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Programme de Renforcement de la Formation Professionnelle

Burkina Faso --------------------

Unité – Progrès – Justice

Support pédagogique modulaire de formation professionnelle

Filière : Génie électrique

Spécialité : Electronique

Module : 04 Travaux pratiques de circuits de communication (Niveau de base)

Durée : 64 heures

Auteur: ZHANG, Qi-Shan

Table des matières

1. Conception et fabrication des filtres de second ordre Caractéristiques du filtre ----------------------------------------------------------------------------------- 1 Expérience du filtre de second ordre --------------------------------------------------------------------20

2. Conception et fabrication du circuit d’oscillateur Principe de fonctionnement de l’oscillateur ------------------------------------------------------------32 Différents types d’expériences d’oscillateur -----------------------------------------------------------52

3. Conception et fabrication des émetteurs et récepteur de modulation d’amplitude Principe de la modulation d’amplitude -----------------------------------------------------------------59 Expériences de modulation d’amplitude ------------------------------------------------------------- 105

4. Conception et fabrication des émetteurs et récepteur de modulation de fréquence Le principe de la modulation de fréquence ----------------------------------------------------------- 125 Expériences de modulation de fréquence ------------------------------------------------------------- 168

5. Conception et fabrication du numéroteur téléphonique Le principe du téléphone ------------------------------------------------------------------------------- 184 Le principe du téléphone ------------------------------------------------------------------------------- 199

6. Annexe : Diagramme de circuit du module expérimental ETEK 4-203

- 1 -

Fiche de connaissances Titre du cours

Caractéristiques du filtre Code I01-01/19 Durée 5h

I. Caractéristiques du filtre Le filtrage est une forme de traitement de signal, obtenu en envoyant le signal a travers un ensemble de circuits electroniques, qui modifient son spectre de frequence et/ou sa phase et donc sa forme temporelle. Le filtrage est très important pour les applications de communication, il a de très vastes applications dans d’autres domaines comme les circuits électroniques, le traitement de signal analogique, le traitement de signal numérique, le traitement d’image, le contrôle automatique, etc. Les filtres peuvent également être divisé en deux catégories, la première est le filtre analogique, et la partie devellopé dans ce document traite des filtres analogiques. Vous pouvez consulter les manuels appropriés pour la conception des filtres numériques. Il y a un moyen très simple. D’abord, choisissez la forme du filtre (forme Butterworth, Tchebychev , elliptique) sur la base de la conception analogique. Puis, choisir l’ordre du filtre approprié (pair ou impair) pour transférer vers le filtre numérique par transformation bilinéaire. Il y a encore d’autres manières qui ne sont pas décrites ici. Caractéristiques du filtre : en fonction de la réponse en fréquence du filtre, la portion passe bande du filtre est appelée la portion filtrée qui est la bande atténuée. Chaque filtre doit avoir une bande passante et une bande atténuée. Vous pouvez consulter le contenu du document suivant pour les quatre fonctions respectives du filtre. Ces quatre filtres sont décrits dans le schéma 1, le schéma 2, le schéma 3 et le schéma 4.

II. Types de filtres

1. Filtre passe-bas (LP) Le filtre passe bas est souvent utilisé dans les systèmes de communication lorsqu’un utilisateur souhaite acquérir les signaux en bande de base. En plus, il peut filtrer les bruits haute fréquence avant l’émission du signal. Il permet également de rendre la forme de l’onde plus fluide dans un convertisseur D/A.

Figure 1. Les réponses en fréquence d’un filtre passe bas de second ordre

- 2 -



2. Filtre passe bande (BP) Un filtre passe bande est un filtre ne laissant passer qu’une bande ou intervalle de frequences compris entre une frequence de coupure basse et une frequence de coupure haute du filtre. Il est généralement utilisé dans les systèmes de communication, qu’il s’agisse des émetteurs ou des récepteurs. La bande passante est l’etendue des fréquences entre lesquelles un signal a l’entrée passe a la sortie. La bande passante et la largeur de bande ne doivent pas être confondues, la première est un type de filtre, la deuxième indique la portion passant le filtre.

Figure 2. Les réponses en fréquence d’un filtre passe bande

3. Filtre de bande atténuée (BS) La bande attenuée est l’étendue de fréquences ou l’amplitude d’un signal est attenuée de sorte qu’il n’apparait pas a la sortie. Le filtre BS a deux largeurs de bandes. Le schéma 3 indique que la largeur de bande prend en compte la grande majorité de la fréquence d’origine, et le signal filtré prend en compte une petite partie de la fréquence d’origine afin d’atténuer la fréquence spécifique sans affecter une autre fréquence. Il est très rarement adopté par les systèmes de communication, mais le traitement du signal comprend le traitement de signal numérique (DSP), le traitement de signal adaptatif (ASP) et la conception du circuit.

Figure 3. Les réponses en fréquence d’un filtre en bande atténuée

- 3 -



4. Filtre passe haut (HP) Le filtre passe haut n’est pas utile car sa courbe de réponse en fréquence indique des fréquences supérieures à la fréquence spécifique qui va passer. Il en résulte beaucoup de bruit. Le filtre passe haut n’est pas utilisable dans un système de communication.

Figure 4. Les réponses en fréquence d’un filtre passe haut

III. Largeur de bande et types de filtres

1. La largeur de bande des filtres Les calculs de largeur de bande LP et BP sont identiques. Le filtre LP par exemple, prête à confusion sur le schéma 5. Il est différent du filtre LP d’un circuit électronique. Pourquoi y a-t-il une valeur négative dans le spectre du système de communication, mais dans le circuit électronique ? En fait, ils ne sont pas en conflit ; la valeur négative est importée pour expliquer la transformation triangulaire de Fourier. La méthode de bande passante à demi puissance est utilisée pour calculer la bande passante. ω1 et ω2 sont les fréquences correspondantes où l’amplitude (tension) est tombée à 1/√2 du maximum (1/2 puissance de crête), qui est équivalent à une fréquence de -3dB.

Largeur de bande du filtre : BW = (ω2-ω1)Hz, ω2 > ω1

- 4 -



Figure 5. Les réponses en fréquence d’un filtre passe bas idéal

2. Types de filtres Les filtres les plus communs sont les Butterworth, les Tchebychev et les Elliptiques. Ces trois filtres ont tous les trois fonctions y compris LP, BP et BS. La différence n’est pas détaillée ici.

3. Ordre des filtres Dans la pratique des circuits électroniques, l’ordre des filtres (actif ou passif) est en dessous de 4, vu que les augmentations d’ordre n rendent le circuit plus compliqué. Les augmentations d’ordre “n” du filtre le rapproche d’un filtre idéal. Un filtre LP passe bas doit être envisagé, bien que plus l’ordre “n” augmente plus on se rapproche des propriétés idéales, mais cela peut-il être obtenu ? La réponse est non. Prenons deux perspectives différentes pour traiter cette question. La première est la caractéristique, lorsque l’ordre n est plus élevé, l’amplitude est plus raide, et se conforme à la réponse d’amplitude d’un filtre LP idéal. Mais lorsque l’ordre n est grand, le circuit devient compliqué et la réponse d’amplitude est encore un peu différente du filtre idéal. Cela est indiqué sur le schéma 6. Mais en plus des circonstances détaillées plus haut, cela doit encore un facteur à prendre en considération, avec un ordre “n” du filtre plus élevé, les caractéristiques de phase sont pires, et la phase du filtre LP idéal est linéaire. En réalité, le circuit est compliqué (n élevé) et on doit compromettre l’amplitude au dépit de la réponse de phase. Donc on ne peut pas obtenir un filtre passe bas idéal.

- 5 -



Figure 6. Corrélation entre l’ordre du filtre et sa réponse en fréquence

IV. Circuit à filtre simple Le circuit du filtre peut être analogique ou numérique ; ou on peut importer des composants actifs et passifs. Ce cours ne fait que présenter les circuits analogiques composés avec des composants passifs. Vous pouvez consulter les autres manuels pour les autres types. Le filtre passe haut décrit ici peut également être décrit comme un filtre à bande passante large bande. Le filtre analogique composé avec des composants passifs est présenté dans le schéma 7.

Figure 7. Filtre analogique composé avec des composants passifs

Entrée

Entrée

Entrée

Entrée

Sortie

Sortie

Sortie

Sortie

(c) Passe bas (a) Passe haut

(c) Largeur de bande (d) Bande atténuée

- 6 -



V. Filtre passe bas de second ordre

1. Filtre passe bas de second ordre passif La fonction d’un filtre passe-bas est de faire passer des signaux basse fréquence et d’atténuer les signaux haute fréquence. Le schéma 8 montre un filtre passe bas de second ordre. Sa fonction de transfert est : Ensemble

2 2

1 11

1 1 2

RSRCSC SC

ZS C R SCR

SC SC

Alors

2 2 2

11 1

1 3 1 1out

in

V S Z SRCSCV S R Z S R C SRC SRCR

SC

2

2

2 2 22

1

313

o

o o

RCS SS

SRC RC

(1-1)

Où

1 1o RC

- 7 -



Figure 8. Circuit d’un filtre passe bas de second ordre passif

2. Filtre passe bas de second ordre actif Le schéma 9 montre le circuit d’un intégrateur d’inversion ou d’un intégrateur Miller. Sa fonction de transfert est :

1 1out o

in

V s SC RCV s R S S

(1-2) Où

0

1

RC

L’équation (1-2) indique que le circuit intégrateur de Miller est un filtre passe bas. Nous pouvons concevoir un filtre passe bas de second ordre en combinant deux circuits intégrateurs Miller et un amplificateur d’inversion. Le schéma 10 montre un diagramme en bloc d’un filtre passe bas de second ordre. Il est composé de deux circuits intégrateur Miller, un amplificateur d’inversion à gain d’unité, et d’un additionneur. Réglez la sortie de l’additionneur sur A(s), la fonction de transfert est Q : facteur qualité.

2

0 01inA S KV S A S A S

S Q S

2

0 011 inA S KV S

Q S S

Entrée Sortie

- 8 -



2 2

0 02

0 011

inout

KV SV S A S

S S

Q S S

L’équation ci-dessus peut-être simplifiée comme :

20

2 200

out

in

V S K

V SS S

Q

(1-3)

Il s’agit d’une formule standard de la fonction de transfert du filtre passe bas actif de second ordre. Nous pouvons concevoir un filtre passe bas de second ordre sur ce schéma de principe.

Figure 9. Intégrateur Miller

Figure 10. Schéma de principe d’un filtre passe bas de second ordre

Entrée

Sortie

Sortie

Sortie

- 9 -



Le schéma 11 présente le circuit d’un filtre passe bas actif de second ordre basé sur le schéma de principe du filtre passe bas actif de second ordre (schéma 10). L’additionneur et le premier circuit intégrateur de Miller sont remplacés par un amplificateur opérationnel A. 1U De cette manière, vous pouvez économiser un amplificateur opérationnel, mais le calcul des paramètres du circuit devient plus compliqué. Si l’on règle

1 2C C C 6 5 4R R R

Figure 11. Circuit d’un filtre passe bas de second ordre

On obtient la fonction de transfert suivante :

32

1 3 4

22

2 3 4

1

1 1out

in

RV S R R R C

V S S SCR R R C

32

1 3 4

2 3 42

2 3 43 4

1

1 1

R

R R R C

R RS S

R R R CC R R

(1-4)

La comparaison des équations (1-3) et (1-4) donne

Entrée (Vin)

Sortie (Vout)

- 10 -



3

1

RK

R

(1-5)

0

3 4

1

C R R

(1-6)

2

3 4

RQ

R R

(1-7) Dans le circuit du schéma 11, 1R , 2R , 3R , 1C , et 1 :U A constitue un circuit intégrateur Miller avec une fonction de somme pondérée. L’objectif est de multiplier les signaux d’entrée et les signaux de sortie de 1 :U C par un coefficient individuel respectif avant d’en faire la somme. 4R , 2C et 1 :U B constituent un circuit intégrateur Miller ; 5R ,

6R et 1 :U C constituent un amplificateur d’inversion de gain d’unité. Du fait de l’utilisation de la théorie synthétique du réseau, le circuit répond aux conditions Butterworth et la courbe de réponse en fréquence dans la région de bande passant est très plate sans ondulation.

VI. Filtre passe haut de second ordre

1. Filtre passe haut de second ordre passif La réponse en fréquence d’un filtre passe haut de second ordre est le contraire de celle d’un filtre passe bas de second ordre. L’objectif est de permettre aux signaux haute fréquence de passer et d’atténuer les signaux basse fréquence. Le schéma 12 présente un filtre passe haut passif de second ordre. Sa fonction de transfert est : Ensemble

2

1

1 2 1

R RSR C RSC

ZSRCR R

SC

- 11 -



Alors

2 2 2

2 2 21 1 3 1 1out

in

V S Z R S R C SRC SRC

V S S R C SRC SRCZ RSC SC

2 2 2 2

22 2 223 1 1

3

S R C S

S R C SRC SS

RC RC

2

2 20 03

S

S S

(1-8) Où

0

1 1

RC

Figure 12. Circuit d’un filtre passe haut de second ordre passif

Entrée Sortie

- 12 -



2. Filtre passe haut de second ordre actif Le schéma 13 montre le schéma de principe d’un filtre passe haut actif de second ordre. Il est composé de deux circuits intégrateur Miller, un amplificateur d’inversion, et de deux additionneurs. Nous pouvons obtenir sa fonction de transfert suivante :

2

2 200

out

in

V S KS

V SS S

Q

(1-9)

Il s’agit de la fonction de transfert standard du filtre passe haut actif de second ordre. Nous pouvons concevoir un filtre passe haut de second ordre avec la fonction présentée dans le schéma de principe.

Figure 13. Schéma de principe d’un filtre passe haut de second ordre passif

Entrée

Sortie

- 13 -



Figure 14. Circuit d’un filtre passe haut de second ordre actif

Le schéma 14 montre le circuit d’un filtre passe haut de second ordre passif La conception est basée sur le schéma de principe présenté dans le schéma 13. La combinaison du premier additionneur et du premier circuit intégrateur Miller est remplacée par 1 :U A . Le troisième additionneur et l’amplificateur d’inversion à gain d’unité sont remplacés par 1 :U B . De cette manière, on peut économiser deux amplificateurs opérationnels. De la même manière, le calcul des paramètres du circuit deviendra plus compliqué, on estime que

1 2C C C 7 6 5R R R

Nous pouvons obtenir sa fonction de transfert suivante :

25 5 2

2 2 3 1 4

22

3 4 5

1

1 1out

in

R R RS

R CR R R RV S

V S S SR C R R C

(1-10) Ensemble 1 4 2 3R R R R , alors

Entrée (Vin)

Sortie (Vout)

- 14 -



25

2

22

3 4 5

1 1out

in

RS

V S R

V S S SR C R R C

25

2

2 4 52

3 4 54 5

1

RS

R

R R SS

R R R CC R R

(1-11)


52

RK

R

(1-12)

0

4 5

1

C R R

(1-13)

3

4 5

RQ

R R

(1-14) Dans le schéma 14, 1R , 2R , 7R , 1C , et 1 :U A constituent un circuit intégrateur Miller avec une somme pondérée. Les signaux d’entrée et les signaux de sortie de 1 :U C sont multipliés par un coefficient individuel respectivement, puis additionnés. 3R , 4R , 5R et

1 :U B constituent une somme pondérée pour permettre aux signaux d’entrée et aux signaux de sortie de 1 :U A d’être multipliés avec un coefficient individuel respectif et d’en faire une somme. 6R , 2C et 1 :U C constituent un circuit intégrateur Miller. Ce circuit répond également aux conditions Butterworth, donc ses pôles se chevauchent et la courbe de réponse en fréquence dans la région de bande passante est très plate sans ondulation.

- 15 -



3. Filtre passe bande de second ordre Nous pouvons comprendre son caractère de manière littérale. Les signaux haute fréquence ne vont pas passer, ni les signaux basse fréquence. Seuls les signaux d’une fréquence spécifique peuvent passer. Le schéma 5 montre la courbe de caractéristique d’un filtre à bande passante. Il est composé d’un filtre passe bas en 3 2dBf f et d’un

filtre passe haut en 3 1dBf f . La fréquence centrale est 0 1 2f f f . La largeur de

bande 3dB ( 3dBBW ) est 2 1f f .

Figure 15. Courbe de caractéristique d’un filtre passe bande

(1) Filtre à bande passante de second ordre passif Le schéma 16 montre le circuit d’un filtre à bande passante de second ordre passif. La fonction de transfert est : Ensemble

2

1

1 1

R SL R SLSCZSRC S LCR SL

SC

Gain de tension (dB)

Fréquence (Hz)

- 16 -



Alors

Figure 16. Circuit d’un filtre passe bande de second ordre actif

2 2 2out

in

V Z SL R SL SL

V R Z SL R S LCR SR C R SL R SL

2 22 22

SSL RC

R SS LCR SR C SL R S SL RC LC

2

2 21 2 02

S

S S S

(1-15)

Où

0

1

LC

, 1

R

L

, 2

1

RC

, et 20 1 2 , 2 1BW f f .

Entrée Vin

Sortie Vout

- 17 -



(2) Filtre actif passe bande du second ordre Le schéma 16 montre le circuit d’un filtre actif passe bande du second ordre . La fonction de transfert est :

0

2 200

out

in

V S KS

V SS S

Q

(1-16)

Il s’agit d’une formule standard de la fonction de transfert du filtre actif passe bande du second ordre . Nous pouvons concevoir un filtre passe bande du second ordre sur ce schéma de principe.

Figure 17. Schéma de principe d’un filtre actif passe bande du second ordre

Le schéma 18 présente le circuit d’un filtre actif passe bande du second ordre basé sur le schéma de principe du filtre en question (schéma 17). L’additionneur et le premier circuit intégrateur Miller sont remplacés par un amplificateur opérationnel

1 :U A . De cette manière, on peut économiser un amplificateur opérationnel, mais le calcul des paramètres du circuit devient plus compliqué.

1 2C C C 6 5 4R R R

Alors, la fonction de transfert est :

Sortie

Sortie

- 18 -



3 4

1 3 4

2 3 42

2 3 43 4

1

1 1

out

in

R RS

R R R CV S

V S R RS S

R R R CC R R

(1-17)


3 4

1

R RK

R

(1-18)

0

3 4

1

C R R

(1-19)

2

3 4

RQ

R R

(1-20) Dans le schéma 18, 1R , 2R , 3R , 1C , et 1 :U A constituent un circuit intégrateur Miller avec une somme pondérée. On multiplie les signaux d’entrée et les signaux de sortie de 1 :U C par un coefficient individuel respectif avant d’en faire la somme.

4R , 2C et 1 :U B constituent un circuit intégrateur Miller ; 5R , 6R et 1 :U C constituent un amplificateur d’inversion de gain d’unité. Du fait de l’utilisation de la théorie synthétique du réseau, le circuit répond aux conditions Butterworth et la courbe de réponse en fréquence dans la région de bande passant est très plate sans ondulation.

Les circuits décrits plus haut sont des filtres du second ordre. En comparant leurs équations de fonction de transfert standard, nous pouvons savoir que l’ordre du filtre est déterminé par la factorielle du dénominateur (Ordre). Cela signifie que si la factorielle du dénominateur de la fonction de transfert est supérieure à la factorielle du numérateur ; il s’agit d’un filtre passe bas. À l’inverse, si la factorielle du dénominateur de la fonction de transfert est inférieure à la factorielle du numérateur ; il s’agit d’un filtre passe haut. En plus de cela, il peut être connecté en série (la valeur des pièces doit être redéfinie pour répondre aux exigences des coefficients Butterworth ou Chebyshev) afin d’obtenir des filtres d’ordre supérieur. L’amplificateur opérationnel LM348 utilisé dans cette expérience est un ensemble de quatre CI μ A741. Sa largeur de bande de gain d’unité est ~ 1MHz, alors la réponse en fréquence haute n’est pas idéale comme μ A741. Dans les expériences de filtre passe haut de second ordre, on remplace l’amplificateur opérationnel par un LM318, sa largeur de bande de gain d’unité est d’environ 15MHz,ce qui peut améliorer la réponse en fréquence.

- 19 -



Figure 18. Circuit d’un filtre actif passe bande du second ordre

Bibliographie Ouvrage Auteur Editeur Date de parution

Systèmes de communication

CHEN, Ke-Ren, CHEN, Sen-Yuan

Gau Lih Book Co., Ltd.

1997

Pratique électronique et de communications

ETEK Technology CO., Ltd.

Chuan Hwa Science and Technology

Books 2003

Entrée (Vin)

Sortie (Vout)

- 20 -

Feuille d’exercice Titre du cours

Expérience du filtre de second ordre

Code M01-01/12 Durée 5h

Expérience 1 : Filtre passe bas de second ordre passif

1. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 8. R = 15KΩ, C = 10nF. Ou bien référez-vous au CEl-1(a) du module ETEK CE-2002-01.

2. Faites entrer une onde sinusoïdale avec une amplitude de 2V, et une fréquence de 10Hz. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 1.

3. Gardez l’amplitude constante, réglez la fréquence sur 30Hz, 50Hz, 70Hz, 100Hz, 300Hz, 500Hz, 700Hz, 1KHz, 3KHz, 5KHz, 7KHz, et 10KHz respectivement. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 1.

4. Calculez le gain de tension pour chaque fréquence, et remplissez le tableau 1.

5. Utilisez les données du tableau 1 pour établir le diagramme de Bode de gain de tension dans le schéma 19.

6. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 8. R = 15KΩ, C = 3,3nF. Ou bien référez-vous au CEl-1(b) du module ETEK CE-2002-01.

7. Répétez les étapes 2 à 5. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez les résultats de l’expérience dans le tableau 1 et le schéma 20.

Tableau 1. Mesures de réponse en fréquence du filtre passe bas passif de second ordre (R = 15KΩ, C = 10nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 10 30 50 70 100 300 500 700 1K 3K 5K 7K 10K

Amplitude de sortie (mV)


Figure 19. Diagramme de Bode de gain de tension d’un filtre

passe bas de second ordre passif


Fréquence (Hz)

- 21 -




Tableau 2. Mesures de réponse en fréquence du filtre passe bas passif de second ordre (R = 15KΩ, C = 3,3nF)





passif passe bas du second ordre

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 22 -




Expérience 2 : Filtre passe bas de second ordre actif

1. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 11 ou dans le CE1-2 du module ETEK CE-2002-01. Court-circuitez J1 et J2, ouvrez le circuit sur J3 et J4, alors C1 = C2 = 10nF.

2. Faites entrer une onde sinusoïdale avec une amplitude de 2V (Vp-p), et une fréquence de 10Hz. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 3.

3. Gardez l’amplitude constante, réglez la fréquence sur 30Hz, 50Hz, 70Hz, 100Hz, 300Hz, 500Hz, 700Hz, 1KHz, 3KHz, 5KHz, 7KHz, et 10KHz respectivement. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 3.



6. Court-circuitez J3 et J4, ouvrez le circuit sur J1 et J2, alors C3 = C4 = 3,3nF à la place de C1 = C2 = 10nF.


Tableau 3. Mesures de réponse en fréquence du filtre passe bas actif de second ordre (C1 = C2 = 10nF)




Figure 21. Diagramme de Bode de gain de tension d’un filtre actif passe bas du second ordre

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 23 -

Feuille d’exercice Titre du

cours Expérience du filtre de second

ordre Code M01-04/12 Durée 5h

Tableau 4. Mesures de réponse en fréquence du filtre actif passe bas de second ordre (C3 = C4 = 3,3nF)





actif passe bas du second ordre

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 24 -




Expérience 3 : filtre passe haut passif du second ordre

1. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 12. R = 15KΩ, C = 2,2nF. Ou bien référez-vous au CEl-3(a) du module ETEK CE-2002-01.

2. Faites entrer une onde sinusoïdale avec une amplitude de 2V, et une fréquence de 1KHz. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 5.

3. Gardez l’amplitude constante, réglez la fréquence sur 3KHz, 5KHz, 7KHz, 10KHz, 30KHz, 50KHz, 70KHz, 100KHz, 300KHz, 500kHz, 700KHZ, et 1 000KHz respectivement. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 5.



6. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 12. R = 15KΩ, C = 1nF. Ou bien référez-vous au CEl-3(b) du module ETEK CE-2002-01.


Tableau 5. Mesures de réponse en fréquence du filtre passif passe haut du second ordre (R = 15KΩ, C = 2,2nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 1 3 5 7 10 30 50 70 100 300 500 700 1 000




passif passe haut du second ordre

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 25 -




Tableau 6. Mesures de réponse en fréquence du filtre passif passe haut du second ordre (R = 15KΩ, C = 1nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 1 3 5 7 10 30 50 70 100 300 500 700 1 000



Figure 24. Diagramme de Bode de gain de tension d’un filtre passif passe haut du second ordre

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 26 -




Expérience 4 : Filtre actif passe haut du second ordre

1. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 14 ou dans le CE1-4 du module ETEK CE-2002-01. Court-circuitez J1 et J2, ouvrez le circuit sur J3 et J4, alors C1 = C2 = 2,2nF.


3. Gardez l’amplitude constante, réglez la fréquence sur 100Hz, 300Hz, 500Hz, 700Hz, 1KHz, 3KHz, 5KHz, 7KHz, 10KHz, 30KHz, 50KHz, et 100KHz respectivement. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 7.



6. Court-circuitez J3 et J4, ouvrez le circuit sur J1 et J2, alors C3 = C4 = 1nF à la place de C1 = C2 = 2,2nF.


Tableau 7 Mesures de réponse en fréquence du filtre actif passe haut du second ordre (C1 = C2 = 2,2nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 70 100 300 500 700 1K 3K 5K 7K 10K 30K 50K 100K




actif passe haut du second ordre

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 27 -




Tableau 8. Mesures de réponse en fréquence du filtre actif passe haut du second ordre (C3 = C4 = 1nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 70 100 300 500 700 1K 3K 5K 7K 10K 30K 50K 100K




Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 28 -




Expérience 5 : Filtre passif passe bande du second ordre

1. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 16. R = 20Ω, L = 470μH, C = 470nF. Ou bien référez-vous au CEl-5(a) du module ETEK CE-2002-01.


3. Gardez l’amplitude constante, réglez la fréquence sur 700Hz, 1KHz, 3KHz, 5KHz, 7KHz, 10KHz, 30KHz, 50KHz, 70KHz, 100KHz, 300KHz, et 500KHz respectivement. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 9.



6. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 16. R = 120Ω, L = 250μH, C = 10nF. Ou bien référez-vous au CEl-5(b) du module ETEK CE-2002-01.


Tableau 9. Mesures de réponse en fréquence du filtre passif passe bande de second ordre (R = 20Ω, L = 470μH, C = 470nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 500 700 1K 3K 5K 7K 10K 30K 50K 70K 100K 300K 500K



Figure 27. Diagramme de Bode de gain de tension pour le filtre passif passe bande du second

ordre

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 29 -




Tableau 10. Mesures de réponse en fréquence du filtre passif passe bande du second ordre (R = 120Ω, L = 250μH, C = 10nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 500 700 1K 3K 5K 7K 10K 30K 50K 70K 100K 300K 500K



Figure 28. Diagramme de Bode de gain de tension pour le filtre passif passe bande du second

ordre

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 30 -




Expérience 6 : Filtre actif passe bande du second ordre

1. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 18 ou dans le CE1-6 du module ETEK CE-2002-01. Court-circuitez J1 et J2, ouvrez le circuit sur J3 et J4, alors C1 = C2 = 1nF.


3. Gardez l’amplitude constante, réglez la fréquence sur 1KHz, 3KHz, 5KHz, 7KHz, 10KHz, 30KHz, 50KHz, 70KHz, 100KHz, 300KHz, 500KHz, et 700k respectivement. Observez le résultat avec un oscilloscope et enregistrez son amplitude dans le tableau 11.



6. Court-circuitez J3 et J4, ouvrez le circuit sur J1 et J2, alors C3 = C4 = 3,3nF à la place de C1 = C2 = 1nF.


Tableau 11. Mesures de réponse en fréquence du filtre actif passe bande de second ordre (C1 = C2 = 1nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 700 1K 3K 5K 7K 10K 30K 50K 70K 100K 300K 500K 700K



Figure 29. Diagramme de Bode de gain de tension d’un filtre actif passe bande du second ordre


Fréquence (Hz)

- 31 -




Tableau 12. Mesures de réponse en fréquence du filtre actif passe bande du second ordre (C3 = C4 = 3,3nF)

Fréquence d’entrée (Hz) 700 1K 3K 5K 7K 10K 30K 50K 70K 100K 300K 500K 700K



Figure 30. Diagramme de Bode de gain de tension d’un filtre actif passe bande du second ordre





Books 2003

Gain de tension

(dB)

Fréquence (Hz)

- 32 -

Fiche de connaissances Titre du

cours Principe de fonctionnement de

l’oscillateur Code I02-01/20 Durée 5h

La caractéristique de l’oscillateur est d’émettre une onde sinusoïdale ou une onde carrée sans entrée. L’oscillateur joue un rôle très important dans les systèmes de communication. C’est le corps principal de la source modulée ou de la source de la porteuse. Ici, nous allons voir l’analyse du principe de fonctionnement de l’oscillateur à réaction, la conception et la fabrication d’une diversité d’oscillateurs pratiques, et la mesure et le calcul des fréquences de sortie par la pratique.

I. Principe de fonctionnement de l’oscillateur Le schéma 31 présente le schéma de principe basique du circuit d’oscillateur, qui comprend un réseaux à réaction positive composé d’un amplificateur et d’un résonateur. Lorsque l’alimentation est activée, le bruit est généré et amplifié dans le circuit, mais filtré par le résonateur. Finalement, les composants de fréquence correspondant à la bande passante du résonateur sont conservés, tandis que les autres composants de fréquence sont filtrés. La sortie du résonateur est connectée à la sortie de l’amplificateur et amplifié lorsque sa phase est identique au signal original pour induire l’oscillation. En considérant le circuit d’oscillation présenté dans le schéma 31, sa fonction de transfert est :

1

of

i

V j A jA j

V j A j j

(2-1) Définir le gain de boucle comme suit : L j A j j

Selon le critère d’oscillation de Barkhausen, la condition d’oscillation pour un oscillateur est : 1L j A j j (2-2)

- 33 -




Nous pouvons obtenir un fréquence angulaire spécifique 0 qui pourrait faire un gain de boucle ouverte L (jω) = 1, et de phase = 0°. C’est à dire :

0 0 1A j j (2-3)

00 0arg 0A j j (2-4)

Figure 31. Schéma de principe basique du circuit d’oscillateur

Comme mentionné plus haut, pour satisfaire à l’équation (2-3) et (2-4), nous devons concevoir un réseau à réaction qui multiplie le gain de l’amplificateur par 1. La somme de la phase après la rétroaction est égale à zéro. Donc pour différentes architectures d’amplificateur, le schéma de principe basique de l’oscillateur peut être modifié comme sur le schéma 32.

Figure 32. Circuit d’oscillateur composé d’un amplificateur non inverseur

et d’un amplificateur inverseur

Gain d’amplificateur

Réseau à réaction

Amplificateur non-inverseur

Amplificateur inverseur

- 34 -




II. Oscillateur à Pont de Wien Le schéma 33 présente le circuit d’un oscillateur à pont de Wien. C’est un oscillateur qui utilise un pont de Wien dans la chaine de retour. Les resistances 1R , 3R et l’amplificateur opérationnel forment un amplificateur non-inverseur à boucle fermée. 2R , 4R , 1C et 2C forment le réseau de rétroaction qui fait que la différence de phase entre oV et fV est 0°. Nous pouvons voir du schéma 33 :

3

1

1R

A jR

(2-5)

21

21

21

42

21

1

1

11

1

f

o

Rj C

RV j C

jV R

j CR

j C Rj C

2 2 4 22

2 1 2 22

2 4 22 4 2 2

1 2 1 2 2

1

1 1

R R R R

C C C C

R R RR R

C C C C C

22 4 2

2 1 22

2 4 22 4 2 2

1 2 1 2 2

1 1

1 1

RR R

C C Cj

R R RR R

C C C C C

(2-6)

De l’équation (2-2) et (2-4), nous savons dans l’oscillation que 0oA j j doit être réel ou que sa phase doit être égale à zéro. Actuellement exprimée par l’équation (2-5) A j est réel, mais l’équation (2-6) est imaginaire de 0j est le second terme, nous pouvons la régler sur zéro, c’est à dire :

- 35 -




22 4 2

2 1 22

2 4 22 4 2 2

1 2 1 2 2

1 1

01 1

o o

o o

RR R

C C C

R R RR R

C C C C C

(2-7)

2

2 4 1 2

1o R R C C

(2-8)

(a) Circuit d’oscillateur (b) Circuit de rétroaction de

l’oscillateur

Figure 33. Circuit oscillateur à pont de Wien

Si 2R = 4R = R ; 1C = 2C = C , alors l’équation (2-8), c.à.d. à pont de Wien , sa fréquence d’oscillation peut être réécrite comme :

0

1

RC (2-9a)

0

1

2f

RC (2-9b)

Alors on considère la condition d’oscillation de l’oscillateur à pont de Wien . Avec l’équation (2-3), on obtient :

Sortie


- 36 -


Principe de fonctionnement de l’oscillateur

Code I02-05/20 Durée 5h

0 0 0 0 1eA j j R A j j (2-10a)

2 2 4 22

2 0 1 2 22

2 4 22 4 2 2

0 1 2 0 1 2 2

1

11 1

R R R R

C C C CA

R R RR R

C C C C C

(2-10b)

Saisir l’équation (2-9a) et 2R = 4R = R , 1C = 2C = C dans l’équation (2-10b) alors l’oscillation commence, le gain de boucle doit être au moins égal à 1. Conditions d’oscillation du pont de Wien :

3

1

1 3R

AR

(2-11a)

3

1

2R

R

(2-11b) De l’analyse ci-dessus, nous pouvons voir que pour une oscillation normale de l’oscillateur à pont de Wien, les conditions suivantes doivent être remplies :

(1) 1

2of RC

(2) 3

1

(1 ) 3R

AR

Par l’analyse ci-dessus de l’oscillateur à pont de Wien , nous ne savons que le gain d’amplificateur A doit être supérieur à 3, mais la tension de sortie oV est inconnue. En applications, si le gain a atteint les conditions d’oscillation, le circuit aura une sortie d’onde sinusoïdale et la fréquence d’oscillation est maintenue à 1 / (2πRC). Sa tension de sortie peut devenir plus grande causant une distorsion non linéaire sur la forme d’onde de la sortie de l’oscillateur.

- 37 -




Pour éviter la distorsion non linéaire mentionnée plus haut, nous pouvons utiliser l’oscillateur à pont de Wien a stabilisation par diode comme présenté dans le schéma 34. Dans le schéma 34 3 1R VR 5R , afin de pouvoir ajuster 1VR pour répondre aux conditions d’oscillation. Réglez le gain d’oscillateur sur plus de 3 pour générer une onde sinusoïdale de of . Mais lorsque l’amplitude de oV est trop grande, les diodes 1D et 2D seront conductrice (le demi-cycle positif est trop grand, conduction 2D ; le demi-cycle négatif est trop petit, conduction 1D ). Lorsque 1D or 2D sont conductrices, elles sont équivalentes à la connexion en parallèle de la résistance avant des diodes. Par conséquent, 5R devient plus petit, c’est à dire que A devient plus petit, comme un court-circuit de 3R . Donc vous pouvez limiter l’augmentation de oV pour faire en sorte que oV ne soit pas trop grand pour causer une distorsion non linéaire.

Figure 34. Circuit oscillateur à pont de Wien a stabilisation par diode

- 38 -




III. Oscillateur à déphasage Le schéma 35 montre le circuit d’un oscillateur à déphasage. Cet oscillateur utilise un circuit RC dans la chaine de retour. Il est composé d’un amplificateur inverseur et d’un réseau de rétroaction de déphasage de 180°. C’est à dire que, 180oA j , 180 oj font

que arg 360oA j j satisfasse aux conditions de l’équation (2-4). Selon le

schéma 35, R4, R5 et l’amplificateur opérationnel constituent un amplificateur inverseur en boucle fermée. R1, R2, R3, C1, C2 et C3 constituent un réseau à rétroaction pour faire une

différence de phase entre oV et fV de 180°. De ce schéma, on peut voir que A et j

sont comme suit :

5

4

RA

R (2-12)

Ensemble

1 2 3R R R R , 1 2 3C C C C , alors

3

3 22 2 3 3

1 1 15 6

f

o

V Rj

VR R j R

C C C

(2-13)

(a) Circuit d’oscillateur (b) Circuit de rétroaction de

l’oscillateur

Figure 35. Le circuit d’un oscillateur à déphasage


- 39 -




Référez-vous à l’équation (2-4) ou réglez la partie imaginaire de l’équation (2-13) sur zéro, on peut obtenir la fréquence d’oscillation de l’oscillateur à déphasage :

23

1 16 0

o o

RC C (2-14)

1

6o

RC (2-15a)

1

2 6of

RC (2-15b)

Avec l’équation (2-3), on peut obtenir les conditions d’oscillation de l’oscillateur de déphasage :

Re 1o o o oA j j A j j (2-16a)

A

3

3 22 2 3 3

11 1 1

5 6o o o

R

R R j RC C C

(2-16b)

Entrez l’équation (2-12) et (2-15a) dans l’équation ci-dessus. Dans l’oscillation, le gain de boucle doit être au moins égal à 1, alors les conditions d’oscillation de l’oscillateur à déphasage sont :

5

4

29R

R

(2-17)

De l’analyse ci-dessus, nous pouvons voir que pour une oscillation normale de l’oscillateur à déphasage, les conditions suivantes doivent être remplies :

(1) 1

2 6of

RC

(2) 5

4

29R

AR

- 40 -




Figure 36. Le circuit de l’oscillateur à déphasage avec un suiveur de tension.

L’impédance d’entrée de l’oscillateur à déphasage dans le schéma 35 n’est que 4R , il en résultera un effet de charge pour j qui fera la fréquence réelle varier considérablement de la valeur théorique. Pour résoudre cette erreur de fréquence, on peut ajouter un suiveur de tension après le réseau à rétroaction dans le schéma 36 pour augmenter l’impédance d’entrée pour un fort effet d’isolation d’impédance. En plus du réseau à rétroaction nécessaire de l’oscillateur de déphasage montré dans le schéma 35, nous pouvons également échanger les positions de R et de C pour obtenir un autre oscillateur à déphasage présenté dans le schéma 37, sa fréquence d’oscillation devient :

6

2of RC (2-18)

Sortie

- 41 -




Figure 37. Circuit de l’oscillateur à déphasage avec un point limite de

rétroaction de capacité.

Sortie

- 42 -




IV. Oscillateurs Colpitts et Hartley Le schéma 38 montre la structure basique de l’oscillateur à rétroaction LC, avec 1Z , 2Z et

3Z représentant les éléments de l’inducteur ou du condensateur. Le schéma 39 montre son circuit équivalent à faible signal. En utilisant l’équation (2-3) et (2-4), les conditions d’oscillation présentées dans le schéma 39 peuvent être simplifiées comme :

Figure 38. Structure d’un oscillateur à rétroaction LC

Figure 39. Diagramme de circuit équivalent à faible signal LC de l’oscillateur à rétroaction

- 43 -




Première condition d’oscillation de l’oscillateur à rétroaction LC :

1 2 3 0X X X (2-19) Dont i iZ jX ; L LZ jX , C CZ jX . Seconde condition d’oscillation de l’oscillateur à rétroaction LC :

1

2

XA

X (2-20)

Du fait que le gain de tension de l’amplificateur est réel, 1Z et 2Z ont des propriétés similaires, mais 3Z . Le schéma 40 liste les trois types courants d’oscillateurs appelés Colpitts, Hartley et Clapp, ensemble avec des transistors de base commune (passerelle), le collecteur commun (drain) ou l’émetteur commun (source), on peut obtenir divers types d’oscillateurs en fonction de la configuration. Le schéma 41 montre le circuit équivalent CA de l’oscillateur émetteur Colpitts, dont le circuit résonant LC parallèle est connecté entre la base et le collecteur de l’amplificateur du transistor. Une partie de rétroaction de tension est redirigée vers la base via le diviseur de tension composé de 1C et 2C . R représente la résistance de sortie, la résistance de charge et la résistance équivalente de l’inducteur et du condensateur.

(a) Oscillateur Colpitts (b) Oscillateur Hartley (c) Oscillateur Clapp

Figure 40. Classification de configuration des oscillateurs

- 44 -




Figure 41. Circuit équivalent CA de l’oscillateur à émetteur commun Colpitts

Lorsque la fréquence de fonctionnement n’est pas trop élevée, on peut ignorer le condensateur entre les électrodes dans le transistor, et obtenir ainsi la fréquence d’oscillation de l’oscillateur Colpitts avec l’équation (2-19) :

1 2 31 2

1 10o

o o

X X X LC C

1 2

1 2

1

2of Hz

C CL

C C

(2-21)

Alors on envisage les conditions d’oscillation de l’oscillateur Colpitts. Le gain de tension A de l’amplificateur du transistor de l’émetteur commun de l’oscillateur de Colpitts est mg R , par conséquent, avec l’équation (2-20), les conditions d’oscillation sont :

11 2

2 1

2

1

1o

o

CX CA

X CC

2

1m

Cg R

C (2-22)

Sortie

- 45 -




Le schéma 42 présente la conception réelle de l’oscillateur Colpitts, avec 1R , 2R , 3R et 4R apportant une tension de polarisation pour les transistors. 1C est le condensateur de couplage, 2C est le condensateur de contournement, 3C , 4C et 1L constitue un circuit de résonance pour sélectionner la fréquence d’utilisation appropriée.

Figure 42. Circuit d’un oscillateur Colpitts

Figure 43. Circuit équivalent CA de l’oscillateur à émmeteur commun Hartley

Sortie

Sortie

- 46 -




Le schéma 43 montre le circuit équivalent CA de l’oscillateur a émetteur commun Hartley qui est le même que l’oscillateur Colpitts, dont le circuit résonant LC parallèle est connecté entre la base et le collecteur de l’amplificateur du transistor. La différence est qu’une partie de rétroaction de tension est redirigé vers la base via le diviseur de tension composé de 1L et 2L . R représente également la résistance de sortie, la résistance de charge et la résistance équivalente de l’inducteur et du condensateur. Lorsque la fréquence de fonctionnement n’est pas trop élevée, on peut ignorer le condensateur entre les électrodes dans le transistor, et obtenir ainsi la fréquence d’oscillation de l’oscillateur Colpitts avec l’équation (2-19) :

1 2 3 1 2

10o o

o

X X X L LC

1 2

1

2of Hz

L L C

(2-23)

De manière similaire, nous pouvons également obtenir la fréquence d’oscillation de l’oscillateur Hartley par l’équation (2-20) :

11 1

2 2 2

o

o

LX LA

X L L

1

2m

Lg R

L (2-24)

Le schéma 44 présente la conception réelle de l’oscillateur Hartley, avec 1R , 2R et 3R apportant une tension de polarisation pour les transistors. 1C est le condensateur de couplage, 2C est le condensateur de contournement, 3C , 1L et 2L constitue un circuit de résonance pour sélectionner la fréquence d’utilisation appropriée.

Figure 44. Circuit d’un oscillateur Hartley

Sortie

- 47 -




V. Oscillateur à cristal Lors de la conception d’un circuit d’oscillateur, le circuit d’une valeur Q élevée doit être adopté pour obtenir une plus grande stabilité de fréquence. Les cristaux avec effets Piézoélectrique comme le quartz, la céramique...etc., sont souvent utilisés pour concevoir un circuit d’oscillation à haute stabilité. Du fait de leurs pertes de circuit faible et de leur valeur Q élevée. Les cristaux sont des structures tridimensionnelles avec une variété de modes d’oscillation mécaniques. L’oscillation des cristaux en différents modes est activée par les effets piézoélectriques en fonction de l’arrangement des feuilles d’électrode. En plus de cela, du fait de divers processus de fabrication, ils peuvent choisir un mode d’oscillation spécifique ou des harmoniques plus élevées. Le schéma 45 présente le circuit équivalent et les caractéristiques d’impédance. Le condensateur parallèle Cp ( ~ 70pF) est un condensateur statique formé par des feuilles d’électrode. Les condensateurs de série Cs ( ~ 0,05pF) et l’inducteur L ( ~ 10 H) sont appropriés pour l’arrangement et la masse des cristaux de quartz. La résistance R représente la perte du circuit résultant des feuilles d’électrode, des supports de cristaux, de la friction interne, de la résistance des fils, etc. Du fait de la valeur Q élevée des cristaux, la valeur de R est d’environ quelques ohms. Du circuit équivalent présenté dans le schéma 45, nous pouvons obtenir une fréquence d’oscillation des cristaux en parallèle et en série respectivement :

1

2s

s

fLC

(2-25)

1

2p

s p

s p

fC C

LC C

(2-26)

De plus, du fait de 140p sC C , la différence entre

sf et pf est de 0,36%.

12

sp s

p

Cf f

C

Les cristaux dans le circuit d’oscillation jouent souvent un rôle dans le circuit d’oscillation en parallèle / en série. La valeur Q élevée des cristaux rend la fréquence d’oscillation plus stable que les inducteurs et les condensateurs à la place. Si le cristal dans le circuit est adopté avec le mode de résonance parallèle, c’est connu comme Oscillateur à Cristal en Mode Parallèle, comme présenté sur le schéma 46 (a). Dans l’oscillateur en mode parallèle, le cristal sert essentiellement d’inducteur. À l’inverse, si le cristal dans le circuit adopte un mode de résonance en série, alors il est connu comme Oscillateur à Cristal en Mode Série, comme présenté dans le schéma 46(b). Dans l’oscillateur à cristal en mode série, le cristal sert de condensateur. Par ailleurs, les méthodes pour les circuits d’oscillateur avec ou sans cristaux sont similaires. Mais on doit faire attention lors de la conception du circuit de polarisation car les signaux CC ne peuvent pas passer à travers le cristal.

- 48 -



l’oscillateur Code I 02-17/20 Durée 5h

(a) Circuit équivalent cristal (b) Courbe caractéristique d’impédance cristal

Figure 45. Circuit équivalent et caractéristiques d’impédance

(a) Circuit oscillateur cristal en parallèle (b) Circuit oscillateur cristal en série

Figure 46. Circuit d’un oscillateur à cristal

- 49 -




Figure 47. Oscillateur à cristal Colpitts

Le schéma 47 présente un oscillateur à cristal Colpitts, 1R , 2R et 3R la tension de polarisation d’alimentation pour le cristal ; 1C et 2C sont des condensateurs supplémentaires avec des valeurs spécifiques sur le cristal. En général, une valeur plus élevée doit être prise pour limiter au maximum la capacité de diffusion du cristal. 3C est le condensateur de contournement ; 4C est le condensateur de couplage. La fréquence d’oscillation de ce circuit dépend de la fréquence d’oscillation du cristal utilisé.

Sortie

- 50 -




VI. Oscillateur contrôlé par la tension Un oscillateur contrôlé par tension est un circuit dont la fréquence de sortie peut être modifiée par la tension. Le concept d’ingénierie est le même que l’oscillateur à rétroaction LC, mais une diode varicap, aussi nommée varactor, ou encore diode à capacité variable, est un type de diode dont la capacité peut être modifiée par la tension est installée à la place du condensateur. Par conséquent, nous ne parlerons pas du principe de l’oscillateur, mais du principe de la diode varactor. La diode varicap est également appelée diode de syntonisation, est une diode dont la capacité peut être changée par la tension de polarisation inverse à la jonction PN. La tension de polarisation inverse augmente la région de creux qui devient plus large et résulte en une capacité moindre. La tension de polarisation inverse diminue la région de creux qui devient plus étroite et résulte en une capacité plus élevée. Si un signal CA est appliqué sur la diode varactor, la capacité est changée avec l’amplitude du signal CA. Le schéma 48 montre le diagramme schématique de la diode varicap . Lorsque la diode varicap est sans tension de polarisation, différentes concentrations de porteuses minoritaires dans la jonction PN causeront la diffusion des porteuses minoritaires pour former une zone creuse ; la zone creuse près du type P est chargée négativement, tandis que la zone creuse près du type N est chargée positivement. Nous pouvons utiliser un condensateur en plaque en parallèle pour simuler cela. La capacité d’un condensateur en plaque en parallèle peut être calculée ainsi :

AC

d

(2-28)

Où

11.8 o (Constante diélectrique du silicone) 128.85 10o

A : Zone en vue transversale du condensateur d : Largeur de la zone creuse.

Figure 48. Schéma de principe de la diode varicap

Jonction PN

Zone creuse

Condensateur en plaque en parallèle Moyenne

- 51 -




Lorsque la tension de polarisation inverse est augmentée, la largeur de la zone creuse augmentera et la zone en coupe transversale restera la même. Cela aboutira à une diminution de la capacité. Lorsque la diode varicap fonctionne normalement, vous pouvez utiliser un condensateur en série avec une résistance équivalente présentée dans le schéma 49. jC dans le schéma 49 est la capacité de jonction des semi-conducteurs. Il existe dans la jonction PN des semi-conducteurs. sR est la somme de la résistance volumique des matériaux semi-conducteurs et de la résistance de contact. Il s’agit de l’un des principaux paramètres pour déterminer la qualité des diodes varicap . Sa valeur est généralement de quelques ohms ou moins. Le schéma 50 présente le schéma de principe de l’oscillateur à contrôle par tension, la conception est basée sur l’oscillateur Clapp dans le schéma 40 (c). 1R , 2R , et 3R apportant une tension de polarisation pour les transistors ; 2C , 3C , 1L , 1VC et 2VC constituent un circuit de résonance pour sélectionner la fréquence d’utilisation appropriée. 1C est le condensateur de contournement ; 4C est le condensateur de couplage.

(a) Symboles (b) Circuit équivalent

Figure 49 symbole du circuit et circuit équivalent de diode varicap .

Figure 50. Circuit d’un oscillateur contrôlé par la tension

Bibliographie

Ouvrage Auteur Editeur Date de parution



Chuan Hwa Science and Technology Books

2003

Sortie

- 52 -


Différents types d’expériences d’oscillateur


Expérience I : Oscillateur à Pont de Wayne

1. Comme le circuit présenté dans le schéma 33 (a), 2R = 4R = 10KΩ, 1R = 2KΩ, 3R = 4,7KΩ, 1C = 2C = 100pF ou bien référez-vous au point CE2-1 dans le module ETEK CE-2002-02. Court-circuitez J2 et J3, ouvrez le circuit sur J1 et J4.

2. Observez la sortie de l’oscillateur (O/P) et l’électrode positive ( fV ) de l’amplificateur en

utilisant les canaux CA d’un oscilloscope et enregistrez les formes d’onde et les fréquences dans le tableau 13.

3. Comme le circuit présenté dans le schéma 34, 2R = 4R = 10KΩ, 1R = 2KΩ, 5R = 3,3KΩ, 1V R = 5KΩ, 1C = 2C = 100pF ou bien référez-vous au point CE2-1 dans le module ETEK CE-2002-02. Court-circuitez J1 et J4, ouvrez le circuit sur J2 et J3.

4. Ajustez la résistance variable 1V R pour permettre à l’oscillateur d’avoir une puissance maximum sans distorsion ; éteignez l’oscillateur, mesurez 1V R avec un voltmètre et enregistrez dans le tableau 13.

5. Répétez les étapes 2, enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 13.

Tableau 13. Résultats expérimentaux de l’oscillateur à pont Wayne

Limiteur sans diodes

Formes d’onde de sortie d’oscillateur (O/P)

A : Différence de phase : Valeur théorique (fo) : Valeur mesurée (fo) :

Formes d’onde de rétroaction de l’oscillateur (Vf)

Limiteur avec diodes


VR1 : A : Différence de phase : Valeur théorique (fo) : Valeur mesurée (fo) :


- 53 -




Expérience II : Oscillateur à déphasage

1. Comme le circuit présenté dans le schéma 36, R1 = R2 = R3 = 1KΩ, R4 = 2KΩ, R5 = 33KΩ, VR1 = 100KΩ, C1 = C2 = C3 = 10nF on bien consultez le point CE2-2 dans le module ETEK CE-2002-02. Court-circuitez J2 et J4, ouvrez le circuit sur J3 et J6.

2. Ajustez la résistance variable VR1 pour permettre à l’oscillateur d’avoir une puissance maximum sans distorsion ; ouvrez le circuit J4 et éteignez l’oscillateur, mesurez VR1 avec un voltmètre et enregistrez dans le tableau 14.

3. Observez la sortie de l’oscillateur (O/P) et l’électrode positive (Vf) de l’amplificateur en utilisant les canaux CA d’un oscilloscope et enregistrez les formes d’onde et les fréquences dans le tableau 14.

4. Court-circuitez J2, J3 et J5, ouvrez le circuit sur J1 et J4 et J6, répétez les étapes 2 et 3. Enregistrez la forme d’onde, la fréquence et le volume VR1 dans le tableau 14.

5. Comme le circuit présenté dans le schéma 37, R1 = R2 = R3 = 1KΩ, R4 = 2KΩ, R5 = 33KΩ, VR1 = 100KΩ, C1 = C2 = C3 = 10nF on bien consultez le point CE2-2 dans le module ETEK CE-2002-02. Court-circuitez J1, J4 et J6, ouvrez le circuit sur J2 et J3 et J5.

6. Répétez les étapes 2 et 3. Enregistrez la forme d’onde, la fréquence et le volume VR1 dans le tableau 15.

7. Court-circuitez J1, J3 et J6, ouvrez le circuit sur J2 et J4, répétez les étapes 2 et 3. Enregistrez la forme d’onde, la fréquence et le volume VR1 dans le tableau 15.

- 54 -


cours Différents types d’expériences

d’oscillateur Code M02-03/07 Durée 5h

Tableau 14. Résultats expérimentaux de l’oscillateur à déphasage

Suiveur sans application de tension




Suiveur avec application de tension




Tableau 15. Résultats expérimentaux de l’oscillateur à déphasage Utiliser le condensateur comme point de rétroaction

Suiveur sans application de tension




Suiveur avec application de tension




- 55 -


cours Différents types d’expériences

d’oscillateur Code M02-04/07 Durée 5h

Expérience III : Oscillateur Colpitts

1. Comme le circuit présenté dans le schéma 42, L1 = 27μH, C3 = 1nF, C4 = 15nF ou bien référez-vous au point CE2-3 dans le module ETEK CE-2002-02. Court-circuitez J1 et J2, ouvrez le circuit sur J3 et J4.

2. Observez la sortie de l’oscillateur (O/P) en utilisant les canaux CA d’un oscilloscope et enregistrez les formes d’onde et les fréquences dans le tableau 16.

3. Court-circuitez J3 et J4, ouvrez le circuit sur J1 et J2. Cela fait, remplacez L1 par L2 = 2,7μH, C5 = 100pF, C4 par C6 = 1nF. Répétez les étapes 2 et enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 16.

Tableau 16. Résultats expérimentaux de l’oscillateur Colpitts Valeurs de composants dans

le circuit de résonance Forme d’onde de sortie

L1 : C3 : C4 :

Valeur théorique (fo) : Valeur mesurée (fo) :

Valeurs de composants dans le circuit de résonance

Forme d’onde de sortie

L2 : C5 : C6 :


- 56 -




Expérience IV : Oscillateur Hartley

1. Comme le circuit présenté dans le schéma 44, L1 = 68μH, L2 = 2,7μH, C3 = 100Pf ou bien référez-vous au point CE2-4 dans le module ETEK CE-2002-02. Court-circuitez J1 et J2, ouvrez le circuit sur J3 et J4.


3. Court-circuitez J3 et J4, ouvrez le circuit sur J1 et J2. Cela fait,remplacez L1 par L3 = 470μH, L2 par L4 = 47μH, C3 par C4 = 150pF. Répétez les étapes 2 et enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 17.

Tableau 17. Résultats expérimentaux de l’oscillateur Hartley Valeurs de composants dans


L1 : L2 : C3 :




L3 : L4 : C4 :


- 57 -




Expérience V : Oscillateur à cristal

1. Comme le circuit présenté dans le schéma 47, C1 = C2 = 150pF, X'tal = 6MHz ou bien référez-vous au point CE2-5 dans le module ETEK CE-2002-02. Court-circuitez J1, ouvrez le circuit sur J2.


3. Court-circuitez J2 et ouvrez le circuit J1, cela fait, modifiez X’tal de 6MHz à 12MHz. Répétez les étapes 2 et enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 18.

Tableau 18. Résultats expérimentaux de l’oscillateur à cristal Valeurs de composants dans


C1 : C2 : X’ tal1 :




C1 : C2 : X’ tal2 :


- 58 -




Expérience VI : Oscillateur contrôlé par la tension

1. Comme le circuit présenté dans le schéma 50, C2 = C3 = 680pF, CV1 = CV2 = lSV55, L1 = 100μH ou bien référez-vous au point CE2-6 dans le module ETEK CE-2002-02.

2. Ajustez la résistance variable VR1 pour faire varier la tension CC (Vt) de la diode varactor comme sur le tableau 19.


4. Selon les données obtenues dans le tableau 19, dessinez la courbe caractéristiques de fréquence contre tension dans le tableau 51.

Tableau 19. Mesures de caractéristiques de conversion fréquence-tension de l’oscillateur contrôlé par tension

Niveau d’entrée CC (Vt) 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12

Fréquence de sortie (MHz)

Figure 51. Courbe caractéristique de fréquence contre tension





2003

Niveau d’entrée CC

(MHz)

Fréquence de sortie (Vt)

- 59 -


cours Principe de la modulation

d’amplitude Code I03-01/46 Durée 8h

I. Vue d’ensemble Termes fréquents

1. Modulation de signal Également appelé signaux de bande base, le signal basse fréquence d’origine que vous souhaitez transférer sans modulation par la porteuse, comme AF (audio frequency, fréquence audio),VF (video frequency, fréquence vidéo).

2. Porteuse La fréquence de la porteuse est sélectionnée en fonction de la fréquence de bande base et

est typiquement RF (fréquence radio) 310K fois celle du signal modulé.

3. Signal modulé La sortie des signaux modulé multipliés est la porteuse par le modulateur. Le signal de bande base d’origine est exprimé par l’enveloppe de la porteuse (amplitude, fréquence, phase) démodulé et amplifié par le récepteur.

4. Description d’abréviations (1) DSB-SC

Double Side Band Suppressed Carrier, Porteuse supprimée en bande à deux côtés (modulation à double bande sans porteuse) , DSB qui signifie DSB-SC, a une efficacité supérieure à AM, vu qu’il n y a pas de pulsation porteuse sur le spectre.

(2) AM Modulation d’amplitude (Amplitude Modulation),son spectre a des pulsations porteuses d’efficacité moindre comparé au DSB. C’est la modulation à double bande avec porteuse.

(3) SSB Single Side Band (bande d’un seul côté), sa largeur de bande est la moitié du DSB et son système est plus compliqué que DSB. C’est la modulation à bande laterale unique.

- 60 -




(4) VSB La Vestigial Side Band (à bande latérale résiduelle) a intégré les caractéristiques de la SSB et de la DSB, et la largeur de bande est entre les deux.

II. DSB-SC

1. Schéma de principe DSB-SC m(t) : Signaux de modulation, le signal basse fréquence que vous souhaitez envoyer. c(t) : Porteuse. g(t) : Signaux modulés.

Le schéma de principe DSB-SC comprend un émetteur présenté dans le schéma 52 (a) et un récepteur présenté dans le schéma 52 (b)

(a) Schéma de principe des émetteurs

(b) Schéma de principe des récepteurs

Figure 52. Schéma de principe des DSB-SC

Le schéma 53 montre les signaux de bande de base et leur spectre dont la fréquence centrale de valeur zéro signifie une absence de modulation.

Filtre en passe bas

- 61 -


Principe de la modulation d’amplitude


Figure 53. Signaux de bande de base DSB-SC

2. Analyse et spectre DSB-SC Vous pouvez obtenir le signal modulé DSB-SC dans le schéma de principe dans la section précédente.

g(t) = m(t)c(t) Imaginons que la porteuse est cos 2 cf t , cf est la fréquence de la porteuse. On

considère le spectre en utilisation la transformée de Fourier.

F m t M (3.1)

1cos

2c c cF m t t M M (3.2)

Faites le dessin du schéma 54 du spectre en utilisant les équations (3.1) et (3.2). Comparez les signaux du domaine temporel et du domaine de fréquence pour faciliter la compréhension. Dans le schéma 54, le côté supérieur de ωc nommé USB (Upper Side Band = bande latérale supérieure), le côté inférieur est nommé LSB (Lower Side Band = bande latérale inférieure).

- 62 -




Figure 54. Signaux modulés DSB-SC

Vu que ωc dans le spectre n’a pas de composantes de porteuse et qu’il déplace juste le signal de bande de base sur ωc qui est appelé DSB-SC. Le processus de démodulation, également connu comme détection, les signaux du domaine de fréquence et du domaine temporel sont comparés simultanément, tout en notant le nom LSB et USB du spectre DSB, ce qui signifie que DSB est composé de deux SSB. Afin simplifier l’analyse du spectre, nous disons que la phase est linéaire et nous ne l’intégrons pas dans le spectre. Il peut coordonner la fréquence f dans l’axe des ordonnées, ici la fréquence angulaire avec un multiple de 2π (ω = 2πf) est coordonnée. La description ci-dessus est présentée dans le schéma 54.

Figure 55. le spectre d’un récepteur DSB-SC.

- 63 -




L’origine du spectre est décrite plus haut. Le signal du récepteur est obtenu dans le schéma de principe 52 (b).

1cos cos cos 2

2c c cm t t t m t m t t (3.3)

Faites une transformée de Fourier triangulaire sur l’équation 3.3.

1 1 1cos 2 2 2

2 2 4c c cF m t m t t M m m

(3.4)

Dessinez le graphique de fréquence de l’équation (3.4) dans le schéma 55. Bien que le signal de bande de base est atténué, il peut être filtré par un LPF (filtre passe bas) et amplifié pour obtenir le signal d’origine.

III. Modulation de signal en bande latérale simple (SSB)

1. Introduction à la SSB Le spectre DSB-SC a deux bandes latérales, chaque bande latérale a un signal de bande de base complet. Le schéma 56 montre un DSB-SC qu’on appelle transmission de bande d’onde latéral simple car il ne transmet que les USB ou les LSB et peut économiser la moitié de la largeur de bande. Le schéma montre que l’USB et le LSB sont symétriques et connues, donc on peut facilement obtenir l’autre moitié du spectre. Vous pouvez avoir des informations complètes pour économiser la largeur de bande et les origines de la SSB. Il s’agit de l’une des raisons pour laquelle les canaux téléphonique longue distance utilisent la SSB au lieu de la DSB. Le schéma 57 montre le spectre USB et le spectre LSB du signal SSB.

- 64 -




Figure 56. Signaux DSB et signaux SSB

Figure 57. Transmission de signaux SSB et spectre USB et LSB

(a) Signal de bande de base

Bande latéralesupérieure

Bande latérale supérieure

Bande latérale inférieure

Bandelatérale

inférieure

Filtre de bande latérale

- 65 -




2. L’expression des signaux SSB La génération de signal SSB permet de dériver de nombreuses formules, ici on ne montre que les résultats. mh(t) est la transformée de Hilbert de m(t). En bref, chaque

composante des phases de m(t) retarde 2

. En d’autres termes, le convertisseur Hilbert

est un déphaseur et il déphase la porteuse d’une onde cosinusale en onde sinusoïdale ou d’une onde sinusoïdale en onde cosinusale. Le signal SSB général, SSB t , est exprimé avec la formule suivante.

cos sinSSB c h ct m t t m t t

La USB est exprimée avec la formule suivante.

cos sinUSB c h ct m t t m t t

La LSB est exprimée avec la formule suivante.

cos sinLSB c h ct m t t m t t

Méthode pour la modulation de SSB

1. Méthode de filtre de coupure C’est la méthode la plus courante pour générer une SSB, une DSB-SC par un filtre de coupure raide pour enlever l’autre bande latérale. La bande latérale enlevée était généralement atténuée d’au moins 40dB. Le schéma 58 représente les changements du spectre des signaux DSB en signaux SSB (remarque).

- 66 -




Figure 58. Changements du spectre des signaux DSB en signaux SSB

Remarque : Le filtre de bande latérale raide est le filtre de largeur de bande des quatre

types de filtres.

Filtre de bande latérale raide

- 67 -




2. Méthode par déphasage

Le 2

du schéma de principe dans le schéma 59 représente la variation de

2

pour

tous les composants de fréquence, qui est le convertisseur Hilbert. La méthode par déphasage utilise deux modulateurs DSB-SC comme l’axe. Les sorties de DSB-SC sont cos cm t t et sinh cm t t respectivement. Ils sont des signaux combinés comme des

signaux SSB. Le schéma 59 montre la génération de signaux SSB pour la méthode par déphasage. Le système entier doit avoir deux générateurs DSB-SC.

Figure 59. La méthode par déphasage est utilisée pour les signaux SSB.

Modulateur DSB-SC

Signal SSB

Modulateur DSB-SC

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3. Démodulation des signaux SSB

Figure 60. Démodulation des signaux SSB

Les signaux SSB sont dérivés du spectre DSB-SC, la démodulation des signaux SSB est la même que pour la DSB-SC, qui utilise la démodulation synchrone. Au niveau du récepteur, on multiplie les signaux d’un oscillateur local dont la fréquence est la même que la porteuse de l’émetteur. Cela signifie que la fréquence de l’émetteur et du récepteur sont synchronisées. Puis, le signal passe par un LPF (filtre passe bas) pour obtenir le signal de fréquence de bande de base d’origine. Ils sont présentés dans le schéma 60. Le récepteur multipliant la porteuse d’oscillation local cos ct donne les équations suivantes.

cos cos sin cosSSB hc c c ct t m t t m t t t

11 cos 2 sin 2

2hc cm t t m t t (3.5)

En combinant les composants de même fréquence de l’équation (3.5) on obtient :

1 1cos cos 2 sin 2

2 2SSB hc c ct t m t m t t m t t (3.6)

On filtre 2 signaux ωc de la porteuse de l’équation (3.6) par le LPF (filtre passe bas) et

on garde les termes de la bande de base 1

2m t . Les résultats sont les mêmes avec les

sorties de la DSB-SC et on peut s’apercevoir que la SSB peut transmettre les signaux DSB-SC par la moitié de la largeur de bande.

- 69 -




Figure 61. Démodulation du spectre des signaux SSB

La démodulation du spectre SSB au démodulateur peut être observée dans le schéma 61. En plus du signal de bande de base, il y a un signal 2ωc, le SSB utilise deux systèmes de lancement DSB pour enregistrer la largeur de bande.

- 70 -




IV. Modulation de la VSB

1. Introduction à la VSB Le système VSB (bande latérale résiduelle) est similaire à celui de la DSB et de la SSB (schéma 62). Bien que la DSB soit facile à produire, mais la largeur de bande est un peu gaspillée. La SSB peut économiser de la largeur de bande, mais son système de lancement est compliqué et il coûte plus cher que la DSB. La génération de VSB est basée sur la DSB et la SSB. La VSB a les avantages aussi bien de la DSB et de la SSB, elle peut économiser plus de largeur de bande que la DSB et son système est plus simple que la SSB. Selon le spectre VSB, les parties supprimées de la VSB (moins que la SSB) sont différentes de la SSB qui supprime l’autre moitié. Pour générer de la VSB, on doit d’abord générer un signal DSB passé par le filtre résiduelle VSB pour obtenir des signaux VSB. On peut le voir dans le schéma 62 : La largeur de bande SSB est la moitié de la DSB tandis que la largeur de bande VSB est plus large de 25% par rapport à la SSB. La technologie VSB dans les transmission de TV sans fil.

Figure 62. Comparaison des différents spectres.

- 71 -




2. Expression des signaux VSB La VSB est la même que la SSB en ce qui concerne la génération de l’atténuation du spectre DSB-SC, ainsi que pour la réception. La VSB et la SSB ont très peu de différence au niveau du spectre. Seuls les résultats sont expliqués ici du fait des dérivations mathématiques compliquées. L’expression du signal de VSB et de SSB est également similaire.

sm t : Du fait qu’il y a beaucoup de points similaires avec la SSB, on peut s’attendre à

ce que l’expression du signal soit similaire également. La SSB a un hm t et la VSB a

un sm t et un hm t correspondants. Mais sm t est un signal basse fréquence

commun. Il est assez différent de hm t qui retardait tout le m t des composants2

.

Les signaux VSB communs sont exprimés par VSB t avec l’équation suivante.

cos sinVSB c s ct m t t m t t

La USB de VSB est exprimée par

cos sinUSB c s ct m t t m t t

La LSB de VSB est exprimée par

cos sinLSB c s ct m t t m t t

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(a) Courbe de caractéristique d’un filtre résiduel LSB

(b) Courbe de caractéristique d’un filtre résiduel USB

Figure 63. Réponse en fréquence d’un filtre résiduel.

α : un facteur réel qui varie avec les types de filtres résiduels. La zone rémanente est la même. Le schéma 63 (a) présente la courbe caractéristique du filtre résiduel LSB avec une forte atténuation sur le signal supérieur c et une légère atténuation du signal inférieur c .

Cela permet d’avoir les caractéristiques de LSB de la VSB. Le schéma 63 (b) présente la courbe caractéristique du filtre résiduel USB avec une forte atténuation sur le signal inférieur c et une légère atténuation du signal supérieur c . Cela permet d’avoir les

caractéristiques de USB de la VSB. La génération du signal VSB est similaire à la SSB. La SSB génère d’abord la DSB et passe par un filtre de coupure raide, ce qui signifie que la VSB génère d’abord la DSB et passe par un filtre résiduel.

- 73 -




(a) Émetteur (b) Récepteur

Figure 64. Schéma de principe de la transmission et de la réception VSB

Le schéma 64 ci-dessus est le schéma de principe de la transmission et de la réception VSB. Il est basé sur la démodulation synchrone dérivée dans les sections précédentes. Les signaux SSB sont exprimés avec l’équation (3.7). La VSB a une autre méthode de démodulation dans les applications TV, qui n’est pas décrite ici. Vous pouvez consulter les manuels appropriés concernant la TV.

cos sinUSB c s ct m t t m t t (3.7)

3. Démodulation des signaux VSB

Figure 65. La VSB utilise la démodulation synchrone

Filtre résiduel

Filtre passe bas

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Le schéma 65 présente la démodulation synchrone utilisée par la VSB : La fréquence d’oscillation locale est égale à la fréquence de porteuse de l’émetteur. Le récepteur multiplie la porteuse d’oscillation local 2cos ct qui devient

2cos cos sin 2cosVSB c c s c ct m t t m t t t

1 cos 2 sin 2c s cm t t m t t (3.8)

En combinant les composants de même fréquence de l’équation (3.8) comme

2cos cos sinVSB c c s ct m t m t t m t t (3.9)

Le signal 2 c de la porteuse de l’équation (3.9) est filtré par le LPF (filtre passe bas).

Alors il multiplie m t pour terminer la démodulation. VSB et SSB utilisent la

méthode de démodulation synchrone.

- 75 -




V. Modulation d’amplitude

1. Présentation de la modulation d’amplitude Nous avons abordé la DSB et la SSB dont le circuit de démodulation est compliqué et coûteux. Vu que le récepteur a besoin d’une démodulation synchrone. L’oscillateur local et la porteuse de l’émetteur doivent avoir la même fréquence et la même phase. Donc la DSB et la SSB ne conviennent pas pour les systèmes de diffusions commerciaux, mais pour les communications P. à P. Le récepteur d’un système de diffusion doit être un circuit simple qui peut démoduler des signaux avec une méthode facile. La modulation d’amplitude (AM) répond à ces besoins, elle transmet les signaux DSB et une porteuse de puissance élevée en même temps. Le récepteur n’aura pas à utiliser de démodulation synchrone mais des méthodes de détection de l’enveloppe. Nous appelons cette génération AM “DSB-LC (Bande latérale double - grande porteuse), donc AM est également connu comme modulation de grande porteuse sur double bande latérale.

Clarification Les signaux DSB font généralement référence à DSB-SC (Bande latérale double - porteuse supprimée), non DSB-LC (Bande latérale double - grande porteuse). DSB-LC fait référence à la modulation d’amplitude (AM). Le spectre du signal modulé sans pulsation de porteuse peut être observé sur le spectre DSB-SC. Le signal modulé avec pulsation de porteuse peut être observé sur le spectre DSB-LC. Bien sur, l’efficacité de la DSB-SC est plus grande que la DSB-LC vu que la plupart de la puissance est consommée par la porteuse dans la DSB-LC. Mais le coût d’un récepteur DSB-SC est bien pus grand que celui de la DSB-LC. Veuillez vous reporter au schéma 67.

2. Modulation de la modulation d’amplitude

(a) Modulation du signal AM

Figure 66. Émetteur AM

- 76 -




(b) forme d’onde des signaux AM

Figure 66. Émetteur AM (suite)

m t : Signaux modulés (signaux transmis)

A : Niveau CC. cos ct : Porteuse haute fréquence.

AM t : Signaux AM modulés.

Le schéma 66 présente un émetteur AM. Les signaux AM peuvent être obtenus sur le schéma 66 (a) :

cos cos cosAM c c ct A m t t A t m t t (3.10)

On observe le spectre dont l’équation est

1cos

2c c cm t t M M (3.11)

cos c c cA t A (3.12)

AM t (3.11) plus (3.12) , par la transformée de Fournier triangulaire de l’équation

(3.10).

Signal AM

Porteuse

Crête

- 77 -




1

2AM c c c ct M M A (3.13)

Avec l’équation (3.13), il y a deux pulsations supplémentaires comparées à DSB-SC dans c . Le schéma 67 montre que le spectre des signaux AM inclus les variations de signaux de bande de base, les signaux DSB, la porteuse et les signaux AM dans le domaine temporel et le domaine de la fréquence.

(a) Le spectre du signal de bande de base

(b) Signaux modulés de DSB-SC

Figure 67. Spectre des signaux AM

- 78 -




(c) Signal et spectre de porteuse

(d) Signal et spectre AM

Figure 67. Spectre des signaux AM (suite)

3. Efficacité de la modulation d’amplitude AM t A indique le niveau CC est l’amplitude de la porteuse. Pourquoi utiliser A ? Car

AM a un bon A qui peut être démodulé par la détection de l’enveloppe. En communication, afin de savoir si le détecteur d’enveloppe peut démoduler les signaux, vous devez définir un paramètre pour juger par ses valeurs. Sur le schéma 68 on peut savoir que la sélection de A est très importante dans la détection d’enveloppe de la démodulation AM. Le schéma 68 montre les conditions de démodulation par le détecteur d’enveloppe.

0A m t (3.14)

Enveloppe

Porteuse

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(a) A + m(t) > 0, pour tout t

(b) A + m(t) > 0, pour tout t

(c) Déphasage

Figure 68. Diagramme de détection AM

Termes et définitions

Enveloppe : Connexion de chaque valeur de crête de la porteuse des signaux démodulés.L’équation (3.14) peut être considérées comme :

minA m t (3.15)

Ici nous définissons l’indice de modulation μ comme

La détection de crête ne peut détecter que la partie supérieure à zéro, ce chiffre n’est pas supérieur à zéro et le déphasage ne se produit pas.

- 80 -




min m t

A

Avec l’équation (3.15) nous sav ons que les conditions d’utilisation du détecteur d’enveloppe sont : 1

Concepts Lorsque μ >1, le détecteur d’enveloppe est indisponible, les démodulation du signal AM doivent être effectuée par des méthodes de démodulation synchrones qui ne sont pas dans les intentions des expéditeurs. Cela du fait que le coût des récepteurs augmentera considérablement et que l’AM ne convient pas pour la diffusion commerciale. Lorsque μ ≤ 1, les démodulation peuvent être effectuées par des méthodes de détection d’enveloppe simples. Dans le récepteur AM, le détecteur d’enveloppe est placé dans un récepteur hétérodyne connecté après l’amplificateur IF.

Modulation par tonalité Le terme connu sous modulation par tonalité fait référence à la transmission ou au signaux de modulation m t qui ne contiennent qu’une seule fréquence, comme

3cos1000m t t . Un autre exemple :

4cosm t 1000 2 cos1500t t , m t contient deux composants de fréquence qui ne

sont pas des modulations de tonalité. Le schéma 69 présente des signaux de modulation de tonalité avec différents μ qui répondent à μ ≤ 1 et qui peuvent donc être démodulés par des détecteurs d’enveloppe.

Figure 69. Les signaux AM des différents μ

- 81 -




Déphasage On peut connaître 0A m t au regard du schéma 68 (b). Lorsque le détecteur

d’enveloppe procède à la démodulation, ce signal sera mal interprété comme dans le schéma 68 (c). Le détecteur d’enveloppe peut juste démoduler les parties supérieures à zéro. Dans le schéma 68 (c), bien que les signaux modulés soient présents, mais les parties inférieures à zéro ont été démodulées comme positives. Les valeurs positives et négatives sont contraire, on appelle cela un déphasage.

Bande latérale et puissance de la porteuse Avec la modulation d’amplitude, la porteuse n’a pas d’information, donc la puissance de la porteuse est gaspillée. Mais on doit utiliser une porteuse pour transmettre. Observez le signal AM qui suit :

cos cosAM c ct A t m t t

cos cm t t : Signaux de bande latérale. cos cA t : Puissance de la porteuse.

η représente la part de pourcentage de la bande latérale de toute la puissance.

Sideband power

Carrier power Sideband pow00%

er= 1

η est considérée comme la modulation de tonalité. Les résultats sont décrits ici. η% des signaux AM modulés par la modulation de tonalité s’obtient par l’équation.

2

2 100%2

: Indice de modulation On peut réaliser par l’analyse ci-dessus la raison pour laquelle l’indice de modulation doit être défini dans la AM. De l’indice de modulation, on peut savoir si le signal peut être démodulé par le détecteur d’enveloppe. On peut également obtenir l’efficacité de la bande latérale à partir de l’indice de modulation. La démodulation AM générale utilise μ ≤ 1, lorsque μ = 1 la puissance maximale max est obtenue, à savoir

- 82 -




m ax 33 .33%

Donc on peut voir que l’efficacité maximum est 33%, ce qui est la puissance de bande latérale, les autres 67% sont la puissance de la porteuse. On peut donc voir que la majorité de la puissance en démodulation AM est occupée par les porteuses.

- 83 -




VI. Modulateur AM de modulation d’amplitude

1. Modulateur non linéaire Le signal AM pouvant être généré par un modulateur DSB-SC non linéaire présente des caractéristiques exprimées par l’équation suivante.

2i ae be (3.16) L’intensité qui circule dans l’élément non linéaire est “i”, la tension de l’élément non linéaire est “e”. Le schéma 70 présente le modulateur AM non linéaire. L’entrée est cos cm t t .

L’entrée passant les diodes est estimées comme répondant à l’équation (3.16).

Figure 70. Modulateur non linéaire

L’entrée du filtre de bande passante BPF est

2( )iR ae be R 2

cos cosc ca t m t b t m t R

Centre BPF

Fréquence

- 84 -




2 2cos 2 cos cosc c caR t bm t t aRm t bm t b t (3.17)

De l’équation (3.17), on peut savoir que le signal après BPF a pu obtenir des signaux

AM. aR et 2b sont de l’amplitude de cos ct et cos cm t t respectivement.

2. Modulateur par commutation Les signaux AM peuvent également être générés par le modulateur par commutation. C’est la même chose que le modulateur non linéaire. Ces deux modulateurs peuvent générer des signaux DSB-SC. La différence est que pour le signal généré par DSB-SC, l’entrée est m t , et que pour le signal généré par AM, l’entrée est cos cm t t . Il

existe deux types de modulateurs par commutation, à savoir le modulateur à pont parallèle et le modulateur à pont en série. Vu que les deux modulateurs fonctionnent sur le même principe de circuit, et la même génération de DSB-SC, nous ne rentrerons pas dans les détails ici. Nous concentrerons juste sur la vérification du fait que la sortie est le signal AM lorsque l’entrée est changée en cos cm t t .

(a) Type parallèle

(b) Type en série

Figure 71. Modulateur par commutation

Le signal AM est filtré par BPF

Fréquence centrale dans le filtre de bande passante

Fréquence centrale dans le filtre de bande passante

Sortie du signal AM

Sortie du signal AM

- 85 -




Le schéma 71 présente le modulateur par commutation en parallèle et le modulateur par commutation en série respectivement. Chacun d’eux peut émettre des signaux AM. La tension avant le filtre de bande passante BPF est réglées sur bV . L’entrée cos cm t t

après le pont à diode multiplie de manière équivalente une onde carrée périodique p t .

On utilise les séries de Fourier de p t pour obtenir bV comme l’équation suivante.

cosVb ct m t p t

1 2 1cos cos cos 3

2 3c c ct m t t t

1 2cos cos

2c ct m t t

Le signal AM est filtré par BPF

3. Modulateur à diode Le modulateur à diode est une combinaison des éléments non linéaires et du circuit de résonance. L’entrée de 1R correspondant aux signaux modulés qui sont des signaux

audio AF. L’entrée de 2R est la porteuse à RF. Le ratio RF sur AF est supérieur à 100.

L’idéal est la catégorie K. Le schéma 72 montre que (1) est la somme des signaux modulés à AF et de la porteuse à RF ; (2) représente les parties négatives filtrées par les diodes et la tension négative générée par le circuit de résonance dont l’amplitude est identique à la tension positive. L’enveloppe RF de la porteuse de la sortie AM générée par le modulateur à diode est souvent en erreur comparé aux signaux AF. Il peut être remplacé par le modulateur du collecteur. le modulateur du collecteur est un circuit compliqué avec moins d’erreur dans les enveloppes RF en comparaison aux signaux AF. Le schéma 72 représente le circuit du modulateur de diode AM. (1) (2) (3) représentent les formes d’ondes dans les différentes positions respectives.

- 86 -




Figure 72. Modulateur à diode AM

Sortie AM

- 87 -




4. Modulateur sur collecteur Les signaux AF modulés se connectent sur le collecteur du BJT. Les signaux RF de la porteuse sont connectés sur la base du BJT. La fonction de 1Q est un amplificateur de

catégorie C présenté dans le schéma 73. La sortie est (1) dans le schéma. La sortie de 1Qpassant un circuit de resonance π (C1, L1, C2) pourrait résonner les signaux (1) dans la tension négative correspondant à la tension positive. Les signaux (2) sont une sortie AM. On peut voir dans le schéma 73 que (1) et (2) sont des formes d’onde des positions du circuit de modulateur collecteur.

Figure 73. Modulateur sur collecteur

Entrée RF

Sortie AM

Signal BF Entrée

de signal modulé

Signal AF

- 88 -




Inconvénients des modulateurs sur collecteur

1Q Il s’agit d’un amplificateur de catégorie C qui doit éviter la saturation avant que 1Q

n’atteigne la valeur de crête normale. En d’autres termes, si 1Q est saturé, les

enveloppes et les signaux AF générés que vous souhaiterez envoyer ne correspondront pas et il en résultera une distorsion.

Modulateur sur collecteur modifié Afin d’améliorer la distorsion de signal modulé, l’amplificateur AF symétrique peut être utilisé. Le schéma 74 est le circuit du modulateur collecteur modifié. Le signal d’entrée AF est remplacé par l’entrée symétrique.

Figure 74. Modulateur sur collecteur modifié

Entrée RF

Sortie AM

Entrée AF

Entrée AF

- 89 -




5. Modulateur à cascade Le modulateur collecteur est un circuit commun avec de gros inconvénients résultant de la distorsion du transformateur lourd. Vu que l’inductance du transformateur atténue les signaux haute fréquence. Il peut être amélioré en remplaçant l’entrée AF avec un BJT.

1Q est toujours un amplificateur de catégorie C sans sortie de (1). La sortie de 1Q

passant un circuit de résonance π (C1, L1, C2). Du fait que le circuit de résonance génère une tension négative dont l’amplitude est la même que la tension positive, on obtient une sortie AM. Le schéma 75 montre que l’entrée AF est remplacée par un BJT.

Figure 75. Modulateur à cascade

Entrée AF

Sortie

Forme d’onde de sortie AM

Entrée RF

- 90 -




6. Démodulation de la modulation d’amplitude AM Il y a cinq exemples ci-dessous. Les trois premiers se concentrent sur les détecteurs. Les détecteurs sont des parties importantes des récepteurs. Les deux autres se concentrent sur les récepteurs. (1) Détecteur rectificateur

Le schéma 76 montre que les signaux AF passent le circuit composé de diodes et de résistance. La partie négative des signaux AM est éliminée. Les signaux sur la résistance sont filtrés par LPF pour obtenir le signal modulé original m t . Le LPF

peut démoduler les signaux AF basse fréquence qui sont des signaux m t . Vu que

le circuit avant le LPF est équivalent aux signaux AM multipliant les signaux périodiques p t . Vous pouvez vous référer aux modulateurs par commutation AM

qui sont exprimés comme RV .

Principe :

cosb cV A m t t p t

1 2 1cos cos cos 3

2 3c c cA m t t t t

21 2cos cos

2c cA m t t A m t t

1 1cos 1 cos 2

2c cA m t t A m t t

1 1 1cos cos

2c cA m t A m t t A m t t

(3.18)

Obtenu par LPF. Filtré par LPF.

- 91 -




De l’équation (3.18) on peut savoir que RV après le LPF est 1A m t

. Les signaux

hors bande de base sont filtrés. Les composantes CC A

de 1

A m t

peuvent être

isolés par les condensateur du schéma 76 pour obtenir la sortie souhaitée m t

. Alors

m t peut être obtenu par l’amplificateur π-fois.

(2) Détecteur d’enveloppe

Le détecteur d’enveloppe est présenté dans le schéma 77. Le circuit est simple. Les diodes, R et C avant le LPF émettent une décharge de signal CA. Les composants après le LFP effectuent un filtrage. Le dernier signal AF basse fréquence que nous obtenons est m t .

Figure 76. Détecteur rectificateur

Filtre passe bas

Am

plifi

cate

u

- 92 -




Principe :

A. cos cVi A m t t est un signal CA. Veuillez vous reporter au schéma 77

(a). Lorsque la tension d’entrée est en cycle positif, la diode est conductrice. iV

charge le condensateur à la tension de crête du signal d’entrée. B. Lorsque la tension d’entrée de iV est inférieure à la tension de crête, la diode est

ouverte et le condensateur est déchargé via la résistance R.

Figure 77. Détecteur d’enveloppe AM

Filtre passe bas

(a) Entrée (b) RC correct

(c) RC est trop grand (d) RC est trop petit

- 93 -




C. Lorsque le cycle positif suivant et la tension d’entrée Vi sont supérieurs à la

tension sur le condensateur, la diode est conductrice de nouveau. Dans ce nouveau cycle positif, le condensateur est chargé de nouveau à la tension de crête.

D. Le schéma 77 montre la décharge du condensateur avec deux tensions de crête. Le choix correct du RC est montré sur le schéma 77 (b). Le choix incorrect du RC est montré sur le schéma 77 (c) et (d). Dans ce cas, le m t modulé a une

plus grande distorsion en comparaison aux signaux AF originaux. La sélection du RC est très importante pour les détecteurs d’enveloppe.

E. Le signal après LPF est A m t . Le signal haute fréquence est filtré et le signal

basse fréquence est conservé. Le signal filtré après le condensateur est m t . Les

composantes CC sont enlevées et la démodulation AM est terminée.

(3) Détecteur quadratique Le signal AM avec un très faible signal μ aura une puissance de % η très petite. Lorsque l’efficacité de réception du signal AM est mauvaise, le détecteur quadratique peut être envisagé. Autrement, cela aboutira à une distorsion avec un η élevé.

Principe L’entrée AM après le détecteur quadratique est

2 22 2cos cosAM c ct A m t t A m t t (3.19)

2 2 1 cos 22

2

ctA Am t m t

22

2 211 2 2 cos 2

2 2c

m t m tAA Am t m t t

A A

(3.20)

Les parties passant le LPF. Les parties filtrées par le LPF.

- 94 -




L’équation (3.20) passe le LPF pour obtenir la sortie de 1V t . La bande de base est

conservée et le signal haute fréquence est filtré.

22

1 1 22

m t m tAV t

A A

(3.21)

De l’équation (3.21) on peut s’apercevoir que A est le niveau CC des signaux AM. m t

est le signal basse fréquence de AF. Par la définition de l’indice de modulation, on sait que

min m t

A

Lorsque μ est très petit, 2

m t

A

de l’équation (3.21) peut être ignoré. L’équation (3.21)

peut alors être simplifiée comme l’équation suivante.

2

12

AV t Am t

Les parties CC de l’équation (3.19) sont enlevées par le condensateur. La sortie AM finale correspond aux signaux AM démodulés OV t .

OV t Am t

Bien que l’efficacité est appréciable avec un grand μ , de l’équation (3.18), on peut savoir que cela aboutira à une grande distorsion si on utilise un détecteur quadratique. Le détecteur quadratique peut être considéré comme un multiplicateur de fréquence, car un multiplicateur de fréquence avec une sortie de 2-4 fois peut être sélectionné.

Figure 78. Détecteur quadratique AM

Détecteur quadratique

Filtre de capacitance

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Le schéma 78 présente le schéma de principe du démodulateur quadratique AM. Normalement un multiplicateur de fréquence peut être utilisé comme un détecteur quadratique. Le multiplicateur de fréquence ne fonctionne pas uniquement pour la démodulation, mais il est également utilisé dans les émetteurs.

(4) Récepteur RF réglable : Pour le détecteur diode, lorsqu’on connecte le détecteur et l’antenne, le signal RF (le signal AF basse fréquence modulé par RF) est souvent trop faible pour sélectionner le signal spécifique. Si l’antenne reçoit de nombreux signaux RF et les démodule, cela causera le chevauchement des signaux et beaucoup de bruit.

Clarification Les trois modulateurs présentés ci-dessus sont considérés comme ayant un signal RF de l’entrée AM étant un signal simple à démoduler. Il y a un circuit entre le détecteur et l’antenne pour sélectionner le signal RF simple à démoduler. Le récepteur RF réglable a un amplificateur RF entre l’antenne et le détecteur. Le détecteur du récepteur réglable RF est un détecteur diode et il est possible d’utiliser également un détecteur de rectification ou quadratique. Parmi ceux-là, le détecteur diode est moins cher avec la sélection correcte du RC.

Méthodes de récepteur RF réglable Ajoutez quatre couches d’amplificateurs RF entre l’antenne et le détecteur car une seule couche d’amplificateur ne pourrait pas sélectionner le signal RF unique de manière précise. Si quatre amplificateurs RF sont en série, les signaux peuvent être sélectionnés pour être démodulés. En d’autres termes, les amplificateurs RF à plusieurs couches augmentent la sensibilité et la capacité de sélection du récepteur. La sensibilité permet d’estimer la capacité de réception d’un récepteur. La sélectivité du récepteur indique la capacité de choisir la RF que nous souhaitons pour la démoduler et enlever les autres signaux. Le récepteur RF réglable comprend les quatre couches d’amplificateurs RF en série, le détecteur diode et le post-amplificateur AF. Le circuit est représenté sur le schéma de principe vu qu’il est très grand.

- 96 -




Figure 79. Récepteur RF réglable

Le schéma 79 montre que les quatre amplificateurs RF du récepteur RF réglable ont une capacité BPF sélectionnée allant de 535kHz à 1 605Hz. L’utilisation de quatre amplificateurs RF permet de démoduler la plupart des signaux.

Inconvénients La largeur de bande de l’amplificateur RF n’est pas stable, elle augmente légèrement avec l’augmentation de la fréquence de la porteuse. Pour une porteuse AM de 1 600KHz à 540KHz, l’amplificateur RF est difficile pour obtenir à la fois un gain élevé et une fréquence BPF (filtre de bande passante) réglable. Bien que les amplificateurs RF à quatre couche en série ont un bon gain de multiplication et une bonne sélectivité, le coût est trop élevé.

Manière d’améliorer Armstrong a proposé un nouveau concept pour améliorer les récepteurs AM, on l’appelle le récepteur Armstrong ou le récepteur super-hétérodyne. Le récepteur super-hétérodyne utilise des IF et un amplificateur IF. C’est une bonne idée car elle permet de démoduler les signaux pour un prix bas et sans considération de stabilité en comparaison aux modulateurs mentionnés plus haut. Le récepteur RF réglable utilise quatre amplificateurs pour obtenir un gain élevé, mais il présente également des problèmes de stabilité alors que le récepteur super-hétérodyne non.

Am

plif

icat

eur

RF

Am

plif

icat

eur

RF

Am

plif

icat

eur

RF

Am

plif

icat

eur

RF

Détecteur diode

Am

plif

icat

eur

AF

- 97 -




(5) Syntoniseur super-hétérodyne AM Le syntoniseur superhétérodyne AM convertit la porteuse RF reçue en porteuse IF. La porteuse IF conserve encore les informations originales et elle est démodulée par le détecteur pour obtenir les signaux AF.

Principe de la superhétérodyne AM On estime que la fréquence reçue est if = 1 400KHZ. Ce signal passe les

amplificateurs RF et entre dans le mélangeur. La combinaison du mélangeur et de l’oscillateur local est appelé un circuit inverseur, sa fonction est de générer des IF de

o if f = 455KHZ. 455i o if f f K H Z

Les IF entrent dans l’amplificateur IF qui n’amplifie que les 455KHZ, ensuite elles sont démodulées par le détecteur. Les AF démodulées sont amplifiées par les post-amplificateurs AF pour obtenir une sortie AM.

Clarification

Le récepteur super-hétérodyne a 6 fréquences qui sont fixes ou variables. Elles seront décrites en détail.

RF (radio fréquence) Le signal AM entré qui est modulé sur le signal que nous souhaitons envoyer. La fréquence RF est cf . Ici cf est if du récepteur super-hétérodyne. Les différents canaux ont différents cf qui sont if . Donc la fréquence RF est variable. cf est

if .

IF (Fréquence intermédiaire) Le superhétérodyne convertit les RF en IF. Plus clairement, il modifie la porteuse de RF vers IF. L’IF des AM est fixée à 455KHZ. Par conséquent, l’IF est une valeur fixe.

- 98 -




AF (fréquence audio)

AF est le signal basse fréquence qui est enveloppé dans l’enveloppe RF à l’extrémité de réception, et ensuite il est enveloppé dans l’enveloppe IF pour être démodulé. Il s’agit d’une valeur fixe sur l’ensemble du processus. Essayez de penser s’il s’agit d’une distorsion si AF est variable ? Dans les systèmes de communication, RF est plus de cent fois supérieur à A ou K en temps normal. Cela peut être vérifié dans les systèmes de réception AM.

if (Fréquence d’entrée) La fréquence de porteuse du signal reçu cf qui est variable. Notez que if est la lettre minuscule représentant l’entrée en anglais.

If IF (Fréquence intermédiaire)

If = 455KHZ qui est une valeur fixe pour le syntoniseur super-hétérodyne AM. If est l’acronyme anglais qui désigne la fréquence intermédiaire.

of Fréquence d’oscillateur La fréquence d’oscillation qui change avec la fréquence If . If est fixe.

455o if f f KHZ , donc of est variable. of est la lettre en minuscule

représentant l’oscillateur en anglais. Le schéma 80 présente le récepteur superhétérodyne et la porteuse est modifié depuis les RF vers les IF alors que les AF sont conservées.

Présentation en schéma de principe

Circuit d’entrée d’antenne Généralement on utilise un antenne tige ou verticale. Le signal est plus fort lorsque l’antenne tige est perpendiculaire aux ondes radio. L’antenne verticale est souvent le récepteur dans les systèmes de communication à ondes courtes.

Circuit amplificateur haute fréquence Pour améliorer la sensibilité et la sélectivité des récepteurs et diminuer le bruit entrant dans le mélangeur, et améliorer indirectement le rapport signal sur bruit des récepteurs.

- 99 -




Circuit onduleur Il est composé d’un mélangeur et d’un oscillateur local. Il génère des IF stables qui seront amplifiées par la suite. Il y a trois sortes de circuit inverseurs.

iV : tension d’entrée

oV : tension d’oscillateur local

Figure 80. Récepteur super-hétérodyne AM

Antenne

Circuit haute fréquence

Mixeur

Amplificateur IF

Ond

uleu

r

Détecteur

Amplificateur basse fréquence

Sortie AF

Circuit AGC

Le circuit inverseur génère les IF avec une porteuse fi.Signaux de fréquence intermédiaire (IF)

Oscillateur local

- 100 -




A. Circuit onduleur à injection de base

Le signal de l’oscillateur et l’entrée sont injectés à la base d’un BJT présenté sur le schéma 81.

Vi : tension d’entrée Vo : Tension d’oscillation locale

Figure 81. Circuit onduleur à injection de base

B. Circuit onduleur à injection d’émetteur

Le signal de l’oscillateur et l’entrée sont injectés à l’émetteur et à la base d’un BJT respectivement présenté sur le schéma 82.


Figure 82. Circuit onduleur à injection d’émetteur

- 101 -




C. Circuit onduleur à injection sur collecteur

Le signal de l’oscillateur et l’entrée sont injectés au collecteur et à la base d’un BJT respectivement présenté sur le schéma 83.


Figure 83. Circuit onduleur à injection sur collecteur

Circuit IF

Pour amplifier les IF générées par le circuit d’onduleur. Seule la fréquence 455KHZ sera amplifiée par le circuit IF. Le circuit onduleur doit être utilisé avec un signal IF stable.

Circuit détecteur

Le détecteur d’enveloppe simple avec une entrée cos IA m t t peut être

utilisé comme circuit détecteur. I est une IF. La sélection correcte du RC et la démodulation par le LPF et les condensateur peut générer m t . Le schéma 84

montre le détecteur AM avec la sortie AF.

Figure 84. Détecteur AM

Porteuse IF avec diode de rectification La sortie est

connectée sur l’amplificateur AF

IF IF AF

- 102 -




Circuit de gain automatique (AGC)

Le signal reçu par les antennes est parfois instable, donc afin de le stabiliser, il y a un circuit pour contrôler le gain de l’amplificateur. Lorsque le signal d’entrée est augmenté, le gain du syntoniseur devient plus petit. Lorsque le signal d’entrée est diminué, le gain du syntoniseur devient plus grand. Il permet une rétroaction appropriée pour une sortie stable.

Inconvénients de la superhétérodyne AM Il causera une distorsion d’image connue comme les stations d’image qui placent i cf f à partir de la fréquence porteuse et plus 2 If = 910KHZ. On estime que

i cf f = 900KHZ, son emplacement d’image doit se situer à

900 2 900 910IKHZ f KHZ KHZ =1 810KHZ (3.22) En bref, la fréquence de station d’image est

if Im2c If f f

La porteuse plus 2X IF est la fréquence de station d’image. Prenez l’équation (3.22) pour les explications, notre radio AM commerciale est entre 540KHZ et 1 800KHZ. De l’équation (3.22), nos savons que les stations d’images sont à 1 810KHZ et qu’il n’ y a pas d’autres canaux supposés. Donc la plupart de la fréquence porteuse cf au dessus de 900KHZ n’est pas affectée par les stations d’images vu qu’elle est plus grande que la plage des radio commerciales. La fréquence de porteuse inférieure à 890KHZ et jusqu’à 540KHZ sera affectée par les stations d’images qui ont pu être filtrée. Le gouvernement peut également décider d’une fréquence de porteuse AM entre 540KHZ et 890KHZ, ainsi il peut éviter que les stations réelles apparaissent avec les stations d’images. En d’autres termes, les stations d’images et la porteuse radio que nous souhaitons démoduler sont symétriques à la fréquence d’oscillateur local présenté sur le schéma 85.

- 103 -




Figure 85. Station image AM

Le schéma 86 présente les images d’interférences radio strictes. Les résultats de fréquence négative de la transformée de Fourier n’existent pas vraiment. La fréquence comprend les stations que nous souhaitons et les stations image. Elles se chevauchent et induisent une distorsion.

Figure 86. Spectre de l’interférence d’image

Le canal que nous souhaitons recevoir

Oscillateur local

Canal vidéo

Zone d’interférence du au chevauchement

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Comparaison des stations vidéo AM et FM Pour AM, nous avons décrit que les stations d’images entre 900KHZ et 1 800KHZ pouvaient être ignorées. La fréquence de démodulation est limitée à entre 540KHZ et 1 800KHZ par le filtre à l’extrémité de réception. Les stations d’images théoriques entre 900KHZ et 1 800KHZ ne seront pas reçues. Les stations entre 540KHZ et 900KHZ sont démodulées en AM (1 440KHZ – 1 800KHZ) où les stations images existent. Donc il n’est pas recommandé de régler une station sur entre 540 et 900KHZ. La porteuse FM commerciale à Taïwan s’étend entre ~ 88MHZ et ~ 108MHZ. Prenez la fréquence affectée le plus souvent par les stations d’images comme explication, on estime que la fréquence porteuse d’une station est 88MHZ et l’IF du système FM est 10,7MHZ ; donc la fréquence d’image produite à 88MHZ est

88MHZ + 2 * 10,7MHZ = 109,4MHZ. 109,4MHZ est hors de la FM commerciale. Nous pouvons empêcher les stations images en filtrant 99MHZ - 108MHZ à l’extrémité de réception. La station image produite par porteuse 88MHz est hors de la FM commerciale, donc 108MHZ est la porteuse. Avec la limitation du filtre, seul 88MHZ - 108MHZ peut être démodulé. En théorie, les stations radio commerciales FM n’auront pas d’interférences de stations images, à moins que des stations non commerciales entre 66,6MHZ – 86,6MHZ n’utilisent également un récepteur super-hétérodyne. Mais le ciel est de plus en plus occupé d’ondes, diverse fréquences ont souvent une grande quantité de signaux, donc en théorie la FM ne sera pas affectée, mais en pratique, c’est difficile à dire. Si seulement la plage 88MHZ à 108MHZ peut être démodulée, on peut empêcher les stations images en ajoutant les filtres appropriés.





1997

- 105 -


Expériences de modulation d’amplitude


Expérience I : Mesure des signaux de porteuse de l’émetteur

1. Le schéma 87 montre le circuit de l’émetteur de modulation d’amplitude, vous pouvez également vous référer au module ETEK. CE-2002-03

2. Observez la sortie (TP4) du générateur AF avec l’oscilloscope. Tournez le 2VR vers le

côté gauche pour avoir une amplitude de sortie AM à 0V.

3. Tournez 4VR et 5VR vers le côté droit pour permettre à l’émetteur d’avoir une

puissance de sortie maximum. Observez la sortie (TP10) de l’émetteur avec un oscilloscope et enregistrez les formes d’onde et les fréquences dans le tableau 20.

4. Observez la sortie (TP10) de l’émetteur avec un analyseur de spectre et enregistrez les formes d’onde et les fréquences dans le tableau 20. Comparez les résultats avec l’étape 3.

Expérience II : Mesures de forme d’onde d’amplitude modulée

1. Le schéma 87 montre le circuit de l’émetteur de modulation d’amplitude, vous pouvez également vous référer au module ETEK.CE-2002-03

2. Réglez 2VR et 3VR pour faire que la sortie (TP4) du générateur AF ait une onde

sinusoïdale avec une amplitude de 0,5V ( 1p pV V ) et une fréquence de 1KHz.

3. Tournez 4VR et 5VR vers le côté droit pour permettre à l’émetteur d’avoir une

puissance de sortie maximum. Observez la sortie (TP10) de l’émetteur avec un oscilloscope et l’analyseur de spectre. Enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 21 et calculez l’indice de modulation.

4. Réglez 2VR pour avoir des sorties AM sur 1V et 1,5V respectivement. Répétez l’étape 3

et enregistrez les résultats dans le tableau 21.


sinusoïdale avec une amplitude de 1V et une fréquence de 500Hz, 1KHz et 1,2KHz respectivement. Répétez l’étape 3 et enregistrez les résultats dans le tableau 22.

- 106 -




Sortie AF Ent

rée

MIC

Mod

ulat

eur

d’ha

rmon

ie

Fil

tre

d’ha

rmon

ique

AF

Sor

tie

AM

Sch

éma

87 C

ircu

it d

’un

émet

teur

AM

- 107 -




Tableau 20. Mesures de la porteuse des émetteurs

Mesurée par oscilloscope

fc = __________Hz Vp-p = ________V

Mesure par analyse du spectre

fc = __________Hz Po = ________dBm

- 108 -




Tableau 21. Observez la variation de signal AM avec l’amplitude AF changeante

Amplitude AF

Forme d’onde de sortie Spectre de sortie Pourcentage de

modulation

0,5V Emax = Emin = m = _________%

1V Emax = Emin = m = _________%

1,5V Emax = Emin = m = _________%

- 109 -




Tableau 22. Changez la fréquence AF et observez la sortie AM

Fréquence AF

Forme d’onde de sortie Spectre de sortie Pourcentage de

modulation

500Hz Emax = Emin = m = _________%

1KHz Emax = Emin = m = _________%

1,2KHz Emax = Emin = m = _________%

- 110 -




Expérience III : Mesures de forme d’onde d’amplitude DSB-SC


2. Réglez pour faire que la sortie (TP4) du générateur AF ait une onde sinusoïdale avec une amplitude de 0,5V et une fréquence de 1KHz.

3. Tournez la molette de 4VR au centre et tournez 5VR sur le côté droit. Observez les

formes d’onde de sortie (TP10) de l’émetteur avec l’oscilloscope. Réglez en précision

4VR pour faire en sorte que le centre de l’onde de l’enveloppe supérieure et inférieure

soit à 0V. Enregistrez les résultats dans le tableau 23.

4. Observez le spectre de sortie (TP10) de l’émetteur avec un analyseur de spectre et enregistrez les formes d’ondes et les fréquences dans le tableau 23.

5. Changez AF sur 1V et 1,5V respectivement, sans changer les autres conditions. Répétez les étapes 3 et 4 et enregistrez les résultats dans le tableau 23.


sinusoïdale avec une amplitude de 1V et une fréquence de 500Hz, 1KHz et 1,2KHz respectivement. Répétez les étapes 3 et 4 et enregistrez les résultats dans le tableau 24.

- 111 -




Tableau 23. Changez l’amplitude AF est observez la sortie DSB-SC

Amplitude AF Forme d’onde de sortie Spectre de sortie

0,5V

1V

1,5V

- 112 -




Tableau 24. Changez la fréquence AF et observez la sortie DSB-SC

Fréquence AF Forme d’onde de sortie Spectre de sortie

500Hz

1KHz

1,2KHz

- 113 -




Expérience IV : Mesures de l’émetteur de modulation d’amplitude


2. Réglez 3VR pour faire que la fréquence AF soit 1KHz. En plus de cela, réglez 2VR

pour faire que AF ait une sortie maximum sans distorsion.

3. Observez les formes d’ondes de sortie des points test audio O/P de TP1, TP2, TP3, TP4 avec un oscilloscope. Enregistrez les résultats dans le tableau 25.

4. Observez les formes d’ondes de sortie (TP5) du filtre d’harmoniques de la porteuse et de la 14e broche du modulateur. Enregistrez les résultats dans le tableau 25.

5. Tournez 4VR et 5VR sur la droite et observez les formes d’ondes de sortie du

modulateur (TP7) et de l’amplificateur (TP10) respectivement avec l’oscilloscope. Enregistrez les résultats dans le tableau 25.

6. Observez la tension CC du TP8 et du TP9 avec l’oscilloscope. Enregistrez les résultats dans le tableau 25.

7. Entrez des signaux avec MIC et observez la sortie (TP10) de l’émetteur AM. Enregistrez les résultats dans le tableau 25.

- 114 -




Tableau 25. Résultats des expériences sur l’émetteur de modulation d’amplitude

Point de test Forme d’onde de sortie Point de test Forme d’onde de sortie

O/P audio TP1

TP2 TP3

TP4 TP5

- 115 -




Tableau 25. Résultats des expériences sur l’émetteur de modulation d’amplitude (suite)


TP6 TP7

TP8 TP9

TP10 TP10

(MIC I/P)

- 116 -




Expérience V : Mesures des formes d’ondes AM reçues

1. Le schéma 87 montre le circuit d’émetteur AM. Il émet des signaux AM en utilisant le module ETEK CE-2002-03. Réglez 2VR et 3VR pour faire que la sortie (TP4) ait une

onde sinusoïdale avec une amplitude de 0,5V ( p pV = 1V) et une fréquence de 1KHZ.

Tournez 4VR et 5VR vers le côté droit pour permettre à l’émetteur d’avoir une

puissance de sortie maximum.

2. Veuillez vous référer au circuit présenté dans le schéma 88 ou consulter le module ETEK CE-2002-04. Allumez les interrupteurs DIP TS1 et TS2. Court-circuitez J1 à l’aide d’une pince à court-circuit et réglez les canaux du récepteur sur 1MHz. Tournez 1VR à gauche

pour obtenir le volume audio approprié et observez la sortie (O/P audio) de l’amplificateur AF avec l’oscilloscope. Réglez les canaux en continu jusqu’à ce que le récepteur ait une sortie d’onde sinusoïdale. Enregistrez les résultats dans le tableau 26.

3. Réglez 2VR de l’émetteur pour faire que l’amplitude du signal AM ( p pV ) soit de 1V et

1,5V respectivement. Répétez l’étape 2 et enregistrez les résultats dans le tableau 26.

4. Réglez 2VR et 3VR pour faire que la sortie (TP4) du générateur de signal AF ( p pV ) ait

une onde sinusoïdale avec une amplitude de 1V et une fréquence de 500Hz, 1KHz et 1,2KHz respectivement. Répétez l’étape 2 et enregistrez les résultats dans le tableau 27.

5. Réglez 2VR et 3VR de l’émetteur pour faire que le générateur de signal AF ait une

sortie d’onde sinusoïdale (TP4) avec une fréquence de 1KHz et une amplitude de 1V ( p pV ). Répétez l’étape 2 et utilisez un oscilloscope pour observer le TP1 et le TP14 de

l’émetteur. Enregistrez les résultats dans le tableau 28.

- 117 -




Figure 88. Circuit de réception AM

Ant

enne

de

réce

ptio

n

- 118 -




Tableau 26. Changez l’amplitude AF et observez le signal démodulé AM

Amplitude AF Forme d’onde AF Forme d’onde démodulée

0,5V

1V

1,5V

- 119 -




Tableau 27. Changez la fréquence AF et observez le signal démodulé AM

Fréquence AF Forme d’onde AF Forme d’onde démodulée

500Hz

1KHz

1,2KHz

- 120 -




Tableau 28. Mesures de forme d’onde des signaux AM reçus


TP1 TP2

TP3 TP4

TP5 TP6

TP7 TP8

- 121 -




Tableau 28. Mesures de forme d’onde des signaux AM reçus (suite)


TP9 TP10

TP11 TP12

TP13 TP14

- 122 -




Expérience VI : Mesure de radio AM

1. Veuillez vous référer au circuit présenté dans le schéma 88 ou consulter le module ETEK CE-2002-04. Court-circuitez J1 avec une pince à court-circuit et allumez les interrupteurs DIP TS1 et TS2.

2. Tournez 1VR vers la gauche sur le volume audio approprié et ajustez le sélecteur de

canal jusqu’à obtenir une sortie de radio AM stable. Observez TP1 - TP14 du récepteur et enregistrez les résultats dans le tableau 29.

Expérience VII : Mesure de l’émetteur-récepteur de radio AM

1. Vous pouvez vous référer à l’émetteur AM présenté sur le schéma 87 ou consulter le module ETEK CE-2002-03 pour la transmission des signaux AM. Réglez 2VR et 3VR

pour faire que la sortie ait une onde sinusoïdale avec une amplitude de 1V ( p pV ) et une

fréquence de 1KHZ. Tournez VR4 et VR5 sur le côté droit.

2. Veuillez vous référer au circuit présenté dans le schéma 88 ou consulter le module ETEK CE-2002-04. Allumez les interrupteurs DIP et court-circuitez J1 avec une pince à court-circuit. Tournez le sélecteur de canal sur 1MHz et tournez 1VR vers la gauche

pour avoir le volume audio approprié.

3. Entrez un signal vocal avec le microphone, et continuez pour régler le sélecteur de canal du récepteur jusqu’à ce que le récepteur ait une sortie de voix claire.

- 123 -




Tableau 28. Mesures de forme d’onde des signaux AM reçus


TP1 TP2

TP3 TP4

TP5 TP6

TP7 TP8

- 124 -




Tableau 29. Mesures de forme d’onde des signaux AM reçus (suite)


TP9 TP10

TP11 TP12

TP13 TP14





2003

- 125 -


Le principe de la modulation de fréquence


I. Modulation de fréquence

1. Vue d’ensemble Une onde sinusoïdale continue (CW) peut délivrer des signaux AF en modifiant l’amplitude et l’angle de phase. Ceci peut être exprimé par l’équation suivante.

cost a t t (4.1)

t : Onde sinusoïdale continue

De la présentation ci-dessus, nous savons que la modulation d’amplitude est une constante de t et que l’amplitude a t est une variable changée avec une AF basse

fréquence. La modulation de fréquence, que nous allons voir dans ce chapitre, est une constante et l’angle de phase est une variable changée avec une AF basse fréquence. Une onde sinusoïdale peut être exprimé avec une fréquence et un angle de phase. Un vecteur sinusoïdal fixe d’amplitude peut être exprimé avec une magnitude et un angle de phase t . Le schéma 89 présente le cas d’une amplitude fixe et d’une phase

changeante.

Figure 89. Fréquence et angle de phase d’une onde sinusoïdale

- 126 -




Du schéma 89, on peut facilement obtenir la fréquence instantanée et la vélocité angulaire instantanée.

Fréquence instantanée : id

tdt

(4.2)

L’équation (4.2) représente la fréquence instantanée d’une onde sinusoïdale qui est une différentielle temporelle de son angle de phase. Similairement, l’équation (4-2) nous permet d’obtenir la vélocité angulaire instantanée.

-tt i d (4.3)

En bref, les changements d’angle de la porteuse avec les signaux de modulation sont connus comme la modulation angulaire et comprennent la FM (modulation de fréquence) et la PM (modulation de phase). Bien qu’il y ait deux sortes de FM et de PM, elles ne sont pas distinguées par le récepteur. Elles ne sont distinguées qu’au niveau de l’émetteur. En général, FM est le choix principal. Les formes d’ondes PM sont similaires aux FM, donc seules les ondes FM sont mentionnées dans les diffusions commerciales. En fait la modulation angulaire comprend aussi la PM.

II. Analyse de la modulation de fréquence Lorsqu’un angle de phase change de manière linéaire par rapport à m t , on peut l’écrire

comme

c pt t K m t (4.4) Pour commencer nous allons parler de la PM. t : Angle de phase de porteuse c : Fréquence de la porteuse. pK : La constante de différence de la PM n’a pas d’unités.

De l’équation (4.2), nous connaissons la fréquence instantanée i . L’équation (4.4) remplace l’équation (4.2).

- 127 -




i c p

dm tdt K

dt dt

(4.5)

Dans la modulation de phase instantanée, la fréquence change de manière linéaire avec le différentiel du signal modulé m t . Pour la FM, la fréquence instantanée est :

i c ft K m t (4.6)

fK : La constante de différence de FM (unité : Hz)

2f dK f (4.7)

df : La déviation de fréquence du modulateur FM (unité : Hz)

De l’équation (4.6), on peut voir que la fréquence instantanée FM i change linéairement avec m t .

Lorsque les systèmes FM sont avec , l’équation (4.6) peut être remplacée dans l’équation (4.3) pour obtenir l’équation (4.8).

t t

c f c ft K m d t K m d

(4.8)

De l’équation (4.4), on peut voir que la PM peut être exprimée avec l’équation suivante.

cos cosPM c pt A t A t K m t (4.9)

De l’équation (4.8), on peut voir que la PM peut être exprimée avec l’équation suivante.

cos cost

FM c ft A t A t K m t d

(4.10)

Puissance de la fréquence angulaire : On estime que A est l’amplitude de FM ou de PM, ainsi la puissance de fréquence angulaire n’est pas pertinente pour pK et fK .

- 128 -




Puissance 2

2

A (4.11)

III. Largeur de bande de modulation angulaire Sur la base de l’équation (4.10), on peut obtenir la largeur de bande FM avec la formule de Euler présentée ci-dessous.

cos sin expie i (4.12)

cos Re ie (4.13)

L’équation (4.13) représente cos , qui est une partie réelle de exp i et exp i

pouvant être dérivée en séries de puissance en fonction de la formule mathématique.

exp 12! !

nni i i

n

(4.14)

Avec l’équation (4.12), (4.13) et (4.14), on peut obtenir la largeur de bande FM. De l’équation (4.10) on peut savoir que le signal est

cost

FM c ft A t K m t d

(4.15)

Pour simplifier on définit

tC t m d

L’équation peut-être simplifiée

cosFM c ft A t K C t (4.16)

- 129 -




De l’équation (4.13), on sait que

Re expFM c ft A j t K C t

De l’équation (4.14), on sait que FM t

22Re 1

2! !

n nfj t nfc

FM fK C tK

t Ae jK c t C t jn

(4.17) De l’équation (4.15), on sait que Si la largeur de bande du signal de modulation m t est B, alors c t l’est également.

Pour voir La largeur de bande de l’équation (4.17) 2C t est 2B résultant du spectre 2C t de

C * 2

C

. Similairement, la largeur de bande de nC t est nB. On peut voir que

l’équation (4.17) indique que la FM à une largeur de bande infinie, mais la plupart des signaux modulés sont compris dans une certaine largeur de bande. Donc les signaux FM peuvent être classifiés en FM bande étroite et FM bande large.

IV. La FM bande étroite (NBFM) et la PM bande étroite (NBPM) L’équation (4.17) est connue comme des signaux FM large bande et la NBFM concerne les deux premiers chiffres entre parenthèse. Donc l’équation (4.17) peut être simplifiée pour obtenir la NBFM comme ci-dessus.

Re 1j tcNBFM ft Ae jK c t (4.18)

Re cos sin 1c c fA t j t jK c t (4.19)

- 130 -




En prenant la partie réelle de l’équation (4.19) on obtient la NBFM.

cos sin cos sinNBFM c f c c f ct A t AK C t t A t K c t t (4.20)

De l’équation (4.9) et (4.10), nous savons que l’expression de la FM et de la PM sont similaires, comme montré ci-dessous.

cos

cost

PM c p

FM c f

t A t K m t

t A t K c t

c t m d

(4.21)

De l’équation (4.21), nous savons qu’elles sont similaires. De la même manière, l’équation (4.20) exprime la NBPM comme l’équation suivante.

cos sinNBFM c p ct A t K m t t (4.22)

Clarification

La fréquence et la porteuse de la bande latérale AM est en phase, mais pour la NBFM et la

NBPM, il y a un déphasage de 2

. L’expression de AM, NBFM et NBPM sont similaires

entre elles.

cos cos cosAM c c ct A m t t A t m t t (4.23)

Ci dessous, les équations (4.20), (4.22) et (4.23) sont des comparaisons mutuelles. Elles sont résumées dans l’équation (4.24)

1. cos cosAM c ct A t m t t

2. cos sinNBFM c f ct A t K c t t

3. cos sinNBPM c p ct A t K m t t

4. “A” pour AM t : Niveau CC AM et amplitude de la porteuse.

- 131 -




5. “A” pour NBFM t et NBPM t : Amplitude de porteuse

6. cos ct et sin ct : porteuse

7. m t : signal de modulation basse fréquence AF (4.24)

8. cos cm t t et sin cm t t : signal modulé ou signal de bande latérale.

9. c t : t

m d

10. fK : Constante de différence de fréquence FM (unité Hz)

11. pK : Constante de différence PM

12. df : Déviation de fréquence du modulateur FM (unité : Hz)

13. fK : 2 df

[1-13 ci dessus est résumé dans l’équation (4.24)]

Les équations (4.21) et (4.24) sont importantes, le schéma de principe basé sur les termes 1-3 de l’équation (4.24) montrant que la NBPM et la NBFM utilisent un modulateur DSB-SC. Leur schéma de principe sont très similaires l’un à l’autre. Les résultats ci-dessus sont présentés dans le schéma 90.

(a) Signal AM

Figure 90. Comparaison des schémas de principe d’AM,NBPM et NBFM.

Signal AM

- 132 -




Figure 90. Comparaison des schémas de principe d’AM,NBPM et NBFM. (suite)

Intégrateur modulateur DSB-SC Signal NBFM

Signal NBPM

(b) Signal NBFM

(c) Signal NBPM

modulateur DSB-SC

- 133 -




V. Bande large FM Nous ne nous concentrons sur les modulations de tonalité dont les signaux de modulation sont des fréquences uniques. De l’équation(4.8), nous savons que la formule d’expression de la FM est

cost

FM c ft A t K m d

Réglez la modulation sur cosm mm t A t (4.25)

mA : est l’amplitude de m t mf , m : Les signaux de modulation de fréquence (autre fréquence angulaire)

Wm

f (indice de modulation ou ratio de déviation)

f m

m

K A

(4.26)

De l’équation (4.7), on peut savoir que l’expression de β

fm

fdAm

fm

fdAm

Wm

KfAm

Wm

f

2

2 (4.27)

(4.25) simplifiée

cos cos cos sinf

FM c f c mm

t K At A t K Am m d A t t

(4.28)

Équation de substitution (4.26) avec l’équation (4.28) (4.28)

cos sinFM c mt A t t (4.29)

L’équation (4.29) peut être exprimée sous la forme d’une fonction exponentielle pour déterminer le spectre du signal FM.

sinRe c mj t tFM t Ae (4.30)

- 134 -




L’équation (4.30) peut être simplifiée par les fonctions exponentielles.

sinRe c mj t tFM t Ae (4.31)

Selon les livres de mathématique, nous pouvons savoir que les parties de l’équation (4.31) sont des fonctions de Bessel.

sin m nj t jn t

n

ne J e

(4.32)

L’équation (4.32) est le premier exposant de la fonction de Bessel et l’équation (4.31) peut être exprimé comme la fonction de Bessel :

Re c mj n t

n

FM nt A J e

(4.33)

cosn

n c mA J n t

(4.34)

L’équation (4.34) est une partie réelle de l’équation (4.33). De l’équation (4.34), on peut savoir que le spectre des signaux FM est la fonction Bessel de fréquence discrète Ce qui suit désigne les caractéristiques de la fonction de Bessel utilisée dans l’équation (4.34).

1. nJ C’est un nombre réel entre -0,4 et 1.

2. Lorsque n est un nombre pair, nnJ J est le même.

3. Lorsque n et impair, nnJ J .

4. 2 1nn

J

, la somme quadratique de toutes les fonctions de Bessel est 1.

[1-4 ci dessus est résumé dans l’équation (4.35)]

- 135 -




Remplacez l’équation (4.34) par l’équation (4.35)

0 1cos cos cosFM c c m c mt A J t J t t

2 cos 2 cos 2c m c mJ t t (4.36)

Pour les signaux FM, la puissance est dans une largeur de bande limitée, la puissance de bande latérale haute fréquence est très petite et elle peut être ignorée dans l’application pratique. Bien que le spectre FM pratique est la fonction de Bessel, les valeurs sont généralement trop petites. Au contraire, la valeur de la fonction de Bessel est la référence pour multiplier l’amplitude de la porteuse. Le spectre FM ci-dessous est conforme au différent indice de modulation β. La puissance effective pratique est prise en compte, donc la largeur de bande n’est pas infinie. Le schéma 91 montre le spectre FM.

Figure 91. Spectre de la FM

(a) Lorsque β = 1

(b) Lorsque β = 2

- 136 -




Figure 91. Spectre de la FM (suite)

(f) Lorsque β = 5

(h) Lorsque β = 10

(d) Lorsque β = 15

- 137 -




VI. Ratio de puissance FM Ratio de puissance La puissance de sortie du modulateur FM peut être facilement estimé. Les signaux générés par le modulateur FM sont souvent sélectionnés par le BPF (filtre de bande passante) dans les systèmes de transmission FM. La puissance du spectre de ligne Bessel après le BPF divisée par la puissance de la porteuse est le ratio de puissance. Le ratio de puissance est exprimé avec l’équation suivante.

Pr = porteuse la de Puissance

Bessel ligne de spectredu puissance La = (4.37)

K est un entier déterminé par le BPF (filtre de bande passante).

VII. Largeur de bande FM Largeur de bande FM La FM dérivée des chapitres précédents de la largeur de bande théorique est infinie, mais seulement les parties de la puissance sont vraiment estimées. Donc la largeur de bande peut être considérée comme une valeur finie. La théorie proposée par Carlson est présentée ci-dessous. BW pour représenter la largeur de bande.

1. 2 1 mBW f , 10, 1

2. 2 1 mBW f , 2 10

3. β : Indice de modulation FM

4. mf : modulation de fréquence

[1-4 ci dessus est résumé dans l’équation (4.38)] L’équation (4.38) estime la largeur de bande par la règle de Carson dans le système mf .

- 138 -




VIII. Génération de signaux FM Les émetteurs FM commerciaux utilisent l’émetteur FM indirect de Armstrong. Dans les émetteurs mentionné de FM ou d’AM ou d’autres systèmes de communication, les oscillateurs généralement utilisés et les multiplicateurs de fréquence sont assez importants.

Émetteur FM indirect d’Armstrong

Le principe du générateur Armstrong est basé sur une largeur de bande infinie de la FM. Cela coûte trop cher pour les émetteurs de générer des WBFM, donc à la place ils génèrent des NBFM qui sont amplifiées en WBFM. Le schéma 92 montre le schéma de principe de l’émetteur FM indirect.

Figure 92. Schéma de principe du générateur de FM indirect d’Armstrong

Multiplicateur de fréquence Limiteur

- 139 -




Dans le schéma, on peut voir comment les signaux basse fréquence peuvent être modulés en WBFM. Tout d’abord, m t est généré par un générateur NBFM et envoyé ensuite vers un

multiplicateur de fréquence. Le multiplicateur de fréquence peut être regardé comme un dispositif non linéaire et ses caractéristiques ont été exprimées dans l’équation suivante :

2 30 0 1 2 3

ni i i n ie t a a e t a e t a e t a e t (4.39)

0e t : Tension de sortie du circuit non linéaire

ie t : Tension d’entrée du circuit non linéaire

ia , 0i à n : Les coefficients de l’équation (4.39).

On peut le voir dans l’équation (4.39), il y a beaucoup de signaux harmoniques générés. Le signal harmonique approprié peut être sélectionné par le filtre passe bande. . La sortie du modulateur NBFM a une petite distorsion qui signifie que l’amplitude est variable et non fixe. En ajoutant un limiteur d’amplitude après le multiplicateur de fréquence pourrait éliminer la distorsion et augmenter la stabilité. Le schéma 93 montre un émetteur FM indirect d’Armstrong en détail. On utilise largement des circuits multiplicateurs en série.

Figure 93. Schéma de principe de l’émetteur de FM indirect d’Armstrong

modulateur DSB-SC

Multiplicateur de fréquence

64X

Convertisseur de fréquence

Multiplicateur de fréquence

48X

Amplificateur

Modulation de fréquence bande large (WBFM)

Oscillateur à cristal (200kHz)

Oscillateur à cristal (10,9MHz)

- 140 -




Principe de l’émetteur de FM indirect d’Armstrong (1) Pour le schéma 93, réglez la fréquence de porteuse de la dernière sortie 91,2MHZ, la

déviation de fréquence KHzf 75 . Nos radio commerciales FM se situent sur une plage entre 88MHz et 108MHz. Si vous avez besoin d’une autre fréquence de porteuse, vous pouvez ajuster le multiplicateur de fréquence et modifier la fréquence d’oscillation du second cristal.

(2) D’abord, conformément aux conditions présentées ci-dessus, pour concevoir MHzfc 2.914 de la sortie et

KHzf 754 . m t génère les signaux NBFM qui sont des signaux NBFM

KHzfc 2001 et KHzf 251

(3) Afin d’obtenir la sortie KHzf 754 , on a besoin d’estimer les multiples en premier.

Multiple théorique : 300025

75

Hz

KHz fois

Les multiples réels : 64 * 48 = 3 072 fois

(4) 307214 ff Fois Hz 307225 = 76,8 (4.40)

Porteuse de sortie 1 3072cf fois MHzKHz 6003072200 (4.41)

La fréquence de la porteuse de l’équation (4.41) ne correspond pas à la conception d’origine et doit être modifiée par le convertisseur de fréquence, vu que le convertisseur de fréquence peut modifier tout le spectre sans changer la compensation de fréquence f . Le deuxième oscillateur cristal est conçu pour exécuter cette tâche.

(5) En utilisant l’opération de conversion ci-dessous du convertisseur de fréquence du

schéma qui signifie la fréquence du premier multiplicateur moins la fréquence d’oscillation du deuxième cristal.

MHzMHzMHzfff cc 9.19.108.12023 (4.42)

MHzMHzff cc 2.91489.14834 (4.43)

L’équation (4.43) est la sortie FM conçue pour la fréquence de la porteuse. La fréquence de dérivation de f ne changera pas avec le convertisseur de fréquence.

- 141 -




Description du multiplicateur Le premier multiplicateur est 64 fois, connecté en série avec 6 multiplicateurs doubles. Le premier multiplicateur est 48 fois, connecté en série avec 4 multiplicateurs doubles et 3multiplicateurs triples. La combinaison simple peut être appliquée aux autres multiplicateurs.

Convertisseur de fréquence Également connu comme mélangeur de fréquence. Il y a deux sortes d’opérations, l’une est l’opération de conversion haute et l’autre est l’opération de conversion basse. Prenez un émetteur FM indirect d’Armstrong par exemple, le convertisseur de fréquence a deux sortes d’opérations : (a) Opération de conversion basse : fréquence d’entrée du convertisseur - la fréquence

d’oscillation du cristal ( 2 0cf f )

(b) Opération de conversion haute : fréquence d’entrée du convertisseur + la fréquence d’oscillation du cristal ( 2 0cf f )

Après le BPF, on choisit l’une des opération.

Avantages de l’émetteur de FM indirect d’Armstrong

(a) Bonne stabilité de changement de fréquence de la porteuse de sortie FM (b) Générer des WBFM indirectement permet d’économiser des coûts en comparaison à

la génération directe. Inconvénients de l’émetteur de FM indirect d’Armstrong

(a) les couches multiples en série peuvent facilement causer du bruit. (b) Un indice de modulation β trop important causera une distorsion.

- 142 -




IX. Largeur de bande et carte de spectre des diffusions FM à Taïwan La radio commerciale FM de Taïwan s’étend entre 88MHz et 108MHz, chaque station a une largeur de bande de 200KHz centrée sur la fréquence porteuse, le changement de fréquence maximum est 75KHz. Les bandes latérales supérieure et inférieure ont une largeur de bande de 25KHz respectivement pour éviter les interférences radio alentours. Notre plage de radio FM est de 20MHz (88MHz à 108MHz), chaque station n’a qu’une largeur de bande de 0,2MHz. Après la libéralisation totale du ciel, il y aura énormément de stations. Le schéma 94 montre le spectre de deux signaux FM adjacent à Taïwan.

Figure 94. Carte des stations de radio FM alentour

Notre spectre de signal FM peut être expliqué par le son stéréo de la radio FM. À Taïwan, la combinaison du son stéréo est divisé en trois parties, y compris le signal du canal principal et le signal du canal secondaire et le signal d’indicateurs de 19KHz. Le canal secondaire est centré à 38KHz et il divisé entre la bande latérale supérieure et la bande latérale inférieure (23KHz à 53KHz).

La première station FM La seconde station

Porteuse 1 Porteuse 2

- 143 -




L’expression du signal stéréo FM C : Signal stéréo FM. : Fréquence du signal indicateur.

1c : La sous-porteuse est dans la porteuse FM intégrale et elle résulte de l’émission.

1( )sin cL R t .

L : Signal de canal gauche. R : Signal de canal droit. P : Amplitude du signal indicateur

1( ) ( ) sin sin2c

tC L R L R t P

(4.44)

L+R : Le canal principal du signal stéréo FM, portant entre 50 et 15KHz. Si le signal reçu

est trop faible ou utilise un récepteur de tonalité, la sortie des sons non stéréo, mais le son original ne sera pas perdu.

1( )sin cL R t : Le canal secondaire pour les signaux stéréo, la plage est entre 23KHz ~

53KHz, en utilisant la modulation équilibrée pour transmettre deux bandes latérales de 23KHz ~ 38KHz et 38KHz ~ 53KHz. Le signal d’origine est composé de deux bandes latérales, le modulateur équilibré permet de supprimer la sous-porteuse jusqu’au lancement de la bande latérale.

sin2

tP

: Les indicateurs d’un signal stéréo, en utilisant la fréquence de la sous-porteuse

d’un signal de 19KHz comme indicateur. La démodulation FM doit recevoir en même temps (L + R) et (L - R), les signaux L et R peuvent être obtenus par le processus suivant.

1

2L R L R L (4.45)

1( ) ( )

2L R L R R (4.46)

- 144 -




Si le signal reçu peut être démodulé sur les signaux L et R, les indicateurs sortiront le signal L-R synthétisé et transmettront un signal indicateur de 19KHz lors de la réception du signal de sous-porteuse de 38KHz. En sortant les deux signaux L-R adjacents, le signal indicateur est connu comme la démodulation de L-R et la conservation du signal L+R synchronisé.

X. Syntoniseur super-hétérodyne FM Le schéma 95 montre le syntoniseur super-hétérodyne FM. Il possède un circuit de limitation supplémentaire, un circuit de démodulation AF stéréo, comparé au syntoniseur superhétérodyne AM

Figure 95. Syntoniseur super-hétérodyne FM

Si le récepteur super-hétérodyne FM est composé d’une entrée d’antenne, d’un amplificateur haute fréquence, d’un convertisseur de fréquence, d’un amplificateur IF, d’un circuit de limitation d’amplitude, d’un circuit d’emphase préalable, un circuit de contrôle automatique de gain (AGC), un circuit contrôle de fréquence automatique (AFC), et un circuit de démodulation stéréo. La sortie est une tonalité, les signaux L et R vont en direction du préamplificateur. Le récepteur FM est le même avec un récepteur AM qui utilise le mode de réception super-hétérodyne. La différence est que l’IF utilisée en FM est de 10,7MHz, réduisant drastiquement les interférence des stations d’images. FM a un circuit de limitation et un circuit d’atténuation. Le détecteur FM est également différent de l’AM.

Antenne

Am

plif

icat

eur

haut

e fr

éque

nce

Mix

eur

Am

plif

icat

eur

IF

Lim

iteu

r

Dét

ecte

ur d

e dé

mod

ulat

ion

Cir

cuit

d’at

ténu

atio

n

Cir

cuit

de

dém

odul

atio

n st

éréo

Circ

uit

d’at

ténu

atio

n C

ircui

t d’

atté

nuat

ion

Signal L (gauche)

Signal R (droit)

Osc

illa

teur

lo

cal

Circuit de tonalité

- 145 -




l’AM a une sortie de signal de tonalité mais la FM a une sortie stéréo. En résumé, elles ont toutes une sortie de signal AF démodulé et un mode de réception superhétérodyne mais il y a de nombreuses différences qui sont décrites ci-dessous :

1. Circuit d’entrée d’antenne Le rôle de l’antenne est d’envoyer la radio reçue vers un amplificateur haute fréquence, et une conversion d’impédance afin d’obtenir le meilleur rapport signal sur bruit. Afin d’améliorer le rapport signal/bruit, l’antenne utilisée pour la syntonisation du circuit pour sélectionner la radio appropriée s’étend sur une plage de 88MHz à 108MHz. Le circuit d’entrée haute fréquence du syntoniseur FM utilise deux sortes de lignes de transmission, l’une est une ligne de transmission plate équilibrée 300Ω et l’autre est un câble coaxial 75Ω non équilibré. Les schémas 96 et 99 montrent des circuits d’entrée équilibrés 300Ω et un circuit d’entrée d’antenne double 75Ω non équilibrée / 300Ω équilibré respectivement.

Figure 96. Circuit d’entrée équilibré 300Ω

Am

plif

icat

eur

haut

efr

éque

nce

- 146 -




Figure 97. Circuit d’entrée d’antenne double 75Ω non équilibrée / 300Ω équilibrée

2. Amplificateur haute fréquence On amplifie le signal faible pour améliorer le ration signal/bruit et la sensibilité du récepteur. Protège les autres récepteurs contre le bruit causé par l’oscillateur local dont le signal se couplera avec l’antenne, puis émise par l’antenne. L’amplificateur RF commun utilise un amplificateur FET qui se caractérise par un bruit faible et une distorsion basse. Mais la fréquence de fonctionnement haute est instable du fait de la rétroaction de capacité entre les électrodes entre l’évacuation et la passerelle. Le schéma 98 montre les améliorations des amplificateurs haute fréquence FM. La charge de l’amplificateur relié à la source 1Q et un amplificateur de passerelle à faible impédance d’entrée et 2Q sont

connectés en série. Vu que la sortie et l’entrée d’un amplificateur relié à la passerelle n’aura pas de rétroaction, il permet à l’amplificateur de source d’avoir une sortie stable pour le circuit de l’onduleur.

Am

plif

icat

eur

haut

efr

éque

nce

- 147 -




Figure 98. Amplificateur haute fréquence FM

3. Circuit onduleur Il est composé d’un mélangeur et d’un oscillateur local et sert à générer un signal IF de 10,7MHz. Types de circuits d’onduleur : L’un est un circuit d’onduleur d’activation interne (schéma 99) dont l’émetteur est généralement utilisé par l’oscillateur et le mélangeur. L’autre est un circuit d’onduleur d’activation externe (schéma 100) dont l’oscillateur et le mélangeur ont chacun un transistor respectif. (1) Circuit d’onduleur d’activation interne

Ent

rée

d’an

tenn

e

Cir

cuit

ond

uleu

r

- 148 -




Entrée d’antenne

Am

plif

icat

eur

haut

e fr

éque

nce

Mél

ange

ur d

e fr

éque

nce

Osc

illa

teur

loca

l

Ver

s l’

ampl

ific

ateu

r IF

Sch

éma

99. C

ircu

it d

’ond

uleu

r d’

acti

vati

on in

tern

e

- 149 -




Principe

L’entrée est amplifiée et dirigée vers le circuit d’onduleur. Puis elle est envoyée vers l’émetteur du transistor Q2 via un condensateur 4PF. Le signal d’oscillation du taraud L6 de l’oscillateur local est connecté à l’émetteur de 2Q via un condensateur

10PF. La conversion de fréquence est effectuée par le transistor Q2. Au collecteur de Q2 pour générer une IF. L’IF est connectée sur un amplificateur IF via T1 et T2. L’AGC est appliqué sur la base d’un amplificateur haute fré.quence Afin de stabiliser la fréquence d’oscillation, on utilise un AFC (contrôle de fréquence automatique). Le signal d’AFC est envoyé vers la diode varicap (varactor) D1. Le schéma 99 montre le principe d’un onduleur d’activation interne mentionné plus haut.

(2) Circuit d’onduleur d’activation externe Principe

Le FET à passerelle double est utilisé sur les amplificateurs haute fréquence. Pour la stabilisation, un condensateur de neutralisation 1PF est connecté sur la passerelle de Q1 sous la bobine L1 pour diminuer la rétroaction de l’évacuation et de la passerelle du FET. L’oscillateur local Q3 est relié à la terre et connecté à la base du mélangeur via l’injection à la base de l’oscillateur Q2. Afin de stabiliser sa fréquence d’oscillation, le signal AFC est envoyé vers le syntoniseur d’oscillateur. Le schéma 100 est le circuit d’activation externe mentionné ci-dessous. .

- 150 -




Am

plif

icat

eur

haut

e fr

éque

nce

Mél

ange

ur d

e fr

éque

nce

Osc

illa

teur

loca

l

Vers l’amplificateur IF

Sch

éma

100.

Cir

cuit

d’o

ndul

eur

d’ac

tiva

tion

ext

erne

- 151 -




4. Circuit IF L’IF du récepteur FM est 10,7MHz. La porteuse est réduite de 1/10 fois entre la RF et l’IF. Le circuit IF doit avoir un gain élevé, une bonne stabilité et une bonne sélectivité pour amplifier les signaux depuis l’onduleur. Sa fréquence de porteuse est 10,7MHz.

Figure 101. La courbe de caractéristique du circuit IF idéal

Le schéma 101 montre la courbe de caractéristique d’un circuit IF idéal. On peut constater que la bande appropriée est plate, la bande non désirée est totalement atténuée. Mais on ne peut pas l’obtenir en pratique. L’amplificateur IF utilise le transformateur IF combiné avec le filtre syntonisé LC pour obtenir la sélectivité appropriée. Mais la syntonisation LC ne peut pas obtenir des caractéristiques d’atténuation abruptes. Le syntoniseur commun utilise un filtre en céramique ou un filtre en cristal pour une meilleure largeur de bande et de sélectivité.

Caractéristiques idéales

Att

énua

tion

(dB

) Caractéristiques

pratiques

Changement de fréquence (KHz)

- 152 -




(1) Filtre en céramique

Figure 102. Filtre en céramique utilisé pour un amplificateur IF

Figure 103. Courbe caractéristique de largeur de bande du filtre céramique

Att

énua

tion

MIX Filtre céramique

10,7MHz

Sortie IF

- 153 -




Le filtre céramique utilise du titane, de l’acide, de l’aluminium, du silicone, etc. La poudre céramique piézoélectrique est brûlée pour être forgée, et compressée en petites pièces électroniques intégrée. L’amplificateur IF doit être intégré, vous pouvez utiliser un filtre céramique pour concevoir un petit circuit intégré. L’avantage de l’utilisation des filtres céramiques est que les pertes sont faibles, la taille est petite et une bonne sélectivité. Le schéma 102 montre un filtre en céramique utilisé pour un amplificateur IF Le schéma 103. montre la courbe caractéristique de largeur de bande du filtre céramique (2) Filtre de cristal

Le filtre de cristal utilise l’effet piézoélectrique est fait en compressant un cristal usiné en précision entre des électrodes. Le syntoniseur fortement stable est composé d’une bobine et de condensateurs. La combinaison du filtre cristal et de l’amplificateur IF forme des caractéristiques d’atténuation appropriées. Le schéma 104 montre la courbe caractéristique du filtre de cristal.

Figure 104. La courbe de caractéristique du filtre cristal

Att

énua

tion

(dB

)

- 154 -




5. Limiteur Le signal FM n’a qu’une variation de fréquence, mais pas de variation d’amplitude. La FM peut interférer avec le bruit de pulsation, un artefact ou un autre bruit inconnu avant d’arriver à l’antenne du syntoniseur. Ces bruits changent l’amplitude du signal et doivent être éliminés à l’aide du limiteur. Après l’élimination, les signaux FM ont une amplitude égale. Le limiteur n’affecte pas le signal modulé de fréquence. L’image 105 montre que le limiteur FM peut éliminer le bruit.

Figure 105. Limiteur FM

Principe

Le FET utilise la tension de polarisation de passerelle pour le hacheur. La tension supérieure à la crête positive sera éliminée automatiquement. De manière similaire, la tension supérieure à la crête négative sera également éliminé. Donc le hacheur a besoin de deux couches de FET. Le schéma 106 montre le circuit du limiteur FM qui peut éliminer les bruits non souhaités.

Signal FM

Limiteur FM

Signal FM de

synthèse

Signal FM rectifié (identique que le signal FM d’origine)

- 155 -




Vo : Tension de sortie Vi : Tension d’entrée

Figure 106. Circuit de limitation

6. Détecteur de démodulation Le principe de la démodulation FM : Le signal FM passe par un différenciateur obtient une réponse en fréquence linéaire. Alors, il passe dans le détecteur d’enveloppe pour obtenir un m t basse fréquence décrit ci-dessous.

De l’équation (4.10), on peut savoir que le signal FM est connu comme

cost

FM c ft A t K m d

Avec le schéma de principe du schéma 107, on obtient FM t . FM t signifie que

FM t est obtenu par un différenciateur idéal.

Figure 107. Schéma de principe d’un détecteur de démodulation FM

FM t FM t cos ( )c fA K m t Le schéma 107

montre le schéma de principe d’un détecteur de

démodulation FM

- 156 -




FM FM

dt t

dt (4.47)

cost

FM c f

dt A t K m d

dt

(4.48)

sint

c f c fA K m t t K m d

(4.49)

Avec l’équation (4.49), nous savons que l’enveloppe de FM t est c fA K m t .

Avec l’équation (4.50), lorsque c fA K m t > 0, vous pouvez utiliser le détecteur

d’enveloppe pour isoler CC et choisir le signal de sortie basse fréquence. La fonction de transfert d’un différenciateur idéal est j . Nous pouvons réaliser que la tension de sortie est linéaire avec la fréquence instantané. Le schéma 108 montre les caractéristiques de démodulation FM. Nous pouvons réaliser que la FM est dans la région linéaire, qui est plus large lors de la démodulation.

(a) réponse en fréquence d’un détecteur de démodulation FM

(b) Sortie d’un différenciateur FM

Figure 108. Caractéristiques de démodulation FM.

Compensation de fréquence

Région linéaire

Diffusion FM

Tens

ion

de s

ortie

- 157 -




L’introduction des types de démodulateur FM qui suit les principes mentionnés est montrée ci-dessous. (1) Un démodulateur OP simple (discriminateur OP, détection OP, détecteur OP)

Du principe mentionné et du schéma de principe, nous pouvons fabriquer un démodulateur OP qui est composé d’un différenciateur et d’un détecteur d’enveloppe. Le différenciateur est connecté par l’amplificateur OP, des résistances et des condensateur pour obtenir la synthèse du signal AF basse fréquence. 0V . Bien

que le circuit est simple, la tension de sortie et la courbe caractéristique de fréquence instantanée sont trop étroite, ce qui signifie que la région linéaire est trop étroite. Du fait de c , la fréquence de porteuse ne peut pas être trop élevée, autrement le fait de

démoduler m t causera une distorsion.

iV : Tension d’entrée du limiteur FM

0V : Synthèse de la tension de sortie AF basse fréquence

Figure 109. Le plus simple démodulateur FM

Le schéma 109 montre que le démodulateur FM simple et sa courbe de caractéristique d’entrée / de sortie. On peut voir que la région linéaire est étroite.

Différenciateur Détecteur

d’enveloppe

Tension desortie

Région linéaire étroite

Changement de fréquence

(a) Le plus simple démodulateur FM (b) Courbe de caractéristique d’un démodulateur

- 158 -




(2) Démodulateur pente (discriminateur de pente, détection de pente, détecteur de pente) Le schéma 110 (a) montre un démodulateur de pente simple composé de deux parties, à savoir le circuit de syntonisation et le détecteur d’enveloppe. En dessous ou au dessus de la fréquence de résonance sont émergés comme une caractéristique non linéaire. Cela ne suit pas le principe de démodulation et ne peut pas permettre une démodulation complète, dans laquelle la sortie a une distorsion significative. Donc le schéma 109 (a) ne sera pas considéré, mais le schéma 110 (b) à la place, dans lequel un démodulateur de pente est utilisé. Le schéma 110 (b) a deux résonateurs syntonisés, l’un entraîne au dessus de c ,

l’autre entraîne en dessous de c , ils ont la même amplitude de sortie mais une polarité opposée. La courbe de caractéristique de sortie finale est une soustraction mutuelle. Le schéma 110 (b) est la courbe caractéristique de sortie finale. On peut voir que la région linéaire est suffisamment large pour la démodulation.

Figure 110. le démodulateur de pente

Circuit de syntonisation

Détecteur d’enveloppe

Tens

ion

de s

ortie

Région linéaire approximative


Syn

thès

e du

sig

nal A

F b

asse

fré

quen

ce V

O

Région linéaire

(a) basique

(b) modifié

Tens

ion

de s

orti

e

- 159 -




(3) Démodulateur équilibré (discriminateur de fréquence équilibré) Le schéma 112 montre un démodulateur équilibré composé d’un syntoniseur et d’un détecteur d’enveloppe. Pour la région linéaire lager, on utilise la combinaison de démodulateurs de pente. Deux ensembles de syntoniseurs et de détecteurs d’enveloppe est en utilisation. Le schéma 111 montre son bénéfice sur la région linéaire large.

Figure 111. Courbe de caractéristique d’un démodulateur équilibré.

Figure 112. Démodulateur équilibré

Région linéaire

Tensionde

sortie


Circuit de syntonisation


Tensiond’entrée du

limiteurFM

Signal AF basse fréquence de synthèse

- 160 -




Le modulateur équilibré a deux résonateurs syntonisés, l’un entraîne au dessus de c ,

l’autre entraîne en dessous de c . La courbe de caractéristique de ces circuits est montrée dans le schéma 111 (ligne pointillée). Ils ont la même amplitude de sortie mais une polarité opposée. La courbe de caractéristique de sortie finale est une soustraction mutuelle. Le schéma 111 présente une région linéaire est suffisamment large pour la démodulation FM.

7. Méthodes améliorées pour la démodulation : Méthodes et raisons : La porteuse 10,7MHz est la principale cible d’amplification pour l’amplificateur IF. Mais la sortie IF du mélangeur doit être exactement de 10,7MHz ou bien l’amplificateur IF ainsi que l’étape suivante ne fonctionne pas du fait que la réception FM échoue. Si le signal IF est légèrement inexact, la sortie IF est distordue, résultant finalement en une distorsion du signal FM démodulé. La méthode améliorée utilise un détecteur de boucle à verrouillage de phase (démodulateur PLL). Le démodulateur PLL a des fonctions incluant celle d’amplificateur et de limiteur. Lorsque la puissance du signal FM est faible ou que le bruit est trop fort (ratio signal sur bruit bas), le démodulateur PLL peut être bien appliqué. Lorsque la fréquence de l’oscillateur local est changé résultant d’une sortie IF inexacte, le démodulateur PLL peut améliorer son opération de rétroaction. Le démodulateur PLL n’a pas de transformateur ni d’inducteur et peut être intégré. Les puces de CI sont communément utilisées pour fabriquer un démodulateur PLL. Actuellement, l’application des démodulateurs PLL est très importante, particulièrement dans les communications spatiale et dans les récepteurs FM commerciaux.

Le principe du démodulateur PLL Le démodulateur PLL est composé de trois parties : le comparateur de phase (détecteur de phase), filtre passe bas LPF, oscillateur contrôlé par tension (VCO). Le principe de fonctionnement et les détails sont les suivants :

- 161 -




Représentation du signal La section précédente décrivait le principe de la démodulation FM, sur laquelle le signal FM est différencié et envoyé vers le détecteur d’enveloppe pour obtenir la sortie AF de synthèse basse fréquence. Mais le démodulateur PLL est différente par rapport aux discriminateur FM. On l’explique simplement comme suit : la sortie de comparateur de phase du démodulateur PLL est un signal d’erreur, le démodulateur a démodulé la phase du signal PLL, par contraste le discriminateur FM a démodulé l’ensemble du signal FM. i t : La phase du signal d’entrée IF FM.

o t : La phase du signal d’entrée de sortie VCO.

e t : La phase du signal d’erreur est très petite comparé à i t et o t . On peut

l’assimiler comme une petite constante.

IF(t) : le signal FM est passé par l’onduleur, l’amplificateur IF et le limiteur en séquence. 0(t) : sortie AF basse fréquence de synthèse

Figure 113.

On peut l’assimiler comme une petite constante. Avec le schéma 113, nous savons que le signal d’erreur est la différence de l’IF et du signal VCO.

e i et t (4.51)


Retard T

- 162 -




L’équation (4.53) est trop petite pour l’assimiler comme une variable, mais une constante.

o i et t (4.52)

Le signal d’entrée IF FM est :

cost

IF I ft A t K m d

A : L’amplitude du signal d’entrée IF

fK : Constante de différence de fréquence

i t : t

fK m d (4.53)

m : Le signal de base bande d’origine (signal de synthèse basse fréquence FM)

I : La fréquence porteuses des signaux IF

Substituez i t dans l’équation (4.52) pour obtenir

t

o f et K m d

(4.54)

La sortie du PLL peut être équivalente à la différenciation de la phase VCO. La description concerne les signaux IF FM, dans lesquels le processus a une dérivation mathématique compliquée, donc seulement les résultats sont expliqués ici. En plus de cela, du point de vue de l’électronique, le filtre passe bas (LPF) a également une fonction différentielle. La tension de sortie du démodulateur PLL : oe t .

- 163 -




o oe t K t(4.55)

t

f e

dK K m d m t

dt

(4.56)

K est une constante, e est une constante., o fait référence à l’équation (4.54). Par l’équation (4.56) Nous pouvons savoir que les signaux de synthèse basse fréquence FM démodulés PLL. Le schéma 114 présente le schéma de principe du démodulateur PLL.

Figure 114. Schéma de principe d’une boucle à

verrouillage de phase (démodulateur PLL).

Description du démodulateur PLL.

Le schéma 114 présente le schéma de principe du démodulateur PLL. L’entrée PLL est un signal FM IF. La sortie PLL est envoyée vers le circuit d’atténuation et le préamplificateur par séquence. Du schéma de principe, on peut voir : (1) Pour commencer, le VCO est ajusté à 10,7MHz, la sortie LPF est l’entrée VCO et la

sortie du démodulateur PLL, qui est le contrôle de rétroaction pour la fréquence d’oscillation du VCO jusqu’à ce que la fréquence de sortie IF du VCO soit équivalente à la fréquence du signal d’entrée FM. À ce moment, l’IF est exactement à 10,7MHz, l’erreur est zéro, le signal du contrôle est également à zéro.

(2) Le comparateur de phase et le détecteur de phase peuvent surveiller l’entrée IF pour la sortie FM et VCO. Si ces signaux ont une même fréquence, il n y a pas de rétroaction décrite en (1). Si ces signaux ont une fréquence différente, il procédera sur (3).

- 164 -




(3) Lorsque l’entrée centrée à 10,7MHz change (plus ou moins de 10,7MHz), le comparateur de phase change également de fréquence. Alors, le signal est filtré en tension CC par le filtre passe-bas pour contrôler la fréquence d’oscillation VCO.

(4) Le comparateur de phase n’émet pas la tension pour contrôler le VCO tant que la fréquence d’oscillation n’est pas égale à l’entrée et l’IF des verrous PLL.

(5) Détection de démodulation FM traditionnelle. Si l’IF est changée (déviation de fréquence de l’oscillateur local), le détecteur ne peut démoduler et la sortie devient distordue. Utiliser le détecteur PLL FM est plus approprié vu qu’il peut calibrer la fréquence inexacte automatiquement.

(6) Le détecteur FM PLL a également une forte efficacité d’amplification, qui permet de démoduler les signaux FM faibles. Le comparateur de phase dans le détecteur PLL FM ne répond qu’au changement de fréquence, mais pas au changement d’amplitude de l’entrée. Donc il fonctionne aussi comme un limiteur. Le bruit peut habituellement être accumulé sans fréquence fixe. L’amplitude du bruit a des réponses à la FM. Sur la base de ces trois raisons, le détecteur PLL FM a de meilleures fonctions pour éliminer le bruit en comparaison au discriminateur FM.

(7) Le détecteur PLL FM a actuellement été intégré et est largement utilisé dans le démodulateur FM. Le schéma 115 montre l’IC d’un détecteur PLL FM. Il y a plusieurs broches sans indications au regard des différentes conception de chaque marque. L’IC dans le schéma 115 a 16 broches.

- 165 -




Figure 115. Diagramme basé sur l’IC du démodulateur PLL.

8. Gain de contrôle automatique (AGC) La rétroaction de l’amplificateur IF vers l’amplificateur haute fréquence utilise le contrôle de gain automatique (AGC). Les signaux FM reçu par l’antenne peuvent augmenter ou diminuer soudainement du fait de facteurs environnementaux. Donc le récepteur a besoin d’un AGC pour ajuster le gain automatiquement pour maintenir un volume audio fixe. Afin de conserver une bonne tension de contrôle, la tension AGC est sélectionné par le détecteur. Le récepteur FM est différent du récepteur AM vu que le syntoniseur FM a un limiteur. Si l’AGC du détecteur n’est pas proportionnelle à l’entrée du fait du limiteur. Donc l’AGC dans le récepteur FM ne peut émettre une tension de sortie CC proportionnelle à l’entrée si l’AGC est produit par le détecteur. Donc nous n’utilisons pas l’AGC du détecteur, mais du signal IF qui est proportionnel à l’entrée du syntoniseur. L’AGC de la FM utilise la tension CC rectifiée par les diodes, donc il est proportionnel à l’amplitude pour contrôler le gain automatiquement. Le schéma 116 montre le circuit AGC d’un récepteur FM. Nous concentrons sur l’AGC, donc les autres circuits sont en ligne pointillée. La tension d’AGC est enoyée à la passerelle si l’amplificateur haute fréquence utilise le FET.

Entrée IF Limiteur Détecteur

de phase

Amplificateur large bande

vers le préamplificateur

LPF

- 166 -




Figure 116. Circuit de gain de contrôle automatique (AGC) FM

9. Contrôle de fréquence automatique (AFC) Le contrôle de fréquence automatique (AFC) peut diminuer la fluctuation de l’oscillateur local du syntoniseur FM. Vu que le détecteur FM fonctionne à 10,7MHZ, la distorsion a lieu lorsque la fréquence d’oscillation est fluctuante.

Le principe de l’AFC Le schéma 117 montre que lorsque la fréquence d’oscillation locale fluctue et que la fréquence centrale IF fluctue également. Alors, le détecteur FM génère une tension AFC proportionnelle à la fréquence de fluctuation. La tension AFC est filtré en CC par le filtre RC et envoyé aux diodes de capacité variable sur le condensateur de syntonisation de l’oscillateur local pour calibrer la fréquence d’oscillation locale.

Circuit filtre Circuit AGC

Tension AGC

Mix

eur

Osc

illa

teur

loca

l

Le

prem

ier

ampl

ific

ateu

r IF

Le deuxième amplificateur IF

Ver

s le

lim

iteu

r d’

ampl

itud

e

Sig

nal d

’ent

rée

d’an

tenn

e

Circuit d’entrée d’antenne

Amplificateur haute fréquence

- 167 -




Exemples

Lorsque le syntoniseur FM reçoit une radio de 100MHz, l’AFC est désactivée vu que la fréquence d’oscillation de l’oscillateur local est de 110,7MHz, l’IF est de 10,7MHz. Si la fréquence d’oscillation locale dévie à 110MHz+ f , la sortie CC d’AFC après le filtre est proportionnelle à f et est applicable sur les diodes de capacité variable pour compenser la tension inversée. Cette opération peut augmenter la capacité des diodes de capacité variable et réduit la déviation de la fréquence d’oscillation locale jusqu’à ce qu’elle retourne sur 110,7MHz. La fréquence d’oscillation locale peut être stabilisée de cette manière.

Figure 117. Le schéma de principe et le schéma de circuit du circuit AFC.





1997

Cir

cuit

d’o

scil

lati

on lo

cal

Du

déte

cteu

r F

M

Cir

cuit

ond

uleu

r

Antenne

Amplificateur haute fréquence

Mixeur Circuit IF Limiteur d’amplitude

Détecteur FM S

orti

e

TensionAFC

Condensateur RC

Diodes à capacitance

variable

Oscillateur local

(a) Schéma de principe

(b) Schéma du circuit

Dio

des

à ca

paci

tanc

e va

riab

le

Con

dens

ateu

r R

C

- 168 -


Expériences de modulation de fréquence


Expérience I : Mesure de la fréquence de porteuse de l’émetteur

1. Le schéma 118 montre l’émetteur FM qui peut également être consulté sur le module ETEK CE-2002-05.

2. Utilisez un oscilloscope pour observer la sortie TP3 de l’oscillateur contrôlé par la tension, et ajustez la résistance variable 1VR pour avoir une sortie d’oscillateur de 3,58MHz. Enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 30.

3. Utilisez un oscilloscope pour observer la sortie (TP6) du multiplicateur et ajustez le condensateur variable 17C et le transformateur IF T1 pour avoir une génération d’harmonique tierce. Enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 30.

4. Utilisez un oscilloscope pour observer la sortie (TP8) du multiplicateur et ajustez le condensateur variable 26C et le transformateur IF T2 pour donner à l’amplificateur la sortie de puissance maximum. Enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 30.

5. Utilisez l’analyseur de spectre pour observer la sortie de l’oscillateur contrôlé par tension (TP3), du multiplicateur (TP6) et de l’amplificateur (TP8) respectivement. Enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 30 et comparez les résultats avec ceux de l’étape 2 et 4.

Figure 118. Émetteur FM

- 169 -




Tableau 30. Mesures de la porteuse des émetteurs Par oscilloscope Par analyse du spectre

Signal de sortie à la sortie de l’oscillateur à

cristal piézo-électrique

Sortie du multiplicateur

Sortie de l’amplificateur d’alimentation

- 170 -




Expérience II : Mesure de forme d’onde FM


2. Saisissez l’onde sinusoïdale avec une amplitude de 100mV, une fréquence de 1KHz, à l’entrée audio (TP5). Court-circuitez J1 en utilisant une pince à court-circuit et ouvrez le circuit J2, le condensateur 5C est 10 μF ; réglez 2VR pour avoir une sortie audio (TP2) à une amplitude de 1V.

3. Utilisez un oscilloscope pour observer la sortie (TP8) de l’émetteur FM. Enregistrez la forme d’onde et la fréquence dans le tableau 31.

4. Réglez 2VR pour avoir une sortie audio (TP2) de 2V et 3V d’amplitude respectivement. Répétez l’étape 3 et enregistrez les résultats dans le tableau 31.

5. Saisissez l’onde sinusoïdale avec une amplitude de 100mV, et une fréquence de 0,5KHz, 1KHz, 2KHz respectivement à l’entrée audio (TP5). Court-circuitez J2 en utilisant une pince à court-circuit et ouvrez le circuit J1, le condensateur 6C est 0,1μF ; réglez 2VR pour avoir une sortie audio (TP2) à une amplitude de 2V. Répétez l’étape 3 et enregistrez les résultats dans le tableau 32.

Expérience III : Mesure d’émetteur FM


2. Saisissez l’onde sinusoïdale avec une amplitude de 100mV, une fréquence de 1KHz, à l’entrée audio (TP5). Court-circuitez J1 en utilisant une pince à court-circuit et ouvrez le circuit J2, le condensateur 5C est 10μF ; réglez 2VR pour avoir une sortie audio (TP2) à une amplitude de 1V.

3. Utilisez l’oscillateur pour observer les points test TP1, TP2, TP3, TP4, TP6, TP7 et la sortie de l’amplificateur (TP8) respectivement, et enregistrez les résultats dans le tableau 33.

4. Utilisez un micro pour entrer un signal audio et observez la sortie de l’émetteur FM (TP8) avec un oscilloscope et un analyseur de spectre. Enregistrez les résultats dans le tableau 33.

- 171 -




Tableau 31. Changez l’amplitude AF est observez les signaux FM Amplitude AF Formes d’onde de sortie Spectre de sortie

1V

2V

3V

- 172 -




Tableau 32 Changez la fréquence AF et observez les signaux FM Fréquence AF Formes d’onde de sortie Spectre de sortie

0,5KHz

1KHz

2KHz

- 173 -




Tableau 33. Mesures d’émetteur FM

Point de test

Forme d’onde de sortie Point de

test Forme d’onde de sortie

TP1 TP2

TP3 TP4

TP6 TP7

TP8 TP8

(MIC I/P)

- 174 -




Expérience IV : Mesures de forme d’onde des signaux FM

1. Le schéma 118 montre l’émetteur FM qui peut également être consulté dans le module ETEK CE-2002-05. Entrez une onde sinusoïdale avec une amplitude de 100mV (Vp-p), une fréquence de 1KHz à l’entrée audio (TP5). Court-circuitez J1 en utilisant une pince à court-circuit et ouvrez le circuit J2, le condensateur 5C est 10μF. Réglez 2VR pour avoir une sortie audio (TP2) à une amplitude de 0,5V.

2. Le schéma 119 et le schéma 120 montrent l’émetteur FM ou vous pouvez également consulter le module ETEK CE-2002-06. Allumez les broches 1, 2, 3 et éteignez la broche 4 sur SW -4P. Éteignez la broche 7 et allumez les autres broches sur SW-8P. Le récepteur FM reçoit des signaux FM du module ETEK CE-2002-05.

3. Ajustez les molettes de contrôle de volume droite/gauche 5VR et 7VR pour la sortie appropriée. Observez la sortie TP10 / TP11 et enregistrez les résultats dans le tableau 34.

4. Réglez le 2VR de l’émetteur FM pour avoir une sortie audio de 1V et 1,5V (Vp-p) respectivement. Répétez l’étape 2 et 3 et enregistrez les résultats dans le tableau 34.

5. Saisissez l’onde sinusoïdale avec une amplitude de 100mV (Vp-p), et une fréquence de 500Hz, 1KHz, 2KHz respectivement à l’entrée audio (TP5). Court-circuitez J1 en utilisant une pince à court-circuit et ouvrez le circuit J2, le condensateur 5C est 10μF ;

réglez 2VR pour avoir une sortie audio (TP2) à une amplitude de 1V. Répétez les étapes 2 et 3 et enregistrez les résultats dans le tableau 35.

6. Saisissez le signal avec une amplitude de 100mV (Vp-p) à l’entrée audio de l’émetteur FM. Entrez une onde sinusoïdale avec une fréquence de 1KHz. Court-circuitez J1 en utilisant une pince à court-circuit et ouvrez le circuit J2, le condensateur 5C est 10μF.

Réglez 2VR pour avoir une sortie audio (TP2) à une amplitude de 1V. Répétez les étapes 2 et 3 et utilisez un oscilloscope pour observer le TP1 et le TP11 de l’émetteur. Enregistrez les résultats dans le tableau 36.

- 175 -




Figure 119. Le circuit détaillé du syntoniseur

- 176 -




Figure 120. Les circuits d’un processeur AF et d’un

processeur IF dans le récepteur FM

CI

de d

émod

ulat

ion

FM

CI de démodulationstéréo

Amplificateur AF

- 177 -



Code M04-10/16 Durée 5hh

Tableau 34. Changez l’amplitude AF et observez les signaux de fréquence démodulés

Amplitude AF Formes d’onde AF (sortie de

canal gauche : TP10)

Formes d’onde de signal démodulé (sortie de canal

droit : TP11)

0,5V

1V

1,5V

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Tableau 35. Changez la fréquence AF et observez les signaux de fréquence démodulés

Fréquence AF Formes d’onde AF (sortie de

canal gauche : TP10)

Formes d’onde de signal démodulé (sortie de canal

droit : TP11)

500Hz

1KHz

2KHz

- 179 -




Tableau 36. Mesure du récepteur FM

Point de test



TP1 TP2

TP3 TP4

TP5 TP6

- 180 -




Tableau 36. Mesures de récepteur FM (suite)

Point de test



TP7 TP8

TP9 TP10

TP11

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Expérience V : Réception de la radio FM

1. Le schéma 119 et le schéma 120 montrent l’émetteur FM ou vous pouvez également consulter le module ETEK CE-2002-06. Allumez les broches 1, 2, 4 et éteignez la broche 3 sur SW -4P. Allumez toutes les broches sur SW-8P. Le récepteur FM reçoit des signaux sur la plage entre 88MHz et 108MHz.

2. Tournez la molette 2VR sur le récepteur FM vers le côté droit et réglez la molette sur

4VR pour avoir une sortie d’onde carrée de 19KHz de TP7.

3. Tournez la molette 6VR sur le récepteur FM vers le milieu et réglez le molettes de

contrôle de volume droite / gauche, 5VR et 7VR , pour avoir une sortie appropriée.

4. Réglez la molette de sélection de canal 1VR sur une station de radio stable et réglez le

3VR pour avoir une sortie audio claire.

5. Utilisez l’oscilloscope pour observer TP1 - TP11 et enregistrez les résultats dans le tableau 37.

Expérience VI : Mesures de l’émetteur-récepteur sans fil FM

1. Le schéma 118 montre l’émetteur FM. Vous pouvez aussi consulter le module ETEK CE-2002-05 comme l’émetteur. Entrez une onde sinusoïdale avec une amplitude de 100mV, une fréquence de 1KHz à l’entrée audio (TP5). Court-circuitez J2 en utilisant une pince à court-circuit et ouvrez le circuit J1, le condensateur 6C est 0,1μF. Réglez

2VR pour avoir une sortie audio (TP2) à une amplitude de 1V.

2. Le schéma 119 et le schéma 120 montrent l’émetteur FM ou vous pouvez également consulter le module ETEK CE-2002-06. Allumez les broches 1, 2, 3 et éteignez la broche 4 sur SW-4P. Éteignez la broche 7 et allumez les autres broches sur SW-8P. Le récepteur FM reçoit des signaux FM du module ETEK CE-2002-05.

3. Entrez le signal vocal à l’aide du microphone, et ajustez les molettes de contrôle du volume audio gauche / droite, 5VR et 7VR , jusqu’à ce que le récepteur ait une sortie

audio suffisante. Réglez 3VR pour avoir un son clair.

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Tableau 37. Mesures de réception de radio FM

Point de test



TP1 TP2

TP3 TP4

TP5 TP6

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Tableau 37. Mesures de réception de radio FM (suite)

Point de test



TP7 TP8

TP9 TP10

TP11





Books 2003

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Le principe du téléphone Code I05-01/15 Durée 5h

I. Le principe du téléphone Ce chapitre présente le téléphone, qui est composé de différents composants électroniques avec différentes fonctions. Mais le but ultime est de connecter les salles d’opération de télécommunication pour l’échange d’informations. Le téléphone utilise le Réseau Téléphonique Public Commuté (RTPC) qui connecte les gens tout autour du monde. Bien que le téléphone offre plus de fonctions de nos jours, les 6 fonctions basiques sont présentées ci-dessous : (1) Vous notifier par une sonnerie un appel entrant. (2) Envoyer la voix de l’utilisateur sur le réseau et recevoir la voix des autres. (3) Envoyer des requêtes d’utilisation du réseau au Bureau Central (BC). (4) Envoyer le statut actuel du réseau par différentes tensions du terminal. (5) Envoyer les numéros appelés au BC avec des signaux de différentes tonalités. (6) Relâcher le droit d’utilisation du réseau après que vous ayez terminé l’appel. Le schéma 121 montre le schéma de principe d’un téléphone classique. Nous pouvons voir qu’il est composé de six parties, à savoir la ligne d’échange, la sonnerie, le crochet commutateur, le composeur, le réseau d’appel et le combiné. Dans les paragraphes qui suivent nous allons aborder les fonctions de chaque élément individuellement.

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Figure 121. Schéma de principe d’un téléphone classique.

1. Ligne d’échange La ligne d’échange est une paire torsadée de format de transmission, principalement utilisée pour transmettre des signaux vocaux, des signaux d’appel et des signaux de sonnerie. Chaque téléphone a besoin de lignes d’échange pour transmettre des signaux au BC, par conséquent il s’agit d’un élément indispensable dans le téléphone.

2. Sonnerie La sonnerie informe l’utilisateur lorsqu’un appel arrive, donc il s’agit d’un dispositif pour attirer notre attention (auditive ou visuelle). Lorsque le BC souhaite notifier un téléphone libre, il envoie un signal CA de 90 ou 120 volts, d’une fréquence de 20Hz, mais vu que le signal de 20Hz est difficile à entendre pour l’oreille humaine, il faut donc un circuit de conversion car l’oreille ne peut pas facilement entendre les signaux en sons audibles.

Figure 122. Circuit de sonnerie électronique

BC

(B

urea

u C

entr

al)

Lig

ne d

’éch

ange

Sonnerie

Inte

rrup

teur

Rés

eau

voca

l

Composeur

Combiné

Récepteur

Émetteur

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Le schéma 122 montre le circuit de sonnerie électronique composé d’un CI (circuit imprimé) 31 002 et de composants passifs. Son principe de fonctionnement consiste à rectifier le signal de sonnerie CA depuis le CO et de le transformer dans la tension nécessaire pour l’IC de la sonnerie. Le dispositif de transformation est le régulateur et le circuit de filtre est composé de R1, ZD1 et C2. La tonalité de sonnerie de l’IC sonnant peut être modifiée par le temps de chargement / déchargement de R3 à C3 et de R4 à C5. La sortie de sonnerie est isolée par C4 et envoyée au haut-parleur (SP) pour produire un son. En plus de cela, le condensateur C1 dans le schéma 122 sert à isoler le bruit de 40 - 50V des lignes d’échange lorsque le téléphone n’est pas utilisé.

1. Commutateur crochet Le commutateur crochet ou également appelé commutateur combiné, qui contrôle la connexion entre le téléphone et le réseau public. En bref, c’est un commutateur entre le réseau et la sonnerie.

2. Composeur Chaque fois que nous prenons le combiné et composons un numéro de téléphone, le BC local le recevra par des signaux du composeur. Le signal est un signal multifréquence à double tonalité (DTMF). Le DTMF est généré par le composeur. Chaque numéro a une fréquence combinée définie par axe horizontal et un axe vertical du composeur de téléphone. Le composeur DTMF général est présenté dans le schéma 123. Chaque axe a une fréquence correspondante, donc chaque touche a une fréquence combinée. Par exemple, si nous appelons le 1, la sortie est une combinaison de 697Hz et 1 209Hz. Ce signal est envoyé au réseau montré dans le schéma 124.

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Figure 123. Construction et fréquence correspondante d’un

clavier de composeur DTMF standard.

Figure 124. Forme d’onde des signaux d’appel

Le schéma 125 présente un composeur de téléphone utilisé pour cette expérience, il est principalement composé de quatre parties : le microprocesseur, l’écran LCD, le stockage, le composeur, etc. Son principe de fonctionnement est d’utiliser le 89C51 comme un pont de contrôle et de communication pour le clavier, le CI d’appel, l’écran LCD et le CI de stockage.

Appuyez sur “1” Mixeur

Signal d’appel DTMF

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1. Recherches de touche 89C51 Le schéma 125 montre le 89C51 comme le pont pour le clavier, le CI d’appel, l’écran LCD et le CI de stockage, le 89C51 recherche sur le composeur : le P2,0 du 89C51 envoie une pulsation (-5V), les autres ports (P2,1 - P2,7) envoient tous une pulsation positive (+5V). Alors le 89C51 vérifie les ports 2,4 - 2,7 pour voir s’il y a une entrée de pulsation négative. Dans le cas contraire, le 89C51 envoie une pulsation négative via P2,1 - 2,3 à la place et vérifie s’il observe une entrée de pulsation négative aux ports 2,4 - 2,7. En fonction de cet algorithme, le 89C51 recherche en continu le composeur et détermine le numéro composé via la pulsation négative depuis un port spécifique de P2,4 - P2,7. Si l’utilisateur a composé le “8”, le 89C51 reçoit une pulsation négative au point P2,7. En fonction des signaux de P2,2 et de P2,7, le 89C51 peut décoder le signal reçu pour connaître le numéro effectif.

Figure 125. Circuit d’un générateur de signal d’appel.

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Une fois que le 89C51 a décodé les signaux du composeur, le numéro réel est affiché sur le LCD et enregistré sur le CI de stockage. Lors de l’appel, l’information d’appel enregistrée dans le CI de stockage est envoyé sur le CI d’appel à travers le 89C51. Alors, le CI d’appel génère un DTMF et le transmet.

Figure 126. Le principe d’une recherche de clavier

2. Écran à cristaux liquide (LCD) Le générateur d’appel utilise un écran à cristaux liquide (LCD) en mode texte de 16 caractères × 2. Le paquet contient la ROM du générateur de caractère, la RAM du générateur de caractère (CG RAM), la RAM des données d’affichage (DD RAM) et le drapeau d’occupation (BF), etc.

Figure 127. Circuit d’application LCD

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Tableau 38. Instructions des broches LCD Broche

N° Nom Pin I/O Fonctions

1 VSS — 0V 2 VDD — +5V 3 Vo — Tension contrôlée par luminosité (max : 0V)

4 RS I

Sélection du registre 0 : Écrit au registre de commande Lit le drapeau d’occupation et le comptoir d’adresse 1 : Lit et écrit le registre de données

5 /R W I 0 : Écrit 1 : Lit

6 E I Signal de démarrage 1 : Effectué

7 ~ 14 Do ~ D7 I/O Lit/écrit et interface de saisie d’instructions (disponible en 4 bits ou 8 bits)

Le tableau 38 est la description des broches du LCD. Le schéma 126 montre le circuit d’application du LCD. 1VR sert à régler la tension de oV pour contrôler la luminosité du LCD. D7 – D4 sont connecté à P0,4 - P0,7 du 89C51. Trois signaux de contrôle RS et E sont connectés sur les P3,4 et P3,6 du 89C51 respectivement. Si la durée du délai après la transmission est suffisamment longue, la procédure de jugement du BF peut être sautée. Le /R W du LCD peut être relié à la terre directement, ce qui signifie qu’il ne reçoit plus de signaux. Le tableau 39 est la liste de commande du LCD. Pour contrôler le LCD, vous devez être familiarisé avec les commandes et les fonctions.

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Tableau 39. Commandes du LCD

Instruction CODE

Fonction RS /R W DB7 DB6 DB5 DB4 DB3 DB2 DB1 DB0

Nettoyer l’écran 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 Nettoyer l’affichage Régler la DD RAM sur 0

Retour à l’origine

0 0 0 0 0 0 0 0 1 * Mettre le curseur sur le premier caractère

Réglage du mode de confirmation

0 0 0 0 0 0 0 1 I/D S

Réglage de déplacement du curseur I/D : 1 = Augmenter 0 = Diminuer S : Déplacer avec l’affichage

Écran M/A 0 0 0 0 0 0 1 D C B

D : Écran M/A C : Montrer / cacher le curseur B : Flash M/A

Réglage de déplacement du curseur ou de l’affichage

0 0 0 0 0 1 S/C R/L * * S/C : Déplacement curseur / affichage R/L : Droite / gauche

Réglage de fonction

0 0 0 0 1 DL N F * *

Réglage de longueur de données / rangées Type de caractère DL : 1/0 8bits/4bits N : 1/0 2lignes/1lignesE : 1/0 5 × 10dots/5 × 7points

Définir l’adresse CG RAM

0 0 0 1 ACG Définir l’adresse CG RAM

Définir l’adresse DD RAM

0 0 1 ADD Définir l’adresse DD RAM

Lit le drapeau d’occupation et l’adresse

0 1 BF CA Lit le drapeau d’occupation et l’adresse

Envoie les données à la CG/DD RAM

1 0 Écrit les donnée Écrit les données sur la CG/DD RAM

Lit les données de la CG/DD RAM

1 1 Lit les données Lit les données de la CG/DD RAM

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3. Générateur d’appel Le générateur d’appel dans le composeur est utilisé pour transposer les informations d’appel en code DTMF. Le schéma 128 montre la construction interne et le schéma des broches du CI d’appel 9 200A. On peut savoir que le 9 200A utilise une transmission de données en série. Du schéma 125, on peut savoir que lorsque l’on appelle le P3,5 du 89C51, cela émettra un LOW (0V) pour activer le 9 200A. Alors, le P0,7 du 89C51 enverra des informations d’appel du CI de stockage vers la 6e broche du 9 200A et le P0,6 du 89C51 enverra les signaux d’horloge à la 5e broche du 9 200A. Le DTMF correspondant à l’information d’appel codée sera envoyée à la 7e broche du 9 200A. Le tableau 40 montre la description de broches du 9 200A.

(a) Schéma de broches du 9 200A (b) Construction interne du 9 200A

Figure 128. Schéma de broches et construction interne

Tableau 40. Description des broches d’un générateur d’appel 9 200A Nom Pin I/O Fonction

I Active la puce, action LOW X2 O Entrée/sortie 3,58MHz d’un oscillateur à quartzX1 O

VDD — +5V VSS — 0V

DTME O Sortie du signal d’appel DATA I Lit les donnée qui sont envoyées par le 89C51

CLK I Horloge de fonctionnement, la référence pour la lecture des données

Circuit d’oscillateur 3.58MHz

Générateur DTMF

circuit de contrôle

Circuit d’entrée de date de série

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4. Dispositif de stockage Le 93C46 est un CI de stockage d’EEPROM qui utilise une transmission des données en série. D’abord, le P3,4 du 89C51 envoie un LOW (0V) pour activer le 93C46. Ensuite, le P0,6 du 89C51 envoie le code d’opération, l’emplacement et les données à la 3e broche du 93C46. En combinant les signaux d’horloge de P0,5 du 89C51, l’action d’écriture peut être effectuée. Au contraire, pour pouvoir lire les données dans le 93C46, le P0,6 du 89C51 envoie le code d’opération et l’emplacement au 93C46. Alors, le 89C51 peut lire les données de la 4e broche du 93C46. Le schéma 129 et le tableau 41 montre le schéma des broches et la liste respective. Description de la fonction

Figure 129. Schéma de broches du 93C46

Tableau 41. Description des broches du 93C46 Nom Pin I/O Fonction

CS I Active la puce SK I Horloge de fonctionnement DI I Entrée de données DO O Sortie de données

GND — 0V ORG — Construction interne CC — Pas de connexion VDD — +5V

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5. Réseau vocal Le réseau vocal est également appelé réseau d’appel ou circuit vocal. Il joue un rôle important dans le téléphone. Ses fonctions sont décrites ci-dessous. (1) Il transforme les 4 lignes de signal (2 pour l’émetteur, 2 pour le récepteur) dans les 2

lignes du signal téléphonique (T&R). Cette fonction est appelée hybride. (2) Le réseau vocal est également l’interface entre le composeur et les deux lignes

téléphoniques centrales. (3) Le réseau vocal a une fonction de compensation automatique pour une meilleure

qualité de communication. La voix reçue sera compensée en fonction de la distance du BC.

Dans la conception de réseau vocal, on peut utiliser le 1 062A pour diminuer le bruit d’écho. Le 1 062A présenté dans le schéma 130 est un CI utilisé pour séparer la réception de la transmission. Il permet de résoudre le problème de l’écho. Le tableau 42 montre ses fonctions de broches. Dans le schéma 130 (b), la ligne pointillée indique le récepteur ; la ligne continue indique l’émetteur. Afin d’éviter l’écho généré par le MIC, on peut couper le son du MIC en utilisant le 89C51 pour envoyer un LOW (0V) au P3,7 lors de l’appel.

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(a) Schéma de broches du 1 062A

(b) Schéma de principe interne du 1 062A

Figure 130. Diagramme des broches et de la composition interne du 1 062A

Apport de tension / référence

Contrôle du courant

Référence de courant

Circuit basse tension

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Tableau 42. Description des broches du 1 062A Nom Pin

Broches Fonctions Nom Pin

Broches Fonctions

LN 1 Anode de ligne d’échange

VEE 9 Cathode de ligne d’échange

GAS1 2 Pour ajuster le gain à l’émetteur

IR 10 Entrée de l’amplificateur du récepteur

GAS2 3 Pour ajuster le gain à l’émetteur

DTMF 11 Entrée multifréquence à double tonalité (DTMF)

QR 4 Amplificateur non inverseur au récepteur

12 Entrée muet

GAR 5 Pour ajuster le gain à l’émetteur

VCC 13 Tension positive

MIC- 6 Entrée inversée du micro REG 14 Pour régler la tension

MIN+ 7 Entrée non inversée du micro

AGC 15 Gain de contrôle automatique

STAB 8 Stabilisateur de courant SLPE 16 Pour régler la pente

Le schéma 131 montre le circuit de réseau vocal. Si la broche MUTE (12e) est LOW (0V), le sélecteur dans le récepteur et l’émetteur passera du point terminal supérieur au point terminal inférieur. Donc le DTMF après l’amplificateur est divisé en deux routes, l’une est envoyée au DTR par le circuit de réception, le CTR va convertir la tension en voix, l’autre est envoyée sur les lignes d’échange et le BC sans interférence du micro.

Figure 131. Circuit de réseau vocal

Ligne d’échange

Ligne d’échange

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En général, l’utilisation du signal de la ligne d’échange inclus deux signaux vocaux : l’un est transmis par l’utilisateur, l’autre est transmis depuis le BC. Lorsque le son est muet, la broche est haute (+5V), le micro convertira les signaux vocaux en tension et les enverra à la 6e et à la 7e broche, après l’amplification, il est envoyé vers la ligne d’échange avec la 1ere broche. Le signal vocal du BC à la 10e broche est amplifié par l’amplificateur AF du 1 062A et envoyé au DTR par les broches 4 et 5. Le signal vocal est finalement émis par le DTR. Toutefois, utiliser un téléphone signifie d’envoyer le signal vocal de l’utilisateur tout en recevant le signal vocal du BC, donc le signal vocal de l’utilisateur sera envoyé au 1 062A via les lignes d’échange. Cette opération causera un bruit d’écho et affectera la qualité de l’appel ou même rendra la communication impossible, donc éliminer l’écho est important dans la conception des réseaux vocaux. Afin de résoudre le problème de l’écho, on peut pulser un signal avec la même amplitude et une phase de différence de 180° pour qu’ils se compensent mutuellement. Cela est indiqué sur le schéma 123. Comme mentionné plus haut, le micro convertira la voix de l’utilisateur en tension et l’enverra au 1 062A pour procéder à une amplification et un traitement du son. Après cela, le signal est envoyé vers les lignes d’échange par la broche N°1. Le schéma 130 (b) montre un schéma de principe interne du 1 062A. On constate cependant que le signal amplifié n’est pas seulement envoyé à la broche N°1, mais également à la N°16, la différence de phase de ces deux broches est de 180°. Dans le schéma 131. (circuit du réseau vocal), nous pouvons utiliser le diviseur de tension composé de R2 et R6 pour avoir une rétroaction des signaux vocaux qui ont une différence de phase de 180° à la broche N°10 du 1 062A par R5. Cette opération peut éliminer le signal AF des lignes d’échange et réduire l’interférence d’écho. Donc on peut clairement entendre la voix de l’interlocuteur.

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Figure 132. Formes d’onde qui s’annulent réciproquement

6. Combiné Le combiné est principalement composé de l’émetteur et du récepteur. L’émetteur convertira l’onde sonore dans les tensions correspondantes et les enverra au réseau vocal. Le récepteur a la fonction opposée de celle de l’émetteur. Le récepteur convertira le courant en vibrations qui peuvent être entendues par les humains.





2003

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Le principe du téléphone Code M05-01/04 Durée 5h

Expérience I : Observation du signal de sonnerie

1. Fabriquez une sonnerie électronique. Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 122 ou dans le module CE1-2002-07.

2. Connectez les lignes d’échange sur le connecteur du téléphone du module CE-2002-07.

3. Dans le module CE-2002-07, court-circuitez J1 et J3 avec des pinces à court-circuit, les autres JP sont ouverts.

4. Utilisez un autre téléphone pour appeler le module CE-2002-07.

5. Observez les formes d’onde de TP1 et TP2 en utilisant un oscilloscope et enregistrez les résultats dans le tableau 43.

6. Dans le module CE-2002-07, court-circuitez J2 et J4 avec des pinces à court-circuit, les autres JP sont ouverts. Répétez les étapes 4 et 5 et enregistrez les résultats dans le tableau 43.

7. Dans le module CE-2002-07, court-circuitez J1 et J3 avec des pinces à court-circuit, les autres JP sont ouverts.

8. Utilisez un autre téléphone pour appeler le module CE-2002-07.

9. Observez les formes d’onde de TP4, TP5 et TP1 en utilisant le CH1 de deux oscilloscopes. Enregistrez les résultats dans le tableau 43.

10. Dans le module CE-2002-07, court-circuitez J2 et J4 avec des pinces à court-circuit, les autres JP sont ouverts. Répétez les étapes 8 et 9 et enregistrez les résultats dans le tableau 43.

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Tableau 43. Observations des signaux de sonnerie Condition Forme d’onde TP1 Forme d’onde TP2

J1, J3 court-circuité J2, J4 ouvert


Condition Forme d’onde TP1 Forme d’ondeTP4, TP5



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Expérience II : Test d’appel téléphonique

1. Fabriquez un générateur d’appel Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 125 ou dans le module CE1-2002-07.

2. Appuyez sur C sur le module CE-2002-07, l’écran LCD SELECTSET 1 ~ 12 (0 = 0 ; A = * 11 ; B = # 12), appuyez sur 1, le LCD affichera I / P TEL NO : C : OK, puis entrez I et appuyez sur C pour quitter. À présent, le numéro “1” sera enregistré sur la touche correspondante.

3. Répétez l’étape 2, stockez le numéro “1- 12” sur la touche correspondante.

4. Appuyez sur E, l’écran afficher DIALING TEL NO. Puis saisissez les numéros conformément au tableau 44. (Si l’oscilloscope montre que c’est trop rapide, vous pouvez répéter les saisies en suivant l’étape 1, mais pas plus de 4 fois.)

5. Observez les formes d’onde de la sortie (TP3) du générateur d’appel en utilisant l’oscilloscope. Enregistrez les résultats dans le tableau 44.

6. Pour terminer l’appel, appuyez sur la touche F. Expérience III : Communication entre les réseaux vocaux

1. Pour fabriquer un réseau vocal, Veuillez consulter le circuit présenté dans le schéma 131 ou dans le module CE1-2002-07.

2. Connectez deux modules CE-2002-07 en utilisant des câbles téléphoniques. Dans l’un d’entre eux, court-circuitez J6 avec une pince à court-circuit et les autres JP sont ouverts. Deux modules sont nécessaires pour appuyer sur E pour communiquer.

3. Utilisez le combiné pour communiquer entre les réseaux vocaux.

4. Pour terminer l’appel, appuyez sur la touche F. Attention : Si de l’écho se produit, veuillez court-circuiter J5 avec une pince à court-circuit.

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Tableau 44. Résultats expérimentaux du test d’appel téléphonique

Touche Forme d’onde TP3 Touche Forme d’onde TP3

1 7

2 0

3 *

5 #





2003

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Annexe : Diagramme de circuit du module expérimental ETEK

Nom du module ETEK CE-2002-01

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