工學碩士學位論文

UHF 대역 RFID 리더용 2 소자 원편파 배열 안테나

A Two - Element Circularly-Polarized Antenna Array for

UHF-Band RFID Reader Applications

忠 北 大 學 校 大 學 院

電波工學科 電波通信工學專攻

朴 正 民

2006 年 2月

工學碩士學位論文

UHF 대역 RFID 리더용 2 소자 원편파 배열 안테나

A Two - Element Circularly-Polarized Antenna Array for

UHF-Band RFID Reader Applications

指導敎授 安 炳 哲

電波工學科 電波通信工學專攻

朴 正 民

이 論文을 工學碩士學位 論文으로 提出함.

2006 年 2月

本 論文을 朴正民의 工學碩士學位 論文으로 認定함.

審査委員長 안 재 형

審 査 委 員 김 경 석

審 査 委 員 안 병 철

忠 北 大 學 校 大 學 院

2006 年 2 月

- i -

차 례

Abstract ····················································································································ⅲ

List of tables ·············································································································ⅴ

List of figures ···········································································································ⅵ

I. 서 론 ················································································································· 1

II. 원편파 안테나의 이론적 배경 ·································································· 3

2.1. 원편파 안테나

2.2. 모서리가 제거된 패치 안테나

III. 단일 원편파 패치 안테나 설계 ······························································· 9

3.1. 안테나 구조 및 설계

IV. 단일 원편파 패치 안테나의 제작 및 측정 ········································· 16

4.1. 단일 안테나 제작

4.2. 안테나 특성

V. 2-소자 원편파 배열 안테나 설계 ·························································· 22

5.1. 패치 간격에 따른 이득

5.2. 단일 안테나와 FR-4 기판 연결 특성과 전력 분배기

VI. 2-소자 원편파 배열 안테나의 제작 및 측정 ···································· 26

6.1. 제안된 2 소자 배열 안테나 제작

6.2. 안테나 특성

6.3. 태그 인식거리 측정

VII. 결 론 ········································································································· 33

- ii -

참고문헌 ················································································································· 34

- iii -

A Two-Element Circularly-Polarized Antenna Array for

UHF-Band RFID Reader Applications

Park, Joung-Min

Department of Radio Engineering

Graduate School, Chungbuk National University

Cheongju, Korea

Supervised by Professor Ahn, Bierng-Chearl

Abstract

In this thesis, we present a two-element circularly-polarized antenna array for

UHF-band RFID reader applications. The antenna element in the array is a

corner-truncated rectangular patch with a plastic-foam dielectric and fed by a

coaxial probe via an L-shaped ground plane. The optimum design of the single

antenna is presented first followed by the design of the two-element array. The

distance between two patches are chosen for a maximum gain. A microstrip feed

network is designed in the form of a T-junction power divider. The entire antenna

array including the feed network is designed using a commercial electromagnetic

software. The designed array is fabricated using aluminum ground plane, plastic

foam material, copper film, FR-4 substrate and SMA connector. The dimension of

the fabricated antenna is 445x234x26mm. Measurements of the fabricated antenna

show good performance characteristics: 11.2dBi gain, -15dB reflection coefficient,

* A thesis for the degree of Master in February 2006.

- iv -

axial ratio less than 3dB over 3-dB beamwidths of 80 and 120 degrees on two

principal planes, and the maximum tag read range of 9.6 m.

- v -

List of Tables

표 4.1 제작된 안테나의 치수 ················································································· 17

표 6.1 제작된 2 소자 배열 안테나의 치수 ···························································· 25

표 6.2. 측정된 최대 태그 인식 거리 ······································································ 32

- vi -

List of Figure

그림 2.1 편파 모형 ···································································································· 4

그림 2.2 원형편파 안테나 ························································································ 5

그림 2.3 모서리가 제거된 패치 안테나 ·································································· 6

그림 2.4 모서리가 제거된 패치 안테나에서의 원 편파 발생 ······························· 8

그림 3.1 모서리가 제거된 단일 급전 안테나의 구조와 설계 변수 ···················· 10

그림 3.2 패치 길이(L)에 따른 S11 변화 ································································· 11

그림 3.3. 유전체 높이(h1)에 따른 대역폭 변화 ···················································· 11

그림 3.4. 모서리 제거 길이(t )에 따른 S11 변화 ··················································· 12

그림 3.5 모서리 제거 길이(t )에 따른 축비 변화 ················································· 12

그림 3.6 패치와 수직 그라운드 간격(s)에 따른 S11 변화 ··································· 13

그림 3.7. 접지판 폭(W1)에 따른 S11변화 ······························································ 13

그림 3.8 접지판 폭(W1)에 따른 축비 변화 ··························································· 14

그림 3.9 접지판 길이(L1)에 따른 S11변화 ····························································· 14

그림 3.10 접지판 길이(L1)에 따른 축비 변화 ······················································ 15

그림 4.1 제작된 안테나 사진 ················································································· 17

그림 4.2 제작된 안테나 반사계수 ········································································· 18

그림 4.3 단일 안테나 방사패턴 ············································································· 20

그림 4.4 910MHz에서의 축비 ············································································· 21

그림 5.1 2-소자 배열의 소자 간격에 따른 이득 ·················································· 22

그림 5.2 전력 분배기 ······························································································ 23

그림 5.3 전력분배기의 반사계수 및 전달계수 ···················································· 24

그림 5.4 2소자 배열안테나의 구조와 변수 ·························································· 25

그림 6.1 제작된 2 소자 배열 안테나 ····································································· 27

그림 6.2 제작된 배열안테나 반사계수 ································································· 28

그림 6.3 910 MHz 에서의 배열안테나 방사패턴 ················································ 29

그림 6.4 910MHz에서의 축비 ··············································································· 30

- vii -

그림 6.5 리더 안테나 이득에 따른 최대 태그 판독 거리 ··································· 32

- 1 -

I. 서 론

최근 RFID 분야는 산업적 측면뿐만 아니라 사회 문화적 측면에서도 많은 관심을 일

으키고 있으며, 미래 산업에서 RFID의 분야는 점차 확대되어 갈 것이다. RFID시스템

은 컨트롤러, 리더기 안테나, 그리고 태그 안테나로 구성되며, 태그 안테나가 점차 소

형화됨에 따라, 이득이 작아지게 된다. 따라서, 이러한 태그 안테나의 특성을 보완하기

위해 리더기 안테나의 비중이 점차 증가되고 있다. 때문에, RFID 분야의 발전을 위해

서는 보다 저가이면서 수신 대역폭이 넓은 RFID 리더기 안테나의 연구가 필요하다

[1]-[3].

RFID 리더기 안테나는 현재 국내·외에서 상품화되어 판매되고 있으며, 안테나의 원

형편파 대역폭을 증가시키는 구조와 인식거리를 증가시키기 위한 구조 등이 다양하게

연구되고 있다. 상품화된 안테나는 패치 형태의 안테나가 기본이며, 원형 편파를 만들

기 위해 하이브리드 전력분배기 등과 같은 90도 위상 천이 급전을 위한 구조물들이 사

용되었다. 상용화 되어있는 안테나들의 이득은 약 6dBi 정도이며, 접지면이 포함된 전

체 안테나의 크기는 약 260 x 260 x 30 (0.8λ x 0.8λ x 0.09λ)이다. 대역폭을 증가시키기

위해 연구되어지는 안테나들은 적층형 패치 안테나, EBG 안테나 등으로 구조가 복잡

하여 상용화에 적합하지 않다. 또한 인식영역을 증가시키기 위한 안테나로 이중편파

배열안테나 등이 연구되고 있으나, 적층형으로 이루어져 구조가 복잡하여 상용화에

적합하지 않아, 학술적 연구 가치에 머무르고 있다 [4]-[6].

RFID 리더기 안테나의 적합한 요건으로는, 소형화, 방향성, 고이득성이 있다. 그리

고, 태그 안테나의 편파 변화에 따른 인식 오류를 없애기 위해 원형 편파를 선호하며,

컨트롤러와 연결하기 위해 50Ω에 정합이 용이한 구조이어야 한다. 그리고 마지막으

로 상품화를 위해 일괄 생산이 쉬어야 하며, 제품 단가가 작아야 한다[1][2].

기존 RFID 리더용 안테나로는 다이폴, 폴디드 다이폴, 인쇄형 다이폴, 인쇄형 패치등

이 고려되고 있으나, 위에서 제시한 요건을 고려할 때 인쇄형 단일 패치 안테나가 비교

적 적합하다. 하지만 RFID 리더기 안테나의 요건과 비교했을 때 인쇄회로 기판상에 제

작된 전통적인 패치 안테나의 단점은 대역폭이 작으며, 이득이 작고 비교적 전 방향으

로 방사가 일어나 인식 영역을 제어하기가 매우 힘들다는 것이다[2]. 현재 국내에서의

RFID 주파수 대역은 908.5-914 MHz로 사용 대역폭이 0.6%로 매우 협대역이기 때문에

전통적인 패치 안테나를 사용할 수도 있다. 그러나 이 경우 패치기 정밀하게 제작되어

- 2 -

야 하고 안테나 보호를 위해 사용되는 레이돔이나 주변 물체의 영향에 의해 안테나의

동작주파수가 천이되어 대역폭을 커버하지 못하는 문제가 발생한다. 이와 같은 문제

를 해결하기 위해 본 논문에서는 2003년 Chang 및 동료 연구자에 의해 제안된 광대역

원편파 패치 안테나[7]를 단일 안테나 소자로 사용하였다.

RFID 리더의 송신전력을 고정시키고 태그의 인식거리를 증대시키거나 또는 태그를

인식하는 각도 범위를 좁게 하려면 단일소자를 여러 개 배치된 배열 안테나를 사용하

여야 한다. 본 연구에서는 이러한 용도에 맞게 2-소자 원편파 패치 배열 안테나를 개발

하였다.

단일소자인 Chang의 패치는 다음과 같은 특징을 가진다. 유전체로 공기를 사용하였

으며, 기존 안테나의 급전 방식과 달리 패치 하단 부위에 수직 접지판을 고정 시키고

SMA 커넥터의 내심을 직접 연결시켰다. 이에 따라 VSWR 2 이하 주파수 대역과 원편

파 축비 대역폭이 증가되었다.

우선 패러미터 연구를 통해 910MHz 대역에서 동작하는 Chang의 패치를 최적설계

하여 실험적으로 그 성능을 확인하였다. 다음에 이를 단일소자로 이용하여 2-소자 배

열을 구현하였다. 배열 구현을 위해 최적 소자간격을 도출하고 마이크로스트립 급전

회로망을 설계하였다. 설계된 2-소자 배열 안테나를 제작 측정하여 성능을 확인하였

다.

본 논문의 구성은 다음과 같다. 제 2장에서는 원형 편파를 갖는 기본적인 안테나들

과 그 원리를 제시하였다. 제 3장에서는 2 소자 배열 안테나를 설계하기에 앞서 2003년

에 Chang이 제안한 기본적인 단일 안테나에서 원형 편파에 영향을 주는 모서리 제거

양과 접지면의 크기에 따른 축비 변화, 수직그라운드와 패치간의 간격에 따른 임피던

스 변화 등의 설계 과정을 제시 하였다[7]. 제 4장에서는 2-소자 배열 안테나를 설계하

기에 앞서 설계된 단일 안테나를 제작하여 측정하였다. 제 5장에서는 3장에서 설계된

단일 안테나를 바탕으로 2 소자 배열 안테나를 설계하는 과정으로 패치 간격에 따른

이득 변화, 패치에 동일한 크기와 위상을 입력하는 전력 분배기 설계 등을 제시하였다.

제 5장에서는 설계된 안테나를 이용 실제 제작 및 테스트 결과를 가상 실험 결과와 비

교 하였으며, 현재 상용화된 외국 회사의 리더기 시스템을 이용한 태그 안테나 인식 거

리 및 편파 변화에 따른 특성을 비교 제시 하였다. 마지막으로 제 6장에서는 본 논문에

대한 결론 및 향후 연구 방향을 제시하였다.

- 3 -

II. 원편파 안테나의 이론적 배경

안테나의 성능을 나타내는 파라미터들에는 방사패턴, 지향성, 이득, 편파, 반사계수,

대역폭 등 여러 가지가 있다. 그 중에서도 최근 RFID 리더 안테나와 관련하여 주요 관

심사로 떠오르는 것이 편파와 대역폭, 이득, 소형화이다. 리더 안테나로는 다이폴, 폴

디드 다이폴, 인쇄형 다이폴, 인쇄형 패치 등의 여러 가지가 고려 될 수 있으나, 본 장에

서는 원형 편파를 갖는 안테나의 종류와 특성을 서술할 것이며, 이러한 안테나들 중에

서 단일 급전을 이용하여 모서리를 제거한 패치 안테나의 우수성에 대해 서술 할 것이

다.

2.1. 원편파 안테나

2.1.1. 원편파

원형 편파 안테나는 공간의 한 점에서 시간의 함수로 표시된 전계 벡터가 원형으로

움직이는 편파를 갖는 것으로 수식 (2.1) - (2.3)에 제시한 것과 같이 두 전계 성분이 서

로 수직이고 그 크기가 같으며, 위상차가 90도가 될 때 형성된다. 원형 편파는 전계 벡

터가 회전하는 방향에 따라 우선회편파와, 좌선회편파로 나누어지게 된다. 수식 2.2와

2.3은 좌원편파, 우원편파 일 때의 위상차를 나타낸다.

(2.1)

(2.2)

(2.3)

원형 편파에 얼마나 근접한지 여부는 축비로서 나타내게 되며, 이는 장축과 단축의 비

를 말한다. 수식 2.4를 이용 축비를 나타낼 수 있다. 그림 2에서 보는 바와 같이 OA는 전

계 벡터의 장축을 말하며, OB는 단축을 말한다. OA와 OB의 값이 동일하다면 그림 2.1

의 오른쪽 그림과 같은 전계 벡터 모형이 나타난다. 수식 2.4의 값이 1이거나 로그 수치

로 환산 했을 때 0dB가 나오면 완전한 원편파가 된다.

- 4 -

(2.4)

(2.5)

(2.6)

그림 2.1 편파 모형 ( 좌 : 타원편파, 우 : 원형편파 ).

2.1.2. 원편파 안테나의 종류 및 특성

원편파 특성을 얻기 위한 안테나는 마이크로스트립 안테나와, 헬리컬 안테나가 대표

적이며, 마이크로 스트립 안테나는 급전방식에 따라 단일 급전방식과, 이중 급전방식

그리고 모서리 제거를 사용한 방식, 슬롯을 사용한 방식, 급전회로를 사용한 방식들이

있다. 헬리컬 안테나는 축모드와 정상모드의 2가지 형태가 있으나, 축모드의 안테나가

넓은 대역폭에 걸쳐 축비를 얻을 수 있으며, 효율도 높다.

그림 2에 원형 편파를 갖는 기본적인 안테나의 구조를 제시하였다. 그림 2.2 (a) 안테

나는 단일 급전방식과, 패치 안테나 중간에 슬롯을 사용하여 90도의 위상차를 갖게 하

여 원형 편파를 만든 안테나이다. 그림 2.2 (b)의 안테나는 단일 급전 방식과 양모서리

에 모서리 제거 처리를 하여 90도의 위상차를 갖게 한 안테나이다. 이 안테나는 모서리

- 5 -

를 제거한 방향에 따라 좌원편파와 우원편파가 결정된다. 그림 2.2 (c)의 안테나는 안테

나의 피드점을 패치 중심 대각선을 따라 이동하면서 급전하는 형태로 임의의 주파수

에서 2개의 직교 축퇴모드를 여기하는 패치의 단일 점을 찾아 90도의 위상차를 갖게

하는 구조이다. 그림 (d)와 (e)는 스트립선로를 사용하여 패치에 90도의 위상차를 주어

급전하는 방식으로 (d)는 단일 포트에서 전력이 인가되어 λ/4의 길이를 갖는 전력 분배

기를 사용하여 사각형 패치에 90도의 위상차를 주어 전력을 인가하는 구조이다. (e)는

패치안테나에 90도의 위상차를 주어 급전하기 위해 90도 하이브리드 전력분배기를 사

용한 경우이다. (f)는 헬리컬 안테나이다.

헬리컬 안테나의 크기에 비해 패치 안테나의 크기가 소형이기 때문에 주로 패치 안

테나를 많이 사용하고 있다. 축비 대역폭을 증가시키기 위해 (c), (d)와 같은 90도 위상

차를 주는 구조를 많이 사용하고 있다. 하지만 이것으로 인해 단일 급전을 이용한 안테

나의 크기에 비해 크기가 증가되기 때문에 적층형으로 많이 사용되고 있다.

(a)

(b)

(c)

(d) (e)

(f)

그림 2.2 원형편파 안테나. (a) 슬롯을 가지는 원편파 패치, (b) 모서리가 제거된 패치,

(c) 대각선에 급전 위치가 있는 패치, (d) 전력분배기를 이용하여 급전된 패치, (e) 하이

브리드 결합기를 이용하여 급전한 패치, (f) 헬리컬 안테나.

- 6 -

2.2. 모서리가 제거된 패치 안테나

모서리가 제거된 패치 안테나는 그림 2.3와 같은 구조이며, 패치의 대각선 양 모서리

를 절단하는 방향에 따라 좌원 편파와 우원 편파가 결정된다.

그림 2.3 모서리가 제거된 패치 안테나.

모서리가 제거된 패치 안테나는 마이크로 스트립 기판위에 구현이 되며, 공진 주파

수를 결정하는 면적 S를 갖는 패치와 원형 편파를 갖기 위한 면적 Δs를 갖는 모서리 제

거 부분이 있다. 그리고 임피던스를 매칭하기 위해 폭 t1을 갖는 허수부 튜닝 스터브와

폭 t2를 갖는 급전 선로가 있다. 면적 S를 갖는 W와 L는 식 2.7, 2.8로 나타낼 수 있다. 이

때 W는 축비를 위해 L과 1:1이 되게 설계한다. εreff는 실효 유전율을 ΔL은 프렌징 효과

에 의해 발생된 확장 길이를 말하며, 각각 수식 2.9와, 수식 2.10으로 나타 낼 수 있다.

유전체의 두께(h)가 클수록 실효 유전율과 프렌징 효과에 의해 발생된 확장 길이가 커

지는 것을 알 수 있다.

- 7 -

(2.7)

(2.8)

(2.9)

(2.10)

원형 편파를 위해 제거된 모서리의 길이는 수식 2.11에 의해 나타낼 수 있다. 여기서

Δs는 제거된 모서리의 면적을 말하며 S는 모서리를 제거 하지 않았을 때의 패치 면적을

말한다. 제거된 모서리 부분의 면적은 패치 안테나의 전체 면적에 비례하며, 공진 주파

수(fr)과 첫 번째 모드에서의 주파수(f1)에 관계된다. 제거된 모서리 영역의 위치에 따라

패치 안테나의 좌원편파, 우원편파가 결정되게 된다. 그림 2.3에서 보여지는 안테나 모

형은 좌원편파를 갖는 안테나이다.

(2.11)

t2의 폭을 가지고 있는 급전선로는 패치 안테나의 임피던스와 입력 포트와의 임피던

스 실수부를 정합하는 데 사용된다. t1의 폭을 가지고 있는 스터브는 패치 안테나와 입

력 포트와의 허수부 정합을 위해 존재 하며, t1과 t2의 값은 동일하며, 스터브의 길이를

이용 정합한다.

이와 같은 방법으로 설계한 모서리가 제거된 패치 안테나는 그림 2.4의 (a)와 같이 a,

b 방향으로 전류가 흐르게 되어 2개의 모드가 생성이 된다. 따라서 모서리가 제거된 패

치 안테나의 공진 주파수는 제거된 모서리에 의해 생성된 a모드에서의 f1와 b모드에서

의 f2 중간지점인 fr에서 공진이 일어나게 된다. 이 때 위상차는 그림 2.4 (c)에서 보여지

- 8 -

는 것처럼 a모드에서 -45도 b모드에서 +45도의 위상차를 가져 fr지점에서 90도의 위상

차를 갖게 된다.

그림 2.4 모서리가 제거된 패치 안테나에서의 원편파 발생.

(a) 패치에서의 전류, (b) 전류의 크기, (c) 전류의 위상

- 9 -

III. 단일 원편파 패치 안테나 설계

원형 편파를 갖는 패치 안테나는 앞에서 제시한 바와 같이 여러 가지가 있으나, 본

논문에서는 2.2절에서 상세히 제시한 모서리가 제거된 패치 안테나를 이용하여, 안테

나의 주파수 대역폭 및 이득을 증가시키기 위해 구조를 변형 하였다. 본 장에서는 변형

된 안테나의 구조와 설계 방법 및 각 변수에 대한 안테나의 특성 변화를 서술할 것이

다.

3.1. 안테나 구조 및 설계

안테나는 2 소자 배열 안테나를 설계하기 위한 단일 소자의 안테나에 관한 것으로 구

조는 2003년 Chang에 의해 제안된 형태를 기본으로 했으며, L형태의 그라운드에 50옴

을 갖는 SMA 동축 케이블을 패치 끝에 연결시켜 공기를 유전체로 사용한 원 편파 패

치 형태이다[7]. 이 안테나의 장점은 증가된 원편파 대역폭을 갖는다는 것이다.

그림 3.1에 안테나의 평면, 측면 구조와 설계 변수를 제시하였다. 설계된 안테나는

W1 x L1의 크기를 갖는 접지판 위에 h1 높이에 W x L 패치를 둔 구조로 접지판과 패치

사이의 유전체는 패치를 지탱하기 위해 공기와 유전율이 유사한 스티로폼(유전 상수

1.03)을 사용하였다. 좌원 편파를 만들기 위해 패치의 왼쪽 상부와 오른쪽 하부 모서리

부분을 잘라내었다. 안테나의 급전을 위해 h2 높이의 수직그라운드를 부착하고 h1 높이

에 50옴을 갖는 SMA 동축케이블을 연결시켰다. 안테나의 임피던스를 정합하기 위해 s

의 간격을 두었으며 이는 매우 작다.

모서리가 제거된 패치 안테나의 패치 크기와 제거된 모서리의 길이는 2.2절에서 제

시한 마이크로스트립 패치 안테나와 동일한 수식으로 나타낼 수 있으며, 각 변수들의

최적 값을 알아내기 위해 상용 소프트웨어인 마이크로웨이브 스튜디오(MWS)를 이용

하여 가상실험 하였다.

패치의 크기는 907MHz에서 W=L=142mm로써 0.42λ 이며, 그림 3.2에 패치의 크기에

따른 반사계수 변화를 제시하였다. 패치의 크기가 2mm 변할 때 마다 주파수 대역이

12.5MHz 변하는 것을 볼 수 있다. 그림 3.3에 접지면과 패치와의 거리(h1)를 증가시켰

을 때 공진 주파수 대역을 나타내었다. h1=10mm 일 때 50MHz의 대역폭을 갖는데 비해

20mm로 증가시켰을 때 140MHz의 대역폭을 갖는 것을 확인 할 수 있었다. 다음으로 제

거될 모서리의 최적 길이를 결정하기 위해 그림 3.4와 3.5에서와 같이 t를 변화시켰다.

- 10 -

제거된 모서리의 길이를 31.5mm에서 더 증가시켰을 때 반사계수는 900MHz에서 증가

됨을 볼 수 있으나, 축비 주파수 대역이 상향으로 이동하며, 축비의 최소값과 축비 대

역폭이 작아짐을 확인 할 수 있었다. 또한 제거된 모서리 길이를 감소시켰을 때 반사계

수가 900MHz에서 감소됨을 볼 수 있으며, 축비 주파수 대역폭이 하향함을 볼 수 있었

다.

다음으로 안테나와 50옴 SMA 동축 케이블과 정합을 위해 패치와 수직그라운드 사

이의 간격(s)을 조정하였다. 그림 3.6의 패치와 수직그라운드 사이의 간격(s)에 따라 안

테나 임피던스 변화가 심해 공진 주파수의 변화가 큰 것을 볼 수 있다.

마지막으로 접지판을 포함한 안테나의 전체 크기를 줄이기 위해 접지판의 폭(W1)과

길이(L1)를 조정하여 축비 및 공진 주파수에 영향을 주지 않는 최소한의 크기를 선정하

였다. 그림 3.7과 3.8에 접지판의 길이를 고정한 상태에서 폭에 따른 공진 주파수 변화

와 축비 변화를 나타내었다. 접지판의 길이가 236mm이상일 때는 공진주파수와 축비

에 큰 영향이 없으나, 줄어들 때는 반사계수는 907MHz에서 증가됨을 볼 수 있다, 축비

주파수 대역은 상향 이동되며, 대역폭 역시 감소함을 볼 수 있다.

그림 3.1 모서리가 제거된 단일 급전 안테나의 구조와 설계 변수.

- 11 -

그림 3.9와 3.10에 접지판 폭을 고정 했을 때 길이에 따른 공진 주파수와 축비의 영향

을 나타내었다. 접지판의 길이를 215mm 이상으로 했을 때는 공진 주파수 및 축비에

큰 영향이 없으나, 길이를 줄였을 때 반사계수가 감소됨을 볼 수 있으며, 축비 주파수

대역폭이 하향 이동함을 볼 수 있다. 최종 설계된 안테나는 W1=235, L1=215, W=L=142,

t=29, s=7, h1=20 , h2=26 ,d=2mm의 수치를 갖는다.

그림 3.2 패치 길이(L)에 따른 S11 변화 (W1=235, L1=215, t=31, s=7, h1=20, h2=26,

d=2mm).

그림 3.3. 유전체 높이(h1)에 따른 대역폭 변화. (W1=235, L1=215, W=L=141, t=31, s=7,

h2=26, d=2mm).

- 12 -

그림 3.4. 모서리 제거 길이(t )에 따른 S11 변화 (W1=235, L1=215, W=L=141, s=7, h1=20,

h2=26, d=2mm).

그림 3.5. 모서리 제거 길이(t)에 따른 축비 변화 (W1=235, L1=215, W=L=141, s=7, h1=20,

h2=26, d=2mm).

- 13 -

그림 3.6. 패치와 수직 그라운드 간격(s)에 따른 S11 변화 (W1=235, L1=215, W=L=141,

t=31, h1=20, h2=26, d=2mm)

그림 3.7. 접지판 폭 (W1)에 따른 S11변화 (L1=215, W=L=141, t=31, s=7, h1=20, h2=26,

d=2mm)

- 14 -

그림 3.8. 접지판 폭(W1)에 따른 축비 변화 (L1=215, W=L=141, t=31, s=7, h1=20, h2=26,

d=2mm)

그림 3.9. 접지판 길이(L1)에 따른 S11변화 (W1=235, W=L=141, t=31, s=7, h1=20, h2=26,

d=2mm)

- 15 -

그림 3.10. 접지판 길이(L1)에 따른 축비 변화 (W1=235, W=L=141, t=31, s=7, h1=20,

h2=26, d=2mm)

- 16 -

IV. 단일 원편파 패치 안테나의 제작 및 측정

본 장에서는 2-소자 배열 안테나 설계에 앞서 3장에서 설계된 단일 안테나를 제작 및

측정한 결과를 나타내었다. 이는 2-소자 배열 안테나를 설계하기에 앞서 단일 소자의

성능을 테스트하기 위한 것과 상요 소프트웨어를 사용했을 때의 정확성을 검증하기

위함이다.

4.1. 단일 안테나 제작

3장에서 설계된 최적 수치를 바탕으로 안테나를 제작하였으며, 치수는 표 4-1에 제시

한 바와 같다. 안테나의 접지판은 알루미늄을 사용하였다. 수평 접지판은 2mm를 사용

하였고, 수직 접지판은 커넥터와의 나사 결합을 위해 5mm의 두께를 사용하였다. 패치

의 제작은 truncation 길이 및 패치의 길이와 폭에 따른 축비 변화가 심하기 때문에 설계

된 수치와 실제 제작된 수치와의 오차를 줄이기 위해 동박 필름을 부식 처리하여 제작

하였다. 패치를 알루미늄 접지판 위에 고정 시키기 위해 20mm 두께의 스티로폼(ε

r=1.03)을 사용하였다. 수평그라운드와 수직그라운드 그리고 커넥터는 연결을 견고하

게 하기 위해 나사를 이용하였다. 사용된 커넥터는 내심 직경 1.2mm를 갖는 50옴 SMA

커넥터이다. 최종적으로 패치와 커넥터의 접합을 위해 내심과 패치 하단 중간 부분을

납땜하였다. 이와 같은 방법으로 제작된 안테나의 모형을 그림 4.1에 제시하였다.

- 17 -

표 4.1 제작된 안테나의 치수.

안테나 크기 (W1 x L1 x h2)235 x 215 x 26mm

( 0.7λ x 0.65λ x 0.08λ )

패치 크기 (W x L)142 x 142mm

(0.43λ x 0.43λ) Truncation 길이 (t) 31mm피드 갭 (s) 7mm

유전체 높이 (h11) 20mm

접지판 도체 두께수평 접지판 2mm수직 접지판 5mm

그림 4.1 제작된 안테나 사진.

- 18 -

4.2. 안테나 특성 측정

본 절에서는 제작된 단일 안테나의 반사 손실 값과 방사패턴, 이득 및 축비의 측정값

과 시뮬레이션 된 결과를 비교 하고 그 차이점을 고찰하였다. 제작된 안테나는

50MHz-20GHz까지 측정 가능한 HP8720c 회로망 분석기를 이용하여, 무반사실에서 측

정하였다. 측정 방법은 표준이득 혼 안테나를 이용한 전달 이득(이득 비교) 측정법을

사용하였다. 축비 측정은 표준 이득 혼 안테나를 이용하여 혼 안테나가 수평일 때 수직

일 때 각각 크기와 위상을 측정하여 계산하였다. 측정된 데이터는 안테나의 반사계수,

방사패턴, 이득, 축비 등이며, 이를 시뮬레이션 데이터와 비교하여 그래프화 하여 제시

하였다.

그림 4.2는 제작된 안테나의 반사계수와 시뮬레이션 된 안테나의 반사계수를 나타

낸 것이다. 측정결과와 시뮬레이션 결과 모두 860MHz에서 1000MHz 까지 VSWR이 2

이하를 만족함을 볼 수 있다.

그림 4.2. 제작된 안테나 반사계수.

그림 4.3에 제시된 것은 안테나의 방사패턴이며, (a) 그림은 zx-평면을 (b) 그림은 yz-

평면의 패턴을 나타내고 있다. 그림 4.4에는 900MHz에서의 축비 데이터 비교 값을 제

시하였다. (a)는 안테나의 zx-평면의 축비 값을 나타낸 것이며 (b)는 yz-평면의 축비 값

을 나타낸 것이다. 데이터 결과는 Theta -60에서 60도 범위에서 가상 실험 결과와 실제

측정치가 유사하나. 그 이후 범위에서는 오차가 발생하는 것을 볼 수 가 있다. 이는 수

- 19 -

동 측정 시 위상의 변화가 심하기 때문인 것으로 판단된다. Theta 0 도인 지점에서 축비

최소값 0.35dB를 얻었으며, 축비 빔폭은 약 120도이다. 측정된 안테나의 이득은 가상

실험 결과와 동일하게 8.7dBi로 만족 할만한 특성을 내었다. 이상의 측정결과는 시뮬

레이션 결과와 유사하다. 따라서 배열안테나 설계 시 필요한 단일 안테나의 성능을 얻

었을 뿐 아니라, 상용 소프트 웨어를 통한 설계에 신빙성을 갖게 되었다.

- 20 -

(a)

(b)

그림 4.3. 단일 안테나 방사패턴. (a) zx-평면, (b) yz-평면.

- 21 -

(a)

(b)

그림 4.4. 910MHz에서의 축비 (a) zx-평면, (b) yz-평면.

- 22 -

V. 2 소자 원형 편파 배열 안테나 설계

본 장에서는 3장과 4장에서 설계되고 측정된 단일 안테나를 바탕으로 2 소자 원형

편파 배열 안테나를 설계하는 절차를 제시하였다. RFID 리더 안테나의 이득을 높이는

이유는 태그 수신 거리를 증가시키기 위함이며, 이는 태그 안테나가 점차 소형화됨에

따라 이득이 작아져 수신거리가 줄어드는 것을 보완하는 것과, 안테나의 송출 전력을

줄여도 동일한 태그 인식 거리를 유지하기 위한 것이다.

5.1. 패치 간격에 따른 이득

3장과 4장에서 설계 제작된 단일 안테나의 결과를 이용하여 2 소자 배열 안테나를

설계 하였다. 최고의 이득을 얻기 위해 상용소프트웨어를 이용하여 가상실험을 하였

다. 그림 5.1에 두 패치 간격에 따른 이득 변화를 그래프로 제시하였다. 가상 실험 결과

는 두 패치 간격이 0.7λ일 때 최대 이득인 12.5dBi를 갖는다. 실제 전력 분배기 설계 후

전체 안테나의 가상 실험 결과는 0.63λ로 약간 차이가 있었다. 이는 그림 5.1에서 제시

한 패치 간격에 따른 안테나 이득 값은 단일 안테나의 시뮬레이션 결과를 이용하여 패

치와 패치 사이 그리고, 패치와 전력 분배기 간의 커플링을 고려하지 않고 단순히 단일

안테나의 시뮬레이션 된 방사패턴을 합성한 것이기 때문이다. 실제 제작된 안테나는

상용소프트웨어 상에서 실제 커플링 효과 까지 모두 고려된 형태이다.

그림 5.1. 2 소자 배열의 소자 간격에 따른 이득 변화.

- 23 -

5.2. 단일 안테나와 FR-4 기판 연결 특성과 전력분배기

제작된 단일 안테나의 수직 그라운드 부분에서의 임피던스는 73-j6 옴을 나타내었

다. 전력 분배기 설계를 위해 FR-4 기판을 사용하였으며, FR-4 기판과 안테나와 연결

시 서로 다른 유전체를 갖는 스트립 라인 연결로 인한 임피던스의 변화가 발생하여

120 - j20의 임피던스를 나타내었다.

안테나의 임피던스 변화를 확인 후 FR-4 기판에 병렬 전력분배기를 설계 하였다. 그

림 5.2에 제시된 것이 전력 분배기이다. Z0의 스트립라인은 50옴으로 설계하였다. 병렬

전력 분배기 설계 방법에 의해 Z1은 100옴으로 설계 하거나. Z0와 Z1연결 부분에서 35옴

의 λ/4 정합기를 사용하여야 한다. 하지만 본 논문에서는 Z1에 50옴을 갖는 스트립라인

을 구현했으며, 그 이유는 임피던스 정합이 다소 어긋나더라도 제작을 고려하여 스트

립 라인의 폭을 증가시킨 것과 λ/4 정합기를 사용하여 발생되는 안테나 크기의 증가를

막기 위한 것이다. Z2의 마이크로 스트립 선로는 Z1의 50옴과 안테나의 120옴을 연결시

키는 λ/4 정합기를 사용하였다. 이 때 정합기의 길이는 안테나의 허수부를 없애기 위해

설계 되었다. 설계된 전력 분배기의 S11과 S21값을 그림 5.3에 제시하였다. 설계된 전력

분배기는 800-1000MHz 범위에서 VSWR 2이하를 만족하며, S21값은 -3dB를 가져야 하

나 -3.5dB로 나타났다. 이는 전력 분배기 설계 시 발생된, 부정합과, 손실 탄젠트 0.02를

갖는 FR-4기판을 사용한데 원인이 있는 것으로 판단된다.

.

그림 5.2. 전력 분배기.

- 24 -

그림 5.3. 전력분배기의 반사계수 및 전달계수.

최종적으로 설계된 2 소자 배열 안테나를 그림 5.4에 제시하였다. 설계 시 단일 안테

나의 급전과 달리 배열 안테나에서의 급전은 스트립라인의 피드 부분과 커넥터의 접

합을 견고히 하기 위해 그라운드 아래에서 급전선로로 비아 방식을 이용하여 FR-4기

판의 유전체를 통과하여 전력분배기의 피드 끝부분과 납땜을 하여 연결하게 설계하였

다. 사용된 커넥터는 단일 안테나에서 사용한 것과 동일 한 내심 1.2mm의 SMA 커넥터

를 사용하였다. 그라운드의 크기는 단일 안테나에서와 동일 한 방법으로 축비에 영향

을 주지 않는 최소한의 크기로 설계하였다. 패치의 크기(W x L)와 제거된 모서리의 길

이(t)는 단일 안테나의 설계 결과를 기본으로 하였으며, 전력 분배기 설계 후 최종 가상

실험 과정에서 축비 대역폭 변화에 따라 튜닝을 거쳐 최종 설계되었다.

설계된 안테나의 최종 수치는 W1=445.45, L1=234.7, L2=48, W=L=141, d=211.45, s=7,

t=32, t1=0.67, t2=1.915, h=20mm이다.

- 25 -

그림 5.4. 2 소자 배열안테나 구조와 변수.

- 26 -

VI. 2-소자 원편파 배열 안테나의 제작 및 측정

6.1. 배열 안테나 제작

설계된 안테나는 단일 안테나와 같이 공기의 유전율과 유사한 스티로폼(유전상수

1.03)을 이용하여 그라운드와 고정하였다. 그라운드 형태는 단일 안테나의 L형에 마이

크로스트립 기판을 지지하기 위해 3mm의 알루미늄 판을 연결하였다. 패치는 간격과

크기, 제거된 모서리의 길이, FR-4 기판과의 간격을 설계 수치와 오차를 줄이기 위해

구리필름을 부식처리 하여 제작하였다. FR-4 기판은 유전율 4.4, 손실 탄젠트 0.02, 두

께 1mm의 재질을 이용 하였으며 전력분배기와 SMA 커넥터 연결 시 견고히 하기 위해

안테나의 접지판 부분과 나사를 이용하여 정합하였다. 그라운드와 FR-4 기판에 비아

홀을 만들어 커넥터의 내심이 FR-4의 급전 라인과 연결 되도록 하여 납땜을 하였다. 제

작된 안테나의 치수를 표 6-1에 제시하였으며, 이를 바탕으로 실제 제작한 안테나의 사

진을 그림 6.1에 제시하였다.

.

표 6.1. 제작된 2 소자 배열 안테나의 치수.

안테나 크기 (W1 x L1 x h2) 435 x 235 x 22mm( 1.34λ x 0.7λ x 0.06λ )

패치 크기 (W x L) 141 x 141mm(0.43λ x 0.43λ)

패치 간격 (d) 211mm (0.64λ)Truncation 길이 (t) 32mm피드 갭 (s) 7mm

유전체 높이 (h) 20mm

접지판 두께 수평 접지판 2mm수직 접지판 5mm

- 27 -

(a)

(b)

그림 6.1. 제작된 2 소자 배열안테나. (a) 윗 모습, (b) 옆 모습.

- 28 -

6.2. 안테나 특성 측정

제작된 안테나는 50MHz-20GHz까지 측정 가능한 HP8720c 회로망 분석기를 이용하

여, 무반사실에서 측정하였다. 측정 데이터는 반사계수, 방사패턴, 이득, 축비 등이며,

측정 방법은 표준이득 혼 안테나를 이용한 전달 이득(이득 비교) 측정법을 사용하였

다. 축비 측정은 표준 이득 혼 안테나를 이용하여 혼 안테나가 수평일 때 수직일 때 각

각 크기와 위상을 측정하여 계산하였다.

그림 6.2에 측정한 반사계수와 가상 시험한 결과를 비교 제시하였다. 반사계수는

800-1000MHz 내에서 VSWR 2 이하를 모두 만족함을 볼 수 있으며, 900-914MHz 에서

는 -14dB를 나타내고 있다. 최적 공진 주파수는 975MHz에서 나타남을 볼 수 있다. 이

는 전력 분배기 설계 시 부정합이 원인으로 판단된다.

그림 6.2. 제작된 배열안테나 반사계수.

그림 6.3에 제작된 안테나의 방사패턴과 시뮬레이션 결과를 비교하여 제시하였다. 가

상 실험 결과와 실제 측정 결과가 유사함을 볼 수 있으며, 안테나의 이득은 11.2dBi를

나타내었다. 측정 결과를 보면 그라운드 뒷면으로 후방 방사가 일어남을 볼 수 있는데,

이는 축비에 영향을 주지 않는 범위에서 그라운드의 크기를 최소한으로 축소 시켰기

때문인 것으로 판단된다. 따라서 안테나의 이득을 증가 시키려면 그라운드의 크기를

증가시키면 될 것으로 판단된다. 다음으로 안테나의 축비를 측정하였다. 축비는 Theta

- 29 -

-60도부터 60도 까지 120도 범위만 측정하였으며, 그림 6.4에 측정된 축비 데이터와 가

상 실험 결과를 비교 제시하였다. 측정된 데이터는 가상 실험결과와 유사한 결과가 나

타났으며, (a)의 zx-plane의 축비 빔폭은 80도, (b)의 yz-plane의 축비 빔폭은 120도로 각

각 측정되었다. 측정된 결과 모두

(a)

(b)

그림 6.3. 910MHz 에서의 배열안테나 방사패턴. (a) zx-평면, (b) yz-평면.

- 30 -

(a)

(b)

그림 6.4. 910MHz에서의 축비. (a) zx-평면, (b) yz-평면.

- 31 -

6.3. 태그 안테나 인식 거리 측정

안테나 이득에 따른 태그 안테나 인식 테스트를 하였다. 측정에 사용된

RFID 시스템은 Alien 사의 제품으로 리더기 시스템에서의 출력전력은 1W이며

리더기 안테나의 이득은 6 dBi이다. 인식 거리를 비교하기 위해 사용된 태그 안

테나는 EPC Class1 UHF RFID 태그(64bit) "Squiggle T"이다. 측정된 데이터를

수식 (6.1)의 Friis의 자유공간 손실 공식을 이용하여 이론값과 비교하였다.

(6.1)

여기서 Pr, Gr는 각각 리더기 안테나에서의 송출 전력과 이득을 말하며, Pc, Gt는

태그 안테나에서의 수신되는 전력 및 태그 안테나의 이득을 말한다.

그림 6.5에 (6.1)의 수식을 이용한 안테나 이득에 따른 수신거리 값을 나타내

었으며, 표 6.2에 이득의 증가에 따라 측정한 태그 인식거리를 비교하였다.

6dBi의 이득을 갖는 상용 안테나를 기준으로 하였을 때 제작된 단일 안테나는

이득이 1.7dBi 증가하였으며, 인식거리는 2m 증가한 것으로 측정이 되었다. 2

소자 배열 안테나의 경우는 이득이 5.2dBi 증가하여 4.6m의 인식 거리가 증가

한 것으로 나타났다. 이는 Friss 공식을 이용한 이득에 따른 태그 안테나 인식

거리를 나타낸 데이터와 동일하다.

- 32 -

그림 6.5. 리더 안테나 이득에 따른 태그 최대 판독 거리.

표 6.2. 측정된 최대 태그 인식 거리.

안테나안테나

이 득

태 그

인식 거리

Alien 사 제품 6dBi 5m

제안된 단일 안테나 8.7dBi 7m

제안된 2-factor 배열 안테나 11.2dBi 9.6m

- 33 -

VII. 결 론

본 논문에서는 UHF 대역 RFID 리더기 원편파 배열 안테나를 설계 및 제작

하였다. 이는 리더기 안테나의 송신 전력을 절반으로 줄였을 때 2소자 배열을

이용한 리더기 안테나의 이득을 3dBi 증가시켜 태그의 인식 거리를 리더 안테

나의 전력을 줄이지 않았을 때와 동일하게 유지 시키는데 목적이 있다. 제작된

안테나는 간단한 구조로 적은 제작비용을 사용하여 상업적으로 제작이 가능하

다.

2소자 배열 안테나를 설계하기에 앞서 우선 Chang에 의해 고안된 단일 안

테나를 RFID 리더 안테나의 기본 요건에 적합하게 상용소프트웨어를 이용하

여, 원하는 주파수 대역에서의 축비를 얻기 위해 최적 설계를 하였다. 그리고

시뮬레이션 결과의 신빙성 검증과, 배열안테나의 제작 시 이득 증가를 확인하

기 위해 단일 안테나를 제작 측정하였다.

검증된 단일 안테나의 결과를 바탕으로 마이크로 스트립을 이용한 전력분배

기를 설계하여 0.63λ의 거리를 갖는 2소자 배열 안테나를 설계하였다. 제작하

여 측정된 안테나는 11.2dBi의 이득을 가지며, zx-평면 60도, yz-평면 120도의

3dB 축비 빔폭을 각각 나타내었다. 이는 단일 안테나에서의 축비 빔폭과 유사

하며, 단지 zx-평면에서의 축비 빔폭이 줄어든 것은 x 방향으로 배열을 하였기

때문이다.

반사계수는 900-914MHz 대역에서 -15dB이하의 특성을 나타냈으며 최대

RFID 태그 인식거리 테스트 시 6dBi의 이득을 갖는 상용리더기 안테나의 인식

거리 5m보다 4.6m 증가된 9.6m의 인식거리를 나타내었다. 그리고 단일 안테나

의 이득이 8.7dBi 일 때의 태그 수신거리 7m와 비교하여, 약 3dBi 증가 시 태그

인식거리가 2.6m 증가함을 확인 하였다.

이와 같은 결과로 인해 리더기 시스템의 송신 전력을 반으로 줄일 수 있으며,

태그 안테나의 소형화에 따른 이득 감소로 인한 인식거리 문제를 해결 할 수 있

을 것으로 본다.

- 34 -

참 고 문 헌

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