mli

PROJET MLI session 99

P rojet 1999

MODULATION DE

LARGEUR

D’IMPULSION

Remerciements :

Nous tenons à remercier l’équipe

pédagogique qui nous a aider au cour du thème MLI. Leur participation et leur patience nous a permis de mieux nous organiser et de comprendre les fonctionnements de ce type de variateur.

Nous remercions le centre

A.F.O.R.P., pour le matériel qui a été mis à notre disposition et le budget accordé pour les projets.

BRULE, NIECERON, PANOT /77


Sommaire : Système MLI

I. INTRODUCTION..............................................................................................................................................4

II. SYNOPTIQUE GENERAL..............................................................................................................................5

a) Pourquoi ?..................................................................................................................................................................5b) Comment?..................................................................................................................................................................5c) Répartition de tâches..................................................................................................................................................6

III. PARTIE PUISSANCE...................................................................................................................................8

1. Le redressement à partir du réseau PD3.....................................................................................................8a) Détermination du PD3...............................................................................................................................................8b) Filtrage tension et courant.......................................................................................................................................10c) Protection d’amorçage et de fin de fonctionnement................................................................................................12

2. Choix de l’ONDULEUR............................................................................................................................15a) L’onduleur pourquoi ? .............................................................................................................................................15b) Schéma de l’onduleur...............................................................................................................................................15c) Calcul du dissipateur...............................................................................................................................................16

3. Choix du matériel de protection................................................................................................................17a) Le sectionnement......................................................................................................................................................17b) Le relais thermique..................................................................................................................................................17c) Le transformateur d’isolement.................................................................................................................................18d) Les contacteurs.........................................................................................................................................................18

4. Essai du moteur alimenté à V/f = cte.........................................................................................................19a) Modélisation de la machine asynchrone..................................................................................................................19b) Essai à vide..............................................................................................................................................................19c) Essai rotor bloqué....................................................................................................................................................20d) Expression du couple à partir du model..................................................................................................................21

IV. PARTIE COMMANDE.............................................................................................................................26

1. PRINCIPE DU MLI...................................................................................................................................262. HEF4752V MLI composant Philips :........................................................................................................30

a) Pourquoi ? ................................................................................................................................................................30b) Schéma d’application et calculs ...............................................................................................................................37c) Mesures et relevés....................................................................................................................................................41d) Conclusion................................................................................................................................................................42

3. Le SKHI22 de Semikron :..........................................................................................................................43a) Pourquoi ? ................................................................................................................................................................43b) Ce qu’il sait faire.....................................................................................................................................................43c) Schémas et calculs....................................................................................................................................................44d) Mesures et relevés.....................................................................................................................................................46e) Conclusion................................................................................................................................................................47

4. Le HEF4047B............................................................................................................................................48a) Pourquoi le HEF4047B ? .........................................................................................................................................48b) Schéma et calculs.....................................................................................................................................................48c) Mesures et relevés....................................................................................................................................................50d) Conclusion................................................................................................................................................................50

5. Le NE566...................................................................................................................................................51


PROJET MLI session 99 a) Pourquoi ? ................................................................................................................................................................51b) Application du composant........................................................................................................................................51c) Relevés......................................................................................................................................................................53d) Conclusion................................................................................................................................................................53

6. Commentaires HEF4752V + SKHI22 + IGBT..........................................................................................547. La BOUCLE de Régulation.......................................................................................................................55

a) Etude théorique........................................................................................................................................................55b) Montage différentiel.................................................................................................................................................55c) Limiteur de vitesse...................................................................................................................................................56d) Adaptation dynamo tachymétrique..........................................................................................................................58e) Traitement du signal.................................................................................................................................................58f) Adaptation sortie......................................................................................................................................................60g) Etude pratique..........................................................................................................................................................62h) Réalisation pratique..................................................................................................................................................63

8. ETAPES et DIFFICULTES lors de la mise en service..............................................................................679. Boitier d’ALIMENTATION........................................................................................................................69

a) Pourquoi ? ................................................................................................................................................................69b) Schéma interne de la carte.......................................................................................................................................69c) Explication des schémas et calcul ............................................................................................................................69d) Fond de panier de la carte.......................................................................................................................................71e) Résultats d’exploitation............................................................................................................................................71f) Conclusion................................................................................................................................................................71

V. BOITIER DE TEST.........................................................................................................................................72

a) Pourquoi ? ................................................................................................................................................................72

VI. CONCLUSION...............................................................................................................................................73



I. INTRODUCTION

Le but de ce projet est la réalisation d’un convertisseur de vitesse pour une machine asynchrone triphasé.

Ce variateur de vitesse est constitué d’un pont redresseur PD3, d’un filtre et d’un onduleur par commande M.L.I (modulation de largeur d’impulsion ) délivrant plusieurs créneaux rectangulaires de largeur et de fréquence variable. En effet, ce procédé permet

une alimentation du moteur à fréquence variable et =

constante.

Le système comporte également une boucle de régulation vitesse permettant de s’approcher le plus rapidement et le plus précisément possible de la vitesse de consigne, selon les variations du couple de charge.

Les différentes contraintes : Réseau triphasé 230/400v. Puissance du moteur 1,5KW. Interrupteur de type IGBT ( un module par

branche d’onduleur ). Protection générale de l’équipement. Ensemble de l’équipement à placer dans un rack et à monter en armoire.


PROJET MLI session 99 Sortir les principaux signaux sur la face avant

de l’armoire.

Travail demandé : Choisir le matériel de commande. Réaliser les schémas de câblage, d’implantations des borniers et typons. Réalisation de l’ensemble du projet, interfaçage, mise en oeuvre du circuit de commande et du circuit boucle retour. Montage en rack sous armoire. Essais, réglages, vérifications et mise en

service. Réalisation du dossier technique.

II. SYNOPTIQUE GENERAL

a) Pourquoi ? Le système MLI a été élaboré afin de piloter un moteur asynchrone dont BRULE, NIECERON, PANOT /77

M

REDRESSEUR FILTRE

CONVERTISSEUR

AMPLIFICATEUR

D’IMPULSION

COMMANDE

MLI

REGULATION

DE VITESSE

PROJET MLI session 99 la vitesse serai variable et de rendement meilleur. Avec ce système les bruits de la machine sont aténués et les pertes se sont considérablement réduites. La précision de vitesse est accrue. Une économie d’énergie est très vites ressentie, étant donné que le système ne fonctionne plus en tout ou rien. Il en résulte une usure d’autant plus réduite. On le rencontre couramment même si ce sont les systèmes dit à commande vectorielle qui prennent le relais.

b) Comment?

On réalise la fonction MLI à l’aide d’un composant électronique qui effectue les calculs relatifs. Le synoptique de cette page décrit la répartition des tâches et les grandes lignes du système à réaliser.

Le cahier des charge succint, ci-dessus, fournit un moteur asychrone triphasé capable de supporter le système.

c) Répartition de tâches

Le trinome du projet MLI se compose de PascalPascal BruléBrulé, Olivier NiéceronOlivier Niéceron et de Guillaume PanotGuillaume Panot.

La répartition des tâches c’est effectuée comme le montre les entourés du synoptique précédent.

Au cours du projet nous avons noté ce que chacun a réalisé et nous pouvons classer sous forme de tableau le travail effectué :

Pascal Brulé Partie puissance..........................

-PD3-Filtre L, C-Décharche de C-Onduleur triphasé-Machine Asynchronre-Choix de matériel

Olivier Nièceron Partie commande.........................

-Commande MLI HEF4752V-Composants de commande-Cartes CAO-Asservissement


PROJET MLI session 99 -Dynamo tachymétrique

Guillaume Panot Partie commande.........................

-Commande MLI HEF4752V-Composants de commande (NE566, ...)-Interface de puissance SKHI22-Asservissement

-Réalisation des cartes

Chacun a exploité ses capacités et les connaissances ont pu être mise en commun lorsque l’un d’entre nous se trouvait bloqué sur un problème. La répartition s’est faite en deux parties (Puissance et Commande ). A l’intérieur de chaque partie, la part de chacun a pu être apprécié du trinome.



III. PARTIE PUISSANCE

1. Le redressement à partir du réseau PD3

a) Détermination du PD3

L’onduleur est alimenté par un pont PD3 comprenant six diodes. Nous utilisons ce type de pont car il offre en sortie un signal redressé de fréquence f = 300 Hz.

( T = = = 3.33 ) T = 3.33ms. Ainsi, avec une telle

période, le filtrage sera plus évident.

BRULE, NIECERON, PANOT /77D’3D’2D’1

D3D2D1

L3

L2

L1

+

-

Us


Le calcul de la tension moyenne en sortie du pont redresseur se fait à partir de l’expression :

Us =

avec = et P= nombre de pulsation par période

2 = 6

Us = Û sin

Us = . U rés sin

Us = . U rés

Us = . 400

Us = 540 V

*visualisation :

Visualisation de la tension composée U12(t) ainsi que la tension redressée Us(t) en sortie du redresseur.Ce relevé a été recueilli à partir d’un oscilloscope et de deux sondes différentielles avec un rapport de 1/200 .



Estimation du courant :

P = U . I Le courant étant lissé en sortie du pont, on prendra I = constante.

P = U . I

I = =

I estimé = 2.78A

Avec les valeurs calculées en sortie de pont, nous utilisons un pont toutes diodes :

Le SKD 25/12 . SEMIKRON

b) Filtrage tension et courant

En sortie du redresseur, la tension n’est pas totalement constante. Afin de réduire les oscillations, nous allons utiliser un filtre LC.

Grâce aux transformées de Laplace et aux séries de Fourrier, nous pouvons calculer la bobine nécessaire sachant que la capacité nous est fixée à 2200F.

*schémas du filtre :


L

C

PONT

PD3

Us’

PROJET MLI session 99 *calculs du filtre :

Us(t) : tension en sortie du pont redresseur.Us’(t) : tension en sortie du filtre.

Us(t) = + Us’(t) or ic =

Us(t) = * + Us’(t)

Us(t) = L C d² + Us’(t)

Par la transformée de Laplace :

Us(p) = L.C.p² . Us’(p) + Us’(p)

Us(p) = Us’(p) . ( 1+ LCp² )

= Fonction de transfert : Us(p)

Us’(p)

H (j) = =

D’après la série de Fourrier de notre signal Us(t), notre premier harmonique se trouve à une fréquence de 300hz.Ainsi, pour avoir un signal qui se rapproche d’un signal continu, nous devons atténuer le premier harmonique.

On se fixe un condensateur C = 2200F supportant une tension Us = 540V.

On choisit donc deux condensateurs mis en série : C = 4700F

Û = 450VAERO BOX


1

1LCp²

Umax = 900V C = 2200F {

G (dB))

-32dB

o

r (rad/s)

r : pulsation à f=50hzo : pulsation à f=300hz


On a : 0 = et 0 = 2..f

On détermine l’inductance: L =

: L C 02 = 1

Avec cette résonance à 300Hz, nous sommes en présence d’un pic de gain qui va augmenter notre premier harmonique au lieu de le diminuer.

Nous avions en notre possession une inductance L = 4.6mH

D’où 0 = = = 314.34 f =

50Hz

Grâce à cette inductance, la résonance aura lieu à 50hz et l’atténuation sera plus conséquente pour la fréquence de 300Hz.

Diagramme de Bode

*Calcul de l’atténuation : BRULE, NIECERON, PANOT /77


D’après le diagramme de Bode, on a pour f = 300hz un gain G = -32dB.

Soit : -32dB = 20 log ( )

( ) = 10 = 0.025

Ainsi, le premier harmonique de la tension en sortie du filtre Us’ sera atténuée de 40 fois par rapport au premier harmonique de la tension Us en sortie du pont.

c) Protection d’amorçage et de fin de fonctionnement

Lors de la mise sous tension de l’onduleur, la capacité du filtre LC est déchargée. Lorsque l’utilisateur applique à ses bornes une tension, cela entraînera un court-circuit.

i = cduc

dt donc un échelon de tension provoque un appel de

courant trop important et une destruction de notre pont redresseur .

Afin d’éviter ce problème, une résistance est mise en série avec la capacité pour lui laisser le temps de se charger.

On impose donc une résistance de limitation de

courant de 80, le courant maximal est alors de : I= =

= 6,75A à la mise sous tension.

Le temps de charge de la capacité à 64 % de sa valeur maximale est

= R.C = 80 x 2200.10-6 = 0.176s.Alors, une temporisation de 1s sur le contact temporisé devrait largement suffire.



Lors de la mise Hors tension, la capacité est chargée. Une résistance de 1k est installée en parallèle avec le condensateur afin de le décharger.Le temps de décharge est d’au moins 5 secondes. Ce temps nous paraît raisonnable avant de recommencer d’autres manipulations.

*visualisation :

Vérification du temps de charge du condensateur ainsi que du courant d’appel lors de la mise sous tension.

Rappels des calculs précédents : = 0.176s et Uc à = temps à 64% de Umax.

D’après la visualisation ci-dessus, Uc() = 370V et Ucmax = 580V.Vérification :

= = 0.638

donc à = RC : Uc() est bien égale à environ 64% de uc max


Sonde 1/200 pour Uc

Sonde 100mV/A pour I


De plus, le courant visualisé ci-dessus est l’intensité en sortie du filtre lors de la mise sous tension .Théoriquement nous avions estimé ce courant à 6.75A.Avec une sonde différentielle de 100mv/A , nous avons relevé un courantI = 3.6 div x 0.2 (cal) x100

I = 7.2A

Détermination du temps de décharge.

Ici nous pouvons constater un temps de décharge complet du condensateur de 8s.


Sonde 1/200 pour Uc

Sonde 100mV/A pour I


2. Choix de l’ONDULEUR

a) L’onduleur pourquoi ?

L’onduleur est l’image de la commande en format puissance. On peut l’assimiler à un amplificateur. Sa fonction est donc de laisser passer ou non une tension continue ; celle redressée par le PD3. Sa commande est faite par une carte électronique que l’on traitera par la suite (partie commande).

b) Schéma de l’onduleur

L’onduleur est la dernière partie du variateur de vitesse située avant le moteur.

Dans notre cas, l’onduleur doit aussi bien engendrer la fréquence de sortie du moteur que l’amplitude de la tension de sortie.

Semi-conducteurCARACTERISTIQUES MOS-FET IGBT LTR

Symbole

ConductionConductivité courantPertes

faiblegrande

élevéefaibles

élevéefaibles

BlocageSeuil supérieur élevée moyen

CommutationTemps d’excitationTemps de d’excitationPertes

brefbreffaibles

moyenmoyenmoyenne

moyenbrefgrande

CommandePuissance consomméeGrandeur

faibletension

faibletension

élevéecourant


PROJET MLI session 99 L’onduleur triphasé comporte six interrupteurs de

commande (6 IGBT) avec une diode de roue libre sur chacun.

Vu sa gamme de puissance, sa conductivité, sa

fréquence de commutation, et sa simplicité de commande, le transistor IGBT convient parfaitement au variateur de vitesse.

On utilise des modules d’IGBT de marque SEMIKRON et de référence : Skm 75 GB 123D

Ces modules sont appropriés car ils supportent une tension maximale de 1200V, un courant de 50A avec une température du dissipateur T = 80°C.

De plus, ils sont commandés à l’ouverture et à la fermeture par le biais d’une tension de gâchette provenant du SKHI22. Ce dernier applique une tension de 15V pour le rendre passant et une tension de -15v pour le rendre bloquer.

c) Calcul du dissipateur

D’après les données constructeur du SEMIKRON, on a : Rthc-h = 0,05°C/W Vto = 1,2V Tjmax = 125°C

Puissance dissipée Pd = Vto x Io = 1,2 x 7 = 8,4V


Us’

I=cste

U V W

PROJET MLI session 99 Or nous sommes en présence de 2 IGBT par module avec trois modules pour la réalisation de notre onduleur.Pd totale = 8,4 x 2 x 3 = 50,4W

Le dissipateur disponible pour une telle puissance est le KL-245 avec une longueur de 50 mm.

3. Choix du matériel de protection

La départ moteur regroupe l’ensemble des appareils nécessaires à la commande et à la protection d’un moteur électrique.Les différentes fonctions assurant le départ moteur sont :

Le sectionnement La protection contre les surcharges et les

courts-circuits La commutation

a) Le sectionnement

Afin d’intervenir en toute sécurité sur notre installation ‘’ variateur de vitesse pour machine asynchrone ‘’, il est nécessaire de disposer d’un moyen d’isolement par rapport à l’alimentation générale.

L’appareil utilisé pour assurer ce rôle est le sectionneur. Il est choisit en fonction de la tension d’emploi, en l’occurrence 220/380V, avec un courant maximale de 7A. ( In moteur = 3,5A ).On a choisit un sectionneur de marque TELEMECANIQUE ( 660V , 25A ) le plus petit de toute sa gamme. Il est constitué d’un bloc tétrapolaire et de deux contacts auxiliaires de précoupure. La fermeture et l’ouverture des pôles s’effectuent manuellement au moyen d’un dispositif de commande latérale ou frontale.

Référence du sectionneur : LS1-D253A65 + LA8-D2545 (avec bloc neutre)Référence des fusibles : aM 10A cartouche 10x38

b) Le relais thermique


PROJET MLI session 99 La surcharge est le défaut le plus fréquent sur les

machines. Le relais thermique est un dispositif de protection contre les surcharges faibles et prolongées. Une autre particularité de ce dispositif est qu’il contrôle l’équilibrage des intensités et permet de couper l’alimentation du moteur en cas de dysfonctionnement entre deux phases.

Référence : LR1 D09310 réglé pour le courant nominale (classe 10 )

Classe 10A : durée comprise entre 2 et 10s.

c) Le transformateur d’isolement

On choisit un transformateur d’isolement pour alimenter le circuit de commande 24V.

Référence : LEGRAND 42731 ; 100VA alimentation primaire = 220V

d) Les contacteurs

La fonction du contacteur est d’établir et d’interrompre le passage du courant dans un ou plusieurs circuits électriques à distance par l’intermédiaire d’une commande d’électroaimant. En général, la tension de commande provient d’une très basse tension de 24V et sans danger pour l’utilisateur.

On choisit notre contacteur en fonction de la tension, du courant, de la fréquence et de la catégorie d’emploi ( AC3 concernant les moteurs dont la coupure s’effectue à moteur lancé ).



4. Essai du moteur alimenté à V/f = cte

Le but de cet essai, est de donner différentes valeurs numériques de la fréquence de rotation N en tr/min pour différentes valeurs de fréquences f et de couple C de charge.

a) Modélisation de la machine asynchrone

caractéristique du moteur :

Pour un montage étoile, U =380VIn = 3,5APu = 1,5kW cos = 0,82C = 10Nm Nr = 1430 tr/mn

Schéma : ( modèle par phase )

b) Essai à vide

le glissement g = 0R2/g = I2 = 0A

Grâce à la méthode des doubles wattmètres, on relève : Pao = 510 W Pbo = -895WP à vide = Pao + Pbo P à vide = 385W


I2

I10

I1

V

g

R2

X2R

R X

I2=0A

I10

I10

V

R

R X


Q à vide = ( Pao – Pbo ) Q à vide = 2443,5 VAR

On relèvera également un courant I à vide = 1.95A

La résistance R d’un enroulement statorique a été mesurée à partir d’un pont de Wheastone. ( R = 4 ). On peut considérer les pertes engendrées par cette résistance négligeables (Pertes joules stators = 3xRxI² = 46W).

Récapitulatif : Po = 385WQo = 2443.5VARIo = 1.95A

Calculs : R = = R =

377.14

X = = X = 59.4

c) Essai rotor bloqué

G = 1 donc R2/g = R2I1 = I1n = 3.5AVcc = 46.1V

Grâce à la méthode des doubles wattmètres, on relève : Pacc =

40 W Pbcc =

480WPcc= Pacc + Pbcc Pcc = 520W

Qcc= ( Pacc – Pbcc ) Qcc = 762 VAR

Calculs :


R2

I2cc

I10

I1

Vcc

X2

R X

PROJET MLI session 99 Soit P2cc étant la puissance active du rotor ramenée au

stator.

Soit Q2cc étant la puissance réactive du rotor ramenée au stator.

P2cc = Pcc - = 520 - P2cc = 503,1W

Q2cc = Qcc - = 762 - Q2cc = 654,1W

S2cc = = S2cc = 825 ,6VA

I2cc = = I2cc = 5,97A

Ainsi,

R2 = = R2 = 6,11

X2 = = X2 = 4,7

d) Expression du couple à partir du model

C = =

C = =

C = .(1-g)

C = . . .(1-g) =


Ptr : Puissance transmise au rotorPjr : Perte joule rotorPméca : Perte mécanique (négligé)

P : nbre de paires de pôles = 2


En mettant en facteur, on obtient :

C =

*Calcul du couple maximum de la machine avec gmax

= = 76,9%

donc Cmax =

Différentes valeurs de vitesse de rotation par rapport à un couple donné.

N étant la variation de vitesse entre la vitesse de synchronisme et la vitesse de rotation.

N = Ns – Nr = = g.Ns = g.

Avec l’expression du couple, on en déduit que g est une constante. Par conséquent N est également une constante. Alors pour une valeur de couple donné, la variation de vitesse ne changera pas quelle que soit la fréquence f.


Cmax = 17,8Nm

N =


Tableau retraçant les différentes valeurs de Nr en fonction du couple et de f.

Fréquence f (Hz) 10 30 50

Vitesse de synchronisme (tr /mn) 300 900 1500

Couple Variation Vitesse de rotation

C = 0 Nm N = 0 tr/mn 300 900 1500

C = 1 Nm N = 10 tr/mn 290 890 1490

C = 2 Nm N = 19.5 tr/mn 280.5 880.5 1480.5

C = 3 Nm N = 29 tr/mn 271 871 1471

C = 4 Nm N = 39 tr/mn 261 861 1461

C = 5 Nm N = 48.8 tr/mn 251.2 851.2 1451.2

C = 10 Nm N = 98 tr/mn 202 802 1402

Exemple :

Pour un couple de charge C = 3Nm, et une fréquence f = 30Hz nous devons retrouver une vitesse de rotation Nr = 871 tr / mn


C max

C = 3

Nr = 871 N (tr/mn)

C (Nm)


Essai de la machine :

Fréquence f (Hz) 10 30 50

Vitesse de synchronisme (tr /mn) 300 900 1500

Couple Variation Vitesse de rotation

C = 0 Nm N = 0 tr/mn 300 900 1500

C = 1 Nm N = tr/mn 291 896 1495

C = 2 Nm N = tr/mn 280 890 1490

C = 3 Nm N = tr/mn 266 883 1480

C = 4 Nm N = tr/mn 241 866 1472

C = 5 Nm N = tr/mn 186 860 1466

C = 10 Nm N = tr/mn 0 à 5.3N/m 791 1400



IV. PARTIE COMMANDE

1. PRINCIPE DU MLI

Pour faire varier la vitesse d'un moteur asynchrone triphasé, il existe plusieurs solutions:

- soit on fait varier le nombre de paires de pôles (couplage DALHANDER);

- soit on contrôle le glissement du moteur;- soit on agit sur la fréquence du réseau;

Notre projet utilise le principe de la troisième solution à partir d’une condition importante : il faut que le rapport U/f soit constant. En effet la formule Ns=f/p montre que la vitesse du moteur est fonction de la fréquence d'alimentation. Pour la commande MLI, il faut que le couple moteur reste constant quelle que soit la vitesse, c'est à dire que :

CM = k**I*cos = constante

Il faut donc d'après la formule que le flux soit constant car si = cte alors CM = k*I.

Dans le cas d'une machine asynchrone, c'est le stator qui crée ce flux. Or l'impédance du stator est Z = Lw. Pour une tension U, on a :

U = Z*I = L**I = L*I*2*f


PROJET MLI session 99 Or est créé par I : I = k1* donc U = L*2*f*k1* avec L*2 = constante.

On en déduit que k2*U = k1**f soit =k3 (U/f).

Si l'on veut que = constante, il faut donc U/f = constante.

Pour obtenir ce U/f = constante tout en faisant varier la vitesse du moteur, il existe plusieurs possibilités. Celle choisit pour le projet utilise le principe du MLI (Modulation de Largeur d'Impulsion), également appelé PWM (Pulse Width Modulation). Ce système élabore, à partir d'une tension continue constante, un signal haché en brèves impulsions de largeurs différentes. Grâce à ce système, le moteur renvoie une réponse en courant sinusoïdale du fait qu'il se comporte comme un filtre passe bas (voir étude harmonique).

Le signal, destiné à commander des interrupteurs de type IGBT, est composé d'une suite d'impulsions positives et négatives, d'amplitude constante pour une fréquence donnée, comme présentée sur le diagramme ci-dessous (figure 1).

FIGURE 1


Courbe rouge : réponse en courant théorique

Courbe noire : signal MLI

PROJET MLI session 99 Pour élaborer ce signal, il existe un certain nombre

de solutions plus ou moins simples. La plus facile consiste à superposer une tension sinusoïdale dite de référence et une tension triangulaire. Les intersections de la tension triangulaire et des sinusoïdes (au nombre de trois déphasées de 2/3) donnent 3 signaux identiques mais déphasés de 2/3. Ces points d'intersections sont comparés par les composants électroniques de la carte de commande : à chaque fois que la tension triangulaire est supérieure à la tension sinusoïdale, l'impulsion de sortie est nulle; lorsqu'elle est inférieure, l'impulsion de sortie est égale à U. On obtient alors les chronogrammes présentés page suivante (figure 2 et 3).

Une fois cette première étape effectuée, il faut élaborer un signal capable de commander le moteur, c’est à dire un signal comportant une partie positive et une partie négative. Pour ce faire, on soustrait à chaque signal C1, C2 et C3 un peigne de fréquence fixe mais de rapport cyclique variable.


C1figure 2

C2 figure 3

U2 U3U1

PROJET MLI session 99 On obtient alors 3 signaux (dont 2 sont présentés

sur la figure 4, V10 et V20) qui sont envoyés sur chacune des phases du moteur. La tension composée, obtenue par soustraction des signaux V10 et V20, correspond à la forme d'onde d'une commande MLI (figure 4, V12).

C11

0C2

1

0V10

1

0

V20

1

0

V12

U

FIGURE 4



Un autre principe de création de modulation de largeur d'impulsions, beaucoup plus sophistiqué, est celui qui a été utilisé pour la réalisation de notre projet. Il est entièrement réalisé par un composant électronique composé de 28 broches, le HEF4752V.

2. HEF4752V MLI composant Philips :

a) Pourquoi ?

Le mode de fonctionnement du HEF est basé sur le principe de la modulation de largeur d’impulsion. Par définition c’est un circuit de contrôle de vitesse de moteur asynchrone réalisé en technologie LOCMOS. Il peut en outre commander 6 interrupteurs de type transistors (IGBT) ou de type thyristors dont la commutation est synchronisée pour former 3 signaux sinusoïdaux. La génération des signaux est strictement numérique. Ce principe permet d’obtenir dans le moteur des pertes inférieures à celles obtenues avec un système d’impulsions à largeur constante. Les entrées et les sorties sont protégées contre les effets électrostatiques.

La tension nominale d’alimentation est de 15V. (max. 18V)

Il est bon de noter que son utilisation est reservée exclusivement à la fonction MLI.


PROJET MLI session 99 Le circuit synthétise trois signaux déphasés de 120°

dont la tension moyenne varie sinusoïdalement avec le temps dans la bande de fréquence de 0 à 200 Hz.

Pour cela il utilise les signaux de trois porteuses dont la fréquence est un multiple entier de la fréquence de sortie finale.

La largeur de chaque impulsion est obtenue en modifiant à la fois la position du front montant et du front descendant de la porteuse. L'évolution de l'écart xn entre un front (montant ou descendant) de la porteuse et un front (montant ou descendant) de la modulation suit une règle bien précise que nous allons étudier.

Mise en évidence de l'écart xn

Porteuse

Modulation

x1 x2 x3 x4 x5 x6 x7

Détermination de la valeur de xn

Les valeurs de xn sont calculées de manière à ce que la moyenne des largeurs d'impulsion, à chaque instant, soit sinusoïdale avec le temps. Pour toute la suite de la démonstration, on utilisera un coefficient multiplicatif de 15 entre la fréquence de la porteuse et la fréquence


PROJET MLI session 99 de sortie. La sinusoïde finale est donc divisée en 30 parties égales (figure 5) :

Figure 5

On cherche à ce que l'aire compris entre la sinusoïde, l'axe des abscisses et les deux bords d'une division soit le même que celui d'un rectangle du deuxième signal (l'aire hachuré en haut = l'aire hachuré en bas). Cela signifie que, en valeur moyenne :

E*T de la sinusoïde = Eo *xn de l'impulsion modulée correspondante à un facteur constant près, soit :

2

E * 1 sin d = Eo * xn

2

donc E [ -cos ]1 = Eo * xn on obtient, avec E = Eo

xn = cos 1 - cos 2

Sachant que les angles vont de 12° en 12° (car T/30 en degrés donne 360°/ 30 parties = 12°), on peut définir l'ensemble des angles xn (voir tableau ci-dessous). Pour le calcul numérique, réalisé par le


E

E0

1 2 4 6 10 15 30

PROJET MLI session 99 HEF4752V, les valeurs de xn sont transformées en valeurs entières proportionnelles.

Le résultat de tous ces angles nous donne , à partir d'un signal de référence, deux signaux UR et UY, représentant deux phases (voir courbes page suivante). Pour la partie négative de la sinusoïde, on constate que les valeurs de Xn sont identiques mais affectées d'un signe négatif (signaux UR et UY). On s'aperçoit également que ces signaux ne comportent qu’une partie positive.

Or le moteur a besoin de sinusoïdes à tension positive puis négative. C'est pourquoi on envoie au moteur un signal qui résulte de la différence entre deux trains d'impulsions. On obtient alors le quatrième signal.


x0 x1 x2 x3 x4 x5 x6 x7 x8 x9 x10 x11 x12

-6 ° 6 ° 18 ° 30 ° 42 ° 54 ° 66 ° 78 ° 90 ° 102 ° 114 ° 126 ° 138 °

6 ° 18 ° 30 ° 42 ° 54 ° 66 ° 78 ° 90 ° 102 ° 114 ° 126 ° 138 ° 150 °

valeur calculée 0 0,043 0,085 0,123 0,155 0,181 0,199 0,202 0,208 0,199 0,181 0,155 0,123

valeur relative 0 3 6 8 11 12 14 14 14 14 12 11 8

x13 x14 x15 x16 x17 x18 x19 x20 x21 x22 x23 x24 x25

150 ° 162 ° 174 ° 186 ° 198 ° 210 ° 222 ° 234 ° 246 ° 258 ° 270 ° 282 ° 294 °

162 ° 174 ° 186 ° 198 ° 210 ° 222 ° 234 ° 246 ° 258 ° 270 ° 282 ° 294 ° 306 °

valeur calculée 0,085 0,043 0 -0,043 -0,085 -0,123 -0,155 -0,181 -0,199 -0,202 -0,208 -0,199 -0,181

valeur relative 6 3 0 -3 -6 -8 -11 -12 -14 -14 -14 -14 -12

x26 x27 x28 x29

306 ° 318 ° 330 ° 342 °

318 ° 330 ° 342 ° 354 °

valeur calculée -0,155 -0,123 -0,085 0

valeur relative -11 -8 -6 -3


Pour un bon fonctionnement du moteur, on cherche à ce que la valeur moyenne du signal VR-VY soit égal à chaque instant à celle d'une sinusoïde qui serait envoyée par le secteur à la même fréquence. Cette valeur moyenne est égale à la somme des largeurs positives S multipliée par la tension d'alimentation E0 et divisée par le temps d'une demi période T.

Calcul de S

Pour le signal UR en prenant A comme largeur de la porteuse

Largeur de la première impulsion : A + x28 + x29

Largeur de la deuxième impulsion : A + x0 + x1

. . .Largeur de la huitième impulsion : A + x12


PROJET MLI session 99 Pour le signal UY, déphasé de 120°, la première impulsion correspond à l'angle 18 soit:Largeur de la première impulsion : A + x18 + x19

Largeur de la deuxième impulsion : A + x20 + x21

. . .Largeur de la huitième impulsion : A + x2

On effectue maintenant l'opération UR - UY

S = A+x28+x29+A+x0+x1+...+A+x12 - (A+x18+x19+A+x20+x21+...+A+x2) = x3+x4+x5+...+x12-(x18+x19+...+x27) = 236notre valeur moyenne donne alors :

Vmoy = 236 * P * E0/T avec P temps de base d'impulsion à déterminer.

La tension moyenne d'une vraie sinusoïde est : T

Vmoy sin = 1 0 E0 sin t dt T

=2 E0/

si Vmoy = Vmoy sin alors 236P/T = 2E0/ soit P = 2T/236

Le calcul de largeur a été effectué pour 8 créneaux de UR soit 15 créneaux de VR-Y (coefficient choisit précédemment). Pour le HEF4752V, cela correspond à une fréquence au moteur de 50Hz. On en déduit que pour 50 Hz, P = 26,98 sec . Les valeurs de x s'obtiennent en multipliant la valeur proportionnelle par P :

X1 = 3 * 26,98 sec =80,94 sec

Remarque importante

Si la fréquence de sortie augmente ou diminue, la valeur de x va également augmenter ou diminuer. Par conséquent la tension efficace de sortie va varier, permettant ainsi d'obtenir U/f = cte


PROJET MLI session 99 Le facteur multiplicatif de 15 entre la fréquence

porteuse et la fréquence de sortie n'est utilisée que pour la gamme de vitesse du moteur la plus élevée. Pour améliorer la distribution des impulsions à des vitesses plus basses, la fréquence porteuse devient un multiple d'ordre plus élevé de la fréquence de sortie. Les points d'intersections des facteurs multiplicatifs sont pourvus d'un hystérésis entre celui à la montée et celui à la descente de manière à éviter les instabilités de fonctionnement en ces points. Le tableau ci-dessous donne des facteurs multiplicatifs dans la gamme de vitesse du moteur.

Fréquence moteur Facteur multiplicatif Fréquence porteuse

0,1 - 6,4 Hz 168 16,8 - 1070 Hz

5,7 - 8,9 Hz 120 675 - 1070 Hz

8,1 - 12,8 Hz 84 675 - 1070 Hz

11,2 - 17,9 Hz 60 675 - 1070 Hz

16,3 - 25,5 Hz 42 675 - 1070 Hz

22,3 - 35,7 Hz 30 675 - 1070 Hz

32,5 - 51 Hz 21 675 - 1070 Hz

44,6 - ... Hz 15 675 - ... Hz

coefficient multiplicatif de la fréquence

Le passage d’une plage à l’autre donne alors :

Seuil hytérésis

Pour la réalisation pratique de cette modulation, le HEF4752V utilise un certain nombre de compteurs-décompteurs ainsi que des codeurs commandés par le circuit NE566 et le circuit HEF4047. Nous n’étudierons pas la manière dont il les utilise.

Présentation du composant

Le circuit HEF4752 est composé de28 broches dont :

7 entrées de donnéesBRULE, NIECERON, PANOT /77

5,7Hz 6,4Hz

PROJET MLI session 99 4 entrées d’horloge2 entrées d’alimentation en 0 +15V3 sorties de test12 sorties pour la commande des IGBT

b) Schéma d’application et calculs

Pour mieux comprendre la fonction MLI nous allons décomposer le signal en Série de Fourrier.

F(x)

¤1 ¤2 ¤3 ¤4 ¤5 ¤6 ¤7 ¤8 ¤9 ¤10¤11 ¤12¤13 ¤14


ModulatriceModulatrice

Porteuse


Etude du signal

La fonction f(t) ne comporte pas d’harmonique de rang pair car f(t + T/2) = -f(t)

La fonction est impaire de période 2 ce qui signifie que a0 = 0 et an = 0

Le signal MLI ne comporte pas d’harmoniques de rang multiple de 3. En effet, le signal f(t) est composé du signal U10 et du signal U20, lesquels sont déphasés de 120° : f(t) = U10 - U20. Or pour les rangs 3n, on a

U10(3n) = b3n sin 3n U20(3n) = b3n sin 3n( - 2/3) Donc f(t) = b3n sin 3n - b3n sin 3n( - 2/3) = b3n sin 3n - b3n sin 3n + b3n sin 2/3

= 0

on peut donc maintenant décomposer le signal ainsi :

f(t) = ( bn sin (nt) avec = 2f = 1

n=1 2 T

on cherche donc l’expression des bn : bn = 0 f(t) sin nt dt

T 2 bn = 0 f(t) sin nt dt

2 E ¤2 ¤4 ¤6 ¤8

bn = 2* [ ¤1 sin nt dt + ¤3 sin nt dt + ¤5 sin nt dt + ¤7 sin nt dt]

-4E bn = [cos n¤2-cos n¤1-cos n¤4-cos n¤3-cos n¤6-cos n¤5-cos n¤8-

cos n¤7]



-4E bn = [cos n¤2+cos n¤4 +cos n¤6 +cos n¤8 ]-[cos n¤1 +cos n¤3 +cos

n¤5 +cos n¤7 ]

Dans le principe, on souhaite annuler le plus grand nombre d’harmoniques susceptibles de perturber le bon fonctionnement du moteur.

Or, après analyse, on constate que les harmoniques de rangs b2, b3, b4, b6, b8, b9, b10, b12, b14 sont éliminées. Comme harmoniques gênant, il reste les rangs b5, b7, b11, b13. Pour éliminer ces harmoniques, il suffit de choisir les angles ¤n de telle manière que

b5 = b7 = b11 = b13 = 0

Nous ne réaliserons pas ce calcul qui n’aurait aucun intérêt, car il dépend de la fréquence du moteur et les angles varient avec elle.Grâce à ce développement, il ne reste plus maintenant que des harmoniques de rangs 13, 17, ... ce qui ne perturbe plus beaucoup le moteur. Une étude, réalisée par un laboratoire d’applications, a établie la valeur des harmoniques. Ils ont obtenu les résultats suivants :

Le graphique correspondant est :


A1 A2 A3 A4 A5 A6 A7 A8 A9 A10 A11 A12 A13 A14

poteuse F15 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0,3 0

fonctionnementsans MLI

1 0 0 0 2 0 0,1 0 0 0 0,1 0 0,1 0

A15 A16 A17 A18 A19 A20

poteuse F15 0 0 0,3 0 0 0

fonctionnementsans MLI

0 0 0,6 0 0,5 0

étude théorique

0

0,5

1

1,5

2

2,5

1 3 5 7 9 11 13 15 17 19

rang


Un essai moteur nous a donné les résultats suivants :

On peut constater que la réponse en courant ci-dessous est pratiquement sinusoïdale :

c) Mesures et relevés


PROJET MLI session 99 Voici le relevé de deux sorties complémentées du

HEF4752V. Il présente une opposition de tension 0 ou 15V afin d’éviter tout empiètement des transistors de la commande. Ce relevé expose bien la commande MLI avec des largeurs d’impulsions différentes : étroites en début de période, larges en milieu, pour se resserrer en fin de période. Ce cycle se répète avec cette même période définit par la commande présentée précédement.

En approfondissant le signal, on peut observer quelques chose de particulier : en effet, on constate un décalage entre les fronts opposés. Le diagramme ci-dessous, zoom de 1000 fois et permet d’établir l’écart de commande entre deux transistors. IL est de 12,9s, temps de sécurité qui empèche un empiétement des transistors.

Relevé 2


0

0

Sorties HEF4752V

Sorties HEF4752V

PROJET MLI session 99 Pour la commande d’IGBT ou transistors, on considère un temps minimal de 2,7s. Cette valeur est donnée par les documents constructeurs préconisant un temps de « protection ».La commande de ces IGBT se fait par le biais d’une interface fournie chez Semikron. Celle-ci adapte et protège l’installation entre la partie commande et la partie puissance.

d) Conclusion

Le composant fournit bien un signal de commande MLI. Le développement en série de fourrier nous montre bien que les harmonique ont reculé. Le signal lui-même peut commander des IGBT avec un amplificateur de puissance. La suite de la partie commande concerne cette interface de puissance qui comporte des sécurités adaptées à la puissance.



3. Le SKHI22 de Semikron :

a) Pourquoi ?

C’est une interface de commande pour thyristors et transistors (IGBT). Ce driver est composé de 2 parties complémentaires pour la commande de 2 éléments. Sa particularité est d’avoir une isolation galvanique entre la partie commande et la partie puissance, évitant ainsi des risques de surtensions ou de courant trop fort. Notons une autre particularité importante et essentielle pour la « survie » des IGBT. Le SKHI22 génère des retards au niveau des commandes, très utiles lorsque vous devez commander un onduleur. Nous verrons dans les relevés suivants le temps de réponse d’un IGBT par rapport à sa commande. Ces retards évitent un empiétement des commandes. S’ils n’existaient pas, un court-circuit franc de l’alimentation serait fatal pour le système. Le court-circuit ocasionné dans notre cas se ferait à environ 536V continu .

b) Ce qu’il sait faire...

* 1 seule alimentation pour deux commandes.* Ajustage externe des retards, surveillance de l’alimentation, Rg on/off pour application spécifique.* Valeur de dV très élevée de 24kV/s (isolement par transfo au lieu dtd’optoélectronique.*Isolement entre commande et IGBT jusqu’à 4kV.*Courant de crête 3.3 A.*Signal d’erreur*Interverrouillage des entrées inerdisant la conduction simultanée.*Valim<13 V*VGE de commande 0-15<-15 +15*Compatibles CMOS avec une grande immunité au bruit*Protection contre les courts- circuits.*Coupure adoucie du court-cicuit.

Après avoir énumérées les fonctions spécifiques du SKHI22, nous passons maintenant au schéma et calculs relatifs à ses fonctions.



c) Schémas et calculs

Remarque :

On notera que le SKHI22 ne peut être vérifié qu’en l’associant avec les IGBT. Celui-ci ne pourrait fonctionner du à un manque de référence « Vce ».

Pour vérifier le temps de retard à la commutation, nous avons visualisé le temps de réponse d’un de nos IGBT. Sur le relevé ci-contre, nous pouvons constater qu’il faut environ 500ns de réponse, ce qui correspond à un temps minimum entre chaque commande de 1s :1 front montant + 1 front descendant.A noter, comme nous l’avons remarqué précédement que le HEF4752V intègre déjà un


Sortie HEF4047B

PROJET MLI session 99 temps de retard de 12,9s, le risque d’empiètement est donc nul.

Passons aux valeurs des résistances qui définissent les retards et les intervalles de commutations entre deux commandes.

Sur ce schéma, Vin représentent les entrées (commandes) et Vg sont les sorties des IGBT.

Ron/Roff :

La documentation constructeur préconise des résistances de 3.3 pour un temps de 1s. Ron et Roff caractérisent le temps de descente et de montée après la commande (schéma ci-dessus)

Rtd :

C’est un temps de sécurité de commutation entre les deux commandes évitant l’empiètement de 2 transistors. Il est donné par la formule :

TRtd (s) = 2.7+0.13.Rtd (k)

Le HEF4752V intègre déjà un temps de 12.9 s. Le temps minimum de commutation pour un IGBT est de 1 s. On choisit donc Rtd nul.


PROJET MLI session 99 tmin :

tmin est le temps de réponse lors de la détection d’un court-circuit. Il réalise la fonction atténateur de court-circuit. Il se calcul comme suit :

tmin=Tce . ln (15-Vcestat) (10-Vcestat)

Avec Tce=Cce (nF).10.Rce (k ) 10+Rce (k)

Et Vcestat=9.Rce (k )-25 10+Rce (k)

Le constructeur préconise un temps moyen de 1.75 s, ce qui correspond à Rce=24k et Cce=330pF.

d) Mesures et relevés

Pour ce premier relevé, nous constatons que les signaux sont identiques à l’entrée (HEF4752V) et qu’ils sont déphasés de /2. Pour effectuer cette mesure, on se place à « S1 » en tant que point de référence (masse oscillo) et à la « grille» de chaque IGBT. Cette mesure se fait avec une sonde différentielle afin d’éviter un court circuit de masse.Nous remarquons que A est commandé alors que B ne l’est plus et vis et versa. Notons que pour une commande positive du premier IGBT en +15V, nous avons bien une commande négative pour le second en -15V.


Sorties SKHI22

PROJET MLI session 99 Le résultat suivant montre la progression du retard.

Dans un premier temps, en entrée du SKHI22, nous avions un retard de 12,9s, auquel s’intègre le temps complémenté par le SKHI22 qui est de 2.7 s, on obtient donc un retard théorique de 15.6 s. Le temps mesuré prend en compte les variations de l’entrée, ce qui explique que le résultat relevé est différent de la théorie. (Relevé 3)

e) Conclusion

Le temps de retard minimum pour notre commande étant de 1s, nous sommes donc largement au dessus du minimum de sécurité (13 fois supérieur).Les commandes sont bien en +15V pour la commutation fermée et en -15V pour la commutation ouverte.Les IGBT sont commandés correctement et en toute sécurité.



4. Le HEF4047B

a) Pourquoi le HEF4047B ?

Comme nous l’avons vu précédement dans le schéma du HEF4752V, il est nécessaire de lui fournir des créneaux pour ses calculs. Rappelons qu’un système MLI peut se définir par une fonction de transfert où seraient impliquées une modulatrice et une porteuse. Nous pourrions apparenter les créneaux à la porteuse du MLI. Le HEF4047B a une autre fonctionnalité dans ce système : le réglage de la constante U/f. Cette deuxième particularité se gère à l’aide d’un potentiomètre et d’une capacité.

Voici donc la structure générale du composant et son cablage dans le système.

b) Schéma et calculs


PROJET MLI session 99 Le HEF4047B est un multivibrateur astable. C’est

entre outre un générateur de créneaux pouvant se trigger sur un front montant ou un front descendant.

Le fonctionnement en astable est établi lorsque l’entrée « Astable » est à l’état HAUT.

Ce mode génère des créneaux de fréquence déterminés par Rt et Ct, dont le rapport cyclique est de ½. A remarquer que la période de la sortie «oscillator input » est la moitié de celle des sorties «o » et «o », autrement dit le double de fréquence. Cette sortie est utilisée pour synchroniser les composants environnents entre eux. C ‘est une CLOCK.

Le HEF4047B peut également s’utiliser en compteur ou en monostable. Cependant ces différents types de fonctionnement ne nous intéressent pas dans le système du MLI. On retrouvera ces fonctionnalités dans la documentation technique du composant.

Voici donc le mode de calcul pour le fonctionnement Astable.



SORTIE « O »

tA=4.84*Rt*Ct

Le chiffre 4.84 est donné par la doc constructeur pour une certaine plage. Dans notre cas elle se définie par un Vcc de 15V.Ce qui donne les résultats suivants :

RT=6.889 k pour un Ct=100 pF

Le tout pour une fréquence de « porteuse » de 300 kHz. Avec les essais de la machine, nous nous sommes apperçu qu’une telle fréquence de porteuse donnait une réponse de U/f égal à 4.4. Ce qui représente le rapport d’une utilisation courante pour un réseau fixe (220/50).

Le potentiomètre Rt’ sert de réglage de fréquence. Une résistance fixe Rt de 3.5 k évite des valeurs de U/f trop petite. Cela aurait pour effets de diminuer les couples moteurs. La commande MLI serait absurde pour de trop faibles valeurs.

c) Mesures et relevés

Ci-joint les résultats des sorties « 10 » (A) et « 13 » (B) du HEF4047B.Ils sont satisfaisants. Le signal de la sortie « 10 » est de 300


Sortie HEF4047B

PROJET MLI session 99 kHz et d’amplitude +15V et celui de la sortie « 13 » est de 600 kHz et de même amplitude.

Les petits pics en début et en fin de créneaux sont dûs à des phénomènes de résonnance engendrées par les capacités dans le composant et le rayonnement de proximité.

d) Conclusion

La résistance Rt choisie est de 3.3k avec un potentiomètre de 5k. Les résultats obtenus sont satisfaisants. En effet, les signaux obtenus sont des créneaux de fréquence 300kHz et de rapport cyclique ½ pour un U/f de 4,4.

5. Le NE566

a) Pourquoi ?

Le NE566 sert de commande au générateur de MLI, celui-ci ayant besoin d’un signal de type rectangulaire périodique et de fréquence très élevée. En l’occurance nous avons besoin d’une fréquence de 600kHz. Le composant mis en question répond aux critères désirés. En effet, le NE566 génère ce type de signaux à des


PROJET MLI session 99 fréquences très élevées et d’une linéarité remarquable (Fig 1). Il s’apparenterait à la modulatrice du système MLI. Il fait varier la tension et la fréquence tel que U/f reste constant.

b) Application du composant

Ci-dessous le schéma type de montage pour ce composant.

Le NE566 est un générateur de créneaux. Il est très linéaire et est capable de fournir des fréquences pouvant aller jusqu’à 1MHz. C’est un oscillateur simple de fonctionnement. En effet, il suffit d’agir sur la patte numéro 5 appelée «modulation input » pour que la fréquence de sortie varie. Celle-ci suit une pente se résumant à la droite ci dessous (figure 1).

La précision ainsi obtenue permet une commande de bonne qualité.


F=Vc.x

0

50

100

150

200

250

300

350

15

13,7

3 12 10 8 6 5

3,9

1,46 0

Tension Vc

Fré

qu

ence

kH

z


Figure 1.

La tension de commande Vc est caractérisée sur une plage donnée par V-<Vc<V+. La faible capacité C2 doit être connectée entre 5 et 6, afin de limiter les oscillations éventuelles du système provenant d’un environnement bruyant. Les ponts diviseurs caractérisés par R1, R2, R3 permettent un réglage précis. R1(potentiomètre) effectue la commande principale, tandis que R2 et R3 exécutent la fonction de seuil max. : (R2, R3 limite la fréquence de sortie). La résistance R4 et la capacité C3 gère la fréquence par la formule :

F0=2[V+ - Vc] R4.C3.V+

La documentation technique préconise R4 tel que 2k<R4<20k.Afin de commandé notre HEF4752V dans toute sa plage, le NE566 devra fournir un créneaux de fréquence maximal de 600kHz.

R4 et C3 sont définit sachant que V+=12V.

F0= 15 6.R4.C3

soit R4=2.2k et C3=820pF

A noter que F0, la fréquence de sortie, est maximal lorsque Vc=0 et F0 minimal lorsque Vc=V+ évitant ainsi lors d’une coupure de la commande d’avoir un Vc=0. On aurai pour conséquence un F0 max. Dans notre cas, le moteur s’emballerai vers 3000tr/min pouvant détériorer la machine tournante.Pour éviter d’autres oscillations on choisira une capacité de 0.01 F recommandée par le constructeur.


Sortie NE566

PROJET MLI session 99 c) Relevés

Voici maintenant le relevé de la sortie du NE566, à 308 kHz.On s’aperçoit qu’il y a un offset, or le HEF4752V se commande avec un crénaux de 0 à V+. Pour le satisfaire on se propose de mettre une diode Zener de 3V3 avec une résistance R5 de 5.6k, limitant le courant dans la diode à 10 mA. Ensuite on fait rentrer le nouveau signal dans un trigger de Schmitt 40106B, les risques de parasitage et les seuils transitoires sont ainsi évités.

En entrée du HEF4752V nous pouvons observer le signal suivant.

d) Conclusion

Les crénaux obtenus sont bien de 0 à V+ et fréquence variable dont la fonction relative celle d’une droite.


Entrée du HEF4752B


6. Commentaires HEF4752V + SKHI22 + IGBT

Il est intéressant de comparer les relevés concernant les temps retard et observer ainsi que les temps d’empiétements n’existent pas. Ils sont par ailleurs suffisamment long pour cette application.

Schéma relevé 3 et relevé 2.

Sur le relevé ( sortie du MLI ), le HEF4752V impose déjà un temps de retard de 12.9 s ; temps largement suffisant pour la commande. La différence sur le relevé (sortie SKHI22 ) présente donc les temps de retard que le SKHI22 ajoute à l’entrée. Il est rappelé à la rubrique SKHI22 qu’une vérification de la commande n’est possible que si les IGBT sont assemblés.En ce qui concerne l’association générale de ces trois modules, il faut noté qu’il est possible de tester et de simuler la fonction MLI sur de faible puissance.En effet, il suffit de quelques centaines de millivolts (300mV) pour que l’IGBT fonctionne correctement. Dans un premier temps, c’est avec cette méthode que notre

commande MLI a été testée.

Dans un second temps, le système a été associé au moteur. Certaines précautions ont été prises car les tensions s’élèvent jusqu’à 580V en continu !. Le deuxième essai sur table a été testé en boucle ouverte (sans asservissement). La capacité de filtrage est soigneusement déchargée puis vérifiée après chaque arrêt (580V max a décharger).


PROJET MLI session 99 Le premier test de ce deuxième essai fut réalisé

sous tension variable afin de limiter les risques de dégradations matériels du à d’éventuelles erreurs.

Remarque : Il faut faire attention de bien cabler le SKHI22 et les IGBT. Une inversion pourrait, dans la plupart des cas détruire le SKHI22.

7. La BOUCLE de Régulation

a) Etude théorique

Précision de départ : la carte de boucle retour n'est pas un asservissement. En effet, la correction est effectuée à partir de données dynamo-tachimétrique ce qui n'est pas toujours synonyme de précision. La carte sert plutôt à conserver la vitesse la plus constante possible lorsqu'il y a une variation du couple résistant.

Pour effectuer cette correction, on utilise un montage composé de plusieurs Amplificateurs Opérationnels qui réalise le SADT présenté ci-dessous:

signal DT Adaptation

UDT DT U'DT

Traitement Adaptation

tension de du signal VS2 sortie UCM

commande Adaptation limiteur de

Uc commande vitesse Uref

synoptique général de la boucle retour

Nous allons détailler chaque bloc afin de comprendre comment fonctionne la boucle retour, d'abord d'un point de vue théorique, puis d'un point de vue pratique.

La commande du HEF4752V, par l'intermédiaire du NE666, présente une

BRULE, NIECERON, PANOT /77Uc

V2 V'2 Uref

PROJET MLI session 99 particularité : la tension de commande UC est inversement proportionnelle à la vitesse du moteur. Lorsque Uc vaut 15 V, le moteur est à l'arrêt. Afin de pouvoir comparer cette tension à celle de la dynamo-tachimétrique, qui elle évolue comme la vitesse, on est obligé d'inverser Uc. C'est le rôle du premier AOP :

b) Montage différentiel

fonction de transfert

Uc - Uref

Uref = -(R2 + R1) i + Uc donc (1) i = R1 + R2

V2 * R2

V'2 = R1 + R2

Uref - V'2Uref = - i R2 + V'2 donc (2) i = -

R2

R2

on déduit de (1) et de (2) Uref = (V2 - UC) R1

En choisissant R1 égale à R2, on obtient un gain de 1.

c) Limiteur de vitesse

Cette fonction, si on le désire, permet de fixer 4 seuils de vitesse maximum. Ainsi, selon la combinaison des interrupteurs, on peut limiter l'action du potentiomètre de commande à 1000 tr/min, 1500 tr/min, 2000 tr/min ou bien laisser la limite du système. Pour ce faire, on utilise le principe des diodes zener montées en parallèle à la sortie de l'AOP [adaptation de commande], c'est à dire à la tension Uref.

Essai du moteurBRULE, NIECERON, PANOT /77

-+


Afin de déterminer les seuils, sachant que la tension à la sortie du premier AOP varie de 0 à 15V, on recherche les valeurs des diodes zener disponibles. On relève ensuite pour chaque valeur de diode zener la tension renvoyée par la dynamo tachimétrique. Sachant que 0.06V = 1 tour, on peut trouver la vitesse du moteur.

TABLEAU DE VALEURS :

DIODE ZENER TENSION VITESSE RAPPORT

DISPONIBLE DT MOTEUR Udt/Ucommande

5,6V 46V 767 tr/min 8,21

6,2V 54V 900 tr/min 8,71

6,8V 61V 1016 tr/min 8,97

7,5V 68V 1133 tr/min 9

8,2V 76V 1267 tr/min 9,27

9,1V 85V 1417 tr/min 9,34

10V 95V 1583 tr/min 9,5

12V 115V 1917 tr/min 9,57

limite Ucommande 125V 2083 tr/min 9,12

13,7V

On choisit donc 3 diodes zener, le dernier seuil étant la limite de Uref

seuil 1000 tr/min : 6.8Vseuil 1500 tr/min : 10Vseuil 2000 tr/min : 12V

Dans la pratique, afin de sélectionner l'un de ces seuils, on utilise de simples interrupteurs 2 positions installer en cascade comme suit :



d) Adaptation dynamo tachymétrique

La dynamo tachymétrique délivre une tension de 0,06V pour 1tr/min. Pour adapter cette tension qui varie de 0 à 130V, on utilise un diviseur de tension :

Montage diviseur de tension

grâce au tableau présenté dans la paragraphe [limiteur de vitesse], on peut voir que le rapport entre la tension UDT et la tension Uref évolue sensiblement autour de 9,1. Il faut donc que le rapport du diviseur de tension soit de 9,1 avec la fonction de transfert suivante :

R2

U'DT = UDT

R1 + R2


R1

UDT

R2 U'DT

PROJET MLI session 99 On choisit pour valeur de résistances R1 = 33 k et R2 = 4k ce qui donne un rapport de 9,2. (En fonction des disponibilités, on choisit pour la résistance de 3.7k une résistance de 2.7k et une résistance de 1k).Remarque : la valeur de la résistance principale R1 étant de 33k pour une tension maximale de 120V, on obtient un courant de i = 120/33000 = 3.63*10-3

Asoit une puissance de P = Ri² = 0,43 W. On choisit donc des résistances de 0,5 W.

e) Traitement du signal

Nous possédons maintenant deux tensions comparables : la tension Uref qui correspond à la tension de commande et la tension U'DT qui correspond à la tension de la dynamo tachymétrique.

Dans la fonction [traitement du signal], ces deux tensions sont d'abord comparées à l'aide d'un montage AOP similaire au précédent (paragraphe adaptation commande). le résultat de cette soustraction Uref - U'DT

est additionné à la tension Uref, grâce à un montage sommateur présenté ci-dessous :

Montage sommateur

V1 V2

fonction de transfert : Vs1 = - R3 ( + ) R1 R2

(V1 = VS1 et V2 = Uref)

En choisissant R1 = R2 = R3, on obtient un gain de 1.


R1

VS1

V1 R2

V2

-+

PROJET MLI session 99 Nous constatons que le montage sommateur inverse

la tension de sortie. C'est pourquoi, à la suite de ce montage, on met un simple montage inverseur :

Montage inverseur

R2

fonction de transfert : Vs2 = - Vs1

R1

f) Adaptation sortie

Le signal, ainsi obtenu, ne peut pas être envoyé sur la carte de commande : il faut de nouveau le réinverser par rapport à la tension V2. On utilise pour cette adaptation le même montage qu'à l'entrée de la carte [adaptation commande]. Le résultat est envoyé sur la commande du NE566, permettant ainsi la commande du moteur tout en corrigeant les erreurs de vitesse.

Le schéma global théorique de la carte de boucle retour donne alors celui qui est présenté à la page suivante.


R2

R1

VS1 R1 VS2

-+


g) Etude pratique

étude du signal à travers la boucle retour

Afin de comprendre toute la théorie de la boucle retour présentée ci-dessus, on peut prendre un exemple de signal de commande et observer son cheminement et ses transformations à chaque étape du SADT. (Pour faciliter la compréhension, on ne prendra pas en compte la partie limitation de la vitesse).

Donnée de départ

V2 15V

Uc 8V

La tension V2 est toujours égale à 15V

La tension UC est prise à 8V pour l'exemple



Première étape : adaptation de la commande soit V2 - UC. On obtient

Uref 7V

En parallèle à cette première étape, il y a l'adaptation de la tension de la dynamo tachimétrique qu'il n'est pas utile de représenter. La tension adaptée U'DT est prise pour l'exemple à 5,5V, ce qui signifie que le moteur tourne moins vite par rapport à la tension de commande. On pourra ainsi constater tout l'effet de la boucle.

Deuxième étape : traitement du signal

1) comparaison de Uref et de U'DT : VS1 = Uref - U'DT on obtient :

VS1 1,5V

2) addition de VS1 et de Uref : VS2 = - ( VS1 + Uref ) on obtient :

VS2 -8,5V

3) inversion de VS2 on obtient :

-VS2 8,5V


PROJET MLI session 99 Troisième étape : adaptation sortie soit V2 - VS2. On obtient une tension de sortie égale à 15 - 8,5 = 6,5V, soit une tension inférieure à la tension de commande qui était de 7V. Le moteur va donc accélérer pour rattraper son retard. Nous pouvons estimer que la boucle de retour fait bien évoluer la vitesse du moteur en fonction de la tension de commande et du retour dynamo tachymétrique.

h) Réalisation pratique

Pour que les montages AOP soient le plus rentable possible, sachant que tous les gains sont réglé à 1, il faut respecter deux points :

Le premier point est la lutte contre les parasites. Les parasites, liés à l'environnement (proximité du moteur et de puissance), peuvent perturber la forme des signaux de chaque AOP. Pour les atténuer, on utilise plusieurs éléments : à chaque circuit, si l'emplacement le permet, on place des condensateurs céramiques entre le +15V et la masse et entre le -15V et la masse, au plus près du circuit. La valeur de ses condensateurs est de 0,22F. De même, pour éviter les parasites provenant de la tension d'alimentation en -15V +15V, on place entre le +15V et la masse et le -15V et la masse des condensateurs chimiques de 100F.

Le deuxième point concerne la valeur des résistances des AOP lorsque ceux-ci sont branchés en cascade. Il faut prévoir en effet que les valeurs des résistances d'un AOP soient supérieures à celles de l'AOP précédent. C'est pourquoi les résistances du pont diviseur du retour DT ont été choisi les plus petites possible, étant placées en début de chaîne. Les autres résistances ont les valeurs suivantes :

adaptation commande : 17kcomparateur Uref ; U'DT : 17kadditioneur : 39kinverseur : 47k

En ce qui concernent les AOP, se sont des TL081CN, dont le schéma de cablage est le suivant :



Ve- +15V

Ve+ Vs

-15V

A propos du retour DT ...

le signal délivré par la dynamo tachymétrique à la forme suivante :

Comme il n'est pas parfait, nous avons décidé d'une part de le redresser grâce à un pont de diodes, d'autre part de le lisser grâce à un jeu de deux condensateurs placés en parallèle.

En effet la tension délivrée par la DT peut atteindre 120V. Comme nous disposions de condensateurs 63V, nous en avons placé 2 en parallèle. Une résistance fixée au boîtier permet à ces condensateurs de se décharger plus rapidement et donc de renvoyer une information vitesse plus précise. Les condensateurs utilisés ont une valeur de 1000F.

Pour la protection générale de la plaque, nous avons placé en série sur l'alimentation +15V, -15V et sur le retour dynamo tachymétrique des fusibles d'une valeur de 500mA.Le typon a été réalisé d'abord sur papier pour l'emplacement des composants puis à l'aide du logiciel BIG-CI. Le résultat qui a permis la réalisation de la carte est présenté page suivante.



8. ETAPES et DIFFICULTES lors de la mise en service

Le câblage a été réalisé par le groupe lui-même. Guillaume a monté la partie commande et a effectué l’implantation des composants. Pascal a câblé la partie puissance et redressement, tandis qu’Olivier s’est occupé de la partie régulation avec un nouveau boîtier.

Le déroulement de la mise en service a débuté par l’alimentation de la commande. Les éléments de puissance étant encore séparés de ceux de la commande.

Différents points de sécurités ont été contrôlé, notamment l’alimentation de l’électronique par la boitier d’Alim. : On contrôle le +15V , -15V et le 5V. Ensuite , on


PROJET MLI session 99 regarde les signaux de commande de HEF4752V, en sortie du Ne566 et du HEF4047B. Une fois ceux-ci vérifiés, on visualise les entrées de commande du SKHI22 (sorties du 4752V) . Si les signaux correspondent à l’attente, on vérifie alors le retard et la commande de IGBT délivrés par le SKHI.

La vérification de la commande est terminée lorsque les états de sortie de la régulation sont validés (Udyna=0 ; Ucons=15V).La partie puissance peut-être vérifiée, avec notamment le redressement de la tension et la démarche de commande expliquée dans la partie « choix de contacteur ».

Les deux systèmes pourront être regroupés lorsqu’il y aura satisfaction complète de chacun d’entre eux.

Les difficultés de mise en service sont liées essentiellement à un parasitage excessif du au rayonnement du MLI (harmoniques 13-15-17). Pour les aténuer, on place des capacités de découplages aux bornes des composants.La tension de sortie de la dynamo tachymétrique a du être redressée puis filtré par des capacités de forte puissance.

Lors de la première mise en service de la boucle de retour sur plaque labdec, nous avons été confronté à un problème.

Une autre difficulté de conception et de calibrage des composant électronique. En effet, la régulation ne fonctionnait pas comme convenu. La consigne du NE566, alimentée en 15V, à besoin pour de cette même tension pour que le moteur soit à l’arrêt. Or la tension délivrée par la boucle de régulation n’était que de 14.4V (tension de sortie max. des amplis op.TL081). Elle avait pour conséquence de faire démarrer le moteur, potentiomètre de commande à 0. La solution retenue est celle d’alimenter le NE566 en 12V.

Ainsi, le seuil de démarrage qui était alors de 15V passe à 12V. La consigne étant de 14.4V le moteur ne démarre pas, potentiomètre de consigne à 0.

Lors de la mise en oeuvre de la carte électronique, le dernier AOP servant à adapter la tension de sortie ne fonctionnait pas. Après analyse du problème, nous


PROJET MLI session 99 avons constaté que la piste allant à la patte Ve- passait par une patte inutilisée du TL081, ce qui perturbait son fonctionnement. La solution provisoire retenue a été de couper la patte du composant. La solution définitive a été, par la suite, de couper la patte du support.

9. Boitier d’ALIMENTATION

a) Pourquoi ?


PROJET MLI session 99 Le boîtier d’alimentation a pour but de fournir du

+15V , -15V et la masse pour permettre d’alimenter la carte de commande (SKHI22) et la carte de consigne (régulation de vitesse et consigne).En effet, les TL081 (AOP) ont besoin d’une alimentation +15 , -15 et le NE566, HEF4752V, HEF4047B d’une alimentation 0 , 15V .Un 5V est prévu sur cette carte en cas de besoin (Régulation, mesure extérieure,…).

b) Schéma interne de la carte

Les entrées sont protégées par des fusibles calibrés.

c) Explication des schémas et calcul

On utilise donc un transformateur 220V / 2*16V + 2*8.6V .Le pont redresseur, fournit une tension redressée telle que Ured=U. , caractéristique d’un pont PD2.On place des capacités de découplage en céramique, afin d’éliminer les parasites de hautes fréquences. Les capacités chimiques servent de réservoir d’énergie lors de l’apparition de forts appels de courant ou de tension. Ils évitent ainsi que se soit le composant lui-même qui fournisse ces demandes d’énergie.Pour la partie concernant le 5V, c ‘est la même méthode.

Remarque : Pour obtenir, le +15V et le –15V, on prend deux

enroulements au secondaire monté en série, le point milieu sera alors la masse commune aux


PROJET MLI session 99 alimentations. On obtient donc entre ce point milieu et le potentiel + ou - une tension donnée par Ured’=Uenr. , soit une tension d’environ + ou - 22.6V.

Détermination des capacités chimiques :

Le régulateur fonctionne dans une plage comprise entre :

Vreg+2.5<Vreg<Vmax

Soit 17.5 V< 15 V< 22.6V (Vred)

Calcul de t1 :

Uc=22.6 sin(2.50.t1.)=17.5V

100.t1.=0.885 rad/s

t1=2.819 ms.

Maintenant cherchons td :

td=t1+ 0.5*10=8.82ms

td étant le temps de décharge de la capacité et sachant que la consomation de courant est d’environ 0.5A pour une chute de tension de Ud=22.6-17.5=5.1V. Nous pouvons déterminer C avec la formule :

C= I . td = 766 FUd

La valeur normalisée est de 1000 F. Les capacités de 0.22 F en céramique servent de filtre en tant que passe haut à une fréquence de 600 kHz.



En effet, le rayonnement du MLI est d’au monis 1MHz. Cette fréquence est dû au IGBT qui ont une fréquence de commutation à 1/1 s minimum.

d) Fond de panier de la carte

Le fond de panier doit pouvoir accueillir du 220V, il faudra toujours couper la commande avant de modifier le câblage.

e) Résultats d’exploitation

Tension relevée à l’oscilloscope :

f) Conclusion Les relevés sont concluants le choix des composants

correspond à la demande. La bôitier d’alimentation est montée dans l’armoire.



V. BOITIER DE TEST

a) Pourquoi ?

On choisit un boîtier de test afin de mesurer et de visualiser des parties du système MLI avec pour objectif de voir l’évolution en tension et en courant dans l’échelle des parties (Réseau,PD3,Onduleur).

Sur le boîtier, la partie « Réseau » nous permet de visualiser la tension composée, la tension simple de deux phases et le courant de la phase 1.

La partie « PD3 », donne la possibilité de voir la tension redressée par le PD3 et le courant relatif à cette tension avant et après le filtre. On observera les effets et la justification des valeurs du filtre, ainsi que les charges et les décharges des capacités.



Dans l’environement « Onduleur MLI », on visualise la tension simple et la tension composée au borne du moteur, on peut également avoir une image du courant.

En ce qui concerne les points tests de la commande, on peut se référencer sur les signaux de commande des SKHI22 sur une phase complète (2 signaux de commande déphasés de ). On pourra constater le déphasage de 2/3 sur une autre phase.

Ensuite la régulation de vitesse, se caractérise par le retour de la dynamo tachymétrique (reflet de la vitesse),la tension de consigne (vitesse désirée) et la tension de commande pour le NE566.

VI. CONCLUSION

Le projet « Modulation de Largeur d’Impulsion » est concluant : les différents essais, qu’il soit sur les composants électroniques ou sur les composants de puissance ont permi de justifier l’étude théorique réalisée auparavant.

Il a développé le sens du groupe et celui de la recherche par le biais des difficultés rencontrées.

Les connaissances acquisent au cour des deux années d’apprentissage ont pu être mises en valeur, et chacun a pu apporter ce qu’il a retenu personnellement en entreprise.


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