celle présentée au paragraphe

3.3.1.2. La Figure 3.18 montre une comparaison des courbes de courant de sortie et des

pertes joules d’un redresseur hacheur survolteur avec celles d’un redresseur conventionnel.

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

Per

tes

Jo

ule

s [

W]

Idc Redresseur à diodes

Idc Redresseur hacheur survolt.

Pj Redresseur à diodes

Pj Redresseur hacheur survolt.

Figure 3.18 : Comparaison des performances d’un redresseur à diodes et d’un redresseur hacheur survolteur

On observe un faible écart de performances à moyenne et à haute vitesse en raison de

l’ajout de la diode qui introduit une chute de tension supplémentaire. Cette chute de

tension supplémentaire entraîne aussi une diminution de performances à basse vitesse par

rapport aux autres redresseurs MLI. À la vitesse de 1000rpm, on obtient un courant de 21A

7D

66

à la sortie alors qu’avec le redresseur en demi-pont, ce courant est égal à 25A, dans les

mêmes conditions.

3.4.1 Dimensionnement des composants

3.4.1.1. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans les diodes lentes

Le fonctionnement des diodes allant de à est comparable à celui des diodes d’un

redresseur conventionnel. En effet, malgré la présence de la modulation, les courants qui les

traversent ne présentent pas de discontinuité. On peut donc utiliser les valeurs calculées

dans le cas du redresseur conventionnel.

1D 6D

Le courant moyen dans la diode vaut : 1D

1

ˆphCC

D

II

(3.58)

Le courant efficace dans la diode vaut : 1D

1

ˆ

2phCC

D

II (3.59)

3.4.1.2. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans la diode rapide

Le courant moyen traversant la diode est égal au courant moyen de sortie qui se calcule

avec la relation suivante :

7D

/ 6

7 7

/ 6

7

3 ˆ cos 1

3 1ˆ

D DC phCC Q

Q

phCC

I I I t

I

d t

(3.60)

On atteint une valeur maximale pour le courant moyen quand 7 0Q . Le courant moyen

pour lequel la diode doit être dimensionnée est donc : 7D

67

7

3ˆD phCCI I

(3.61)

Le courant efficace traversant la diode est égal au courant efficace de sortie qui se

calcule avec la relation suivante :

7D

/ 62

7 7

/ 6

7

3 ˆ cos 1

3 3 2 1ˆ

4

RMS RMSD DC phCC Q

Q

phCC

I I I t

I

d t

(3.62)

On atteint une valeur maximale pour le courant efficace quand . Le courant

efficace pour lequel la diode doit être dimensionnée est donc :

7 0Q

7D

7

3 3 2ˆ

4ˆ0,956

D phCC

phCC

I I

I

(3.63)

3.4.1.3. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans l’interrupteur actif

Le courant moyen traversant l’interrupteur actif vaut :

/ 6

7 7

/ 6

7

3 ˆ cos

3ˆ

Q Q phCC

QphCC

I I t

I

d t

(3.64)

On atteint une valeur maximale pour le courant moyen quand 7 1Q . Le courant moyen

pour lequel l’interrupteur doit être dimensionné se déduit de la relation suivante: 7Q

7

3ˆQ phCCI I

(3.65)

68

Le courant efficace traversant l’interrupteur actif vaut :

/ 62

7 7

/ 6

7

3 ˆ cos 1

3 3 2ˆ

4

RMSQ phCC Q

Q

phCC

I I t

I

d t

(3.66)

On atteint une valeur maximale pour le courant efficace quand 7 1Q . Le courant efficace

pour lequel l’interrupteur doit être dimensionné s’obtient avec l’équation suivante : 7Q

7

3 3 2ˆ

4ˆ0,956

RMSQ phCC

phCC

I I

I

(3.67)

3.4.1.4. Valeur moyenne et valeur efficace du courant dans l’accumulateur

La composante alternative du courant de sortie est la même que celle calculée au

paragraphe 3.3.2.4:

24 12 3 2ˆ24

ˆ0,478

ACDC phCC

phCC

I I

I

7 (3.68)

3.5. Comparaison des structures

Les résultats obtenus dans ce chapitre sont résumés sur le Tableau 3.1 et la Figure 3.19 qui

montre une comparaison des courbes de courant de sortie des différentes topologies. Il faut

noter que tous ces résultats ont été obtenus par simulation avec un modèle équivalent

simplifié de l’alternateur qui néglige les phénomènes de saturation magnétique et de

saillance variable. Le Tableau 3.1 montre l’amplitude du courant de sortie pour trois points

caractéristiques des systèmes de génération d’automobile conventionnels; la vitesse de

début de génération (1000rpm dans notre cas), la vitesse de ralenti (1800rpm dans notre

cas) et la vitesse de croisière (8000rpm dans notre cas).

69

Tous les courants des semi-conducteurs sont exprimés en p.u. en prenant comme base le

calibre des diodes du redresseur conventionnel. Sur le Tableau 3.1, entre parenthèses, sont

indiqués aussi les calibres des semi-conducteurs obtenus par simulations lors d’un

fonctionnement à puissance de sortie maximale sur toute la plage de vitesse.

Le prix des semi-conducteurs est estimé de la manière suivante :

$RMSsemi semi prixI I k (3.69)

Sachant que le facteur de prix est égal à : prixk

1 pour les diodes lentes

1,5 pour les diodes rapides

3 pour les interrupteurs actifs

Le prix total est exprimé en p.u. en prenant comme base le prix total du redresseur

conventionnel.

70

Tableau 3.1 : Performances, nombre et calibre des semi-conducteurs avec estimation de prix pour

chaque topologie

Red

ress

eur

conv

enti

onne

l

Red

ress

eur

en

pont

com

plet

ave

c m

odul

atio

n si

nus

Red

ress

eur

en

dem

i-po

nt a

vec

mod

ulat

ion

sinu

s

Red

ress

eur

en

dem

i-po

nt a

vec

adap

tati

on d

e la

te

nsio

n de

sor

tie

Red

ress

eur

hach

eur

surv

olte

ur

@1000rpm [A]DCI 3 44 27 25 21

@1800rpm [A]DCI 75 76 78 75 71

@8000rpm [A]DCI 113 89 100 113 112

Diodes lentes 6 - 3 3 6

[p.u .]DI 1 - 1 1 1

[p.u .]RMSDI 1 - 1 1 1

Diodes rapides - 6 3 3 1

[p.u .]DI - 0,893 (0,90) 0,893 (0,88) 1 (1) 3 (3)

[p.u .]RMSDI - 0,962 (0,97) 0,962 (0,96) 1 (1) 1,91 (1,91)

Interrupteurs actifs - 6 3 3 1

[p.u .]QI - 0,5 (0,22) 0,5 (0,11) 1 (0,38) 3 (0,93)

[p.u .]RMSQI - 0,707 (0,36) 0,707 (0,28) 1 (0,46) 1,91 (0,81)

[p.u .]ACDCI 1 11,45 11,45 11,92 11,92

Capteur de position Non OUI OUI Non Non

Prix total des semi-conducteurs [p.u.] 1 3,2 (2,27) 2,1 (1,48) 2,75 (1,88) 2,75 (2,05)

71

0

20

40

60

80

100

120

0 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

sort

ie [

A]

Redresseur conventionnel

Redresseur en pont complet sinus

Redresseur demi-pont sinus

Redresseur demi-pont adapt. tens.

Redresseur hacheur survolteur

Figure 3.19 : Comparaison des courants de sortie des différentes structures

La Figure 3.19 montre que les structures avec les stratégies de commande les plus

complexes délivrent la plus grande puissance en deçà de la vitesse du ralenti (1800 rpm).

Cependant, le Tableau 3.1 montre qu’aucune structure MLI ne permet d’obtenir de

meilleures performances qu’un redresseur à diodes conventionnel, pour des vitesses

élevées. On observe même une réduction importante de performances dans le cas d’un

fonctionnement avec modulation sinusoïdale. Dans ce cas, il vaut mieux d’arrêter la

modulation au-delà d’une certaine vitesse, comme cela se produit naturellement avec une

stratégie de commande pour l’adaptation de la tension de sortie.

Le Tableau 3.1 montre que le prix est relativement proportionnel à la complexité de la

structure. On notera aussi que cette estimation de prix montre que le coût des semi-

conducteurs est plus faible avec une modulation sinusoïdale que dans le cas d’une

commande pour l’adaptation de la tension de sortie. Cette différence s’explique en raison

du fait qu’on suppose que cette modulation est maintenue sur toute la plage de vitesse alors

qu’il serait préférable d’arrêter la modulation pour maximiser les performances à haute

72

vitesse. Dans ce cas, les diodes rapides devraient être dimensionnées pour 1p.u. au lieu de

0,893/0,962p.u.

On remarque que l’utilisation d’une structure de redresseur à diodes associée à un hacheur

survolteur n’apporte pas de gain significatif sur le coût du montage par rapport à une

structure en demi-pont, avec une commande pour l’adaptation de la tension de sortie. Ses

performances sont aussi plus faibles (Figure 3.19) ce qui permet de conclure que cette

configuration ne devrait pas être utilisée.

On constate que les redresseurs MLI introduisent une composante alternative trop

importante dans le courant de sortie (>11 fois celle d’un redresseur conventionnel).

L’utilisation d’un dispositif de filtrage passif nécessite des capacités de stockage

considérables et dégrade considérablement le coût du système.

En conclusion, toutes ces solutions utilisant un redresseur contrôlé apportent une

amélioration de performances limitée sur une étroite plage de vitesse et impliquent un

incrément sur le prix très important.

On rappelle que le dimensionnement analytique des composants est basé sur des

hypothèses simplificatrices qui sont identiques pour toutes les topologies. Les résultats de

ce dimensionnement ne sont que des indicateurs supplémentaires pour l’estimation du coût.

Il faut remarquer que pour certaines topologies, ces hypothèses conduisent à un

surdimensionnement important en courant des interrupteurs actifs. Néanmoins, ces

surdimensionnements n’ont pas de conséquences significatives sur les conclusions de ces

comparaisons.

3.6. Conclusion

L’utilisation de structures de redressement à MLI permet d’augmenter la puissance générée

à basse vitesse et d’exploiter l’alternateur à des vitesses inférieures à la vitesse de début de

génération. Ces structures ont deux désavantages importants :

Le premier est leur coût élevé. Il faut quand même remarquer que la machine

constitue l’essentiel du prix d’un système de génération, L’alternateur à rotor à

73

griffes reste une machine suffisamment économique à produire pour justifier

l’augmentation du prix total avec l’utilisation d’un redresseur MLI.

Le deuxième désavantage est la forte ondulation du courant de sortie.

L’entrelacement de plusieurs structures de redressement permet d’atténuer l’ondulation du

courant. Cette technique est développée dans le chapitre suivant.

Equation Section 4

CHAPITRE IV

4 Structures de redressement MLI entrelacées

4.1. Introduction

Nous avons montré que l’utilisation de structures de redresseurs à modulation de largeur

d’impulsion peut améliorer les performances à basse vitesse d’un alternateur automobile.

Cependant ces structures présentent un inconvénient important en rajoutant une ondulation

à haute fréquence du courant de sortie. Le bruit HF est un problème intrinsèque à

l’électronique de puissance en raison du hachage de la tension. Il ne peut pas être éliminé

mais seulement atténué à l’aide de filtres passifs ou de commandes spéciales. L’utilisation

de deux ou plusieurs structures identiques en parallèle et entrelacées est bien connue pour

réduire l’ondulation de courant d’entrée et/ou de sortie dans le cas des alimentations à

découpage [16][17] ou les circuits correcteurs du facteur de puissance [18][19].

Dans ce chapitre, nous appliquons les techniques d’entrelacement aux redresseurs MLI du

chapitre précédent pour étudier les effets de l’entrelacement sur l’ondulation du courant de

sortie. Nous considérons que structures identiques sont « entrelacées » lorsqu’on

applique des signaux MLI à chaque structure qui sont déphasés de

N

2 / N . Nous limitons

notre étude à seulement deux structures identiques montées en parallèle pour rester dans

une complexité acceptable, cependant le concept peut être généralisé à structures. N

4.2. Redresseurs MLI en pont complet entrelacés

Un convertisseur de puissance peut être substitué par convertisseurs identiques

dimensionnés pour une puissance à condition qu’il n’y ait pas de courant de

circulation entre les différents convertisseurs

P N

/P N

[29]. Pour notre étude, nous considérons le

75

cas de deux montages redresseurs MLI en pont complet avec comme sources d’entrée, deux

sources idéales triphasées identiques, équilibrées, synchrones, connectées en étoile qui

délivrent des courants sinusoïdaux de pulsation (Figure 4.1). La valeur de crête du

courant délivrée par chaque source vaut pour que la puissance totale soit égale à

celle considérée au chapitre précédent, avec une seule structure non entrelacée.

ˆ / 2phCCI

Figure 4.1 : Redresseurs MLI en pont complet entrelacés

Le signal de commande de est identique à celui pilotant mais décalé dans le temps

d’une demie période de modulation . On suppose donc que le courant qui traverse

deux interrupteurs actifs ayant le même numéro d’indice a toujours la même allure avec un

déphasage d’une demi-période de modulation.

1'Q 1Q

/ 2T

4.2.1 Modulation sinusoïdale à angle optimal

4.2.1.1. Calibre des semi-conducteurs

Puisque les deux sources triphasées de la Figure 4.1 sont isolées, on peut supposer qu’il n’y

a aucun courant de circulation entre les deux redresseurs MLI. Le calibre de tous les

interrupteurs des deux redresseurs MLI montrés sur la Figure 4.1 peut donc être déduit des

valeurs calculées dans le paragraphe 3.2.3 pour une seule structure en pont complet, en

divisant ces valeurs par deux.

76

4.2.1.2. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur

L’entrelacement de deux convertisseurs triphasés fonctionnant avec un rapport cyclique

variable entraîne l’apparition de sous-harmoniques dans le courant du bus continu par

rapport à la fréquence de modulation. En effet, il n’est pas possible de compenser

entièrement le hachage du courant de sortie avec l’entrelacement et on voit apparaître une

partie de l’enveloppe du courant de phase de la machine. On constate alors que la forme du

courant de sortie se répète 6 fois sur une période du courant de phase mais l’effet du

hachage est quand même beaucoup diminué par rapport à l’utilisation d’un seul

convertisseur. C’est pourquoi, on doit faire cette étude sur un intervalle de 3 pour tenir

compte des sous-harmoniques

Nous choisissons un intervalle compris entre 6 et 2

tel qu’identifié par un , sur la

Figure 4.2. Pour simplifier les calculs, cet intervalle a été subdivisé en deux intervalles 1

et . La 2 Figure 4.3 montre les formes d’onde et les signaux de commande pendant une

période de modulation, à l’intérieur de l’intervalle 1 et l’intervalle 2 .

Figure 4.2 : Tensions de référence et intervalles considérés

77

(1-rQ2)T/2(1-rQ3)T/2(1-rQ1)T/2

(1-rQ2)T/2(1-rQ3)T/2(1-rQ1)T/2

T/2 T 3T/2 T/2 T 3T/2

rQ1T/2rQ3T/2rQ2T/2

rQ1T/2rQ3T/2rQ2T/2

vSaréfvSbréfvScréf

iDC

idc’

idc

iDC

idc’

idc

t

t

t

/3 < t < /2/6 < t < /3

-ib

ia

-ib

ia

-2ib

ia-ib

-ib

T/4 T/4

-2ia

ia-ib

-ia

-ib

ia

ia

-ib

a1 b1 c1 a2 b2 c2

Figure 4.3 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T

L’évolution dans le temps des courants de phases peut s’exprimer comme suit :

ˆ

' sin2

phCCa a

Ii t i t t (4.1)

ˆ 2

' sin2 3

phCCb b

Ii t i t t

(4.2)

ˆ 2

' sin2 3

phCCc c

Ii t i t t

(4.3)

L’évolution dans le temps des rapports cycliques des signaux de commande pilotant les

interrupteurs du bas peut s’exprimer comme suit :

1

1 sin

2Q

kr t

t

(4.4)

1

1 sin2

'2Q

Tk t

r t

(4.5)

78

2

21 sin

32Q

k tr t

(4.6)

2

21 sin

3 2'

2Q

Tk t

r t

(4.7)

3

21 sin

32Q

k tr t

(4.8)

3

21 sin

3 2'

2Q

Tk t

r t

(4.9)

En se basant sur la Figure 4.3 il est possible de déduire la longueur des intervalles suivants :

1 1 2 12Q Q

Ta r r (4.10)

1 3 1 2Q Q

Tb r r (4.11)

1 1 24Q

Tc r 3

(4.12)

2 1 212Q Q

Ta r r (4.13)

2 2 3 2Q Q

Tb r r (4.14)

2 32 14Q

Tc r (4.15)

On peut alors calculer une expression de la valeur efficace du courant DC sur l’intervalle de

temps

79

/322 2

1 1 1

/ 6

/ 222 2

2 2 2

/3

34 4 16

34 4 16

RMSDC b a b b

a a b a

2I a i b i i c i d tT

a i b i i c i d tT

(4.16)

Substituant (4.1), (4.2), (4.10), (4.11), (4.12), (4.13), (4.14), (4.15) dans (4.16) :

2 22cos 2 3 2 3 3 1

ˆ2RMSDC phcc

kI I

(4.17)

Le courant moyen de sortie vaut :

/3

1 1 1

/ 6

/ 2

2 2 2

/3

32 2 4

32 2 4

DC b a b b

a a b a

I a i b i i c i d tT

a i b i i c i d tT

(4.18)

Substituant (4.1), (4.2), (4.10), (4.11), (4.12), (4.13), (4.14), (4.15) dans (4.18) :

3 cosˆ

4DC phcc

kI I

(4.19)

A partir de (4.17) et (4.19), on peut calculer la valeur efficace de la composante alternative

du courant de sortie :

22

22 2cos 2 3 2 3 3 1 9 cos

ˆ16

AC RMSDC DC DC

phcc

I I I

k kI

(4.20)

On atteint une valeur maximale pour l’ondulation de courant lorsque 0ACDCI

k

et

0ACDCI

, ce qui correspond aux valeurs :

0,5539 0k et (4.21)

80

En substituant (4.21) dans (4.20), on obtient le courant efficace maximal que

l’accumulateur et le filtre doivent supporter :

ˆ0, 415ACDCI phCCI (4.22)

4.2.2 Commandes à ondulation du courant de sortie minimale

L’évolution de la composante alternative du courant de sortie en fonction de et k dans le

cas de deux redresseurs MLI en pont complet entrelacés avec commande sinusoïdale est

montré sur la Figure 4.5. La Figure 4.4 montre le cas d’un seul redresseur MLI en pont

complet en guise de comparaison.

0,00

0,31

0,63

0,94

1,26

1,57

1,88

2,20

2,51

2,83

3,14

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

00,050,1

0,15

0,2

0,25

0,3

0,35

0,4

0,45

0,5

k

Figure 4.4 : Composante AC du courant de sortie en fonction de l’indice de modulation k et de l'angle pour un seul redresseur en pont complet

81

0,00

0,31

0,63

0,94

1,26

1,57

1,88

2,20

2,51

2,83

3,14

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

00,050,1

0,15

0,2

0,25

0,3

0,35

0,4

0,45

0,5

k

Figure 4.5 : Composante AC du courant de sortie en fonction de l’indice de modulation k et de l'angle pour deux redresseurs en pont complet entrelacés

L’introduction de l’entrelacement n’apporte pas une réduction significative de la valeur

maximale de la composante alternative du courant de sortie ( au lieu de

). Cependant en comparant la

ˆ0, 415 phCCI

ˆ0,459 phCCI Figure 4.4 avec la Figure 4.5, nous constatons que

cette réduction devient considérable pour d’autres points de fonctionnement. À condition

d’accepter une réduction de performances, il est envisageable d’utiliser une commande qui

minimise de la composante alternative du courant de sortie.

4.2.2.1. Modulation sinusoïdale à angle constant

À partir de la Figure 4.5, on peut remarquer qu’en imposant constant à / 2 , il est

possible de réduire considérablement l’ondulation du courant de sortie sur toute la plage de

si on utilise deux structures entrelacées. k

Nous voulons maintenant vérifier quel est l’impact de cette commande sur les

performances. La puissance de sortie peut s’estimer d’une façon simplifiée par :

coss S SP V I (4.23)

82

On peut remarquer qu’avec / 2 , la puissance de sortie est nulle. Cette commande n’a

donc aucun intérêt.

4.2.2.2. Modulation à indice k constant

À partir de la Figure 4.5 on peut remarquer qu’il est possible d’annuler la composante

alternative du courant de sortie en imposant 0k . Un indice de modulation nul équivaut à

imposer un rapport cyclique constant de 0,5 sur chaque branche du redresseur.

Sachant que le courant moyen de sortie est donné par l’équation (4.19), on constate que la

puissance de sortie est nulle avec 0k .

Dans le cas d’onduleurs MLI en ponts complets entrelacés, il ne semble pas exister de

stratégie de commande à modulation sinusoïdale qui permette de réduire l’ondulation du

courant de sortie, sans annuler la puissance délivrée.

4.3. Redresseurs MLI en demi-pont entrelacés

Pour notre étude, nous considérons le système idéal à deux redresseurs MLI en demi-pont

entrelacés de la Figure 4.6. La valeur crête du courant délivrée par une source triphasée

vaut . La forme du signal de commande de est identique à celle pilotant

mais elle est décalée dans le temps d’une demie période de modulation . On suppose

que le courant suit le même comportement dans deux interrupteurs actifs ayant le même

numéro d’indice et que ceci est valable pour tous les interrupteurs.

ˆ / 2phCCI 1'Q 1Q

/ 2T

83

Figure 4.6 : Redresseurs MLI en demi-pont entrelacés

4.3.1 Entrelacement avec commande à angle optimal

Au paragraphe 3.3.1.1, nous avons montré qu’une commande à angle optimal sur un

redresseur en demi-pont produit des courants de phase qui n’ont plus une forme sinusoïdale

à cause de la conduction indésirable des diodes du bas. La prise en compte de ces

distorsions harmoniques rendrait les calculs trop complexes mais les négliger

complètement conduirait aussi à des résultats peu significatifs. Nous avons donc décidé de

ne pas étudier en détail l’entrelacement de deux redresseurs MLI en demi-pont avec une

commande à angle optimal.

4.3.2 Entrelacement avec commande à adaptation de la tension de sortie

4.3.2.1. Calibre des semi-conducteurs

Comme expliqué au paragraphe 4.2.1.1, le calibre de tous les interrupteurs peut être déduit

en divisant par deux les valeurs calculées dans le paragraphe 3.3.2.

4.3.2.2. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur

La valeur efficace de l’ondulation de courant de sortie, sur une période de modulation,

dépend de la séquence d’activation des interrupteurs des deux redresseurs et de la forme

résultante du courant de sortie. Puisque l’ondulation du courant de sortie a une fréquence

qui est six fois plus grande que celle des sinusoïdes de la source alternative, on peut

restreindre notre étude sur un intervalle de 3 . Nous choisissons un intervalle compris

84

entre 6 et 6

. Pour simplifier les calculs, nous séparons le calcul en deux cas :

et . La 0 0 ,5 0,5 1 Figure 4.7. montre les formes d’onde et les signaux de

commande pendant la période de modulation pour les deux cas considérés.

Figure 4.7 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T

Le courant moyen de sortie peut s’exprimer comme suit dans les deux cas :

/ 6

/ 6

ˆ32 cos 1

2

3 1ˆ

phCCDC

phCC

II t d

I

t

(4.24)

En se basant sur la Figure 4.7, on peut calculer une expression de la valeur efficace du

courant de sortie quand : 0 0,5

2 2/ 6

/ 6

ˆ ˆ3cos 2 2 cos 1 2

2 2

3 3 2 4 6ˆ

16

RMS

phCC phCCDC

phCC

I II t t

I

d t

(4.25)

85

La composante alternative du courant de sortie peut être déduite à partir de (4.24) et (4.25)

comme suit :

22

2 2 2

2

72 3 2 3 3 48 2 2 3 3 36ˆ

8

AC RMSDC DC DC

phCC

I I I

I

(4.26)

Si 0, , la valeur efficace du courant de sortie peut s’exprimer : 5 1

2/ 6

/ 6

ˆ3cos 2 2

2

2 2 3 3 2ˆ

4

RMS

phCCDC

phCC

II t d

I

t

(4.27)

La composante alternative du courant de sortie peut être déduite à partir de (4.24) et (4.27)

comme suit :

22

22 1 72 2 3 3 72ˆ

4

AC RMSDC DC DC

phCC

I I I

I

(4.28)

Il est possible de trouver la valeur de 1Q pour laquelle la composante alternative du

courant de sortie est maximale. Cette valeur se calcule à partir des relations suivantes :

Pour : 0 0 ,5

2

2 2 2

0

3 2 48 2 3 3 48ˆ 0

8 72 3 2 3 3 48 2 2 3 3 36

ACDC

phCC

I

I

(4.29)

On résout l’équation (4.29) et on obtient :

86

22 3 3 4

480.249

8

(4.30)

En substituant (4.30) dans (4.26), on obtient la valeur maximale de la composante

alternative du courant de sortie pour un rapport cyclique inférieur à 0,5.

3 24 12 3 96 3 37ˆ16

ˆ0.241

ACDC phCC

phCC

I I

I

(4.31)

Pour : 0,5 1

2

2

0

144 2 3 3 144 2ˆ 0

8 1 72 2 3 3 72

ACDC

phCC

I

I

(4.32)

On résout l’équation (4.32) et on obtient :

22 3 3 144

1440.749

(4.33)

En substituant (4.33) dans (4.28) on obtient la valeur maximale de la composante

alternative du courant de sortie pour un rapport cyclique supérieur à 0,5 :

24 12 3 2ˆ48

ˆ0.239

ACDC phCC

phCC

I I

I

7 (4.34)

La Figure 4.8 montre l’évolution de la composante alternative en fonction du rapport

cyclique pour un redresseur en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie

(paragraphe 3.3.1.2) et deux structures du même type, entrelacées.

87

On remarque que l’introduction de l’entrelacement dans le cas du redresseur à demi-pont

avec adaptation de la tension de sortie, permet de réduire par deux la taille du filtre de sortie

puisqu’il doit être dimensionné pour un courant de au lieu de ˆ0.241 phCCI ˆ0.478 phCCI .

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1

Rapport Cyclique

Co

mp

osa

nte

AC

du

co

ura

nt

de

so

rtie

[p

u] Composante AC avec entrelacement

Composante AC sans entrelacement

Figure 4.8 : Composante alternative du courant de sortie en fonction du rapport cyclique pour deux redresseurs contrôlés en demi-pont avec entrelacement et sans entrelacement

4.3.3 Commandes minimisant l’ondulation du courant de sortie

4.3.3.1. Entrelacement additionnel entre phases

Puisqu’on dispose de trois phases identiques qui sont hachées avec un rapport cyclique

identique, il est possible d’entrelacer les trois phases en même temps que les deux

structures. Dans le cas d’un système triphasé, le décalage idéal vaut . La / 3T Figure 4.9

montre les signaux de commande des interrupteurs actifs quand on emploie un

entrelacement additionnel entre phases.

Cette commande n’a aucune influence sur le calibre des interrupteurs. Par contre, elle

permet une légère diminution de la composante AC du courant de sortie. La Figure 4.10

montre l’évolution du courant AC simulée à la sortie en fonction du rapport cyclique pour

un entrelacement simple entre structures et un entrelacement double.

88

t

Q1

Q2

Q3

Q1'

Q2'

Q3'

On

Off

On

Off

On

Off

On

Off

On

Off

On

Off

T/3 T/3 T/3 T/2

Figure 4.9 : Signaux de gâchette pour un entrelacement entre phases

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1

Rapport cyclique

Co

mp

os

ante

AC

du

co

ura

nt

de

so

rtie

[p

u] Entrelacement entre structures + entrelacement entre phases

Entrelacement entre structures

Figure 4.10 : Comparaison de la composante AC du courant de sortie pour un entrelacement entre structures et entrelacements entre structures et phases

On atteint une valeur maximale pour l’ondulation du courant de sortie moyen quand

. On trouve alors par simulation : 0.249

ˆ0.211ACDC phCCI I (4.35)

89

4.3.3.2. Entrelacement à rapport cyclique fixe

À partir de la Figure 4.8 , nous constatons qu’en utilisant deux redresseurs MLI entrelacés,

la composante alternative du courant de sortie est minimale pour 1 , et 0,5 0 .

La Figure 4.11 montre les performances d’un alternateur branché à un redresseur MLI en

demi pont exploité avec , 1 0,5 et 0 .

De la Figure 4.11, on remarque le courant de sortie est nul si on utilise un rapport cyclique

unitaire. Par conséquent, un entrelacement à rapport cyclique unitaire fixe n’a aucun intérêt.

Si on utilise un rapport cyclique nul, on retrouve les performances du redresseur à diodes

conventionnel avec la même ondulation du courant de sortie qu’on peut calculer à partir de

(4.26). On obtient alors :

2

2

2 3 3 3ˆ16

ˆ0,040

ACDC phCC

phCC

I I

I

6

(4.36)

Si on utilise un rapport cyclique tel que 0,5 , les performances de sortie ressemblent à

celles d’un alternateur rebobiné avec un nombre de spires 02N N (cf chapitre 2.4). Le

courant moyen à la sortie selon (4.24) vaut :

3ˆ

2DC phCCI I

(4.37)

La valeur efficace de la composante alternative :

2

2

2 3 3 3ˆ4

ˆ0,020

ACDC phCC

phCC

I I

I

6

(4.38)

En utilisant deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés et modulés avec et

, on peut reproduire les performances de la reconfiguration série/parallèle présentée

au chapitre

0,5

0

2.4 (ondulation du courant de sortie incluse).

90

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

R = 0

R = 0,5

R = 1

Figure 4.11 : Courant de sortie simulé pour un redresseur MLI en demi-pont avec rapport cyclique fixe

4.4. Redresseurs associés à des hacheurs survolteurs entrelacés

Pour notre étude, nous considérons le système idéal de la Figure 4.6 qui est composé de

deux redresseurs associés à deux hacheurs survolteurs entrelacés. La valeur de crête du

courant délivré par une source triphasée vaut . Le signal de commande de est

identique à celui pilotant mais décalé dans le temps d’une demie période de

modulation de .

ˆ / 2phCCI 7 'Q

7Q

/ 2T

Figure 4.12 : Redresseurs associés à deux hacheurs survolteurs entrelacés

91

4.4.1 Entrelacement avec commande pour l’adaptation de la tension de sortie

4.4.1.1. Calibre des semi-conducteurs

Comme expliqué au paragraphe 4.2.1.1, le calibre de tous les interrupteurs peut être déduit

en divisant par deux les valeurs calculées dans le paragraphe 3.4.1.

4.4.1.2. Composante alternative du courant DC dans l’accumulateur

La valeur efficace de l’ondulation de courant de sortie, sur une période de modulation,

dépend de la séquence d’activation des interrupteurs des deux redresseurs et de la forme

résultante du courant de sortie. Puisque l’ondulation du courant de sortie a une fréquence

qui est six fois plus grande que celle des sinusoïdes de la source alternative, on peut

restreindre notre étude à un intervalle de 3 . Nous choisissons un intervalle compris entre

6 et 6

. Pour simplifier les calculs, nous séparons le calcul en deux cas : 0 0,5

et . La 0,5 1 Figure 4.13 montre les formes d’onde et les signaux de commande

pendant la période de modulation pour ces deux cas.

Figure 4.13 : Formes d'onde du courant de sortie à l'échelle de la période de modulation T

92

Le courant moyen de sortie peut s’exprimer comme suit :

/ 6

/ 6

ˆ32 cos 1

2

3 1ˆ

phCCDC

phCC

II t d

I

t

(4.39)

En se basant sur la Figure 4.7, on peut calculer une expression de la valeur efficace du

courant de sortie quand : 0 0,5

2 2/ 6

/ 6

ˆ ˆ3cos 2 2 cos 1 2

2 2

3 3 2 4 6ˆ

16

RMS

phCC phCCDC

phCC

I II t t

I

d t

(4.40)

On en déduit la valeur de la composante alternative à la sortie :

22

2 2 2

2

72 3 2 3 3 48 2 2 3 3 36ˆ

8

AC RMSDC DC DC

phCC

I I I

I

(4.41)

Si 0 , la valeur efficace du courant de sortie s’obtient avec l’équation suivante : ,5 1

2/ 6

/ 6

ˆ3cos 2 2

2

2 2 3 3 2ˆ

4

RMS

phCCDC

phCC

II t d

I

t

(4.42)

On en déduit la valeur de la composante alternative à la sortie :

93

22

22 1 72 2 3 3 72ˆ

4

AC RMSDC DC DC

phCC

I I I

I

(4.43)

Nous constatons que l’équation (4.41) est identique à (4.26) et que l’équation (4.43) est

identique à (4.28). Par conséquent, nous pouvons affirmer que la valeur maximale de la

composante alternative du courant de sortie peut être exprimée selon (4.31), c’est-à-dire :

3 24 12 3 96 3 37ˆ16

ˆ0.241

ACDC phCC

phCC

I I

I

(4.44)

La Figure 4.14 montre l’évolution de la composante alternative en fonction du rapport

cyclique pour un redresseur associé à un hacheur survolteur avec adaptation de la tension

de sortie (chapitre 3.4) et deux structures du même type, entrelacées.

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1

Rapport Cyclique

Co

mp

os

ante

AC

du

co

ura

nt

de

so

rtie

[p

u] Composante AC avec entrelacement

Composante AC sans entrelacement

Figure 4.14 : Composante alternative du courant de sortie en fonction du rapport cyclique pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs avec entrelacement et sans entrelacement

94

4.4.2 Commandes minimisant l’ondulation du courant de sortie

Puisque on dispose uniquement de deux interrupteurs contrôlés, la seule solution

permettant une réduction de la composante alternative du courant de sortie est une

modulation à rapport cyclique fixe. Le principe décrit au paragraphe 4.3.3.2 est

transposable tel quel à cette structure. La composante alternative du courant de sortie peut

donc se calculer selon (4.36) si le rapport cyclique est unitaire, ou selon (4.38) si le rapport

cyclique est égal à . 0,5

4.5. Application des structures entrelacées aux alternateurs

L’utilisation de n structures de redresseur entrelacées, nécessite n sources triphasées

identiques et synchrones. Une première solution est d’utiliser n alternateurs identiques

couplés mécaniquement sur le même arbre. Une autre solution consiste à utiliser un

alternateur ayant un stator à bobinages multiples (cf paragraphe 2.4). Pour l’industrie de

l’automobile, cette deuxième solution est plus intéressante parce qu’elle permettrait de

conserver le même encombrement sous le capot et la même configuration mécanique que le

système de génération actuel. C’est l’approche que nous avons retenue pour la suite de

l’étude.

4.6. Comparaison

Les résultats obtenus dans ce chapitre et le chapitre 3 sont résumés sur le Tableau 4.1. Tous

les courants des semi-conducteurs sont exprimés en p.u. en prenant comme base le calibre

des diodes du redresseur conventionnel. Le prix des semi-conducteurs est estimé selon

l’algorithme (3.69) utilisé dans le chapitre précédent et exprimé en p.u. en prenant comme

base le prix total du redresseur conventionnel.

Le Tableau 4.1 montre que l’utilisation de structures entrelacées permet toujours de réduire

la composante alternative du courant de sortie. Dans le cas du pont complet à modulation

sinusoïdale, cette réduction n’est pas très importante mais dans les autres structures, elle

peut atteindre 50%. Il est même possible d’obtenir le même taux d’ondulation qu’un

redresseur conventionnel si on utilise un rapport cyclique fixe. Cependant dans ce cas, il

95

n’est plus possible de maximiser le courant de sortie pour chaque point de travail. Ce type

de fonctionnement est alors similaire à celui d’un alternateur à bobinage multiple avec

reconfiguration de bobinage série/parallèle.

Selon la méthode de calcul du prix choisie, le coût total ne varie pas si on utilise deux

structures en parallèle dimensionnées pour la moitié de la puissance plutôt qu’une seule

structure. Dans la réalité, cette estimation de coût pourrait être optimiste ou même

pessimiste puisque le prix des semi-conducteurs n’est pas uniquement fonction de la

surface de silicium utilisée mais dépend aussi des quantités produites. Pour certains

calibres, la subdivision en plusieurs structures de puissance inférieure peut se révéler très

avantageuse mais ce n’est pas toujours le cas.

On rappelle que le dimensionnement analytique des composants est basé sur des

hypothèses simplificatrices qui sont identiques pour toutes les topologies. Les résultats de

ce dimensionnement ne sont que des indicateurs supplémentaires pour l’estimation du coût.

Il faut remarquer que pour certaines topologies, ces hypothèses conduisent à un

surdimensionnement important en courant des interrupteurs actifs. Néanmoins, ces

surdimensionnements n’ont pas de conséquences significatives sur les conclusions de ces

comparaisons.

96

Tableau 4.1 : Performances, nombre et calibre des semi-conducteurs avec estimation de prix pour chaque topologie

Red

ress

eur

conv

entio

nnel

Red

ress

eur

en p

ont c

ompl

et s

inus

Red

ress

eur

en p

ont c

ompl

et s

inus

en

trel

acés

Red

ress

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en d

emi-

pont

ada

pt. t

ensi

on

Red

ress

eurs

en

dem

i-po

nt a

dapt

. te

nsio

n -

entr

elac

és

Red

ress

eurs

en

dem

i-po

nt a

dapt

. te

nsio

n -

doub

le e

ntre

lace

men

t

Red

ress

eurs

en

dem

i-po

nt a

dapt

. te

nsio

n -

entr

elac

emen

t à R

fix

e

Red

ress

eur

avec

hac

heur

sur

volte

ur

Red

ress

eurs

ave

c ha

cheu

r su

rvol

teur

-

entr

elac

és

Red

ress

eurs

ave

c ha

cheu

r su

rvol

teur

-

entr

elac

és à

R f

ixe

Diodes lentes 6 - - 3 6 6 6 6 12 12

[p.u .]DI 1 - - 1 0,5 0,5 0,5 1 0,5 0,5

[p.u .]RMSDI 1 - - 1 0,5 0,5 0,5 1 0,5 0,5

Diodes rapides - 6 12 3 6 6 6 1 2 2

[p.u .]DI - 0,893 0,446 1 0,5 0,5 0,5 3 1,5 1,5

[p.u .]RMSDI - 0,962 0,481 1 0,5 0,5 0,5 1,91 0,955 0,955

Interrupteurs actifs - 6 12 3 6 6 6 1 2 2

[p.u .]QI - 0,5 0,25 1 0,5 0,5 0,5 1 0,5 0,5

[p.u .]RMSQI - 0,707 0,354 1 0,5 0,5 0,5 1 0,5 0,5

Prix total des semi-conducteurs [p.u.]

1 3,2 3,2 2,75 2,75 2,75 2,75 2,75 2,75 2,75

Capteur de position Non OUI OUI Non Non Non Non Non Non Non

[p.u .]ACDCI 1 11,45 10,35 11,92 6,01 5,26 1 11,92 6,01 1

97

4.7. Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons montré que l’entrelacement de redresseurs MLI apporte

toujours une réduction significative de la composante alternative du courant de sortie. Si on

accepte une dégradation des performances, il est même possible d’éliminer le problème

d’ondulation avec des structures et des modes de fonctionnement plus simples.

Cette approche rend plus complexe la réalisation du convertisseur électronique avec la

multiplication du nombre de composants. Elle augmente aussi son encombrement et réduit

sa fiabilité. Cependant, l’entrelacement n’a pas d’influence sur le coût si on considère

uniquement les composants de puissance.

Equation Section 5

CHAPITRE V

5 Mise en œuvre d’un banc d’essai

5.1. Introduction

Dans les chapitres précédents, nous avons étudié différentes topologies de redresseurs à

diodes et de redresseurs MLI ainsi que la manière de les entrelacer. Pour valider

expérimentalement la méthode de simulation et les résultats obtenus, nous avons construit

un banc d’essai permettant de tester des alternateurs d’automobile avec les différentes

structures de redresseurs que nous avons présentées. Dans ce chapitre, nous décrivons les

différents éléments qui constituent le banc d’essai et sa mise en œuvre.

5.2. Structure générale du banc d’essai pour alternateur automobile

Le banc d’essai est composé principalement des éléments suivants :

Un moteur à courant continu à excitation séparée de 7.2kW dont la vitesse nominale

est de 1800rpm.

Un multiplicateur de vitesse avec un rapport 1 : 2

Un capteur de position absolue avec une résolution de 14bit

Un capteur de couple

Un analyseur de puissance

99

Deux alternateurs : un Delcotron 22SI Type 12V-100A original et un Delcotron

avec le stator rebobiné avec deux bobinages triphasés

Une source réglable de courant continu pour l’excitation de l’alternateur

Deux redresseurs conventionnels avec les diodes de l’alternateur d’origine

Un onduleur configurable à dix bras

Une charge résistive variable

La Figure 5.1 montre le schéma bloc du banc d’essai.

M G

Redresseur à diodes

Onduleur Décaphasé

Capteur de couple

Multiplicateur de vitesse

Capteur de position

Machine CC

1 : 2

Alternateur

Charge résistive variable

If

W

Wattmètre

Figure 5.1: Schéma bloc du banc d'essai

100

Figure 5.2 : Banc d'essai. (a) onduleur, (b) redresseur conventionnel ventilé, (c) alternateur, (d) capteur de couple, (e) capteur de position, (f) moteur à courant continu

5.3. Onduleur à dix phases

Pour pouvoir tester l’ensemble des structures de redresseurs MLI, nous avons construit un

onduleur à dix phases qui est configurable. Cependant, cet onduleur n’a pas été conçu

spécialement pour des applications basse tension comme dans l’automobile. Un premier

développement de cet onduleur a été réalisé avant le début de ce travail de maitrise, pour un

usage le plus général possible, en privilégiant la robustesse et la fiabilité. Pour cette raison,

le cahier des charges de cet onduleur a été fixé en fonction des caractéristiques maximales

d’une source à tension continue disponible (125V/120A).

101

5.3.1 Circuit de puissance

Chaque bras de l’onduleur doit pouvoir contrôler la puissance de la source de tension

continue qui fournit au maximum 125V/120A. Ce niveau de puissance a orienté le choix

des composants de puissance sur la technologie IGBT. Chaque bras de l’onduleur est

réalisé avec un module CM150DU-12F de 150A/600V fabriqué par Mitsubishi [33].

Chaque module contient deux IGBT associés à deux diodes de roue libre et il est refroidit

par un dissipateur en aluminium. Une convection forcée de l’air est assurée par quatre

ventilateurs fixés au plafond de l’armoire dans laquelle est placé l’onduleur. Tous les bras

sont connectés au bus DC à l’aide de deux plaques de cuivre séparées par une feuille

isolante en kapton. Cet arrangement permet de constituer deux plans de masse, un connecté

au potentiel positif et l’autre au potentiel négatif, tout en ayant entre eux, une capacité

uniformément distribuée. Cinq autres condensateurs conventionnels distribués à distance

régulière contribuent à augmenter la valeur de cette capacité à l’entrée de l’onduleur pour le

découplage des fils d’alimentation. Dans l’application visée, il n’y a pas de source de

tension continue branchée sur le bus DC. Nous avons donc rajouté un condensateur

électrolytique qui assure un stockage d’énergie plus important pour limiter les fluctuations

de tension sur le bus DC. Cette capacité vaut actuellement 145’000F/20V mais peut être

facilement substituée par d’autres valeurs. La Figure 5.3 montre le schéma électrique du

circuit de puissance et la

Figure 5.4 est une photographie du montage.

CM

150D

U-1

2F

20F/

200V

20F/

200V

20F/

200V

20F/

200V

20F/

200V

CM

150D

U-1

2F

CM

150D

U-1

2F

CM

150D

U-1

2F

CM

150D

U-1

2F

CM

150D

U-1

2F

CM

150D

U-1

2F

CM

150D

U-1

2F

CM

150D

U-1

2F

CM

150D

U-1

2F

1450

00F/

20V

20F/

400V

330n

F/25

0V

A A A A A A A A A A

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

LA

125-

P/SP

1

Figure 5.3: Schéma du circuit de puissance

102

Figure 5.4 : Réalisation pratique du circuit de puissance

Nous avons disposé un capteur de courant isolé sur chaque bras de l’onduleur pour la

mesure des courants de phase. Il s’agit de capteurs isolés à effet Hall du type LA 125-P/SP1

de la compagnie LEM [34]. Ces capteurs fournissent des signaux en courant qui sont des

images des courants à mesurer, dans un rapport 1:2000. La bande passante de ces capteurs

est garantie avec une atténuation inférieure à 1dB jusqu’à 100kHz.

Un dernier capteur a été placé entre les bras de l’onduleur et la capacité électrolytique pour

mesurer le courant du bus DC. On peut noter que cet arrangement ne permet pas de mesurer

exactement les variations instantanées du courant engendrées par la modulation en raison

de la présence des capacités de découplage aux bornes de chaque bras. Ces capacités

agissent comme des filtres et influencent la forme du courant théorique sur le bus DC.

103

5.3.1.1. Alimentations de faible puissance

Les cartes de commande rapprochée nécessitent une alimentation de 17V et 5V tandis que

les capteurs de courant demandent une alimentation bipolaire +15V/-15V. Pour éviter une

multiplication de sources de tension externes, nous avons disposé des alimentations à

l’intérieur du châssis du circuit de puissance. Nous avons choisi des alimentations linéaires

en raison de leur robustesse, leur faible pollution électromagnétique et leur prix. Elles sont

branchées directement sur le réseau 120V/60Hz. Tous les circuits d’alimentation sont isolés

galvaniquement entre eux. La Figure 5.5 montre le schéma de connexion des alimentations

Figure 5.5 : Alimentation interne de l'onduleur

5.3.2 Cartes de commande rapprochée

Les cartes de commande rapprochée ont été conçues et réalisées au LEEPCI et déjà

utilisées lors de travaux précédents [21]. La Figure 5.6 présente un schéma bloc d’une carte

qui commande deux transistors avec des entrées indépendantes. Les signaux de commande

sont acheminés par fibre optique. Une logique d’anti-recouvrement empêche que les deux

signaux de gâchette puissent être accidentellement actifs en même temps. Un circuit intégré

dédié garantit un temps mort de 2,23s entre le signal de blocage d’un transistor et le

déclenchement du signal d’amorçage de l’autre. Un autre circuit intégré (HCPL-316J,

fabriqué par Avago Technologies) effectue la commande rapprochée des gâchettes. Tout

potentiel en amont de la commande rapprochée est isolé optiquement des potentiels du

circuit de puissance. Ceci réduit la probabilité d’une destruction en chaine en cas d’une

104

éventuelle défaillance d’un transistor. Une alimentation à découpage connectée sur le dos

de chaque carte fournit une tension isolée galvaniquement +15V/-5V qui alimente la

commande rapprochée.

Figure 5.6 : Schéma bloc d’une carte de commande rapprochée

Le circuit HPL-316J intègre une protection contre la surintensité de courant. Lors de la

conduction d’un transistor, si la tension mesurée entre collecteur et émetteur devient trop

importante, le signal de gâchette est graduellement atténué jusqu’au blocage du transistor

avant que l’énergie dissipée par le transistor atteigne des valeurs destructives. Une coupure

franche de la commande dans ces conditions pourrait entrainer des surtensions

potentiellement dangereuses [35]. Le défaut est immédiatement signalé et il est possible

d’acheminer l’information par fibre optique jusqu’au microcontrôleur. Il faut remarquer

que le transistor qui a subi une surintensité reste verrouillé tant qu’une réinitialisation

générale n’est pas effectuée. On effectue cette initialisation en coupant l’alimentation

générale des cartes pendant quelques secondes après avoir interrompu l’alimentation de

puissance.

La Figure 5.7 montre un bras d’onduleur complet avec la carte de commande rapprochée, le

module IGBT et son radiateur. Ces schémas sont détaillés en annexe.

105

Figure 5.7 : Bras d'onduleur avec sa carte de commande rapprochée

5.3.3 Carte d’interface

La carte d’interface exécute les tâches suivantes :

La mise en forme des signaux provenant des capteurs de courant pour qu’ils soient

facilement lisibles par une plateforme de calcul numérique

La communication par fibre optique à partir de signaux à niveau TTL ou LVTTL

Le décalage en tension des signaux provenant du capteur de position au niveau TTL

ou LVTTL

L’habilitation de la source DC au moyen de la fermeture d’un contact de relais

La communication par RS-232 à partir de signaux à niveau TTL ou LVTTL

La conception de cette carte a été aussi influencée par les exigences suivantes :

Assurer l’interface et la compatibilité des systèmes de commande pour différents

dispositifs de puissance déjà disponibles.

Faciliter la connexion avec une plateforme DSP EzDSP™F2812 produite par

Spectrum Digital Inc. sans pourtant exclure l’utilisation d’autres plateformes.

106

5.3.3.1. Architecture et alimentation

La Figure 5.8 montre la carte d’interface connectée à la plateforme EzDSP™F2812. Une

attention particulière a été donnée à la minimisation du bruit de mesure du courant. Pour

cette raison, nous avons employé un circuit imprimé à quatre couches pour permettre la

réalisation de plans de masse homogènes. La partie analogique est complètement séparée

de la partie digitale pour n’avoir aucun potentiel en commun. L’interconnexion de la masse

analogique avec la masse digitale doit être faite en un seul point, préférablement proche du

microcontrôleur. Si on utilise la plateforme EzDSP™F2812, cette interconnexion est déjà

implémentée. Au besoin, il est possible de réaliser l’interconnexion directement sur la carte

d’interface en court-circuitant le cavalier J605.

Les deux parties nécessitent deux alimentations de +15V galvaniquement séparées.

L’utilisation d’une source de tension commune pour les deux parties n’empêche pas le bon

fonctionnement de la carte mais elle tend à augmenter le bruit sur les signaux mesures de

courant. Nous avons préféré éviter un branchement de la carte au réseau 120V/60Hz et

réaliser les différentes alimentations à partir de sources de tension externes. La partie

analogique nécessite une tension de +5V, une tension de référence de +3V et une tension de

référence de +1,5V. La partie digitale nécessite d’une tension de +5V et de +12V. La

plateforme qui est connectée à la carte d’interface doit fonctionner avec une tension

comprise entre +3V et +5V. La carte d’interface s’adapte automatiquement à la tension de

la plateforme à condition que la tension d’alimentation de cette dernière soit reliée au

potentiel Vin.

107

Figure 5.8 : Carte d'interface et plateforme DSP (a) carte DSP EzDSPF2812 (b) entrée pour les câbles prévenants des capteurs de courant (c) entrée/sortie fibres optiques (d) entrée alimentations externes

5.3.3.2. Circuit de mise en forme des signaux des capteurs de courant

La Figure 5.9 montre un schéma du circuit pour la mise en forme du signal d’un capteur de

courant. Le capteur de courant fournit un courant qui varie à l’intérieur d’une plage allant

de -100mA à +100mA. À l’entrée du convertisseur A/D intégré dans le DSP, il faut un

signal de tension unipolaire, allant de 0 à Vref centré à Vref/2. La tension Vref a été fixée à 3V

pour que le signal puisse être lu par des A/D travaillant avec différents niveaux de tensions

d’alimentation (3,3 V ou 5V). Un amplificateur opérationnel (AO) monté en montage

différentiel avec un gain unitaire réalise le décalage de tension et le filtrage passe-bas avec

une largeur de bande de 125kHz.

Pour exploiter au mieux la résolution du convertisseur A/D avec des faibles niveaux de

courant, il était préférable d’avoir un gain variable. Nous avons opté pour différentes

valeurs de gain sélectionnables manuellement à l’aide de mini-interrupteurs. Le rapport

108

entre le courant mesuré et la tension référencée à Vref/2 qui est délivrée au convertisseur

A/D s’exprime par :

/

2000A D

mes

V R

I (5.1)

Où R est la valeur totale de résistance choisie avec les mini-interrupteurs, Imes le courant

mesuré par le capteur et VA/D la tension vue par le convertisseur analogique/numérique.

La résistance R doit être choisie de manière à éviter la saturation de l’AO à l’intérieur de la

plage utile du courant à mesurer. Donc :

3000

mes

RI

(5.2)

La connexion entre la carte d’interface et les capteurs de courant à l’intérieur de l’onduleur

se fait par des câbles blindés à paire torsadée. Pour éviter des problèmes de bruit liés à une

éventuelle boucle de masse, la masse de l’alimentation des capteurs et la masse de la carte

d’interface ne sont pas directement reliées. Nous avons déterminé empiriquement que le

bruit est minimisé si le blindage du câble est connecté à la masse de la carte plutôt qu’à tout

autre potentiel neutre à l’intérieur de l’onduleur. Par conséquent, tous les interrupteurs J106

–> J204 doivent être court-circuités autant que J213.

R100

150

R106

N.M.

R118

75

R107

N.M.

J100

C112120p

S100 Vref/2

C10022n

AGND

Vref

AGND

2

36

74

U100OPA350

I1

C106100n

Vref

AGND

Vref/2

IGND

J106R120

75

R119

75

R136

33

R142

43

R148

10k

R151

10k

R153

10k

R14910k

Figure 5.9 : Circuit de mise en forme du signal de capteur de courant

109

5.3.3.3. Interface avec le capteur de position

La Figure 5.10 montre un schéma du circuit d’interface avec le capteur de position. Le

capteur de position type AC58-0014-E-PB fabriqué par Hengstler GmbH utilisé sur le banc

d’essai fonctionne avec une tension allant de 10V à 30V. Nous avons choisi de l’alimenter

avec une tension de 12V. L’adaptation du signal de position délivré par le capteur vers un

niveau TTL ou LVTTL est réalisée par un buffer du type CD4050. Les signaux de contrôle

provenant du microcontrôleur sont adaptés à l’aide d’un buffer à collecteur ouvert

(SN74LS06).

114

215

316

417

518

619

720

821

92210231124122513

J400DB25

+12

32U400A CD4050

Vmp

Vmp

Vmp

Vmp +5 +5

+12

+12

+12

/Direction

/Latch

/Tristate

R4001M

R4011M C401

22n

C40022n

1 2

U402A

SN74LS06

3 4

U402B

SN74LS06

5 6

U402C

SN74LS06

714

U402G

SN74LS06

C40222n

C40322n

C40422n

54U400B CD4050

76U400C CD4050

910U400D CD4050

1112U400E CD4050

1415U400F CD4050

32U401A CD4050

54U401B CD4050

76U401C CD4050

910U401D CD4050

1112U401E CD4050

1415U401F CD4050

81

U400GCD4050

81

U401GCD4050

R4024k7

R4034k7

R4044k7

123456789

10

J401

123456789

10

J402

Relay

FltRXTX

Figure 5.10 : Circuit d'interface avec le capteur de position

110

5.3.3.4. Circuit de pilotage des transmetteurs de fibre optique

La Figure 5.11 présente le schéma du circuit de pilotage d’une paire de transmetteurs par

fibre optique. Au total, il y a dix de ces paires sur la carte. Il y a deux modes possibles pour

piloter le transistor d’en haut : à partir d’un signal indépendant ou à partir du

complémentaire du signal pilotant le transistor d’en bas. Le mode est choisi à l’aide d’un

cavalier (J500 ->J509).

HighSide Driver

+5

EN11

EN219

VC

C20

GN

D10

U500ISN74LS244

+5

Fault

Fault

C50022n

J500

+5

+5

LowSide Driver

Ch1Up

Ch1Dw

A1

C2

N.C.3

N.C.4

OP500

HFBR15XX

A1

C2

N.C.3

N.C.4

OP501

HFBR15XX

Drv1Up

Drv1Dw

4 16

EN1U500BSN74LS244

2 18

EN1

U500ASN74LS244

1 2

U503ASN74LS04

R5203k3

R521

3k3

R500

2k2

R540

51

R501

2k2

R541

51

Q500PMBT2222

Q501PMBT2222

TP500

TP501

R560*4k7

R561*4k7

Figure 5.11 : Circuit de pilotage des transmetteurs de fibre optique

5.3.3.5. Circuit de verrouillage général en cas de défaut

Si un défaut est détecté dans un transistor de puissance, tous les signaux de gâchette de tous

les transistors sont annulés. Une diode LED signale alors dans quel bras, le défaut s’est

produit. Si ce verrouillage général n’est pas souhaité, il est possible de le neutraliser en

court-circuitant les cavaliers J300->J309. La Figure 5.12 montre le schéma qui réalise cette

fonction.

111

12345

J310

Drv1Up

Drv1Dw

+5

Vo1

GND2

VCC3

RL4

OP300

HFBR25XX

+5

Flt1

J300

R3113k3

D300LED

+5

R300

330

TP300

34

U503BSN74LS04

1234567

GN

D8

9101112131415

VC

C16

U30074HC133

+5

Flt1Flt2Flt3Flt4Flt5Flt6Flt7Flt8Flt9Flt10

+5

Fault

C30022n

+5

Flt 32

U700A

CD4050

Figure 5.12 : Circuit de verrouillage général en cas de défaut

5.3.3.6. Contact auxiliaire

Un relais pilotable avec un signal en tension offre soit un contact normalement fermé soit

un contact normalement ouvert, isolé de tout potentiel présent sur la carte. La source de

tension 125V/120A est active seulement si le contact de sécurité se trouvant sur le

connecteur arrière est court-circuité. Le circuit de contact auxiliaire a été principalement

conçu pour pouvoir activer la source de tension à partir du logiciel. Cela évite une mise

sous tension du circuit de puissance avant que le circuit de commande ne soit opérationnel

(Figure 5.13).

Relay

D3111N4148

K300JS1-12V

+12+12

123

J320

Q300PMBT2222

R321

3k3

Figure 5.13 : Circuit de contact auxiliaire

5.3.3.7. Liaison série par RS-232

Une connexion série n’est absolument pas indispensable pour le bon fonctionnement de

l’onduleur. Cependant, d’après notre expérience, il est parfois très utile d’avoir à

112

disposition une liaison série pour transférer facilement des données, quand on travaille avec

des microcontrôleurs. Nous avons rajouté cette possibilité sur la carte car cela demande

qu’un seul circuit intégré et très peu de composants additionnels comme le montre la Figure

5.14.

C2-5

R1IN13

R2IN8

T1IN11

T2IN10

VS+2

R1OUT12

R2OUT 9

T1OUT 14

T2OUT 7

VC

C16

GN

D15

C1-3

C2+4 C1+1

VS- 6

U701MAX232

+5

162738495

J701DB9

C7041u/25V

R700

0

R701

0

R7031M C702

22n

R7021M

C70022n

C7051u/25V

C706

1u/25VC707

1u/25V

+5

C7031u/25V

76

U700C

CD4050

81

U700GCD4050

C70122n

Vmp Vmp

RX

TX

Figure 5.14 : Circuit de liaison sérielle RS-232

5.4. Alternateur avec un stator modifié à deux bobinages

Pour évaluer en pratique les performances des redresseurs MLI entrelacés présentés dans le

chapitre précédent, nous avons réalisé un alternateur à double bobinage triphasé à partir

d’un stator d’alternateur d’automobile existant à 36 encoches et 12 pôles. Cet arrangement

permet de réaliser les deux sources triphasées à l’entrée des deux redresseurs entrelacés.

Pour minimiser le couplage magnétique entre les deux bobinages triphasés, chaque

bobinage est reparti sur une seule moitié du rotor, c'est-à-dire 18 encoches. La Figure 5.15

montre le schéma de bobinage de l’alternateur original alors que la Figure 5.16 montre le

schéma de bobinage pour obtenir un double bobinage triphasé. Le nouveau bobinage a le

même pas que l’original. Le nombre de conducteurs par encoche a été augmenté de 11 à 12

pour simplifier les connexions des phases. Les paramètres électriques de l’alternateur

rebobiné ainsi que les paramètres de l’alternateur original et les paramètres issus par calcul

sont résumés dans le Tableau 5.1.

113

L1a

L2a

L3a

L1b

L2b

L3b

Figure 5.15 : Schéma de bobinage original de l'alternateur Delcotron 22SI Type 12V-100A

Figure 5.16 : Schéma de bobinage pour obtenir deux bobinages identiques à partir du stator original

Le couplage magnétique entre les deux bobinages triphasés a été mesuré pour différentes

positions du rotor et l’inductance mutuelle est toujours inférieure à 4% de la mesure de

l’inductance propre. Le couplage magnétique entre les deux bobinages triphasés peut donc

être considéré comme négligeable.

Le volume de cuivre n’a pas pu être conservé parfaitement à cause de l’arrondissement sur

la section de fil imposé par le standard AWG et de l’augmentation de la longueur des têtes

de bobine avec un bobinage manuel.

114

Tableau 5.1 : Paramètres de l’alternateur à double bobinage comparés à ceux de l’alternateur original

De al théorique

Double bobinage expérim

lcotron Origin Double bobinage ental

Connexion T riangleParies de pôles 6 Nombre d’encoches 36 Courant d’excitation nominal

6 A

Spires par encoche 11 12 12 Section d’un conducteur

1.75 mm2 1.60 mm2 1.65 mm2

Poids total du cuivre 497 g 497 g 553 g Résistance à 25°C 0.1 0.06 0.07 Inductance cyclique (Ir=6A)

390 H 232 H 225 H

Flux à vide (Ir=6A) 28.6 mWb 15.6 mWb 16 mWb Vitesse de début de génération (Ir=6A)

910 rpm 1668 rpm 1650 rpm

C8

ourant de sortie a 000 rpm (Ir=6A)

116 A 213 A 218 A

Rendement à 8000 38 % 53% 53.5% rpm (Ir=6A)

La comparaison sur le Tableau 5.1 paramètres théoriques avec les paramètres

complexe mais peut aussi facilement être réalisé avec une bobineuse. Le prix d’un

alternateur à bobinage multiple est donc très similaire à celui d’un alternateur traditionnel.

expérimentaux montre que l’équation (2.8) a une précision acceptable pour ce type de

bobinage.

Un avantage important du schéma de bobinage présenté est la possibilité d’être implémenté

sur une géométrie de stator traditionnelle à 36 encoches. Le bobinage traditionnel est réalisé

très facilement à l’aide de bobineuse automatisée. Le nouveau schéma est légèrement plus

115

Figure 5.17 : Vue de l'alternateur avec le stator modifié

5.5. Conclusion

Nous avons présenté un banc d’essai qui est très versatile et facilement configurable pour

différentes applications allant jusqu’à une dizaine de kilowatts. Il permet de tester

rapidement des méthodes de commande pour des entraînements à vitesse variable. Il suffit

pour cela de développer un simple programme implémenté sur la plateforme

EzDSP™F2812 pour valider expérimentalement une stratégie de commande.

Ce banc d’essai répond parfaitement à nos besoins pour étudier différents structures de

redresseur mais on est bien conscient que la technologie des semi-conducteurs employés

dans l’onduleur (IGBT) n’est pas la meilleure solution pour des applications à faible

tension.

Equation Section 6

CHAPITRE VI

6 Application expérimentale sur un alternateur

d’automobile

6.1. Introduction

Ce chapitre présente les résultats expérimentaux obtenus sur le banc d’essai. Les

expériences ont été effectuées sur deux alternateurs semblables du type Delcotron qui se

différencient uniquement par leur configuration de bobinage. Le premier utilise le bobinage

d’origine et le deuxième a été rebobiné pour que le stator comporte deux bobinages

triphasés, faiblement couplés magnétiquement. Ces équipements ont permis de tester et de

comparer toutes les topologies de redresseur MLI étudiées dans les chapitres précédents

ainsi que celle du redresseur à diodes, reconfigurable série/parallèle du Chapitre 2.

6.2. Méthode de mesure des performances et validations

Avec le banc d’essai décrit au chapitre précédent et illustré par la Figure 5.1, il est très

facile de tester une grande variété de redresseurs. Cependant pour une application

automobile à basse tension, les caractéristiques des IGBTs et des diodes de l’onduleur à dix

phases ne sont pas adéquates. Pour réduire les chutes de tension en conduction des diodes,

nous avons rajouté un redresseur conventionnel en parallèle avec l’onduleur en utilisant les

diodes de l’alternateur qui sont plus performantes que celles des modules CM150DU-12F.

117

Le relevé des caractéristiques de sortie de l’alternateur doit s’effectuer en régime

permanent, avec une tension de charge constante, égale à 14 V. La vitesse de rotation est

modifiée en variant la tension d’alimentation du moteur à courant continu.

Pour mesurer les performances à la sortie, nous utilisons un analyseur de puissance qui

mesure le courant continu et la tension aux bornes de la charge. La puissance mécanique est

calculée à partir d’une mesure du couple sur l’arbre et de la vitesse dérivée du capteur de

position. La précision de cette méthode dépend beaucoup de la précision du couplemètre et

de la méthode d’étalonnage du couplemètre. Néanmoins, nous avons toujours conservé le

même réglage pour toutes les expériences afin de rendre les comparaisons valables.

L’alternateur d’origine intègre un régulateur de tension de sortie qui ajuste le courant

d’excitation avec un transistor fonctionnant en linéaire. Puisque la tension de sortie sur

notre banc d’essais est déjà imposée à 14V, nous avons préféré éliminer le régulateur et

alimenter l’enroulement inducteur à partir d’une source externe de façon à avoir toujours le

courant d’excitation sous contrôle. Il faut bien noter que ce courant d’excitation fourni par

la source externe a été soustrait de la mesure du courant dans la charge obtenue avec

l’analyseur de puissance.

La puissance de sortie maximale s’obtient en imposant le courant d’excitation fI maximal.

Cette valeur maximale de courant s’obtient en saturant le régulateur et en alimentant

l’inducteur avec la tension maximale disponible qui correspond, à peu près, à la tension de

sortie de 14V. Dans ce cas le courant dans l’inducteur dépend aussi de la résistance de

l’enroulement inducteur fR , suivant la relation f f fI V R . Cette résistance fR est

fortement dépendante de la température de l’enroulement rotorique. En effet si on applique

directement la tension de sortie à l’enroulement inducteur lorsque sa température est de

25°C, le courant d’excitation est égal à 6A (tel que spécifié par le fabricant). Lorsque la

température de fonctionnement est stabilisée, le courant peut descendre jusqu’à 5,2A, sous

certaines conditions. Par conséquent, la durée des tests peut avoir beaucoup d’influence sur

le résultat des mesures.

118

Dans un premier temps, nous avons choisi de vérifier que les méthodes de mesure utilisées

sur notre banc d’essai permettent de reproduire les courbes de performances données par le

fabricant d’alternateur en imposant une tension de 14V aux bornes de l’inducteur. La

Figure 6.1 montre une comparaison des courbes de courant de sortie et de rendement

fournies par le fabricant et mesurées sur notre banc d’essai. On constate que nos mesures

sont proches de celles effectuées par le fabricant. Les différences sont dues aux

imprécisions de mesure mais aussi au fait qu’on ne connaît pas la température de

l’enroulement inducteur, donc la valeur du courant d’excitation, pour chaque point de

mesure relevé par le fabricant.

0

20

40

60

80

100

120

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Courant de sortie [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

Ren

dem

ent

Expérimental - Courant de sortieFabricant - Courant de sortieExpérimental - RendementFabricant - Rendement

Figure 6.1 : Comparaison des performances de l’alternateur Delcotron 22SI Type 12V-100A selon le

fabricant et selon la méthode de mesure à tension d’excitation constante de 14V sur notre banc d’essai

Avec nos équipements, la durée du test pour obtenir une caractéristique complète n’est pas

négligeable par rapport à la constante de temps thermique de la machine. C’est pourquoi,

nous avons préféré appliquer un autre mode opératoire pour garantir la répétabilité des

mesures. Le courant d’excitation a été maintenu à une valeur constante de 6A pour réduire

cette dépendance à la température. La Figure 6.2 montre les courbes ainsi obtenues

comparées avec celles données par le fabricant.

119

0

20

40

60

80

100

120

140

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Courant de sortie [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

Ren

dem

ent

Expérimental - Courant de sortieFabricant - Courant de sortieExpérimental - Rendement Fabricant - Rendement

Figure 6.2 : Comparaison des performances de l'alternateur Delcotron 22SI Type12V-100A selon le fabricant et selon la méthode de mesure à courant d’excitation constant de 6A sur notre banc d’essai

Pour la suite des comparaisons de performances, nous utilisons uniquement les courbes

mesurées sur notre banc d’essai avec un courant d’excitation constant de 6A et non pas

celles données par le fabricant.

6.3. Validation du modèle d’un alternateur à bobinage multiple

associé à de simples redresseurs à diodes

La Figure 6.3 montre les performances d’un alternateur qui a un stator modifié avec deux

bobinages triphasés et qui est connecté à deux redresseurs à diodes fonctionnant en

parallèle. On peut remarquer que le courant de sortie expérimental est bien estimé par

simulation. On peut en conclure que le modèle des machines à bobinage multiple, proposé

au Chapitre 2.4, est valable. On constate que le courant et la puissance de sortie à haute

vitesse ont presque doublé (dans le rapport 0N N ), par rapport au fonctionnement de

l’alternateur d’origine et que les pertes totales n’ont pas augmenté significativement (Figure

6.4).

120

Cet essai permet aussi de vérifier que les équipements du banc d’essai sont capables de

supporter, sans problème, cette augmentation de puissance.

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

Ren

dem

ent

Alternateur d'origine - Courant de sortie

Double bobinage - Courant de sortie

Double bobinage - Simulation

Alternateur d'origine - Rendement

Double bobinage - Rendement

Figure 6.3 : Performances de l'alternateur à double bobinage comparées avec celles estimées par simulation et celles de l’alternateur d’origine.

0

400

800

1200

1600

2000

2400

2800

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Pe

rtes

to

tale

s [W

]

Alternateur d'origine

Double bobinage

Figure 6.4 : Évolution des pertes totales de l’alternateur à double bobinage comparées avec celles de

l’alternateur d’origine

121

6.4. Performances expérimentales des différentes topologies de redresseur

Dans cette section, nous présentons les résultats expérimentaux obtenus à partir des

topologies de redresseur MLI étudiées au troisième chapitre ainsi que la reconfiguration

série/parallèle d’un redresseur à diodes. Dans tous les cas, on utilise le stator modifié avec

un bobinage multiple branché sur deux redresseurs identiques. Dans le cas de redresseurs

MLI, les signaux pilotant le deuxième redresseur sont décalés de 180° par rapport aux

signaux pilotant le premier, de façon à entrelacer le fonctionnement des deux structures.

6.4.1 Redresseur MLI en pont complet

Dans le paragraphe 3.2.1, nous avons étudié une stratégie de commande pour un redresseur

MLI en pont complet de façon à maximiser la puissance de sortie. Cependant, cette loi de

commande est basée sur des simplifications importantes. Elle suppose, en particulier, que le

courant est toujours sinusoïdal et que la simulation réalisée néglige les pertes du redresseur.

Dans le but d’exclure les approximations dues à la loi de commande, nous avons préféré

procéder empiriquement: pour chaque point de mesure, on recherche expérimentalement

l’indice de modulation k et l’angle entre tension et courant de phase qui permettent de

maximiser la puissance de sortie. De plus, nous ne limitons pas l’indice de modulation à

des valeurs inférieures ou égales à un. De cette façon, on peut rajouter des harmoniques de

tension et se rapprocher du fonctionnement à diodes. Pour des raisons de commodité, nous

allons appeler cette loi de commande, commande « pseudo-sinusoïdale empirique ».

La Figure 6.5 montre les performances de l’alternateur à double bobinages connecté à deux

redresseurs MLI, en pont complet, entrelacés (identifiés « MLI pont complet » sur la

figure). En guise de comparaison, sur la Figure 6.5 apparaissent aussi les courbes de

courant de l’alternateur d’origine (identifiées « Alternateur d’origine » sur la figure) et

celles de l’alternateur modifié, connecté sur deux redresseurs triphasés à diodes

fonctionnant en parallèle (identifiées « Redresseur conventionnel » sur la figure).

122

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

Ren

dem

ent

Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieMLI pont complet - Courant de sortieMLI pont complet - RendementAlternateur d'origine - Rendement

Figure 6.5 : Performances de deux redresseurs MLI en pont complet entrelacés avec loi de commande pseudo-sinusoïdale empirique

On peut remarquer un saut brusque sur la courbe de rendement à la vitesse de 4000rpm. En

effet, au dessus de cette vitesse, on a choisi d’annuler tous les signaux de gâchette des

redresseurs MLI pour passer au fonctionnement à diodes et maximiser ainsi la puissance de

sortie. Il est à noter que dans le cadre d’une utilisation d’interrupteur MOSFET à faible

chute de tension directe, il serait possible à 4000rpm de passer en mode redressement

synchrone (les interrupteurs jouant le rôle de diodes à très faible chute de tension).

À la vitesse de ralenti de 1800rpm, le courant de sortie obtenu avec les redresseurs MLI, est

égal à 64,2A et le rendement est de 46% alors que l’alternateur original, à la même vitesse,

peut délivrer 75,6A avec un rendement de 52%. Pour toute vitesse supérieure à 2000rpm,

l’augmentation de rendement par rapport à l’alternateur d’origine devient très significative

et peut atteindre 16 points.

On peut en conclure qu’il n’est pas possible de compenser la diminution de puissance au

ralenti, à l’aide d’un redresseur MLI en pont complet bien que cette topologie semblait la

mieux appropriée. On constate aussi que les performances à basse vitesse sont inférieures à

celles estimées par simulation. Nous avons pu mettre en évidence que cette diminution de

123

performances est liée à une saturation magnétique de la machine. Une analyse détaillée de

ce problème de saturation magnétique est développée au paragraphe 6.5.

6.4.2 Redresseur MLI en demi pont

Comme dans le cas du redresseur MLI en pont complet, nous utilisons une loi de

commande empirique qui consiste à faire varier l’indice de modulation et l’angle k

entre tension et courant de phase, pour maximiser la puissance de sortie, pour une vitesse

donnée. La Figure 6.6 montre les performances de l’alternateur, à double bobinage,

connecté à deux redresseurs MLI en demi-pont, entrelacés, avec une commande pseudo-

sinusoïdale. Pour faciliter les comparaisons, sur la Figure 6.6 apparaissent aussi les courbes

de courant de l’alternateur d’origine et celles de l’alternateur modifié, connecté sur deux

redresseurs triphasés à diodes fonctionnant en parallèle.

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

Ren

dem

ent

Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieMLI demi-pont - Courant de sortieMLI demi-pont - RendementAlternateur d'origine - Rendement

Figure 6.6 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés avec loi de commande pseudo-sinusoïdale empirique

Les signaux de gâchette ont été annulés au dessus d’une vitesse de 2800rpm pour

maximiser la puissance de sortie et le rendement. Cela se traduit par un saut sur la courbe

de rendement qui est observable sur la Figure 6.6. À la vitesse de ralenti, le courant de

sortie est de 59,4A avec un rendement de 47% alors que l’alternateur d’origine pouvait

124

délivrer 75,6A avec un rendement de 52%. Les performances à basse vitesse sont, encore

une fois, inférieures aux attentes.

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

Ren

dem

ent

Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieMLI demi-pont - Courant de sortieMLI demi-pont - RendementAlternateur d'origine - Rendement

Figure 6.7 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont entrelacés avec adaptation de la

tension de sortie

Dans le cas d’une commande avec adaptation de la tension de sortie, nous avons aussi

préféré de trouver empiriquement la puissance maximale de sortie en faisant varier le

rapport cyclique pour chaque régime de vitesse. Le résultat de ces mesures est présenté sur

la Figure 6.7. Cette fois ci, il n’est plus nécessaire de chercher empiriquement la vitesse au-

delà de laquelle l’annulation du rapport cyclique devient avantageuse puisque la

maximisation de la puissance de sortie mène automatiquement à l’annulation du rapport

cyclique. La plus faible vitesse pour laquelle on annule le rapport cyclique est égale à

2150rpm, comme on peut facilement le constater par la discontinuité sur la courbe de

rendement de la Figure 6.7.

À la vitesse de ralenti de 1800rpm, le courant de sortie à vaut 59,5A avec un rendement de

50%.

Enfin, pour le redresseur MLI en demi-pont, nous avons aussi vérifié les performances en

utilisant une commande à rapport cyclique fixe de 0,5. Les résultats sont présentés dans la

Figure 6.8. À la vitesse de ralenti, le courant de sortie vaut 62,1A et le rendement atteint

125

46%. Remarquer que le courant de sortie au ralenti est légèrement supérieur à celui obtenu,

à la même vitesse, avec adaptation de la tension de sortie. Cet écart est très faible (inférieur

à 4%) et s’explique par des conditions opératoires différentes et un manque de précision

avec la commande empirique.

La vitesse au dessus de laquelle l’annulation du rapport cyclique devient plus avantageuse

vaut 2200rpm. Il faut remarquer que, lors du changement de la valeur de rapport cyclique,

on a un important à-coup de couple en raison de la variation soudaine du rendement (la

puissance de sortie n’est pas modifiée).

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

Ren

dem

ent

Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieMLI demi-pont - Courant de sortieMLI demi-pont - RendementAlternateur d'origine - Rendement

Figure 6.8 : Performances de deux redresseurs MLI en demi-pont avec un rapport cyclique fixe

6.4.3 Redresseur associé à un hacheur survolteur

Comme dans le cas du redresseur en demi-pont avec adaptation de la tension de sortie, nous

avons utilisé une solution empirique pour établir la loi de commande. Les résultats des

mesures sont présentés sur la Figure 6.9. Le courant lors du ralenti est égal à 55,6A avec un

rendement de 49%. La vitesse au-delà de laquelle le rapport cyclique s’annule vaut

2800rpm. On peut remarquer l’absence de discontinuité sur la courbe de rendement et une

diminution de performances à haute vitesse à cause de la présence de la diode . 7D

126

La Figure 6.10 montre les performances de deux redresseurs associés à des hacheurs

survolteurs entrelacés fonctionnant avec un rapport cyclique fixe de 0,5. Au dessus de la

vitesse de 2250rpm, on annule le rapport cyclique pour maximiser la puissance de sortie et

le rendement. À la vitesse de ralenti le courant à est égal à 57,1A et le rendement vaut 44%.

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

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0,8

Ren

dem

ent

Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieRedresseurHS - Courant de sortieRedresseurHS - RendementAlternateur d'origine - Rendement

Figure 6.9 : Performances de deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs, avec adaptation empirique de la tension de sortie

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

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0,8

Ren

de

me

nt

Redresseur conventionel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieRedresseurHS - Courant de sortieRedresseurHS - RendementAlternateur d'origine - Rendement

Figure 6.10 : Performances de deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs avec rapport

cyclique fixe

127

6.4.4 Reconfiguration série/parallèle

Au Chapitre 2.4, nous avons présenté une reconfiguration série/parallèle qui nécessite elle

aussi un stator à double bobinage. Cette topologie offre l’avantage d’utiliser un relais

comme interrupteur actif plutôt qu’un semi-conducteur. La chute de tension aux bornes

d’un contact électromécanique a une valeur négligeable comparativement à celle d’un

transistor IGBTs dans notre banc d’essai, qui peut atteindre une paire de volt.

La Figure 6.11 montre les performances de la reconfiguration série/parallèle en utilisant un

interrupteur mécanique. On remarque qu’il n’est pas possible de rattraper les performances

de l’alternateur original à basse vitesse ou encore celles de la machine à double bobinages

connectés à deux redresseurs conventionnels. La diminution de performances est liée au

nombre relativement élevé de diodes en série et des chutes de tension qui en résultent. Au

ralenti le courant de sortie atteint 65,5A avec un rendement de 48%. Celle-ci est la valeur

plus élevée de courant au ralenti de toutes les topologies de redresseur testées

expérimentalement.

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

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0,8

Ren

dem

ent

Redresseur conventionnel - Courant de sortieAlternateur d'origine - Courant de sortieReconf. série/parallèle - Courant de sortieReconf. série/parallèle - RendementAlternateur d'origine - Rendement

Figure 6.11 : Performances de deux redresseurs à diodes configurables en série/parallèle

128

6.5. Effets de la saturation magnétique dans la machine lors de la commande à angle optimal

Le redresseur MLI en pont complet délivre un courant de sortie inférieur aux attentes lors

d’un fonctionnement à basse vitesse. On doit en conclure que l’estimation des

performances par simulation, présentée au Chapitre 3, a été faussée par des simplifications

trop poussées du modèle.

Lors de ces simulations, nous avons supposé que les courants et tensions dans la machine

étaient de forme sinusoïdale ce qui nous a permis de trouver une loi de commande en se

basant sur une méthode purement analytique. Lors des essais, nous avons adopté une

approche différente pour identifier la loi de commande, en appliquant une méthode

empirique. Pour analyser les différences entre simulation et expérience, nous avons effectué

une nouvelle simulation en identifiant une loi de commande empirique exactement comme

nous l’avons fait pour les mesures. Pour chaque point de mesure, on cherche l’indice de

modulation et l’angle k entre tension et courant de phase qui permettent d’obtenir la

puissance de sortie la plus élevée. Cette méthode nécessite de nombreuses itérations qui

impliquent un temps de calcul très important. La Figure 6.12 montre la comparaison des

résultats obtenus par simulation et par des mesures expérimentales. On peut constater que

dans le cas d’un redresseur à diodes conventionnel, la différence entre simulation et

expérience est minime. L’écart est plus important dans le cas du redresseur MLI et on peut

en déduire que la méthode d’identification de loi de commande n’est pas responsable de cet

écart.

129

0

30

60

90

120

150

180

210

240

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

Redresseur conventionnel - Simulation

Redresseur conventionnel - Expérimental

Redresseur MLI pont complet - Simulation

Redresseur MLI pont complet - Expérimental

Figure 6.12 : Comparaison des courbes de courant obtenues expérimentalement et par simulation pour un redresseur MLI en pont complet et un redresseur à diodes

Une autre simplification importante du modèle est liée à l’absence de saturation magnétique

dans la machine. Il est important de vérifier que cette simplification est acceptable par une

approche expérimentale. Nous avons mesuré des courbes courant-vitesse pour un

redresseur à diodes et un redresseur MLI en pont complet, en réduisant le courant

d’excitation à 3A et à 1A. Évidemment, cette diminution du courant d’excitation engendre

une diminution du courant de court-circuit CCI et une augmentation de la vitesse de début

de génération DG . Pour faciliter les comparaisons, chaque courbe mesurée a été

normalisée par rapport à son propre courant de court-circuit CCI et la vitesse de rotation a

été normalisée par rapport à la vitesse de début de génération, DG , mesurée avec le

redresseur conventionnel, pour le même valeur de fI . La Figure 6.13 montre les courbes

ainsi obtenues.

130

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

0,9

1

0 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5Vitesse de rotation normalisée [/0]

Co

ura

nt

de

so

rtie

no

rmal

isé

[ID

C/I

CC]

MLI pont complet avec If = 1A, Icc = 45AMLI pont complet avec If = 3A, Icc = 125AMLI pont complet avec If = 6A, Icc = 218ARedresseur conventionnel avec If = 1A,3A,6AAlternateur d'origine avec If=6A, Icc = 116A

Figure 6.13 : Courant de sortie normalisé pour un redresseur MLI en pont complet et un redresseur conventionnel pour différents courants d’excitation

On peut constater que la diminution de l’induction magnétique dans la machine affecte

différemment les performances du redresseur MLI en pont complet par rapport au

redresseur conventionnel. Les courbes obtenues avec le redresseur conventionnel se

superposent alors que celles obtenues avec le redresseur MLI montrent des différences

importantes. Avec une machine non-saturée ( 1AfI ), le redresseur MLI en pont complet

se révèle très performant puisqu’il délivre déjà 75% du courant de court-circuit à la vitesse

de 1pu, alors que par simulation, à la même vitesse, on obtient 55%. Si on sature

complètement la machine ( 6AfI ), le courant délivré à la vitesse de 1pu descend à 25%

de la valeur de court-circuit. D’après la Figure 6.13, si le courant d’excitation est inférieur à

3A avec un redresseur MLI, on peut en conclure qu’il est possible de générer des courants

de sortie normalisés supérieurs à ceux de l’alternateur d’origine, pour toutes les vitesses. Il

faut toutefois rappeler que la valeur du courant de sortie sera toujours plus élevée si on

augmente le courant d’excitation. On a donc aucun intérêt à réduire le courant d’excitation.

On peut conclure que la différence entre simulation et expérience pour le redresseur MLI

est produite principalement par la saturation magnétique. Dans les alternateurs à rotor à

griffes, le circuit magnétique est très saturé au courant d’excitation nominal. Lorsqu’on

131

emploie un redresseur à diodes conventionnel, la réaction d’induit a toujours un effet

démagnétisant puisque le courant de phase est en phase avec la tension. Cependant, dans le

cas d’un redresseur MLI avec commande à angle optimal, la réaction d’induit peut aussi

avoir un effet magnétisant, à basse vitesse, selon l’angle imposé. Le gain de performances

obtenu grâce à une commande à angle optimal, est donc moins important que l’on pourrait

attendre si on néglige la saturation magnétique dans la machine.

6.6. Effets de l’entrelacement

Nous avons étudié le concept d’entrelacement dans le but principal de réduire l’ondulation

du courant de sortie et la pollution électromagnétique. Malheureusement, nous ne pouvons

pas vérifier que la norme CISPR-25 qui fixe les limites et définit des méthodes d’essai des

équipements ou des modules installés à bord des véhicules est vraiment satisfaite, en raison

d’un manque d’équipement de mesure spécialisé.

Cependant, en comparant la Figure 6.14 avec la Figure 6.15, on peut facilement apprécier la

réduction d’ondulation du courant de sortie dans le cas d’un redresseur associé à un hacheur

survolteur.

Figure 6.14 : Formes d'onde des courants pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs synchrones à une vitesse de 2000rpm et If=6A

(Échelle verticale : 60A/div, échelle horizontale : 200s/div)

132

Figure 6.15: Formes d'onde des courants pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs entrelacés à rapport cyclique fixe à une vitesse de 2000rpm et If=6A

(Échelle verticale : 60A/div, échelle horizontale : 200s/div)

L’entrelacement apporte non seulement une réduction de pollution électromagnétique mais

aussi une réduction des pertes. La Figure 6.16 montre le courant de sortie en fonction de la

vitesse pour deux redresseurs associés à des hacheurs survolteurs opérés avec un rapport

cyclique fixe de 0,5. Une première courbe a été obtenue en utilisant le même signal de

gâchette pour les deux redresseurs alors que la deuxième courbe a été obtenue avec les

deux signaux de gâchette décalés de 180°. La légère diminution de performance est à

imputer principalement aux pertes dans la résistance série équivalente de la capacité du bus

DC et, en moindre partie, aux pertes le long des câbles. En effet, nous avons remarqué que

sans entrelacement, la température de la capacité électrolytique de 145mF située sur le bus

DC pouvait atteindre des températures proches de 100°C, après quelques minutes de

fonctionnement à pleine puissance. C’est la raison pour laquelle nous avons présenté

uniquement des résultats obtenus avec des structures entrelacées dans ce chapitre pour ne

pas dépasser la limite de la capacité de bus DC (marquée 85°C).

133

0

20

40

60

80

100

120

0 1000 2000 3000 4000 5000

Vitesse de rotation [rpm]

Co

ura

nt

de

so

rtie

[A

]

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

Ren

dem

ent

Entrelacés - Courant de sortieSynchrones - Courant de sortieEntrelacés - Rendement Synchrones - Rendement

Figure 6.16 : Performances pour deux redresseurs associés à deux hacheurs survolteur à rapport fixe

de 0,5. Commandes synchrones et commandes entrelacées

6.7. Comparaison générale

En utilisant les courbes expérimentales de performances des différentes structures de

redressement, nous pouvons estimer et comparer les performances effectives des systèmes

de génération lorsqu’ils sont exploités dans des conditions typiques à bord d’un véhicule.

Parmi les différents standards, nous avons choisi et enchaîné deux cycles de vitesse en

fonction du temps, pour une conduite agressive en autoroute (EPA US06) et pour une

conduite urbaine (EPA UDDS) [32]. Puisque ces cycles indiquent uniquement la vitesse du

véhicule en fonction du temps, nous avons déduit, avec un algorithme simplifié, la vitesse

de rotation du moteur pour un véhicule ayant des roues d’un diamètre de 0,5m et une boite

automatique à 4 vitesses. La vitesse de l’alternateur est proportionnelle à celle du moteur

thermique dans un rapport 2 :1. Les rapports de boite de vitesse sont indiqués sur le

Tableau 6.1. La vitesse au ralenti du moteur a été fixée à 900rpm. La Figure 6.17 montre la

vitesse du véhicule et la vitesse de l’alternateur pour un cycle complet.

134

Tableau 6.1 : Rapport de réduction entre arbre moteur et arbre roue

R apport

1 vitesse 1 : 14,152 ère

2ème vitesse 1 : 8,18

3ème e 1 : 5,332 vitess

4ème vitesse 1 : 3,888

0

20

40

60

80

0 500 1000 1500 2000 2500

Temps [s]

Vit

esse

du

véh

icu

le [

mp

h]

0

2000

4000

6000

8000

0 500 1000 1500 2000 2500

Temps [s]Vit

esse

de

rota

tio

n a

lter

nat

eur

[rp

m]

Figure 6.17 : Vitesse de l’alternateur et du véhicule en fonction du temps pour un cycle combiné EPA

puissance de sortie, à chaque seconde, à partir des courbes expérimentales, courant-vitesse,

US06 et EPA UDDS

Nous avons utilisé une méthode numérique pour estimer l’énergie générée en intégrant la

135

interpolées. Les résultats ainsi obtenus sont résumés dans le Tableau 6.2. Les valeurs sont

aussi exprimées en p.u. en utilisant comme base, les valeurs de l’alternateur d’origine.

Tableau 6.2 : Puissance au ralenti, puissance moyenne et rendement moyen pour chaque topologie de redresseur sur le même cycle (EPA US06 et EPA UDDS enchaînés)

Topologie de redresseur

ralentiP moyenneP 8000rpmP moyen

Alternateur d’origine 1059W 1,0pu 1454W 1,0pu 1602W 1,0pu 42,4% MLI en pont complet 899W 0,85pu 2430W 1,67pu 3038W 1,89pu 53,6% MLI en demi-pont sinusoïdal

831W 0,78pu 2413W 1,66pu 3038W 1,89pu 53,9%

MLI en demi-pont avec adaptation de VDC

833W 0,78pu 2397W 1,65pu 3038W 1,89pu 53,7%

MLI en demi-pont avec R fixe

869W 0,82pu 2419W 1,66pu 3038W 1,89pu 53,8%

RedresseurHS avec adaptation VDC

779W 0,74pu 2350W 1,62pu 2996W 1,87pu 53,4%

RedresseurHS avec R fixe

799W 0,75pu 2353W 1,62pu 2996W 1,87pu 53,0%

Reconfig. série/parallèle

918W 0,87pu 2389W 1,64pu 3001W 1,87pu 53,5%

Le Tableau 6.2 montre que l’utilisation d’un stator à double bobinage permet d’augmenter

la puissance moyenne sur le même cycle de 62% à 67%, selon la topologie, par rapport à

l’alternateur d’origine. La batterie est donc rechargée plus rapidement. Le rendement aussi

a pu être amélioré de 10,6 à 11,5 points selon la topologie, ce qui peut déjà représenter une

économie sensible de carburant. La puissance de pointe a pu être augmentée jusqu’à 89%.

On constate que la puissance moyenne et les rendements sont semblables pour toutes les

structures connectées à l’alternateur rebobiné. Toutes ces structures atteignent à peu près

les performances du redresseur à diodes conventionnel, lors du fonctionnement à haute

vitesse. En pratique, on exploite le redressement par MLI (ou la configuration série)

seulement lorsque le véhicule est arrêté et que le moteur est au ralenti. Comme on peut

remarquer sur la Figure 6.17, dès que le véhicule est en mouvement, la vitesse de rotation

de l’alternateur est au dessus de 4000rpm.

136

Le Tableau 6.2 montre qu’aucune structure connectée au stator rebobiné n’est capable

d’égaler la puissance de l’alternateur original, à la vitesse de ralenti. Parmi les redresseurs

MLI, le plus performant reste le pont complet qui délivre 15% moins de puissance. Ce

manque de puissance est à imputer à la saturation magnétique, aux chutes de tension aux

bornes des interrupteurs actifs et à l’augmentation des pertes fer et cuivre dues à

l’introduction de la modulation. Pour d’autres structures MLI qui n’utilisent pas de

commande à angle optimal, la saturation magnétique n’a aucun effet. Il serait donc

intéressant d’employer des MOSFETs au lieu des IGBTs et d’évaluer le gain de

performances qu’ils apportent.

La topologie qui se rapproche le plus des performances au ralenti de l’alternateur original

est la structure à diodes avec reconfiguration série/parallèle (-13%). Il ne semble pas

possible d’apporter d’autres améliorations à cette structure puisque la perte de

performances est à imputer uniquement au nombre plus élevé de chutes de tension de diode

en série.

6.8. Conclusion

Les performances des structures de redressement étudiées dans les chapitres précédents ont

été vérifiées expérimentalement et le comportement dans des conditions d’emploi typiques

à bord d’un véhicule a aussi été vérifié. Le gain de performances à haute vitesse a été

confirmé par les essais mais les performances à basse vitesse s’avèrent plus faibles que

celles estimées par calcul analytique et par simulation. La diminution de performances a été

attribuée principalement à la saturation magnétique dans la machine et aux chutes de

tension dans les interrupteurs actifs.

À partir des conditions d’emploi typiques, on a pu remarquer que le fonctionnement à basse

vitesse d’un alternateur correspond essentiellement à la vitesse de ralenti. Dès que le

véhicule est en marche, on atteint facilement des régimes de « haute-vitesse ». Par

conséquent, des structures simplifiées comme le redresseur MLI en demi-pont à rapport

cyclique fixe, le redresseur associé à un hacheur survolteur à rapport cyclique fixe ou le

redresseur à reconfiguration série/parallèle, s’avèrent très intéressantes même si elles

137

présentent des discontinuités dans leur courbe courant-vitesse. Des solutions plus

complexes n’amènent pas d’amélioration de performances significative qui pourrait

justifier leur emploi à un coût bien plus élevé. Seule une amélioration aux basses vitesses

pourrait donc justifier le surcout associé.

L’entrelacement de deux structures de redressement s’est révélé très facile à implémenter

sur notre banc d’essai. Les effets sur le dimensionnement du filtre de sortie ont pu être

quantifiés mais l’absence d’équipement de mesure spécialisé ne nous a pas permis

d’évaluer les bénéfices de ce mode de fonctionnement sur les émissions

électromagnétiques.

Equation Section 7

Conclusion générale

Le travail présenté dans ce mémoire traite de la modélisation, de la simulation et de

l’implémentation de différentes structures d’électronique de puissance associés à un

alternateur de type Lundell. Il montre différentes méthodes pour augmenter la puissance de

sortie et le rendement d’un système de génération automobile utilisant un alternateur à rotor

à griffes tout en minimisant l’ondulation du courant de sortie.

Nous avons proposé un modèle du type circuit équivalent, relativement simple pour la

machine, qui s’est avéré suffisamment précis dans le cas d’un système de génération

conventionnel avec un redresseur à diodes. Cependant, cette modélisation a atteint des

limites évidentes pour l’étude de redresseurs MLI imposant un déphasage important entre

tension et courant de phase. La cause principale d’imprécision a été identifiée et provient de

la simplification du modèle qui néglige la saturation magnétique dans la machine. Il est très

difficile de réaliser un modèle du type circuit équivalent, tenant compte de la saturation, qui

soit très performant. L’utilisation d’un modèle du type éléments finis serait probablement

plus adapté pour la machine.

Avec un modèle équivalent du type circuit sans saturation magnétique, le logiciel de

simulation PSIM, qui est moins versatile que l’environnement Simulink/Powersys, s’est

avéré performant pour la simulation des différents systèmes de génération. Le temps de

calcul peut devenir inacceptable selon les conditions d’utilisation, mais c’est un problème

intrinsèque à tout simulateur prenant en compte directement les effets de la modulation.

Nous avons montré que l’augmentation de puissance d’un alternateur à rotor à griffes peut

s’obtenir très facilement. Cependant, elle s’accompagne d’une diminution importante de la

puissance de sortie à basse vitesse qui n’est pas acceptable. L’utilisation de structures de

redressement à MLI capables de survolter, permet d’atténuer cette diminution de puissance

à basse vitesse mais ne permet pas de la compenser totalement. Les structures de

139

redressement à MLI rajoutent un inconvénient important en raison de la forte ondulation du

courant de sortie. Pour atténuer ce problème, l’entrelacement de deux ou plusieurs

structures identiques a été proposé et son efficacité a été vérifiée. Ce concept, normalement

appliqué aux convertisseurs DC/DC tel que l’alimentation des microprocesseurs, est valable

pour d’autres systèmes de génération incluant un redresseur à MLI, débitant sur un bus DC

à tension constante.

Pour permettre l’utilisation de redresseurs entrelacés, il est nécessaire de disposer de deux

ou plusieurs sources identiques et isolées entre elles. Nous avons proposée une approche

originale avec une machines à bobinage multiple, qui s’adapte facilement pour les

géométries d’alternateur existant. Un schéma de bobinage multiple a été présenté et cette

solution a été validée expérimentalement. Nous avons montré que les alternateurs à

bobinage multiple, associés à des simples redresseurs à diodes, permettent d’obtenir des

performances semblables à celles de redresseurs à MLI, pour un prix inférieur.

Un banc d’essai polyvalent comprenant un onduleur/redresseur à dix phases a été réalisé et

mis en œuvre. Malheureusement le fonctionnement redresseur n’est pas très adapté pour

une application basse tension. L’utilisation d’interrupteurs actifs de technologie MOSFET

au lieu de IGBT aurait été préférable. L’utilisation d’interrupteurs de type IGBT a été

imposée par le cahier des charges de l’onduleur à dix phases qui a été rédigé préalablement

à ce travail et qui visait principalement la versatilité et la robustesse.

Finalement, toutes les solutions proposées dans ce travail permettent d’incrémenter de

manière importante la puissance et le rendement d’un système de génération automobile à

haute vitesse sans pourtant améliorer les performances à la vitesse de ralenti. Malgré l’ajout

d’un convertisseur MLI, l’alternateur à rotor à griffes ne semble plus une solution

intéressante à moyen/long terme si la consommation électrique à bord des véhicules

augmente conformément aux prévisions.

En effet, seules des structures triphasées classiques de l’alternateur Lundell ont été étudiées

alors qu’il existe des structures polyphasées et/ou des structures à aimants inter-griffes qui

permettent également d’améliorer les performances globales tout en conservant la structure

à griffes originale de l’alternateur Lundell. D’autres pistes existent sachant qu’à

140

performances énergétiques et à coût de production du même ordre, des facteurs de second

ordre tels que le bruit deviennent déterminant. Ces pistes sont d’autant plus nombreuses

que le secteur automobile procède très souvent par approche incrémentale en s’imposant

par exemple de conserver une configuration de rotor donnée et d’explorer les structures de

redressement possibles.

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Annexe A

Schémas de la carte d’intérface

Annexe B

Schémas de la carte de commande rapprochée