Contribution à l’étude et la réalisation des convertisseurs AC DC à M.L.I à facteur de...

7/21/2019 Contribution ltude et la ralisation des convertisseurs AC DC M.L.I facteur de puissance unitaire.pdf

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REPUBLIQUE ALGERIENNE DEMOCRATIQUE ET POPULAIREMINISTERE DE LENSEIGNEMENT SUPERIEUR ET DE LA RECHERCHE

SCIENTIFIQUEUNIVERSITE MOULOUD MAMMERI DE TIZI-OUZOU

FACULTE DE GENIE ELECTRIQUE ET DINFORMATIQUEDEPARTEMENT DELECTROTECHNIQUE

THESE de DOCTORATEN ELECTROTECHNIQUE

Prsente par

DENOUN HakimMagister de lEMP dAlger

ThmeContribution Ltude et la Ralisation

Des convertisseurs

AC /DC M.L.I Facteur de Puissance Unitaire

Thse soutenue publiquement le .././.. devant le jury dexamen compos de:

Prsident Sad DJENNOUNE Professeur L U.M.M.T.O Tizi-OuzouRapporteur Nacereddine BENAMROUCHE Professeur L U.M.M.T.O Tizi-OuzouCo-Rapporteur Salah HADDAD Professeur L U.M.M.T.O Tizi-OuzouExaminateur Larbi REFOUFI Professeur U.M.B.BoumerdsExaminateur Jean-Pierre BARBOT Professeur L E.N.S.E.A de ParisExaminateur Hocine BENALLA Professeur lU.M.C.Constantine

Invit Malik GHANES Maitre deconfrences(H.D.R) lE.N.S.E.A de Paris


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Cette thse est consacre ltude et la ralisation des convertisseurs AC/DC M.L.I

facteur de puissance unitaire. Les travaux prsents dans cette thse ont t effectus au sein dulaboratoire des Technologies Avances du Gnie Electrique (LATAGE) du dpartementdlectrotechnique de luniversit Mouloud Mammeri Tizi-Ouzou.

Pour avoir consenti examiner ce travail, je tiens remercier trs sincrement :

Monsieur S.Djennouneprofesseur lUniversit de Tizi-Ouzou, davoir bien voulu mefaire lhonneur de prsider mon jury de thse, tmoignant ainsi de lintrt quil porte ce travail ;

Monsieur N.Benamrouche Professeur lUniversit de Tizi-Ouzou qui a dirig cestravaux de recherches et dont jai pu apprcier la comptence et la gentillesse.

Monsieur S.HaddadProfesseur lUniversit de Tizi-Ouzou, qui a suivi ces travaux derecherches et pour ses entretiens constructifs qui accompagnent un travail de recherche.

MonsieurJ.P.Barbotprofesseur des Universits ENSEA de Paris, pour mavoir accueillidans son laboratoire : quil trouve ici ma profonde reconnaissance pour la confiance quilma accorde.

MonsieurL.Refoufiprofesseur lUniversit de Boumerds, pour avoir accept de jugerce travail et quil ait accept dtre parmi les membres de jury de cette thse.

Monsieur H.Benalla professeur lUniversit de Constantine, pour lintrt quilmanifeste en participant ce jury.

MonsieurM.Ghans, matre de confrences(H.D.R) lENSEA de Paris qui a accept

de participer cette soutenance en qualit dinvit.

Je remercie aussi trs sincrement :

tous ceux et celles qui me sont chers,

Toutes les personnes qui ont contribu de prs ou de loin laboutissement de ce travail.


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Sommaire


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SOMMAIRE

Introduction gnrale ..

Chapitre I

Perturbations des rseaux et principes de compensation ..

Chapitre II

Etude analytique et caractrisation du fonctionnement du redresseur M.L.I.

Chapitre III

Modlisation Rgulation - rsultats de simulation

Chapitre IVRalisation pratique et rsultats exprimentaux..

Conclusion gnrale ..

Annexes

Rfrences bibliographiques

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Notations utilises


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Notations utilise

Bloc source -Convertisseur AC/DC et DC/AC

: angle de dphasage du fondamental de irpar rapport vr ;

: angle de dphasage de la modulante par rapport Vr ; : Largeur de crneaux ;

f2= : Pulsation du rseau d'alimentation ;c : condensateur de filtrage ;

E : F.C.E.M d'une charge active ;f : frquence du rseau d'alimentation ;f: frquence de la porteuse ;fo : frquence de la porteuse associe l'onduleur ;Gbf, : fonctions de transfert en boucle ferme;Gboi, Gboc fonctions de transfert en boucle ouverte;I : amplitude du courant de rseau ;(ir3) : vecteur triphas des courants de rseau ;ic: courant traversant le condensateur ;id : courant dans la charge ;ir: courant l'entre du redresseur monophas ;

Ir1: fondamental du courant ir (notation complexe) ;ir1, ir2, ir3: courants rseau sur les phases 1, 2, 3 ;irlmes, ir2mes,ir3mes : courants de rseau mesurs sur les phases 1, 2, 3 ;ir1ref, ir2ref, ir3ref : courants de rseau de rfrence sur les phases 1, 2, 3 ;irefi : limite infrieure de la bande dhystrisis ;irefs : : limite suprieure de la bande dhystrisis ;is: courant la sortie du convertisseur ;Is2: valeur efficace de l'harmonique d'ordre 2 de is;Ki, kp: coefficients des correcteurs proportionnel et intgral ;Kref: coefficient pour le calcul des rfrences en courant ;Ld, Rd : inductance et rsistance d'une charge passive ;Lr, Rr: inductance et rsistance quivalente du rseau et de l'autotransformateur ramene ausecondaire l'entre du redresseur ;m, r : indice de modulation et coefficient de rglage associs au redresseur ;mo, ro : indice de modulation et rapport cyclique associs l'onduleur ;Nc: nombre de commutations par alternance ;P: nombre d'impulsions par alternance ;P: puissance active ;Pref: puissance active de rfrence ;Q : puissance ractive ;Qref: puissance ractive de rfrence ;

R1, R2, R3Rd, Rq: correcteurs ;Si : fonction logique associe au bras dun convertisseur AC/DC et DC/AC triphas ;


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Tc: constante de temps cot continu ;Tn: constante de temps cot rseau ;Ud : tension constante (tension du bus continu) ;U1: fonction logique associe au convertisseur monophas AC/DC;ue12, ue23, ue13 : tensions composes lentre du redresseur triphas;

ue: tension l'entre du redresseur monophas ;ue1, ue2, ue3 : tensions l'entre du redresseur triphas (tension par rapport au neutre de lasource) ;el: fondamental de la tension ue (notation complexe) ;Ue1: valeur efficace du fondamental de ue;Ue10: valeur efficace du fondamental de uepour une commande en pleine onde ;Ueh : valeur efficace de l'harmonique d'ordre h ;V : amplitude de la tension du rseau ;Vc: tension aux bornes de condensateur ;Vcmes: tension de capacit mesure ;Vcref: tension de capacit de rfrence ;

vp,Vm: l'onde porteuse et modulante associe au redresseur ;yp0,ei : l'onde porteuse et modulante associe l'onduleur ;Vr1, Vr2, Vr3: tension rseau sur les phases 1, 2, 3Vreff: valeur efficace de vr.

Machine Asynchrone

: angle entre la phase statorique as et la phase rotoriquear ;s : angle entre la phase statorique aset laxe direct d ;r:angle entre la phase rotorique ar et lexe direct d ;Kf : coefficient des frottements visqueux ;

= 1- : coefficient de dispersion ;

e: couple lectromagntique ;r: couple rsistant ;ii(i=1-3) : courants de la phase i de la MAS ;Ls, Lr, Lm : inductance propre cyclique du stator, rotor, mutuelle entre stator et rotor.J : moment denrtie de larbre du moteur ;Pp: nombre de paires de ples ;s : pulsation des grandeurs lectriques statoriques ;r : pulsation des grandeurs lectriques rotoriques ;

vi(i = 1-3) : tension de la phase i de la MAS ;r: vitesse mcanique du rotor ;

Acronymes

I.G.B.T : Insulated-Gate Bipolar Transistor ;M.L.I: Modulation Largeur Impulsions;THD : Total Harmonic Distortion .

M2srLsLr


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Introduction gnrale


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Introduction gnrale

Le nombre de convertisseurs raccords aux rseaux de distribution de lnergie est enconstante progression. Les puissances installes progressent elles aussi. Ces convertisseurs nesont pas sans poser quelques problmes au distributeur dnergie qui les voit comme tant dessources polluantes.

Cette pollution est essentiellement de deux types. Dune part, il sagit de la pollutionharmonique. En effet, ces convertisseurs absorbent des courants non sinusodaux quidforment la tension du rseau par lintermdiaire de limpdance de court-circuit de celui-ci.Dautre part, ils consomment de la puissance ractive qui a pour consquence de dgrader le

facteur de puissance.

Les rgles de limitation de la pollution harmonique sont devenues trs svres et bienentendu chaque usager est tenu denrayer dans la mesure du possible cette pollution.

Dans les installations dj existantes, la solution est le filtrage passif ou actif. Mais dansles nouvelles installations les solutions passent soit par laugmentation de lindice depulsation des convertisseurs (pont dodcaphas), soit par la transposition aux convertisseursAC-DC des techniques auparavant utilises pour les convertisseurs DC-AC (Onduleurs Modulation de Largeurs dImpulsions). Cette dernire est devenue possible grce audveloppement de la technologie des semi-conducteurs et lapparition des composants depuissance tels que lIGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) et le GTO (Gate Turn OffThyristor).

Contrairement aux redresseurs non commands, les redresseurs Modulation de Largeurdimpulsions offrent plusieurs possibilits :

- Consommer un courant proche dune sinusode en rduisant son contenuharmonique et rduire par consquent la taille des filtres.

- Contrler la puissance ractive absorbe (facteur de puissance unitaire).- Assurer un transfert bidirectionnel de la puissance.- Dpolluer le rseau en assurant la fonction de filtre actif.

Ces qualits font que ces convertisseurs occupent actuellement une place importantedans le domaine de la conversion de lnergie (Actionneurs asynchrones, GnratricesAsynchrones Double Alimentation (GADA), etc).

Notre travail sinscrit dans le cadre de la modlisation et de la ralisation exprimentaledun convertisseur AC/DC destin lalimentation dun ensemble onduleur MLI Machine asynchrone . Ce convertisseur doit rpondre au cahier de charges suivant :

- Commande Modulation de Largeur dImpulsions base dune carte DSPTMS320LF2407 et puis une carte Dspace 1103.

- Assurer une tension de sortie constante (rgulation de la tension continue).- Assurer un fonctionnement facteur de puissance unitaire.

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Le travail que nous avons ralis au sein du Laboratoire de recherche LATAGE de lafacult de Gnie Electrique et dInformatique de lUniversit Mouloud MAMMERI deTizi-Ouzou sarticule autour de quatre chapitres.

Le premier chapitre traite de la problmatique des harmoniques, de leurs effets nfastes court et long terme et des solutions qui sont apportes. Le convertisseur objet de notre tudesinscrit parmi les solutions modernes de la dpollution harmonique.

Dans le second chapitre, le principe de fonctionnement du redresseur MLI est prsent.Les limites de stabilit des diffrents rgimes de fonctionnements sont tablies. Une tudeanalytique dtaille de la commutation est ensuite effectue. Celle-ci nous permettra dedimensionner correctement les dispositifs de protection des composants semi-conducteurs(Circuit Snubber).

La modlisation du redresseur muni de la stratgie de commande SPWM (Modulation de

Largeur dImpulsion, stratgie triangulo-sinusodale) fait lobjet du troisime chapitre. Deuxtypes de charges du redresseur sont considrs : une charge passive (circuit srie rsistifinductif) et une charge active (ensemble onduleur MLI associ un moteur asynchrone).

Le principe de la rgulation en cascade est ici retenu pour dimensionner les rgulateurs decourant (boucle interne) et le rgulateur de tension continue (boucle externe).

Des rsultats de simulation, dabord dun redresseur monophas puis dun redresseurtriphas seront prsents et discuts.

Dans le quatrime chapitre, nous prsentons le dispositif exprimental ralis au sein denotre laboratoire. Il sagit dun redresseur monophas et triphas command en Modulationde Largeur dImpulsions par la carte DSP TMS320LF2407 et la Dspace 1103 respectivement.Larchitecture de cette carte et le kit de dveloppement, leurs algorithmes de commande et lesautres cartes ralises (cartes capteurs, carte dinterface, de conditionnement, de puissance)sont dtaills dans ce chapitre. Les rsultats exprimentaux sont prsents et analyss.

La conclusion gnrale viendra synthtiser les rsultats obtenus, tirer les principauxenseignements et tablir une liste de travaux effectuer dans le futur.


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Chapitre I

Perturbations des rseauxet principes de compensation


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Plan du chapitre I

I.1.Introduction............

I.2. Problmatique des harmoniques, ....I.2.1. Les harmoniques

1.2.1.1. Interprtation des harmoniquesI.2.1.2. Perturbations induites..I.2.1.3. Principales sources polluantes

I.2.2 Mesures et prvention des harmoniques...

I.2.2.1. Mesure des harmoniques ..I.2.2.2. Prventions et normes en vigueur.I.2.2.3. Contraintes pour les nouveaux producteurs.

I.2.3.Les solutions pour compenser les harmoniques ...I.2.3.1.Modification structurelle ou filtrage passif .I.2.3.2.Compensation active ....I.2.3.3.Le redresseur M.L.I ..

I.3. Etat de lart et objectifs .

I.4.Conclusion........

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Chapitre I Perturbations des rseaux et principes de compensation

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I.1. Introduction

Un rseau lectrique est destin assurer la distribution de lnergie lectrique entre desproducteurs et des consommateurs. Ces rseaux prennent des formes diverses, tension

nominale comprise entre 110V et 1100KV (1000KV en Sibrie par exemple), triphas oumonophas, frquence variable ou frquence fixe. La stabilit du rseau traduit la bonneconformit des tensions et frquences par rapport un cahier des charges fix. Ceci constitueune donne essentielle pour assurer le bon fonctionnement du dispositif de transportdnergie.

La qualit de lnergie fournie dpend directement de la qualit de la tension au point delivraison. Cette tension subit des perturbations gnralement classes selon deux originesdistinctes :

les perturbations de tension, lies limpdance des rseaux et la circulation de courantsperturbateurs, comme les courants harmoniques, dsquilibrs et ractifs lis la

charge.

les perturbations de tension (tensions harmoniques ou dsquilibres, creux de tension...)causes principalement par les producteurs dnergie lectrique.

La pollution des rseaux lectriques est un phnomne qui existe depuis lapparition dupremier rseau lectrique alternatif ou sinusodal, la forme sinusodale tant due la formedonde des tensions gnres par les alternateurs. En effet, ds quil existe un lment ractifdans un circuit, il apparat un dphasage entre la tension et le courant, ce qui induit unepuissance ractive qui sexprime par un chauffement li au dplacement des courantscirculant dans les lments inductifs et capacitifs. Les appareils issus de llectronique depuissance, allant des ponts de diodes jusquaux alimentations de secours, gnrent unepollution harmonique sur les courants absorbs par ces appareils. Cette pollution a un effetdirect sur le courant apparent qui tend tre augment pour faire passer la mme puissanceactive, la seule exploitable nergtiquement. Les perturbations ayant pour cause directementles tensions ne font pas partie de notre tude, nous choisissons de nous consacrer ltude descourants perturbateurs.

Ce chapitre est destin introduire les notions lies la pollution des rseaux lectriqueset principalement par rapport aux harmoniques de courant.Aprs un rappel sur l'influence des courants harmoniques sur le rseau, nous prsenterons une

tude des perturbations propres aux montages redresseurs. Nous terminerons par quelquesnotes sur les solutions utilises pour rduire les perturbations.

Un tat de lart des solutions servant situer le redresseur MLI et fixer les objectifsassigns cette thse sera prsent, avant de nous consacrer la structure sur laquelle ltudeporte, le redresseur monophas et triphas MLI.


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I.2. Problmatique des harmoniques

Cette partie est destine prsenter les harmoniques, leurs effets court et long terme,les normes les concernant et les diverses solutions apportes.

I.2.1. Les harmoniques

I.2.1.1. Interprtation des harmoniques

Le concept dharmonique est introduit au dbut du XIXme sicle par Joseph Fourier quidmontra que tout signal priodique non sinusodal peut tre reprsent par une somme ousrie de sinusodes de frquences discrtes (quation I.1).

(I.1)

La composante zro I0 de la srie dite de Fourier est la composante continue, la premirecomposante dite de rang 1 (h=1) est appele composante fondamentale. Pour les systmesraccords un rseau lectrique stable, la frquence de la composante fondamentale estconsidre comme tant fixe (50Hz en Europe, 60Hz aux Etats Unis). Pour un rseau debord, la frquence peut tre variable (rseau aronautique). Le reste des composantes de lasrie de Fourier sont appeles harmoniques de rang h, o h dsigne le numro de lacomposante (le rang 2 correspond au deuxime terme de la srie de Fourier qui aura unefrquence double du fondamental).

Fig. I.1 : Exemple dharmonique

La figure (I.1) donne lallure dun courant contenant un harmonique de rang 3.Dans les rseaux lectriques triphass, les principales composantes harmoniques sont de rang

5, 7,11 et 13 (6 *h +/- 1).


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I.2.1.2. Perturbations induites

Les tensions et courants harmoniques superposs londe fondamentale conjuguent leurseffets sur les appareils et quipements utiliss. Ces grandeurs harmoniques ont des effetsdiffrents selon les rcepteurs rencontrs :

soit des effets instantans, soit des effets terme dus aux chauffements.

Les effets instantans sont principalement les perturbations des dispositifs de rgulation,par exemple la commutation des thyristors lorsque le passage par zro de la tension est dcal.Les compteurs dnergie induction prsentent des erreurs supplmentaires, des vibrations etdu bruit apparaissent dans les transformateurs et les inductances. Des perturbations sontinduites sur les lignes courants faibles (tlphone, contrle/commande, ligne ferroviaire)situes proximit du rseau pollu.

Les effets terme sont la fatigue mcanique des matriaux due aux vibrations ainsi quelchauffement des composants. Au niveau des condensateurs, les pertes dues la conductionet lhystrsis du dilectrique sont proportionnelles en premire approximation au carr ducourant efficace. Au niveau des machines et des transformateurs, des pertes supplmentairesapparaissent (courant de Foucault, champs tournants harmoniques). En ce qui concerne lescbles et les quipements, une lvation de la temprature sera la consquence des courantsharmoniques, cela engendre des pertes supplmentaires ayant pour cause laugmentation de lavaleur efficace du courant, llvation de la rsistance apparente de lme avec la frquence etlaugmentation des pertes dilectriques dans les isolants avec la frquence.

Dune faon gnrale tous les quipements (tableaux lectriques) soumis des tensions outraverss par des courants harmoniques ont des pertes accentues, et devront faire lobjet dedclassement. Par exemple, une cellule de condensateur est dimensionne pour un courantgal 1,3 fois le courant ractif de compensation. Ce surdimensionnement ne tient toutefoispas compte de laugmentation de lchauffement due leffet de peau dans les conducteurs.


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I.2.1.3. Principales sources polluantes

La figure (I.2) extraite des cahiers techniques de Schneider Electric [BET00], prsente lesprincipaux convertisseurs qui gnrent des formes dondes trs riches en harmoniques.

Fig. I.2 : Forme du courant absorb par quelquesCharges non linaires [BET00]

Les ponts de diodes sont les plus prsents sur les applications de puissance car ils sont sanscommande et ont une dure de vie importante et un cot beaucoup plus faible que dessolutions plus volues. Il existe aussi dautres types de charges comme par exemple les fours arc ayant un contenu spectral trs imprvisible.A plus petite chelle, on trouve toutes les grandes industries tertiaires : les hpitaux quiconsomment des courants harmoniques par le biais des clairages, des alimentations dcoupage dordinateurs...

Type de convertisseur Schma Allure du courant

1. Gradateur de lumire ou de chauffage

2. Redresseur dalimentation dcoupagepar exemple : ordinateur,

lectromnager

3. Redresseur triphas avec condensateuren tte par exemple : variateur de vitessepour moteurs asynchrones

4. Redresseur triphas avec inductance deFiltrage en continu, par exemple :Chargeur de batterie

5. Redresseur triphas avec inductance delissage en alternatif, par exemple : ASIde forte puissance


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I.2.2. Mesures et prvention des harmoniques

I.2.2.1. Mesure des harmoniques

La mesure de cette pollution est trs importante car elle permet de caractriser les

installations et de sassurer de la bonne qualit de lnergie distribue. Plusieurs critresexistent pour mesurer les perturbations harmoniques mais cest le Taux de DistorsionHarmonique qui est le plus couramment utilis. On utilisera le terme T.H.D. (TotalHarmonic Distortion) pour dsigner le taux de distorsion harmonique.

La qualit de ces mesures devient de plus en plus importante. De ce fait, de nombreuxfabricants proposent des instruments pour la mesure de toutes ces grandeurs, ce qui nest pasdu tout vident lorsque lon a des charges variables ou des rseaux non quilibrs.

T


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I.2.2.2. Prventions et normes en vigueur

La C.E.I. (Commission Electrotechnique Internationale) et lI.E.E.E (Institute ofElectrical and Electronics Engineers) sont les deux principaux organismes de normalisationinternationaux dans le domaine de llectrotechnique. La CEI est un organisme officiel

compos de comits nationaux de 63 pays, tandis que lIEEE est une associationprofessionnelle. Ces deux organismes ralisent la principale activit de normalisation dans ledomaine des perturbations lectriques au niveau mondial mais nont pas une uniformit decritres en ce qui concerne la dfinition des interactions entre le rseau et les chargesconnectes.

Aujourdhui le terme le plus rpandu dans le domaine scientifique et industriel, accept etutilis par lIEEE, est celui de Qualit de lnergie. Ce concept dtermine les paramtresqui dfinissent les proprits du produit lectricit en conditions normales, en termes decontinuit de la fourniture et des caractristiques de la tension (symtrie, frquence,amplitude, forme donde). Par consquent, cette vision essaie de dterminer les

caractristiques de la fourniture lectrique afin de limiter son influence sur les diffrentescharges connectes au rseau, et en mme temps, de limiter linfluence des charges sur lerseau de faon viter la modification de ses caractristiques. Deux socits de lIEEEtravaillent dans des domaines lis la qualit de lnergie, IAS (Industrial ApplicationsSociety) et PES (Power Engineering Society). Leurs activits de normalisation sont gres parle comit SCC-22 (Standards Coordinating Committee on Power Quality). Les deux normesde qualit principales de lIEEE sont :

IEEE 519 : 1992,Recommended Practices and Requirements for HarmonicControl in Power Systems : cette norme dtermine la procdure pour contrler lesharmoniques prsents sur le rseau lectrique ainsi que les limites recommandesde la pollution harmonique gnre par les clients et de distorsion harmoniquetotale sur le rseau [IE-92]. IEEE 1159 : 1995,IEEE Recommended Practice on Monitoring Electric PowerQuality : cette norme ralise un bilan exhaustif et donne une dfinition de tous lesphnomnes lectromagntiques qui ont lieu dans le rseau en fonction de leurcontenu spectral, leur dure et leur amplitude [IE-95].

Tab. I.1 : Limites IEEE des missions de courants harmoniques


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Le tableau (I.1) prsente les caractristiques de la norme IEEE 519 o Icc est le courant decourt-circuit, Ich est le courant de charge nominale, Vn la tension nominale et TDD est ladistorsion totale de la demande (distorsion du courant par rapport la demande maximale).La CEI nutilise le terme qualit de lnergie dans aucune de ces normes. En revanche, elleutilise le concept de Compatibilit Electromagntique. Ce concept est dfini comme la

capacit dun dispositif, quipement ou systme fonctionner de faon satisfaisante dans sonenvironnement lectromagntique sans introduire de perturbations lectromagntiquesintolrables pour les autres [CEI01]. Les normes de la CEI sont regroupes dans lapublication CEI-61000. Cette publication est divise en 6 parties dont on cite :

CEI 61000-3-2 : Elle dfinit des limites dmission de courant harmonique par lesappareils consommant moins de 16 A par phase (sauf certaines catgories dappareils -voir la norme). CEI 61000-3-4 : Entre en vigueur dans lUnion Europenne en janvier 2001, elletraite de la limitation des courants harmoniques injects dans le rseau publiquedalimentation pour des appareils consommant des courants suprieurs 16A par

phase. Elle dfinit les limites des harmoniques du courant dentre qui peuvent treproduit par le matriel soumi lessai dans des conditions spcifies. CEI 61000-3-12 : Dernire entre dans la rglementation en 2004, elle fixe leslimites pour les courants harmoniques produits par les appareils connects aux rseauxpublics basse tension ayant un courant appel suprieur 16 A et infrieur 75 A parphase. De ce fait, elle remplace la norme CEI 61000-3-4 qui reste en vigueur pour desappareils consommant plus de 75A. CEI 61000-2-4 Elle dfinit les niveaux de compatibilit dans les rseauxdinstallations industrielles comme lillustre le tableau I.2. Rappelons quun niveau decompatibilit nest pas une limite absolue ; il peut tre dpass avec une faibleprobabilit.

Tab. I.2 : Limites CEI 61000-2-4 des missions de courants harmoniques (courantappel par les appareils 16A par phase de classe A).


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En France, EDF propose un contrat dit " Emeraude " aux abonns tarif vert par lequel il y a unengagement rciproque de qualit pour EDF et de limitation de pollution de la part delabonn.

Toutes ces normes consistent sensibiliser le consommateur ainsi que le fabricant

dappareils polluants pour le respect dune certaine qualit de lnergie absorbe, mais il sepose de plus en plus la question des "petits" producteurs qui se raccordent sur le rseau. Pourcela, on traitera deux cas, les parcs oliens et les fermes photovoltaques.

I.2.2.3. Contraintes pour les nouveaux producteurs

I.2.2.3.1 : Le cas des parcs oliens

Les contraintes pour le raccordement dune production dcentralise en HTA sont fixesen ce qui concerne les limites dmission en courant par larrt du 17 mars 2003 (en France)relatif aux conditions techniques de raccordement au rseau publique des installations de

production autonome dnergie lectrique : le gestionnaire dune installation de productiondont la puissance de raccordement est suprieure 100 kVA doit limiter les courantsharmoniques injects sur ce rseau.

Les limites sont dtermines au prorata de la puissance apparente maximale delinstallation de production Pref . A chaque harmonique de rang n est associ uncoefficient de limitation kh. Le gestionnaire de linstallation doit limiter ses courantsharmoniques la valeur

o Uc est la valeur de la tension contractuelle, Pref la puissance apparente maximale delinstallation de production.Les valeurs prises par le coefficient kh en fonction de lharmonique sont donnes dans letableau (I.3).

Tab. I.3 : Valeur du coefficient du taux dharmoniques

I .2.2.3.2. Le cas des fermes photovoltaques

En France, depuis le 10 juillet 2006, un arrt fixe les conditions dachat de llectricitproduite par les installations utilisant lnergie radiative du soleil. Lobligation dachat est undispositif introduit par larticle 10 de la loi du 10 fvrier 2000, qui oblige EDF et lesentreprises locales de distribution (ELD) acheter, sous certaines conditions, llectricitproduite par certaines filires de production. Le droit concerne seulement les installations dontla puissance installe est infrieure 12 MW. Les producteurs doivent sassurer que leurs

onduleurs permettront de respecter les normes CEI 61000-3-2, 61000-3-4 et 61000-3-12 : desrelevs raliss par des experts doivent figurer dans le dossier.


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I-2-3. Les solutions pour compenser des harmoniques

I.2.3.1. Modification structurelle ou filtrage passif

Les solutions les plus simples et les premires utilises (solutions passives oumodifications structurelles) pour traiter directement les harmoniques sont bien connues, tellesque :

Le dclassement de linstallation lectrique : lutilisateur ne souhaite pasrsoudre les problmes de pollution mais seulement se soucie de la bonne sant deses quipements. Cette approche, conomiquement trs contraignante, nesapplique pas pour des installations nouvelles. Laugmentation de la puissance de court-circuit : La puissance harmoniqueaugmente lorsque la puissance de court circuit diminue si lon ne prend pas encompte les phnomnes de rsonance. On a donc intrt connecter les sources

polluantes un point du rseau o limpdance rseau est la plus faible possible ensparant magntiquement les diffrentes charges. Les transformateurs couplage passif : certains couplages du type trianglezigzag permettent de supprimer les harmoniques de rang 3 et leurs multiples auprix de laugmentation de limpdance de la ligne, et donc dune augmentation dela distorsion de la tension. Les filtre passifs : une solution intressante pour supprimer un rangdharmoniques est daccorder un filtre du type LC sur cette frquence, mais celaimplique quelques problmes : la conception de tels filtres savre assez dlicate etncessite une trs bonne connaissance du rseau au point de connexion de lasource. Des cas pratiques soulignent de gros problmes de rsonances lis laprsence de filtre passif. Pour la dpollution dune ferme olienne de 132MW enAllemagne [Plo07], des phnomnes de rsonances sont apparues aprs connexionde filtres passifs. Ltude thorique leur a permis de montrer que cela tait d desrsonances induites par la longueur des cbles (une dizaine de km) deraccordement des oliennes. La seule solution quils aient pu mettre en uvre taitlusage de filtre actif raccord de prfrence au point de connexion global.

Les filtres passifs constituent donc une solution bon march mais avec un usage nonsystmatique car ils modifient les impdances des rseaux, ils ne sont pas flexibles etvieillissent plutt mal.

I.2.3.2. Compensation active

Lutilisation donduleur de puissance base dinterrupteurs de puissance tels les IGBTs etles IGCTs est particulirement adapte la compensation des harmoniques. Les onduleursprennent diffrentes formes en fonction de la nature des harmoniques compenser (courantou tension), du type de rseau sur lequel on raccorde londuleur (basse, moyenne tension) etdu type de charge compenser (stationnaire, variable). Il peut sagir donduleur :

de tension, de courant. deux niveaux, multi niveaux avec ou sans filtre de raccordement

avec ou sans compensation passive mixe


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Fig. I.3 : Principe de la compensation active [BET00]

La figure (I.3) prsente le principe dun compensateur actif de type parallle qui permet decompenser les harmoniques de courant de la charge polluante. Le principe est dinjecter uncourant dgale amplitude et en opposition de phase avec les courants harmoniques de lacharge afin dobtenir un courant le plus sinusodal possible au niveau de la source.Les filtres actifs prsentent dautres intrts dus leur topologie :

Une adaptation lvolution de la charge Une possible de compensation slective des harmoniques La limitation de la puissance de compensation Un risque trs faible de rsonance entre le filtre et limpdance du rseau La possibilit de compenser la puissance ractive pour un cot lev.

Les premiers principes du filtrage actif ont ts prsents ds le dbut des annes 1970[Sas71]. Les premires familles de filtres actifs parallles et srie (solution adapte lacompensation des tensions) apparaissent en 1976 et sont raliss avec des onduleurs transistors contrls en MLI [Gyu76]. Dans cette partie, nous reprsenterons brivementlvolution de ces deux types de filtres, mais nous tendrons ltude aux structures mixtes et "exotiques existant dans la littrature technique.


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I.2.3.2.1. Filtre actif parallle

Les filtres actifs parallles sont les plus utiliss et les plus sujets aux recherches depuisplus de 30 ans. Le principe consiste mettre en uvre une source de courant qui permettra

dinjecter un courant de compensation en opposition de phase avec les courants harmoniquescres par la charge comme le montre la figure (I.4).Cela a pour effet de rendre le courant sinusodal au point de connexion et de limiter ainsi, lapropagation des courants harmoniques en amont. Il faut attendre les annes 80 pour que cesapplications se dveloppent, profitant des amliorations des interrupteurs de puissance.

Les premires applications industrielles arrivent.[Aka86] pour donner lieu une vritablecommercialisation dans les pays industrialiss (plus de 500 filtres installs au Japon en 1996)[Aka96]. Ces premiers prototypes ne compensaient que les harmoniques alors quaujourdhuiils prsentent aussi dautres fonctionnalits : compensation dnergie ractive, quilibrage descourants et rduction du flicker. De plus en plus dapplications sont concernes par les filtresactifs parallles allant des applications rseaux aux industries lourdes.

Plusieurs fabricants - ABB, MGE UPS, AIM Europe, Mesta elecronics proposent des gammes de compensateurs ayant une puissance variant entre 10 et2000kVA.

Fig. I.4 : Principe dun filtre actif parallle

Ces filtres sont triphass, avec possibilit ou non de raccorder le neutre et travaillent surdes tensions infrieures 690 volts.

I.2.3.2.2 Filtre actif srie

Sur la figure (I.5) un transformateur a t rajout au point de connexion du filtre. Il permetdutiliser le compensateur en source de tension et dainsi compenser les harmoniques detension. Lutilisation industrielle des filtres actifs srie uniquement est trs limit, son usageest principalement fait pour les compensateurs globaux de puissance connus sous lappellationUnified Power Quality Conditionners (UPQC).Ces compensateurs sont de plus en plus demands et sujets recherches. Les filtres actifs

parallles sont prfrables aux filtres actifs sries car ils remplissent plus de fonctions et enparticulier la compensation dnergie ractive.


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Fig. I.5 : Principe dun filtre actif srie

I.2.3.2.3. Filtre actif hybride

Afin de rduire le dimensionnement et par consquent le prix des filtres actifs,lassociation de filtres actifs de faible puissance des filtres passifs peut tre une solution.Dans ce cas on connectera en parallle ou en srie des filtres passifs pour compenser lesharmoniques prpondrants. De nombreuses configurations existent [Sin05] combinantlments passifs et filtre actif srie ou parallle.

filtre bas sur un filtre L-C-L [Lis05].

filtre parallle avec filtre LC avec ou sans transformateur filtre srie avec filtre LCL

Fig. I.6 : Structure mixte dAkagi [Aka05b]

Charge polluante

Filtre passif

Filtre actif


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Pour des applications de compensation en amont du pont de diodes, Akagi propose unfiltre hybride bon march" (figure I.6) avec un filtre passif LC la place de linductance dufiltre actif parallle. Ce filtre passif, accord sur le septime harmonique permet de rduire de8 la tension du bus continu.

Aucun filtre li au dcoupage nest utile car limpdance du filtre passif est trs grande la frquence de dcoupage, 10kHz dans ce cas. La puissance de compensation du filtre actifest directement proportionnelle la tension du bus continu(Pcomp = (3)/2 * V bus * Icompmax).

Ce type de solution permet donc davoir un bon compris pour un type particulier decharge mais reste bien moins performant quun filtre actif pur. Le principal inconvnient de cetype de filtre hybride est de ne pas permettre pratiquement de compenser de lnergie ractivemais seulement les harmoniques alors que cela semble possible en thorie [Aka05b].

Salo et Al [Sal03] proposent une structure prsente sur la figure (I.7) qui permet derduire les contraintes sur les IGBTs et de ce fait rduire les pertes.

Fig. I.7 : Structure mixte de Salo [Sal03]

I.2.3.2.4 Filtre actif base donduleur multiniveaux

Lutilisation limite des filtres actifs est due en partie aux cots structurels mais aussi lalimitation des interrupteurs de puissance travailler haute tension.

Les onduleurs multiniveaux prsentent comme principal avantage la rduction des contraintesen tension sur les interrupteurs de puissance [Rod02]. Les principales structures sont lestopologies donduleur en cascade, clampes par le neutre (NPC) et multicellulaires. Leurutilisation se gnralise de plus en plus pour les applications basse tension ou ils permettentdamliorer les formes dondes et doptimiser les couts [Leg07].

a-Avec des onduleurs en cascade.

Zhou et Wu [Zho07] proposent une structure 5 niveaux (fig. I.8) permettant de dcouper moins de 1kHz. Dautres travaux sont aussi faits par Miranda [Mir07].

Charge nonlinaire


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Fig. I.8 : onduleurs en cascade

b-Avec des onduleurs NPC

Akagi [Aka05a] propose un onduleur NPC 3 niveaux avec une structure de filtrage mixte(fig. I.9). Leurs rsultats montrent lintrt du NPC pour cette application, cette structure estutilise par Zhou [Zho07]

Fig. I.9 : onduleurs NPC

Redresseur diodes

Filtre passif

Filtre actif


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Pour les applications de filtrage actif, ces topologies ont donc t sujets de recherche trs tt[Abu97] avec la topologie NPC. De nombreuses publications concernent les applicationsmulti-niveaux avec les diffrentes topologies NPC, multicellulaire, ou convertisseursimbriqus [Liq04]. Nanmoins la topologie dominante reste actuellement le NPC, plus facile commander pour le cas trois niveaux [Lin04]. Au del de trois niveaux, le contrle de ces

onduleurs reste trs dlicat.

c-Avec des onduleurs multicellulaires

Lin et Huang [Lin06b] proposent une utilisation en 3 niveaux (fig. I.10) avec une boucle decourant base sur des hystrsis. La structure propose utilise des capacits flottantes de500uF, ce qui est assez important par rapport celle du bus (1mF) et limite lintrt dumulticellulaire.Cependant en augmentant la valeur des capacits flottantes, on sautorise un contrlebeaucoup plus facile.

.

Fig. I.10 : onduleurs multicellulaires

Chargenon

linaire


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I.2.3.2.5. Les structures "exotiques"

Des convertisseurs mixant les structures multiniveaux classiques apparaissent dans lalittrature proposant les principes prsents sur la figure (I.11.a). B. Lin et Y. Yang [Lin04]

proposent une structure 3 niveaux base sur une version non symtrique du convertisseurNPC appliqu au cas monophas et triphas [Lin06a], permettant davoir le mme nombredinterrupteurs quun multicellulaire tout en se passant des capacits flottantes.

Fig. I.11 : Structures dveloppes par Lin (a) et Allmeling (b)

Ils proposent trois boucles de courant base dhystrsis qui prennent en compte la rgulationdu bus continu, du point milieu et de lannulation du courant de neutre. Leur loi decommande permet dobtenir un THD de 4.2% pour une charge de type pont complet, ce quisavre correct mais pas dcisif. Allmeling et Al. [All04] proposent une structure similaire Lin qui permet de dcouper moins de 1kHz en garantissant un THD rduit de 22% 4%(Fig. I.11.b).

La structure de la figure (I.12) propose par Rivas et Moran [Riv03] permet unecompensation des courants harmoniques en rduisant limpdance du filtre actif grce aucouplage et aux filtres accords aux frquences les plus nfastes, de rang 5 et 7.

La bande passante du filtre doit tre parfaitement ajuste, le rglage du facteur de qualitdes filtres ainsi que le choix des valeurs des lments actifs doivent tre faits avec rigueur.

Three-phase or

three single-phasenon linear loads

Disturbing

load

Decouplinginductor

Filterpassive


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Fig. I.12 : Principe dune structure mixte dveloppe par Rivas

Une nouvelle structure dveloppe par Meynard et Forest [Mey95] reprsente des filtresactifs trs performants grce aux transformateurs de couplage qui permettent de rduireconsidrablement limpdance srie tout en ayant plusieurs niveaux (fig. I.13). Ce couplagedinductances permet deux choses assez antagonistes et qui correspondent exactement laproblmatique du filtrage actif :

Rduire la valeur de linductance globale pour permettre de gnrer des courants de rangharmonique lev. Limiter londulation des courants injects de rang harmonique faible grce au couplagemagntique et au dphasage des cellules.

Fig. I.13 : Principe de la structure inductance couple

Control Circuit

Chargenon

linair

Transformateurde couplage

Filtre actif

Charge


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I-2-3-3. Le redresseur MLI

Cest un convertisseur modulation de largeur d'impulsions utilisant des composants commutation force tel que les IGBT ou les thyristors GTO. L'emploi de cette technique

permet non seulement une rduction de la perturbation harmonique, en prlevant des courantsd'allure sinusodale mais aussi un contrle des puissances actives et ractives [ALI95]. Ondistingue deux structures : la structure courant et la structure tension.

I-2-3-3-1. Structure courant

La structure dite "courant" o la source continue se comporte comme un gnrateur decourant et la source alternative comme un gnrateur de tension.

Son schma de principe est prsent sur les figures (I-14-a) et (I-14-b). Lescomposants de puissances disponibles (IGBT, GTO) tant unidirectionnels en courant, lecourant Id le sera galement. La rversibilit en puissance s'effectue par l'inversion de la

tension redresse Ud.Le contrle de la puissance ractive est obtenu par action sur la phase ducourant rseau par rapport la tension [ALI95].

Fig.I-14-a : Redresseur MLI structure courant triphas

Fig.I-14-b : Redresseur MLI structure courant monophas

Vr1

id

Ud

Vr1

id

Ud


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I-2-3-3-2. Structure tension

La structure dite "tension" o la source continue se comporte comme un gnrateur detension et la source alternative comme un gnrateur de courant.

Elle est prsente sur les figures (I-15-a) et (I-15-b). La tension tant unidirectionnelle, larversibilit de la puissance active est assure par le courant id, qui est bidirectionnel. Lecontrle de la puissance ractive est ralis par action indirecte sur la phase du fondamentaldu courant rseau [ALI95].

Les inductances Lr (figure I.15) servent dcoupler le convertisseur du rseau car les deuxrseaux alternatif et continu sont tous deux des sources de tension.

Fig. I-15-a : Redresseur MLI structure tension monophas

Fig.I-15-b : Redresseur MLI structure tension triphas

Vc

Charge

id

Vr1

id

Vr1 Lr

Vc

Charge


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I.3. Etat de lart et objectifs

I.3.1. Etat de lart

I.3.1.1. Les principales gnrations des redresseurs triphass non polluants

Nous prsentons dans ce paragraphe les diffrents travaux se rapportant notreproblmatique. Ces travaux ont t raliss sur les convertisseurs AC/DC depuis les annes1970.

I.3.1.1.1. Premire gnration

Cette gnration de convertisseurs non polluants s'est tendue de 1969 1985. Les techniquesutilises au niveau de ces convertisseurs se sont bases sur 1 'utilisation de sourcesadditionnelles au circuit de base afin d'y injecter un courant de forme spcifique et amliorer

par consquent le contenu harmonique des courants de ligne.

I.3.1.1.1.1. Bird 1969 [BIR69]

Les travaux de recherche de Bird [BIR69] ont conduit une solution satisfaisante qui a eucomme but de rduire les harmoniques la source et non de les supprimer ou de diminuerleurs effets l'aide d'lments de filtrage. Son concept est bas sur l'injection du courant dutroisime harmonique i3h(180Hz), par le biais d'une source de courant, comme le montre lafigure (I.16).

Fig.I.16 : Double pont triphas propos par Bird

Les harmoniques qui sont normalement prsents dans le courant de ligne sontsubstantiellement rduits, vu que la forme de ce courant est nettement amliore notamment la valeur crte comme le montre la figure (I.17).

Gnrateur decourant 180Hz


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Fig.I.17 : Formes d'ondes expliquant le principe de la mthode propose par Bird

I.3.1.1.1.2. Ametani 1972 [AME72]

Un concept semblable celui de Bird a t repris dans les travaux d'Ametani [AME72]. Ceprincipe consiste, comme le montre la figure (I.18), injecter, le troisime harmonique ausecondaire du transformateur triphas, de sorte que le courant de ligne au ct primaire soit

quasi sinusodal. En effet, si nous considrons l'alternance positive et l'intervalle/6


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Fig.I.19 : Redresseur triphas propos par Ametani

I.3.1.1.1.3. Arillaga 1983 [ARI83]

Dans le mme ordre d'ides, Arillaga [ARI83] a appliqu le concept d'injection d'un courantmodul de forme spcifiquement approprie au secondaire du transformateur d'alimentation(figure I.20). Dans le cas o idc est continu (charge fortement inductive), l'injection d'uncourant ih+(ih-) donne un courant icat(iano) comme illustr dans la figure (I.21). Ceci permet eneffet d'aboutir un courant de ligne plusieurs niveaux, ce qui diminue considrablement soncontenu harmonique.

Fig. I.20 : Redresseur triphas propos par Arillaga




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Fig.I.18 : Formes d'ondes expliquant le principe de la mthode propose par Arillaga

I.3.1.1.2 Seconde gnration

La vague de convertisseurs utilisant des sources qui injectent un courant de forme spcifiquepour amliorer le contenu harmonique des courants de ligne a t suivie par 1'utilisation duconcept de modulation du courant haute frquence. Cette approche a t d'autant plusefficace grce l'volution connue par les semi-conducteurs de puissance et qui a permis auxconcepteurs d'envisager une telle issue ds 1987.

I.3.1.1.2.1. Boon Teck Ooi 1987 [OO87]

Le convertisseur propos par Ooi [OO87] est donn par la figure (I.22). Il s'agit d'un pontredresseur triphas six interrupteurs actifs avec des diodes antiparallles qui sont connectesau rseau triphas travers les inductances L(i=l,2,3 indice de phases).Ces inductances Li assurent d'une part la fonction survolteur avec le condensateur C et lesinterrupteurs du pont et d'autre part le filtrage ct courant alternatif du courant de ligne. Cemontage permet d'obtenir des courants de ligne sinusodaux et un bus de tension continuergule.


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Fig.I.22 : Redresseur triphas six interrupteurs actifs

I.3.1.1.2.2. Dixon 1988 [DIX88]

La figure(I.23) illustre le principe introduit par Dixon [DIX88]. Linterrupteur et la diode Dconstituent le modulateur de tension. La tension aux bornes de S (Vs) passe ainsi de 0 Vdcselon que S est l'tat passant ou bloqu.

Fig.I.23 : Redresseur monophas prlvement sinusodalpropos par Dixon

Lorsque S est conducteur, le courant dans l'inductance L ne peut qu'augmenter, puisque la

tension VSLest positive et Vs= o. Nous obtenons alors l'quation suivante:

(I.2)

Lorsque le transistor S est bloqu, le courant dans L diminue, condition que V dc soitsuprieure VSL, de faon ce que :

(1.3)

Cette condition ncessite que la tension Vdcsoit suprieure la tension crte de VSL, soit la

valeur efficace de la tension alternative, multiplie par deux [GAT94]. Si cette condition estremplie, il est possible tout instant de faire augmenter ou diminuer le courant dans L.


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En contrlant les temps respectifs de conduction et de blocage de l'interrupteur S, il est ainsipossible de forcer l'volution temporelle du courant dans L.Concernant le montage triphas de la figure (I.24), il utilise le mme principe defonctionnement que celui de la figure (I.23) et est constitu de trois redresseurs monophassconnects un bus CC commun. La structure triphase permet d'atteindre un facteur de

puissance unitaire. Elle prsente nanmoins les inconvnients suivants :- Les harmoniques triples ne peuvent pas tre limines compltement;- Le nombre de composants ncessaires est trois fois celui du montage monophas;

Fig.I.24 : Redresseur triphas compos de trois modules de redresseursMonophass

1.3.1.1.2.3. Prasad 1991 [PRA91]

Prasad dans ces travaux [PRA91] a adopt le mme principe expliqu prcdemment et l'autilis galement pour les applications moyenne et haute puissance en utilisant un redresseur diodes triphas en pont. Cette solution aux problmes de pollution harmonique consiste utiliser la topologie de la figure (I.25).

.

Fig.I.25 : Redresseur triphas propos par Prasad

Unit A

Unit A

Unit A


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Le convertisseur propos par Prasad se compose d'inductances lvatrices Li (i=1,2,3), d'unredresseur triphas diodes, d'un module actif de correction du facteur de puissance et d'uncondensateur de filtrage C. La mise en forme des courants de ligne est obtenue par l'utilisationdes composants du boost savoir, Li, S et D. S commute frquence constante au moment ole rapport cyclique varie selon la variation de la charge et de sorte que les courants de ligne

soient discontinus. Quand S conduit les trois phases du redresseur sont court-circuites travers Liet les six diodes, ce qui incite les courants de ligne crotre proportionnellement leurs tensions de ligne respectives.Lorsque S est bloqu, le courant dans Li diminue, condition que la tension Vdc-ei sesbornes soit ngative. Cette topologie prsente l'avantage d'utiliser un nombre rduit de semi-conducteurs, mais ses inconvnients rsident dans le fait que les interrupteurs sont soumis des hautes tensions comparativement la topologie prcdente.

1.3.1.1.2.4. Tou 1993 [TOU93]

Le convertisseur propos par Tou [TOU93]est prsent dans la figure (I.26). Il se compose de :

- Un redresseur triphas diodes ;- Un module actif de correction du facteur de puissance bas sur l'utilisation d'un

convertisseur survolteur courant continu / courant continu dont l'interrupteur S estcommand frquence variable et fonctionne en mode discontinu de courant ;

- Un condensateur de sortie C ;- Un filtre d'entre constitu des condensateurs C1, C2, C3connects chaque phase.

La tension aux bornes des condensateurs d'entre ou encore celle l'entre du redresseur estprsente dans la figure (I.27). Durant chaque priode de dcoupage, elle se prsente sousforme d'impulsions dont la valeur maximale est proportionnelle au courant d'entre, assurantainsi des courants de ligne quasi sinusodaux et approximativement proportionnels auxtensions de phase. Les condensateurs de l'tage d'entre, sont de faibles valeurs afin d'assurerle fonctionnement en mode discontinu du courant au niveau des inductances d'entre.

Fig.I.27 : Redresseur triphas propos par Tou


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Fig.I.27 : Tension aux bornes de C1 [TOU93]

Le fonctionnement du module actif consiste transfrer l'nergie des condensateurs C1, C2etC3 l'inductance lvatrice Ldc Ceci se produit lors de la fermeture de l'interrupteur S. Les

condensateurs se dchargent par consquent en entrant en rsonance avec Ldc Ds le passagepar zro des tensions aux bornes des condensateurs, toutes les diodes du pont se mettent conduire. Lors de l'ouverture de S, toute l'nergie emmagasine au niveau de l'inductance esttransfre la charge travers la diode D.Ensuite lorsque D ne conduit plus, les condensateurs C1, C2et C3se chargent linairement parles courants de lignes i1, i2et i3jusqu' ce que l'interrupteur S conduit nouveau. Les courantsde lignes i1, i2et i3sont filtrs respectivement travers les inductances de lignes L1, L2et L3.

1.3.1.1.2.5. Mohan 1993 [MOH93]

Mohan [MOH93] a propos une approche semblable celle de Prasad [PRA91] base sur lecircuit de la figure (I.28). Cette structure permet d'avoir des courants ct continu modul (idc+ inet idc- in), grce aux deux hacheurs survolteurs (boost). Le courant de modulation 2inestensuite inject au ct CA du redresseur travers un rseau Lni-Cni(i=l, 2, 3) sur chacune destrois phases de faon gale. Cette approche adopte par Mohan use du mme conceptd'injection de courant propos par Bird [BIR69], Ametani [AME72] et Arillaga [ARI83]. Ellepossde les avantages suivants :

- Elle n'utilise pas de source de courant externe;- Elle ne ncessite pas l'utilisation de transformateur supplmentaire;- Elle impose un courant de ligne non-discontinu ce qui rduit considrablement la taille

du filtre d'entre.

Ce circuit prsente nanmoins des inconvnients qui se manifestent par :- L'utilisation d'un grand nombre d'lments passifs (inductances et condensateurs);- La sensibilit face aux variations des paramtres du rseau.


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Fig.I.28 : Redresseur propos par Mohan

1.3.1.1.2.6. Kim 1994 [KIM94]

Comme continuit aux travaux de Mohan, la topologie propose par Kim [KIM94] consiste injecter le troisime harmonique du ct alternatif uniquement en utilisant des composantspassifs bass sur l'interconnexion d'un transformateur /Yentre les cts courant alternatif etcourant continu du redresseur diode, comme le montre la figure (I.29). Les avantages decette structure peuvent tre numrs comme suit :

- Le courant du troisime harmonique est automatiquement gnr par le transformateurpropos;

- Le transformateur ne tire pas de courant 60Hz vu queson secondaire () est vide.

Son inconvnient principal est la ncessit d'utiliser un transformateur additionnel.

Fig.I.29 : Redresseur propos par Kim


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1.3.1.1.2.7. Jiang 1994 [JIA94]

Pour les applications hautes frquences, la commutation douce est la solution principaleadopte pour minimiser les pertes par commutation. Parmi ces mthodes, nous citons :

- Le "Zro Voltage Switching" (ZVS) ou encore la commutation zro tension;

- Le "Zro Current Switching" (ZCS) ou encore la commutation zro courant.Dans ces travaux, Jiang s'est inspir des travaux de Ooi [OOI87]. Il amliore lefonctionnement du circuit propos par Ooi en intgrant des circuits auxiliaires rsonantsassurant le ZVS ou le ZCS. Les deux montages qu'il propose sont les suivants:

1.3.1.1.2.7.1. Redresseur IGBT commutant zro tension ( l'amorage)

La figure (I.30) reprsente le redresseur survolteur triphas fonctionnant en ZVS propos parJiang [JIA94], o le circuit auxiliaire rsonant est constitu d'une inductance L r, duninterrupteur Sr et d'une diode Dr. Ce circuit auxiliaire agit uniquement l'amorage desinterrupteurs. Avant d'amorcer les interrupteurs du pont redresseur, Sr s'amorce permettant

ainsi au courant de circuler travers Lret entranant par consquent la diminution du courantdans la diode D. Lorsque le courant dans Lratteint la valeur du courant de ligne, D se bloqueet Lr entre en rsonance avec les capacits des interrupteurs, entranant 1' annulation de latension la sortie du pont ce qui permet aux interrupteurs d'entrer en conduction zrotension.

Fig.I.30 : Redresseur propos par Jiang utilisant le ZVS

1.3.1.1.2.7.2. Redresseur IGBT commutant zro courant (au blocage)

Nous prsentons dans la figure (I.31) le mme redresseur survolteur triphas fonctionnant,cette fois ci, en ZCS dont le principe consiste intervenir au blocage des interrupteurs dupont. L'interrupteur auxiliaire Sr s'amorce entranant Lret Cr entrer en rsonance avant queles interrupteurs principaux ne se bloquent. De cette faon, il est possible d'extirper le courantdes interrupteurs principaux via la diode D, ce qui leur permet de se bloquer zro courant.


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Fig.I.31 : Redresseur propos par Jiang utilisant le ZCS

1.3.1.1.2.8. Gataric 1994 [GAT94]

Les deux topologies de circuits reprsents dans les figures (I.32) et (I.33) sont des variantesdu circuit propos par Prasad [PRA91] qui reprsente un redresseur survolteur triphas interrupteur unique et qui a fait ses preuves du point de vue diminution des distorsionsharmoniques. Les travaux de Gataric [GAT94] ont amlior ce circuit [PRA91] en intgrantdes circuits auxiliaires rsonants. Le but est d'obtenir des pertes moindres par commutationlors d'un fonctionnement haute frquence, tout en gardant un faible taux de distorsionharmonique et un facteur de puissance unitaire. Les figures (I.32) et (I.33) reprsentent lesdeux topologies de convertisseurs utilisant respectivement le principe du ZCS et celui du

ZVS.

Fig.I.32 : Redresseur propos par Gataric utilisant un circuit rsonant ZCS


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Fig.I.33 : Redresseur propos par Gataric utilisant un circuit rsonant ZVS

1.3.1.1.2.9. Rastogi 1995 [RAS95]

Rastogi s'est inspir galement de la topologie de Mohan [MOH93] base sur l'injection dutroisime harmonique pour la mise en forme des courants de ligne par le biais de deuxhacheurs survolteurs commutant haute frquence.La nouveaut apporte par Rastogi consiste introduire deux circuits rsonnants au niveaudes deux hacheurs afin de raliser la commutation zro courant (ZCS), comme le montre la

figure (I.34).

Circuitauxiliaire

rsonant


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Fig.I.34 : Redresseur triphas rsonance propos par Rastogi

1.3.1.1.2.10. Salmon 1995 [SAL95]

Comme le montre la figure (I.35), Salmon s'est galement inspir de la topologie de Mohan[MOH93], dont la particularit est que les inductances de filtrage se situent la sortie du pontredresseur. De cette manire, lors de l'alternance positive c'est l'inductance Ldc+ qui voit lecourant (idc+), tandis que lors de l'alternance ngative c'est l'inductance Ldc-qui voit le courant son tour (idc-) et les contraintes sur les interrupteurs sont alors moindres [SAL95].L'avantage apport par Salmon est l'ajout des interrupteurs bidirectionnels Sa, Sbet Scdont lerle consiste compenser la discontinuit des courants de ligne. L'interrupteur Sa conduit

pendant 60 : 30 avant et 30 aprs le passage par 0 de la tension e1, au moment o lesinterrupteurs du boost garantissent un courant sinusodal au niveau de la phase dont la tensionest la plus positive ou la plus ngative respectivement selon que a soit s+ou s_ qui conduit.

Transforma

teur

ZigZag


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Fig.I.35 : Redresseur triphas propos par Salmon1.3.1.1.2.11. Daniel 1997 [DAN97]

Le montage propos par Daniel [DAN97] est inspir de celui propos par Salmon. Il estconstitu d'un pont de diodes et d'interrupteurs bidirectionnels Sa, Sbet Sc(Figure I.36) dont lerle consiste viter la discontinuit des courants d'entre. L'apport de Daniel est que chaqueinterrupteur (Sa,b,c) est command par un train d'impulsions durant 30 avant et 30 aprs lepassage par 0 de la tension de la phase laquelle il est connect. La largeur des impulsionsdpend linairement de la charge, ainsi il est possible d'avoir un bon THD quel que soit leniveau de charge. L'autre avantage de cette topologie est qu'elle ne contient que trois

interrupteurs actifs. Cependant, vu que les interrupteurs Sa,b,cne conduisent pas durant tout lecycle, la rgulation du bus courant continu en est affecte.

Fig.I.36 : Redresseur triphas propos par Daniel


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1.3.1.1.3 Troisime gnration

Il est vrai que la structure multi-niveaux a vu le jour depuis 1981 grce Nabae [NAB81],nanmoins elle a t propose pour les montages onduleurs. Ce n'est que durant la derniredcennie que cette structure fut tendue aux montages redresseurs. En effet, les redresseurs

multi-niveaux source de tension sont sans aucun doute la gnration la plus rcente desredresseurs modernes mis en uvre.Les buts recherchs par ces topologies sont de [SHE96],[SHA99] :

- Produire une tension d'entre avec plusieurs paliers pour imposer un courant le plusproche possible d'une sinusode et par consquent avoir une nette diminution desharmoniques absorbes par la charge ;

- Atteindre de hauts niveaux de tension;- Diminuer les contraintes en tension sur les interrupteurs.

Nanmoins le nombre de niveaux pouvant tre ralis est limit cause des:- Problmes lis au dsquilibre des tensions aux bornes des condensateurs ;- Contraintes de packaging car c'est des structures volumineuses.

Afin de remdier au premier problme, plusieurs approches, consistant caler la tension descondensateurs ou stabiliser la charge et dcharge de ces derniers, ont t mises en uvre.Nous ne prsentons dans la suite que les topologies les plus rpandues.

1.3.1.1.3.1. Redresseur utilisant le calage des potentiels par des diodes

Un convertisseur points cal par des diodes m niveaux consiste en m-l condensateurs etproduit m niveaux de tension [SHE96] [CHO9128]. La figure (I.37) prsente le cas d'unconvertisseur cinq niveaux points neutres cals par des diodes.Les avantages principaux de ce type de topologies sont :

- Les contraintes en tension sur chaque interrupteur et sur chaque condensateur sontLimites

- Plus m est lev plus le contenu harmonique des courants de ligne est bas et moins ilest ncessaire de rajouter un filtre;

L'inconvnient de cette topologie est:- Plus m est lev plus le nombre d'interrupteurs est important;

Fig.I.37 : Convertisseur cinq-niveaux points neutres cals par des diodes


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1.3.1.1.3.2. Redresseur cellules imbriques utilisant des condensateurs flottants

Comme pour le convertisseur prcdent, le redresseur cellules imbriques utilisant descondensateurs flottants m niveaux consiste en m-l condensateurs au niveau du bus courantcontinu et produit m niveaux de tension [SAL95] [MEY92]. Comme le montre la figure

(I.38), ce convertisseur utilise des condensateurs flottants au lieu de diodes pour caler lestensions aux bornes de chaque interrupteur et par consquent aux bornes des condensateurs desortie et galement pour les quilibrer.

Fig.I.38 : Convertisseur cinq niveaux cellules imbriques

Les avantages de cette topologie sont:

- Les contraintes en tension sur chaque interrupteur sont limites . ;

- Plus m est lev plus le contenu harmonique des courants de ligne est bas ;- Moins d'interrupteurs compars la structure utilisant des diodes de calage.

L'inconvnient de cette topologie est :

- Plus m est lev plus le nombre de condensateurs augmente et plus le circuit devientvolumineux.

Vde

m-1


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1.3.1.1.3.3. Convertisseur trois niveaux six interrupteurs actifs

Ce convertisseur est prsent dans la figure (I.39). Son principe de fonctionnement estidentique au convertisseur point neutre cal par des diodes mis part qu'il utilise un nombrerduit d'interrupteurs actifs puisqu'il consiste remplacer les diodes par des interrupteurs

actifs et vice versa [ZHA95]. Son principal inconvnient est la non-rversibilit du courant.

Fig.I.39 : Convertisseur trois-niveaux six interrupteurs actifs

1.3.1.1.3.4. Convertisseur "VIENNA"

Ce convertisseur [KOL94] et [IDE00] appel convertisseur "Vienna" est celui de la figure

(I.40). Il s'apparente galement au convertisseur point neutre cal par des diodes. Il consistenanmoins remplacer les interrupteurs internes par un semi-conducteur bidirectionnel et lesinterrupteurs externes par des diodes. Tout comme le convertisseur prcdent, ce dernier nepermet aucune bidirectionnalit du courant.

Fig.I.40 : Convertisseur "Vienna"


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I.3.2. Objectifs

Ces dernires annes, les recherches dans le domaine de l'limination des perturbations durseau, portent sur des structures de convertisseurs pouvant prlever des courants d'alluresinusodale sur une source alternative.

Les structures utilises s'inspirent de celles employes pour la conversion continue alternative.Elles utilisent des composants commutation commande tel que les transistors pour lespetites et moyennes puissances ou les thyristors GTO pour les fortes puissances.

La structure du redresseur, commande en modulation de largeur dimpulsion (MLI), exige ce que la technologie des interrupteurs semi-conducteurs lautorise. Cette structure permetdonc tous les types de transfert dnergie possibles. Les modes de fonctionnement hacheur etonduleur sont les plus connus et en gnral bien trait dans la littrature du gnie lectrique,en revanche, le fonctionnement redresseur, absorbant un courant sinusodal, reste peu trait.

Le principe de fonctionnement d'un redresseur commande MLI est le mme quun hacheurlvateur. Donc la tension de sortie d'un redresseur MLI est toujours suprieure sa tensiond'entre. Pour cela, il faut rgler cette tension de sortie en fonction de la charge utilise. Pouraccomplir cette tache, la tension de sortie du redresseur est mesure et compare unerfrence. La sortie du rgulateur produit les ordres de commande pour les transistors duredresseur.

Le nombre dapplications du redresseur modulation de largeur dimpulsion, dans le domainedes petites puissances, reste encore limit ce jour. Pour les fortes puissances, on notera quece convertisseur est utilis en traction ferroviaire, sous 50 Hz, o la minimisation desperturbations gnres par la catnaire sur lenvironnement (signalisations,

communications) est particulirement recherche [ROD05], [NIC03].Lobjectif premier de ce convertisseur command en modulation de largeur dimpulsions

est de :

dlivrer un courant proche d'une sinusode en rduisant le contenu harmonique (THD


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I.4. Conclusion

Nous avons mis en vidence l'influence des harmoniques dans les rseaux dedistribution d'nergie. Nous nous sommes intresss aux convertisseurs statiques et plusparticulirement, aux redresseurs, qui forment la base de nombreuses conversions. Ces

derniers sont en partie l'origine de la pollution harmonique et de la dtrioration du facteurde puissance des rseaux.

Aprs avoir montr les incidences que ces perturbations ont sur les rseaux dedistribution, nous avons prsent les diffrents moyens utiliss pour les rduire.

Les solutions existantes, notamment les techniques de filtrage et compensation based'lments passifs prsentent de nombreuses contraintes.

Pour rpondre au besoin d'apporter une solution plus performante et plus souple, denouvelles structures ont t tudies et dans certains cas ralises, comme les redresseur

MLI et les filtres actifs.

La suite de cette thse sera consacre ltude thorique et la ralisationexprimentale du redresseur MLI. Limplmentation de la commande du redresseurmonophas est ralise la base de la carte DSP TMS320LF2407, tandis que celle duredresseur triphas est base sur la solution Dspace 1103.


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Chapitre IIEtude analytique

et caractrisation du redresseur

M.L.I


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52

Plan du chapitre II

II-1. Introduction........

II-2.Description du redresseurI-2-1. Redresseur monophas.......I-2-2. Redresseur triphas....

II-3. Caractristiques statiques du redresseur monophas....

II-4. Analyse de fonctionnement du redresseur monophas...I-4-1. Fonctionnement tension de sortie constante.....I-4-2. Fonctionnement avec charge rsistive...................

II-5. Etude de la commutation.......I-5-1. Commutation la fermeture...................I-5-1. Commutation louverture..............

II-6. Choix des lments du Snubber.....

II-7. Principes de la modulation de largeur dimpulsions........................

II-8.Modulation sinusodale................................ .................II-8-1.Caractristiques de la modulation...............II-8-2.Etude de la tension dentre... .......................

II-8-2-1.Fondamental et dchet de tension..II-8-2-2.Taux dharmoniques et harmoniques restants.....

II-8-3.Etude du courant de sortie.................

II-9.Modulation calcule...................II-9-1.Elimination des premiers harmoniques de la tension dentre......................

II-10.Analyse des performances de la technique delta..............

II-11.Conclusion.......................

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535354

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5860

626270

77

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8384

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Chapitre II Etude analytique et caractrisation du redresseur MLI

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II.1. Introduction

Il est constat que les convertisseurs alternatif-continu thyristors sont les plus utiliss. Cesconvertisseurs prsentent un facteur de puissance qui diminue lorsque langle damorage des

thyristors augmente et injectent des courants harmoniques dans le rseau dalimentation.

Le dveloppement technologique des semi-conducteurs et lapparition des nouvelles techniquesde commande, en particulier la technique de modulation de largeur dimpulsions ont encouragplusieurs chercheurs orienter leurs travaux vers ce domaine, dans le but de concevoir desconvertisseurs plus performants [DEN 01].

Ltude prsente dans ce chapitre commence par lanalyse des caractristiques du redresseur MLI .Nous examinerons par la suite la stabilit du convertisseur et ses limites de fonctionnement etnous tudierons en dtails ses phases de commutation.

Dans ce chapitre, nous allons galement faire une analyse harmonique des stratgies demodulation de largeur dimpulsions. Nous examinons linfluence des paramtres de la modulationsur la formation du spectre harmonique dans le cas dune modulation sinusodale.

Actuellement, lapparition de charges non linaires complexes caractrises par des exigencestechnologiques trs particulires a permis llaboration de plusieurs techniques pour la commandedes convertisseurs statiques, en particulier la commande modulation de largeur dimpulsions(MLI).

La MLI permet suivant un processus analogique ou numrique davoir une forme donde formede plusieurs crneaux, lobjectif tant est davoir le moins dharmoniques, de minimiser le nombre

de commutation et de pouvoir contrler facilement la tension [GRE82].

Nous prsentons la fin de ce chapitre le principe et les performances de la modulation calculeet du technique delta.

II.2. Description du redresseur

II.2.1. Redresseur monophas

Dans la suite de ce travail, nous nous intresserons plus particulirement la structure tension.Lensemble source redresseur - charge est reprsent par la figue (II.1.a).

La figure (II-1-a) montre le schma de principe et indique les notations adoptes. Le redresseurest form de quatre interrupteurs Ki (i=1,4) commands bidirectionnels en courant.Chacun contient un transistor IGBT Tiet une diode Dimonte en antiparallle avec le transistor demanire assurer la continuit des courants de source. Le redresseur est connect directement lasortie du transformateur dentre.


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Le rseau est modlis par une source de tension monophase sinusodale v r en srie avec unersistance Rr et une inductance Lrreprsentant linductance du rseau en srie avec linductance defuites du transformateur ramenes au secondaire.

Du ct continu ; on trouve une capacit C de filtrage de tension vc en parallle avec la chargecaractrisant ainsi une source de tension.

La prsence de linductance Lrindique que le redresseur est aliment par une source de courant.

II. 2.2. Redresseur triphas

Le redresseur reprsent par la figure (II.1.b) est de type pont de Gratz et est constitu detransistors IGBT comprenant chacun une diode en antiparallle dune manire assurer la continuit

des courants de source.

Les transistors IGBTs et les diodes constituant le pont sont supposs idaux, c'est--dire, que lonnglige les pertes par commutation ainsi que les pertes par conduction.

Le redresseur est connect directement la sortie du transformateur dentre.

Fig.II.1.a : Schma de principe du redresseur monophas de structure tension

id

vr

Rr Lr ir

vc

ic

is

C

D4T4D1T1

T3 D3 T2D2

CHARGE

ue


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La source est compose dune Fem triphase purement sinusodale en srie avec une rsistanceRret une inductance Lrsur chaque phase.

Le rseau est suppos parfaitement quilibr. Les impdances des trois phases sont identiques.Les trois tensions de rseaux sont donnes par la relation :

( )

=

=

=

3

4sin

3

2sin

sin

max3

max2

max1

tVv

tVv

tVv

rr

rr

rr

(II.1)

On note par ueiles tensions simples (par rapport au neutre de la source) aux bornes de chaquephase.La charge continue est constitue dune rsistance Rd, en srie avec une inductance Ld.

II.3. Caractristiques statiques du redresseur monophas

La relation entre la valeur moyenne de la tension de sortie Vco et la valeur efficace dufondamental de la tension dentre Ue1, peut tre exprime en fonction du coefficient de rglage r quivarie de 0 1 et du facteur Kdt qui dfinie le dchet de tension produit par la modulation de largeurdimpulsions. Ce facteur dpend de la stratgie de modulation utilise et de la frquence descommutations effectues.

Dans le cas de la stratgie triangulo-sinusodale avec un indice de modulation m suprieur 6 lefacteur Kdtest gal lunit. Par contre, lorsque lharmonique de rang 3 de la tension dentre ueestimportant, ce facteur est suprieur 1 (Kdt = 1.155) [SEG95][PIE95].

is

T5 D5D3T3D1T1

id

ic

D4 T6 D6T2 D2

T4

vcLr ir1Rr

vr3

LR

R

Lr

ir2

ir3

vr2

C

ue3

ue2

ue1vr1 C

HARGE

Fig.II.1.b : Schma de principe du redresseur triphas de structure tension


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En consquence, la relation entre Ue1et Vcopeut tre donne par :

2

VrKU

codt1e = (II-2)

Etant donn que r est infrieur ou gal 1, donc :

dt

1eco

K

U2V (II-3)

Cette expression montre que Vcoest suprieur Ue1. Cela nous permet de conclure que :Contrairement aux convertisseurs classiques qui fonctionnent en abaisseur de tension, ceconvertisseur fonctionne en redresseur lvateur de tension.

Lexpression de la valeur moyenne du courant de sortie sI en fonction de la valeur efficace ducourant dentre Ir se dduit de la conservation de la puissance active entre lentre et la sortie duconvertisseur.

En supposant que le convertisseur est parfait (convertisseur sans pertes), On peut crire :

( ) cosr1e VIcosIU = (II-4)

A partir de cette quation et tenant compte de lingalit (II-3), la valeur moyenne sI peut tre

exprime par :

2II rs (II-5)

Cette expression montre que le courant de sortie a une valeur moyenne infrieure la valeurefficace du courant dentre. Ce convertisseur est un abaisseur de courant.

II.4. Analyse de fonctionnement du redresseur monophas

Dans cette analyse, nous supposons que :

Toutes les variables alternatives sont sinusodales. Toutes les variables continues sont assimiles leurs valeurs moyennes. Lindice de modulation a une valeur suffisante pour que lharmonique de rang 3 de uesoit

ngligeable. Cela nous permet de poser Kdt = 1[PIE95].

Soit rv , 1eu , ri les reprsentations complexes des vr, ue1et ir respectivement. En ngligeant

rr iR devant rr iL , lquation lectrique lentre du convertisseur peut tre crite sous forme :

rr1er i

jLu

v

+= (II-6)


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Cette quation traduit le diagramme vectoriel reprsent la figure (II.2.a).

Dordinaire, on cherche faire en sorte que le courant dentre irsoit en phase avec la tension derseau vr, le diagramme vectoriel devient alors celui de la figure (II.2-b).

Dans ce cas, nous avons :

( )2rr2r1e ILVU += (II-7)

Langle qui dsigne le dphasage du fondamental de la tension dentre ue1

par apport latension de rseau vrest donn par la relation :

r

1rr

V

ILtg

= (II-8)

Pour une commande en modulation de largeur dimpulsions, reprsente le dphasage de larfrence servant dterminer les instants de commutation des interrupteurs, par apport la tensiondalimentation.

Le sens de dphasage dpend du sens dcoulement de la puissance :

Il sagit dun dphasage arrire si la source fournit de la puissance la charge travers leconvertisseur.

Il sagit dun dphasage avant lorsque la charge renvoie de la puissance la source(fonctionnement onduleur).

Le courant ri peut tre exprim en fonction de ses composantes relle et imaginaire par :

imagrelr jIIi += (II-9)

En se basant sur le diagramme vectoriel donn par la figure (II.2.a), on peut dduire

lexpression de relI et imagI par :

ri rr

iLj

1eu

rv

rr iLj

rv

1eu

a) b)

Fig. II.2 : diagramme vectoriel


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=

r

1e

L

sinUI reel

(II-10)

=

r

1erimag

L

cosUVI

La puissance active eP et ractive eQ lentre du convertisseur peuvent tre donnes

par :

relre IVP =

(II-11)

imagre IVQ =

En substituant les expressions de relI et imagI donnes par (II-10) dans lquation (II-11). Lesexpressions de eP et eQ deviennent alors :

=

r

1ere

L

sinUVP

(II-12)

=

r

1er

r

2r

eL

sinUV

L

VQ

Par la combinaison de ces deux expressions, on obtient lquation :

( )2

r

r1e2eoe

2e

L

VUQQP

=+ (II-13)

Avec

=

r

2r

eoL

VQ

II.4.1. Fonctionnement tension de sortie constante

En remplaant Ue1 par son expression donne par (II.2) et en posant ( )

=r

cormaxe

L2

VVP ,

lquation (II-13) devient :

( ) ( )2maxe22

eoe2e PrQQP =+ (II-14)

Dans le plan (P, Q), cette expression traduit lquation dun cercle de centre (0, eoQ ) et de

rayon gal ( ( )max

ePr ). Lorsquon fait varier r de 0 1 et de 0 2 , tous les points dcrits par ce

cercle prsentent un fonctionnement stable du convertisseur dans les quatre quadrants (figure (II-3)).


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Pour un fonctionnement facteur de puissance unitaire, la puissance ractive eQ est nulle.

A partir de lquation (II-14), on peut dterminer la largeur de lintervalle de la puissanceractive pour lequel ce type de fonctionnement est possible. Cette largeur est gale

Contribution à l’étude et la réalisation des convertisseurs AC DC à M.L.I à facteur de...

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