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THÈSE

PRÉSENTÉE A

L’UNIVERSITÉ BORDEAUX 1

ÉCOLE DOCTORALE DES SCIENCES PHYSIQUES ET DE L’INGÉNIEUR

Par Roxane LLIDO Ingénieur Polytech Marseille

POUR OBTENIR LE GRADE DE

DOCTEUR SPÉCIALITÉ : Électronique

Contribution à l’étude de la stimulation photoélectrique laser pour le développement de nouvelles méthodologies d’analyse de

défaillance

Directeur de recherche : Dean LEWIS Soutenue publiquement le 6 décembre 2012 Devant la commission d’examen formée de :

M. PERDU Philippe Expert senior CNES Toulouse Rapporteur M. PORTAL Jean-Michel Professeur IM2NP - Université Aix-Marseille 1 Rapporteur M. LEWIS Dean Professeur IMS - Université Bordeaux 1 Directeur M. POUGET Vincent Chargé de recherches IMS - CNRS Co-directeur M. GOUBIER Vincent Ingénieur STMicroelectronics Examinateur Mme MALBERT Nathalie Professeur IMS - Université Bordeaux 1 Présidente du jury M. DARRACQ Frédéric Maître de conférence IMS - Université Bordeaux 1 Invité

3

Á mes grands‐parents, Gisèle et Georges

5

Remerciements

Les travaux présentés dans ce manuscrit s’inscrivent dans le cadre d’une convention CIFRE entre la société

STMicroelectronics et le laboratoire IMS à Bordeaux, de novembre 2009 à novembre 2012. Un travail de

thèse est une longue aventure, très enrichissante aussi bien d’un point de vue scientifique que d’un point de

vue humain, qui ne saurait être menée sans l’aide précieuse de nombreuses personnes. Je tiens à remercier

sincèrement toutes celles et ceux qui ont contribué, directement ou indirectement, au bon déroulement de

ces travaux.

Tout d’abord mes remerciements s’adressent à mon directeur de thèse Dean Lewis, président de l’université

de Bordeaux 1, pour sa disponibilité, ses relectures et son aide en dépit de ses responsabilités. Je remercie

également Vincent Pouget, mon co‐directeur de thèse, pour la confiance qu’il m’a accordé.

Je remercie Gérald Haller, ancien manager du laboratoire Rousset Central Characterization and Analysis

Laboratory (RCCAL) pour m’avoir accueillie au sein de son service et pour ses conseils.

J’exprime toute ma gratitude à Jean‐Michel Portal et Philippe Perdu, je suis sensible à l’honneur qu’ils m’ont

fait en ayant accepté d’examiner ce travail en qualité de rapporteurs de mon manuscrit de thèse.

Ma respectueuse reconnaissance s’adresse également à Nathalie Malbert et Frédéric Darracq qui m’ont

accordé le privilège de prendre part à mon jury de soutenance de thèse.

Je remercie chaleureusement mon encadrant industriel Vincent Goubier, deputy manager du laboratoire

RCCAL, pour toutes ses idées, sa confiance et son aide permanente. Nos discussions constructives m’ont

toujours permis de progresser. Ces travaux n’auraient pas pu avancer autant sans lui.

Je suis sincèrement reconnaissante envers Arnaud Régnier, docteur‐ingénieur à STMicroelectronics, et

Pascal Masson, professeur à l’université de Nice Sophia Antipolis, pour avoir partagé avec moi leurs larges

compétences techniques en physique des semiconducteurs, pour leur aide et nos échanges.

Je tiens à remercier celui que je considère comme mon "binôme" pendant cette thèse, Jacky Gomez. Je le

remercie pour tout ce qu’il m’a appris, pour m’avoir aidé, et pour tous les moments où j’ai ri grâce à ses

blagues (pas drôles et tordues !). Ma thèse n’aurait pas pu être ce qu’elle a été sans lui.

Que l’ensemble des membres du laboratoire RCCAL trouvent ici ma gratitude pour leur sympathie, parce que

travailler dans un milieu où l’on se sent bien est d’une importance non‐négligeable dans la réussite d’une

thèse. En particulier, je tiens à remercier les membres de l’équipe Analyse de Défaillance pour la bonne

humeur qu’ils y font régner. Ce fut un plaisir de venir travailler chaque jour à leurs côtés : Stéphane, Karine,

Alexandre, Holly, Philippe, Christophe E., Maxime, Alban, Christophe G, et Brigitte.

6

Je remercie celui qui partage ma vie depuis toutes ces années pour son aide en école d’ingénieur et durant

ma thèse. Je le remercie de m’avoir facilité les tâches (parce qu’il avait essuyé les plâtres avant !) et de sans

cesse m’amener à m’améliorer.

Et le meilleur pour la fin... Je ne serai jamais assez reconnaissante envers mes parents, sans qui je n’en serai

pas là aujourd’hui. Je les remercie pour leur soutien sans faille au quotidien et depuis toujours, pour m’avoir

permis de réaliser mes études dans des conditions qui n’auraient pas pu être meilleures, et pour être là, tout

simplement. Pour toutes ces raisons je leur suis infiniment reconnaissante.

7

Table des matières

Introduction générale .................................................................................................... 13

Chapitre 1 : Contexte et état de l’art des techniques de stimulation laser infrarouge statiques ....................................................................................................... 17

I. Introduction .................................................................................................................................. 17

II. Les techniques laser dans le flot d’analyse .................................................................................... 17

III. Mise en œuvre .............................................................................................................................. 20

III.1 Mode pompe .............................................................................................................................. 20

III.2 Microscopie confocale à balayage laser ..................................................................................... 20

III.3 Utilisation de longueurs d’onde proche infrarouge ................................................................... 21

III.4 Les propriétés optiques du silicium ............................................................................................ 23

III.4.a L’absorption dans le silicium intrinsèque (non dopé) ............................................................................................ 23

III.4.b L’absorption dans le silicium extrinsèque (dopé) .................................................................................................. 24

III.4.c Amincissement et polissage du substrat ................................................................................................................ 26

III.5 Taille du spot laser ...................................................................................................................... 27

III.6 Résolution spatiale ..................................................................................................................... 28

IV. La stimulation thermique .............................................................................................................. 32

IV.1 Variation de résistance ............................................................................................................... 32

IV.2 Les techniques OBIRCH et TIVA .................................................................................................. 33

IV.2.a Présentation........................................................................................................................................................... 33

IV.2.b Effet du laser photoélectrique ............................................................................................................................... 35

IV.3 La technique SEI .......................................................................................................................... 37

V. La stimulation photoélectrique ..................................................................................................... 39

V.1 Interaction laser photoélectrique/circuit intégré ...................................................................... 39

V.2 Les techniques OBIC et LIVA ....................................................................................................... 42

V.3 Les techniques NB‐OBIC et SCOBIC ............................................................................................ 43

VI. Conclusion .................................................................................................................................... 45

8

Chapitre 2 : Etude de l’interaction du laser 1064 nm avec les composants élémentaires….. ................................................................................................................ 49

I. Introduction .................................................................................................................................. 49

II. La jonction PN ............................................................................................................................... 50

II.1 La diode N+/Pwell ....................................................................................................................... 50

II.1.a Caractérisation expérimentale ............................................................................................................................... 51

II.1.b Simulations TCAD ................................................................................................................................................... 51

II.2 La diode P+/Nwell ....................................................................................................................... 52

II.2.a Caractérisation expérimentale ............................................................................................................................... 53

II.2.b Simulations TCAD ................................................................................................................................................... 53

II.3 Corrélations et conclusion .......................................................................................................... 55

III. Le transistor NMOS ....................................................................................................................... 55

III.1 Sensibilité des mesures à la position du laser ............................................................................ 56

III.2 Présentation des résultats .......................................................................................................... 58

III.2.a Mode bloqué.......................................................................................................................................................... 58

III.2.b Mode passant ........................................................................................................................................................ 59

III.3 Etude en fonction de la longueur L du transistor ....................................................................... 61

III.4 Investigations plus poussées grâce à la TCAD ............................................................................ 65

III.4.a Photocourants induits dans la source et le drain ................................................................................................... 65

III.4.b Etude du transistor bipolaire parasite ................................................................................................................... 66

III.5 Conclusion .................................................................................................................................. 68

IV. Le transistor PMOS ....................................................................................................................... 69

IV.1 Substrat flottant ......................................................................................................................... 70

IV.1.a Mode bloqué.......................................................................................................................................................... 70

IV.1.b Mode passant ........................................................................................................................................................ 71

IV.1.c Etude en fonction de la longueur L du transistor ................................................................................................... 73

IV.2 Substrat connecté à la masse ..................................................................................................... 74

IV.2.a Mode bloqué.......................................................................................................................................................... 74

IV.2.b Mode passant ........................................................................................................................................................ 76

IV.2.c Etude en fonction de la longueur L du transistor ................................................................................................... 77

IV.3 Etude des jonctions PN du transistor ......................................................................................... 79

IV.4 Conclusion .................................................................................................................................. 81

V. Calibration et développement de modèles .................................................................................... 81

V.1 Calibration de modèles universels déjà existants ...................................................................... 81

V.1.a Le transistor NMOS ................................................................................................................................................ 81

V.1.b Le transistor PMOS ................................................................................................................................................ 85

V.2 Développement de modèles adaptés à nos technologies .......................................................... 88

V.2.a Le transistor NMOS ............................................................................................................................................... 88

V.2.b Le transistor PMOS ................................................................................................................................................ 91

9

V.3 Conclusion .................................................................................................................................. 94

VI. Inverseur ...................................................................................................................................... 95

VI.1 Présentation de la structure utilisée et validation électrique .................................................... 95

VI.2 Stimulation du transistor PMOS ................................................................................................. 98

VI.3 Stimulation du transistor NMOS ..............................................................................................100

VI.4 Conclusion ................................................................................................................................101

VII. Conclusion .................................................................................................................................. 102

Chapitre 3 : Développements expérimentaux et méthodologies ............... 105

I. Introduction ................................................................................................................................ 105

II. Présentation de la plateforme utilisée ........................................................................................ 106

II.1 Description générale du système iPHEMOS Hamamatsu ........................................................107

II.2 La stimulation laser avec l’iPHEMOS ........................................................................................109

II.2.a Généralités sur le microscope .............................................................................................................................. 109

II.2.b Le balayage laser .................................................................................................................................................. 110

II.2.c L’amplificateur ..................................................................................................................................................... 112

II.2.d La DALS box .......................................................................................................................................................... 113

III. Description des modules ............................................................................................................. 113

III.1 Contrôle du balayage laser .......................................................................................................113

III.2 Génération du signal pass/fail ..................................................................................................114

III.3 Contrôle de l’alimentation/mesure de la consommation ........................................................115

III.4 Contrôle de la puissance laser ..................................................................................................115

III.5 Automatisation de la cartographie ...........................................................................................115

IV. Etudes de cas .............................................................................................................................. 116

IV.1 Cas d’étude n°1 : phénomène de latchup et transistors parasites ..........................................116

IV.1.a Traiter les problèmes de latchup ......................................................................................................................... 116

IV.1.b Cartographie complète de la puce par stimulation laser pseudo‐dynamique ..................................................... 118

IV.1.c Présentation des résultats ................................................................................................................................... 120

IV.2 Cas d’étude n°2 : sensibilité en température ...........................................................................123

IV.3 Cas d’étude n°3 : cartographies en courant .............................................................................126

V. Shmoo (seuil paramétrique en fonction de la puissance laser) .................................................... 128

V.1 Principe .....................................................................................................................................129

V.2 Cas d’étude : microcontrôleur (technologie 90nm) .................................................................132

VI. Conclusion .................................................................................................................................. 135

Chapitre 4 : Les perspectives de la stimulation photoélectrique laser statique………. ................................................................................................................... 137

I. Introduction ................................................................................................................................ 137

II. Etude de l’interaction du laser 1064nm avec la capacité MOS ..................................................... 138

10

II.1 Présentation des résultats ........................................................................................................138

II.2 Extraction du rayon effectif du spot laser ................................................................................141

II.3 Structures de test .....................................................................................................................142

II.4 Procédure pour l’extraction automatique de la densité de pièges ..........................................143

II.4.a Modélisation de la structure MOS ....................................................................................................................... 143

II.4.b Procédure d’extraction des paramètres .............................................................................................................. 144

II.5 Analyse des résultats ................................................................................................................146

II.5.a La capacité NMOS ................................................................................................................................................ 146

II.5.b La capacité PMOS................................................................................................................................................. 147

II.5.c Comparaison des capacités NMOS et PMOS ....................................................................................................... 148

II.6 Analyse des résultats après stress ............................................................................................149

II.7 Perspectives ..............................................................................................................................151

II.7.a Mesures du SILC ................................................................................................................................................... 151

II.7.b Effets sur le transistor .......................................................................................................................................... 156

II.8 Conclusion ................................................................................................................................158

III. Les limitations du statique .......................................................................................................... 158

IV. La stimulation laser dynamique .................................................................................................. 160

IV.1 Principe général ........................................................................................................................160

IV.2 Les techniques dérivées ...........................................................................................................161

IV.2.a La technique DVM ................................................................................................................................................ 161

IV.2.b La technique LADA ............................................................................................................................................... 163

V. Utilisation d’un laser modulé ...................................................................................................... 164

VI. La stimulation laser impulsionnelle ............................................................................................. 165

VI.1 Présentation .............................................................................................................................165

VI.1.a Le taux de génération .......................................................................................................................................... 166

VI.1.b La longueur d’onde et le coefficient d’absorption ............................................................................................... 166

VI.1.c La durée d’impulsion............................................................................................................................................ 167

VI.2 Les apports de la stimulation impulsionnelle ...........................................................................168

VI.3 Calibration d’un modèle existant et simulations ......................................................................168

VI.3.a Calibration du modèle ......................................................................................................................................... 168

VI.3.b Simulation d’un inverseur .................................................................................................................................... 169

VI.3.c Simulation d’une chaîne d’inverseurs .................................................................................................................. 173

VI.4 Mesures sur les plateformes ATLAS et Méridian IV .................................................................175

VI.4.a Présentation des plateformes .............................................................................................................................. 175

VI.4.b Mesures sur l’inverseur ....................................................................................................................................... 176

VI.4.c Mesures sur la chaine d’inverseurs ...................................................................................................................... 177

VII. Conclusion .................................................................................................................................. 179

Conclusion et perspectives ......................................................................................... 181

Contribution scientifique de l’auteur ..................................................................... 183

11

Références bibliographiques ..................................................................................... 185

Table des symboles ....................................................................................................... 197

Liste des acronymes et anglicismes ......................................................................... 199

Liste des figures .............................................................................................................. 201

Liste des tableaux .......................................................................................................... 209

13

Introduction générale

a microélectronique est de plus en plus présente dans notre vie quotidienne. La gamme de

produits n’a cessé de s’étendre, et on en retrouve aujourd’hui partout : applications nomades

(téléphonie mobile, tablettes, etc.), automobile, électroménager, aérospatial, multimédia, voire même dans

des domaines très prometteurs comme le médical. Nous allons bientôt en trouver dans nos chaussures et

dans des applications que nous n’aurions jamais imaginées. Il est probable que dans quelques années les

progrès apportés changent notre vie, par exemple, dans la médecine. La microélectronique est donc de plus

en plus présente dans nos vies et nous aurions, sans doute, bien du mal à nous en passer. Grâce aux progrès

remarquables que l’on constate ces dernières années, les performances des produits ne font qu’augmenter.

Le marché de la microélectronique est très porteur et a par conséquent besoin d’innover sans cesse. Pour

répondre à ce besoin grandissant, les technologies évoluent, les transistors sont de plus en plus petits, leur

nombre est de plus en plus grand, la consommation du produit doit être de plus en plus faible, etc. (Figure

0‐1). Ces évolutions technologiques ininterrompues, entraînant une course à la miniaturisation, rendent la

fabrication des circuits intégrés de plus en plus délicate et coûteuse. Or, une des conditions nécessaires à

cette course vers le progrès est d’avoir des bons rendements de fabrication et des composants fiables. En

effet, on ne peut pas imaginer que son airbag ne fonctionne pas au moment d’un choc, ou qu’un satellite

s’arrête subitement de fonctionner. Pour cela, de nombreux tests sont effectuées sur les puces de façon à

calculer le rendement de production et isoler celles qui sont défaillantes. Nous avons ensuite recours aux

laboratoires d’analyse de défaillance pour localiser le défaut et en déterminer l’origine. De cette façon, une

action corrective sera mise en place pour améliorer le rendement. Les laboratoires d’analyse de défaillance

disposent de tout un panel de techniques permettant d’adresser différents types de défauts. Cependant,

avec l’évolution des technologies, certaines techniques de test et d’analyse des circuits intégrés rencontrent

des limitations. Il est donc nécessaire de développer de nouveaux outils et/ou de nouvelles techniques, ou

de les améliorer. Les techniques les plus couramment utilisées pour la localisation de défauts sont basées sur

l’émission de lumière et la stimulation laser. Elles rencontrent un important succès dans les laboratoires

d’analyse de défaillance et sont par conséquent très utilisées.

L


14

Figure 0‐1. Evolution du nombre de transistors intégrés dans un microprocesseur grand public (gauche) et réplique du premier transistor inventé par Bardeen, Shockley et Brattain, réalisée par Lucent Technologies à

l’occasion du 50ème anniversaire de son invention (droite).

L’objectif principal de ce travail de thèse est de mettre en œuvre la stimulation photoélectrique laser au

laboratoire d’analyse de défaillance de STMicroelectronics Rousset et de développer des méthodologies

associées, dédiées à la localisation de défauts pour les technologies 90nm. Ce travail de recherche s’articule

autour de deux axes. Le premier concerne la compréhension des phénomènes mis en jeu lors de l’interaction

du laser photoélectrique avec le silicium, le deuxième concerne la mise en pratique de cette technique au

travers de méthodologies que nous avons développées. Dans ce contexte, les études exposées sont décrites

aux travers de quatre chapitres couvrant des aspects théoriques jusqu’à la mise en œuvre des

méthodologies développées sur des cas d’études concrets.

Dans le premier chapitre nous présenterons les techniques d’analyse par stimulation laser statiques dédiées

à l’analyse de défaillance des circuits intégrés les plus couramment employées, ainsi que leur mise en œuvre.

Elles sont réparties en deux catégories suivant la longueur d’onde du laser utilisé : photoélectrique et

thermique. Ces techniques sont actuellement très employées dans le cadre de la localisation de défauts.

Nous préciserons également le contexte dans lequel elles sont utilisées dans le flot d’analyse de défaillance.

Le second chapitre est dédié à la compréhension et l’interprétation des résultats obtenus suite à la

stimulation photoélectrique laser d’un circuit. Pour cela, nous nous focaliseront sur les phénomènes

physiques mis en jeu lors de l’interaction du laser photoélectrique avec les dispositifs élémentaires (diode,

transistor, etc.). Les simulations présentées dans ce chapitre permettent d’améliorer la connaissance de

l’interaction laser photoélectrique‐circuit intégré. Grâce à cette étude, nous verrons que les techniques à

base de stimulation photoélectrique laser statiques, qui font l’objet de ce travail de thèse, rencontrent

certaines limitations et semblent mieux adaptées à une mise en œuvre dynamique.

Ainsi, diverses solutions sont proposées dans le troisième chapitre pour améliorer les techniques à base de

stimulation photoélectrique laser statique dans le but de les adapter et obtenir plus facilement des résultats

et/ou plus facilement interprétables. De plus, nous verrons que les solutions proposées sont également

1000

10000

100000

1000000

10000000

100000000

1000000000

1970 1980 1990 2000 2010

Nombre de transistors

Année


15

applicables à la stimulation thermique laser, qu’elles permettent aussi d’automatiser les expériences et de

repousser les limites de notre équipement.

Le dernier chapitre est dédié aux perspectives de la stimulation photoélectrique laser statique et débute par

une étude qui montre que cette technique a un potentiel qui lui permet d’être utilisée dans un autre

domaine que l’analyse de défaillance. En effet, il s’avère que le laser photoélectrique peut être utilisé non

seulement comme un outil de localisation de défaut, mais aussi comme un outil de caractérisation. Ensuite,

nous présenterons les solutions qui ont été développées cers dernières années pour faire face aux

limitations du mode statique, à savoir, la stimulation dynamique et la stimulation impulsionnelle. Enfin, les

résultats obtenus par cette dernière technique, en simulation, et en mesures sur les plateformes que nous

avons à disposition, seront présentés.

Enfin, lors d’une conclusion, les différents résultats exposés dans ce manuscrit de thèse seront résumés.

Nous mettrons également en perspective le potentiel des méthodologies que nous avons présentées et les

travaux envisageables pour approfondir d’avantage les résultats obtenus dans le cadre de cette thèse.

17

Chapitre 1 : Contexte et état de l’art des techniques de stimulation laser infrarouge statiques

I. Introduction

e chapitre dresse un état de l’art des techniques de stimulation laser infrarouge statiques

appliquées à l’analyse de défaillance pour la localisation de défaut. Le terme "statique" signifie

que le circuit sous test est placé dans une configuration statique, il en est de même pour la stimulation laser

utilisée. Nous allons dans un premier temps présenter le contexte dans lequel sont utilisées ces techniques

dans le flot d’analyse de défaillance. Ensuite, nous les présenterons et classerons en deux catégories :

‐ Les techniques à base de stimulation thermique : elles sont bien connues et très couramment

employées dans le cadre de l’analyse de défaillance de nos jours.

‐ Les techniques à base de stimulation photoélectrique : elles ont fait leur preuve mais restent très

peu mises en œuvre de par leur interprétation difficile. Elles sont plutôt utilisées dans une

approche dynamique, pour améliorer par exemple leur sensibilité.

Ces techniques emploient un laser continu de longueur d’onde adaptée à la stimulation laser souhaitée

(thermique ou photoélectrique).

II. Les techniques laser dans le flot d’analyse

L’analyse de défaillance est le processus mis en œuvre pour trouver l’origine du dysfonctionnement

d’un circuit intégré (CI) et expliquer les mécanismes de défaillance. Il est important de souligner que la

défaillance d’un composant n’est pas exclusivement intrinsèque au CI, elle peut provenir aussi de son

assemblage ou de son environnement.

Il y a quelques années, les CI étaient réalisés dans des technologies microscopiques robustes et les

techniques d’assemblage étaient peu complexes. L’analyse de défaillance sur de tels dispositifs pouvait

C

Chapitre 1

18

parfois se limiter à un diagnostique électrique confirmant la défaillance, suivi d’une analyse physico‐

chimique. En effet, dans certains cas les défauts pouvaient être localisés visuellement par observation

optique. Dans les cas les plus difficiles, la microscopie électronique à balayage (couramment appelée SEM

pour Scanning Electron Microscopie) était mise en œuvre pour observer et localiser le défaut. Cependant,

aujourd’hui cette approche n’est plus possible car les CI sont issus de technologies submicroniques et mis en

boitier par des techniques d’assemblage complexes. La localisation du défaut devient pratiquement

impossible sans faire appel à des techniques et des outils d’analyse modernes et adaptés.

Lors d’une analyse de défaillance, tout commence par le diagnostique électrique mettant en évidence un

problème. Il peut être réalisé de différentes façons, plus ou moins complexes. Cela peut être fait de façon

statique en alimentant le circuit et en mesurant le courant de consommation en traçant des caractéristiques

courant‐tension (appelées couramment IV). Cela peut être aussi fait de façon dynamique en réalisant un test

fonctionnel faisant intervenir des vecteurs de test et des signaux variables dans le temps, voire même un

shmoo. Dans ce dernier cas, la fonctionnalité du circuit est testée en adressant l’ensemble des entrées et

sorties du composant. Deux résultats sont alors possibles :

‐ Le composant ne marche pas du tout on parle alors de défaut fonctionnel,

‐ Le composant fonctionne sur une partie de sa plage de fonctionnement nominale.

Dans ce dernier cas, la plage de fonctionnement est explorée selon deux paramètres, qui sont généralement

la tension d’alimentation et la fréquence de fonctionnement du circuit. La figure obtenue est appelée shmoo

(Figure 1‐1). Le circuit est dit "pass" lorsqu’il est fonctionnel, et "fail" lorsqu’il est défaillant. La frontière

entre ces deux zones est une région d’instabilité électrique où le CI peut fluctuer entre l’état fonctionnel et

défaillant. Dans ce cas, le défaut sera mis en évidence à l’aide de techniques présentées dans le dernier

chapitre de ce manuscrit.

Figure 1‐1. Exemples de Shmoo [MACHOUAT'08].

VDD (V)

Période (ns) Période (ns)

Période (ns) Période (ns)

VDD (V)

VDD (V)

Pass

Fail

Pass

Fail

Fail

Pass Pass

Fail

VDD (V)

Chapitre 1

19

Cette première étape de caractérisation électrique est essentielle et dévoile les premières informations sur

l’origine du défaut. Elle permet d’orienter l’étape suivante faisant l’objet de ce travail de thèse : la

localisation spatiale du défaut (Figure 1‐2).

Figure 1‐2. Flot simplifié d’une analyse de défaillance.

De nombreuses techniques ont fait l’objet de recherches approfondies ces dernières années et sont

aujourd’hui disponibles pour localiser précisément un défaut par la face arrière [SOELKNER'94, HEINRICH'90].

En fonction de sa signature électrique, la technique la plus adaptée sera choisie. L’analyse physique suite à

sa localisation mène à son identification et/ou à l’origine de son apparition, elle permet ainsi d’apporter les

corrections au problème qui était à l’origine du défaut. Il est important de préciser que cette étape est

destructive donc irréversible. Les techniques de localisation les plus couramment utilisées sont l’émission de

lumière, la thermographie, et les techniques à base de stimulation laser.

L’émission de lumière en analyse de défaillance est utilisée depuis la fin des années 80 en approche face

avant [KHURANA'86]. Cette technique a été ensuite améliorée afin de permettre son application à l’analyse

par la face arrière [BARTON'96, KASH'98]. Aussi appelée EMMI (EMission MIcroscopy) ou PEM (Photon

Emission Microscopy), elle est utilisée lorsque le diagnostique électrique indique une fuite de courant dans

le circuit et où les suspicions sont orientées vers des défauts de jonctions dans les zones actives du silicium.

L'analyse de circuits par émission de lumière consiste à activer électriquement le composant en le mettant

dans sa configuration de défaillance et à observer la lumière émise par le circuit. Les mécanismes de

l’émission de lumière ont lieu généralement dans les éléments semiconducteurs et sont le résultat de

différents phénomènes physiques. En effet, certains défauts comme les fuites dans les jonctions, les

transistors MOS en saturation lorsqu’ils sont parcourus par un courant, les fuites dans les oxydes (claquage),

les phénomènes de latchup et bien d'autres cas, peuvent induire des phénomènes physiques ayant pour

conséquence une photoémission de lumière. Il est important de souligner que des circuits de référence, c’est

à dire non défaillants, peuvent présenter des sites d’émission de lumière normaux car ils sont régis par les

lois de la physique des semiconducteurs.

La thermographie est une technique qui permet quant à elle de cartographier les émissions de chaleur

émises par un circuit intégré. En effet, certains défauts comme les court‐circuits dans les éléments

métalliques dissipent une forte chaleur lorsqu’ils sont soumis à des tensions et des courants importants. Les

longueurs d’onde d’émission ont lieu dans une large gamme allant du proche infrarouge (1µm) jusqu’à

l’infrarouge lointain (10µm). La détection de ce rayonnement nécessite par conséquent l’utilisation de

capteurs adaptés.

Chapitre 1

20

Dans ce chapitre nous allons nous intéresser aux techniques les plus utilisées pour la localisation de défauts

à base de stimulation laser infrarouge, elles présentent l’avantage d’être non destructives et facilement

mises en œuvre.

III. Mise en œuvre

Les différentes techniques d'analyse optiques vont être présentées et détaillées dans la suite de ce

chapitre, mais auparavant, nous allons brièvement présenter la façon dont elles sont mises en œuvre.

III.1 Mode pompe

Les techniques laser sont regroupées en deux principales catégories selon que le laser est utilisé en

mode sonde ou pompe. Dans l’approche dite sonde, le faisceau laser permet de prélever des informations

sans modifier le comportement du circuit en analysant la lumière transmise ou réfléchie par ce dernier. Dans

l’approche pompe, le fonctionnement du circuit sous test est perturbé par le faisceau laser qui est utilisé

comme source d’énergie et le détecteur de cette perturbation est le circuit lui‐même.

Nous nous intéresserons dans ce travail de thèse uniquement à des techniques basées sur l’approche

pompe. En effet, elles sont bien adaptées à la localisation de défaut puisque la perturbation générée par le

faisceau laser dépend directement de l’état électrique de la zone stimulée. Dans cette approche, le laser

apporte au composant de l’énergie de façon à modifier son comportement. L’approche sonde ne sera pas

abordée car elle n’est actuellement pas mise en application pour la localisation de défaut, et les contraintes

imposées par les nouvelles technologies ont fait privilégier l’approche pompe qui est plus simple à mettre en

œuvre.

La plupart des techniques pompes en environnement industriel sont implantées sur un microscope confocal

à balayage laser et permettent d’établir des cartographies de sensibilité avec une très bonne résolution

[COX'82, JUSKAITIS'94, FRITZ'90].

III.2 Microscopie confocale à balayage laser

Un système optique à base de lentilles permet de focaliser le laser qui balaie pixel par pixel

l’échantillon sous test (Figure 1‐3). Ce balayage est assuré par un élément appelé scanner, composé de deux

miroirs galvanométriques permettant le mouvement du faisceau laser selon deux axes perpendiculaires (x et

y). Une partie de l’onde laser incidente est réfléchie sur la face active du circuit, elle repasse alors par le

chemin optique et est déviée par un miroir semi‐réfléchissant vers une photodiode. Sur le chemin optique

entre la caméra et le CI, un diaphragme de faible dimension est placé au niveau du point focal. Ce

diaphragme agit comme un filtre et permet de sélectionner uniquement la composante réfléchie par le plan

observé et d’éliminer la composante réfléchie par la face arrière du circuit. Ainsi on élimine la lumière

diffractée par la surface du silicium qui est d’ailleurs réfléchie en dehors du plan d’observation. Ceci permet

Chapitre 1

21

d’améliorer la résolution et le rapport signal sur bruit. La profondeur de champ est réduite, c’est pourquoi

on parle de microscopie confocale. La photodiode convertit l’intensité lumineuse de l’onde réfléchie en

signal électrique analogique synchronisé avec le balayage laser qui est envoyé vers une entrée vidéo de

façon à obtenir une image optique du circuit sous test, couramment appelée "pattern". La partie de l’onde

absorbée par le circuit sous test affecte ses propriétés électriques. Ces variations électriques engendrées par

le laser sont également synchronisées avec le balayage laser et envoyées sur une autre entrée vidéo de

façon à obtenir une cartographie des variations électriques. La superposition de ces deux images permet

d’obtenir une localisation très précise des zones sensibles.

Figure 1‐3. Schéma de principe de la microscopie confocale à balayage laser.

Le circuit est généralement en mode statique (aucune activité interne), mais comme nous le verrons dans le

dernier chapitre, nous pouvons aussi le placer en mode dynamique (le circuit intégré sous test est activé par

une séquence de test, par exemple avec un testeur externe, ou automatiquement, par exemple lorsqu’il y a

des oscillateurs en anneaux). Deux cas sont ensuite possibles : une tension de polarisation constante est

appliquée au circuit et l’on cartographie les variations de courant électrique induites par le laser à l’aide d’un

système d’amplification ; ou bien un courant électrique constant est appliqué au circuit sous test et ce sont

les variations de tension qui sont cartographiées via un amplificateur.

III.3 Utilisation de longueurs d’onde proche infrarouge

Ces techniques utilisent les propriétés optiques du substrat en silicium des CI, c’est pourquoi nous

allons, avant de présenter les techniques de localisation de défauts, exposer ces propriétés.

Les longueurs d’onde dans le proche infrarouge (entre 1000nm et 1400nm) sont les plus utilisées parce

qu’elles sont bien adaptées à la localisation de défaut par la face arrière, et cela pour différentes raisons que

nous verrons par la suite. Il convient tout de même de minimiser les pertes optiques dans le substrat de

silicium du CI. Pour cela plusieurs possibilités peuvent être mises en œuvre comme amincir le substrat et

avoir un bon état de surface (poli miroir). Les pertes optiques sont liées au coefficient d’absorption optique

α par la loi de Beer Lambert donnant l’énergie transmise Ip à travers une épaisseur d en fonction du

coefficient de réflexion air‐semiconducteur R et de l’énergie incidente I0 :

Chapitre 1

22

1 Équation 1‐1

Le coefficient d’absorption du silicium aux longueurs d’onde généralement employées (1064nm et 1340nm)

est très faible et ces faisceaux laser possèdent une grande capacité de pénétration dans le silicium.

Cependant, nous verrons dans le paragraphe suivant que différents phénomènes d’absorption sont induits

lors de la propagation du faisceau laser à travers le substrat et il convient aussi de les prendre en compte.

Les longueurs d’onde des faisceaux laser utilisés dans les techniques d’analyse par la face arrière sont

optimisées en fonction de l’objectif de la technique et en fonction de la transmission à travers le substrat de

silicium. Par exemple, en ce qui concerne la stimulation photoélectrique, la génération maximale de paires

électron‐trou dans le silicium est à environ 800nm [MELINGER'94]. Mais nous sommes dans une situation face

arrière, nous devons donc prendre en compte l’absorption dans le silicium. Le coefficient d’absorption est

minimisé pour des photons d’énergie proche de la bande interdite du silicium. Par contre la génération de

porteurs est beaucoup moins efficace à ces longueurs d’onde. Il faut donc trouver un compromis entre

l’absorption optique et la génération de porteurs (Figure 1‐4).

C’est pourquoi l’amincissement du substrat est nécessaire pour d’une part diminuer le taux d’absorption et

d’autre part, maximiser la génération de porteurs dans le silicium. La technique de stimulation laser

thermique pose moins de problème lors de son application en face arrière car la longueur d’onde utilisée est

supérieure à la bande d’énergie interdite du silicium de façon à éviter la génération de porteurs. L’intensité

transmise à la zone active dépend uniquement du coefficient de réflexion et de l’absorption dans le silicium

si ce dernier est dopé. Dans ce cas, le silicium doit être aminci de façon à maximiser la transmission de

l’intensité laser à travers le substrat. En ce qui concerne la qualité de surface, toutes les techniques laser

nécessitent une surface polie optique miroir afin de minimiser la rugosité de surface et la diffraction.

Compte tenu des technologies étudiées (plusieurs niveaux et forte densité métallique) durant ces travaux de

thèse, nous avons mis en œuvre uniquement des techniques de type pompe par la face arrière du circuit.

Pour cela, nous avons privilégié deux longueurs d’onde : 1340nm pour la stimulation thermique laser, et

1064nm pour la stimulation photoélectrique laser.

Figure 1‐4. Coefficient d’absorption du silicium (dopé P) en fonction de la longueur d’onde et du dopage [JOHNSTON'93].

Chapitre 1

23

III.4 Les propriétés optiques du silicium

L’approche pompe est basée sur la capacité du faisceau laser à modifier localement les paramètres

physiques du circuit sous test. Afin de mieux comprendre ce phénomène et d’analyser les différentes

méthodologies de test qui en découlent, il convient de se pencher sur les propriétés optiques des métaux,

des oxydes, et des semiconducteurs. Dans ce manuscrit nous nous intéresserons aux technologies silicium.

En ce qui concerne les métaux, le faisceau laser est très fortement absorbé, l'énergie lumineuse absorbée est

entièrement convertie par effet photothermique en énergie thermique [ASPNES'83, PHILIPP'60]. Nous

retrouvons le même phénomène au niveau des semiconducteurs polycristallins [GERVAIS'93]. Concernant les

oxydes, ils sont généralement transparents et agissent sur la quantité d'énergie transmise ou réfléchie par

effet Fabry‐Perrot. Enfin, en ce qui concerne les semiconducteurs, les propriétés optiques sont

essentiellement gouvernées par le coefficient d'absorption optique, il convient de distinguer le cas du

silicium intrinsèque et du silicium extrinsèque.

III.4.a L’absorption dans le silicium intrinsèque (non dopé)

L’absorption optique dans le silicium est constituée essentiellement des mécanismes d’absorption

intrabande et interbande. Pour le silicium cristallin intrinsèque le mécanisme d’absorption est uniquement

interbande et dépend donc de la structure de bande du silicium. Un photon incident est absorbé seulement

s’il peut exciter un électron de la bande de valence jusqu’à la bande de conduction. Ainsi un photon

extérieur ne peut être absorbé que si son énergie est suffisante pour exciter un électron de la bande de

valence et lui faire faire une transition jusqu’à la bande de conduction. Cela signifie que seuls les photons

ayant des énergies supérieures ou égales à l’énergie de bande interdite du silicium sont absorbés, tandis que

les photons d’énergie inférieure le traversent. Le silicium cristallin intrinsèque est donc transparent pour des

longueurs d’ondes supérieures à 1,1μm (Figure 1‐5).

Figure 1‐5. Coefficient d’absorption en fonction de la longueur d’onde pour le silicium intrinsèque.

Chapitre 1

24

Le coefficient d’absorption du silicium intrinsèque est souvent considéré ne dépendre que de la longueur

d’onde du faisceau (entre 0,8µm et 1,06µm) [GERVAIS'93, SARITAS'87, SARITAS'88] :

cm 85,01λ 77,104 pour 0,8μm 1,06μ Équation 1‐2

Nous remarquons que le coefficient d’absorption devient négligeable pour des longueurs d’onde proches de

1,1µm, ce qui correspond à la longueur d’onde équivalente à sa bande d’énergie interdite (Egap = 1,12eV

λgap = 1,1µm). Pour des longueurs d’onde supérieures à λgap le coefficient d’absorption est nul. L’inverse du

coefficient d’absorption est alors directement représentatif de la profondeur de pénétration de l’onde laser :

Équation 1‐3

où d correspond à la distance pour laquelle l’amplitude de l’onde est atténuée d’un facteur 1/e. La Figure 1‐6

représente ce coefficient d’absorption ainsi que la distance de pénétration d’une onde laser comprise en

800nm et 1064nm pour le silicium monocristallin :

Figure 1‐6. Coefficient d’absorption et coefficient de pénétration en fonction de la longueur d’onde pour le silicium monocristallin.

On remarque que pour des longueurs d’ondes proches de 1064nm la transmission du silicium monocristallin

est très importante, mais elle diminue rapidement lorsque la longueur d’onde est plus petite. Le choix des

longueurs d’onde dans le proche infrarouge est donc bien adapté pour des analyses laser à travers un

substrat en silicium.

Cependant, le silicium monocristallin est très peu utilisé dans la fabrication des circuits intégrés, on utilise

généralement du silicium monocristallin ayant subit un dopage N ou P pour améliorer les performances

électriques.

III.4.b L’absorption dans le silicium extrinsèque (dopé)

Du point de vue optique, la concentration d’impuretés introduites volontairement dans le silicium

influe aussi sur le coefficient d’absorption optique [MELINGER'94, KOSKOVICH'88, KOSKOVICH'90, GERVAIS'93,

ESSICK'93], comme nous pouvons le voir sur la Figure 1‐7 qui donne l’évolution du coefficient d’absorption

Chapitre 1

25

optique en fonction de la longueur d’onde pour un substrat de type P pour différentes valeurs de dopage. La

transparence du substrat de silicium est maximale pour des substrats très faiblement dopés et pour des

photons ayant une énergie très légèrement supérieure à la bande d’énergie interdite (Figure 1‐4). De plus, le

silicium extrinsèque (dopé) n’est plus transparent dans l’infrarouge, car le mécanisme d’absorption

intrabande prédomine.

Figure 1‐7. Courbe de la transmission optique en fonction de la longueur d’onde pour un silicium dopé de type P pour différentes concentrations de dopants

La courbe de transmission optique sur la Figure 1‐7 indique que l’augmentation de la concentration des

dopants (taux d’impuretés) dans un substrat de type P, de faible dopage et d’une épaisseur de 625μm,

réduit considérablement le taux de transmission optique et donc réduit sa transparence même aux

longueurs d’ondes proches de l’infrarouge. Dans ce cas le coefficient d’absorption diminue et trois

phénomènes d’absorption vont limiter la transparence de ces matériaux [SPITZER'57, HARA'66] : l’absorption

interbande, l’absorption par impuretés, et l’absorption par porteurs libres (Figure 1‐8). Seul le premier

mécanisme participe à la génération de nouveaux porteurs libres et est exploitable dans les techniques

d’analyse par stimulation photoélectrique laser.

Figure 1‐8. Les principaux modes d’absorption dans un matériau semiconducteur dopé N : absorption interbande (gauche), absorption par impuretés (milieu) et absorption par porteurs libres (droite).

Chapitre 1

26

Le dopage du substrat limite fortement la profondeur de pénétration de l’onde laser en augmentant son

coefficient d’absorption. Ce dernier reste toutefois le plus faible pour des énergies de photons comprises

entre 1 et 1,1eV. Le silicium conserve donc une relative transparence pour les longueurs d’onde de 1340nm

et de 1064nm. Ces deux longueurs d’onde sont donc très utilisées pour les analyses de type thermique et

photoélectrique avec une possibilité d’accès en face avant et en face arrière au travers du substrat en

silicium des circuits intégrés.

Cela démontre clairement les avantages offerts par les propriétés optiques du silicium dans le spectre du

proche infrarouge, rendant possible l’observation de la face active d’un circuit à travers le substrat de

silicium.

III.4.c Amincissement et polissage du substrat

Certaines précautions doivent être prises en compte lors de l’utilisation des techniques lasers,

notamment concernant l’absorption dans le silicium. Ainsi pour les techniques pompes basées sur la

génération de photons (stimulation photoélectrique) un maximum de génération a lieu autour de la

longueur d’onde λ = 800nm, puisque l’énergie des photons est supérieure à la longueur d’onde équivalente

du silicium. Par contre, le coefficient d’absorption est minimal pour des longueurs d’onde proches de

l’énergie de la bande interdite du silicium mais la génération de porteurs est considérablement réduite par la

même occasion. A ces longueurs d’ondes, les techniques pompes ne sont donc pas très efficaces en termes

de photogénération. Il faut donc trouver un bon compromis entre l’absorption optique et la génération des

photo‐porteurs. Le taux de génération Gopt de paires électron‐trou créées optiquement par le faisceau laser

peut être calculé par la relation suivante :

Équation 1‐4

où est le flux de photons incidents issus du laser (cm‐2 s‐1), dE/dx est l’énergie perdue par centimètre de

parcours d’un photon dans le silicium (ce qui correspond aussi au coefficient d’absorption), x est la

profondeur dans le silicium, λ est la longueur d’onde laser, h la constante de Planck et c la vitesse de la

lumière. Mais seule une partie de ce flux de photons atteindra la zone active. Une partie sera perdue par

réflexion à l’interface air‐silicium et le reste par absorption dans le volume du silicium. Le flux optique

transmis à travers l’épaisseur du silicium est donné par la relation :

1 Équation 1‐5

où ΦT est le flux de photons incidents transmis à la face active, x est l’épaisseur du silicium, R est le

coefficient de réflexion du silicium à l’interface air‐silicium (dont la valeur approche les 30% dans le proche

infrarouge). On considérera que les variations de ce paramètre sont négligeables dans le spectre proche

infrarouge auquel sont destinées ces techniques. De nombreux systèmes commerciaux équipés de

techniques basées sur l’approche pompe (Optical Beam Induced Current) et sonde (Laser Voltage Probing)

utilisent la longueur d’onde laser de 1064nm, qui est considérée comme optimale pour le compromis

absorption‐stimulation. La relation ci‐dessus montre que l’amincissement de l’épaisseur du substrat et son

polissage jusqu’à une qualité poli miroir permettent de minimiser l’absorption et de maximiser la génération

de photons. Il est donc possible de réaliser une analyse et une observation en face arrière à travers le

substrat de silicium en ayant réalisé au préalable une préparation d’échantillon.

Chapitre 1

27

En ce qui concerne les techniques pompes basées sur la stimulation thermique laser, l’application en face

arrière ne rencontre pas les problèmes précédents puisque la longueur d’onde utilisée est supérieure à la

longueur d’onde équivalente du silicium. Avec ce type de longueur d’onde, le taux d’absorption est minimal

et le taux de génération est quasi inexistant. Ceci réduit fortement les pertes de flux de photons dans le

substrat. Les seules pertes résiduelles sont dues à la réflexion (échantillon mal préparé et/ou surface

rugueuse) et à l’absorption dans le volume du silicium lorsque celui‐ci est dopé. Comme dans le premier cas,

le substrat de silicium doit être aminci et de qualité poli miroir afin d’optimiser la transmission à travers son

épaisseur.

Le fait d’utiliser une longueur d’onde plus grande permet de limiter les pertes dans le substrat de silicium.

Cependant, en face arrière, dans le cas d’approche de type pompe photoélectrique ou bien dans le cas d’un

substrat fortement dopé où l’absorption par porteur libre ne peut plus être négligée, il est impératif

d’optimiser les autres paramètres sur lesquels nous pouvons agir comme l’épaisseur du substrat, et donc de

disposer de techniques de préparation et d’amincissement d’échantillon maîtrisées. Il est donc

généralement nécessaire d’amincir le substrat puis de polir la surface de façon à obtenir un état poli miroir.

III.5 Taille du spot laser

Le faisceau laser est considéré comme une onde gaussienne. Par conséquent, la structure radiale du

taux de génération est du même type. Afin de réduire au maximum la taille du faisceau laser, on le focalise

par le biais d’objectifs adaptés à la gamme de longueurs d’onde que délivre le laser. On définie le col du

faisceau ω0 au point de focalisation comme étant la demi largeur de la gaussienne à 1/e², et la taille du spot

comme le double de celui‐ci. La taille minimale que l’on puisse obtenir expérimentalement est

approximativement de 1μm. Il est important de comparer cette taille de spot laser par rapport à celle des

structures actuelles et futures. En effet, comme le montre la Figure 1‐9, il y a quelques années le faisceau

laser n’affectait qu’un seul transistor à la fois. Aujourd’hui, le laser en perturbe plusieurs et ce nombre va

augmenter très rapidement dans les années à venir de façon critique [ITRS]. Il existe des solutions à ce

problème, décrites dans le paragraphe suivant, qui par l'augmentation de l'ouverture numérique viennent

améliorer la résolution spatiale. Malgré un gain en résolution nettement visible, ce problème va persister

[IPPOLITO'05].

Chapitre 1

28

Figure 1‐9. Evolution des nœuds technologiques et du nombre de transistors sous un faisceau laser de 1 µm de diamètre dans les années à venir [ITRS].

III.6 Résolution spatiale

La résolution spatiale correspond à la distance minimale que le système d’observation peut distinguer.

Dans le cas de la microscopie confocale à balayage laser elle est alors directement liée à la longueur d’onde

du faisceau laser et aux caractéristiques optiques des objectifs de focalisation (ouverture numérique et

grossissement). Dans un tel système, la résolution longitudinale (suivant l’axe de propagation z du faisceau

laser) et la résolution latérale (dans le plan perpendiculaire à l’axe de propagation, x et y) sont différentes

car elles ne dépendent pas des mêmes propriétés.

En effet, la résolution latérale dépend de tous les paramètres qui régissent la taille du spot laser

(grossissement de l’objectif et longueur d’onde). La résolution longitudinale dépend aussi fortement de la

densité de puissance suivant l’axe de propagation et donc de l’ouverture numérique de la lentille de

focalisation. On remarque plusieurs aspects liés au choix de la longueur d’onde. Pour un même système de

focalisation et pour une puissance laser constante, quand la longueur d’onde diminue la profondeur de

pénétration diminue et la photogénération de porteurs libres augmente. Par contre, la résolution latérale

d’une petite longueur d‘onde est meilleure que pour une longueur d’onde importante [ZIEGLER'87].

La variation de l’ouverture numérique affecte le cône de focalisation du faisceau. La résolution longitudinale

est donc meilleure pour une ouverture numérique importante

Figure 1‐10).

Chapitre 1

29

Figure 1‐10. Ouverture numérique d’un objectif optique.

La taille du spot laser, et donc la résolution latérale, dépend du grossissement choisi. Le Tableau 1‐1

présente les valeurs théoriques du diamètre du spot laser de l’iPHEMOS Hamamatsu du laboratoire RCCAL à

STMicroelectronics Rousset pour différents objectifs.

1340nm 1064nm

Objectif Ouverture

numérique Diamètre spot Diamètre spot

2,5X 0,1 15,9µm 13,0µm

20X 0,4 3,97µm 3,25µm

50X 0,76 2,09µm 1,71µm

100X 0,5 3,17µm 2,60µm

Tableau 1‐1. Valeurs théoriques du diamètre du spot laser de l’iPHEMOS Hamamatsu en fonction de la longueur d’onde et de l’objectif.

Nous pouvons aussi citer l’introduction récente dans le domaine de l’analyse de défaillance des lentilles à

immersion solides, généralement appelées SIL pour Solid Imersion Lens [IPPOLITO'01, KOYAMA'03, VICKERS'03].

Ce type de lentille de focalisation, dont le principe de fonctionnement apparaît sur la Figure 1‐11, améliore

fortement la résolution latérale et longitudinale.

Figure 1‐11. Principe de la lentille à immersion solide ou liquide (gauche) comparé à celui d’une lentille conventionnelle (droite).

NA=(n)sin(µ)

Chapitre 1

30

Ce type de lentille est utilisé pour la stimulation laser par la face arrière des CI. Les systèmes actuellement

commercialisés proposent généralement des lentilles à immersion solide en silicium qui sont généralement

conçues pour être utilisées pour des substrats d’environ 100µm d’épaisseur. Il faut donc au préalable

amincir le substrat.

Une dernière approche permettant d’améliorer la résolution latérale est l’utilisation de lentilles à diffraction

(lentilles de Fresnel). Ce type de lentille est conçu pour une seule longueur d’onde donc il est spécifique aux

techniques d’analyse par stimulation laser. Une méthodologie récente [ZACHARIASSE'05] propose d’intégrer

directement la lentille sur le substrat de silicium en la réalisant par gravure FIB (Focused Ion Beam).

L’avantage est qu’il n’est pas nécessaire de modifier le microscope à balayage laser, l’inconvénient majeur

est qu’il faut réaliser cette étape pour chaque nouvelle position d’observation ce qui est couteux en temps.

La résolution spatiale de la technique laser est un paramètre très important. En effet, pour les circuits VLSI

(Very Large Scale Integration), la réduction des dimensions des tailles de transistors vers des dimensions

nanométriques peut apparaître problématique quant à la mise en œuvre de la stimulation laser.

Une première approche consiste à estimer que la résolution spatiale est limitée de manière ultime par le

phénomène de diffraction (critère de Raleigh) et est ainsi égale à la taille minimale du spot laser que l’on

peut obtenir, et qui dans ce cas est de l’ordre de la longueur d’onde. Il suffit donc pour réduire la taille du

spot laser d’utiliser un objectif de microscope qui permet d’obtenir un rayon de l’ordre de λ/NA avec λ la

longueur d’onde et NA l’ouverture numérique de l’objectif de microscope (NA < 1) [SIEGMAN'86]. Toutefois,

dans le cas de la stimulation laser par la face arrière le paramètre longueur d’onde est fixé par des impératifs

tels que les pertes optiques dans le substrat, le taux de génération, la nécessité de ce pas avoir d’effet

photoélectrique dans le cas des techniques basées sur la stimulation thermique, etc. De plus, pour des

raisons d’accessibilité, l’emploi d’un objectif de microscope possédant une grande distance de travail

(supérieure à 1 cm) peut être requis, ce qui entraîne une diminution de l’ouverture numérique.

Une deuxième approche consiste à considérer que la résolution spatiale peut être inférieure à la taille du

spot laser dès lors que l’on utilise des techniques de stimulation basées sur le balayage d’un faisceau laser

sur le circuit intégré. La résolution ne serait alors limitée que par le pas de déplacement du faisceau laser.

Dans ce cas, on réalise une opération de convolution entre le spot laser (dont la distribution radiale en

intensité est gaussienne dans la majorité des cas) et la zone où se produit l’interaction laser‐circuit intégré. Il

suffirait alors de réaliser une opération de déconvolution pour affiner la résolution spatiale. Toutefois il est

important de noter que lorsque le faisceau laser interagit avec le circuit intégré en le stimulant par effet

photoélectrique ou thermique, les mécanismes physiques mis en jeu sont inévitablement accompagnés de

mécanismes de diffusion, et dans ce cas les cartographies obtenues ne résultent plus simplement d’une

convolution entre le circuit intégré et le faisceau laser. L’augmentation de la résolution spatiale par

traitement d’image, qui doit prendre en compte les longueurs de diffusion attachées aux différents

processus physiques, devient alors difficile à mettre en œuvre. Une étude permettant d’évaluer les

longueurs de diffusion de porteurs électriques a été réalisée et des résultats expérimentaux ont montré que,

sous certaines conditions, la résolution spatiale peut être inférieure à la taille du spot laser [LEWIS'02a].

Chapitre 1

31

Une autre limitation liée à la dynamique des mécanismes physiques mis en jeu peut apparaître. En effet, lors

du balayage laser le temps d’analyse du signal électrique (issu du CI lui même pour une technique de type

pompe) produit un retard temporel qui se traduit par un décalage spatial plus ou moins important suivant la

vitesse de déplacement du faisceau. Enfin, dans le cas d’un balayage avec un laser continu (donc

ininterrompu), il convient alors de prendre en compte la dynamique globale des processus physiques

observés afin d’adapter la vitesse de déplacement à celle‐ci.

Il est important de noter que la taille minimale du faisceau 2ω0 n’est pas affectée théoriquement par la

propagation à travers le substrat et ne dépend pas de l’indice de réfraction du semiconducteur tant que ce

dernier peut être considéré comme homogène dans tout plan perpendiculaire à la direction de propagation.

Cette propriété est imposée par la continuité du champ électromagnétique à l’interface air‐semiconducteur

et par le principe de retour inverse de la lumière, et peut être rapidement démontrée en utilisant le

formalisme matriciel [KOGELNIK'66, YARIV'97]. La Figure 1‐12 illustre l’influence de l’indice de réfraction n sur

la convergence du faisceau laser dans l’air comparée à celle dans le substrat de silicium.

Figure 1‐12. Propagation d’un faisceau laser focalisé sur la face avant d’un circuit intégré à travers son substrat

Deux effets induits par la stimulation laser sont principalement exploités : l’échauffement thermique et la

génération de paires électron‐trou par absorption de photons. C’est pourquoi de nos jours, la plupart des

outils d’analyse et de localisation de défauts à base de stimulation laser en mode pompe proposent deux

longueurs d’onde, choisies au‐dessus et au‐dessous de la longueur d’onde limite 1,1µm permettant la

génération de paires électron‐trou dans le silicium : 1064nm et 1340nm.

Chapitre 1

32

IV. La stimulation thermique

Apparue il y a plusieurs années elle est beaucoup utilisée. Un faisceau laser de longueur d’onde

supérieure à la largeur de bande interdite du silicium est utilisé de façon à éviter la génération de paires

électron‐trou dans le silicium. Les techniques basées sur la stimulation thermique laser permettent

d’exploiter uniquement l’effet de l’échauffement thermique sur les paramètres électriques.

Le principe consiste à détecter la variation de résistance par le biais d’une variation de consommation du

circuit. Le phénomène d’interaction exploité est la variation locale de température induite par la stimulation

laser. En effet, lors de la stimulation laser infrarouge, une partie de l’énergie absorbée est convertie en

chaleur. Ce phénomène se produit surtout au niveau des matériaux fortement absorbants (comme les

métaux) pour lesquels l’élévation de température est par conséquent importante. La longueur d’onde

généralement utilisée est d’environ 1300nm, permettant à la fois d’éviter une photogénération dans le

silicium et d’avoir localement un échauffement thermique des zones métalliques ou du polysilicium. Deux

principaux mécanismes modifiant les paramètres électriques du circuit sous test peuvent résulter d’une

augmentation locale de température dans un circuit intégré : la variation de la résistance et la création d’une

force électromotrice [BEAUDOIN'03a].

IV.1 Variation de résistance

L’augmentation de température peut entrainer une variation de résistivité qui se traduit globalement

par une variation de résistance. En effet, l’élévation de température affecte d’une part la mobilité des

porteurs libres qui participent à la conduction du courant électrique (électrons dans le cas des métaux).

D’autre part, le volume du matériau considéré augmente (phénomène de dilatation). La résistance

électrique d’un matériau varie donc en fonction de la température. En synchronisant les mesures de

variation de résistance avec le balayage laser, il est dont possible de cartographier les zones sensibles à la

stimulation laser.

En fonction de la variation de température ΔT, la variation de la résistance ΔR d’une ligne de métal est

donnée par l’équation :

2 Équation 1‐6

où ρ0 est la résistivité du matériau à la température de référence, αTCR le coefficient de variation thermique

de la résistivité, δT le coefficient de dilatation thermique linéaire, L et S la longueur et la section de la piste

métallique. Dans le cas des métaux, la contribution de la dilatation thermique est très inférieure à celle de la

variation de la résistivité. De plus, les pistes métalliques sont enrobées d’oxyde ce qui limite un peu plus leur

dilatation. Une variation de résistance sera donc très fortement liée à la variation de résistivité et dans la

majorité des cas le phénomène de dilatation pourra être négligé. Il est aussi important de préciser que dans

le cas de la stimulation thermique laser, la variation locale de température ne peut être que positive. Dans le

cas où le phénomène de dilatation est négligeable, la variation de résistance est seulement dépendante de la

propriété des matériaux. Par conséquent, les métaux qui ont un coefficient de variation thermique αTCR

Chapitre 1

33

positif subissent une augmentation de résistance. Dans certains cas il peut être négatif (c’est le cas des

matériaux semiconducteurs), donc la variation de leur résistance est négative si la température augmente

[BEAUDOIN'03a]. Dans l’éventualité où la variation induite par la dilatation n’est pas négligeable, il est

impossible de prévoir par avance si la résistance va augmenter ou diminuer.

Dans tous les cas, la variation de résistance des éléments stimulés affecte les propriétés électriques du

circuit puisque tension et courant sont liés par la résistance. Le faisceau laser chauffe les zones qu’il balaye

induisant ainsi des modifications de résistances dans les éléments parcourus par un courant électrique. En

cartographiant les variations de résistance, il est alors possible de localiser avec précision les éléments

présentant une sensibilité thermique anormale pouvant être liée à la présence d’un défaut.

IV.2 Les techniques OBIRCH et TIVA

IV.2.a Présentation

Ces deux techniques consistent à détecter la variation de la résistance induite par le faisceau laser.

La technique OBIRCh (Optical Beam Induced Resistance Change), proposée pour la première fois il y a une

vingtaine d’années [NIKAWA'93], consiste à détecter la variation de courant induite par l’échauffement

thermique d’un élément métallique et à la mesurer aux bornes de l’alimentation du circuit lorsque ce

dernier est soumis à une tension constante [NIKAWA'97]. Quant à la technique TIVA (Thermally Induced

Voltage Alteration), proposée il y a une quinzaine d’années [COLE JR.'98, BARTON'99], elle consiste à alimenter

le circuit avec un courant constant et à détecter les variations de tension induites par le laser [NIKAWA'97]. La

différence entre ces deux techniques réside donc dans la méthode d’alimentation des composants sous test

et de détection des signaux (Figure 1‐13).

OBIRCh TIVA

∆ ∆

² ∆ .

Figure 1‐13. Principe des techniques OBIRCh et TIVA.

Ces techniques de stimulation thermique laser sont principalement utilisées pour détecter des court‐circuits

et des défauts dans les pistes métalliques ou dans les vias puisque lorsque le laser chauffe un endroit où il y

a un défaut, la variation de la résistance du métal sera affectée par ce défaut.

Chapitre 1

34

Cas d’étude OBIRCh :

Le circuit sous test est un microcontrôleur de technologie 130nm. La pièce a été analysée au

laboratoire de STMicroelectronics Rousset dans le cadre de cette thèse et présente une consommation 1000

fois plus importante qu’une pièce bonne à 5V. La technique EMMI ne donne aucun résultat. Les résultats de

la localisation OBIRCh à l’objectif 100X ainsi que la coupe réalisée à l’endroit du spot OBIRCh sont présentés

sur la figure ci‐dessous et montrent un court‐circuit métal 1 ‐ métal 1.

Figure 1‐14. Exemple de localisation OBIRCh et cross‐section FIB au niveau du spot révélant un court‐circuit métal 1 ‐ métal 1.

Cas d’étude TIVA :

Le circuit sous test est un microcontrôleur de technologie 130nm. La pièce analysée présente un

court‐circuit entre ses bornes d’alimentation (VDD et la masse). Les résultats de la localisation TIVA à l’objectif

50X ainsi que la coupe réalisée à l’endroit du spot OBIRCh sont présentés sur la figure ci‐dessous et montrent

une détérioration et un affaissement local de l’oxyde IMD (Inter Metal Dielectric) au niveau métal 3

entraînant un affaissement local du métal 4, ce qui provoque un court‐circuit métal 4 – métal 4.

Figure 1‐15. Exemple de localisation TIVA et cross‐section FIB au niveau du spot révélant un court‐circuit métal 4 ‐ métal 4.

10 µm

Chapitre 1

35

Les résultats de la cartographie OBIRCh réalisée dans les mêmes conditions sont présentés sur la Figure 1‐16,

avec cette technique le spot est diffue. L’épicentre du défaut parait difficilement localisable en raison de la

forte sensibilité du défaut à l’échauffement et des fortes amplitudes des variations de résistance induites par

le balayage laser.

Figure 1‐16. Localisation OBIRCh sur la même pièce et dans les mêmes conditions.

IV.2.b Effet du laser photoélectrique

Lorsque le laser photoélectrique de longueur d’onde 1064nm est utilisé, les deux contributions

thermique et photoélectrique sont en fait présentes. Cependant, en fonction de l’échantillon analysé, une

contribution sera toujours prépondérante devant la première. A partir du moment où l’effet photoélectrique

apparait, l’effet thermique sera négligeable. Nous nous intéressons dans ce paragraphe à mettre en

évidence l’effet OBIRCh que l’on peut obtenir en utilisant le laser 1064nm. Cet effet peut être mis en

évidence uniquement s’il n’y a pas de dissociation de paires électron‐trou (auquel cas l’effet photoélectrique

masquerait complètement l’effet thermique). C’est pourquoi l’échantillon sous test est une ligne de métal 1

reliée entre 2 plots (Figure 1‐17 et Figure 1‐18).

Chapitre 1

36

Figure 1‐17. Layout de la structure.

Figure 1‐18. Caractéristique électrique IV de la structure.

Les résultats de la stimulation réalisée avec les lasers de longueur d’onde 1340nm et 1064nm disponibles sur

l’iPHEMOS Hamamatsu du laboratoire RCCAL de STMicroelectronics Rousset sont présentés sur la Figure

1‐19. Nous observons qu’il y a bien variation de résistance induite par le balayage de la piste métallique avec

le laser 1064nm. Il n’y a aucune Zone de Charge d’Espace (ZCE) présente sur cet échantillon mais seulement

des pistes métalliques, la variation de résistance obtenue ne peut donc pas être la conséquence de la

génération d’un photocourant, et ne peut être qu’un effet OBIRCh, c'est‐à‐dire purement thermique, obtenu

avec le laser 1064nm. Une autre information importante est qu’approximativement la même variation de

courant est obtenue avec le laser 1340nm ou 1064nm à puissance laser équivalente [GLOWACKI'10].

Chapitre 1

37

1340nm 1064nm

Objectif 50X, Puissance laser 30% ≈ 33,2 mW Objectif 50X, Puissance laser 100% ≈ 33,3 mW

Figure 1‐19. Résultats de la stimulation laser thermique (gauche) et photoélectrique (droite).

IV.3 La technique SEI

La technique SEI (Seebeck Effect Imaging) consiste à mesurer la variation de potentiel induite par les

gradients de température dans un thermocouple formé par un empilement de matériaux de natures

différentes ou dans un élément métallique non connecté et dans lequel aucun courant ne peut circuler

(circuit ouvert) [COLE JR.'98, BEAUDOIN'03a, KOYAMA'95, COLE JR.'99, ARX'96] (Figure 1‐21). Dans ce cas, la

stimulation thermique laser crée une force électromotrice (appelée aussi tension Seebeck). En effet, lorsque

le circuit n’est pas alimenté un défaut dans une structure telle qu’un via ou un contact engendrera une force

électromotrice qui trouve son origine dans la perturbation de la mobilité des électrons le long du gradient de

température. Cette force électromotrice, ou différence de potentiels, au niveau d’une jonction est régie par

l’équation :

Équation 1‐7

où Q1 et Q2 sont respectivement les pouvoirs thermoélectriques de matériaux 1 et 2, T la température de la

zone localement chauffée, T0 la température initiale ou ambiante, et Q1‐2 est le pouvoir thermoélectrique

relatif des deux matériaux (

Figure 1‐20).

Figure 1‐20. Jonction latérale (gauche) et jonction verticale (droite) non polarisées et soumise à stimulation thermique laser.

Chapitre 1

38

Le Tableau 1‐2 présente quelques coefficients Seebeck pour différents couples de matériaux généralement

utilisés en microélectronique. On remarque que le pouvoir thermoélectrique relatif peut être positif ou

négatif en fonction de l’interface considérée. La différence de potentiels créée lors de la stimulation

thermique laser ne sera pas forcément de la même direction que le gradient de température. On remarque

aussi qu’il y a une très forte variation de ce coefficient en fonction du type de matériau.

Interfaces Coefficient de Seebeck [µV.K‐1]

Al/Cu ‐3,4

W/Cu 3,6

Au/Cu 0,2

Métal/Poly N+ ‐121

Métal/Poly P+ 189

Métal/Si N+ 287

Métal/Si P+ ‐202

Tableau 1‐2. Coefficients de Seebeck pour quelques couples de matériaux généralement utilisés en microélectronique.

Les anomalies locales d’interface induisent des différences de génération Seebeck en comparaison à celles

obtenues pour une zone de référence. Il est donc possible de localiser avec précision des interfaces

défectueuses en observant les variations de tension ou de courant électriques aux bornes du circuit lorsque

le laser les balaie.

Les interfaces les plus sensibles sont celles qui mettent en jeu des métaux et des éléments semiconducteurs

ou semiconducteurs polycristallins. Cependant, ce type d’interface est très peu présent dans les circuits

intégrés VLSI car elles ne sont pas de bonne qualité électrique. En effet, un certain nombre d’alliages utilisés

pour augmenter la conductivité du polysilicium, comme par exemple la siliciuration des contacts, a pour

effet de baisser le pouvoir thermoélectrique de ces interfaces.

∆ . ∆

Figure 1‐21. Principe de la technique SEI.

Chapitre 1

39

Cas d’étude SEI :

Le circuit sous test est une chaîne de vias 3 (connectant le métal 3 au métal 4) en technologie 130nm.

La pièce analysée présente une valeur de résistance trop élevée et hors spécification. Les résultats de la

localisation SEI à l’objectif 50X ainsi que la coupe réalisée à l’endroit du spot sont présentés sur la figure ci‐

dessous et montrent un défaut à l’interface via 3 ‐ métal 4.

Figure 1‐22. Exemple de localisation SEI et cross‐section FIB au niveau du spot révélant un défaut à l’interface via 3 – métal 4.

Les techniques OBIRCh/TIVA et SEI diffèrent essentiellement par leur mode d’alimentation (en courant, en

tension, pas d’alimentation) et le mode de détection utilisé (en tension ou en courant) [BEAUDOIN'03a].

V. La stimulation photoélectrique

Peu avant les années 1980 les premières techniques de localisation de défauts en approche pompe

ont été développées [WILSON'87a, FRITZ'90, STEVENS'90] avec la technique OBIC (Optical Beam Induced

Current). Contrairement à la stimulation laser thermique, dans ce cas la longueur d’onde du faisceau est

choisie de façon à générer des paires électron‐trou excédentaires lors du passage du laser dans le silicium,

qui en fonction des conditions électriques peuvent donner lieu à la génération d’un photocourant. Les

techniques basées sur la stimulation photoélectrique laser permettent d’exploiter l’effet de la génération de

ce photocourant sur les paramètres électriques.

V.1 Interaction laser photoélectrique/circuit intégré

L’énergie des photons apportés par le laser est choisie supérieure à la largeur de la bande interdite du

silicium, ce qui va permettre la transition d’un électron de la bande de valence vers la bande de conduction.

Chapitre 1

40

Un électron et un trou sont alors disponibles dans la bande de valence pour la conduction du courant, ils

sont considérés comme porteurs libres (Figure 1‐23).

Figure 1‐23. Processus de photogénération dans un matériau semiconducteur.

Le processus de photogénération correspond à deux changements de niveau d’énergie dans le diagramme

de bande. En effet, un électron de la bande de valence est injecté dans la bande de conduction, laissant ainsi

place à un trou dans la bande de valence. Il est donc nécessaire que l’énergie apportée par le photon

incident soit supérieure ou égale à la largeur de bande interdite du matériau semiconducteur considéré.

Cette énergie E est reliée à la longueur d’onde λ par l’équation :

Équation 1‐8

avec h la constante de Planck et c la célérité de la lumière dans le vide. Pour que le processus de

photogénération ait lieu il faut que l’énergie des photons apportés par le laser soit supérieure à l’énergie de

la bande interdite du silicium Egap = 1,12eV, ce qui correspond à λ < 1,1µm. Dans le cas du silicium, le

minimum de la bande de conduction n’est pas aligné avec le maximum de la bande de valence, on dit que

c’est un matériau à transition indirecte (Figure 1‐24). Deux types de photogénération de porteurs sont alors

possibles. Le premier est une transition directe ћω1 du haut de la bande de valence vers la bande de

conduction. Le second est une transition indirecte ћω2 possible uniquement par un apport d’énergie d’un

phonon. Un électron va alors être injecté du haut de la bande de valence dans le bas de la bande de

conduction. L’énergie minimale est celle de la bande interdite du silicium Egap = 1,12eV.

Chapitre 1

41

Figure 1‐24. Diagramme d’état d’un semiconducteur à transition indirecte.

Une fois que le phénomène de photogénération a eu lieu, des porteurs libres vont être générés en excès

dans le silicium (Figure 1‐25). Dans les zones dépourvues de champ électrique, ces porteurs libres en excès

vont diffuser et se recombiner rapidement. Cependant, en présence d’un champ électrique les électrons et

les trous vont être dissociés et accélérés dans des directions opposées, engendrant ainsi un courant appelé

photocourant, détectable sur les bornes du circuit.

Le phénomène de photogénération va donc généralement avoir lieu dans les Zones de Charge d’Espace (ZCE)

des jonctions PN, par exemple au niveau des régions source ou drain des transistors. Les propriétés

électriques du circuit vont être perturbées par la génération de ces courants et c’est ce phénomène

d’interaction qui va être exploité par la stimulation laser.

Figure 1‐25. Génération d’un photocourant dans un transistor NMOS.

Chapitre 1

42

Le volume de photogénération des porteurs libres est proportionnel à l’intensité laser. En effet, nous

sommes en régime de faible inversion, le nombre de porteurs minoritaires est très inférieur au nombre de

porteurs majoritaires. La modification des paramètres optiques induits par la génération de photocourant

peut donc être négligée. La génération des porteurs étant maximale lorsque l’intensité laser est maximale,

nous considérons qu’elle se situe dans le volume de focalisation du faisceau [VAN ROOSBROECK'53, WILSON'87c,

PESTER'89, PESTER'88, LAPUIYADE'96] qui est défini comme le volume limité par une décroissance de 1/e² de

l’intensité laser incidente. Plusieurs techniques utilisent ce principe de stimulation laser.

V.2 Les techniques OBIC et LIVA

Le principe de ces deux techniques est identique aux techniques OBIRCh et TIVA, la seule différence

réside dans la valeur de longueur d’onde du faisceau laser utilisé. Elles consistent également à détecter la

variation de la résistance induite par le faisceau laser (Figure 1‐26). Plus précisément, la technique OBIC

consiste à détecter une génération de photocourant s’ajoutant au courant nominal du circuit et à la mesurer

aux bornes de l’alimentation du circuit lorsque ce dernier est soumis à une tension constante [WILSON'87b].

Quant à la technique LIVA (Light Induced Voltage Alteration), elle diffère de la technique OBIC par son mode

de polarisation. Dans ce cas précis, le circuit est alimenté avec un courant constant et ce sont les variations

de tension induites par le laser qui sont détectées [COLE JR'94, COLE'04]. La différence entre ces deux

techniques réside donc dans la méthode d’alimentation des composants sous test et de détection des

signaux.

OBIC LIVA

∆ ∆

Figure 1‐26. Principe des techniques OBIC et LIVA.

La technique OBIC peut être utilisée par exemple pour cartographier des défauts dans les jonctions et

la sensibilité au latchup ou aux basculements logiques des circuits intégrés [FOUILLAT'90, LEWIS'01]. L’étude du

basculement logique permet entre autres de déterminer la sensibilité aux SEU (Single Event Upset)

[POUGET'00a, BUCHNER'90] ou de cartographier les états logiques internes du circuit [FOUILLAT'92]. Elle a aussi

été mise en œuvre pour localiser des défauts fonctionnels de la même façon que la technique LIVA

[GRASSO'89, ITO'98, HARAGUCHI'94, NISHIKAWA'97, TAN'97].

Chapitre 1

43

Les défauts qui ont pu être détectés par la technique LIVA sont des courants de fuite dans les cellules

mémoires, des défauts au niveau du diélectrique dans les capacités ou dans les oxydes de grille, des défauts

de type circuit‐ouvert ou court‐circuit, etc.

Ces techniques vont être essentiellement utilisées pour localiser des défauts dans les jonctions, des fuites

dans les jonctions ou encore des défauts dans le substrat.

Cas d’étude OBIC et LIVA :

La Figure 1‐27 présente deux exemples d’application de localisation de défauts utilisant ces deux

techniques [FIRITI'04]. Le cas d’étude est ici une structure de protection ESD (ElectroStatic Discharge)

endommagée par un stress de type HBM (Human Body Model) [KELLY'93]. L’image de gauche présente une

cartographie OBIC superposée à l’image laser réfléchie de la structure sous test. La superposition permet

une localisation précise du défaut qui après analyse correspondait à un court‐circuit dans la jonction PN.

L’image de droite présente la cartographie LIVA localisant le même défaut sur la même structure.

Figure 1‐27. Exemples de localisation de défaut par les techniques OBIC (gauche) et LIVA (droite).

V.3 Les techniques NB-OBIC et SCOBIC

Les techniques NB‐OBIC (Non‐Biased Optical Beam Induced Current) et SCOBIC (Single Contact OBIC)

cartographient les photocourants induits par le laser lorsque le circuit n’est pas alimenté. Le principal intérêt

est de simplifier le chemin de détection des photocourants. Elles permettent de localiser les jonctions et de

déceler les anomalies physiques qui influent sur la génération ou la recombinaison des porteurs libres

[BEAUCHENE'02].

Contrairement à la technique NB‐OBIC, un seul contact est utilisé dans la technique SCOBIC. Les

photocourants générés sont détectables grâce aux effets capacitifs [CHIN'00]. Cette technique permet de

visualiser par la face arrière les jonctions silicium des circuits intégrés [PALANIAPPAN'00].

Chapitre 1

44

Cas d’étude NB‐OBIC [HALLER'09] :

Le circuit sous test est un microcontrôleur de technologie 90nm. La pièce analysée présentait une

défaillance dans sa chaîne de scan. Un diagnostique ATPG [MACHOUAT'08] a été réalisé pour localiser le

défaut, plusieurs nœuds suspects pouvant expliquer la défaillance ont été proposés. Une analyse physique

ne pouvait pas être réalisée car la zone d’investigation était trop étendue. Une analyse OBIRCh fit apparaître

2 spots : le premier sur un des nets proposé par le diagnostique ATPG et le second sur un autre n’ayant

normalement aucun lien. Dans ce cas, la technique NB‐OBIC a été utilisée pour vérifier que ce nœud est bien

impacté par le défaut et pour identifier quel(s) nœud(s) est aussi impacté par le défaut. Pour cela 2 probe‐

points sont réalisés sur le nœud proposé par le diagnostique ATPG et mis en évidence par l’analyse OBIRCh.

La technique NB‐OBIC permet de mettre en évidence les diodes de protection de ce nœud. Si d’autres diodes

apparaissent, ce qui fut le cas ici, c’est que le nœud est court‐circuité à un ou plusieurs autres. Les résultats

de la localisation sont présentés sur la Figure 1‐28.

Figure 1‐28. Cartographie NB‐OBIC mettant en évidence 1 spot normal et 4 spots anormaux.

Une analyse layout a ensuite permit d’identifier une zone où un court‐circuit métal 3, entre le nœud proposé

par le diagnostique ATPG et trois autres nœuds, pourrait expliquer la défaillance (Figure 1‐29).

Chapitre 1

45

Figure 1‐29. Zone suspectée au niveau métal 3 : en orange le nœud proposé par le diagnostique ATPG ; les nœuds blanc, bleu et rouge expliquent la signature NB‐OBIC.

Après un déprocessing parallèle à cet endroit, l’hypothèse a bien été confirmée puisqu’un court‐circuit entre

les nœuds suspectés au niveau métal 3 apparaît (Figure 1‐30).

Figure 1‐30. Observation SEM de la zone suspectée confirmant le court‐circuit métal 3 (gauche) et cross‐section du défaut (droite).

VI. Conclusion

Ce chapitre dresse un état de l’art des techniques de localisation de défaut à base de stimulation laser

thermique et photoélectrique appliquées à l’analyse de défaillance des CI, et plus particulièrement à

l’approche en mode pompe en milieu industriel, donc par la face arrière (substrat) du circuit sous test. Dans

Chapitre 1

46

ce cas, l’énergie apportée par le faisceau laser altère localement les propriétés électriques du CI sous test. La

modification de ces propriétés dépend des propriétés générales du composant, de son environnement

physique et électrique, et de la présence ou non d’un défaut. Il est alors possible d’identifier et de localiser

ce défaut en synchronisant l’observation des variations électriques avec le balayage laser.

Ces procédés ont été développés au début des années 80 avec l’utilisation de longueur d’onde dans le

spectre du visible. La principale perturbation générée par ces ondes laser est la génération de porteurs libres

dans le silicium. Ces techniques utilisées pour la localisation de défauts dans les jonctions PN, les problèmes

de latchup ou bien le diagnostic de portes CMOS [HEMPEL'92, FRITZ'90] ont permis également le

développement des moyens d’analyse par microscopie laser. De nouvelles approches ont alors été

introduites avec l’exploitation des phénomènes thermiques qui génèrent de faibles perturbations

électriques dans les interconnexions métalliques. Les court‐circuits, ou de façon générale les problèmes de

résistivité anormale, peuvent alors être identifiés et localisés facilement.

De nouvelles longueurs d’onde ont alors été utilisées, dans le proche infrarouge, pour ne pas générer de

porteurs libres dans le silicium et de façon à optimiser la stimulation laser thermique. Seul l’effet thermique

est ainsi exploité. Ces longueurs d’onde dans le proche infrarouge ont ouvert la voie aux techniques

d’analyse par stimulation laser par la face arrière des CI, à travers le substrat en silicium, qui est

partiellement transparent dans le proche infrarouge. Ceci a permis de résoudre avec succès la

problématique liée à l’augmentation du nombre de niveaux métalliques et de leur densité, rendant de plus

en plus critique les analyses par la face avant des circuits. De plus, pour les analyses dites statiques (circuit

sans activité interne) les moyens de mesures à base d’amplificateur et de filtrage, proposés et développés au

cours de ces années, sont restés relativement simples à mettre en œuvre. Ils sont efficaces et offrent une

utilisation facile et une rapidité d’analyse très appréciables.

Pour toutes ces raisons, les techniques à base de stimulation laser en mode pompe ont rencontré un grand

succès dans les laboratoires d’analyse de défaillance, surtout pour les approches thermiques qui sont très

efficaces pour la localisation d’un grand nombre de défauts dans les interconnexions métalliques et leurs

résultats sont relativement simples à interpréter. Elles restent encore aujourd’hui très utilisées malgré la

réduction technologique des éléments mis en œuvre dans la conception des CI. Ceci est rendu possible par

les récentes évolutions qui ont permis d’améliorer la résolution latérale de ces techniques d’analyse par

stimulation laser (lentilles à immersion solide, lentille à diffraction, etc.).

Les techniques décrites dans ce chapitre présentent l’avantage d’être rapidement mises en œuvre et

d’adresser de nombreux types de défauts. Leurs principes, leurs avantages et inconvénients ont été exposés.

Les techniques basées sur la stimulation laser thermique (OBIRCh, TIVA, SEI, etc.), l’émission de lumière

(EMMI) et l’émission de chaleur (thermographie) sont utilisées quotidiennement dans le laboratoire RCCAL

de STMicroelectronics Rousset, elles rencontrent beaucoup de succès dans les laboratoires d’analyse de

défaillance et sont bien connues aujourd’hui. Beaucoup de recherche et de développement ont été menés

sur ces techniques.

On constate que les approches basées sur la stimulation thermique laser (STL) restent largement privilégiées

par rapport aux approches basées sur la stimulation photoélectrique laser (SPL). Cela est du en partie au fait

Chapitre 1

47

que la stimulation thermique laser permet dans la plupart des cas de pointer plus directement le défaut

cherché. Ce dernier est bien souvent l’élément le plus sensible, ce qui n’est pas forcément le cas en mode

photoélectrique où de nombreuses structures sont sensibles bien qu’elles ne présentent aucune anomalie.

De plus, la réponse photoélectrique du circuit sous test qui se traduit par la propagation d’un photocourant à

travers les défauts actifs et passifs est difficile à interpréter.

C’est pourquoi, les techniques à base de stimulation photoélectrique laser (OBIC, LIVA, etc.) sont très peu

employées et ne font pas partie de notre flot d’analyse de défaillance. En effet, les effets de l’interaction

d’un laser photoélectrique avec un CI sont peu connus et difficiles à interpréter. Ces techniques ont pourtant

fait leur preuve et nous sommes convaincus qu’elles sont prometteuses et que leur potentiel n’est pas

totalement exploité. De plus, un seul et même équipement peut être utilisé et un simple changement de

longueur d’onde permet d’induire différents phénomènes physiques comme les effets thermiques et

photoélectriques. L’objectif de cette thèse est donc de mener un travail de recherche et de développement

pour bien comprendre et être capable d’interpréter les résultats obtenus, mais aussi et surtout pour bien

évaluer le potentiel de cette technique pour les applications en laboratoire d’analyse de défaillance. Pour

cela il nous faut dans un premier temps apporter des explications sur l’interaction du laser photoélectrique

avec les circuits, cet aspect sera très largement abordé dans le chapitre 2. A la suite de cela, il sera possible

de mettre en application ces techniques, en faisant évoluer et en développant des méthodologies à base de

stimulation photoélectrique laser statiques qui pourront être utiles et intégrées dans le flot d’analyse de

défaillance. Ce thème sera exposé dans le chapitre 3.

Toutes ces techniques d’analyse de défaillance sont complémentaires, faciles à mettre en œuvre et

permettent d’obtenir des localisations précises. Le fait de maîtriser les techniques à base de stimulation

photoélectrique laser nous permettra d’approfondir notre savoir faire et d’étoffer le panel de techniques

dont nous disposons.

49

Chapitre 2 : Etude de l’interaction du laser 1064 nm avec les composants élémentaires

I. Introduction

our arriver finalement à être capable de comprendre et d’interpréter les résultats obtenus suite à

une SPL sur un produit, un travail pas à pas est nécessaire, plusieurs étapes doivent être mises en

œuvre avec un degré de complexité croissant. En effet, notre objectif est dans un premier temps de

comprendre le comportement des dispositifs élémentaires soumis à la technique SPL tels que les diodes,

capacités MOS et les transistors NMOS et PMOS. De plus, cela permettra ensuite de les modéliser et ainsi

pouvoir prédire le comportement de circuits complexes. Cette étude est également motivée par le besoin

d’optimiser les méthodologies d’analyse de défaillance basées sur l’interaction du laser 1064nm avec le

silicium.

Ce deuxième chapitre a ainsi pour objectif d’expliquer et surtout de comprendre la répartition des

photocourants induits dans les dispositifs élémentaires ainsi que les perturbations électriques engendrées.

Par conséquent, il nous faut étudier les phénomènes physiques mis en jeu lors de l’interaction du laser

photoélectrique avec le semiconducteur. Pour cela nous avons travaillé sur des diodes et des transistors

isolés, embarqués dans des structures de test de technologie 90nm et nous avons confronté les mesures sur

silicium à des modélisations physiques. En effet, la simulation facilite l'étude de l’effet photoélectrique induit

par le laser sur le semiconducteur et surtout permet de donner des explications qui vont confirmer ou

infirmer les hypothèses formulées suite aux mesures. Ensuite, grâce à ces études nous avons extrait et/ou

calibré des modèles électriques qui permettront d’étudier, par simulation, l’impact du laser photoélectrique

sur des structures plus complexes.

Tout d’abord, nous allons décrire l’effet de la SPL sur les jonctions PN. Ensuite, nous présenterons une étude

détaillée de l’impact de la SPL sur les transistors NMOS et PMOS en fonction de leur état (bloqué ou passant)

et leur longueur L. Nous avons ensuite utilisé ces résultats pour calibrer les modèles de la littérature et

P

Chapitre 2

50

même développer des modèles plus précis et adaptés à nos technologies. Enfin, nous terminerons ce

chapitre par la mise en pratique des conclusions de ces différentes études sur le cas d’un inverseur CMOS.

La compréhension et l’explication des phénomènes mis en jeu lors de l’interaction du laser photoélectrique

avec les dispositifs élémentaires n’est pas immédiate et est loin d’être simple, nous avons donc pris soin

dans ce chapitre de bien détailler les différentes études et nous nous sommes souciés d’avoir les explications

les plus claires possible. C’est pourquoi ce chapitre sera le plus conséquent de ce manuscrit de thèse.

II. La jonction PN

Dans ce paragraphe, l’effet de la SPL sur une jonction PN (diodes N+/Pwell et P+/Nwell) est

caractérisé, bien que ce travail ait déjà été effectué [BEAUCHENE'04, WIRTH'64]. Notre objectif est en fait

double. Premièrement, cela a permis en début de thèse de se former sur l’équipement, de mettre en

pratique la technique, de vérifier la théorie et ce qui a déjà été fait. Deuxièmement, cette étude sert de base

aux simulations TCAD qui vont avoir un rôle très important pour les études suivantes où elles vont permettre

de confirmer ou non certaines hypothèses, et d’expliquer les chemins empruntés par les photocourants

induits. En effet, dans ce paragraphe les caractérisations expérimentales de l’effet de la SPL sur une jonction

PN sont comparées à des simulations TCAD dans le but de valider et calibrer les modèles utilisés sur un cas

déjà étudié et par conséquent dont le résultat est connu. Les mesures sont réalisées sur un système

iPHEMOS d’Hamamatsu (décrit dans le chapitre 3).

II.1 La diode N+/Pwell

La structure étudiée est embarquée dans une structure de test de technologie 90nm et sa surface est

d’environ 200µm² (Figure 2‐1).

Figure 2‐1. Layout de la diode N+/Pwell.

Chapitre 2

51

II.1.a Caractérisation expérimentale

La puissance laser est ajustable entre 0 et 45mW, et le spot laser est positionné au centre de la diode.

La caractéristique courant‐tension (IV) est tracée pour différentes puissances laser (Figure 2‐2) [GLOWACKI'10,

GLOWACKI'07]. Quand la jonction PN est polarisée en inverse en‐dessous de 0,6V, la Zone de Charge d’Espace

(ZCE) atteint sa largeur maximum et le photocourant est quasiment constant en fonction de la tension

appliquée puisque la largeur de la ZCE ne varie pas significativement avec la tension appliquée. Le

photocourant induit est plus important que la fuite en inverse de la diode et dépend de l’intensité laser.

Lorsque la tension appliquée augmente au‐delà de 0,6V, la largeur de la ZCE commence à diminuer donc la

quantité de photocourant induite décroît également. Quand la tension atteint la tension de seuil de la diode

(croix noire sur la Figure 2‐2), la largeur de la ZCE décroît, le photocourant induit est donc réduit et devient

négligeable par rapport au courant direct de la diode. De plus, les résistances jusqu’ici négligeables des

régions de type N et P commencent à jouer un rôle significatif en mode direct et sont réduites sous

illumination, ce qui mène à une diminution du courant avec l’intensité laser.

Figure 2‐2. Caractéristique IV mesurée d’une diode N+/Pwell en fonction de la puissance laser.

II.1.b Simulations TCAD

L’objectif de cette simulation est de reproduire le photocourant induit dans la ZCE de la structure.

Dans ce travail, les outils de simulation Synopsys sont utilisés et particulièrement Sentaurus Device Editor

(SDE) pour le maillage et SDevice pour la simulation de la structure. La structure a été générée avec l’outil

Sentaurus Process en reproduisant toutes les étapes de fabrication utilisées pour fabriquer le dispositif. La

structure simulée est une jonction drain/substrat (ou de façon équivalente source/substrat) obtenue en

ôtant la grille et en coupant en deux un transistor NMOS (Figure 2‐3). Les avantages à procéder de cette

façon sont qu’une seule structure est générée (pour simuler un transistor et une diode) et des informations à

propos des phénomènes ayant lieu dans les diodes d’un transistor sont obtenues. Les caractéristiques IV

sont simulées en fonction de la puissance du laser 1064nm (de 1W.cm‐² à 30W.cm‐²) considéré en simulation

comme une onde plane (Figure 2‐4).

‐1,0E‐04

‐5,0E‐05

‐2,0E‐18

5,0E‐05

1,0E‐04

1,5E‐04

2,0E‐04

2,5E‐04

3,0E‐04

‐0,8 ‐0,6 ‐0,4 ‐0,2 0 0,2 0,4 0,6 0,8

Courant (A)

Tension (V)

0%40%60%80%100%

Chapitre 2

52

Figure 2‐3. Structure utilisée pour les simulations TCAD de la diode N+/Pwell.

Figure 2‐4. Caractéristique IV simulée d’une diode N+/Pwell en fonction de la puissance laser.

II.2 La diode P+/Nwell

Le circuit sous test est embarqué dans une structure de test de technologie 90nm et sa surface est

d’environ 200µm² (Figure 2‐5).

Figure 2‐5. Layout de la diode P+/Nwell.

0.43µm

‐1,0E‐06

‐5,0E‐07

‐2,0E‐20

5,0E‐07

1,0E‐06

1,5E‐06

2,0E‐06

2,5E‐06

3,0E‐06

‐0,8 ‐0,4 0 0,4 0,8

Courant (A)

Tension (V)

1W/cm²10W/cm²20W/cm²30W/cm²

Chapitre 2

53

II.2.a Caractérisation expérimentale

Le spot laser est positionné au centre de la diode et la puissance laser est ajustable jusqu’à environ

40mW. La caractéristique IV est tracée pour différentes puissance laser et présentée sur la Figure 2‐6. Les

résultats sont identiques à ceux obtenus pour la diode N+/Pwell. Quand la jonction PN est polarisée en

inverse en‐dessous de 0,6V, le photocourant est quasiment constant indépendamment de la tension

appliquée puisque la largeur de la ZCE ne varie pas significativement avec la tension appliquée. Le

photocourant induit est plus important que la fuite en inverse de la diode et dépend de l’intensité laser.

Ensuite, lorsque la tension appliquée augmente au‐delà de 0,6V, la largeur de la ZCE commence à diminuer

et la quantité de photocourant induite est également réduite. Quand la tension appliquée atteint la tension

de seuil de la diode (croix noire sur la Figure 2‐6), la largeur de la ZCE décroît, le photocourant induit est

donc réduit et devient négligeable par rapport au courant direct de la diode. De plus, les résistances jusqu’ici

négligeables des régions de type N et P commencent à jouer un rôle significatif en mode direct et sont

réduites sous illumination, ce qui mène à une diminution du courant avec l’intensité laser.

Figure 2‐6. Caractéristique IV mesurée d’une diode P+/Nwell en fonction de la puissance laser.

II.2.b Simulations TCAD

L’objectif de ces simulations est de reproduire le photocourant induit dans la ZCE du dispositif. Dans ce

travail, les outils de simulation utilisés sont les mêmes que pour la diode N+/Pwell. Le dispositif simulé est

une jonction drain/substrat (ou de façon équivalente source/substrat) obtenue en ôtant la grille et en

coupant en deux un transistor PMOS (Figure 2‐7). Ainsi, une seule structure est générée et des informations

à propos des phénomènes ayant lieu dans les jonctions du transistor sont obtenues.

‐2,0E‐04

‐1,0E‐04

0,0E+00

1,0E‐04

2,0E‐04

3,0E‐04

4,0E‐04

5,0E‐04

‐0,8 ‐0,4 0 0,4 0,8

Courant (A)

Tension (V)

0%

40%

60%

80%

100%

Chapitre 2

54

Figure 2‐7. Structure utilisée pour les simulations TCAD de la diode P+/Nwell.

Les caractéristiques IV de la diode sont simulées en fonction de l’intensité laser (de 100W.cm‐2 à 500W.cm‐2)

du simulateur d’onde plane 1064nm (Figure 2‐8). Les résultats sont corrélés aux mesures. Il est important de

préciser que les niveaux de courant ne sont pas identiques aux mesures parce que le simulateur TCAD n’est

pas calibré pour corréler aux résultats sur silicium, il est uniquement utilisé pour avoir des tendances.

Figure 2‐8. Caractéristique IV simulée d’une diode P+/Nwell en fonction de la puissance laser.

NwellNwell

P-sub P-sub

‐1E‐08

‐5E‐09

1E‐22

5E‐09

1E‐08

1,5E‐08

2E‐08

2,5E‐08

3E‐08

3,5E‐08

4E‐08

‐0,6 ‐0,4 ‐0,2 ‐1E‐15 0,2 0,4 0,6

Courant (A)

Tension (V)

100 W.cm²

300 W.cm²

500 W.cm²

Chapitre 2

55

II.3 Corrélations et conclusion

Les mêmes tendances sont obtenues en les mesures et en simulations TCAD : en polarisation inverse

une diode stimulée par un laser photoélectrique (1064nm) peut être modélisée par une source de courant,

et la quantité de photocourant ne dépend pas significativement de la tension inverse appliquée (ceci est

valable pour cette technologie). Il est important de préciser que les niveaux de courant ne sont pas

identiques parce que le simulateur TCAD n’est pas calibré pour corréler aux résultats silicium, il est

uniquement utilisé pour avoir des tendances.

Bien que les diodes utilisées pour les mesures et les simulations soient différentes en termes de géométrie,

l’objectif de cette étude n’est pas d’avoir une comparaison quantitative (amplitudes des courants) mais

plutôt une comparaison qualitative (tendances des courants) entre les mesures expérimentales et les

simulations. L’objectif de cette étude est de valider les modèles de simulation sur un dispositif simple et

déjà étudié afin de simuler après cela l’effet de la SPL sur un composant plus complexe, comme un transistor

NMOS, avec confiance.

III. Le transistor NMOS

Dans ce paragraphe, l’effet induit par un laser statique de longueur d’onde 1064nm sur un transistor

NMOS de technologie 90nm est caractérisé et analysé. Nous présentons une comparaison entre les

photocourants induits dans un transistor à canal court ou long, ou bien en fonction de son état (bloqué ou

passant). Les mesures expérimentales sont corrélées à des analyses Finite Elements Modeling Technology

computer Aided Design (TCAD), ce qui donne un aperçu physique de la génération et du déplacement des

porteurs dans les dispositifs.

Des mesures électriques associées à des simulations TCAD sont les outils nécessaires pour comprendre et

caractériser l’impact de la SPL. En effet, la TCAD modélise le flot complexe des étapes de fabrication du

semiconducteur fournissant ainsi des informations détaillées sur les formes géométriques et les distributions

des profils de dopage des dispositifs concernés (comme un transistor). Ces informations sont également

utilisées pour prédire les caractéristiques des dispositifs, menant ainsi à des modèles de simulation d’un

circuit dans n’importe quel simulateur comme PSPICE [MINIXHOFER'06]. La simulation en 3 dimensions (3D)

requiert de nombreux calculs et des temps de simulation importants, par conséquent, uniquement des

simulations TCAD en 2D ont été réalisées. Nous supposons que la 3ème dimension de l’espace n’affecte pas

significativement le comportement des mécanismes fondamentaux impliqués dans les résultats suivants,

puisque la 3ème dimension du dispositif (largeur W du transistor) est choisie suffisamment longue de manière

à négliger les effets de bord (W = 10µm). De plus, les comparaisons entre mesures et simulations seront

plutôt qualitatives que quantitatives parce que la simulation TCAD est utilisée en tant qu’outils d’analyse des

lois physiques dans les structures, et doit être précisément calibrée avant une quelconque analyse

quantitative.

Chapitre 2

56

Dans une première partie, l’influence de la position du spot laser est étudiée puisque le centrer au milieu

d’une dimension de 100nm peut s’avérer critique. Ensuite, une analyse détaillée de l’impact de la SPL sur un

transistor NMOS est présentée. Enfin, des investigations TCAD sont proposées pour répondre aux nouvelles

questions soulevées par les résultats précédents.

III.1 Sensibilité des mesures à la position du laser

Pour chaque mesure, le laser est positionné manuellement au centre de la structure par l’utilisateur.

La croix jaune sur la Figure 2‐9 représente le centre du spot laser (son diamètre théorique est 1,7µm). Ce

dernier peut être assez facilement positionné au centre du transistor dans le cas d’un canal long (5µm à

plus), alors que pour des longueurs plus petites il devient difficile de distinguer le canal sur l’image laser, et

par conséquent, de correctement positionner le spot du laser en son centre.

Figure 2‐9. Image laser de transistors de largeur W = 10µm en fonction de leur longueur : L = 10µm (gauche) et L = 0,1µm (droite).

L’influence de la position du spot laser est étudiée parce qu’il a été observé que cela peut modifier les

amplitudes des courants mesurés [SANCHEZ'05a]. Un transistor NMOS de dimension 10µm x 5µm a été

caractérisé avec le spot laser en son centre (Figure 2‐10 haut) et près du drain (Figure 2‐10 bas). Lorsque le

laser est centré au milieu du canal, les contributions source et drain sont identiques, alors que lorsque le

laser est proche du drain, le courant de drain devient plus important que celui de source. Néanmoins, les

mesures vérifient toujours la loi de conservation des courants :

Équation 2‐1

Lors de nos mesures, le spot laser est toujours positionné entre le drain et la source mais dans le cas d’un

transistor à canal court il se peut qu’il ne soit pas réellement au milieu mais plus près du drain ou de la

source. Cependant, les résultats présentés ci‐dessous montrent que cela ne modifie pas le photocourant

total généré puisque la conservation des courants est maintenue.

Chapitre 2

57

Dans une moindre mesure, le fait que les diodes source et drain soient polarisées à des tensions différentes

induit également un léger décalage dans les courbes, ce qui est accentué à un troisième ordre par le fait que

les diodes ne sont jamais rigoureusement identiques d’un point de vue fabrication.

Figure 2‐10. Courants dans un transistor à canal moyen (10µm x 5µm) en fonction de la puissance laser lorsque le spot laser est au centre du canal (haut) ou près du drain (bas).

L’effet de la SPL impulsionnelle sur un transistor NMOS a déjà été étudié [POUGET'00b, DOUIN'06]. Cependant,

nous souhaitons comprendre l’effet de la SPL statique (1064nm) ce qui nous aidera à interpréter les

cartographies OBIC ou LIVA obtenues dans le cadre des analyses de défaillance.

‐4,0E‐05

‐3,0E‐05

‐2,0E‐05

‐1,0E‐05

0,0E+00

1,0E‐05

2,0E‐05

3,0E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

SubstratSourceGrilleDrainSomme

‐4,0E‐05

‐3,0E‐05

‐2,0E‐05

‐1,0E‐05

‐5,0E‐19

1,0E‐05

2,0E‐05

3,0E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)


Chapitre 2

58

III.2 Présentation des résultats

Les dispositifs étudiés dans ce paragraphe sont embarqués dans des structures de test de technologie

90nm, et la puissance laser est ajustable entre 0 et 40mW. Pour chaque étude, le spot laser est positionné au

centre du transistor, et les courants de grille, drain, source et substrat sont mesurés en fonction de la

puissance laser [BRAHMA'08].

III.2.a Mode bloqué

Canal long

Un transistor NMOS de dimension 10µm x 10µm est polarisé comme suit : grille, source et substrat

sont à la masse, la tension de drain est 1,2V. L’allure des courants à ces électrodes en fonction de la

puissance laser est présentée sur la Figure 2‐11. Le courant de grille est toujours nul et la loi de conservation

des courants est respectée puisque la somme de tous les courants (drain, source et substrat) peu importe la

puissance laser est toujours nulle. Les amplitudes des photocourants collectés sur la source et le drain sont

identiques.

Figure 2‐11. Courants du transistor à canal long en fonction de la puissance laser (état bloqué).

Canal court

Un transistor NMOS de dimension 10µm x 0,1µm est étudié. L’allure des courants à ces électrodes en

fonction de la puissance laser est présentée sur la Figure 2‐12, et la conclusion est la même que dans le cas

d’un transistor à canal long. Cependant, dans ce cas la quantité de photocourant induite est deux fois

moindre que dans le cas du transistor à canal long : par exemple, à puissance laser maximum, dans le cas du

‐6,0E‐05

‐5,0E‐05

‐4,0E‐05

‐3,0E‐05

‐2,0E‐05

‐1,0E‐05

‐8,0E‐19

1,0E‐05

2,0E‐05

3,0E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Substrat

Source

Grille

Drain

Somme

Chapitre 2

59

canal court IDrain = 12,3µA alors que dans le cas du canal long IDrain = 26,5µA (ce point sera expliqué par la

suite).

Figure 2‐12. Courants du transistor à canal court en fonction de la puissance laser (état bloqué).

III.2.b Mode passant

Canal long

Un transistor NMOS de dimension 10µm x 10µm est polarisé comme suit : source et substrat sont à la

masse, les tensions de grille et de drain sont de 1,2V. L’allure des courants à ces électrodes en fonction de la

puissance laser est présentée sur la Figure 2‐13 et la conclusion est la même qu’en mode bloqué. Cependant,

dans ce cas l’effet de la SPL devient significatif (c’est à dire que l’on observe une variation de 5% par rapport

à la valeur initiale) seulement lorsque la puissance laser est supérieure à 50% (≈16mW), parce que les

courants du transistor sont plus importants que les photocourants sous ce seuil. De plus, la même quantité

de photocourant est induite que le transistor à canal long soit passant (dans ce cas la valeur initiale sans

stimulation laser est soustraite à la valeur totale mesurée) ou bloqué (Figure 2‐14): environ 25µA dans les

jonctions source ou drain et 50µA dans la jonction substrat à puissance laser maximum.

‐2,5E‐05

‐2,0E‐05

‐1,5E‐05

‐1,0E‐05

‐5,0E‐06

0,0E+00

5,0E‐06

1,0E‐05

1,5E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant(A)

Puissance laser (%)


Chapitre 2

60

Figure 2‐13. Courants du transistor à canal long en fonction de la puissance laser (état passant).

Figure 2‐14. Photocourants induits dans le transistor à canal long en fonction de la puissance laser à l’état bloqué et passant.

Canal court

Un transistor NMOS de dimension 10µm x 0,1µm est étudié. L’allure des courants à ces électrodes en

fonction de la puissance laser est présentée sur la

‐2,0E‐04

‐1,5E‐04

‐1,0E‐04

‐5,0E‐05

0,0E+00

5,0E‐05

1,0E‐04

1,5E‐04

2,0E‐04

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Substrat

Source

Grille

Drain

Somme

‐6,0E‐05

‐5,0E‐05

‐4,0E‐05

‐3,0E‐05

‐2,0E‐05

‐1,0E‐05

1,0E‐20

1,0E‐05

2,0E‐05

3,0E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Substrat (bloqué)

Substrat (passant)

Source (bloqué)

Source (passant)

Drain (bloqué)

Drain (passant)

∑ (bloqué)

∑ (passant)

Chapitre 2

61

Figure 2‐15. Contrairement au transistor à canal long, l’effet de la stimulation laser n’est pas visible

même à puissance laser maximum. En effet, les amplitudes des courants mesurés quand ce transistor à canal

court est en mode passant sont très importantes (environ 5mA pour la source et le drain) par rapport à la

quantité de photocourant générée (environ 25µA), donc l’effet de la SPL n’est pas significatif sur la

fonctionnalité d’un transistor à canal court. Le courant de drain (à tension de grille fixe) varie

proportionnellement à 1/L, pour cette raison l’effet de la SPL peut être observé sur un transistor à canal long

mais pas sur un transistor à canal court.

Figure 2‐15. Courants du transistor à canal court en fonction de la puissance laser (état passant).

En conclusion :

- En mode bloqué le photocourant induit dans le transistor à canal long est deux fois plus important

que le photocourant induit dans le transistor à canal court.

- En mode passant l’effet de la SPL n’est pas visible sur le transistor à canal court, même à puissance

laser maximum.

L’effet de la SPL statique dépend donc de la longueur L du transistor, c’est pourquoi une étude détaillée de la

quantité de photocourant induite en fonction de ce paramètre est proposée dans le paragraphe suivant.

III.3 Etude en fonction de la longueur L du transistor

D’après le paragraphe précédent il apparaît qu’en mode bloqué la quantité de photocourant induite

dans le cas d’un transistor à canal court est deux fois petite que dans le cas d’un transistor à canal long. C’est

pourquoi nous étudions dans ce paragraphe les courants induits en fonction de la longueur L du transistor

(0,09µm, 0,1µm, 0,12µm, 0,24µm, 0,5µm, 1,2µm, 5µm, 10µm et W = 10 µm dans tous les cas). Les résultats

‐6,0E‐03

‐4,0E‐03

‐2,0E‐03

0,0E+00

2,0E‐03

4,0E‐03

6,0E‐03

8,0E‐03

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant(A)

Puissance laser (%)

Substrat

Source

Grille

Drain

Somme

Chapitre 2

62

sont présentés sur la Figure 2‐16 et montrent que les photocourants induits dans chaque électrode (drain,

source et substrat) augmentent avec la longueur L du transistor.

Figure 2‐16. Photocourant induit en fonction de la longueur L du transistor à puissance laser maximum (haut) et zoom pour les faibles longueurs de grille (bas).

La même expérience est simulée avec l’outil TCAD, les résultats sont présentés sur la Figure 2‐17. Les allures

des courbes présentées dans la Figure 2‐16 et la Figure 2‐17 sont différentes parce que dans le cas de la

simulation le laser est simulé comme une onde plane donc il y a la même intensité laser sur toute la

structure, alors qu’en mesures, l’intensité du laser est de profil gaussien. En‐dessous de L ≈ 3µm (valeur

théorique du diamètre du spot laser) les mesures et les simulations sont dans les mêmes conditions, mais

pour des valeurs plus grandes, en mesure les régions de drain et source sont moins éclairées que le centre

du canal (contrairement aux simulations où l’éclairement est uniforme), donc les niveaux de photocourant

sont plus petits et c’est pour cela que la pente de la courbe est moins forte.

‐6,0E‐05

‐5,0E‐05

‐4,0E‐05

‐3,0E‐05

‐2,0E‐05

‐1,0E‐05

1,0E‐20

1,0E‐05

2,0E‐05

3,0E‐05

0 2 4 6 8 10

Courant (A)

Longueur L du transistor (µm)

Substrat

Source

Drain

Somme

‐3,0E‐05

‐2,0E‐05

‐1,0E‐05

0,0E+00

1,0E‐05

2,0E‐05

0 0,2 0,4 0,6

Courant (A)


Substrat

Source

Drain

Somme

Chapitre 2

63

Figure 2‐17. Simulation du courant de drain en fonction de la longueur de grille du transistor.

En conclusion, que ce soit en simulations ou bien en mesures, dans tous les cas (de L = 0,09µm à 10µm) la

conservation des courants est vérifiée, mais la quantité de photocourant induite est plus petite pour les

petites valeurs de L bien que le transistor soit en mode bloqué (la tension de grille est nulle), et que la

largeur et le volume des jonctions source et drain soient identiques (W = 10µm et la surface des jonctions

source et drain est de 10 x 0,6µm²). Une hypothèse est qu’une partie du photocourant total collecté sur

l’électrode de la source ou du drain soit un photocourant provenant de la zone de déplétion du canal. Pour

vérifier cette hypothèse deux transistors NMOS identiques et différentiés uniquement par leur longueur de

grille (L = 0,1µm et 10µm) sont investigués en régime d’accumulation de la capacité MOS : la source et le

substrat sont à la masse, le potentiel de drain est 1,2V et la tension de grille est ‐1,2V (tension maximum

autorisée pour cette technologie). Ceci assure le fait que le transistor soit en régime d’accumulation et par

conséquent il n’y a pas de ZCE dans le canal, donc aucune contribution en courant (s’il y en a une) ne peut

provenir du canal. Le Tableau 2‐1 résume les valeurs mesurées et simulées (grâce à l’outil TCAD) des

courants de source, drain et substrat dans le cas du canal court et long pour Vgrille= 0V et ‐1,2V en fonction de

la longueur de grille du transistor (rappelons que W = 10µm). Les mêmes tendances sont obtenues que ce

soit en mesures ou en simulations. Il est important de préciser que les niveaux de courant ne sont pas

identiques parce que le simulateur TCAD n’est pas calibré pour corréler aux mesures silicium, il est

seulement utilisé pour étudier des tendances.

10µm x 0,1µm 10µm x 10µm

Drain Source Substrat Drain Source Substrat

Mesures

Vgrille = 0V 12,3µA 11,8µA ‐23,2µA 26,5µA 24µA ‐50,8µA

Vgrille = ‐1,2V 14,5µA 9,2µA ‐26µA 5µA 6,5µA ‐11,5µA

Simulations

Vgrille = 0V 2,37nA 1,78nA ‐3,82nA 41,3nA 36,29nA ‐77,6nA

Vgrille = ‐1,2V 2,43nA 1,78nA ‐4,22nA 7,09nA 6,25nA ‐13,35nA

Tableau 2‐1. Courants mesurés et simulés à puissance laser maximum en fonction de la longueur L du transistor et de la tension de grille.

0,0E+00

5,0E‐09

1,0E‐08

1,5E‐08

2,0E‐08

2,5E‐08

3,0E‐08

3,5E‐08

4,0E‐08

4,5E‐08

0 2 4 6 8 10

Courant (A)


Chapitre 2

64

Voici les informations importantes que nous pouvons déduire de ce tableau :

- Transistor à canal court : que la tension de grille soit 0V ou ‐1,2V, les photocourants induits ont les

mêmes amplitudes, ce qui signifie qu’il n’y a pas de contribution du canal. La raison est que bien

que la tension de grille du transistor à canal court soit négative, les ZCE des jonctions de source et

de drain se chevauchent et la région de déplétion du canal n’est pas seulement contrôlée par

l’électrode de grille mais aussi par les électrodes de source et de drain. Une tension de grille

négative n’est pas suffisante pour mettre le canal en régime d’accumulation et ainsi supprimer la

région de déplétion.

- Transistor à canal long : quand la tension de grille est ‐1,2V les photocourants sont presque cinq

fois plus petits que lorsque la grille est à la masse, donc il y a une relation entre la taille de la ZCE du

canal et la quantité de photocourant collectée aux électrodes de source et drain.

- Mesures à Vgrille = ‐1,2V : les photocourants dans le transistor à canal court sont plus importants

que dans le transistor à canal long. Cela peut être expliqué par le fait que dans le cas du canal

court, source, drain et canal sont complètement recouverts pas le spot laser (ce qui correspond au

sommet de la gaussienne du profil de l’énergie laser) alors que dans le cas du canal long seulement

une partie du canal est couverte par le spot laser (donc source et drain sont éclairés par les "pieds"

de la gaussienne).

Toutes ces remarques sont confirmées par des cartographies TCAD simulées. En effet, les densités de

courant des transistors à canal court et long sont cartographiées en mode bloqué et passant, avec et sans

SPL, ces résultats sont présentés sur la Figure 2‐18. Quand le laser est éteint et la tension de grille est nulle,

une petite fuite entre la source et le drain apparaît, correspondant au Ioff du transistor (courant de fuite

lorsque le transistor est bloqué). Pour une même tension de grille si le laser est allumé, des chemins de

courants verticaux apparaissent de la source et du drain vers le substrat et viennent s’ajouter au Ioff. Ceci

confirme le fait qu’à tension de grille nulle il y a deux contributions : une première provenant du canal et une

seconde correspondant aux photocourants induits dans les jonctions source et drain. Enfin, si le transistor

est sous SPL mais que la tension de grille est ‐1,2V, la contribution canal disparaît et il ne reste plus que les

chemins de courants verticaux de la source et du drain vers le substrat, ce qui confirme l’hypothèse formulée

précédemment.

Chapitre 2

65

Figure 2‐18. Densité de courant dans le canal et les régions source et drain du transistor en fonction de la tension de grille et s’il y a SPL ou non pour L = 0,12µm et L = 10µm (haut) et zoom sur le canal (bas).

En conclusion, l’effet de la SPL sur un transistor NMOS dépend de sa longueur L et des tensions qui lui sont

appliquées conditionnant l’existence et la taille de ZCE (dans la source et le drain et éventuellement le canal)

où les photocourants sont générés. Dans la partie suivante, des investigations plus poussées se concentrent

sur la compréhension de l’origine de ces chemins de courant dans la structure.

III.4 Investigations plus poussées grâce à la TCAD

La simulation TCAD donne un aperçu physique des comportements basiques ou plus complexes de

structures élémentaires, ceci sera utilisé dans ce paragraphe pour expliquer l’origine de courants privilégiés

dans un transistor NMOS soumis à la SPL, et pour étudier le déclenchement du transistor bipolaire NPN

parasite présent dans le transistor NMOS.

III.4.a Photocourants induits dans la source et le drain

L’objectif est d’expliquer la distribution des densités de courant dans un transistor NMOS soumis à

SPL. La Figure 2‐19 représente la cartographie du champ électrique dans un transistor NMOS de dimension

VGrille=0V VGrille=0V VGrille=-1.2VLaser OFF Laser ON Laser ON

10x0.12µm²

10x10µm²0.4µm

1.0E+00

1.0E-06

1.0E-01

1.0E-02

1.0E-03

1.0E-04

Total current density[A*cm-2]

VGrille=0V VGrille=0V VGrille=-1.2VLaser OFF Laser ON Laser ON

10x0.12µm²

10x10µm²

Chapitre 2

66

10µm x 0,12µm dont la grille est connectée à la masse et soumis à la SPL. Du fait que le gradient de

concentration de dopage soit plus important dans les parties peu profondes des jonctions de source et drain

sous la grille, le champ électrique dans les jonctions PN est localement plus grand sous la grille (la ZCE, tracée

en lignes blanches sur la Figure 2‐19 droite, est plus petite sous la grille qu’en profondeur), augmentant donc

la barrière de potentiel que les porteurs doivent franchir pour atteindre les électrodes. C’est pourquoi le

photocourant induit dans les jonctions de source et drain circule verticalement vers le substrat et moins de

courant circule à travers les jonctions PN sous le canal (Figure 2‐19 droite). Dans le paragraphe suivant, le

déclenchement du transistor bipolaire parasite présent dans la structure du transistor NMOS est étudié

[BEAUDOIN'02].

Figure 2‐19. Cartographie du champ électrique avec superposition des vecteurs de courant (gauche) et cartographie de la densité de courant (droite) pour une tension de grille nulle.

III.4.b Etude du transistor bipolaire parasite

Un transistor NMOS soumis à l’injection de paires électron‐trou dans le substrat peut déclencher le

transistor bipolaire parasite constitué par la source, le substrat et le drain en augmentant localement le

potentiel du substrat et en activant la diode source‐substrat en direct. Les mesures présentées dans les

paragraphes précédents ne montrent pas un tel déclenchement sinon les amplitudes des courants auraient

été bien plus grandes. Des simulations TCAD ont été effectuées pour vérifier cela. Pour différencier le

courant punch‐through entre le drain et la source (ce phénomène apparaît lorsque la ZCE du côté du drain

en profondeur dans le substrat entre en interaction avec la ZCE du côté de la source) du courant du

transistor bipolaire parasite, la grille (polysilicium et oxyde) est enlevée (Figure 2‐20).

0.2µm 0.4µm

0.2µm

0.1µm

-0.1µm

0

0

Electric Field [V*cm-1]

8.0E+05

6.4E+05

4.8E+05

3.2E+05

1.6E+05

0.2µm 0.4µm

0.2µm

0.1µm

-0.1µm

0

0

Total currentdensity[A*cm-2]

2.3E-01

3.1E-02

4.1E-03

5.5E-04

1.0E-05

7.4E-05

Chapitre 2

67

Figure 2‐20. Structure simulée pour l’étude du déclenchement du transistor bipolaire parasite.

Ce transistor dépourvu de grille est polarisé de la façon suivante : la source est à la masse, la tension du drain

est 1,2V et la tension du substrat varie de 0 à 1,2V. Les courants simulés en fonction de la tension du

substrat (sans stimulation laser) sont présentés sur la Figure 2‐21.

Figure 2‐21. Simulation des courants de drain, source et substrat (sans stimulation laser).

Comme cela est prévisible pour un transistor bipolaire NPN, quand la tension du substrat est supérieure à

0,6V, la diode source‐substrat est polarisée en direct, et les électrons injectés de la source vers le substrat

sont collectés par le drain, jouant le rôle de collecteur (Figure 2‐22).

0.2µm 0.4µm0

Drain (Emetteur)

Source (Collecteur)

Substrat P (Base)

N+N+

0,0E+00

5,0E‐07

1,0E‐06

1,5E‐06

2,0E‐06

2,5E‐06

3,0E‐06

3,5E‐06

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2

Courant (A)

Tension du substrat (V)

Drain

Source

Substrat

Chapitre 2

68

Figure 2‐22. Cartographie simulée de la densité de courant sans stimulation laser pour une tension de

substrat inférieure à 0,6V (gauche) et supérieure à 0,6V (droite).

Ainsi, pour déclencher le transistor bipolaire sans stimulation laser il est nécessaire d’augmenter la tension

du substrat à 0,6V ou plus. Pour remplir cette condition sous SPL, les photocourants induits doivent

augmenter localement le potentiel du substrat (qui est la base du transistor bipolaire) jusqu’à au moins 0,6V.

La cartographie de la densité de courant du transistor sous SPL est présentée sur la Figure 2‐23 (gauche).

Aucun courant entre la source et le drain n’est en fait créé dans la structure simulée, seulement deux

chemins verticaux de la source et du drain vers le substrat, donc le laser ne déclenche pas le transistor

bipolaire parasite. La cartographie de la distribution du potentiel (Figure 2‐23 droite) confirme que le

potentiel local du substrat près de la jonction n’atteint pas 0,6V. En conclusion, la gamme des puissances

laser impliquées dans la SPL statique ne permet pas de déclencher le transistor bipolaire parasite.

Figure 2‐23. Cartographies simulées de la densité de courant (gauche) et du potentiel électrostatique (droite) sous SPL.

III.5 Conclusion

Les effets de la SPL sur un transistor NMOS ont été étudiés. Des comparaisons entre les photocourants

induits dans un transistor à canal court ou long, ou bien en mode, bloqué ou passant sont présentées. Cette

étude donne l’opportunité d’optimiser les méthodologies d’analyse de défaillance. En effet, la SPL statique

0.2µm 0.4µm

0.2µm

0.3µm

0.1µm

0

0

0.4µm

0.1µm 0.3µm


9.8E-02

6.4E-03

4.2E-04

2.7E-05

1.2E-07

1.8E-06

0.2µm

0.3µm

0.1µm

0.2µm 0.4µm

0

0 0.1µm 0.3µm


1.9E+03

9.0E+02

4.4E+02

2.1E+02

5.0E+01

1.0E+02

0.2µm

0.2µm 0.4µm

0

0

0.4µm


2.9E-01

3.5E-03

4.1E-05

4.9E-07

6.9E-11

5.8E-09

0.2µm

0.2µm 0.4µm

0

0

0.4µm

Electrostaticpotential

[V]

1.7E+00

1.3E+00

8.6E-01

4.2E-01

-4.5E-01

-1.5E-020.3µm

0.1µm

Chapitre 2

69

induit des fuites non négligeables dans un transistor (plusieurs micros ampères dans un seul transistor qui

plus est non défaillant) ce qui explique pourquoi les cartographies OBIC sont difficiles à interpréter et

confirme le fait que la technique OBIC ne peut pas être appliquée comme la technique OBIRCh. De plus, la

SPL statique n’apporte pas assez d’énergie pour faire changer d’état un transistor puisque nous sommes

dans un cas de SPL en régime de faible inversion et la densité de porteurs générés n’est pas assez importante

pour induire la dysfonction d’une porte logique saine. Cela confirme à nouveau que la technique OBIC ne

peut pas être appliquée comme la technique OBIRCh et doit plutôt être utilisée dans une approche

dynamique. Ainsi, en présence de défauts ou dans des modes électriques en limites de fonctionnalités, les

variations induites par le laser seront capables de modifier la fonctionnalité du CI, permettant la localisation

des zones sensibles. Il sera par exemple aussi possible de localiser les sources de déclenchement en latchup

[LLIDO'11] ou les avances/retards dans les portes CMOS [T. KIYAN'10]. L’étude de l’effet de la stimulation

photoélectrique avec un laser impulsionnel doit aussi être menée pour explorer l’effet de rangs d’énergie

plus importants [PERDU'05].

IV. Le transistor PMOS

Cette étude est la suite logique de la précédente investigation sur le transistor NMOS [LLIDO'12c,

SARAFIANOS'12b]. Nous étudions ici les effets de la SPL statique sur un transistor PMOS de technologie 90nm,

en fonction de sa longueur L et de son état (bloqué ou passant). L’effet de la SPL impulsionnelle sur un

transistor a déjà été analysé [POUGET'00b, DOUIN'06]. Cependant, nous aspirons à comprendre les effets de la

SPL statique sur un transistor PMOS ce qui peut nous aider à interpréter une cartographie OBIC ou LIVA

obtenue dans le cadre d’une analyse de défaillance.

Cette étude a pour objectif de caractériser et analyser l’effet induit par la SPL sur un transistor PMOS de

technologie 90nm. Des comparaisons entre les courants induits dans un transistor à canal court ou long et à

l’état passant ou bloqué sont faites. Les mesures expérimentales sont corrélées à des simulations TCAD. Ces

simulations physiques donnent un aperçu des phénomènes de génération de porteurs et de transport de

charges dans les dispositifs. Une analyse détaillée de l’impact de la SPL sur un transistor PMOS est présentée

en fonction de la polarisation du substrat.

Les dispositifs testés sont embarqués dans une structure de test de technologie 90nm et la puissance laser

est ajustable jusqu’à environ 40mW. Pour chaque étude, le spot laser est positionné au centre du transistor

et le courant dans chaque électrode est mesuré en fonction de la puissance laser [BRAHMA'08]. Dans le cas

d’un transistor PMOS, deux cas doivent être envisagés : lorsque le substrat P est flottant ou à la masse.

Chapitre 2

70

IV.1 Substrat flottant

IV.1.a Mode bloqué

Canal long

Un transistor PMOS de dimension 10µm x 10µm est polarisé de la façon suivante : grille, source et

caisson Nwell sont polarisés à 1,2V et le drain est à la masse. L’évolution des courants dans ces quatre

électrodes en fonction de la puissance laser est donnée sur la Figure 2‐24. Le courant de grille est toujours

nul et la loi de conversation du courant est respectée puisque la somme de tous les courants est toujours

nulle. De plus, la même quantité de courant est approximativement générée dans les jonctions drain‐

substrat et source‐substrat.


Canal court

Un transistor PMOS de dimension 10µm x 0,09µm est étudié. L’évolution des courants des électrodes

en fonction de la puissance laser est présentée sur la Figure 2‐25. La quantité de photocourant induite est

environ trois fois plus petite que dans le cas du transistor à canal long (par exemple dans le cas du canal

court Idrain = ‐8,1µA et dans le cas du canal long Idrain = ‐27µA). Dans les deux cas (canal long et canal court) la

quantité de photocourant induite dans la source et le drain est identique.

‐4,0E‐05

‐3,0E‐05

‐2,0E‐05

‐1,0E‐05

1,0E‐20

1,0E‐05

2,0E‐05

3,0E‐05

4,0E‐05

5,0E‐05

6,0E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Nwell

Source

Grille

Drain

Somme

Chapitre 2

71


IV.1.b Mode passant

Canal long

Un transistor de dimension 10µm x 10µm est polarisé de la façon suivante : grille et drain sont à la

masse, source et caisson Nwell sont polarisés à 1,2V. L’évolution des courants dans ces électrodes en

fonction de la puissance laser est présentée sur la Figure 2‐26, et la conclusion est la même qu’en mode

bloqué. De plus, |Isource| diminue puisque la mise en conduction du canal conduit à un courant additionnel

qui s’oppose à la circulation du photocourant de la source. D’autre part, |Idrain| augmente parce qu’il vient

s’ajouter à la circulation normale des électrons du canal (due à sa mise en conduction). Finalement, la même

quantité de photocourant est induite dans le transistor à canal long dans les modes passant et bloqué

(Figure 2‐27). : environ 30µA dans les jonctions source‐Nwell et drain‐Nwell, et 65µA dans la jonction

Nwell/substrat P, à puissance laser maximum.

‐1,5E‐05

‐1,0E‐05

‐5,0E‐06

1,0E‐20

5,0E‐06

1,0E‐05

1,5E‐05

2,0E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Nwell

Source

Grille

Drain

Somme

Chapitre 2

72

Figure 2‐26. Courants du transistor à canal long en fonction de la puissance laser (mode passant).

Figure 2‐27. Photocourants induits dans le transistor à canal long en fonction de la puissance laser à l’état bloqué et passant.

Canal court

Un transistor de dimension 10µm x 0,09µm est étudié. Le courant à ces électrodes en fonction de la

puissance laser est présenté sur la Figure 2‐28. Contrairement au transistor à canal long, l’effet de la

stimulation laser n’est pas visible même à puissance laser maximum. En effet, les amplitudes de courant

mesurées quand ce transistor à canal court est passant sont très importantes (environ 2,7mA pour la source

‐8,0E‐05

‐6,0E‐05

‐4,0E‐05

‐2,0E‐05

0,0E+00

2,0E‐05

4,0E‐05

6,0E‐05

8,0E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

NwellSourceGrilleDrainSomme

‐5,0E‐05

‐4,0E‐05

‐3,0E‐05

‐2,0E‐05

‐1,0E‐05

3,0E‐20

1,0E‐05

2,0E‐05

3,0E‐05

4,0E‐05

5,0E‐05

6,0E‐05

7,0E‐05

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Nwell (bloqué)

Nwell (passant)

Source (bloqué)

Source (passant)

Drain (bloqué)

Drain (passant)

Somme (bloqué)

Somme (passant)

Chapitre 2

73

et le drain) comparé à la quantité de photocourant générée (environ 20µA), donc l’effet de la SPL est

négligeable. En effet, le courant de drain (à tension de grille fixe) varie proportionnellement à 1/L, c’est

pourquoi l’effet de la SPL peut être observé en mode passant sur un transistor à canal long mais pas sur un

transistor à canal court. Une étude en fonction de la longueur L du transistor est proposée dans la partie

suivante.

Ces résultats sont identiques à ceux obtenus lors de l’étude du transistor NMOS [LLIDO'12c], donc l’effet de la

SPL est le même sur transistor à canal court que ce soit un NMOS ou un PMOS (avec substrat flottant).

Figure 2‐28. Courant du transistor à canal court en fonction de la puissance laser (état passant).

En conclusion :

- en mode bloqué la quantité de photocourant induite est trois fois plus importante quand le

transistor est à canal long plutôt que canal court,

- en mode passant l’effet de la SPL n’est pas visible quand le transistor est à canal court.

L’effet de la SPL statique semble donc dépendre de la longueur L du transistor.

IV.1.c Etude en fonction de la longueur L du transistor

La partie précédente souligne le fait qu’en mode bloqué la quantité de photocourant induite dans le

transistor à canal long est trois fois plus petite que dans le cas du transistor à canal court. Ce point est

investigué dans ce paragraphe à travers l’étude de la variation de la longueur L du transistor. Les valeurs de

courant sont mesurées à puissance laser maximum pour différentes longueurs (0,09µm, 0,1µm, 0,24µm,

0,5µm, 1,2µm, 5µm et 10µm), les résultats sont présentés sur la Figure 2‐29 et montrent que les

photocourants augmentent avec la longueur du transistor. Les mêmes résultats sont obtenus avec l’outil de

simulation TCAD. Dans tous les cas (de L = 0,09µm à 10µm) la conservation en courant est vérifiée, mais la

‐4,0E‐03

‐3,0E‐03

‐2,0E‐03

‐1,0E‐03

0,0E+00

1,0E‐03

2,0E‐03

3,0E‐03

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Nwell

Source

Grille

Drain

Somme

Chapitre 2

74

quantité de photocourant induite est plus petite pour les valeurs de L petites bien que le transistor soit en

mode bloqué (tension de grille nulle), les largeurs sont identiques (W = 10µm), et les volumes des jonctions

source et drain sont identiques. La raison est la même que dans le cas du transistor NMOS [LLIDO'12c] : une

partie du photocourant total collecté sur le contact de source et drain est une contribution qui vient de la

région de déplétion du canal.

En conclusion, l’effet de la SPL sur un transistor PMOS avec son substrat P flottant est similaire à celui

obtenu sur un transistor NMOS : il dépend de la longueur de grille et des tensions appliquées, conditionnant

l’existence et la taille des régions de déplétion dans la source et le drain, et éventuellement dans la région du

canal où des photocourants sont générés [LLIDO'12c]. Cependant, la situation la plus réaliste des technologies

CMOS est lorsque le substrat est polarisé au potentiel de référence (la masse). Dans ce cas, le comportement

sous SPL du transistor PMOS est très différent.

Figure 2‐29. Photocourant induit dans le transistor en fonction de sa longueur à puissance laser maximum (W = 10µm).

IV.2 Substrat connecté à la masse

IV.2.a Mode bloqué

Canal long

La même expérience que dans la partie précédente est réalisée avec cette fois‐ci le substrat P à la

masse. Les résultats sont présentés sur la Figure 2‐30. Le courant de grille est toujours nul et la loi de

conservation des courants est respectée. Quand le substrat P est à la masse, les amplitudes des

‐6,0E‐05

‐4,0E‐05

‐2,0E‐05

0,0E+00

2,0E‐05

4,0E‐05

6,0E‐05

8,0E‐05

0 2 4 6 8 10

Courant (A)


NwellSourceGrilleDrainSomme

Chapitre 2

75

photocourants collectés à la source et au drain sont petites comparées au photocourant induit dans la

jonction Nwell‐substrat.


Canal court

La même expérience que dans la partie précédente est réalisée sur un transistor PMOS de dimension

10µm x 1,2µm avec cette fois‐ci son substrat P à la masse. Les résultats sont présentés sur la Figure 2‐31 et la

conclusion est la même que pour le transistor à canal long. De plus, les amplitudes des courants mesurées

sont légèrement plus grandes que dans le cas du canal long (par exemple dans le cas du transistor à canal

court Isource = ‐8,6µA, INwell = 1,6mA et dans le cas du transistor à canal long Isource = ‐9µA, INwell = 1,48mA) et les

amplitudes des photocourants collectés à la source et au drain sont petites comparées au photocourant

induit dans la jonction Nwell‐substrat.

En conclusion, en mode bloqué nous pouvons considérer que la stimulation laser a un effet dominant sur la

jonction Nwell‐substrat.


‐1,5E‐03

‐1,0E‐03

‐5,0E‐04

0,0E+00

5,0E‐04

1,0E‐03

1,5E‐03

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Nwell

Source

Grille

Drain

Substrat P

Somme

‐1,8E‐03

‐1,2E‐03

‐6,0E‐04

1,0E‐18

6,0E‐04

1,2E‐03

1,8E‐03

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

NwellSourceGrilleDrainSubstrat PSomme

Chapitre 2

76

IV.2.b Mode passant

Canal long

La même expérience que dans la partie précédente est réalisée avec cette fois‐ci le substrat P à la

masse. Les résultats sont présentés sur la Figure 2‐32, et les amplitudes des courants de source et drain sont

plus grandes qu’en mode bloqué (puisque le canal est en conduction). Finalement la même quantité de

photocourant est induite que le transistor à canal long soit à l’état passant ou bloqué (Figure 2‐33).

Figure 2‐32. Courants du transistor à canal long en fonction de la puissance laser (état passant).

Figure 2‐33. . Photocourants induits dans le transistor à canal long en fonction de la puissance laser à l’état bloqué et passant.

‐1,5E‐03

‐1,0E‐03

‐5,0E‐04

0,0E+00

5,0E‐04

1,0E‐03

1,5E‐03

0% 20% 40% 60% 80% 100%Courant (A)

Puissance laser (%)

Nwell

Source

GrilleDrain

Substrat P

Somme

‐1,5E‐03

‐1,0E‐03

‐5,0E‐04

0,0E+00

5,0E‐04

1,0E‐03

1,5E‐03

0% 20% 40% 60% 80% 100%

Courant (A)

Puissance laser (%)

Nwell (bloqué)

Nwell (passant)

Source (bloqué)

Source (passant)

Drain (bloqué)

Drain (passant)

Substrat P (bloqué)

substrat P (passant)

Somme (bloqué)

Somme (passant)

Chapitre 2

77

Canal court

La même expérience que dans la partie précédente est réalisée sur un transistor PMOS de dimension

10µm x 1,2µm avec cette fois‐ci son substrat P à la masse. Les résultats sont présentés sur la Figure 2‐34.

Comme dans le cas du transistor à canal long, les amplitudes des courants de source et drain sont plus

importantes qu’à l’état bloqué (puisque le canal est en conduction). De plus, les elles sont légèrement plus

grandes que dans le cas du canal long. Les amplitudes des photocourants collectés à la source et au drain

sont petites comparées au photocourant induit dans la jonction Nwell‐substrat.

Figure 2‐34. Courants du transistor à canal court en fonction de la puissance laser (état passant).

En conclusion, pour les deux états (bloqué et passant) :

- Le photocourant induit dans le transistor à canal long est légèrement inférieur au photocourant

induit dans le transistor à canal court : l’effet de la SPL statique dépend de la longueur L du

transistor. Nous allons donc étudier la variation de ce paramètre.

- Les photocourants induits dans le drain et la source sont beaucoup plus petits que ceux induits

dans le caisson Nwell : le laser a un effet prépondérant sur la jonction Nwell. Nous allons donc par

la suite étudier les jonctions du transistor.

IV.2.c Etude en fonction de la longueur L du transistor

Les photocourants induits dans source, drain, Nwell, et substrat en fonction de la longueur du

transistor lorsque ce dernier est en mode bloqué sont étudiés dans ce paragraphe. Les valeurs de courant

sont mesurées à puissance laser maximum pour différentes longueurs (0,09µm, 1,2µm, 5µm, et 10µm), les

résultats sont présentées sur la Figure 2‐35 et montrent que le photocourant induit dans chaque électrode

augmente légèrement entre 0 et 2µm, et reste constant au‐delà de 2µm. La même expérience est simulée

avec l’outil TCAD, les résultats sont présentés sur la Figure 2‐36. Les tendances des courbes présentées sur la

‐1,8E‐03

‐1,2E‐03

‐6,0E‐04

1,0E‐18

6,0E‐04

1,2E‐03

1,8E‐03

0% 20% 40% 60% 80% 100%Courant (A)

Puissance laser (%)

Nwell

Source

Grille

Drain

substrat P

Somme

Chapitre 2

78

Figure 2‐35 et la Figure 2‐36 sont différentes parce qu’en simulation le laser est considéré comme une onde

plane donc il y a la même densité de puissance sur toute la structure. Alors qu’en mesures, la densité de

puissance laser a le profil d’une gaussienne (voir Figure 2‐37). Cela signifie que dans le cas d’un transistor à

canal très court (L = 0,09µm) la source et le drain sont complètement recouverts et centrés sous le spot

laser, donc ils sont irradiés avec la puissance laser maximum et leurs amplitudes de photocourant sont

maximum. Pour un transistor à canal court (entre 0,1 et 2µm), la source et le drain sont au bord du spot

laser, donc les amplitudes des photocourants de source et de drain sont plus petites pour des longueurs de

grille plus petites. Quand la longueur du transistor est supérieure à 2µm, la source et le drain sont en dehors

du spot laser, donc ils sont irradiés par les pieds de la gaussienne et les niveaux de photocourants sont plus

petits que pour les longueurs plus petites, et restent quasiment constants.

En conclusion, quand le substrat P du transistor PMOS est à la masse, la même quantité de photocourant est

théoriquement induite que le transistor soit à canal long ou court. En pratique, plus de photocourant est

induit dans les transistors qui possèdent une longueur de grille plus petite que le diamètre du spot laser.

Figure 2‐35. Photocourants induits mesurés en fonction de la longueur du transistor à puissance laser maximum (W = 10µm).

‐2,0E‐03

‐1,5E‐03

‐1,0E‐03

‐5,0E‐04

0,0E+00

5,0E‐04

1,0E‐03

1,5E‐03

2,0E‐03

0 2 4 6 8 10Courant (A)


Nwell

Source

Grille

Drain

Substrat P

Somme

Chapitre 2

79

Figure 2‐36. Photocourants induits simulés en fonction de la longueur du transistor à puissance laser maximum (W = 10µm).

Figure 2‐37. Taille du spot laser (≈ 2µm) par rapport à la longueur du transistor.

IV.3 Etude des jonctions PN du transistor

Nous avons remarqué suite à l’étude sur le transistor PMOS que les photocourants induits dans la

source et le drain étaient beaucoup plus petits que celui induit dans le caisson Nwell. En effet, lorsque le

substrat P d’un transistor PMOS à canal long est à la masse, l’effet de la SPL est dominant sur la jonction

Nwell‐substrat comparé aux jonctions source‐Nwell et drain‐Nwell. Deux raisons expliquent cette conclusion.

Raison 1

Si ces trois jonctions avaient la même surface, le photocourant généré dans le caisson Nwell serait plus

important que dans la source ou le drain parce que le dopage de la région Nwell est plus faible (Figure 2‐38),

par conséquent la largeur de cette ZCE est plus grande que celle de la source et du drain. Le fait que dans un

transistor PMOS la surface de la jonction Nwell est plus importante accentue d’avantage ce point.

‐8,0E‐07

‐6,0E‐07

‐4,0E‐07

‐2,0E‐07

0,0E+00

2,0E‐07

4,0E‐07

6,0E‐07

8,0E‐07

1,0E‐06

0 2 4 6 8 10

Courant (A)


Nwell

Source

Drain

Substrat P

Somme

Chapitre 2

80

Figure 2‐38. Cartographie de la concentration de dopant dans le transistor et ZCE dessinées en lignes blanches (a) et profil de dopage selon la ligne blanche verticale dessinée en pointillés sur la figure a (b).

Raison 2

Finalement, si ces trois jonctions avaient le même dopage, le photocourant induit dans la jonction

Nwell serait plus important que dans les jonctions source et drain puisque le photocourant est proportionnel

à la surface de la jonction (Figure 2‐39).

Figure 2‐39. Surface de la jonction Nwell (vert) par rapport à la surface des jonctions source et drain (rouge), schéma pas à l’échelle.

Pour ces deux raisons, le photocourant induit dans la jonction Nwell est plus important que dans celle de

source ou drain.

Chapitre 2

81

IV.4 Conclusion

Les effets de la SPL sur un transistor PMOS ont été étudiés. La comparaison des photocourants induits

dans le cas d’un transistor à canal court ou long, ou bien à l’état bloqué ou passant est présentée. De plus, si

le substrat P du transistor est flottant, le comportement du transistor PMOS sous SPL est équivalent à celui

du transistor NMOS. La conclusion de cette étude est semblable à celle de l’étude sur le transistor NMOS,

dans le sens où elle confirme de nouveau que la technique OBIC ne peut pas être mise en œuvre comme la

technique OBIRCh et est plutôt adaptée à une approche dynamique.

Basé sur ces deux études (transistor NMOS et transistor PMOS), nous avons développé des modèles ELDO de

transistors soumis à SPL. Leur utilisation sera utile pour prédire les résultats de SPL sur des structures plus

complexes.

V. Calibration et développement de modèles

Nous avons vu que dans le cas de la SPL les perturbations induisent un photocourant résultant de la

génération de porteurs libres dans le silicium et de leur séparation sous l’action d’un champ électrique

interne au circuit intégré. Les champs électriques peuvent être dus aux polarisations externes et/ou sont

présents dans les jonctions PN (ZCE). Les éléments métalliques subissent une élévation de température mais

cette dernière influe peu sur les paramètres électriques du CI comparé à la contribution des photocourants.

En effet, la stimulation photoélectrique perturbe essentiellement les éléments actifs : transistors NMOS et

PMOS. Leurs propriétés statiques et les leurs comportements dynamiques vont donc être modifiés sous

stimulation laser, affectant la fonctionnalité globale du circuit sous test.

Grâce aux études présentées dans ce chapitre nous avons dans un premier temps calibré des modèles de la

littérature. Ces modèles étant universels au détriment de leur précision, nous avons ensuite développés des

modèles plus précis adaptés à nos technologies.

V.1 Calibration de modèles universels déjà existants

V.1.a Le transistor NMOS

Dans le cas d’un transistor NMOS implanté sur un substrat en silicium de type P, il y a deux ZCE : au

niveau de la source et du drain (Figure 2‐40). Quand on le stimule avec un laser photoélectrique en régime

de faible injection il y a une génération de porteurs libres dans le substrat en silicium. Les ZCE de source et

de drain vont alors séparer et collecter une partie de ces porteurs libres en induisant des photocourants

dans la structure. L’intensité et la répartition de ces photocourants dépendent de la polarisation du

transistor et de ses caractéristiques (matériaux, dopage, forme géométrique, etc.). Lorsque le transistor

passe de l’état bloqué à l’état passant, la tension de drain augmente donc le volume de cette ZCE augmente

aussi puisque cette jonction est polarisée en inverse. La tension de grille augmente également, elle modifie

les propriétés électriques du canal et dans une moindre mesure le volume de la ZCE de la source et du drain.

Chapitre 2

82

Par contre, les tensions de source et de substrat ne varient pas et le volume de la ZCE de la jonction de

source reste constant.

Figure 2‐40. Vue en coupe d’un transistor NMOS sous SPL en régime d’accumulation ou de déplétion [SANCHEZ'07].

Les électrons et les trous générés à proximité des jonctions de drain et de source sont séparés et collectés

par les volumes des ZCE respectives. Les trous sont injectés dans le substrat puis collectés par le contact de

substrat. On observe donc une variation positive des courants électriques de drain et de source et une

variation négative du courant de substrat.

L’augmentation de la tension de grille à l’état passant active la conduction des porteurs minoritaires dans le

canal du transistor (couche d’inversion, voir Figure 2‐41) et permet la circulation des électrons de la source

vers le drain. Les trous sont toujours repoussés en profondeur dans le substrat en silicium. Il y a donc un

courant additionnel dans le drain de même sens que le courant normal. Dans la source on observe un

courant qui s’oppose au flux normal des électrons. Le courant du substrat est toujours négatif alors qu’il est

inexistant en temps normal dans ce modèle simplifié.

Figure 2‐41. Vue en coupe d’un transistor NMOS à enrichissement en régime d’inversion [SANCHEZ'07].

Enfin, l’augmentation de la tension de drain va en plus de modifier le flux d’électrons entre la source et le

drain, augmenter le volume de la ZCE du drain et donc accroître son pouvoir de séparation des porteurs

libres. Le courant additionnel de drain subit donc une augmentation et par opposition celui de substrat

décroît alors que celui de source reste stable.

Le comportement électrique d’un transistor NMOS sous SPL dépend fortement de la technologie employée,

de la position du spot laser, de l’environnement du transistor, etc. Il est donc difficile de proposer un modèle

Chapitre 2

83

applicable dans toutes les situations [POUGET'00b]. Plus le modèle est précis, plus il va être valable

uniquement pour une configuration et une technologie définie. Le modèle utilisé ici (Figure 2‐42) proposé

par K. Sanchez [SANCHEZ'05a] est universel au détriment de sa précision.

Figure 2‐42. Modèle de premier niveau d’un transistor NMOS sous SPL [SANCHEZ'07].

Les mesures présentées précédemment nous permettent de le calibrer : les sources de courant ont la valeur

de 8,5µA (Figure 2‐43).

Figure 2‐43. Modèle de premier niveau d’un transistor NMOS sous SPL calibré à partir de nos mesures.

Les simulations pour un transistor NMOS donnent des valeurs de courant relativement proches de ce qui est

obtenu en mesures, que le transistor soit bloqué (Figure 2‐44 haut) ou passant (Figure 2‐44 bas). Nous

rappelons que le modèle utilisé ici est de premier ordre, ce qui explique le fait qu’elles ne soient pas

rigoureusement identiques aux valeurs mesurées (Tableau 2‐2).

Chapitre 2

84

Figure 2‐44. Courants du transistor bloqué (haut) et passant (bas) avec et sans laser.

Néanmoins, les tendances et les amplitudes des courants sont cohérentes, ce modèle calibré peut donc être

utilisé pour étudier de manière assez réaliste le comportement d’une porte ou d’une structure CMOS de

même technologie soumise à SPL.

Chapitre 2

85

Drain Source Substrat

Transistor

bloqué

Mesures 12,3µA 11,8µA ‐23,2µA

Simulations 13,2µA 13,2µA ‐24,1µA

Transistor

passant

Mesures 3,8mA ‐3,8mA ‐29µA

Simulations 3,8mA ‐3,8mA ‐35µA

Tableau 2‐2. Courants du transistor NMOS mesurés et simulés en fonction de l’état du transistor (bloqué ou passant).

V.1.b Le transistor PMOS

Nous sommes dans la configuration d’un transistor PMOS dédié aux technologies CMOS sur un

substrat en silicium de type P. Le transistor NMOS peut être directement implanté sur ce substrat alors que

le transistor PMOS doit être implanté dans un caisson de dopage N (Figure 2‐45) qui est lui‐même sur le

substrat de type P. Il existe donc pour le transistor PMOS un contact supplémentaire par rapport au

transistor NMOS, utilisé pour la polarisation du caisson N.

Figure 2‐45. Vue en coupe d’un inverseur CMOS implanté sur un substrat de type P [SANCHEZ'07].

Dans le cas du transistor PMOS, l’orientation des jonctions source et drain (P+ dans Nwell) est de direction

opposée à celle du transistor NMOS (N+ dans Pwell). La séparation des porteurs libres générés dans le

silicium se fait donc dans un sens opposé puisque les électrons sont injectés dans le caisson de dopage N,

alors que les trous sont collectés par les contacts de source et de drain.

Considérons dans un premier temps le cas où le contact du substrat P est laissé flottant. Quand le transistor

passe de l’état bloqué à l’état passant, sous SPL on observe donc une diminution générale des courants de

source et de drain, et par compensation, une augmentation du courant du substrat (dans ce cas au niveau du

contact de caisson) [SANCHEZ'05a, ROWLETTE'03]. Le photocourant de drain varie avec la tension de drain

puisque cette dernière modifie le volume de la ZCE et donc sa capacité à séparer les porteurs générés. Dans

le cas du transistor PMOS, le comportement est opposé à celui du transistor NMOS, l’augmentation de la

tension de drain diminue l’intensité du photocourant. Il y a également une dépendance du photocourant de

drain en fonction de la tension de grille. Quand elle augmente, elle se rapproche de la tension du substrat. Il

y a alors disparition de la couche d’inversion et donc une fermeture du canal. La collection des porteurs

générés dans le canal n’est donc plus possible et seules les jonctions de source et de drain permettent la

séparation des paires électron‐trou, le courant de drain diminue.

Chapitre 2

86

Cependant, la situation la plus réaliste des technologies CMOS intervient quand le substrat est polarisé à la

masse. Nous avons vu dans le chapitre 2 que dans ce cas le comportement du transistor PMOS est différent.

En effet, dans cette configuration il y a une grande jonction PN, celle du caisson, naturellement polarisée en

inverse. Pour un fonctionnement normal le potentiel du caisson Nwell est plus élevé (VDD) que le potentiel du

substrat (masse). Nous avons donc une très grande ZCE qui entoure totalement le transistor PMOS et qui va

être un centre important de séparation des paires électron‐trou. Sous SPL, un courant important circule

entre la prise du caisson et la prise du substrat, ce courant est bien plus important que les variations

observées dans les contacts de source et de drain. Ce phénomène est observé sur les mesures des courants

présentées précédemment dans ce chapitre.

Les variations induites par la SPL sur les courants de source et de drain sont très faibles comparées aux

variations induites sur le courant électrique circulant entre les prises de caisson et de substrat. Il y a donc

une circulation directe de charges entre la prise d’alimentation positive (prise de polarisation du caisson) et

le contact relié au potentiel de référence (la masse). Cette circulation modifie le potentiel du caisson en

l’abaissant. Ce comportement est pris un compte dans le modèle proposé par K. Sanchez et présenté sur la

Figure 2‐46 [SANCHEZ'07]. Les mesures présentées précédemment nous permettent de le calibrer : la

différence de potentiel a une valeur de 120mV.

Figure 2‐46. Modèle de premier niveau d’un transistor PMOS sous SPL [SANCHEZ'07].

Les simulations pour un transistor PMOS donnent des valeurs de courant relativement proches de ce qui est

obtenu en mesures, que le transistor soit à l’état bloqué (Figure 2‐47 haut) ou à l’état passant (Figure 2‐47

bas). Nous rappelons que le modèle utilisé ici est de premier ordre, ce qui explique le fait que les valeurs

simulées et mesurées ne soient pas rigoureusement identiques (Tableau 2‐3).

Chapitre 2

87

Figure 2‐47. Courants du transistor bloqué (haut) et passant (bas) avec et sans laser.

Les tendances et les amplitudes de courant sont cohérentes, ce modèle calibré peut donc être utilisé pour

étudier de manière assez réaliste le comportement d’une porte ou d’une structure CMOS de même

technologie soumise à SPL.

Chapitre 2

88

Drain Source Substrat

Transistor

bloqué

Mesures ‐1,6µA ‐8,6µA ‐1,57mA

Simulations ‐1,7µA ‐8,8 A ‐1,58mA

Transistor

passant

Mesures ‐282µA 267µA ‐1,52mA

Simulations ‐282µA 270µA ‐1,52mA

Tableau 2‐3. Courants du transistor PMOS mesurés et simulés en fonction de l’état du transistor (bloqué ou passant).

V.2 Développement de modèles adaptés à nos technologies

De façon à obtenir un comportement en simulation le plus fidèle possible à ce qui se passe au niveau

silicium, nous avons développé des modèles adaptés à nos technologies, élaborés et calibrés directement à

partir de nos mesures. Contrairement aux précédents, ils seront donc plus précis mais ne seront valables que

pour une technologie et pour une configuration données.

V.2.a Le transistor NMOS

La première étape consiste à modéliser une simple jonction PN soumise à SPL. A partir de cela, nous

avons ensuite développé le modèle d’un transistor soumis à SPL. Les mesures de la diode N+/Pwell soumise

à SPL ont été présentées précédemment. D’après ces résultats, nous pouvons dans une première

approximation considérer que pour des puissances laser faibles (inférieures à 50mW en sortie de l’objectif)

le photocourant généré en inverse dans la diode est constant et ne dépend pas de la polarisation de la diode

mais seulement de la puissance laser. A partir de ces mesures, nous avons extrait l’équation qui relie la

valeur du courant de la diode en inverse (Ilaser en A) en fonction de la puissance laser ( en W.cm‐2)

[SARAFIANOS'12b] :

5. 10 ² 4. 10 4. 10 Equation 2‐1

Il est ensuite nécessaire d’étudier la valeur du photocourant en fonction de la position du spot laser par

rapport à la diode, puisque la quantité de photocourant générée dans la diode dépend fortement de la

distance entre le spot et la diode. Lorsque le spot est centré sur la diode le photocourant est maximum, plus

le spot va s’éloigner du centre de la diode plus le photocourant va décroître. Pour cette étude, plutôt que de

travailler sur une diode isolée embarquée dans une structure de test, nous avons directement travaillé sur la

diode drain‐substrat d’un transistor (ce dernier étant isolé et embarqué dans une structure de test de

technologie 90nm). Le substrat est polarisé à la masse, le drain à 1,2V et les contacts de source et de grille

sont laissés flottants. Le spot laser est balayé sur la face arrière du transistor en suivant une ligne partant du

centre de la diode jusqu’à une distance de 30µm, à chaque pixel (≈ 0,5 à 1,3µm en fonction de l’objectif

utilisé) le courant est mesuré grâce à une méthodologie développée à base de modules de setup et d’analyse

[LLIDO'12a]. Le profil du courant mesuré a une forme de gaussienne (Figure 2‐48).

Chapitre 2

89

Figure 2‐48. Photocourant induit normalisé en fonction de la distance d du spot laser par rapport au centre de la diode drain‐substrat pour les objectifs 2,5X, 20X et 50X de l’iPHEMOS (haut) et zoom pour une distance

inférieure à 40µm (bas).

A partir de la Figure 2‐48 nous avons extrait l’équation mathématique décrivant le photocourant généré Iph

en fonction de la distance d du spot par rapport au centre de la diode drain‐substrat :

² ²

Equation 2‐2

avec les coefficients a, b, c1 et c2 (Tableau 2‐4) extraits pour chaque objectif à partir des courbes de la Figure

2‐48. Nous avons également tracé sur cette figure les courbes obtenues à partir de l’équation ci‐dessus.

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

0,9

1

0 50 100 150 200 250 300

Photocourant norm

alisé

d (µm)

Mesures 2.5XIph 2.5XMesures 20XIph 20XMesures 50XIph 50X

0

0,1

0,2

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7

0,8

0,9

1

0 10 20 30 40

Photocourant norm

alisé

d (µm)

Mesures 2.5XIph 2.5XMesures 20XIph 20XMesures 50XIph 50X

Chapitre 2

90

2,5 X 20 X 50 X

a 0,4 0,6 0,7

b 0,6 0,4 0,3

c1 2,5 23,8 1000

c2 55 654 15000

Tableau 2‐4. Coefficients extraits à partir des mesures pour chaque objectif.

Pour simuler une diode N+/Pwell soumise à SPL appartenant à cette technologie, nous avons choisi de

définir un sous‐circuit qui servira ainsi à simuler la génération de photocourant dans les jonctions de source

et de drain. Ce sous‐circuit est constitué d’une source de courant dont la valeur dépend de la surface S (en

µm²) de la diode et des paramètres Ilaser et Iph définis précédemment :

Equation 2‐3

Grâce à cette équation, nous pouvons désormais simuler la quantité de photocourant générée dans une

jonction drain ou source d’un transistor NMOS appartenant à la même technologie, en fonction de la surface

de la diode, la distance du spot par rapport au centre de la diode, l’objectif utilisé et la puissance laser, et la

résistance du substrat.

Pour modéliser un transistor NMOS l’utilisateur doit utiliser ce sous‐circuit dans sa netlist à chaque endroit

où il y a une jonction N+/Pwell, c'est‐à‐dire, à la source ainsi qu’au drain. Il définit ensuite les paramètres

correspondant à son cas d’étude : surface S, puissance laser Plaser et distance du spot d par rapport au centre

de la diode (Figure 2‐49).

Figure 2‐49. Modèle ELDO (basé sur du langage SPICE) d’un transistor NMOS sous SPL [SARAFIANOS'12b].

Les courants simulés en utilisant ce modèle ont été confrontés aux mesures que nous avons présentées

précédemment dans ce chapitre dans des conditions rigoureusement identiques (Figure 2‐50) : transistor

Chapitre 2

91

stimulé de dimension 10µm x 0,1µm, en mode bloqué, objectif 20X, spot centré au milieu du transistor. Une

très bonne corrélation est obtenue ce qui signifie que le modèle reproduit bien la réalité du silicium.

Figure 2‐50. Photocourants mesurés et simulés dans les mêmes conditions pour un transistor NMOS.

V.2.b Le transistor PMOS

La même démarche a été appliquée dans le cas du transistor PMOS : nous avons d’abord modélisé une

diode P+/Nwell (la jonction drain ou source‐caisson Nwell) et ensuite il suffit d’utiliser ce sous‐circuit et celui

correspondant à la diode N+/Pwell (jonction caisson Nwell‐substrat) présenté dans le paragraphe précédent

pour modéliser le transistor PMOS. En effet, ce dernier est composé de trois diodes susceptibles de donner

lieu à un photocourant : deux diodes P+/Nwell (source et drain) et une diode N+/Pwell (caisson Nwell‐

substrat).

D’après les résultats, nous pouvons dans une première approximation, considérer que pour des puissances

laser faibles (inférieures à 50mW en sortie de l’objectif) le photocourant généré en inverse dans la diode est

constant et ne dépend pas de la polarisation de la diode mais seulement de la puissance laser. A partir de ces

mesures, nous avons extrait l’équation qui relie la valeur du courant de la diode en inverse (Ilaser en A) en

fonction de la puissance laser ( en W.cm‐2) [SARAFIANOS'12b] :

323. 10 ² 3335. 10 1624. 10 Equation 2‐4

Comme nous l’avons dit dans le paragraphe précédent, il est ensuite nécessaire d’étudier la valeur du

photocourant en fonction de la position du spot laser par rapport au centre de la diode, puisque la quantité

de photocourant qui y est générée dépend fortement de sa distance par rapport au spot laser. Lorsque le

spot est centré sur la diode le photocourant est maximum, plus le spot va s’éloigner du centre de la diode

plus le photocourant va décroître.

‐25

‐20

‐15

‐10

‐5

0

5

10

15

0 20 40 60 80 100 120

Courant (µA)

Puissance laser (kW.cm‐²)

Susbtrat_mesures

Substrat_simu

Source_mesures

Source_simu

Grille_mesures

Grille_simu

Drain_mesures

Drain_simu

Chapitre 2

92

Pour cette étude, plutôt que de travailler sur une diode isolée embarquée dans une structure de test, nous

avons directement travaillé sur la diode caisson Nwell‐substrat d’un transistor PMOS (isolé et embarqué

dans une structure de test de technologie 90nm). Le substrat est polarisé à la masse, le caisson Nwell à 1,2V

et les contacts de source et de grille sont laissés flottants. Le spot laser est balayé sur la face arrière du

transistor en décrivant une ligne partant du centre de la diode jusqu’à une distance de 300µm, à chaque

pixel (≈ 0,5 à 1,3µm en fonction de l’objectif) le courant est mesuré grâce à une méthodologie développée à

base de modules de setup et d’analyse [LLIDO'12a]. Comme pour la jonction drain‐caisson, le profile du

courant a une forme de gaussienne. A partir de ces mesures nous avons extrait l’équation mathématique

décrivant le photocourant généré Iph en fonction de la distance du spot d par rapport au centre de la diode

drain‐substrat :

² ²

Equation 2‐5

avec les coefficients a, b, c1 et c2 (Tableau 2‐5) extraits pour chaque objectif à partir des courbes

représentant le courant normalisé en fonction de la distance du spot laser par rapport au centre de la diode

P+/Nwell.

2,5 X 20 X 50 X

a 0,5 0,6 0,7

b 0,5 0,4 0,3

c1 2 1000 1500

c2 48 15000 17000

Tableau 2‐5. Coefficients extraits à partir des mesures pour chaque objectif.

Pour simuler une diode P+/Nwell soumise à une SPL appartenant à cette technologie, nous avons choisi de

définir un sous‐circuit qui servira à simuler la génération de photocourant dans les jonctions de source et de

drain. Ce sous‐circuit est constitué d’une source de courant dont la valeur dépend de la surface S (en µm²)

de la diode et des paramètres Ilaser et Iph définis précédemment :

Equation 2‐6

Grâce à cette équation, nous pouvons désormais simuler la quantité de photocourant générée dans une

jonction drain ou source d’un transistor PMOS appartenant à la même technologie, en fonction de la surface

de la diode, la distance du spot par rapport au centre de la diode, l’objectif utilisé et la puissance laser, et la

résistance du substrat.

Pour modéliser un transistor PMOS l’utilisateur doit utiliser ce sous‐circuit dans sa netlist à chaque endroit

où il y a une jonction P+/Nwell, c'est‐à‐dire, au caisson Nwell. Il définit ensuite les paramètres correspondant

à son cas d’étude : puissance laser Plaser et distance du spot d par rapport au centre de la diode (Figure 2‐51).

Chapitre 2

93

Figure 2‐51. Modèle ELDO (basé sur du langage SPICE) d’un transistor PMOS sous SPL [SARAFIANOS'12a].

Les courants simulés en utilisant ce modèle ont été confrontés aux mesures que nous avons présentées

précédemment dans ce chapitre dans des conditions rigoureusement identiques (Figure 2‐52) : transistor

stimulé de dimension 10µm x 0,09µm, en mode bloqué, objectif 20X, spot centré au milieu du transistor. Et

en mode passant : transistor PMOS de dimension 10µm x 1,2µm, objectif 20X, spot centré au milieu du

transistor (Figure 2‐53). Une très bonne corrélation est obtenue ce qui signifie que le modèle reproduit bien

la réalité du silicium.

Figure 2‐52. Photocourants mesurés et simulés dans les mêmes conditions pour un transistor PMOS à l’état bloqué.

‐2

‐1,5

‐1

‐0,5

0

0,5

1

1,5

2

0 100 200 300 400 500Courant (m

A)

Puissance laser (kW.cm‐2)

Substrat_mesuresSubstrat_simuSource_mesureSource_simuDrain_mesureDrain_simuNwell_mesuresNwell_simu

Chapitre 2

94

Figure 2‐53. Photocourants mesurés et simulés dans les mêmes conditions pour un transistor PMOS à l’état passant.

V.3 Conclusion

Il existe dans la littérature des modèles d’un transistor NMOS ou PMOS sous SPL, ils sont universels et

peuvent être rapidement calibrés. L’inconvénient est que, par conséquent, ils perdent en précision. Les

résultats que nous avons obtenus sont tout de même relativement corrects dans le sens où ils sont

relativement proches de ce que nous avons mesuré sur silicium.

Nous avons aussi développé des modèles plus précis mais qui par conséquent ne sont valables que pour une

seule technologie voire même une seule configuration. D’après les corrélations des simulations aux mesures

présentées, nous constatons que ces modèles sont fidèles à la réalité sur silicium. Leur utilisation est

relativement facile puisque de simples sous‐circuits doivent être ajoutés à la netlist. De plus, si les modèles

doivent être calibrés sur une nouvelle/autre technologie, quelques rapides mesures sur deux structures de

test permettent d’extraire les coefficients et de calibrer le modèle, ce qui rend leur utilisation et mise en

œuvre simple et rapide. Il faut souligner que cette calibration est un petit peu plus longue à effectuer que

celle des modèles universels dont nous avons parlé précédemment.

L’utilisation de modèles est utile en analyse de défaillance pour comparer la réponse d’un circuit de

référence (que l’on ne possèderait pas) sous SPL aux mesures obtenues dans le cadre de l’analyse. Ce travail

a été effectué pour les transistors NMOS et PMOS. Nous pourrons également simuler le comportement sous

SPL de portes logiques plus complexes faites à partir de transistors PMOS et NMOS et ainsi prédire ou

interpréter leur réponse à une SPL.

‐2,0E‐03

‐1,5E‐03

‐1,0E‐03

‐5,0E‐04

0,0E+00

5,0E‐04

1,0E‐03

1,5E‐03

2,0E‐03

0 100 200 300 400 500

Courant (A)

Puissance laser (kW.cm‐2)

Nwell_mesures

Substrat_simu

Source_mesures

Source_simu

Drain_mesures

Drain_simu

Substrat_mesures

Substrat_simu

Chapitre 2

95

VI. Inverseur

Nous allons utiliser les modélisations électriques présentées précédemment pour appréhender le

comportement dynamique d’une porte CMOS soumise à une stimulation photoélectrique laser. Les modèles

sont utilisés pour évaluer le type de variations temporelles qu’une stimulation photoélectrique laser peut

induire sur un inverseur (Figure 2‐45). Les effets d’une stimulation tour à tour sur le transistor NMOS puis sur

le transistor PMOS sont modélisés. Différents mesures sont réalisées pour évaluer l’impact de la stimulation

laser.

VI.1 Présentation de la structure utilisée et validation électrique

Une structure de test a été spécialement conçue (Figure 2‐54) pour permettre de mesurer l’impact du

laser sur les temps de propagation dans un inverseur (Figure 2‐55). Pour cela, des buffers ont été placés en

entrée et en sortie de la structure pour palier aux problèmes des importantes capacités rapportées par les

pads. Ensuite, la structure est constituée de deux alimentations séparées, ce qui permet de caractériser

l’influence du laser sur l’alimentation de l’inverseur indépendamment de celle du reste du circuit.

Figure 2‐54. Structure utilisée constituée d’un inverseur.

Figure 2‐55. Principe pour la mesure du temps de propagation à travers l’inverseur.

Tinverseur = Tinverseur total - Tsuiveur

Chapitre 2

96

De plus, les deux transistors sont isolés du reste de la circuiterie (bufferisation, etc.), ils ne sont pas trop

proches l’un de l’autre ce qui rend théoriquement possible d’irradier séparément les transistors NMOS et

PMOS, et leur taille est choisie volontairement de l’ordre de grandeur d’un spot laser (Figure 2‐56).

Figure 2‐56. Layout de l’inverseur.

Dans un premier temps, la fonctionnalité de la structure a été validée en mode inverseur (Figure 2‐57) puis

en mode suiveur (Figure 2‐58).

Chapitre 2

97

Figure 2‐57. Validation électrique de la structure en mode inverseur (Calibration = 1).

Figure 2‐58. Validation électrique de la structure en mode suiveur (Calibration = 0).

La structure de test étant fonctionnelle, nous avons décidé de modéliser cet inverseur lorsqu’il est soumis à

SPL pour ainsi savoir quels résultats nous devrions obtenir par la mesure. Pour cela nous avons utilisé les

modèles universels développés par K. Sanchez [SANCHEZ'07] et calibrés à partir de nos mesures (voir

paragraphe précédent). Nous avons regardé l’influence d’une stimulation laser si le spot laser est placé sur le

transistor PMOS ou sur le transistor NMOS. En effet, nous considérons que même si les deux transistors sont

irradiés par le laser, il y aura toujours un des deux transistors que sera irradié avec une puissance plus

grande que l’autre et dans ce cas en simulation nous faisons comme ci le plus irradié est le seul à l’être.

Plusieurs paramètres ont été étudiés :

- TR : temps de montée

- TF : temps de descente

- Tp‐LH : temps de propagation de l’état bas (Low) à l’état haut (High)

- Tp‐HL : temps de propagation de l’état haut (High) à l’état bas (Low)

Chapitre 2

98

- Tp : temps de propagation à travers l’inverseur seulement

- Vout : tension de sortie

- VOL : niveau haut de la tension

- VOH : niveau bas de la tension

VI.2 Stimulation du transistor PMOS

Dans ce paragraphe nous simulons l’effet de la SPL statique lorsque le spot laser est localisé sur le

transistor PMOS. Le layout correspondant est présenté sur la Figure 2‐59.

Figure 2‐59. Modèle de premier niveau d’un transistor PMOS sous SPL calibré à partir de nos mesures.

Un signal carré de fréquence 1MHz est envoyé en entrée de la structure. Les différents temps de

propagation et la tension de sortie sont simulés avec et sans stimulation laser, les résultats sont présentés

sur la Figure 2‐60. Nous remarquons que les temps de montée et de propagation de l’état haut à l’état bas

diminuent, alors que les temps de descente et de propagation de l’état bas à l’état haut augmentent. Les

variations avec et sans stimulation laser sont de l’ordre de la dizaine, voire centaine, de picosecondes.

Chapitre 2

99

Figure 2‐60. Caractéristiques temporelles du signal de sortie simulées avec et sans stimulation laser du transistor PMOS (attention sur ces chronogrammes, la largeur d’impulsion est légèrement modifiée pour faire

correspondre l’échelle des pentes des TR et TF).

De la même façon nous avons simulé l’impact de la stimulation laser du transistor PMOS sur le temps de

propagation à travers l’inverseur uniquement (Figure 2‐61). Ce dernier a tendance à augmenter et l’ordre de

grandeur est la centaine de picosecondes.

Figure 2‐61. Simulation du temps de propagation à travers l’inverseur uniquement lorsque le transistor PMOS est stimulé.

Enfin, la stimulation laser du transistor PMOS n’a aucun impact sur les niveaux haut et bas de la tension de

sortie (Figure 2‐62).

Chapitre 2

100

Figure 2‐62. Simulation des niveaux haut et bas de la tension en sortie de la structure lorsque le transistor PMOS est stimulé.

VI.3 Stimulation du transistor NMOS

Dans ce paragraphe nous simulons l’effet de la SPL statique lorsque le spot est localisé sur le transistor

NMOS. Un signal carré de fréquence 1MHz est envoyé en entrée de la structure. Les différents temps de

propagation et la tension de sortie sont simulés avec et sans stimulation laser, les résultats sont présentés

sur la Figure 2‐63. Nous remarquons que les temps de montée et de propagation de l’état haut à l’état bas

diminuent, alors que les temps de descente et de propagation de l’état bas à l’état haut augmentent. Les

variations avec et sans stimulation laser sont de l’ordre de la dizaine, voire centaine, de picosecondes.

Figure 2‐63. Caractéristiques temporelles du signal de sortie simulées avec et sans stimulation laser du transistor NMOS (attention sur ces chronogrammes, la largeur d’impulsion est légèrement modifiée pour

faire correspondre l’échelle des pentes des TR et TF).

De la même façon nous avons simulé l’impact de la stimulation laser du transistor NMOS sur le temps de

propagation à travers l’inverseur uniquement (Figure 2‐64). Ce dernier a tendance à augmenter et l’ordre de

grandeur est la centaine de picosecondes.

Chapitre 2

101

Figure 2‐64. Simulation du temps de propagation à travers l’inverseur uniquement lorsque le transistor NMOS est stimulé.

Enfin, la stimulation laser du transistor NMOS n’a aucun impact sur les niveaux haut et bas de la tension de

sortie (Figure 2‐65).

Figure 2‐65. Simulation des niveaux haut et bas de la tension en sortie de la structure lorsque le transistor NMOS est stimulé.

VI.4 Conclusion

Ces simulations nous donnent l’évolution des temps de propagation et de la tension de sortie. Grâce à

elles nous pouvons prévoir les résultats que nous devrions obtenir en mesures sur silicium, mais dans ce cas,

elles nous permettent de nous rendre compte que nous ne disposons pas des outils nécessaires pour

mesurer des échelles de temps si petites (ordre de la picoseconde).

Nous pouvons aussi en déduire que le laser photoélectrique statique a très peu d’effet sur les temps de

propagation à travers l’inverseur, et que pour pouvoir mesurer des temps plus importants il faudrait

certainement mettre en jeu des puissances laser plus élevées.

Dans notre cas, il n’y a donc pas de mesures sur silicium possibles et envisageables, nous avons néanmoins

dressé un cahier des charges des améliorations possibles pour une version future de la structure de test :

Chapitre 2

102

- Inclure un outil de mesure directement sur silicium permettant de mesurer des temps très petits.

- Espacer d’avantage les transistors NMOS et PMOS car nous savons qu’en pratique la zone irradiée

par le laser est bien plus importante que la taille du spot.

- Utiliser des transistors plus gros (10µm x 10µm) pour pouvoir dissocier l’effet du laser lorsqu’il est

sur le drain ou au centre du canal par exemple.

VII. Conclusion

Ce deuxième chapitre permet de comprendre et d’expliquer la répartition des photocourants induits

dans les dispositifs élémentaires. En effet, nous venons de présenter un aperçu des différents photocourants

qui peuvent être induits au niveau des diodes et des transistors MOS sous stimulation photoélectrique laser

statique. Les phénomènes physiques mis en jeu lors de l’interaction du laser avec le silicium sont présentés.

La simulation TCAD nous a permis de confirmer nos hypothèses et de pouvoir faire des cartographies qu’il

n’est pas possible d’obtenir par la mesure, comme par exemple, du champ électrique. Grâce à ces études

nous avons extrait et/ou calibré des modèles électriques qui permettront d’étudier et d’anticiper, par

simulation, l’impact du laser photoélectrique sur des structures complexes. A travers cette étude nous

confirmons ce que nous annoncions en conclusion du chapitre 1, à savoir que la compréhension et

l’explication des phénomènes mis en jeu lors de l’interaction du laser photoélectrique avec les dispositifs

élémentaires ne peut pas être immédiate car elle est loin d’être simple.

Les modèles de simulation TCAD ont été dans un premier temps testés sur des dispositifs basiques tels que

les jonctions PN, parce que leur réponse à une SPL est bien connue. Ceci nous a permis de pouvoir simuler

après cela avec confiance l’effet de la SPL sur un composant comme le transistor MOS. Cependant, avant

d’étudier le comportement des transistors sous SPL, nous avons étudié la réponse des capacités MOS. Nous

nous sommes rendu compte que de nombreuses informations très intéressantes, prometteuses, et surtout

nouvelles peuvent être tirées du comportement des oxydes soumis à la SPL. En effet, cette étude laisse

entrevoir le fait que le laser photoélectrique pourrait être utilisé comme outils de caractérisation des oxydes

voire permette d’étudier leur fiabilité. Ces résultats étant prometteurs et les travaux étant à poursuivre,

nous avons décidé de présenter cette étude dans le dernier chapitre de ce manuscrit, car elle offre des

perspectives nouvelles puisque le laser photoélectrique pourrait ne plus simplement être considéré comme

un outil pour localiser les défauts.

Les effets de la SPL sur un transistor MOS ont été étudiés [LLIDO'12c, LLIDO'12d]. Cette étude donne

l’opportunité d’optimiser les méthodologies d’analyse de défaillance et met en évidence pourquoi les

cartographies OBIC sont difficiles à interpréter, confirmant par la même occasion le fait que la technique

OBIC ne peut pas être appliquée comme la technique OBIRCh et est plutôt adaptée à une approche

dynamique. En présence de défauts ou dans des modes électriques en limites de fonctionnalités, les

variations induites par le laser seront capables de modifier la fonctionnalité du CI, permettant la localisation

de zones sensibles.

Chapitre 2

103

Ce travail sur les transistors a abouti au développement de modèles ELDO, la corrélation des mesures sur

silicium et des simulations montre qu’ils sont fidèles à la réalité. Un des avantages est que leur utilisation est

relativement simple. Ils sont utiles pour l’analyse de défaillance pour comparer la réponse d’un circuit de

référence (par exemple que l’on ne possèderait pas) sous SPL aux mesures obtenues dans le cadre de

l’analyse du circuit sous test. Ce travail a été effectué pour les transistors NMOS [SARAFIANOS'12b] et PMOS

[SARAFIANOS'12a]. Avant que nos modèles soient développés, nous avons utilisé des modèles de la littérature

[SANCHEZ'07] que nous avons calibrés à partir de nos mesures. Ces derniers présentent l’avantage d’être

universels, simple d’utilisation et de donner un très bon aperçu du résultat que l’on devrait obtenir sur

silicium.

A la suite de ces études nous avons tenté de mettre en application les résultats obtenus en travaillant sur un

inverseur embarqué dans une structure de test. Nous souhaitions cette fois‐ci mesurer l’impact de la SPL sur

le temps de propagation des signaux à travers l’inverseur. Les simulations nous ont permis de constater que

les échelles de temps mises en jeu étaient trop petites pour être mesurées avec les équipements dont nous

disposons (ordre de la dizaine de picosecondes). La structure de test n’est en réalité pas bien adaptée à ce

que nous voulons faire et une deuxième version devra être envisagée. Cette étude nous a tout de même

permis de déduire que le laser photoélectrique statique a très peu d’effets sur les temps de propagation des

signaux, et que pour que les échelles mises en jeu soient plus importantes il faut certainement mettre en jeu

des puissances laser plus élevées, comme c’est le cas lors des stimulations impulsionnelle. Un laser

impulsionnel pourrait aussi être utilisé sur le transistor NMOS pour confirmer qu’avec plus de puissance

nous arriverions à déclencher le transistor bipolaire parasite.

En conclusion, la technique OBIC ne peut pas être mise en œuvre aussi facilement que la technique OBIRCh

et est plutôt adaptée à des stimulations dynamiques. Dans le chapitre suivant nous allons présenter les

méthodologies que nous avons développées suite à cette conclusion et qui permettent en particulier de

mettre en œuvre la SPL statique en mode "pseudo‐dynamique". Nous verrons aussi que ce mode proposé

étend le champ d’application des techniques statiques qui, comme nous le verrons dans le chapitre 4,

présentent dans certains cas des limitations.

Chapitre 2

104

105

Chapitre 3 : Développements expérimentaux et méthodologies

I. Introduction

es techniques de stimulation laser sont souvent mises en œuvre dans les laboratoires d’analyse de

défaillances pour la localisation de défauts dans les CI, et deux lasers sont généralement utilisés. D’une

part, un laser de longueur d’onde 1340nm est utilisé pour faire de la stimulation laser thermique et chauffer

localement les structures, en particulier les éléments conducteurs. Cette terminologie regroupe différentes

techniques comme l’OBIRCh [NIKAWA'96, BEAUDOIN'02] et le TIVA [FALK'01] que nous avons décrites dans le

chapitre 1. D’autre part, un laser de longueur d’onde 1064nm est utilisé pour faire de la stimulation

photoélectrique laser et induire un photocourant dans les jonctions PN. Cette terminologie regroupe plusieurs

techniques comme l’OBIC [HARAGUCHI'94] et le LIVA [FALK'01] que nous avons également présentées dans le

premier chapitre.

Comme nous l’avons vu dans le chapitre 2, la technique OBIC ne peut pas être mise en œuvre aussi

facilement que la technique OBIRCh et est plutôt adaptée à des stimulations dynamiques. En effet, les

cartographies OBIC obtenues à partir de stimulation statique sont très difficiles à interpréter, dans la mesure

où il a été possible d’en obtenir une convenable. Avec la technique de stimulation photoélectrique laser

statique, les composants élémentaires sont beaucoup stimulés, même s’ils ne sont pas défaillants. On

imagine donc bien que si plusieurs sont assemblés (comme dans un circuit plus complexe qu’une simple

structure élémentaire) nous ne parviendrons pas à trouver une zone sensible. C’est pourquoi dans ce

chapitre nous décrivons un moyen d’améliorer les techniques à base de stimulation laser photoélectrique

statique. Pour cela, plusieurs modules de setup et d’analyse ont été développés. L’utilisation de tels modules

va nous permettre d’adapter les techniques statiques traditionnelles et obtenir plus facilement des résultats

et/ou plus facilement interprétables. Ces modules vont par la même occasion offrir d’autres possibilités. En

effet, grâce à eux il est possible d’adapter les techniques à base de stimulation photoélectrique laser pour

répondre à un besoin spécifique, comme la caractérisation d’un CI. La possibilité d’automatiser les

expériences est aussi offerte. De plus, dans certains cas les techniques à base de stimulation thermique

laser, bien qu’elles soient bien plus simples à mettre en œuvre que les techniques à base de stimulation

photoélectrique laser, ne sont pas suffisantes en elles‐mêmes pour conclure une analyse de défaillance.

L

Chapitre 3

106

C’est pourquoi il est aussi possible, grâce à ces modules, d’enrichir ces techniques pour être capable de

traiter les cas d’analyses atypiques. En fait, l’utilisation de ces modules de setup et d’analyse permet de

repousser les limites de l’équipement iPHEMOS d’Hamamatsu dont nous disposons.

Rapidement assemblés, combinables et facilement adaptables entre eux, les modules de setup et d’analyse

permettent donc de rendre plus facile, voire réalisables, les analyses à base de stimulation photoélectrique

statique, mais nous pouvons aussi bien traiter les cas d’analyse à base de stimulation thermique laser

atypiques. La méthodologie proposée étend les capacités des techniques de stimulation laser au debug

design et au domaine de la caractérisation. C’est donc un moyen d’améliorer les techniques à base de

stimulation laser statique couramment utilisées dans les laboratoires d’analyse de défaillance.

En plus de cela, nous avons développé une méthodologie que nous appelons par abus de langage "shmoo"

dans le sens où elle permet de tracer un tableau dont les abscisses et ordonnées sont respectivement la

puissance laser et un seuil en courant ou tension. Nous pouvons envisager plusieurs applications possibles

comme savoir dans quelles conditions on fait de l’injection de faute plutôt que de la localisation de défaut,

évaluer la sensibilité à la lumière d’une puce, déterminer les conditions optimales pour faire une

cartographie OBIC ou LIVA, ou faire de l’OBIC/LIVA traditionnel en appliquant un seuil.

Dans ce chapitre nous commencerons par présenter la plateforme qui a été utilisée tout au long de ces

travaux de thèse, à savoir l’équipement iPHEMOS d’Hamamatsu. Cette présentation pourrait être très

exhaustive mais nous nous limiterons aux éléments qui seront impliqués dans l’utilisation des modules et du

shmoo. Ensuite, nous présentons les différents modules que nous avons développés dans un environnement

industriel, chacun remplissant une tâche particulière, et permettant la rapide mise en place d’un banc pour

adresser une analyse de défaillance. Trois cas d’étude sont ensuite présentés pour montrer l’efficacité de

cette méthodologie et sa facile implémentation. Enfin, nous présenterons une méthodologie, comme nous

l’avons dit, inspirée du shmoo qui permet d’offrir une palette plus importante de méthodologies pour

orienter une analyse.

II. Présentation de la plateforme utilisée

Le microscope inversé iPHEMOS est un système d’analyse de défaillance du semiconducteur

développé spécifiquement pour les analyses par la face arrière des dispositifs (Figure 3‐1). Les analyses par

émission de lumière, stimulation laser thermique et photoélectrique sont possibles en sélectionnant

simplement le détecteur adéquat. Les analyses dynamiques sont également réalisables en connectant

directement le testeur. En combinant un prober dédié à l’observation face arrière, le système peut effectuer

des mesures aussi bien sur un wafer entier qu’une simple puce en fonction des besoins.

Chapitre 3

107

Figure 3‐1. Système iPHEMOS d’Hamamatsu.

II.1 Description générale du système iPHEMOS Hamamatsu

Le système iPHEMOS du laboratoire RCCAL de STM Rousset est notamment constitué de :

- un microscope optique dual, c'est‐à‐dire, avec une source de lumière blanche et une source de

lumière infrarouge,

- une caméra CCD (Charge Coupled Device ou système à transfert de charge) de type "backside",

- un microscope optique à balayage confocal laser avec deux sources lasers de longueur

d’onde de 1300nm et 1064nm.

L’intégration de ces principaux éléments sur ce système iPHEMOS permet la mise en œuvre de plusieurs

techniques de cartographie comme la microscopie à émission de lumière, la stimulation thermique laser et la

stimulation photoélectrique laser. L’avantage de cet équipement réside dans l’intégration de plusieurs

méthodes de cartographie complémentaires sur une même plateforme. Derrière cette intégration se

trouvent en réalité de nombreux éléments, nous pensons utiles d’en présenter quelques uns pour permettre

une bonne compréhension du fonctionnement du système, des techniques de localisation, et des

méthodologies développées et présentées dans ce chapitre (Figure 3‐2). Nous les avons regroupés sous

forme de quatre grandes catégories liées respectivement à :

- la mécanique et à l’optique,

- l’émission de lumière,

- la stimulation laser (thermique et photoélectrique),

- l’outil informatique et au logiciel.

La première catégorie concerne les blocs les plus volumineux et les plus imposants tels que la plateforme

mécanique et les groupes d’alimentation qui constituent la base de l’équipement, incluant également toute

l’électronique de contrôle et de gestion d’énergie comme la motorisation du microscope optique selon les

trois axes x, y et z permettant de piloter le déplacement du microscope en x, y et z sur l’échantillon, ou les

objectifs optiques NIR (1X, 2,5X, 20X, 50X et 100X ) traités pour la transmission dans le proche infrarouge.

Chapitre 3

108

La seconde catégorie liste l’ensemble des éléments relatifs à la mise en application de la technique à

photoémission de lumière (EMMI), tels que les capteurs photosensibles ou la Caméra CCD qui est composée

d’un capteur silicium (matrice) illuminé par la face arrière et dont la résolution maximale est 1024 x 1024

pixels.

La troisième catégorie regroupe les différents dispositifs tels que les sources lasers de longueur d’onde

1064nm et 1340nm et de puissance respectives 200mW et 400mW, le système d’amplification des variations

du signal électrique permettant la mise en application des techniques de stimulation laser en alimentant le

circuit sous test et en détectant les variations induites par la stimulation laser, l’électronique de contrôle et

de synchronisation du balayage laser, ou le système LSM (Laser Scanning Microscope) permettant de

synchroniser la position du laser avec la mesure de la variation induite.

La dernière catégorie concerne les outils informatiques et logiciels qui assurent le contrôle et le pilotage par

ordinateur des principaux organes du système et en particulier les déplacements du microscope optique, la

sélection de la caméra ou de la source laser, le choix de l’amplificateur, le réglage de la puissance laser et sa

vitesse de balayage. En plus de l’aspect contrôle, cette catégorie inclut une carte d’acquisition dont le travail

consiste à gérer l’acquisition des données, le calcul et le traitement du signal pour fournir un résultat visuel à

l’utilisateur sur l’écran. Il est important de signaler que la combinaison de ces outils avec des capteurs

optiques de hautes performances permet de générer des images réfléchies des échantillons de grande

qualité et des cartographies de localisation d’une grande précision lors des analyses.

L’objet de ce travail de thèse étant le développement de méthodologies dédiées à localisation de défaut à

base de stimulation laser, nous proposons de donner dans le paragraphe suivant de plus amples

informations à propos des éléments permettant la mise en œuvre de la stimulation laser.

Chapitre 3

109

Figure 3‐2. Description schématique de l’équipement iPHEMOS.

II.2 La stimulation laser avec l’iPHEMOS

L’iPHEMOS intègre un microscope confocal à balayage laser, dont le principe de fonctionnement est

exposé dans le chapitre 1. Ce dernier permet l’acquisition d’images hautes résolution des CI par la face

arrière, mais aussi la mise en œuvre des techniques de stimulation laser. Les faibles variations qu’elles

induisent imposent l’utilisation d’un système de détection et d’amplification sensibles.

II.2.a Généralités sur le microscope

Dans le système iPHEMOS, l’échantillon est immobilisé sur le prober de la plateforme et c’est le

microscope qui possède une colonne optique inversée qui se déplace au dessous de sa face arrière,

contrairement à certains systèmes commerciaux où c’est l’échantillon qui bouge. Cela permet d’activer le

défaut par la face avant. Il est important de souligner que les performances de cet équipement sont

également rendues possibles grâce à la mécanique de précision du microscope motorisé, qui autorise des

déplacements micrométriques au‐dessous des échantillons à analyser. En effet, la résolution des

déplacements en x, y et z est de 0,1μm, garantis pour des déplacements maximum de ‐30 à +30mm en x et y,

et de 40 mm en z. Ces performances jouent un rôle essentiel dans la localisation des défauts mais également

au niveau de la "CAD navigation" qui est basée sur l’emploi des coordonnées très précises du layout des

circuits.

Chapitre 3

110

L’efficacité de la caméra CCD et des sources lasers utilisées pour localiser des défauts ne peut être appréciée

que si les objectifs du microscope sont de bonne qualité et adaptés au spectre photonique recherché. Dans

le cas du système iPHEMOS, la colonne optique du microscope et les objectifs sont optimisés pour

transmettre les longueurs d’onde allant du visible jusqu’au proche infrarouge. Les objectifs optiques utilisés

sont à longue distance de travail et à grand champ de vue (Tableau 3‐1). Ces caractéristiques rendent

possible l’observation et l’analyse des circuits intégrés sous micro pointes ou sur une carte d’application sans

aucun dommage.

Objectif Ouverture

numérique NA

Distance de

travail (mm) Champ de vue (mm) Spectre optimal (nm)

2,5X (Mitutoyo) 0,1 30 5,2 x 5,2 800 à 1600

20X (Mitutoyo) 0,4 20 0,65 x 0,65 480 à 1800

50X (Hamamatsu) 0,76 12 0,255 x 0,255 ‐

100X (Mitutoyo) 0,5 12,34 0,13 x 0,13 480 à 1800

Tableau 3‐1. Caractéristiques des objectifs.

II.2.b Le balayage laser

Le microscope confocal à balayage laser de l’iPHEMOS permet d’obtenir des images laser d’une

résolution allant de 512 x 512 à 1024 x 1024 pixels avec différents temps d’intégration possibles. Pour une

résolution de 1024 x 1024 pixels, le faisceau laser balaie le champ de visualisation (1024 lignes et 1024 points

par ligne) en 2, 4, 8, 16 secondes ou une valeur choisie par l’utilisateur supérieure à 72 secondes. Il est

également possible de faire un zoom numérique x2 ou x4 de la zone d’intérêt. Comme nous l’avons vu

précédemment, la cartographie de la stimulation laser est basée sur la synchronisation entre la vitesse de

balayage du faisceau laser et la détection des variations électriques induites. Dans le cas de la stimulation

thermique laser, la vitesse de balayage du faisceau laser a un impact sur les variations de température et la

constante de temps thermique au sein de la circuiterie. Alors que dans le cas de la stimulation

photoélectrique laser, elle influence le taux de génération de charges ainsi que la constante de temps de

relaxation, et donc en définitive le niveau de courant électrique photo‐généré dans les régions actives du

circuit sous test.

La fonction Flexible Scan disponible sur l’équipement permet, comme son nom l’indique, d’avoir un balayage

laser flexible. En effet, il est possible de balayer toute l’image (généralement appelée frame) mais aussi de

balayer uniquement une partie de cette image : une fenêtre ou un bandeau horizontal/vertical (plusieurs

résolutions sont proposées pour ces modes), une simple ligne ou colonne, voire même de placer le laser en

position fixe sur un seul pixel (Figure 3‐3). Ces modes peuvent être utiles et permettent dans certains cas de

gagner du temps, par exemple, si l’on veut scanner uniquement une zone d’intérêt de l’image entière.

Chapitre 3

111

Figure 3‐3. Pattern laser à l’objectif 20X, avec sélection de la zone à balayer par le laser (jaune) : Area (fenêtre carrée) 128x128 pixels (gauche) et SlitH (bandeau horizontal) 512x64 pixels (droite).

Cette fonction offre également la possibilité de modifier l’orientation du balayage. En effet, par défaut le

balayage laser se fait de bas en haut et de droite à gauche (Figure 3‐4). Il est possible de le tourner à 90°,

180° et 270°. Ceci peut être utile, par exemple, lorsqu’il y a des traînées sur les localisations laser (dues à la

latence thermique par exemple), en changeant l’orientation du balayage les traînées vont également tourner

et cela permet en confrontant les différentes orientations, de localiser la réelle zone sensible qui

correspondra au point commun de toutes les images.

Figure 3‐4. Sens du balayage laser par défaut.

Enfin, la puissance laser est variable de 0 à 100%, soit dans le meilleur cas 0 à ≈ 65mW pour le laser 1064nm

et 0 à ≈ 290mW pour le laser 1340nm. La portion réfléchie détectée par la photodiode est ensuite

transformée en niveaux de gris, le niveau moyen étant ajustable à l’aide de la puissance laser. Pour cela, la

carte d’acquisition transforme les variations de courant en un signal numérique sur 16 bits, permettant

Chapitre 3

112

d’obtenir environ 65000 niveaux de gris. Le logiciel d’imagerie règle automatiquement la gamme de niveaux

de gris affichée lors de l’acquisition. Le niveau blanc correspond à une variation de courant positive, tandis

que le niveau noir correspond à une variation de courant négative.

II.2.c L’amplificateur

La photogénération ou l’échauffement provoqué dans un circuit sous test par le balayage du faisceau

laser génère de faibles signaux de stimulation thermique laser ou photoélectrique laser qui nécessitent une

détection et une amplification afin d’être observables. Par ailleurs, le système d’amplification doit être

suffisamment rapide pour mesurer les variations électriques induites par ces stimulations laser et avoir une

bande passante adaptée aux vitesses de balayage citées précédemment.

Pour le système iPHEMOS du laboratoire RCCAL, cette fonction est réalisée par un amplificateur intégré. Cet

élément conçu et fabriqué par la société Hamamatsu est un système dit "dual compact" parce qu’il effectue

simultanément les fonctions de source d’alimentation du circuit sous test et de système d’amplification des

faibles signaux détectés, sur une seule et même voie. Il se présente sous la forme d’un boîtier électronique

alimenté avec une tension de 24V, contrôlé à partir du logiciel de l’iPHEMOS et connecté au bloc LSM pour

remplir la fonction de synchronisation de la détection du signal de la stimulation avec le balayage laser. Il

présente la particularité d’intégrer trois types d’amplificateurs nommés "Voltage", "Voltage2" et "Current"

dont les caractéristiques sont données dans le Tableau 3‐2.

Mode Voltage

(Tension constante)

Mode Current

(Courant constant)

Mode Voltage2

(Tension constante)

Plage de tension 10 mV à 10V 10mV à 10V 10mV à 25V

Courant maximum 100mA 100mA 100µA

Courant minimum

détectable 10nA 10nA 10pA

Tableau 3‐2. Caractéristiques de l’amplificateur de l’iPHEMOS en fonction du monde sélectionné.

Cet amplificateur offre des capacités de détection de faibles variations électriques induites lors de la

stimulation thermique ou photoélectrique laser. La combinaison des sources d’alimentation, des modes

d’amplification et des sources lasers employées, permet de mettre en application les méthodes de

localisation de défaut, comme indiqué dans le Tableau 3‐3.

Laser 1340nm Laser 1064nm

Mode Voltage OBIRCh OBIC

Mode Current TIVA LIVA

Mode Voltage2 SEI ou OBIRCh NB‐OBIC ou OBIC

Tableau 3‐3. Techniques de stimulation laser utilisée en fonction de la longueur d’onde du laser et du mode d’utilisation de l’amplificateur.

Chapitre 3

113

II.2.d La DALS box

Dans certains cas, il devient compliqué et difficile de réaliser une analyse de défaillance parce que

dans des conditions statiques il n’y a, par exemple, pas de différences entre un dispositif de référence et un

non fonctionnel. Il est donc nécessaire d’analyser le circuit dans des conditions dynamiques pour pouvoir

localiser le défaut. Cette méthode d’analyse appelée Stimulation Dynamique Laser (SDL), qui sera présentée

et développée dans le chapitre 4, peut être mise en œuvre sur l’iPHEMOS grâce à sa DALS box (Dynamic

Analysis by Laser Stimulation). C’est un élément qui permet de faire l’interface entre l’iPHEMOS et un

testeur. Il permet aussi de synchroniser le balayage laser avec un pattern de test (synchronisation externe).

Grâce à ce module nous pouvons faire une cartographie du signal pass/fail reçu d’un testeur en fonction de

la position du laser et synchroniser le balayage laser avec un signal externe (horloge, vecteur de test, etc.). La

DALS box possède trois sorties qui permettent de synchroniser le testeur et le balayage laser à chaque pixel,

ligne, ou frame.

A présent que la plateforme iPHEMOS est présentée et que les caractéristiques générales du microscope, du

balayage laser et de l’amplificateur de la DALS box sont présentées, intéressons‐nous à la description des

modules.

III. Description des modules

La stimulation laser est réalisée avec un équipement iPHEMOS Hamamatsu disposant, comme nous

l’avons dit précédemment, de deux lasers de longueur d’onde 1340nm et 1064nm (respectivement de

puissance 400mW et 200mW). Plusieurs modules ont été développés de façon à enrichir et compléter les

techniques à base de stimulation laser photoélectrique, mais ils sont aussi utilisables dans le cas de la

stimulation thermique. Chacun réalise une fonction particulière. Ils sont adaptables et compatibles entre eux

et aux équipements standards d’analyse de défaillance. Selon les besoins, un ou plusieurs modules peuvent

être utilisés en complément de la technique traditionnelle afin de faciliter son interprétation, adresser un

besoin spécifique ou traiter un cas d’analyse atypique, et cela donne aussi la possibilité d’automatiser les

expériences. Chaque module est généralement composé d’un appareil de type alimentation, générateur

basse fréquence (GBF), etc. et d’un programme Labview pour le contrôler et communiquer avec l’iPHEMOS.

Plusieurs modules sont à disposition et sont présentés ci‐dessous.

III.1 Contrôle du balayage laser

Ce module permet de contrôler le balayage laser, donnant ainsi la possibilité de le commencer ou

l’arrêter quand il y a, par exemple, un évènement qui se produit ou une condition particulière qui est

vérifiée. Ceci est faisable grâce à des instructions écrites par l’utilisateur dans un programme Labview

communicant avec l’iPHEMOS. Une autre possibilité offerte est de pouvoir mettre le laser en pause (il va

momentanément rester en position fixe sur un pixel), ou pouvoir le déplacer d’un seul ou d’un nombre

donné de pixels au moment voulu. Pour cela, le programme Labview contrôle un GBF relié à la DALS box de

l’iPHEMOS (Figure 3‐5). Nous rappelons que l’équipement dispose d’une fonction Flexible Scan qui permet

Chapitre 3

114

de pouvoir choisir l’orientation du balayage laser, si l’on veut scanner toute l’image pattern ou bien juste une

partie (fenêtre carrée, bandeau vertical ou horizontal), ou juste un pixel.

Figure 3‐5. Setup électrique du module de contrôle du balayage laser.

III.2 Génération du signal pass/fail

Ce module est utilisé en cas de Stimulation Dynamique Laser (SDL) où il faut détecter un signal

pass/fail en provenance d’un testeur. Il est aussi utile en cas de pseudo‐SDL [LLIDO'11] pour discriminer les

pixels good des fail par rapport à un seuil donné (en courant ou en tension), ce dernier peut être choisi et

modifié pour s’adapter à chaque cas. Cette technique que nous appelons pseudo‐SDL sera décrite dans le

prochain paragraphe. Un programme Labview contrôle un GBF qui notifie chaque pixel apparaissant fail à la

DALS box à laquelle il est relié (Figure 3‐6). Il communique également avec une alimentation quatre

quadrants qui remplie plusieurs fonctions : alimenter le circuit sous test, mesurer sa consommation (en

courant ou en tension), et la comparer au seuil paramétrique défini par l’utilisateur dans le programme

Labview.

Figure 3‐6. Setup électrique du module de génération du signal pass/fail.

Générateur Basse Fréquence

DALS box

Labview iPHEMOSLaser ON/OFF

Laser en pause OUdéplacement d’un nombredonné de pixels


DALS box

Labview

Alimentation 4 quadrants DUT

Pass/Fail

Alimentation etlimitation en I/V Mesures

Chapitre 3

115

III.3 Contrôle de l’alimentation/mesure de la consommation

Grâce à ce module il est possible d’alimenter (en courant ou en tension) le circuit sous test via une

alimentation quatre quadrants (Figure 3‐7). Il donne aussi la possibilité d’appliquer une limite en courant ou

en tension et d’éviter ainsi que le circuit sous test soit détérioré en cas de surconsommation. Finalement, il

permet de faire des mesures tel un voltmètre ou un ampèremètre, pour mesurer la consommation du circuit

sous test par exemple.

Figure 3‐7. Setup électrique du module de contrôle de l’alimentation et de mesure de la consommation.

III.4 Contrôle de la puissance laser

La puissance laser peut être mise à zéro ou réglée à une valeur donnée grâce à des instructions

écrites par l’utilisateur dans un programme Labview communicant avec l’iPHEMOS (Figure 3‐8). En fonction

de certains évènements la valeur pourra être modifiée automatiquement. Par exemple, la puissance laser

sera mise à zéro en cas de suspicion de déclenchement en latchup de façon à vérifier si c’est bien du latchup

ou simplement une surconsommation due au laser (voir cas d’étude n°1 dans le paragraphe suivant).

Figure 3‐8. Setup électrique du module de contrôle de la puissance laser et d’automatisation des cartographies.

III.5 Automatisation de la cartographie

Ce module rend possible l’automatisation des cartographies. Pour cela, l’utilisateur écrit au préalable

les actions qu’il voudra exécuter pour son analyse de défaillance via des instructions dans un programme

Labview (Figure 3‐8). Il peut ainsi choisir quel laser utiliser (1340nm ou 1064nm), quel objectif (1X, 5X, 20X,

50X ou 100X), combien d’intégrations faire pour réaliser la cartographie, etc. Ensuite, le programme est

lancé et fonctionne tout seul, ce qui permet de mettre à profit le temps où l’équipement n’est pas utilisé

(pendant la nuit et le week‐end par exemple). Ce module est aussi capable d’arrêter la cartographie, la

sauvegarder en choisissant le nom du fichier, etc. Pratiquement toutes les fonctions disponibles en mode

manuel peuvent être intégrées à la séquence automatique.

Labview Alimentation 4 quadrants DUTMesures

Alimentation etlimitation en I/V

Labview i-Phemos

Chapitre 3

116

IV. Etudes de cas

Dans ce paragraphe nous présentons trois cas d’étude illustrant la mise en application des modules

que nous venons de présenter. Le premier, basé sur la SPL, montre comment nous avons adapté cette

technique pour obtenir des résultats. Le deuxième, est quant à lui basé sur la STL et montre comment dans

certains cas où la technique OBIRCh ne permet pas de conclure, nous pouvons l’adapter pour pouvoir

conclure l’analyse. Enfin, le dernier cas d’étude présente un exemple de ce que l’on peut imaginer à partir de

l’utilisation de ces modules, ici ils permettent d’utiliser les lasers (thermique ou photoélectrique) pour

caractériser les composants élémentaires. Cette liste d’application n’est pas exhaustive, de nombreuses

autres méthodologies peuvent être imaginées.

IV.1 Cas d’étude n°1 : phénomène de latchup et transistors parasites

Cette étude résulte de l’utilisation du laser photoélectrique de longueur d’onde 1064nm puisqu’il est

bien adapté pour détecter les sources de déclenchement d’un phénomène appelé latchup (LU) et qui peut

être déclenché par effet photoélectrique. En effet, chaque CI conçu en technologie CMOS présente une

structure parasite généralement équivalente à une paire de transistors bipolaires connectés entre les rails

d’alimentation. Le latchup a lieu lorsqu’ils se mettent à conduire (involontairement), créant ainsi un chemin

de faible résistance entre VDD et la masse. Lors de la conception des circuits, les concepteurs font en sorte

que ce phénomène ne puisse pas se produire, puisqu’il peut entraîner la destruction du circuit. Dans cette

étude nous présentons le principe d’un nouveau flot qui permet en particulier de localiser les zones source

de déclenchement du phénomène de latchup. Ensuite, nous décrivons une nouvelle façon de déclencher du

latchup que nous avons développée pour pouvoir mettre en application ce nouveau flot. Des solutions ont

déjà été examinées [FOUILLAT'95], par exemple, P. Fouillat a proposé d’utiliser un laser de longueur d’onde

514nm pour localiser les zones sensibles au latchup [FOUILLAT'93]. Cependant, cette méthode est

uniquement dédiée à l’analyse par la face avant du circuit et adresse des vieilles technologies (au mieux

0,8µm). De plus, elle n’est pas compatible avec les équipements modernes d’analyse de défaillance.

Dans cette étude une méthode moderne est proposée, adaptée aux technologies récentes et agressives, et

permet de faire rapidement des localisations sur des équipements standards et usuels d’analyse de

défaillance. De plus, cette dernière permet de localiser les zones de déclenchement en latchup qui ne sont

pas accessibles par un stress externe ou qui pourraient être déclenchées dans des conditions de stress

particulières (compatibilité électromagnétique, radiations, etc.). Nous présentons ci‐dessous un cas d’étude

pour montrer l’efficacité de cette méthodologie.

IV.1.a Traiter les problèmes de latchup

Tout au long de ce cas d’étude le terme latchup désignera au sens large le pur latchup, le latchup

dynamique et le phénomène de latchup.

Chapitre 3

117

Flot historique

Le moyen traditionnel de caractériser une sensibilité statique au latchup d’un CI consiste à l’alimenter

et à stimuler chaque broche du produit. Pour provoquer le phénomène, nous apportons une grande quantité

de porteurs qui, s’écoulant à travers le circuit, enclenche le latchup. La Figure 3‐9 illustre une vue en coupe

d’un inverseur CMOS qui contient une structure parasite faite de deux transistors bipolaires appelée

thyristor. La génération de paires électron‐trou dans le substrat rend passant le transistor vertical

[HARAGUCHI'94]. Lorsque l’émetteur de Q1 est en conduction, du courant est injecté dans la base du

transistor latéral. Ceci le rend passant, ce qui polarise en direct la jonction émetteur‐base de Q1, alimentant

ainsi avec plus de courant la base de Q2. Donc ils s’auto‐alimentent avec des courants qui les maintiennent

tous les deux saturés. Cette situation a pour résultat la conduction des deux transistors bipolaires en saturé

et fournit un chemin de courant de faible résistance auto‐entretenu entre les rails d’alimentations ce qui

conduit à une forte augmentation de la consommation et peut entraîner la destruction du circuit. La façon

habituelle de caractériser une sensibilité au latchup dynamique d’un CI consiste à stimuler extérieurement

avec un pistolet électrostatique chaque broche du circuit. En cas de problème de latchup, le flot que nous

avons l’habitude d’appliquer consiste à localiser (par EMMI ou OBIRCh) les zones où le latchup a entraîné

une surconsommation ou un court‐circuit. Après cela, une étude layout conduit généralement à

l’identification de l’élément source du latchup. Que ce soit en statique ou en dynamique, une perturbation a

lieu (sur‐injection de courant ou de tension) et la consommation en courant du circuit sous test est

maintenue très élevée même lorsque la perturbation a stoppé : dans tous les cas nous parlerons de

phénomène de latchup. Ce que nous voulons est, non seulement localiser les zones où une

surconsommation ou un court‐circuit a été entraînée par le latchup, mais aussi localiser les zones où le

phénomène s’est déclenché.

Figure 3‐9. Vue en coupe d’un inverseur CMOS.

Nouveau flot proposé

Nous proposons un nouveau flot (Figure 3‐10) qui permet d’avoir plus d’informations par rapport au

traditionnel. En effet, les concepteurs connaissent facilement la localisation des zones qui surconsomment

après que le phénomène de latchup ait été déclenché en réalisant simplement de l’EMMI, mais en plus de

cela, ils savent dorénavant où sont les zones sources du phénomène de latchup. En fait, au lieu de

Chapitre 3

118

déclencher extérieurement le phénomène en stimulant chaque broche du circuit, nous proposons d’utiliser

le laser 1064nm puisqu’il permet de générer des paires électron‐trou à n’importe quel endroit du circuit. Il

permet ainsi d’obtenir une localisation très précise de l’élément qui a activé le phénomène de latchup

puisqu’un laser confocal est utilisé. Dans notre approche, une cartographie de toutes les zones source de

phénomène de latchup est obtenue. Après cela, il est toujours possible de stimuler avec le laser une de ces

zones pour établir le phénomène et une fois qu’il est amorcé faire de l’EMMI pour localiser les zones où une

surconsommation a été engendrée. Pour traiter les problèmes de latchup, nous avions en fait l’habitude de

travailler sur la conséquence du déclenchement du phénomène, mais grâce à la première étape de notre

nouveau flot, nous pouvons désormais directement connaître la localisation de la source du phénomène.

Figure 3‐10. Nouveau flot proposé.

IV.1.b Cartographie complète de la puce par stimulation laser pseudodynamique

Pour réaliser la première étape de notre nouveau flot présenté sur la Figure 3‐10, c'est‐à‐dire, faire

une cartographie de toute la puce indiquant les zones sources du phénomène de latchup, nous avions besoin

de développer une nouvelle technique que nous appellerons stimulation laser "pseudo‐dynamique" et dont

le principe est résumé sur la Figure 3‐11. Elle est inspirée de la traditionnelle SDL fonctionnelle mais dans ce

cas c’est de la SDL paramétrique et non liée à l’émulation du circuit. Le résultat est une cartographie

pass/fail, plus précisément, une cartographie des zones de déclenchement de latchup ou non.

Le principe est d’alimenter le circuit sous test en prenant au préalable la précaution de mettre une limite en

courant (de cette façon si le phénomène de latchup a lieu le circuit n’est pas détruit), de balayer pixel par

pixel le laser 1064nm sur la face arrière du circuit, et de contrôler la consommation en courant à chaque

pixel. Si la limite en courant est atteinte, cela peut être du soit à une simple surconsommation conséquence

d’un photocourant induit à cet endroit par le laser ou bien le déclenchement d’un phénomène de latchup. En

effet, une surconsommation causée par un photocourant induit (courant normal additionné du

photocourant) et une surconsommation due à un phénomène de latchup peuvent être du même ordre de

grandeur. Donc nous avons besoin de distinguer quelle est la cause de la surconsommation. Pour cela, le

laser est mis en pause (il reste fixe sur le pixel où la surconsommation est apparue), la puissance est mise à

zéro, et ensuite la consommation en courant est mesurée une nouvelle fois. Si sa valeur reste élevée cela

signifie qu’à ce pixel un phénomène de latchup a été déclenché par le laser, donc ce pixel est une source de

Cartographie de toute la puce par Stimulation Laser pseudo-Dynamique

Déclenchement en LU des zones d’intérêt

Cartographie EMMI

Localisation des zones sources de LU

Localisation des zones où le LU a entraîné une surconsommation

Chapitre 3

119

déclenchement en latchup. Par conséquent, nous considérons ce pixel comme étant fail (génération d’un

signal fail) et il est nécessaire de couper l’alimentation du circuit sous test pour arrêter le phénomène. Le

laser est ensuite décalé au pixel suivant avant que l’alimentation et la puissance laser ne soient rétablies.

Figure 3‐11. Principe de réalisation d’une cartographie de toute la puce par stimulation laser pseudo‐dynamique.

Le setup expérimental est réalisé avec tous les modules issus de la liste que nous avons présentée dans le

paragraphe précédent. La Figure 3‐12 montre les connections électriques entre le circuit sous test et ce

système qui intègre un iPHEMOS, deux générateurs basse fréquence (GBF) qui indiquent si le phénomène de

latchup a été détecté en générant le signal pass/fail et contrôlent le déplacement du laser, ainsi qu’un

programme Labview pour allumer/éteindre le laser, contrôler la consommation en courant du circuit sous

test via l’alimentation, et contrôler tous les appareils.

Alimentation produit ON

Laser ON

Mesure de la consommation en courant du produit à ce pixel

Laser OFF

Surconsommation ?

Laser ON

Déplacement au prochain pixel

Génération d’un signal Fail pour la SDL

Alimentation du produit OFFDéplacement au prochain pixel


Surconsommation ?

Non

Oui

Non

Oui

Chapitre 3

120

Figure 3‐12. Setup électrique du cas d’étude n°1.

IV.1.c Présentation des résultats

Le circuit étudié est un microcontrôleur de technologie STMicroelectronics 90nm. En réalisant un

stress de latchup semi‐statique sur ces broches proches des mémoires, sa réponse ressemble à un

déclenchement en latchup. Ensuite en faisant de l’EMMI, des spots apparaissent dans les mémoires et les

entrées/sorties. Basés sur ces résultats, les concepteurs se seraient lancés à la recherche d’un thyristor

parasite. Au lieu de cela, nous avons soumis ce produit au nouveau flot d’analyse. Le résultat de la

cartographie de toute la puce (Figure 3‐11) est présenté sur la Figure 3‐13.

Figure 3‐13. Résultat de la cartographie de la puce par stimulation laser pseudo‐dynamique.


DALS box

Labview

iPHEMOS

Laser ON/OFF

Laser en pauseOU déplacementd’un nombredonné de pixels

Pass/Fail

LU détecté

Générateur Basse Fréquence Contrôle du

balayage laser

Alimentation 4 quadrants

DUTMesures

Alimentation etlimitation en I/V

Chapitre 3

121

Tout d’abord, le laser 1064nm n’induit pas de phénomène de latchup en scannant l’anneau de plots

d’entrées/sorties du circuit sous test, ce qui signifie qu’il n’y a pas de thyristor qui peut être déclenché à cet

endroit. Nous pouvons aussi en déduire que les résultats du stress de latchup semi‐statique ne sont pas dus

au déclenchement d’un thyristor dans l’anneau de plot d’entrées/sorties. Deuxièmement, le phénomène de

latchup apparaît lorsque le laser balaye les blocs mémoire. Nous savons que le fait de perturber la mémoire,

perturbe l’alimentation, ce qui déclenche une structure de protection ESD. Nous suspections alors un

transistor bipolaire parasite de se déclencher quand un fort courant traverse cette structure de protection

ESD, et de la maintenir active.

Après avoir déclenché le latchup en balayant les blocs mémoires avec le laser et réalisé de l’EMMI, nous

constatons que ce phénomène induit une surconsommation dans le cœur des mémoires mais aussi dans la

structure de protection ESD dans l’anneau de plots d’entrées/sorties (Figure 3‐14). D’une part, la sensibilité

au latchup observée au cœur des mémoires est cohérente avec la position de déclenchement du laser, ce qui

fournie les coordonnées correctes des faiblesses du layout. Nous pouvons en déduire que lorsque l’on réalise

le stress de latchup semi‐statique, des lignes de courant sont générées dans le substrat et lorsque les plots

d’entrées/sorties sont proches des mémoires, ces lignes de courant sont capable d’atteindre ces mémoires.

D’un autre côté, la sensibilité au latchup observée dans le cœur des mémoires n’est clairement pas alignée

avec les coordonnées de la structure de protection ESD, qui est normalement inactive, sauf lorsque

l’alimentation est perturbée. Un phénomène de latchup induit par le déclenchement d’une structure dans

l’anneau de plots d’entrées/sorties étant écarté par les résultats de stimulation laser sur l’anneau de plots

lui‐même, nous suspections le déclenchement de la structure de protection ESD d’être la cause du

problème. Plus précisément, nous suspections un transistor bipolaire parasite d’être déclenché quand un

fort courant traverse la structure de protection ESD et de la maintenir active. Ce transistor bipolaire parasite

est constitué de la région P+ de la diode, du caisson Nwell (commun à la diode et au transistor PMOS), et de

la source (région P+) du transistor PMOS (Figure 3‐16) [POUGET'00b].

Figure 3‐14. Localisation EMMI dans la structure de protection ESD de l’anneau de plots d’entrées/sorties.

Chapitre 3

122

Cette hypothèse est vérifiée par simulation, en introduisant ce transistor bipolaire parasite dans le layout

(Figure 3‐15), et confirme qu’en consommant le courant d’alimentation il maintient une tension d’environ 3V

sur la grille du transistor NMOS, ce qui maintient la structure de protection ESD active bien qu’elle ne soit

pas sollicitée.

Figure 3‐15. Simulation de la tension de grille du transistor NMOS en considérant le transistor bipolaire parasite (a) ou non (b).

Nous avons décidé de conclure cette analyse en réalisant deux plots de test par FIB (Figure 3‐16) pour

mesurer la tension de grille des transistors NMOS et PMOS. Il s’avère que bien que le transistor PMOS soit

bloqué ce qui signifie que la structure de protection ESD n’est pas sollicitée (donc fonctionne correctement),

le transistor NMOS est tout de même passant (VGrille_NMOS = 2,5V) confirmant que le transistor bipolaire

parasite consomme du courant d’alimentation et maintient une tension sur la grille du transistor NMOS.

Après cette analyse, les concepteurs ont révisé le schéma électrique du produit, en plaçant la diode et le

transistor PMOS dans des caissons Nwell séparés. Dans ce cas, le fait d’avoir appliqué le nouveau flot a été

une réelle économie de temps. De plus, cette méthode nous donne deux informations importantes.

Premièrement, la dysfonction n’est pas due à un "réel" latchup puisqu’aucun thyristor n’est déclenché, donc

nous avons évité aux concepteurs de rechercher un thyristor parasite qui en fait n’existe pas.

Deuxièmement, dans ce cas le phénomène de latchup a lieu à cause d’un transistor bipolaire parasite, non

pas à cause d’un thyristor parasite, et nous avons tout de même réussis à le détecter. Donc, cette méthode

sera efficace dans les deux cas.

En conclusion, les modules ont été utilisés avec succès dans ce cas d’étude, en adaptant la technique OBIC

traditionnelle nous avons réussi à obtenir des résultats intéressants. Cette méthodologie particulière pour

traiter les problèmes de latchup fait maintenant pleinement partie de notre flot d’analyse.

Chapitre 3

123

Figure 3‐16. Structure de protection ESD : valeur des tensions de grille des transistors mesurées (gauche) et théoriques (droite).

IV.2 Cas d’étude n°2 : sensibilité en température

A la base ces modules étaient destinés à améliorer la stimulation photoélectrique laser et à l’adapter

aux besoins de l’analyse de façon à rendre les résultats plus faciles à interpréter. Néanmoins, cette

méthodologie peut aussi bien être appliquée à la stimulation laser thermique, comme par exemple dans le

cas d’étude présenté ci‐dessous, où la technique OBIRCh ne permet pas de conclure l’analyse.

Le circuit sous test est un microcontrôleur de technologie STMicroelectronics 90nm et présente un

comportement électrique atypique en température. En effet, sa consommation en courant suit une

hystérésis en fonction de la température (Figure 3‐17). La particularité de cette analyse est qu’il est

nécessaire de couper puis de rallumer l’alimentation pour rendre le produit défectueux (dit fail) à haute

température.

Figure 3‐17. Consommation en courant du circuit sous test en fonction de la température.

0

200

400

600

800

1000

1200

0 20 40 60 80 100 120

Courant (m

A)

Température (°C)

Etat PassEtat Fail

AlimentationOFF/ON

AlimentationOFF/ON

Chapitre 3

124

Tout d’abord, la technique OBIRCh conventionnelle a été utilisée mais de trop nombreux spots

apparaissaient, rendant impossible la localisation précise d’un défaut et de conclure. Par conséquent, nous

avons décidé d’améliorer cette technique de façon à pouvoir localiser uniquement les zones où le fait

d’apporter de la chaleur fait passer le produit à l’état fail. Trois modules de la liste présentée précédemment

sont utilisés : contrôle de l’alimentation/mesure de la consommation, contrôle du balayage laser et

génération d’un signal pass/fail. Le setup électrique correspondant est présenté sur la Figure 3‐18.

Figure 3‐18. Setup électrique du cas d’étude n°2.

Pour réaliser une cartographie de la puce complète mettant en évidence uniquement les zones où le fait

d’apporter de la chaleur fait basculer le produit à l’état fail, nous avions besoin de développer une nouvelle

technique que nous appelons, comme dans le premier cas d’étude, Stimulation Laser pseudo‐Dynamique et

dont le principe est récapitulé sur la Figure 3‐19. Cette méthodologie est inspirée de la SDL traditionnelle,

mais dans ce cas c’est de la SDL paramétrique, non liée à l’émulation du circuit. Le résultat est une

cartographie pass/fail, plus précisément, une cartographie des zones où le fait de chauffer le produit le fait

passer à l’état fail ou pas.

Le principe pour réaliser cette cartographie de la puce entière par stimulation laser pseudo‐dynamique

thermique est le suivant : à chaque pixel balayé par le laser, l’alimentation est coupée puis rallumée et la

consommation en courant est mesurée pour vérifier si le fait d’avoir chauffé ce pixel a rendu le produit fail

ou non.

Labview Alimentation 4 quadrants DUT


iPHEMOS

DALS BOX

Pass/Fail

Alimentation et limite en I/V

Mesures

Laser en pause OUdéplacement d’unnombre donné de pixels

Laser ON/OFF

Chapitre 3

125

Figure 3‐19. Principe pour cartographier toute la puce par pseudo‐SDL thermique.

La cartographie résultante est présentée sur la Figure 3‐20. Des pixels fail (pixels verts) apparaissent dans la

mémoire flash, où la chaleur apportée par le laser fait basculer le produit à l’état fail. Après une étude

layout, il s’avère qu’un nœud est la cause du problème. En effet, ce nœud (en rouge au‐dessus du transistor

NMOS monté en diode sur la Figure 3‐21) appartient à une structure de Design For Test (DFT) qui est

normalement inactive (Enable = 1 sur la Figure 3‐21) et son potentiel est égal à la tension de seuil du

transistor NMOS. Cette tension est suffisamment élevée pour que le courant entre VDD et la masse

(représenté par une flèche bleue sur la Figure 3‐21) soit petit, ainsi, l’entrée de la structure de DFT est bien à

la masse. La chaleur du laser fait diminuer la tension de seuil du transistor NMOS, donc le potentiel du nœud

rouge diminue aussi. Par conséquent, le transistor PMOS de l’inverseur permet le passage d’un plus fort

courant, donc le courant entre VDD et la masse (flèche bleue sur la Figure 3‐21) devient plus important. Ce

phénomène conduit à l’augmentation du potentiel du nœud à l’entrée de la structure DFT. A partir d’une

certaine tension (autour de VDD/2), à la fois les transistors NMOS et PMOS de la structure de DFT vont

conduire ce qui engendre une surconsommation du produit. A la suite de cela, une modification design

réalisée par FIB et consistant à coller ce nœud à VDD a corrigé le problème puisque nous n’observions plus de

sensibilité thermique. Cela confirme que ce nœud est bien l’origine du problème.

En conclusion, les modules ont été utilisés avec succès dans ce cas d’étude, en adaptant la technique OBIRCh

traditionnelle nous avons réussi à déterminer l’origine du problème et à conclure cette analyse.

Laser ON

Alimentation produit ON


Alimentation produit OFF

IDUT > 950 µA ?

Génération d’un signal Fail pour la SDL


Oui

Non

Chapitre 3

126

Figure 3‐20. Résultat de la cartographie de toute la puce par stimulation laser pseudo‐dynamique thermique.

Figure 3‐21. Layout de la zone d’intérêt.

IV.3 Cas d’étude n°3 : cartographies en courant

Le principe de l’expérience est de mesurer la consommation en courant d’un dispositif à chaque pixel

du balayage laser (un pixel ≈ 0,5µm dans ce cas mais la valeur est différente en fonction de l’objectif utilisé).

Dans ce cas d’étude le laser de longueur d’onde 1064nm est utilisé (cette méthode est également

compatible avec le laser de longueur d’onde 1340nm). Deux modules de la liste présentée dans le

paragraphe précédent sont utilisés : contrôle de l’alimentation/mesure de la consommation, et

automatisation de la cartographie (Figure 3‐22).

Chapitre 3

127

Figure 3‐22. Setup électrique pour réaliser une cartographie en courant (cas d’étude n°3).

L’objectif est d’obtenir une valeur approchée et de caractériser le profil du photocourant induit dans le drain

d’un transistor NMOS en fonction de sa polarisation. Dans cette étude, le dispositif sous test est un transistor

NMOS de dimension 10µm x 0,6µm de technologie STMicroelectronics 90 nm. Le substrat et la source sont

connectés à la masse, le drain est polarisé à 2V. Dans un cas la grille est connectée à la masse (Figure 3‐23

gauche), et dans l’autre cas la grille est polarisée à 1V (Figure 3‐23 droite). Il apparaît que dans le cas où la

grille est connectée à la masse, la génération de photocourant est concentrée autour du drain. Dans l’autre

cas, la ZCE du canal est plus grande donc la valeur du photocourant induit est plus importante et étendue sur

tout le transistor, de plus, les contributions source et drain sont visibles. Une étude plus détaillée de ces

cartographies en courant donnerait de nombreuses informations.

Cette méthode permet de mesurer des courants avec une grande sensibilité et une grande résolution

spatiale grâce aux modules de setup et d’analyse, ce qui la rend appropriée pour les circuits VLSI. Cet outil

présente un grand potentiel dans les domaines du debug design et de l’analyse de défaillance.

Figure 3‐23. Cartographie en courant avec la grille connectée à la masse (gauche) ou polarisée à 1V (droite).

iPHEMOS

Labview Alimentation 4 quadrants DUT

Mesures

Alimentation et limite en I/V

Chapitre 3

128

V. Shmoo (seuil paramétrique en fonction de la puissance laser)

Nous avons développé une méthodologie que nous appelons par abus de langage "shmoo" dans le

sens où elle permet de tracer un tableau dont les abscisses et ordonnées sont respectivement la puissance

laser et un seuil paramétrique. Le principe d’un shmoo a été abordé dans le chapitre 1, mais la méthode que

nous présentons ici n’en est pas un au sens propre, nous nous en sommes inspiré. En effet, un shmoo

traditionnel [BAKER'97] est une représentation bidimensionnelle des valeurs de fonctionnement du CI.

Généralement, un composant est testé en faisant varier sa tension d’alimentation et sa fréquence de

fonctionnement, nous obtenons ainsi par exemple le shmoo donné sur la Figure 3‐24. Les points de

fonctionnement en vert indiquent les valeurs de période et de tension d’alimentation du circuit pour

lesquelles il est fonctionnel et en rouge pour lesquelles il ne l’est pas, c’est ce que l’on appelle le critère

"pass/fail". Le shmoo sert à déterminer les conditions optimales de localisation de défaut de sorte qu’un

comportement anormal soit induit lorsque le laser, en générant une faible perturbation, balaie une structure

sensible du circuit. On détermine ainsi les conditions du test. Le test fonctionnel et le shmoo sont des pré‐

requis à toutes analyses SDL.

Figure 3‐24. Exemple de shmoo [DEYINE'11].

Dans notre méthodologie le critère pass/fail n’est pas la fonctionnalité du circuit sous test, mais sa

consommation par rapport au seuil qui représente l’ordonnée du shmoo (Figure 3‐25), en fonction de la

puissance laser. Cette dernière régit la quantité de paires électron/trou générée dans le silicium. Il est

important de générer suffisamment de paires pour perturber le fonctionnement du circuit mais de ne pas en

générer trop dans le cas où il existe un risque de détérioration du circuit, par latchup par exemple. De plus,

l’énergie sert d’indicateur de sensibilité du composant, comme par exemple dans le domaine des radiations

pour déterminer un seuil de basculement. Il est donc intéressant de contrôler l’énergie du faisceau laser.

Chapitre 3

129

Figure 3‐25. Exemple de shmoo seuil/puissance laser (pas encore complété).

V.1 Principe

Nous allons par la suite expliquer comment sont remplies les cases de ce shmoo, mais pour que cela

soit plus clair nous allons commencer par décrire le principe de cette méthodologie et comment la mettre en

œuvre. Cette dernière a des nombreuses applications envisageables.

Une des subtilités de la stimulation photoélectrique laser est que l’on peut l’utiliser pour localiser des

défauts mais aussi pour faire de l’injection de faute (la technique d’injection de faute par faisceau laser

permet d’évaluer la sensibilité d’un composant à une erreur induite par l’interaction d’un faisceau laser avec

le silicium et ceci de manière déterministe grâce aux résolutions spatiales et temporelles des faisceaux laser).

Cette méthodologie pourrait donc nous permettre de savoir dans quelles conditions nous faisons de

l’injection de faute plutôt que de la localisation de défaut, ce dernier cas ne nous intéressant pas dans le

cadre de cette thèse. Nous pourrions aussi imaginer que cette méthodologie permette d’évaluer la

sensibilité à la lumière d’une puce. En effet, certains produits présentent des signes de non‐fonctionnalité

lorsque leurs boitiers sont ouverts, et ce critère pourrait être intéressant pour des applications de type

sécurisées. Cela pourrait aussi nous permettre de déterminer les conditions optimales pour réaliser une

cartographie OBIC ou LIVA. Enfin, cette méthodologie permet de faire de l’OBIC/LIVA traditionnel en

appliquant un seuil. En effet, comme nous l’avons montré dans le chapitre 2, la stimulation photoélectrique

laser est une technique plutôt adaptée à une approche dynamique tant elle stimule les dispositifs (même les

plus élémentaires) qui ne sont pas défaillants. Dans de tels cas l’amplificateur est saturé, même à 1% de

puissance laser, il est alors impossible d’obtenir une cartographie convenable (tout le dispositif sous test est

illuminé). Nous pourrions ainsi appliquer un seuil pour éviter que l’amplificateur de l’équipement ne sature.

Principe pour réaliser la cartographie d’une seule case du shmoo

Le principe pour réaliser une cartographie (Figure 3‐26), ce qui correspond à une case du shmoo,

consiste à alimenter le produit et à balayer sa face arrière avec le laser photoélectrique à la puissance laser

souhaitée (correspondant à l’abscisse de la case en question). A chaque pixel la consommation du produit

est mesurée et est comparée au seuil (correspondant à l’ordonnée de la case en question). Si la

Puissance laser (%)

Seuil (V, I, f, …)

Chapitre 3

130

consommation du circuit sous test est inférieure au seuil rien ne se passe, et le pixel est considéré comme

pass. Si elle est supérieure au seuil, un signal est envoyé à la DALS box de l’iPHEMOS pour lui indiquer que ce

pixel est fail.

Figure 3‐26. Principe de réalisation d’une cartographie (équivalent à une case du shmoo).

Le signal pass/fail est généré grâce à un montage à base d’amplificateurs opérationnels (AOP) décris sur la

(Figure 3‐27). La consommation du produit est convertie en tension puis comparée au seuil Vref (ordonnée du

shmoo). Si cette valeur est inférieure au seuil, le signal de sortie du montage, qui est envoyé en entrée de la

DALS box reste à 0V (pass) sinon il passe à 5V (fail). Ceci est fait en temps réel il n’y a donc pas besoin de

synchroniser le balayage laser avec la mesure. Il faut uniquement faire attention à ne pas avoir un balayage

laser trop rapide, de façon à ce que le temps de réaction du montage à base d’AOP reste inférieur à la

période du balayage laser. Il faut aussi calibrer le montage, ce qui consiste à choisir la valeur de la résistance

R de façon à ce que la plage de courant [IIN minimum ; IIN maximum] soit convertie en sortie en tension V

appartenant à l’intervalle [0V ; 5V]. Il faut donc avoir une idée des amplitudes de courant que l’on va

mesurer (en faisant un essai au préalable par exemple).

Puissance laser à la valeur souhaitée

Seuil à la valeur souhaitée


Génération d’un signal Fail

Vmesurée > Vref ? Déplacement au prochain pixel


Non

Oui

Chapitre 3

131

Figure 3‐27. Montage à base d’AOP pour générer le signal pass/fail.

Prenons par exemple le cas où IIN peut atteindre des amplitudes importantes (de l’ordre de la dizaine de mA)

R peut être dans ce cas choisie égale à 100Ω. Comme nous pouvons le voir sur la Figure 3‐28, dans ce cas la

tension V variera bien entre 0 et environ 5V.

Figure 3‐28. Valeur de la tension V en fonction d’un fort courant de consommation du circuit sous test IIN pour une résistance de 100Ω.

Programme automatique pour réaliser les cartographies des autres cases du shmoo

Nous venons de présenter la réalisation d’une seule cartographie. Un programme labview contrôle

toute la méthodologie, c'est‐à‐dire, tous les paramètres de l’expérience sont définis au préalable dans ce

programme : puissance laser minimum et maximum et le nombre de pas, tension d’alimentation du circuit

R

R

R

+

-+

--

+

+V

+V

+V

IIN

Source de tension

VS

Vref

V=R*IIN

Si V > Vref VS = 5VSi V > Vref VS = 0

DALS box

0

1

2

3

4

5

0 10 20 30 40 50 60 70

Tension (V)

IIN (mA)

Chapitre 3

132

sous test, seuil minimum et maximum et nombre de pas (Figure 3‐29). Il est ensuite lancé par l’utilisateur et

va régler les paramètres de puissance laser et seuil puis lancer la cartographie, lorsqu’elle sera terminée il la

sauvegarde, modifie les paramètres précédemment cités et en lance une nouvelle, et ainsi de suite jusqu’à

ce que toutes les conditions aient été réalisées. Le programme est donc autonome et les cartographies du

shmoo se tracent automatiquement. Cela permet de gagner du temps, soit pour que l’utilisateur fasse une

autre tâche en parallèle, soit pour le faire tourner à des moments où l’équipement n’est pas utilisé (par

exemple la nuit).

Figure 3‐29. Interface du programme labview permettant de réaliser automatiquement toutes les cartographies.

Une fois que toutes les cartographies ont été réalisées, un script développé en langage Java et défini comme

plug‐in sur le logiciel ImajeJ par G. Koraa durant son stage au laboratoire RCCAL sur le traitement de l’image

[KORAA'11] est utilisé et permet de comptabiliser le nombre de pixels fail sur la cartographie. Il faut pour cela

sélectionner toutes les cartographies et le calcul est fait automatiquement pour toutes.

Les cases du shmoo sont ensuite remplies en inscrivant dans chacune d’elles le nombre de pixels fail, ce qui

est équivalent d’une certaine façon, à la surface du circuit sous test sensible à la SPL.

V.2 Cas d’étude : microcontrôleur (technologie 90nm)

Nous avons tenté de trouver un cas d’étude adapté pour illustrer cette méthodologie, mais nous

avons rencontré des difficultés pour récupérer des échantillons. Nous présentons alors les résultats obtenus

sur un microcontrôleur STMicroelectronics de technologie 90nm, bien que la conclusion ne présente pas

d’intérêt particulier. Plutôt que de travailler sur la valeur d’un seuil paramétrique, nous avons travaillé sur

trois versions de ce produit que nous appellerons "standard", "slow" et "fast". Ces termes renvoient aux

performances des transistors de la logique, en d’autres thermes, l’implant canal de ces transistors est

modifié de façon à avoir des tensions de seuil différentes. Les cartographies résultant de l’application de

cette méthodologie sont présentées sur la Figure 3‐30, et les superpositions avec le pattern sont présentées

Chapitre 3

133

sur la Figure 3‐31. Nous observons des différences de sensibilité en fonction de la puissance laser et de la

version du produit mais les zones sensibles se situent toujours dans la mémoire flash et la logique.

Fast

Standard

Slow

5% 10% 20%

Figure 3‐30. Cartographies à partir desquelles le shmoo est complété.

Flash

Logique

Chapitre 3

134

Fast

Standard

Slow

5% 10% 20%

Figure 3‐31. Superposition des cartographies et du pattern laser.

Nous avons ensuite extrait de ces cartographies le taux de pixels fail, ce qui nous a permis de remplir le

shmoo (Tableau 3‐4). Nous remarquons que la configuration la plus sensible correspond au produit de type

slow lorsque la puissance laser est à 10%. Nous remarquons aussi que le produit standard est globalement

moins sensible que les versions slow et fast peu importe la puissance laser.

Fast 4,52 % 4,38 % 4,27 %

Standard 1,81 % 4,36 % 0,22 %

Slow 5,06 % 20,08 % 5,02 %

5% 10% 20%

Tableau 3‐4. Shmoo avec un dégradé de couleur en fonction du pourcentage de pixels fail.

Cette méthodologie vient s’ajouter à l’utilisation des modules que nous avons présentés dans le paragraphe

précédent et étoffe ainsi la palette de méthodologies dont nous disposons pour orienter une analyse. Tout

comme les modules de setup et d’analyse, cette méthodologie a au départ était développée pour les

techniques à base de stimulation laser photoélectrique, mais est compatible avec la stimulation thermique

Chapitre 3

135

laser. Nous pouvons imaginer d’autres possibilités comme mettre en ordonnées du shmoo la tension

d’alimentation du produit, ajouter une troisième dimension qui serait la fréquence de fonctionnement du

circuit, etc. De nombreuses solutions sont envisageables.

VI. Conclusion

Comme nous l’avons vu dans le chapitre 2, la technique OBIC ne peut pas être mise en œuvre aussi

facilement que la technique OBIRCh, et est plutôt adaptée à des stimulations dynamiques. Dans ce chapitre

nous décrivons différents moyens d’améliorer les techniques à base de stimulation laser photoélectrique

statique.

D’une part, plusieurs modules de setup et d’analyse ont été développés. Cette méthodologie étend le champ

d’application des techniques à base de SPL existantes pour, par exemple, caractériser les phénomènes de

sensibilité au latchup d’un produit. Un nouveau flot pour traiter les problèmes de latchup est proposé et une

nouvelle façon de déclencher ce phénomène a été développée, adaptée aux technologies récentes et

agressives. Elle permet la localisation des zones source du LU et aussi des zones où une surconsommation a

été entrainée par le phénomène de LU. Les résultats expérimentaux présentés dans cette étude démontrent

la pertinence et l’efficacité de ce flot qui a des applications prometteuses dans le debug design ou la

validation design pour révéler les faiblesses de conception, et est un outil très utile pour les concepteurs.

Cette méthodologie a été appliquée à deux autres produits STMicroelectronics et les concepteurs

souhaiteraient la systématiser sur tous les nouveaux produits.

Au départ ces modules ont été développés pour adapter la stimulation photoélectrique laser statique et la

rendre "pseudo‐dynamique", mais nous nous sommes rendu compte que leur utilisation offre d’autres

possibilités puisque nous pouvons par la même occasion les utiliser pour améliorer les techniques à base de

stimulation thermique laser statique. En effet, nous avons vu que dans certains cas elles ne sont pas

suffisantes en elles‐mêmes pour conclure une analyse de défaillance, il est ainsi possible de les enrichir pour

être capable de traiter les cas d’analyses atypiques. Le fait d’enrichir les techniques utilisées couramment en

ajoutant simplement des modules de setup et d’analyse donne l’opportunité de traiter les cas d’analyse de

défaillance atypiques ou de caractériser des composants basiques

D’autre part, nous avons développé une méthodologie que nous appelons par abus de langage shmoo

seuil/puissance laser et qui vient étoffer la palette de solutions que nous proposons pour améliorer et/ou

adapter les techniques à base de SPL de façon à obtenir des résultats intéressants. Les applications de cette

méthodologie sont diverses et la liste que nous proposons n’est pas exhaustive : savoir dans quelles

conditions on localise des défauts plutôt que de faire de l’injection de fautes, évaluer la sensibilité à la

lumière d’une puce, déterminer les conditions de setup optimales pour faire de l’OBIC (tension et puissance

laser), ou faire de l’OBIC traditionnel en appliquant un seuil minimum de détection.

Les méthodologies proposées sont donc un moyen d’améliorer les techniques à base de stimulation laser

statiques couramment utilisées dans les laboratoires d’analyse de défaillance et améliorent drastiquement

Chapitre 3

136

les performances de l’équipement iPHEMOS. De nombreuses autres applications peuvent être imaginées.

Les résultats expérimentaux que nous avons présentés dans ce chapitre démontrent la pertinence et

l’efficacité de ces méthodologies qui ont des applications prometteuses, entre autres, dans le debug design

et pour traiter les analyses atypiques, et sont un outil très utile et facilement utilisable.

Ces techniques statiques trouvent toutefois leurs limites dans la localisation de défauts car certains ne sont

pas directement accessibles et/ou doivent être émulés dynamiquement. De plus, elles ne peuvent pas être

appliquées à des CI actifs. Les problèmes de marginalités fonctionnelles sont alors difficilement localisables

avec des approches statiques, de nouvelles méthodologies ont donc été développées ces dernières années

pour pouvoir y répondre, le but étant d’exploiter la stimulation laser des CI dynamiques (actifs) afin de

localiser les zones de défaillances. Nous parlons dans ce cas de stimulation laser dynamique, ces techniques

sont abordées dans le chapitre suivant.

137

Chapitre 4 : Les perspectives de la stimulation photoélectrique laser statique

I. Introduction

ors de l’étude présentée dans le chapitre 2, nous avons étudié la répartition des photocourants

induits dans les dispositifs élémentaires tels que les jonctions PN et les transistors MOS. En réalité,

nous avons également mené cette étude sur le dispositif élémentaire "intermédiaire", à savoir la capacité

MOS [LLIDO'12b]. Nous avons volontairement décidé de ne pas la présenter dans le chapitre 2 car les

conclusions sont toutes autres, dans le sens où les résultats que nous avons obtenus laissent entrevoir le fait

que le laser photoélectrique pourrait être utilisé comme outil de caractérisation voire d’étude de la fiabilité

des oxydes. Ces résultats étant prometteurs et les travaux étant à poursuivre, nous avons décidé de

présenter cette étude dans ce chapitre, comme perspective d’utilisation de la SPL statique. Cette dernière

offre des perspectives nouvelles puisque le laser photoélectrique pourrait ne plus simplement être considéré

comme un outil pour localiser les défauts, mais aussi pour faire de la caractérisation électrique.

D’autre part, les techniques à base de stimulation laser statiques rencontrent de nos jours des limitations

quant à leur emploi et leur succès, et ont par conséquent été amenées à évoluer pour s’adapter aux

nouveaux types de défauts qui font leur apparition avec les nouvelles technologies, sans cesse plus

agressives. En effet, nous allons voir que dans certaines configurations les chemins de courant accessibles

aux bornes du CI ne parcourent pas tous les défauts et/ou doivent être émulés dynamiquement. Il existe

donc des configurations où il sera difficile, voire impossible, de localiser de tels défauts par stimulation laser

statique.

Nous avons proposé dans le chapitre 3 un moyen d’étendre le champ d’application des techniques statiques

pour essayer de contourner cette problématique, mais d’autres solutions sont disponibles. En effet, pour

répondre à la problématique liée à la localisation de ce nouveau type de défaut, il faut prendre en compte

les marginalités de fonctionnement du circuit face à des variations électriques ou environnementales

L

Chapitre 4

138

(tension d’alimentation, fréquence d’horloge, température, etc.). Ainsi, ce chapitre décrira des techniques à

base de stimulation laser dynamique basées sur cette approche qui ont été développées.

Néanmoins, nous verrons aussi qu’il est parfois difficile d’interpréter ces cartographies parce que, par

exemple, dans certains cas tous les vecteurs de la séquence de test sont sensibles. Il n’est par conséquent

pas évident de distinguer parmi les structures sensibles apparaissant sur la cartographie, celles qui sont liées

au défaut ou non. L’utilisation d’un laser modulé plutôt qu’un laser continu donne dans ce cas la possibilité

de stimuler le circuit uniquement pour des vecteurs spécifiques ou des groupes de vecteurs.

Enfin, nous présenterons les nouvelles méthodologies mettant en œuvre un laser impulsionnel qui ont été

développées ces dernières années et dont l’intérêt principal est de générer dans le circuit des transitoires de

tension ou de courant relativement courts. Le phénomène de saturation qui peut apparaître lorsque l’on

utilise un laser continu est ainsi évité.

II. Etude de l’interaction du laser 1064nm avec la capacité MOS

Les effets de la SPL sur des capacités MOS de technologie 90nm sont explorés et analysés à travers des

mesures de Capacité‐Tension (CV). Plus précisément, la distribution d’énergie des pièges localisés proches

ou à l’interface Si/SiO2 induits par un laser photoélectrique dans la bande interdite du silicium (BI) est

étudiée en fonction du type de substrat (P pour les capacités NMOS et N pour les capacités PMOS). Pour

cela, une procédure permettant d’extraire automatiquement la distribution d’énergie de ces pièges

d’interface est présentée. Cette procédure est ensuite utilisée pour déterminer la densité de pièges

d’interface induits sur une capacité NMOS soumise à un stress électrique. Enfin, les perspectives de ces

travaux sont présentées à travers les résultats de l’impact de la SPL sur le courant SILC induit après stress

ainsi que sur les caractéristiques du transistor, résultats que nous n’avons pas encore totalement expliqués

au moment de la rédaction de ce manuscrit.

II.1 Présentation des résultats

Le dispositif étudié dans cette section est un transistor NMOS de dimension 10µm x 10µm utilisé en

capacité (drain, source et substrat sont à la masse). Il a été soumis aux photons d’un laser photoélectrique

de longueur d’onde 1064nm dont la puissance est ajustable entre 0 et 40mW (0 à 100%), le diamètre

théorique du spot est d’environ 3,25µm et est positionné au centre de la structure. Les mesures CV ont été

réalisées sur cette structure (Figure 4‐1) et il s’avère que le laser induit les phénomènes suivant :

A) Une présence de pièges d’interface dans la moitié inférieure de la BI du silicium,

B) La charge parasite des pièges augmente la tension de seuil Vth, mais la tension de bande plate VFB

ne varie pas (ce qui signifie que les pièges sont neutres lorsqu’ils sont vides). De plus, la

diminution de la pente dans la transition vers le régime d’inversion forte est expliquée par le fait

que toute la surface de la capacité n’est pas éclairée uniformément par la même puissance laser

Chapitre 4

139

(du au profil gaussien du faisceau laser). Par conséquent, elle est équivalente à deux capacités en

parallèle parmi lesquelles une est plus éclairée que l’autre par le laser.

Cette mesure permet aussi de déterminer le diamètre effectif du spot laser (voir paragraphe suivant).

Figure 4‐1. Caractéristiques CV d’une capacité à substrat P soumise à SPL en fonction de la puissance laser.

Concernant la capacité PMOS, le dispositif étudié est un transistor de même dimension et polarisé de la

même façon. Il a été soumis aux photons d’un laser photoélectrique de longueur d’onde 1064nm dont la

puissance est ajustable entre 0 et 40mW (0 à 100%), le diamètre théorique du spot est d’environ 1,7 µm et

est positionné au centre de la structure. Les mesures CV ont été réalisées sur cette structure (Figure 4‐2) et il

s’avère que le laser induit les phénomènes suivant :

A) Une présence de pièges d’interface dans la moitié supérieure de la BI du silicium,

B) La charge parasite des pièges augmente la tension de seuil Vth, mais la tension de bande plate VFB

ne varie pas (ce qui signifie que les pièges sont neutres lorsqu’ils sont pleins). De plus, la

diminution de la pente dans la transition vers le régime d’inversion forte est expliquée par le fait

que toute la surface de la capacité n’est pas éclairée uniformément par la même puissance laser

(du au profil gaussien du faisceau laser). Par conséquent, elle est équivalente à deux capacités en

parallèle parmi lesquelles une est plus éclairée que l’autre par le laser.

0,4

0,45

0,5

0,55

0,6

0,65

0,7

0,75

‐2 ‐1,5 ‐1 ‐0,5 0 0,5 1 1,5

Sans laser

Laser (mW)

VG (V)

C (

pF

) 1.9, 7.8,

16.4, 40.5

A B

VF

B

Chapitre 4

140

Figure 4‐2. Caractéristiques CV d’une capacité à substrat N soumise à SPL en fonction de la puissance laser.

La Figure 4‐3 (droite) illustre l’allure de la courbe CV simulée pour une capacité NMOS en présence de pièges

à l’interface Si/SiO2. Pour cet exemple, nous considérons deux distributions de pièges ayant la forme

d’étroites gaussiennes dans la BI du silicium (Figure 4‐3 gauche) afin de bien distinguer deux bosses sur la

caractéristique CV correspondante (Figure 4‐3 droite). La première, pièges de type donneurs (neutres ou

chargés positivement, A sur la Figure 4‐3), se situe dans la partie inférieure de la BI. Quant à la seconde,

pièges de type accepteurs (chargés négativement ou neutres, B sur la Figure 4‐3), elle se situe dans la partie

supérieure. Ce deux distributions ont les mêmes caractéristiques (déviation standard, maximum, etc.) et

sont centrées autour de Ei ± 0,2eV, où Ei est le niveau d’énergie intrinsèque.

Figure 4‐3. Distribution d’énergie des pièges présents à l’interface (gauche) et allure calculée de la caractéristique CV d’une capacité NMOS en présence des ces pièges (droite).

1,0E‐12

1,5E‐12

2,0E‐12

2,5E‐12

3,0E‐12

3,5E‐12

4,0E‐12

4,5E‐12

5,0E‐12

‐1 ‐0,5 0 0,5 1 1,5 2

C (pF)

VG (V)

Sans laser

Laser (mW)

1.9,7.8,16.4

A

B

0

1

2

3

4

5

0 0,5 1E (eV)

Dit

(x10

12eV

1cm

2)

A B

1,5

2

2,5

3

3,5

4

4,5

5

-2 -1 0 1 2VGB (V)

C(p

F)

A

B

Chapitre 4

141

II.2 Extraction du rayon effectif du spot laser

Dans cette expérience, le spot laser (diamètre théorique 1,7µm) est déplacé par rapport au centre de

la capacité (de dimension 32µm x 31,2µm) et nous traçons un CV pour confirmer que même en dehors de la

capacité, le spot a quand même un effet (Figure 4‐4).

Figure 4‐4. Déplacement du spot laser par rapport au centre de la capacité.

Cette expérience montre clairement que même si le spot est très loin du centre de la capacité, des photons

arrivent toujours à activer les pièges (Figure 4‐5).

Figure 4‐5. Caractéristiques CV d’une capacité à substrat P en fonction de la position du spot laser par rapport à son centre (puissance laser à 100%).

0 µm

100 µm

200 µm

a

b

c

d

1,7E‐12

2,2E‐12

2,7E‐12

3,2E‐12

3,7E‐12

4,2E‐12

4,7E‐12

5,2E‐12

‐1,5 ‐1 ‐0,5 0 0,5 1

C (F)

VG (V)

Sans laser

200 µm

100 µm

50 µm

0 µm

Chapitre 4

142

A partir de ces mesures nos pouvons tracer le rayon effectif du spot laser en identifiant les courbes de la

Figure 4‐5 à celles de la Figure 4‐1 obtenues en faisant varier la puissance du laser. Le rayon effectif du spot

laser est représenté sur la Figure 4‐6. Il apparaît que la zone d’action du laser est donc considérable et bien

plus grande que 1,7µm de diamètre (Figure 4‐6).

Figure 4‐6. Profil du spot laser effectif pour l’objectif 50X (diamètre théorique 1,7µm).

II.3 Structures de test

Les structures analysées sont des transistors de technologie 90nm embarqués dans des structures de

test et utilisés en capacité (drain, source et substrat sont à la masse). Elles sont initialement vierges de

mesures. Les caractéristiques CV sont tracées en mode quasi‐statique avec un 4156C d’Agilent Technologies

[TECHNOLOGIES'01]. En corrélant les caractéristiques mesurées et simulées nous pouvons déduire des données

expérimentales les paramètres technologiques suivants (voir Figure 4‐7) :

- Capacité NMOS :

Dopage substrat NA = 5,85 1023 m3

Dopage grille NG = 1,33 1026 m3

Epaisseur d’oxyde tox = 6,88nm

Tension de bande plate VFB = 1,32V - Capacité PMOS :

Dopage substrat ND = 2,78 1023 m3

Dopage grille NG = 1,33 1026 m3

Epaisseur d’oxyde tox = 6,88nm

Tension de bande plate VFB = 1V

0 100 2000

100

50

a

b

c

d

Entre 1 et 10 % la courbe ne change pas

Distance (µm)

Pu

issa

nce

lase

r (%

)

Chapitre 4

143

Figure 4‐7. Caractéristiques CV mesurées et simulées d’une capacité à substrat P (gauche) ou d’une capacité à substrat N (droite).

II.4 Procédure pour l’extraction automatique de la densité de pièges

Dans cette section, le jeu d’équations donnant le comportement électrique d’une capacité MOS est

présenté [SZE'88]. En utilisant ces équations, nous proposons et détaillons l’algorithme mis en œuvre pour

déterminer automatiquement la distribution d’énergie des pièges d’interface en fonction de l’énergie dans la

bande interdite du silicium.

II.4.a Modélisation de la structure MOS

La relation entre le potentiel de surface S et la tension de grille VGB est :

ox

SSCS

ox

SitFBGB C

Q

C

QVV

Equation 4‐1

où VFB est la tension de bande plate, QSC est la charge totale du semiconducteur, Cox est la capacité d’oxyde

(par unité de surface) et Qit est la charge piégée à l’interface. La quantité Qit est calculée d’après l’équation

suivante :

E

Eitit

V

dEEDqEQ

Equation 4‐2

où Dit(E) est la distribution d’énergie des pièges présents à l’interface et EV est le niveau d’énergie maximum

de la bande de valence (BV) du semiconducteur à l’interface. Nous avons également introduit EC qui est le

niveau minimum d’énergie de la bande de conduction (BC) du semiconducteur à l’interface. Le niveau

d’énergie E et le potentiel de surface S sont liés par :

3 2 1 0 1 21 10

12

2 1012

3 1012

4 1012

5 1012 Cox Aeff

C

CHF

VFB

VG

C (F

)

VG (V)

MesuresSimulation

2 0 21 10

12

2 1012

3 1012

4 1012

5 1012 CoxAeff

C

CHF

VFB

VG

C (F

)

VG (V)

MesuresSimulation

Chapitre 4

144

FiS EE Equation 4‐3

où le potentiel de substrat est défini par F = kT/qln(NA/ni), avec q l’amplitude de la charge électronique

(q>0), k la constante de Boltzmann, NA le niveau de dopage du silicium (supposé constant) et ni la densité de

charge intrinsèque. La capacité à une tension VGB est alors donnée par :

it

S

SCox

eff

S

it

S

SCox

eff

qDQ

1

C

1A

QQ

1

C

1A

C

Equation 4‐4

II.4.b Procédure d’extraction des paramètres

Ce paragraphe définie le moyen d’obtenir les simulations des caractéristiques CV suivantes :

- Csp : la capacité sans pièges

- Cap : la capacité avec pièges

- Cesp : la capacité extraite sans pièges (simplement un décalage de VFB)

- Ceap : la capacité extraite avec pièges

La Figure 4‐8 présente une courbe CV simulée, notée Csp, dans le cas d’une capacité MOS sans pièges avec un

substrat de type P. Dans ce cas la tension de bande plate est appelée VFB. Puis, la courbe Cap est calculée en

prenant compte de la densité de pièges donnée à la Figure 4‐3 (gauche). L’extraction de la densité de pièges

est ensuite évaluée en deux étapes :

- La nouvelle tension de bande plate notée VFB‐ap (c’est à dire VFB avec pièges d’interface) est ajustée

de façon à obtenir une bonne corrélation entre les courbes Cesp (c’est à dire sans pièges) et Cap

comme illustré dans la Figure 4‐8. La densité de pièges d’interface pour VG plus petit que VFB‐ap est

supposée être égale à Dit = 0. De cette façon, un point de référence est imposé pour commencer les

calculs.

- Pour chaque point suivant (c’est à dire chaque potentiel VG plus grand que VFB‐ap), la valeur de la

distribution d’énergie des pièges d’interface Dit est ajustée (par dichotomie) pour obtenir Cap = Cesp.

Pour cela, la tension de bande plate notée VFB‐ap est injectée dans l’équation 4‐1, donc la charge

définie dans l’équation est donnée par :

1nn.

C2

)1n(DnDq1nQnQ SS

ox

itititit

Equation 4‐5

Dans cette équation, la méthode des triangles est appliquée plutôt que celle des rectangles de façon à

minimiser les erreurs dans les valeurs de charges piégées.

Chapitre 4

145

Figure 4‐8. Simulations des courbes CV : Csp, Cap, Cesp et Ceap respectivement les courbes des capacités sans pièges, avec pièges, extraite sans pièges et extraite avec pièges.

La Figure 4‐9 présente une comparaison entre les densités de pièges introduite et extraite. Nous pouvons

observer une très bonne corrélation entre les deux courbes malgré la présence d’une remontée pour les

énergies proches de la BC. Ce phénomène est lié à la transition brutale entre les régimes de désertion et

d’inversion forte. Cet effet peut être atténué, voire éliminé, en augmentant le nombre de points de mesure.

Figure 4‐9. Distribution d’énergie implémentée et extraite des pièges présents à l’interface.

1,5

2

2,5

3

3,5

4

4,5

5

-2 -1,5 -1 -0,5 0 0,5 1 1,5 2

CspCapCespCeap

VG (V)

C(p

F)

VF

B

VF

B-a

p

0

1E+16

2E+16

3E+16

4E+16

5E+16

6E+16

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1

Implémenteé Extraite

E (eV)

Dit

(eV

-1m

-2)

Chapitre 4

146

Dans le cas de dispositifs réels et non simulés, la caractéristique CV tracée sans stimulation laser est utilisée

pour extraire tous les paramètres (voir paragraphe II.3 Les structures de test) nécessaires à la simulation de

la courbe Csp. La courbe Cap correspond à la même mesure avec stimulation laser (voir Figure 4‐8).

Afin d’éviter les perturbations dus aux fluctuations (bruit) dans l’extraction de la densité de pièges durant les

mesures CV, la procédure d’extraction rigoureuse consisterait à ajuster la densité de pièges afin d’obtenir Cap

Csp = Ceap Cesp.

II.5 Analyse des résultats

II.5.a La capacité NMOS

La structure étudiée est une capacité NMOS de dimension 32µm x 31,2µm. Elle est soumise à la

Stimulation Photoélectrique Laser (SPL) avec le spot laser focalisé au centre de la structure (son diamètre

théorique est 1,7µm).

Une façon simple d’évaluer la densité de pièges à l’interface est de tracer un CV en mode quasi‐statique en

fonction de la puissance du laser : comme nous l’avons vu dans le paragraphe II.1 Présentation des résultats,

une bosse apparaît entre ‐0,5V et ‐1V. Ensuite l’algorithme décrit dans le paragraphe précédent (II.4

Procédure pour l’extraction automatique de la densité de pièges) est appliqué pour déterminer de façon

automatique la densité d’énergie des pièges d’interface. La Figure 4‐10 montre le spectre Dit résultant pour

différentes puissances laser (1%, 4% et 7%).

Figure 4‐10. Distribution d’énergie des pièges présents à l’interface pour la capacité à substrat P en fonction de la puissance laser.

0

2

4

6

8

10

12

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1

P = 1%

P = 4%

P = 7%

E (eV)

Dit

(x10

11eV

1cm

2)

EVEC

Ei

Chapitre 4

147

Nous remarquons un pic de pièges dans la moitié inférieure de la BI, autour de 0,45eV au‐dessus de la BV. La

densité de pièges d’interface augmente avec la puissance laser : les résultats pour des puissances laser

variant de 10 à 100% sont présentés sur la Figure 4‐11. La densité maximale obtenue à 100% de puissance

laser est considérable : 2,5.1013 eV1cm2. Comme nous l’avons montré grâce à la Figure 4‐1, la densité de

pièges induite par le laser n’influe pas sur la valeur de la tension de bande plate ce qui signifie que les pièges

sont de type accepteurs : neutres lorsqu’ils sont vides d’électrons ou chargés négativement lorsqu’ils sont

occupés.

Figure 4‐11. Extraction de la distribution d’énergie des pièges présents à l’interface et induits par SPL dans le cas d’une capacité à substrat P représentée en échelle linéaire (gauche) et logarithmique (droite).

II.5.b La capacité PMOS

La même étude est réalisée sur une capacité PMOS (c'est‐à‐dire à substrat de type N) de dimension

32µm x 31,2µm. La densité énergétique des pièges d’interface en fonction de la puissance laser extraite à

partir des caractéristiques CV est présentée sur la Figure 4‐12. De nouveau, la densité de pièges d’interface

augmente avec la puissance laser et le spectre Dit est cette fois‐ci dans la moitié supérieure de la BI du

silicium à environ 0,74eV au‐dessus de la BV.

Comme dans le cas de la capacité NMOS, la tension de bande plate ne change pas sous illumination laser.

Ceci signifie que les pièges sont de type donneurs : neutres lorsqu’ils sont occupés par des électrons et

chargés positivement lorsqu’ils sont vides. La déformation de la courbe CV est identique au cas de la

capacité à substrat P : elle dépend de la puissance du laser et la tension de bandes plates ne change pas.

0

5

10

15

20

25

30

0 0,5 1

P = 10%P = 20%P = 40%P = 100%

E (eV)

Dit

(10

12eV

1cm

2)

EV EC

Ei

a 0,1

1

10

0 0,5 1E (eV)

Dit

(10

12eV

1cm

2)

EV EC

Ei

b

Chapitre 4

148

Figure 4‐12. Extraction de la distribution d’énergie des pièges présents à l’interface et induits par SPL dans le cas d’une capacité à substrat N représentée en échelle linéaire (gauche) et logarithmique (droite).

II.5.c Comparaison des capacités NMOS et PMOS

L’énergie des photons émis par le laser est de 1,16eV. Comme nous l’avons montré dans les deux

précédents paragraphes, les pièges d’interface induits par SPL ne sont pas présents dans la même partie de

la BI du silicium en fonction du type de substrat : ils sont localisés dans la moitié inférieure de la BI pour les

substrats de type P et dans la moitié supérieure de la BI pour les substrats de type N. Nous supposons donc

que la position des pièges d’interface dépend de la nature des atomes dopants le substrat : Bore pour le

substrat de type P (capacité NMOS) et Phosphore pour le substrat de type N (capacité PMOS).

La Figure 4‐13 (gauche) illustre une capacité NMOS présentant des pièges dans la moitié inférieure de la BI

du silicium. Le substrat est en régime de déplétion et le niveau de Fermi EF est sous le milieu de la BI et fait

face aux pièges. Dans ce régime, il y plus de trous dans la BV que d’électrons dans la BC à l’interface.

Selon la statistique SRH [SHOCKLEY'52] les pièges d’interface peuvent interagir avec les électrons/trous de la

façon suivante :

- Processus pour remplir les pièges :

a. Capturer un électron de la BC ne coûte pas d’énergie

b. Capturer un électron de la BV, équivaut à y émettre un trou coûte de l’énergie

- Processus pour vider les pièges :

c. Emettre un électron dans la BC coûte de l’énergie

d. Emettre un électron dans la BV, équivaut à y capturer un trou ne coûte pas d’énergie

Pour EF inférieur à Ei à l’interface, le remplissage/vidage des pièges se fait par émission/capture de trous de

la BV (mécanismes b et d). Le mécanisme b requiert un apport d’énergie ce qui signifie qu’une partie de

cette énergie est apportée aux pièges par les photons du laser. Donc, la position énergétique réelle des

pièges est environ 0,45 + 1,16 = 1,61eV au‐dessus de la BV du silicium comme montré sur la Figure 4‐13

(droite). En effet, sans laser la caractéristique CV ne montre pas de pièges, ce qui signifie que la position

énergétique réelle de ces pièges est soit au‐dessus du niveau le plus bas de la bande de conduction (EC) soit

0

5

10

15

20

25

30

35

40

0 0,5 1

P = 10%

P = 20%

P = 40%

P = 100%

E (eV)

Dit

(10

12eV

1cm

2)

EV EC

Ei

0,1

1

10

0 0,5 1E (eV)

Dit

(10

12eV

1cm

2)

EV EC

Ei

Chapitre 4

149

au‐dessous du niveau le plus haut de la bande de valence (EV). La tension de bande plate ne change pas donc

les pièges accepteurs restent neutres sans laser donc ils sont toujours vides, donc toujours au‐dessus de EC.

Ainsi le niveau de Fermi EF à l’interface ne les charge jamais sans laser. Les pièges présents dans l’oxyde ou à

l’interface à un tel niveau énergétique ne peuvent pas interagir avec les porteurs libres du silicium et restent

vides pendant une mesure CV (sans laser). Ceci est aussi cohérent avec le fait que la valeur de VFB est

identique avec ou sans laser.

Figure 4‐13. Mécanismes de piégeage et de‐piégeage dans le cas d’une capacité NMOS (pièges présents dans la partie inférieure de la bande interdite du silicium).

La même approche peut être appliquée à la capacité PMOS. La tension de bande plate n’est pas non plus

influencée par l’irradiation de photons, la réelle position énergétique des pièges est donc d’environ 0,74 –

1,16 = ‐0,46 eV au‐dessous de la BV. Ainsi, sans stimulation laser tous les pièges sont remplis d’électrons et

neutres.

De nombreuses publications existent à propos de la pénétration du bore et du phosphore dans les oxydes à

cause de l’importance de cet effet dans la fabrication CMOS [AOYAMA'95, NATALITA'10, PFIESTER'90]. De plus,

dans le cristal de silicium l’atome de bore est soit neutre soit chargé négativement, contrairement à l’atome

de phosphore, qui est soit neutre soit chargé positivement. Nous pouvons donc supposer que dans le cas

d’une capacité NMOS, l’atome de bore créée des pièges (neutres ou chargés négativement) dans l’oxyde au

dessus de la BC du silicium. Le même raisonnement appliqué à la capacité PMOS nous mène à supposer que

l’atome de phosphore pénètre dans l’oxyde en créant des défauts (chargés positivement ou neutres) sous la

BV du silicium [OTANI'03, LU'06, WOLKENBERG'79].

II.6 Analyse des résultats après stress

La structure étudiée est une capacité NMOS de dimension 32µm x 31,2µm. Elle est soumise à la SPL

avec le spot laser focalisé en son centre (son diamètre théorique est 1,7µm). Un stress électrique est réalisé

en polarisant la grille à 6,5V pendant un temps cumulé de 100 à 2100 secondes. Après chaque stress, les

caractéristiques avec et sans illumination laser sont tracées (Figure 4‐14) :

A) Le stress induit une déformation de la caractéristique CV avec une augmentation du minimum

de la capacité due à la création de pièges à l’interface. La tension de bandes plates diminue

Chapitre 4

150

après le stress à cause des pièges induits de type donneurs et/ou des charges positives dans

l’oxyde. La tension de seuil est également impactée.

B) Comme nous l’avons montré précédemment, le laser induit la présence de pièges d’interface

dans la moitié inférieure de la BI du silicium. La tension de bandes plates (après stress) est

identique avec ou sans laser.

C) Les pièges générés par le stress semblent disparaître avec le laser.

Figure 4‐14. Caractéristique CV avant et après stress avec et sans SPL (puissance laser = 5%).

Ensuite l’algorithme pour déterminer automatiquement la densité énergétique des pièges d’interface est

appliqué. Les résultats avec et sans stimulation laser sont présentés sur la Figure 4‐15 (à la même échelle).

Nous pouvons observer une augmentation de la densité de pièges à l’interface avec le temps de stress, cet

effet a été étudié et souligné à plusieurs reprises [WITTERS'89, KUSHIDA‐ABDELGHAFAR'02]. De plus, les pièges

générés par le stress semblent disparaître sous illumination laser.

Il y a alors deux possibilités :

a. Soit les pièges (dus au stress) sont toujours plein sous illumination laser donc la position du niveau

de Fermi n’a pas d’influence puisqu’ils sont déjà plein : dans ce cas on ne les voit pas,

b. Soit les pièges (dus au stress) sont toujours vides sous illumination laser et même lorsque le niveau

de Fermi est au dessus d’eux et il existe un phénomène qui fait qu’ils sont toujours vides : dans ce

cas on ne les remplit jamais, donc on les voit pas.

Après stress, avec ou sans laser, la tension de bandes plates ne change pas, donc la charge dans l’oxyde Qox

ne change pas. De plus, après stress (sans laser), la charge Qox est positive (puisque VFB a diminué), par

conséquent les pièges dus au stress ne peuvent être que des pièges vides (donneurs donc chargés

positivement).

La seule possibilité est donc la b : le laser vide les pièges donneurs qui restent chargés positivement. Si c’était

des pièges toujours pleins, nous aurions des pièges toujours neutres ou chargés négativement (donneurs ou

1,7

2,2

2,7

3,2

3,7

4,2

4,7

5,2

5,7

‐2 ‐1,5 ‐1 ‐0,5 0 0,5 1

ViergeAprès stress (2100s) ‐ Sans laserAprès stress (2100s) ‐ Avec laser

VGB (V)

C (

pF

)

B

A

C

Chapitre 4

151

accepteurs), mais dans ce cas nous aurions la charge Qox après stress négative et VFB aurait augmenté après

stress. L’énergie des photons du laser est de 1,16 eV ce qui permet aux pièges d’interface d’émettre

immédiatement leur charge vers la BV ou la BC. Ils restent donc toujours vides peu importe la tension de

grille (c’est à dire la valeur du potentiel de surface).

En résumé, le stress induit la présence de pièges dans la BI avec une densité plus importante dans la moitié

supérieure. Le laser donne toujours plus de pièges dans la moitié inférieure mais éteint aussi les pièges induits par le stress.

Figure 4‐15. Distribution d’énergie des pièges à l’interface en fonction du temps de stress sans stimulation laser (gauche) et avec le laser à 5% de puissance (droite).

II.7 Perspectives

Dans ce paragraphe, nous présentons les mesures qui sont en cours de réalisation et d’interprétation

au moment de la rédaction de ce manuscrit.

II.7.a Mesures du SILC

La fiabilité des mémoires non‐volatiles concerne des oxydes épais dans la gamme 60‐110Å. Comme

pour les oxydes minces, il existe une phase d'évaluation de la robustesse de l'oxyde. Une des particularités

pour ces épaisseurs d'oxyde, est l'existence de courants de fuite à basse tension induits par contraintes

électriques appelés SILC (Stress Induced Leakage Current). En effet, lors du fonctionnement standard des

mémoires non‐volatiles, l'oxyde utilisé subit des dégradations qui modifient ses propriétés d'isolant, à cause

de l'apparition de ce phénomène. Il est donc nécessaire d'évaluer et de maîtriser l'impact du SILC pour

apprécier correctement la fiabilité des mémoires [PIC'07].

Rappels

Puisque le laser peut donner une énergie suffisante à des pièges pour pouvoir répondre, nous

pouvons raisonnablement se demander si ce mécanisme peut impacter le courant SILC. Le courant SILC (B

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

0 0,5 1E (eV)

Dit

(10

12ev

1cm

2)

EV EC

Ei

Temps de stress = 100, 500, 900, 2100 s

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

0 0,5 1E (eV)

Dit

(10

12eV

1cm

2)

EV EC

Ei

Chapitre 4

152

sur la Figure 4‐16) résulte d’un passage d’électrons entre les électrodes via des pièges présents dans

l’isolant. Ce courant s’additionne au courant tunnel classique (A sur la Figure 4‐16).

Figure 4‐16. Mécanismes des courants tunnel classique et SILC (gauche) et caractérisation électrique (droite).

Le courant tunnel classique, ici de type FN (Fowler‐Nordheim), décroit avec le temps de stress en tension

(zone III sur la Figure 4‐17) en raison de l’injection de charge négatives dans l’isolant côté substrat.

Figure 4‐17. Caractéristiques IV d’une capacité après des temps cumulés de stress positifs sur la grille (gauche) et distribution exponentielle décroissante des charges piégées dans l’oxyde (droite) [BERNARDINI'04].

Mesures

La structure étudiée est une capacité NMOS de dimension 32µm x 31,2µm, elle est soumise à SPL avec

le spot laser focalisé en son centre (son diamètre théorique est 13µm). Un stress électrique est réalisé en

polarisant la grille à 8V pendant une durée variant de 10 à 1500 secondes (Figure 4‐18). Les électrons qui

traversent l’isolant proviennent du substrat. Le SILC apparaît après le stress de la structure (B sur la Figure

4‐16). Le laser augmente l’amplitude des courants SILC (B sur la Figure 4‐16) et classique de type Fowler‐

Nordheim (A sur la Figure 4‐16).

VBVG

(A)

(B)

VGB

I

(A)

(B)

-8 -6 4 6 8

10-11

10-9

10-7

IIII

II

From gate to substrate

From substrate to gate

I G [

A]

VG [V]

Virgin curves Positive stress

De la grille vers le substrat

Du substrat vers la grille

Courbes vierges

Stress positif

0 2 4 6 8

-400

-300

-200

-100

0

Subs

trat

e

Gat

e

SiO2

Qox

[x1

04 C.m

-3]

y [nm]

t (min) = 0, 2, 4, 9,18, 30, 77, 165

Gril

le

Su

bst

rat

Chapitre 4

153

Figure 4‐18. Caractéristiques IV après un stress en tension positif à 8V pendant 1500s en fonction de la puissance laser.

On se place à deux tensions de grille, 3,2V et 6,4V, qui permettent de suivre l’évolution des courants SILC

(Figure 4‐19) et classique (Figure 4‐20) en fonction du temps de stress. Nous constatons une augmentation

du courant SILC avec le temps ce qui correspond à l’augmentation du nombre de pièges dans l’isolant. Le

laser induit une augmentation de ce courant. Mise à part une légère augmentation du courant FN pour les

temps faibles (< 15 secondes) (Figure 4‐21), on constate effectivement une décroissance de ce courant avec

le temps due au chargement de l’isolant. Le laser induit une augmentation du courant tunnel d’autant plus

importante que la puissance est grande.

Figure 4‐19. Courant IG à VG = 3,2V (SILC) après un stress en tension positif à 8V en fonction de la puissance laser et du temps de stress.

1E‐13

1E‐12

1E‐11

1E‐10

1E‐09

1E‐08

2 3 4 5 6

Sans laser50%100%

VG (V)

I G (A

)

B

A

1,0E‐13

1,4E‐13

1,8E‐13

2,2E‐13

2,6E‐13

3,0E‐13

9 90 900

Sans laser

50%

100%

Temps de stress (s)

I G(A

)

VG = 3.2 V

Chapitre 4

154

Figure 4‐20. Courant IG à VG = 6,4V (FN) après un stress en tension positif à 8V en fonction de la puissance laser et du temps de stress.

Figure 4‐21. Courant IG à VG = 6,4V (FN) après un stress en tension positif à 8V en fonction de la puissance laser et de faibles temps de stress.

Analyse

L’augmentation du courant tunnel FN sous stimulation laser peut s’expliquer par le fait que le courant

est donné par la relation : I = Q*F*T, avec Q la charge, F la fréquence d’impact, et T la transparence tunnel

(Figure 4‐22). D’une part, des électrons de l’interface captent l’énergie des photons ce qui augmente la

transparence tunnel T (a sur la Figure 4‐22). De plus, le laser induit le chargement de pièges initialement

1,0E‐09

1,5E‐09

2,0E‐09

2,5E‐09

3,0E‐09

3,5E‐09

9 90 900

Sans laser

50%

100%

Temps de stress (s)

I G (A

)

VG = 6.4 V

Chapitre 4

155

neutres dans l’isolant ce qui augmente la tension de seuil donc diminue la charge Q (b et c sur la Figure

4‐22). Nous pouvons donc raisonnablement penser que l’augmentation du courant avec le laser résulte de

l’augmentation de la position énergétique de certain électrons et donc de la transparence (et surement la

fréquence d’impact F) (d sur la Figure 4‐22). D’autre part, le stress induit la présence de charges négatives

dans l’isolant majoritairement du côté de l’électrode d’injection ce qui diminue Q et T, d’où la diminution du

courant (e sur la Figure 4‐22). Le courant avec laser diminue avec le stress ce qui signifie que les photons ne

déchargent pas (ou pas de façon détectable) les électrons piégés dans l’isolant (e sur la Figure 4‐22).

a b

c

d

e

Figure 4‐22. Proposition d’explication de l’augmentation du courant FN sous illumination laser.

Pour expliquer l’augmentation du courant SILC, rappelons que les courants dépendent toujours de T et Q (I =

Q*F*T). Le raisonnement est le même que le précédent. L’augmentation du courant peut s’expliquer par une

augmentation de l’énergie de certains électrons à l’interface. Il est aussi possible que le piège capte l’énergie

d’un photon et libère plus rapidement son électron vers la grille ce qui augmente aussi le courant (Figure

4‐23).

Figure 4‐23. Proposition d’explication de l’augmentation du courant SILC sous illumination laser.

VBVG

Chapitre 4

156

II.7.b Effets sur le transistor

La structure étudiée est un transistor NMOS de dimension 10µm x 0,6µm, elle est soumise à SPL avec

le spot laser focalisé en son centre (son diamètre théorique est 13µm). Sa caractéristique ID(VG) est tracée

sous illumination laser, pour différentes tensions de drain. Les résultats sont présentés sur la Figure 4‐24. On

constate un effet photoélectrique avec l’augmentation du courant de drain avant la tension de seuil (A sur la

Figure 4‐24).

Figure 4‐24. Caractéristiques ID(VG) du transistor pour différents VD avec et sans illumination laser (puissance laser = 100%).

La diode de source est polarisée à tension nulle donc le photocourant qui y est généré (A sur la Figure 4‐25)

est moins important que dans la jonction de drain. On remarque surtout une augmentation du courant du

transistor en inversion forte avec notamment une augmentation notable de la pente (B sur la Figure 4‐25).

Figure 4‐25. Caractéristiques IS(VG) du transistor en fonction de VD avec et sans illumination laser (puissance laser = 100%).

0 0.5 1 1.50

104

104

104

VGVG (V)

I D(V

)

Avec laser (100 %)

AB

Sans laser

0 0.5 1 1.50

104

104

104

VG (V)

I S(V

) AB

Avec laser (100 %)Sans laser

Chapitre 4

157

Comme nous l’avons présenté dans le chapitre 2, le courant de diode sous illumination laser est négatif mais

constant avec VG (Figure 4‐26). Nous pouvons donc retrancher sa valeur pour obtenir la courbe IS(VGS) sans

l’effet photoélectrique sur la diode (Figure 4‐27).

Figure 4‐26. Courant de source en fonction de la tension de grille à VDS = 0,27V avec et sans stimulation laser (puissance laser = 100%).

Figure 4‐27. Courant de source en retranchant le photocourant qui y est généré en fonction de la tension de grille à VDS = 0,27V avec et sans stimulation laser.

Nous remarquons surtout une augmentation du courant du transistor en inversion forte avec notamment

une augmentation notable de la pente (B sur la Figure 4‐27). Le paramètre qui augmente la pente est la

0 0.5 1 1.510

5

0

105

104

104

104

VG (V)

I S(V

)

VDS = 0.27 V

Avec laser (100 %)Sans laser

0 0.5 10

105

104

104

104

VG (V)

I S(V

)

VDS = 0.27 V

BAvec laser (100 %)Sans laser

Chapitre 4

158

mobilité des porteurs, donc ici les électrons du canal. Il semble donc que les photons augmentent cette

mobilité. Il faut aussi garder à l’esprit que les photons font apparaître des pièges dans la BI, pièges qui sont

chargés négativement en régime d’inversion. Cette charge parasite devrait normalement diminuer la

mobilité (coulomb scattering). On peut alors se demander si les électrons du canal acquièrent plus d’énergie

avec les photons parce qu’ils sont plus haut dans la BC et que cela les rend plus mobile (mais il n’est pas

évident d’avoir une corrélation entre l’énergie et la mobilité [CHOVET]). Si c’est le cas, ce phénomène doit se

voir sur le courant d’ionisation par impact (mesures en cours au moment de la rédaction de ce manuscrit).

D’autre part, la tension de seuil diminue aussi sous stimulation laser (Figure 4‐27) ce qui est en contradiction

avec les mesures sur capacité qui montraient une augmentation de Vth en raison du chargement des pièges.

II.8 Conclusion

Les effets de la SPL sur les capacités MOS ont été abordés et soulignent la présence de pièges

d’interface qui ne sont pas présents dans la même partie de la BI du silicium en fonction du type de substrat :

dans la moitié inférieure pour les substrats de type P (capacité NMOS) et dans la moitié supérieure pour les

substrats de type N (capacité PMOS). Nous supposons que les atomes de bore et de phosphore créent des

pièges (neutres ou chargés respectivement négativement ou positivement) dans l’oxyde respectivement au‐

dessus du plus bas niveau de la BC ou au‐dessous du haut niveau de la BV du silicium. De plus, le nombre de

pièges induits par le laser augmente avec le stress électrique, et la stimulation laser les fait disparaître. Il

semble donc que la SPL puisse être un moyen utile de quantifier la quantité de dopant qui a diffusé du

substrat vers l’oxyde (si ces pièges sont vraiment dus à cette diffusion).

Enfin, des travaux concernant l’effet de la SPL sur le courant SILC et sur les caractéristiques du transistor

NMOS ont été commencés. Des résultats intéressants ont été obtenus, et quelques interprétations possibles

ont été proposées. Les investigations devront se poursuivre pour apporter des réponses claires.

III. Les limitations du statique

Les techniques d’analyse de défaillance par stimulation laser en mode statique sont intégrées depuis

longtemps dans les procédés d'analyse industriels et sont très utilisées. Cependant, elles présentent des

limitations quant à leur emploi et leur succès, comme nous avons pu le voir dans les cas d’études présentés

dans le chapitre 3, car le test statique rencontre des limitations sur la couverture des défauts et sur les types

de circuits testés. Les techniques statiques ne sont plus efficaces lorsque l’on traite des défauts dit "non

francs" [BEAUDOIN'03b] qui n’apparaissent que lorsque le circuit est dynamiquement activé, ce qui a tendance

à arriver de plus en plus souvent avec l’augmentation de la densité d’intégration des circuits. L’apparition de

ce type de défaut dépend de l’environnement d’application (perturbations électromagnétiques,

température, etc.), des conditions opératoires (fréquence, tension, etc.), de la durée d’utilisation du

composant (vieillissement), voire d’une combinaison de ces facteurs.

Dans certaines configurations les chemins de courant accessibles aux bornes du circuit intégré ne parcourent

pas tous les défauts et/ou doivent être émulés dynamiquement, il existe donc des configurations où il sera

Chapitre 4

159

difficile voire impossible de localiser de tels défauts. Un exemple est proposé sur la Figure 4‐28, où le défaut

simulé par un chemin résistif n’est pas parcouru par un courant qui peut être accessible à l’extérieur du

circuit. L’accès à la ligne en défaut par l’intermédiaire de l’inverseur de gauche est possible par GND ou VDD

en fonction de l’état de la porte logique, mais l’autre extrémité de la ligne n’est pas accessible puisqu’elle est

connectée à des grilles de transistors. Le courant électrique qui parcourt le défaut n’est donc pas mesurable

à l’extérieur du circuit et la localisation de cette anomalie sera compromise à l’aide de technique à base de

stimulation laser statique. Les techniques dites DLS (Dynamic Laser Stimulation) ont alors été développées

pour atteindre ce type de défauts.

Figure 4‐28. Exemple de défaut en limite de détection pour les techniques d’analyse à base de stimulation laser statique [SANCHEZ'07].

De plus, dans le cas où le CI présente une activité dynamique permanente ou aléatoire, les techniques

statiques ne peuvent pas être appliquées. En effet, le circuit sous test génère régulièrement des appels en

courant qui vont saturer l’amplificateur de mesure ou empêcher de maximiser son gain. La mesure des très

faibles variations induites par la stimulation laser va alors être très difficile et la localisation du défaut

devient impossible puisque ces très faibles variations de courant induites sur le courant de consommation

seront masquées par le courant de fonctionnement beaucoup plus important. Les problèmes de marginalités

fonctionnelles sont difficilement localisables avec ces approches statiques et de nouvelles méthodologies

ont été développées ces dernières années pour y répondre. Des travaux ont été menés, notamment au CNES

avec les travaux de thèse de K. Sanchez [SANCHEZ'07], afin de développer des techniques mettant en œuvre la

stimulation laser dynamique.

La majorité des techniques statiques a donc migré progressivement vers le domaine dynamique afin de

pallier à ces problèmes et améliorer leur sensibilité et/ou couvrir un plus grand nombre de défauts

[BEAUDOIN'03b]. Les premières approches dynamiques développées ont été des techniques photoélectriques

[ZIEGLER'87], où le circuit sous test est activé par une séquence de test (avec un testeur externe) ou

automatiquement (par exemple lorsqu’il y a des oscillateurs en anneaux) en synchronisation avec le

balayage laser. La stimulation laser va induire des perturbations électriques qui vont altérer le

fonctionnement dynamique du circuit, pouvant aller de la très faible variation des courants de

consommation et des temps de propagation des signaux, jusqu’à la mise en erreur d’un bloc logique et donc

du CI sous test. Les techniques dites dynamiques ont été développées pour observer ces très faibles

variations induites par la stimulation laser.

Chemin résistif

Chapitre 4

160

IV. La stimulation laser dynamique

L’avancée des technologies que connaît aujourd’hui l’industrie du semiconducteur conduit à de

nouveaux challenges. La complexité des circuits et des procédés de fabrication mis en place pour réduire la

taille des transistors entraîne de nouvelles problématiques. Une nouvelle catégorie de défauts dénommée

par la terminologie anglaise "soft defect" est apparue. Lorsqu’un circuit est impacté par ce type de défaut, il

va fonctionner mais pas avec les performances pour lesquelles il a été conçu. Très souvent, une

configuration statique ne suffit pas à émuler le défaut. De ce fait, les techniques telles que l’EMMI ou

l’OBIRCh ne peuvent pas être appliquées. Pour répondre à la problématique liée à la localisation de ce type

de défaut, il faut prendre en compte les marginalités de fonctionnement du circuit face à des variations

électriques ou environnementales (tension d’alimentation, fréquence d’horloge, température, etc.). Des

techniques dynamiques basées sur cette approche ont été développées. Contrairement aux techniques

statiques où le circuit peut être non fonctionnel puisqu’il faut localiser les causes directes à l’origine de la

non‐fonctionnalité, dans ce type d’analyse le CI doit être fonctionnel. Il faut localiser les causes d’une

dysfonction qui sont généralement une marginalité en température, en tension ou en fréquence.

Contrairement aux techniques statiques, les techniques dynamiques sont plus difficiles à mettre œuvre. Une

des difficultés réside dans le fait qu’il faut parvenir à configurer le circuit sous test en limite de fonctionnalité

pour que les très faibles variations induites par la stimulation laser soient suffisantes pour modifier la

fonctionnalité du circuit en le faisant basculer d’un état fonctionnel à non fonctionnel, ou l’inverse.

IV.1 Principe général

Les techniques dynamiques dites SDL (Stimulation Dynamique Laser) sont utilisées pour analyser les CI

pour lesquels le défaut n’est pas activé en mode statique (Figure 4‐29). Un testeur émule dynamiquement le

circuit sous test, puis par stimulation photoélectrique ou thermique Laser, le laser continu modifie son

fonctionnement. En effet, les deux types de stimulations induisent une variation des temps de propagation

dans les pistes métalliques ou dans les portes logiques composant le circuit [SANCHEZ '05]. Nous pouvons citer

par exemple les techniques LADA [ROWLETTE'03] pour la stimulation photoélectrique laser, ou SDL (Soft

Defect Localisation) [BRUCE'02], [MACHOUAT'08] pour la stimulation thermique laser.

Figure 4‐29. Mise en œuvre expérimentale des techniques dynamiques.

Chapitre 4

161

Les techniques dynamiques se basent sur le test fonctionnel. Pour cela, le circuit est tout d’abord caractérisé

en traçant ce que l’on appelle un shmoo, dont l'objectif est de déterminer l’impact de deux paramètres sur la

fonctionnalité du circuit. Le plus souvent, ces deux paramètres sont la fréquence de fonctionnement du

circuit sous test et la tension d’alimentation (Figure 1‐1 et Figure 3‐24). Pour chaque valeur de tension et de

fréquence choisie, un test fonctionnel est réalisé. Cette courbe donne les couples de valeur des paramètres

où le circuit est fonctionnel ou non fonctionnel. Dans la terminologie anglaise, l’état fonctionnel est dit

"pass" et l’état défaillant est dit "fail". Le shmoo donne directement et visuellement la limite de

fonctionnalité du circuit. En se plaçant à cette limite, le circuit peut basculer d’un coté à l’autre s’il subit une

stimulation externe, c’est cette propriété que les techniques SDL utilisent. Le circuit est placé à la limite de sa

fonctionnalité en le gardant fonctionnel. Lorsque le laser balaye le circuit sous test et qu’il rencontre une

zone sensible, voire défaillante, les variations temporelles induites par le laser vont rendre le circuit non

fonctionnel. Cette transition pass/fail, combinée avec les coordonnées exactes du point d’impact du laser,

donne une cartographie binaire qui peut être superposée au pattern pour localiser précisément les zones

sensibles ou défaillantes. Il est possible de réaliser cette cartographie dans le sens inverse, c'est‐à‐dire, le

circuit est placé à sa limite de fonctionnalité mais en le gardant non fonctionnel et on teste lorsque le laser le

rend fonctionnel. Ce type de test peut se faire de deux manières : le testeur et le déplacement du laser sont

synchrones ou asynchrones. Pour la première, l’horloge de pixel est utilisée pour déclencher le testeur, donc

le temps de stimulation d’un pixel correspond à une séquence de test complète. Mais ces techniques sont

plus généralement utilisées de façon asynchrone pour des contraintes de temps d’acquisition. L’utilisation

d’un shmoo est très répandue dans le domaine de la microélectronique, par exemple pour étudier les

variations d’un procédé de fabrication [BAKER'97].

Plusieurs approches ont été proposées sur ce thème. On trouve notamment la technique RIL (Resistive

Interconnexion Localization) [COLE JR'01] qui a été mise en œuvre pour localiser les vias et les contacts

résistifs à l’origine d’une défaillance fonctionnelle. Par la suite, la technique RIL s’est étendue à la localisation

d’un plus grand nombre de défauts. De nouvelles techniques sont apparues telles que la technique SDL (Soft

Defect Localization) [BRUCE'02] qui utilise l’effet thermique du laser ou encore, la technique LADA

[ROWLETTE'03] qui utilise l’effet photoélectrique du laser. Basées sur la même approche, des techniques

complémentaires ont été proposées afin de piloter d’autres paramètres que l’état de fonctionnement du

circuit. C’est notamment le cas de la technique DVM (Delay Variation Mapping) [SANCHEZ '05] qui propose de

localiser le défaut par une mesure du temps de propagation lorsque le circuit défaillant est stimulé par un

laser thermique ou photoélectrique. Toutes ces techniques utilisant un shmoo avec une frontière pass/fail

peuvent être regroupées sous la dénomination de technique SDL [LIAO'06].

IV.2 Les techniques dérivées

IV.2.a La technique DVM

La technique DVM [SANCHEZ'05a] diffère des techniques SDL par son système de mesure puisque ce

n’est pas du test fonctionnel qui est réalisé mais plutôt une mesure temporelle. En effet, à chaque pixel

balayé une séquence de test est envoyée au circuit et en même temps une référence temporelle propre au

testeur (ne pouvant donc pas être perturbée par le laser) est générée. Cette technique cartographie le retard

entre le signal de déclenchement et une des sorties du circuit sous test (Figure 4‐30). La valeur de ce retard

Chapitre 4

162

varie selon la position du faisceau laser. La mesure ne peut pas être réalisée avec un testeur classique car les

variations engendrées sont de l’ordre de la picoseconde à la nanoseconde. Un dispositif de mesure

temporelle (Figure 4‐31) mesure précisément le retard de propagation avec une résolution de l’ordre de la

picoseconde. Ce dispositif permet également l’acquisition simultanée de la position du faisceau laser et de la

mesure du retard, de cette façon une cartographie est facilement obtenue. De la même façon, la fréquence

peut être mesurée. Par rapport aux techniques présentées précédemment, la technique DVM présente

l’avantage de pouvoir mesurer précisément des retards de l’ordre de la picoseconde induits par le laser et de

nuancer l’effet du laser sur les mesures temporelles, alors que les autres techniques basées sur une analyse

fonctionnelle sont incapables de quantifier le retard induit.

Figure 4‐30. Principe de la technique DVM [DOUIN'08, SANCHEZ '05].

Figure 4‐31. Mise en œuvre expérimentale de la technique DVM [DOUIN'08, SANCHEZ '05].

La Figure 4‐32 illustre la mise en œuvre de la technique DVM sur une chaîne d’inverseurs. Les pixels noirs

représentent une avance du signal de sortie tandis que l'effet contraire est représenté par les pixels blancs.

La technique permet la localisation des transistors NMOS et PMOS qui ne répondent pas de la même façon à

la SPL [SANCHEZ'05b].

Chapitre 4

163

Figure 4‐32.Layout de la structure testée (gauche) et résultat de la cartographie DVM (droite) [DOUIN'08, SANCHEZ'05b].

IV.2.b La technique LADA

La technique LADA est qualitativement similaire aux techniques SDL mais est différente en termes

d’approche et d’application. Contrairement aux techniques dynamiques traditionnelles, celle‐ci donne la

possibilité d’isoler rapidement des chemins de signaux critiques et les structures correspondantes qui sont

supposées être dépourvues de défaut process.

Malgré des différences dans la mise en œuvre et la physique sous‐jacente, le concept de cette technique a

été exploré pour la première fois en pratique par Pronobis et Burns [PRONOBIS'82, BURNS'84] au début des

années 80 et ensuite par d’autres [BROWN'90] en utilisant des lasers pulsés et de longueur d’onde dans le

domaine du visible. Le principe consiste à polariser le circuit sous test en limite de fonctionnement proche

de la frontière pass/fail (Figure 1‐1 et Figure 3‐24), dans cette configuration des faibles perturbations dans le

timing du chemin critique engendrées par le laser vont faire basculer le produit du côté pass ou fail.

Avec la technique LADA, un laser continu proche IR est balayé sur la surface de la puce pendant que le

testeur boucle sur un pattern de test, ou alors, il est positionné précisément sur un nœud suspect. Le

principe de cette technique est que le laser perturbe temporairement les caractéristiques des transistors de

sorte que le temps de propagation des signaux traversant la structure illuminée change de façon contrôlée

et répétitive.

Malgré les déclarations faites dans la littérature concernant les effets de photocourants indésirables [COLE

JR'01], l’utilisation d’un laser photoélectrique est considérée comme préférable, plutôt qu’un laser

thermique, pour produire des changements de timing dans les technologies actuelles. Ceci est une des

principales distinctions entre les approches SDL et LADA.

Chapitre 4

164

L’image de gauche de la Figure 4‐33 représente l’image laser du circuit sous test et l’image de droite la

cartographie LADA associée [DOUIN'08]. Le circuit sous test est un microprocesseur de technologie 130nm.

Ce dernier est placé en limite de fonctionnalité dans une configuration non fonctionnelle. Les pixels blancs

de la cartographie LADA localisent spatialement la zone où le circuit passe d’un état non fonctionnel à un

état fonctionnel. Cette zone correspond à une structure de commande de l’horloge dont les variations

temporelles induites par le laser modifient la fonctionnalité du circuit.

Figure 4‐33. Exemple de localisation de défaut par la technique dynamique LADA [ROWLETTE'03].

V. Utilisation d’un laser modulé

Il est parfois difficile d’interpréter une cartographie obtenue par SDL parce que, par exemple, dans

certains cas tous les vecteurs de la séquence de test sont sensibles. Il n’est par conséquent pas évident de

distinguer parmi les structures sensibles apparaissant sur la cartographie, celles qui sont liées au défaut ou

non. L’utilisation d’un laser modulé plutôt qu’un laser continu donne la possibilité de stimuler le circuit

uniquement pour des vecteurs spécifiques ou des groupes de vecteurs. Il devient alors possible de relier la

structure sensible à des vecteurs de test et donc à la fonction défaillante. Pour cela il faut être capable de

contrôler le temps d’exposition du CI au laser.

Imaginons le cas où un seul vecteur parmi toute la séquence de test est à l’origine de la faute. Si on utilise un

laser continu, un premier vecteur de la séquence de test va devenir fail. Par conséquent, d’autres vecteurs

vont devenir également sensibles (c'est‐à‐dire potentiellement défaillant sous stimulation laser) à la suite du

premier, et l’erreur va alors se propager de vecteur en vecteur. Le résultat du test va être fail rendant

impossible l’identification du vecteur à l’origine de la faute (cela est d’autant plus vrai pour des séquences de

test avec des boucles imbriquées). Si on utilise un laser modulé, seul le vecteur à l’origine de la défaillance va

être illuminé. Il y a alors deux cas de figure possible. Soit les vecteurs sensibles qui suivent le vecteur illuminé

deviennent également fail car la faute se propage le long du chemin emprunté par le signal, soit ils restent

Chapitre 4

165

pass faute d’un apport d’énergie suffisant pour que leur fonctionnalité bascule de pass vers fail. Dans ces

deux cas de figure nous connaissons le vecteur à l’origine de la propagation de faute et nous pouvons

corréler cet effet à une ou des structures du CI.

Des travaux ont déjà été réalisés sur la stimulation laser impulsionnelle, l’injection de faute [DOUIN'08] et sur

le laser modulé en mode faible perturbation [DEYINE'11]. En réalité, la mise en œuvre et les applications des

deux techniques sont différentes. La stimulation laser impulsionnelle sera abordée en détail dans le

paragraphe suivant mais nous pouvons d’ores et déjà donner quelques éléments de comparaison des deux

techniques. En effet, la durée d’impulsion du laser impulsionnel varie de la picoseconde à la femtoseconde,

alors que pour le laser modulé la durée minimale est de l’ordre de la nanoseconde. Les impulsions très

courtes du laser impulsionnel limitent la diffusion des porteurs et améliorent la résolution. Quant au laser

modulé, il est possible de modifier la durée de modulation (c'est‐à‐dire choisir le nombre de vecteurs de test

illuminé) et donc d’adapter la durée d’illumination de manière synchrone avec la séquence de test. On garde

également la possibilité d’utiliser le laser en continu. D’autre part, les lasers impulsionnels sont utilisés pour

produire, comme nous l’avons dit, des impulsions très courtes mais de grande énergie qui peuvent être

utilisées pour faire de l’injection de fautes, détecter des SEU [ESSELY'07], ou bien simuler l’impact d’ions

lourds ou de neutrons atmosphériques [DOUIN'06, POUGET'98]. Quant au laser modulé, il met en jeu des

puissances laser faible, et engendre donc de faibles perturbations ce qui présente le double avantage de

localiser des faibles variations induites par le laser et qu’il n’y ait pas de risques de dégrader le circuit sous

test.

VI. La stimulation laser impulsionnelle

Les méthodologies à base de stimulation photoélectrique laser que nous avons présentées jusqu’ici

sont mises en œuvre avec une source laser continue, mais elles peuvent aussi l’être avec un laser

impulsionnel. Dans le cadre de ce paragraphe, nous allons nous consacrer uniquement à ces derniers qui

induisent des courants transitoires dans le circuit sous test.

VI.1 Présentation

De nouvelles méthodologies utilisant un laser impulsionnel ont été développées ces dernières années.

Ce dernier délivre des impulsions lumineuses ultracourtes dont la durée peut varier jusqu'à une dizaine de

femtosecondes. L’utilisation de ces impulsions lumineuses permet de générer une quantité de paires

électron‐trou limitée dans l’échantillon. De cette façon, si la fréquence de répétition des impulsions est

choisie de manière appropriée, le circuit peut évacuer toutes les charges en excès avant de recevoir

l’impulsion suivante. Le phénomène de saturation est ainsi évité. L’intérêt de l’utilisation d’un laser

impulsionnel est donc de générer dans le circuit des transitoires de tension ou de courant relativement

courts.

Nous allons dans la suite de ce paragraphe décrire les principaux paramètres et mécanismes de collection de

charges de la stimulation photoélectrique laser.

Chapitre 4

166

VI.1.a Le taux de génération

La SPL impulsionnelle est basée sur la création de photocourants transitoires dans le circuit sous test.

Ces derniers tiennent leurs origines physiques dans la génération de paires électron‐trou par le faisceau laser

dans le semiconducteur. Cette génération de porteurs excédentaires se caractérise par un taux de

génération G (paires.cm‐3.s‐1) [POUGET'00a] :

G r, t, zE

E / ²e

²

² e²

² e Equation 4‐6

où α est le coefficient d’absorption, Eph l’énergie du photon, ω0 le col du faisceau, E0 l’énergie par impulsion,

τ la durée d’impulsion laser et ti l’instant d’arrivée de l’impulsion laser. Tous ces termes ont une importance

dans la génération de porteurs et nous allons en décrire quelques uns plus en détails.

VI.1.b La longueur d’onde et le coefficient d’absorption

La longueur d'onde est l’un des paramètres les plus importants dans l'expression du taux de

génération puisqu’on la retrouve dans plusieurs termes. Tout d’abord, de façon explicite dans le terme Eph

(eV) qui est l’énergie du photon et qui s’exprime de la façon suivante :

Eλ Equation 4‐7

où h est la constante de Planck, c la vitesse de la lumière et λ la longueur d’onde. Nous la retrouvons aussi de

façon implicite dans le coefficient d’absorption α puisqu’elle définit surtout le processus d’absorption. Les

photons sont absorbés au cours de leur propagation dans le silicium selon deux processus : l’absorption un

photon, abordée dans le chapitre 1, et l’absorption deux photons. L’absorption deux photons présentée sur

la Figure 4‐34 est un phénomène non linéaire, qui nécessite la contribution de deux photons d’énergie

inférieure à celle de la BI pour créer une paire électron‐trou. Le premier photon excite un électron de la BV

puis un deuxième photon de même énergie termine le processus pour le placer dans la BC. L’absorption

deux photons n’est donc plus régie par le coefficient α mais par le coefficient d’absorption non linéaire noté

β. L’avantage de l’absorption non linéaire est que l’on peut utiliser des longueurs d’ondes inférieures à la BI

du silicium, qui sont donc quasiment transparentes pour celui‐ci améliorant ainsi les analyses par la face

arrière. L’inconvénient est que la probabilité d’apparition de ce phénomène est très faible puisqu’il se

produit lorsque deux photons d’énergie inférieure à celle du gap, mais supérieure à la moitié de ce dernier

(Egap/2 ≤ Eph < Egap), arrivent au même instant sur l’échantillon. De plus, ce phénomène nécessite une très

forte densité d'énergie dans la zone à activer pour que la concentration de photons incidents soit très

importante et que ce phénomène devienne décelable [XU'99]. Cela est rendu possible avec d'une part des

impulsions laser ultracourtes (de l’ordre de la femtoseconde), et des énergies par impulsion importantes

(quelques nanojoules) au point de focalisation. La génération étant mieux localisée au point de focalisation,

il est possible de cartographier le composant dans les trois directions x, y et z [RAMSAY'03, WAN'07,

MCMORROW'04]. Avec ce processus d'absorption, il est envisageable de définir des volumes sensibles pour les

événements singuliers (domaine des effets des radiations) ou encore de localiser des défauts situés en

profondeur dans le silicium (domaine de l'analyse de défaillance).

Chapitre 4

167

Figure 4‐34. Processus d’absorption non linéaire [Douin'08].

VI.1.c La durée d’impulsion

Comme dans le cas de la stimulation statique, la forme temporelle du taux de génération est

gaussienne. On définit la durée d’impulsion τ comme étant la demie largeur à 1/e de la gaussienne. De plus,

l’instant d’arrivée de l’impulsion sur le circuit est contrôlé par le terme ti, c'est à dire que le maximum du

taux de génération sera atteint à cet instant. La durée d’impulsion définit la résolution temporelle de la

technique d’analyse. En effet, si nous voulons perturber ou sonder le circuit durant un temps prédéfini,

comme par exemple un seul cycle d’horloge, plus la durée d’impulsion sera courte plus nous pourrons tester

des circuits fonctionnant à des fréquences élevées (plusieurs GHz). Par exemple, avec une durée d’impulsion

de 1ps nous pouvons tester des circuits fonctionnant à 1THz. De plus, selon la durée d'impulsion, les

mécanismes de collection de charges sont différents. Ainsi, l'utilisation de durées d'impulsion laser

ultracourtes (< 30ps) peut être un avantage pour certains cas d'analyse et des durées d’impulsion plus

longues (> 30ps) un avantage pour d’autres cas. Cependant, la durée d'impulsion est conditionnée

principalement par le prix d’achat de la source laser. Plus la durée d’impulsion est courte plus la source laser

est chère. Outre le prix, l'entretien, la durée de vie et la complexité de pilotage sont également des

paramètres qui conditionnent le choix d'une source laser. Il existe un large panel de sources laser

impulsionnelles couvrant des durées de 10fs à plusieurs centaines de nanosecondes.

En réalité, un faisceau laser est constitué de plusieurs composantes spectrales. Lorsqu’il n’y a pas de relation

de phase entre ces modes, le laser fonctionne alors en mode continu. Lorsque l’on impose une relation de

phase entre les modes longitudinaux d'une cavité laser on obtient des impulsions, dont les durées minimales

sont de l'ordre de quelques dizaines de femtosecondes. Il est notamment possible d'obtenir dans ce cas des

puissances crêtes beaucoup plus importantes que dans le cas d'un laser continu et de mettre en œuvre des

études dynamiques sur des mécanismes ultra‐rapides. Les principaux constructeurs de lasers impulsionnels

fournissent maintenant des produits compacts et faciles d’utilisation, pouvant être utilisés dans un

environnement industriel [LEWIS'02a].

Chapitre 4

168

VI.2 Les apports de la stimulation impulsionnelle

Dans le cas où le circuit sous test est en mode statique et est polarisé dans son mode défaillant, des

impulsions lumineuses vont éclairer le circuit à une fréquence choisie de façon à ce qu’il puisse évacuer

toutes les charges en excès avant de recevoir l’impulsion suivante. L’intérêt d’utiliser d’un laser impulsionnel,

réside donc dans le fait que l’énergie moyenne déposée sur l’échantillon est relativement faible, et le

phénomène de saturation est ainsi évité. D’autre part, une détection synchrone peut être utilisée afin

d’augmenter de manière significative la sensibilité du dispositif [BEAUCHENE'04].

Dans le cas où le circuit fonctionne en mode dynamique, l’intérêt de le stimuler avec un faisceau laser

impulsionnel réside dans la résolution temporelle [LEWIS'02b]. En effet, si un laser impulsionnel de durée

d’impulsion de l’ordre de la picoseconde est utilisé et est synchronisé avec une précision de l’ordre de la

nanoseconde, alors la résolution temporelle sera de l’ordre de la nanoseconde. Il est notamment

particulièrement intéressant de synchroniser le faisceau laser avec les commutations du circuit. Ce type de

méthode peut être utilisé pour injecter de manière dynamique des erreurs dans un circuit afin de valider, par

exemple, des systèmes de correction d’erreur aux niveaux matériel et logiciel (hardware et software). Une

autre application concerne la possibilité de simuler expérimentalement, avec une impulsion lumineuse ultra‐

courte, les effets d’ions lourds sur les circuits et les systèmes électroniques. Différents dispositifs ont été mis

en place, notamment la plateforme ATLAS du laboratoire IMS [POUGET'00a]. Ces outils sont complémentaires

aux accélérateurs de particules généralement utilisés pour évaluer la sensibilité des CI aux ions lourds.

Contrairement aux accélérateurs de particules, ils permettent d’obtenir des informations temporelles et

spatiales sur la sensibilité aux radiations ionisantes du circuit sous test.

VI.3 Calibration d’un modèle existant et simulations*

VI.3.a Calibration du modèle

Le modèle utilisé est tiré des travaux d’A. Douin [DOUIN'05] et est présenté sur la Figure 4‐35. La

source de courant simule la génération de photocourant et son profil temporel est une double exponentielle

(le temps de montée est de l’ordre de la durée de l’impulsion laser, soit 30ps, le temps de descente décrit la

diffusion des porteurs, soit 100ps) dont la largeur du pulse est de 30ps et cadencée à 20MHz. Q simule le

transistor NPN parasite que nous avons étudié dans le chapitre 2. La petite capacité CGB améliore la réaction

de la capacité grille‐substrat du transistor. De plus, un réseau substrat composé de deux résistances et d’une

capacité ajuste le courant de substrat, et la branche RB‐CB représente le temps de relaxation du circuit (de

l’ordre de la picoseconde). Enfin, R contrôle la réponse du substrat et représente le chemin de conduction à

travers ce dernier depuis le drain vers ses contacts. Ce réseau passif est un élément clé du modèle car il

contrôle le potentiel du nœud de substrat interne. Le modèle pour un transistor PMOS est identique, si ce

n’est que le transistor bipolaire est de type PNP.

*Une partie de ces travaux a été supportée par le projet MADISON

Chapitre 4

169

Figure 4‐35. Modèle d’un transistor NMOS soumis à SPL impulsionnelle.

VI.3.b Simulation d’un inverseur

Nous avons implémenté ce modèle sur la structure de test comportant un inverseur que nous avons

présenté dans le chapitre 2 (Figure 2‐54), de façon à obtenir des simulations de premier ordre et essayer

d’étudier le comportement de cette structure si nous la soumettions à une SPL impulsionnelle, déterminer la

valeur Ilaser de la source de courant pour voir apparaître un effet du au laser, et corréler ces simulations à des

résultats de mesures réalisées sur la plateforme Méridian IV.

D’après les résultats présentés dans le deuxième paragraphe de ce chapitre, nous savons que le spot laser a

un diamètre théorique de 1,7µm mais que la surface irradiée est en réalité bien plus importante. Pour cette

raison, et parce que cela a aussi été réalisé dans les travaux de C. Godlewksi [GODLEWSKI'09], nous avons

essayé de reproduire cet effet en simulation. Pour cela nous considérons que lorsque le spot laser est

positionné sur le transistor NMOS (respectivement le transistor PMOS) ce dernier est donc irradié par 85%

de la puissance laser, et que le transistor PMOS (respectivement le transistor NMOS) est également irradié

mais dans une moindre mesure (Figure 4‐36).

Grille

Drain

Source

Q

CGB

(3 fF)

Ilaser

R(100 Ω)

Substrat

Substrat interne

RB

(100 Ω)

CB

(10 fF)

Chapitre 4

170

Figure 4‐36. Layout de la structure et simulation du profil gaussien du spot laser.

Lorsque le laser impulsionnel est focalisé sur le transistor NMOS, la valeur minimum pour observer une

perturbation est Ilaser = 8mA. Les résultats des simulations sont présentés sur la Figure 4‐37 et la Figure 4‐38.

Si l’on diminue la tension d’alimentation VDD à 0,8V, la valeur minimum pour voir une perturbation en sortie

de la structure est Ilaser = 5mA. Nous avons donc besoin de moins d’énergie laser pour voir une perturbation

apparaître en sortie de la structure.

Figure 4‐37. Simulation de l’effet de la SPL impulsionnelle du transistor NMOS sur l’entrée (courbe du haut) et la sortie (courbe du bas) de l’inverseur avec une impulsion laser toutes les 50ns (fréquence du laser = 20MHz)

jusqu’à 250ns.

Chapitre 4

171

Figure 4‐38. Zoom de la Figure 4‐37 autour de 50ns par rapport à l’impulsion (courbe du bas).

Lorsque le laser impulsionnel est focalisé sur le transistor PMOS, la valeur minimum pour observer une

perturbation en sortie de la structure est Ilaser = 12mA. Les résultats des simulations sont présentés sur la

Figure 4‐39 et la Figure 4‐40. Si l’on diminue la tension d’alimentation VDD à 0,8V, la valeur minimum pour

voir une perturbation est Ilaser = 7mA. Comme dans le cas du transistor NMOS, nous avons donc besoin de

moins d’énergie laser pour voir une perturbation apparaître en sortie de la structure.

Figure 4‐39. Simulation de l’effet de la SPL impulsionnelle du transistor PMOS sur l’entrée (courbe du haut) et la sortie (courbe du bas) de l’inverseur avec une impulsion laser toutes les 50ns (fréquence du laser = 20MHz)

à partir de 250ns.

Chapitre 4

172

Figure 4‐40. Zoom de la Figure 4‐39 autour de 300ns par rapport à l’impulsion laser (courbe du bas).

Nous supposons qu’il faut apporter plus d’énergie lorsque le laser est pointé sur le transistor PMOS pour voir

apparaître une perturbation en sortie de la structure parce que son WxL est plus important que celui du

transistor NMOS : W PMOS x L PMOS = 2,9 x 1,2 = 3,48 et W NMOS x L NMOS = 2,2 x 1,2 = 2,64 < W PMOS x L PMOS.

En résumé (Figure 4‐41), si nous stimulons cet inverseur avec un laser photoélectrique continu nous

obtenons des variations paramétriques sur la sortie, difficilement mesurables (voir chapitre 2). Par contre, si

nous stimulons cet inverseur avec un laser photoélectrique pulsé, nous observons des défauts de

fonctionnalité sur la sortie (changement d’état).

Laser continu Laser impulsionnel

Figure 4‐41. Représentation schématique des effets induits sur la sortie de l’inverseur dans le cas d’une stimulation photoélectrique laser continu ou impulsionnel (pas à l’échelle).

Signal d’entrée

Signal de sortie

Signal d’entrée

Signal de sortie

Pulses laser

Chapitre 4

173

VI.3.c Simulation d’une chaîne d’inverseurs

Cette structure de test est une chaîne de 128 inverseurs qui a été conçue dans le but de caractériser la

propagation d’une perturbation engendrée par le laser, ainsi que l’impact d’une stimulation photoélectrique

avec un laser impulsionnel sur la propagation d’un signal. Le nombre d’inverseurs étant pair, la sortie est

identique à l’entrée (Figure 4‐42).

Figure 4‐42. Schéma de la chaine d’inverseurs.

D’après les résultats présentés dans le deuxième paragraphe de ce chapitre, nous savons que le spot laser a

un diamètre théorique de 1,7µm, mais que la surface irradiée est en réalité bien plus importante. Comme

pour le cas de l’inverseur (paragraphe précédent), nous avons essayé de reproduire cet effet en simulation.

Pour cela nous considérons que le spot laser est positionné sur le 64ème inverseur qui est donc irradié par

85% de la puissance laser, et que les transistors environnants sont irradiés dans une moindre mesure (Figure

4‐43). Une tension constante nulle est appliquée en entrée de la structure.

Figure 4‐43. Layout de la chaine d’inverseur et simulation du profil gaussien du spot laser.

Chapitre 4

174

La valeur minimum pour observer une perturbation en sortie de la structure est Ilaser = 41mA, ce qui est bien

plus important que pour l’inverseur. Ceci peut peut‐être s’expliquer par le fait qu’il y a de nombreux

inverseurs à traverser pour aller jusqu’en sortie de la chaine, par conséquent le nombre de transistors

irradiés est beaucoup plus important. Nous pouvons donc émettre une hypothèse quant à une relation entre

le nombre de transistors que doit traverser la perturbation et la puissance laser, mais aussi entre la taille des

transistors et la puissance laser. Les résultats des simulations sont présentés sur la Figure 4‐44 et la Figure

4‐45. A chaque impulsion laser, plusieurs changements d’états successifs apparaissent, ce qui montre que la

perturbation se propage jusqu’à la sortie de la structure.

Si l’on diminue la tension d’alimentation VDD à 0,8V, la valeur minimum pour observer une perturbation est

Ilaser = 35mA. Là encore nous avons donc besoin de moins d’énergie laser pour voir une perturbation

apparaître en sortie de la structure.

Figure 4‐44. Simulation de l’effet de la SPL impulsionnelle du 64ème inverseur sur l’entrée (courbe du haut) et la sortie (courbe du bas) de la chaine d’inverseurs avec une impulsion laser toutes les 50ns (fréquence du

laser = 20MHz) à partir de 50ns (courbe du haut).

Figure 4‐45. Zoom de la Figure 4‐45 autour de 50ns par rapport à l’impulsion laser.

Bien que cette valeur en courant Ilaser soit abstraite, cette étude montre qu’il existe un seuil à partir duquel

nous arriverons à générer un changement d’état en sortie de la structure. Nous allons tenter dans le

paragraphe suivant de corréler ces simulations à des mesures sur silicium.

Chapitre 4

175

VI.4 Mesures sur les plateformes ATLAS et Méridian IV

VI.4.a Présentation des plateformes

Plateforme ATLAS

La plateforme ATLAS (Analysis Test LASer) du laboratoire IMS est ce que l’on appelle une plateforme

full custom, ce n’est pas un équipement commercial. C'est une plate‐forme instrumentale ouverte,

construite en associant des outils de recherche de pointe et des techniques à base de laser, d'optique et de

test d'électronique. Cette plateforme présente de très bonnes performances pour l’analyse optique et le test

de CI, ainsi que pour les techniques à base de faisceau laser, en utilisant des méthodes développées en

étroite collaboration avec les fabricants de dispositifs et les utilisateurs. Cette plateforme est dédiée à la

stimulation laser impulsionnelle picoseconde et femtoseconde avec des longueurs d’onde variant de 400 à

2500nm (Figure 4‐46).

Figure 4‐46. Chaine laser paramétrique amplifiée femtoseconde.

Plateforme Méridian IV

La plateforme Méridian (Figure 4‐47), est un système commercial semblable à l’iPHEMOS mais fourni

par un équipementier différent, à savoir DCG Systems. Toutes les techniques traditionnelles comme

l’OBIRCh, l’OBIC et l’EMMI y sont intégrées, mais en plus de cela un laser impulsionnel picoseconde y a été

intégré.

Figure 4‐47. Plateforme Méridian IV, DCG Systems.

Chapitre 4

176

VI.4.b Mesures sur l’inverseur


Nous avons essayé de soumettre à stimulation laser impulsionnelle la structure de test comportant un

inverseur que nous avons présenté dans le chapitre 2 (Figure 2‐54), de façon à corréler ces mesures aux

résultats de simulation présentées dans le paragraphe précédent. Pour rappel, nous avons observé en

simulation qu’il existe un seuil à partir duquel nous arrivons à générer des défauts de fonctionnalité sur la

sortie (changement d’état) (Figure 4‐39).

La zone balayée par le laser est l’inverseur (voir rectangle rouge sur la Figure 4‐48). La durée d’impulsion du

laser est de 30ps et la fréquence de l’oscillateur laser varie de 1 à 20MHz. Dans une telle configuration nous

n’avons obtenu aucuns résultats contrairement aux simulations, surement parce que la tête optique de

l’équipement n’était, au moment des mesures, pas optimisée et par conséquent la puissance laser pas assez

élevée.

Figure 4‐48. Zone de la structure comportant l’inverseur balayée par le laser.

Le laser a ensuite été utilisé en mode continu pour tenter d’observer un effet en sortie de la structure. Avec

une polarisation statique en entrée de la structure, aucune interaction n’a été visualisée. En appliquant un

signal carré périodique, nous avons mesuré le courant de consommation aux bornes de l’alimentation de

l’inverseur en fonction de la position du laser et pour différentes fréquences en entrée. Les cartographies

obtenues sont représentées sur la Figure 4‐49. Nous observons une modulation des niveaux bas en sortie de

la structure.

Pour obtenir des résultats intéressants plusieurs améliorations seraient à apporter. Dans notre cas le setup

électrique de mesure n’est pas adapté en raison des capacités de couplage et du câblage. Un setup dédié aux

mesures des courants transitoires devrait plutôt être mise en œuvre.

Chapitre 4

177

Figure 4‐49. Cartographies en fonction de la fréquence du signal d’entrée de la structure et pour un balayage laser de 508µs/pixel à environ 18mW de puissance.

Plateforme ATLAS

Nous avons choisi de ne pas tester cette structure sur la plateforme ATLAS, car elle ne contient pas de

protection aux ESD et est donc extrêmement fragile. Cette plateforme n’étant pas optimisée en termes de

protection aux ESD il n’était pas envisageable de parvenir à faire une mesure sans détruire la structure.

VI.4.c Mesures sur la chaine d’inverseurs


Nous avons essayé de soumettre à stimulation laser impulsionnelle la structure de test comportant

une chaine d’inverseurs que nous avons présentée au début de ce paragraphe (Figure 4‐42), de façon à

corréler ces mesures aux résultats de simulation présentées dans le paragraphe précédent. Pour rappel,

nous avons observé en simulation qu’il existe un seuil à partir duquel nous arrivons à générer un

changement d’état en sortie de la structure (Figure 4‐44).

La zone balayée par le laser est toute la chaine d’inverseur à l’objectif 20X, et son extrémité à l’objectif 100X

(voir les rectangles rouge sur la Figure 4‐50). Contrairement aux simulations, dans une telle configuration

nous n’avons obtenu aucune interaction en sortie de la chaine que l’entrée soit statique ou dynamique. Ceci

s’explique, d’une part, par le fait (comme nous l’avons dit dans le paragraphe précédent) que la puissance

laser n’est pas maximale, et d’autre part, parce que la sortie de la structure est bufferisée et filtre les

transitoires.

Chapitre 4

178

Figure 4‐50. Zone de la structure comportant la chaine de d’inverseurs balayée par le laser à l’objectif 20X (gauche) et 100X (droite).

Plateforme ATLAS

Nous avons ensuite testé cette même structure sur la plateforme ATLAS. Bien qu’ayant pris soin

d’augmenter la puissance laser petit à petit, nous avons à chaque essai détruit la structure. Cette structure

semble être trop sensible pour pouvoir obtenir des résultats par SPL impulsionnelle. Par contre, après avoir

détruit la structure nous avons réalisé une cartographie pour localiser la structure défaillante (Figure 4‐51),

et deux portes logiques ont été identifiées. Grâce au logiciel PULSWORKS développé par la société Pulscan

[PULSCAN] et permettant d’analyser les données issues des cartographies, nous avons pu extraire le temps de

propagation entre les deux portes (Figure 4‐52).

Figure 4‐51. Cartographie suite à une SPL de la chaine d’inverseurs.

Chapitre 4

179

Figure 4‐52. Mesure du temps de propagation entre les deux portes logiques défaillantes.

VII. Conclusion

Au début de ce chapitre nous avons présenté les effets de la SPL sur les capacités MOS. Il s’avère que

le laser photoélectrique peut être un moyen utile de quantifier la quantité de dopants qui a diffusé su

substrat vers l’oxyde. Des travaux sont en cours au moment de la rédaction de ce manuscrit et d’autres

seront encore à mener pour explorer d’avantage cette piste. Nous montrons à travers cette étude que le

laser photoélectrique peut être utilisé comme un outil de caractérisation et pas seulement comme un outil

de localisation de défaut.

D’autre part, les techniques optiques statiques sont aujourd’hui assez bien maitrisées et sont couramment

utilisées dans les laboratoires d’analyse de défaillances. Mais l’évolution des technologies et la complexité

des circuits ont vu apparaître une nouvelle catégorie de défauts pour laquelle ces techniques ne peuvent

plus être utilisées. De nouvelles techniques optiques dynamiques ont donc émergé et ont fait leur preuve

dans la localisation de ce type de défaut. La mise en œuvre de l’ensemble de ces techniques optiques

respectivement statiques et dynamiques a été exposée dans ce chapitre, complétant ce qui avait déjà été

présenté dans le premier chapitre de ce manuscrit.

Chapitre 4

180

Dans les CI numériques, les perturbations induites par les stimulations laser thermique ou photoélectrique

ont un effet sur les temps de propagation des signaux à travers des interconnexions ou des portes logiques

CMOS. Le fonctionnement des CI est par conséquent perturbé et en fonction de leur sensibilité, de la

présence d’un défaut, ou de la configuration électrique, leur temps de réponse va diminuer ou augmenter

sous stimulation laser. Pour les technologies récentes (< 120nm) le temps de propagation des signaux n’est

plus négligeable et est même devenu prédominant. La moindre anomalie va donc avoir des conséquences

immédiates sur le temps de propagation des signaux et sur le fonctionnement global du circuit sous test. Les

techniques d’analyse par stimulation laser thermique dynamique permettent d’identifier les zones de

faiblesse qui induisent une anormalité dans une certaine plage de fonctionnement (tension, fréquence,

température, etc.) mais pas une défaillance complète du circuit, dans ce cas on parle de marginalité de

fonctionnement. De la même façon, les techniques de stimulation photoélectrique laser dynamiques sont

principalement mises en œuvre pour mettre en évidence des anomalies de conception ou des défauts dans

les zones actives des circuits.

Cette notion de marginalité est un des éléments clé de la mise en œuvre de la stimulation laser dynamique.

Il est nécessaire que le circuit à analyser soit fonctionnel (ou au moins fonctionnel dans une certaine plage)

pour pouvoir lui appliquer une stimulation dynamique. Si le circuit est totalement non fonctionnel et ne peut

pas être activé dynamiquement, nous ne pourrons pas effectuer d’analyse dynamique. Dans ce cas, seule

une analyse statique pourra être réalisée.

Les techniques dynamiques et statiques sont donc parfaitement complémentaires. Les techniques

dynamiques permettent d’étendre le champ de défauts qu’il est possible d’adresser et d’élargir ainsi la

palette des techniques à base de stimulation laser dédié à la localisation de soft defect qui induisent des

marginalités de fonctionnement.

Avec un laser modulé ou impulsionnel, il est possible d’obtenir une perturbation beaucoup plus faible ne

modifiant pas l’état logique interne du composant. Dans ce cas, les photocourants induits sont partiellement

masqués par le courant de fonctionnement du CI et une instrumentation adaptée doit être utilisée pour

mesurer ces courants de type OBIC. Il est également possible de retirer une information dynamique sur les

photocourants induits comme leurs temps de propagation et de transition [STAMM'92].

181

Conclusion et perspectives

n travail a été mené pour essayer de mieux appréhender les résultats obtenus dans le cadre de la

stimulation photoélectrique laser, mais aussi et surtout pour bien évaluer le potentiel de cette

technique pour les applications en laboratoire d’analyse de défaillance. Toutes les techniques d’analyse de

défaillance présentées dans le premier chapitre sont complémentaires, faciles à mettre en œuvre et

permettent d’obtenir des localisations précises. Il était nécessaire d’approfondir notre savoir‐faire en

matière de stimulation photoélectrique laser pour augmenter nos capacités en termes de localisation de

défaut. C’est dans ce cadre que cette thèse s’inscrit et nous permet d’étoffer le panel de techniques dont

nous disposons.

Pour cela, nous avons dans un premier temps apporté des explications sur l’interaction du laser

photoélectrique avec les dispositifs élémentaires. Dans ce cadre, nous avons présenté les différentes

réponses à une stimulation photoélectrique laser statique de certains éléments constitutifs d’un circuit

intégré comme une diode, un transistor ou un inverseur. Il s’avère que les mécanismes induits par le faisceau

laser dans le circuit sont particulièrement complexes, et peuvent se traduire par des manifestations

différentes selon, par exemple, la position du faisceau laser sur la structure. Nous nous sommes également

intéressés à la modélisation de l’interaction laser photoélectrique‐dispositifs élémentaires. Les modèles

développés permettront de traiter par simulation des cas plus compliqués, ouvrant ainsi la voie aux cas

encore plus complexes des circuits intégrés. Cette modélisation a été possible suite à la compréhension des

phénomènes physiques qui se produisent dans le circuit intégré. Ceci nous a permis de mieux exploiter les

résultats expérimentaux qui sont présentés dans les chapitres 3 et 4.

Les travaux futurs devraient être consacrés à concevoir une deuxième version de la structure de test

comportant l’inverseur que nous avons présentée, en tenant compte des améliorations que nous avons

identifiées et qui devraient permettre d’obtenir de meilleurs résultats. De plus, il serait intéressant de

caractériser les effets de la stimulation photoélectrique laser statique sur de simples portes logiques comme

des fonctions ET, OU, etc.

A la suite de cela, il nous a été possible de mettre en application ces techniques à base de stimulation

photoélectrique laser statique, grâce au développement de méthodologies flexibles et adaptées à chaque

cas. Nous avons également développé d’autres techniques originales (comme la localisation d’une source

d’un phénomène de latchup) qui sont maintenant intégrées dans notre flot d’analyse de défaillance et

connues par nos demandeurs d’analyse.

U

182

Les travaux futurs devraient être consacrés à la mise en œuvre de notre "shmoo" sur un cas d’étude

intéressant et plus propice ce qui nous permettrait de mettre en avant le potentiel de cette méthodologie.

Dans le dernier chapitre nous avons montré qu’avec l’évolution des technologies et la complexité des

circuits, un nouveau type de défauts est apparu (soft defect) pour lequel les techniques statiques ne peuvent

plus être utilisées. De nouvelles techniques optiques dynamiques, complémentaires avec les techniques

statiques, ont donc été développées. Elles permettent d’étendre le champ de défauts qu’il est possible

d’adresser et d’élargir ainsi le champ des techniques à base de stimulation laser dédié à la localisation de

défauts qui induisent des marginalités de fonctionnement. Avec un laser modulé ou pulsé, il est possible

d’obtenir une perturbation beaucoup plus faible ne modifiant pas l’état logique interne du composant, ou de

retirer une information dynamique sur les photocourants induits comme leurs temps de propagation et de

transition.

Ces travaux doivent être approfondis d’une part en poursuivant les expériences sur l’étude de la capacité

MOS. En effet, il est nécessaire d’approfondir les résultats obtenus suites aux mesures du courant SILC et des

caractéristiques du transistor, de façon à apporter des explications pertinentes sur les phénomènes

constatés. La réalisation de toutes ces études sur une capacité à substrat N devra être envisagée. Il serait

également intéressant de comparer les résultats obtenus sur des wafers ayant des nitrurations de l’oxyde de

grille différentes, de façon à confirmer que la stimulation photoélectrique laser statique peut être un moyen

de quantifier la quantité d’atome ayant diffusé du substrat vers l’oxyde. D’autre part, il faudrait réitérer les

mesures que nous avons effectuées sur la plateforme Méridian lorsqu’elle sera totalement fonctionnelle

(puissance laser optimale) et des résultats devraient être obtenus. Enfin, il serait intéressant de concevoir

une nouvelle version des structures de test, de façon à les adapter à la stimulation laser impulsionnelle et

pouvoir aussi réitérer les expériences sur la plateforme ATLAS.

Nous pouvons à présent assurer que les méthodes basées sur la stimulation photoélectrique laser

présentent une grande potentialité quant à la localisation de défauts dans les circuits intégrés, mais pas

seulement, puisqu’elles peuvent aussi servir de support pour les concepteurs dans les phases de

développement et de qualification de nouveaux produits. Ainsi, cette thèse a contribué à étendre le champ

d’application des techniques d’analyse des circuits intégrés par stimulation photoélectrique laser grâce à

l’introduction d’une approche dite pseudo‐dynamique. Offrant ainsi, d’une part, la possibilité de localiser un

panel de défauts plus large, et d’autre part, l’extension de la technique laser aux domaines de la

caractérisation de structures et au debug design.

183

Contribution scientifique de l’auteur

Conférences internationales :

R. Llido, J. Gomez, V. Goubier, G. Haller, V. Pouget and D. Lewis, Improving defect localization techniques with laser beam with specific analysis and set‐up modules, Proceedings of 50th IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS 2012), pp. FA.2.1‐FA.2.5, Anaheim (California), USA, 15‐19 April 2012.

R. Llido, A. Sarafianos, O. Gagliano, V. Serradeil, V. Goubier, M. Lisart, G. Haller, V. Pouget, D. Lewis, J. M. Dutertre and A. Tria, Characterization and TCAD simulation of 90 nm technology transistors under continuous photoelectric laser stimulation for failure analysis improvement, Proceedings of 19th IEEE International Symposium on the Physical and Failure Analysis of Integrated Circuits (IPFA 2012), Singapour, 2‐6 July 2012.

R. Llido, A. Sarafianos, O. Gagliano, V. Serradeil, V. Goubier, M. Lisart, G. Haller, V. Pouget, D. Lewis, J. M. Dutertre and A. Tria, Characterization and TCAD simulation of 90nm technology PMOS transistor under continuous photoelectric laser stimulation for failure analysis improvement, Proceedings of the 38th IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA 2012), Phoenix (Arizona), USA, 12‐16 November 2012.

A. Sarafianos, R. Llido, O. Gagliano, V. Serradeil, M. Lisart, V. Goubier, J. M. Dutertre, A. Tria, V. Pouget and D. Lewis, Building the electrical model of the Photoelectric Laser Stimulation of a NMOS transistor in 90nm technology, Proceeding of 38th IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA 2012) , Phoenix (Arizona), USA, 12‐16 November 2012.

Revues :

R. Llido, J. Gomez, V. Goubier, N. Froidevaux, L. Dufayard, G. Haller, V. Pouget and D. Lewis, Photoelectric Laser Stimulation applied to Latch‐Up phenomenon and localization of parasitic transistors in an industrial failure analysis laboratory, Microelectronics Reliability, vol. 51, issue 9‐11, pp. 1658‐1661, Bordeaux, France, 2‐7 October 2011.

R. Llido, P. Masson, A. Regnier, V. Goubier, G. Haller, V. Pouget and D. Lewis, Effects of 1064 nm on MOS capacitors, Microelectronics Reliability, vol. 52 issue 9‐10, pp. 1816‐1821, Cagliari (Sardinia), Italy, 1‐5 October 2012.

A. Sarafianos, R. Llido, O. Gagliano, V. Serradeil, M. Lisart, V. Goubier, J. M. Dutertre, A. Tria, V. Pouget and D. Lewis, Building the electrical model of the Photoelectric Laser Stimulation of a PMOS transistor in 90nm technology, Microelectronics Reliability, vol. 52 issue 9–10, pp. 2035‐2038, Cagliari (Sardinia), Italy, 1‐5 October 2012.

Conférences :

R. Llido, V. Goubier, G. Haller, V. Pouget and D. Lewis, La stimulation photoélectrique laser statique : analyse et caractérisation des effets sur un transistor NMOS et améliorations proposées, 15ème Journées Nationales du Réseau Doctoral en Microélectronique (JNRDM 2012), Marseille, France, 18‐20 Juin 2012.

185

Références bibliographiques

[AOYAMA'95] T. Aoyama, K. Suzuki, H. Tashiro, Y. Toda, T. Yamazaki, K. Takasaki and T. Ito, Effect of fluorine on boron diffusion in thin silicon dioxides and oxynitride, Journal of Applied Physics, vol. 77 issue 1 (1995) 417‐419.

[ARX'96] M. Arx, O. Paul and H. Baltes, Test Structures to Measure the Seebeck Coefficient of CMOS IC Polysilicon, Proceedings of IEEE International Conference on Microelectronic Test Structures (ICMTS), vol. 9 (1996) 117‐122.

[ASPNES'83] D. E. Aspnes and A. A. Studna, Dielectric functions and optical parameter of Si, Ge, GaP, GaSb, InP, InAs and InSb from 1.5 to 6 eV, Physical Review B, vol. 27 (1983) 985.

[BAKER'97] K. Baker and J. Van Beers, Shmoo plotting: the black art of IC testing, Prooceedings of IEEE International Test Conference, vol. 14 (1997) 90‐97.

[BARTON'96] D. L. Barton, P. Tangyunyong, J. M. Soden, A. Y. Linag, F. J. Low, A. N. Zaplatin, K. Shivanandan and G. Donohoe, Infrared Light Emission from Semiconductor Devices, Proceedings of the 22th IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (1996) 14‐20.

[BARTON'99] D. L. Barton, K. Bernhard‐Höfer and E. I. Cole, FLIP‐chip and “backside” techniques, Microelectronics Relability, vol. 39 issue 6‐7 (1999) 721‐730.

[BEAUCHÊNE'02] T. Beauchêne, D. Lewis, F. Beaudoin, V. Pouget, R. Desplats, P. Fouillat, P. Perdu, M. Bafleur and D. Tremouilles, Thermal laser stimulation and NB‐OBIC techniques applied to ESD defect localization, Microelectronics Relability, (2002) 439‐444.

[BEAUCHENE'04] T. Beauchêne, Etude et localisation de défaults dans les circuits intégrés par stimulation photoélectrique laser, Thèse Université de Bordeaux (2004).

[BEAUDOIN'02] F. Beaudoin, G. Haller, P. Perdu, R. Desplats, T. Beauchêne and D. Lewis, Reliability Defect Monitoring with Thermal Laser Stimulation: Biased Versus Unbiased, Microelectronics Reliability, vol. 42 issue 9‐11 (2002) 1729‐1734.

186

[BEAUDOIN'03a] F. Beaudoin, Localisation de défaut par la face arrière des circuits intégrés, Thèse Université Bordeaux 1 (2003a).

[BEAUDOIN'03b] F. Beaudoin, R. Desplats, P. Perdu, A. Firiti, G. Haller and D. Lewis, From static Thermal and Photoelectric Laser Stimulation (TLS/PLS) to dynamic laser testing, Microelectronics Reliability, vol. 43 issue 9‐11 (2003b) 1681‐1686.

[BERNARDINI'04] S. Bernardini, P. Masson, M. Houssa and F. Lalande, Origin and repartition of the oxide fixed charges generated by electrical stress in memory tunnel oxide, Applied Physics Letters, vol. 84 issue 21 (2004) 4251‐4253.

[BRAHMA'08] S. K. Brahma, Functional Analysis of MOSFETs and HEMTs with Laser Stimulation and Photonemission, Thèse Berlin University of Technology (2008).

[BROWN'90] H. K. Brown, G. C. Fuller and M. S. Clamme, Timing margin examination using laser probing technique, 22th Southeastern Symposium on System Theory, (1990) 384‐388.

[BRUCE'02] M. R. Bruce, V. J. Bruce, D. H. Eppes, J. Wilcox, E. I. Cole, P. Tangyunyong and C. F. Hawkins, Soft Defect Localization (SDL) on ICs, Proceedings of IEEE 28th International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (2002) 21‐27.

[BUCHNER'90] S. Buchner, K. Kang, W. J. Stapor, A. B. Cambell, A. R. Knudsen, P. McDonald and S. Rivet, Pulsed laser‐induced SEU in integrated circuits : a practical method for hardness assurance testing, IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 37 issue 6 (1990) 1825‐1831.

[BURNS'84] D. Burns, M. Pronobis, C. Eldering and R. Hillman, Reliability/design assessment by internal‐node timing‐margin analysis using laser photocurrent‐injection, Proceedings of IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS), (1984) 76‐82.

[CHIN'00] J. M. Chin, J. C. H. Phang, D. S. H. Chan, C. E. Soh and G. Gilfeather, Single contact optical beam induced currents (SCOBIC) ‐ A new failure analysis technique, Proceedings of IEEE International Reliability Physics Symposium, (2000) 420‐424.

[CHOVET]A. Chovet and P. Masson, Cours de physique des semiconducteurs, E. P. U. d. Marseille

[COLE'04] E. Cole, Beam‐based defect localization methods, Microelectronics Failure analysis, ASM International, (2004)

[COLE JR'94] E. I. Cole Jr, J. M. Soden, J. L. Rife, D. L. Barton and C. L. Henderson, Novel Failure Analysis Techniques Using Photon Probing With a Scanning Optical Microscope, Proceedings of the IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS), (1994) 388‐398.

187

[COLE JR'01] E. I. Cole Jr and e. al., Resistive Interconnexion Localization, Proceedings of IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (2001) 43‐50.

[COLE JR.'98] E. I. Cole Jr., P. Tangyunyong and D. L. Barton, Backside Localization of Open and Shorted IC Interconnections, Proceedings of the 36th IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS), (1998) 129‐136.

[COLE JR.'99] E. I. Cole Jr., P. Tangyunyong, D. A. Benson and D. L. Barton, TIVA et SEI Developments for Enhanced Front and Backside Interconnection Failure Analysis, Microelectronics Reliability, vol. 39 (1999) 991‐996.

[COX'82] I. J. Cox, J. R. Sheppard and T. Wilson, Improvement in resolution by nearly confocal microscopy, Applied Optics, vol. 21 issue 5 (1982) 778‐781.

[DEYINE'11] A. Deyine, Contribution au développement de techniques de stimulation laser dynamique pour la localisation de défauts dans les circutis VLSI, Thèse Université Bordeaux 1 (2011).

[DOUIN'05] A. Douin, V. Pouget, D. Lewis, P. Fouillat and P. Perdu, Electrical modeling for laser testing with different pulse durations, 11th IEEE International On‐Line Testing Symposium (IOLTS), (2005) 9‐13.

[DOUIN'06] A. Douin, V. Pouget, F. Darracq, D. Lewis, P. Fouillat and P. Perdu, Influence of Laser Pulse Duration in Single Event Upset Testing, IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 53 issue 4 (2006) 1799‐1805.

[DOUIN'08] A. Douin, Contribution à la modélisation et au développement de techniques de test et d'analyse dynamiques de circuits intégrés par faisceau laser pulsé, Thèse Université Bordeaux 1 (2008).

[ESSELY'07] F. Essely and e. al., Optimizing Pulsed OBIC technique for ESD Defect localization, TDMR, vol. 7 issue 4 (2007)

[ESSICK'93] J. M. Essick and R. T. Mather, Characterization of a bulk semiconductor's via near absorption edge optical transmission experiment, American journal of Physics, vol. 61 issue 7 (1993) 646‐649.

[FALK'01] A. R. Falk, Advanced LIVA/TIVA techniques, Proceeding of IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (2001) 59‐65.

[FIRITI'04] A. Firiti, D. Lewis, F. Beaudoin, P. Perdu, G. Haller and P. Fouillat, Photoelectric Laser Stimulation in a Failure Analysis Laboratory, Proceeding of IEEE International Symposium on Industrial Electronics, (2004) 367‐372.

188

[FOUILLAT'90] P. Fouillat, Contribution à l'étude de l'interaction entre un faisceau laser et un milieu semiconducteur. Applications à l'étude du latchup et à l'analyse d'états logiques dans les circuits intégrés en technologie CMOS, Thèse Université Bordeaux 1 (1990).

[FOUILLAT'92] P. Fouillat, Y. Dante and J. P. Dom, Logic state analysis using a laser beam, Microelectronics Engineering, vol. 16 (1992) 287‐294.

[FOUILLAT'93] P. Fouillat, Y. Danto and J. P. Dom, Localization and characterization of latch‐up sensitive areas using a laser beam : influence on design rules of ICs in CMOS technology, International Quality Reliability Engineering vol. 9 (1993) 477‐482.

[FOUILLAT'95] P. Fouillat, J. E. Le Calve, H. Lapuyade, Y. Maidon and J. P. Dom, A microcontroller failure analysis using a laser beam latch‐up triggering technique, Microelectronics Relability, (1995) 369‐374.

[FRITZ'90] J. Fritz and R. Lackman, Optical beam induced current in MOS transistors, Microelectronics Engineering, vol. 12 (1990) 381‐388.

[GERVAIS'93] J. Gervais, Mesure du coefficient d'absorption optique dans le Silicium multicristallin de type P pour photopiles solaires, Journal de Physique III, vol. 3 (1993) 1489‐1495.

[GLOWACKI'10] A. Glowacki, Expanding the scope of laser stimulation techniques for functional analysis and reliability of semiconductor devices by in‐depth investigation of the optical interaction with the devices, Thèse Berlin University of Technology (2010).

[GLOWACKI'07] A. M. Glowacki, S. K. Brahma, H. Suzuki and C. Boit, Systematic Characterization of Integrated Circuit Standard Components as Stimulated by Scanning Laser Beam, IEEE Transactions on Device and Materials Reliability, vol. 7 issue 1 (2007) 31‐49.

[GODLEWSKI'09] C. Godlewski, V. Pouget, D. Lewis and M. Lisart, Electrical modeling of the effect of beam profile for pulsed laser fault injection, Microelectronics Reliability, vol. 49 issue 9–11 (2009) 1143‐1147.

[GRASSO'89] G. Grasso, M. Muschitiello, M. Stucchi and E. Zanoni, Scanning laser and optical beam induced current methods for failure analysis of electronic devices, Optical Storage and Scanning Technology, vol. SPIE (1989) 13‐26.

[HALLER'09] G. Haller, A. Machouat, D. Lewis and V. Pouget, Net integrity checking by optical localization techniques, Microelectronics Reliability, vol. 49 issue 9–11 (2009) 1175‐1181.

[HARA'66] H. Hara and Y. Nishi, Free carrier absorption in p‐type silicon, Journal Phys. Soc., vol. 21 (1966) 1222.

189

[HARAGUCHI'94] K. Haraguchi, Microscopic optical beam induced current measurements and their applications, Proceedings of 10th IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference (IMTC), vol. 2 (1994) 693‐699.

[HEINRICH'90] H. K. Heinrich, Picosecond optical detection of internal electrical signals in flip‐chip mounted silicon integrated circuits, IBM journal of research development, vol. 34 issue 3/4 (1990) 162‐172.

[HEMPEL'92] K. Hempel, H. Bergner, A. Krause and U. Stamm, Application of the optical beam induced current method to the investigation of n‐MOS inverters, Microelectronics Engineering, vol. 16 (1992) 521‐528.

[IPPOLITO'01] S. B. Ippolito, B. B. Goldberg and M. S. Unlu, High spatial resolution subsurface microscopy, Applied Physics Letters, vol. 78 issue 26 (2001) 4071‐4073.

[IPPOLITO'05] S. B. Ippolito, B. B. Goldberg and M. S. Unlu, Theoretical analysis of numerical aperture increasing lens microscopy, Journal of Applied Physics, vol. 97 (2005) 053105‐1‐12.

[ITO'98] S. Ito and H. Monma, Failure analysis of wafer using backside OBIC method, Microelectronics Relability, vol. 38 (1998) 993‐996.

[ITRS]www.itrs.net

[JOHNSTON'93] A. H. Johnston, Charge generation and collection in p‐n junctions excited with pulsed infrared lasers, IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 40 issue 6 (1993) 1694‐1702.

[JUSKAITIS'94] R. Juskaitis, N. P. Rea and T. Wilson, Semiconductor laser confocal microscopy, Applied Optics, vol. 33 issue 4 (1994) 578‐583.

[KASH'98] J. A. Kash, J. C. Tsang, R. F. Rizzolo, A. K. Patel and A. D. Shore, Backside Optical Emission Diagnostic for excess IDDQ, IEEE Journal of Solid‐State Circuits, vol. 33 issue 3 (1998) 508‐511.

[KELLY'93] M. A. Kelly, G. E. Servais and T. V. Pfaffenbach, An Investigation of Human Body Electrostatic Discharge, Proceedings of the 19th IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (1993) 167‐173.

[KHURANA'86] N. Khurana and C. L. Chiang, Analysis of Product HotElectron Problems by Gated Emission Microscopy, Proceedings of the 24th IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS), (1986) 189‐194.

[KOGELNIK'66] H. Kogelnik and T. Li, Laser Beam resonators, Applied Optics, vol. 5 issue 10 (1966) 1550‐1567.

190

[KORAA'11] G. Koraa, Développement de modules d'extensions en Java sur le logiciel de traitement d'images ImageJ, Rapport de stage de fin d'études (2011)

[KOSKOVICH'88] G. N. Koskovich, R. B. Darling and M. Soma, Effect of first order phonon assisted scattering on near infrared free carrier optical absorption in silicon, Physical Review B, vol. 38 issue 2 (1988) 1281‐1284.

[KOSKOVICH'90] G. N. Koskovich, M. Soma and R. B. Darling, Near infrared free carrier optical absorption in silicon : Effect of first order phono assisted scattering in a nonparabolic conduction band, Physical Review B, vol. 41 issue 5 (1990) 2944‐2947.

[KOYAMA'95] T. Koyama, Y. Mashiko, M. Sekme, H. Koyama and K. Horie, New non‐bias optical beam induced current (NB‐OBIC) technique for evaluation of Al interconnects, Proceedings of IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS), (1995) 228‐233.

[KOYAMA'03] T. Koyama, E. Yoshida, J. Komori, Y. Mashiko, T. Nakasuji and H. Katoh, High resolution backside fault isolation technique using directly forming Si substrate into Solid Immersion Lens, Proceedings of IEEE International Reliability Physic Symposium (IRPS), (2003) 529‐535.

[KUSHIDA‐ABDELGHAFAR'02] K. Kushida‐Abdelghafar, K. Watanabe, J. Ushio and E. Murakami, Effect of nitrogen at Si/SiO2 interface on reliability issues negative‐bias‐temperature instability and Fowler‐Nordheim‐stress degradation, Applied Physics Letters, vol. 81 issue 23 (2002) 4362‐4364.

[LAPUIYADE'96] H. Lapuiyade, Analyse physique et modélisation de l'interaction laser‐silicium. Application à la conception de cellules activées par faisceau laser en vue du test interne des circuits intégrés, Thèse Université Bordeaux 1 (1996).

[LEWIS'01] D. Lewis, V. Pouget, F. Beaudoin, P. Perdu, H. Lapuiyade, P. Fouillat and A. Touboul, Backside laser testing of ICs for SET sensitivity evaluation, IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 48 issue 6 (2001) 2193‐2201.

[LEWIS'02a] D. Lewis, Contribution au test par faisceau laser des circuits intégrés, Mémoire d’Habilitation à Diriger des Recherches de l’Université Bordeaux 1, (2002a)

[LEWIS'02b] D. Lewis, P. Fouillat and V. Pouget, Dynamic fault injection in integrated circuits with a pulsed laser, LATW, (2002b)

[LIAO'06] J. Y. Liao, G. L. Woods and H. L. Marks, Rapid diagnostics of ASIC circuit marginalities using dynamic laser stimulation, IEEE Transactions on Device and Materials Reliability, vol. 6 issue 1 (2006) 9‐16.

[LLIDO'11] R. Llido, J. Gomez, V. Goubier, N. Froidevaux, L. Dufayard, G. Haller, V. Pouget and D. Lewis, Photoelectric Laser Stimulation applied to Latch‐Up phenomenon and localization of parasitic

191

transistors in an industrial failure analysis laboratory, Microelectronics Reliability, vol. 51 issue 9‐11 (2011) 1658‐1661.

[LLIDO'12a] R. Llido, J. Gomez, V. Goubier, G. Haller, V. Pouget and D. Lewis, Improving defect localization techniques with laser beam with specific analysis and set‐up modules, Proceedings of IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS), (2012a) FA.2.1‐FA.2.5.

[LLIDO'12b] R. Llido, P. Masson, A. Regnier, V. Goubier, G. Haller, V. Pouget and D. Lewis, Effects of 1064 nm laser on MOS capacitor, Microelectronics Reliability, vol. 52 issue 9–10 (2012b) 1816‐1821.

[LLIDO'12c] R. Llido, A. Sarafianos, O. Gagliano, V. Serradeil, V. Goubier, M. Lisart, G. Haller, V. Pouget, D. Lewis, J. M. Dutertre and A. Tria, Characterization and TCAD simulation of 90 nm technology transistors under continuous photoelectric laser stimulation for failure analysis improvement, Proceedings of IEEE International Symposium on the Physical and Failure Analysis of Integrated Circuits (IPFA), (2012c)

[LLIDO'12d] R. Llido, A. Sarafianos, O. Gagliano, V. Serradeil, V. Goubier, M. Lisart, G. Haller, V. Pouget, D. Lewis, J. M. Dutertre and A. Tria, Characterization and TCAD simulation of 90nm technology PMOS transistor under continuous photoelectric laser stimulation for failure analysis improvement, Proceedings of the 38th IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (2012d)

[LU'06] Q. LU and T. K. LIU, Trap Energy Levels Associated with Indium and Boron Impurities in SiO2, Electrochem. Solid‐State Lett, vol. 9 issue 9 (2006) G296‐G298.

[MACHOUAT'08] A. Machouat, Développement et application d’une méthode d’analyse de défaillances fonctionnelles et contribution à l’amélioration de l’utilisation des techniques optiques statiques et dynamiques, Thèse Université Bordeaux 1 (2008).

[MCMORROW'04] D. McMorrow, S. Buchner, W. Lotshaw, J. S. Melinger, M. Maher and M. Savage, Demonstration of Single‐Event Effects induced by Through Wafer Two Photon Absorption, IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 51 issue 6 (2004) 3553‐3557.

[MELINGER'94] J. S. Melinger, S. Buchner, D. Mc Morrow, W. J. Stapor, T. R. Weatherford and A. B. Campbell, Critical evaluation of the pulsed laser method for single event effects testing and fundamental studies, IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 41 issue 6 (1994) 2574‐2584.

[MINIXHOFER'06] R. Minixhofer, TCAD as an integral part of the semiconductor manufacturing environment, Simulation of Semiconductor Processes and Devices, (2006) 9‐16.

[NATALITA'10] M. N. Natalita, J. W. Klaus, J. Hao, R. Yongling and P. Smith, Investigation of interface properties in oxide passivated boron diffused silicon, Current Applied Physics, vol. 10 issue 3 (2010) S361‐S364.

192

[NIKAWA'93] K. Nikawa and S. Tozaki, Novel OBIC observation method for detecting defects in Al stripes under current stressing, Proceedings of the 19th IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (1993) 310‐313.

[NIKAWA'96] K. Nikawa and S. Inoue, New laser beam neating methods applicable to fault localization and defect detection in VLSI devices, Proceedings of IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS), (1996) 346‐354.

[NIKAWA'97] K. Nikawa and S. Inoue, New Capabilities of OBIRCH Method for Fault Localization and Defect Detection, Proceedings of 6th Asian Test Symposium, (1997) 214‐219.

[NISHIKAWA'97] A. Nishikawa, C. Odani, N. Miura, Y. Kohno and M. Shimizu, Novel failure analysis technique "Ligth Induced State Transition (LIST)" method using OBIC system, Proceedings ot the 23rd IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (1997) 159‐163.

[OTANI'03] M. Otani, K. Shiraishi and A. Oshiyama, First‐principles calculations of boron‐related defects in SiO2, Physical Review B, vol. 68 issue 18 (2003)

[PALANIAPPAN'00] M. Palaniappan, J. M. Chin, J. C. H. Phang, D. S. H. Chan, C. E. Soh and G. Gilfeather, Application of Single Contact Optical Beam Induced Currents (SCOBIC) for backside failure analysis, Proceedings of the 26th IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (2000) 17‐21.

[PERDU'05] P. Perdu, R. Desplats, K. Sanchez, F. Beaudoin, D. Lewis, V. Pouget, A. Douin and P. Fouillat, Identification of some key parameters for photoelectric laser stimulation of IC: an experimental approach, Proceedings of the 12th International Symposium on the Physical and Failure Analysis of Integrated Circuits (IPFA), (2005) 21‐26.

[PESTER'88] P. D. Pester and T. Wilson, Scan speed effects in optical beam induced current imaging, Integrated Circuit Metrology, Inspection and Process Control II, vol. SPIE 291 (1988) 138‐145.

[PESTER'89] P. D. Pester and T. Wilson, Theoretical aspects of semiconductor imaging, Optical Storage and Scanning Technology, vol. SPIE 1139 (1989) 40‐48.

[PFIESTER'90] J. R. Pfiester, F. K. Baker, T. C. Mele, H. H. Tseng, P. J. Tobin, J. D. Hayden, J. W. Miller, C. D. Gunderson and L. C. Parrillo, The effects of boron penetration on p+ polysilicon gated PMOS devices, IEEE Transactions on Electron Devices, vol. 37 issue 8 (1990) 1842‐1851.

[PHILIPP'60] H. R. Philipp and E. A. Taft, Optical Constants of Silicon in the Region 1 to 10 ev, Physical Review, vol. 120 issue 1 (1960) 37‐38.

[PIC'07] D. Pic, Etude de la fiabilité de l'oxyde SiO2 dans les dispositifs CMOS avancés et les mémoires non‐volatiles, Thèse de Provence Aix‐Marseille I (2007).

193

[POUGET'98] V. Pouget and e. al., Elaboration of new pulsed laser system for SEE testing, IEEE International On‐Line Testing Workshop, (1998)

[POUGET'00a] V. Pouget, Simulation expérimentale par impulsions laser ultra‐courtes des effets des radiations ionisantes sur les circuits intégrés, Thèse Université Bordeaux 1 (2000a).

[POUGET'00b] V. Pouget, H. Lapuyade, D. Lewis, Y. Deval, P. Fouillat and L. Sarger, SPICE modeling of the transient response of irradiated MOSFETs, IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 47 issue 3 (2000b) 508‐513.

[PRONOBIS'82] M. Pronobis and D. Burns, Proceedings of IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (1982) 178‐181.

[PULSCAN]www.pulscan.com

[RAMSAY'03] E. Ramsay and D. Reid, Investigation of the two‐photon optical beam induced current effect in silicon integrated circuits, Optics Communications, vol. 221 (2003) 427‐433.

[ROWLETTE'03] J. A. Rowlette and T. M. Eiles, Critical timing analysis in microprocessors using near‐IR Laser Assisted Device Alteration (LADA), Proceedings of IEEE International Test Conference, (2003) 264‐273.

[SANCHEZ'05a] K. Sanchez, R. Deplats, F. Beaudoin, P. Perdu, D. Lewis, P. Vedagarbha and G. Woods, Delay variation mapping induced by dynamic laser stimulation, Proceedings of 43rd IEEE International Reliability Physics Symposium (IRPS), (2005a) 305‐311.

[SANCHEZ'05b] K. Sanchez, R. Desplats, F. Beaudoin, P. Perdu, S. Dudit, G. Woods and D. Lewis, Dynamic laser Delay Variation Mapping (DVM) implementations and applications, Proceedings of IEEE 31nd International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (2005b) 106‐114.

[SANCHEZ '05] K. Sanchez , R. Desplats, F. Beaudoin, P. Perdu, J. P. Roux, G. Woods and D. Lewis, NIR laser stimulation for dynamic timing analysis, Microelectronics Reliability, vol. 45 issue 9‐11 (2005) 106‐114.

[SANCHEZ'07] K. Sanchez, Développement et application de techniques d'analyse par stimulation dynamique laser pour la localisation de défauts et le diagnostic de circuits intégrés, Thèse Université Bordeaux 1 (2007).

[SARAFIANOS'12a] A. Sarafianos, R. Llido, J. M. Dutertre, O. Gagliano, V. Serradeil, M. Lisart, V. Goubier, A. Tria, V. Pouget and D. Lewis, Building the electrical model of the Photoelectric Laser Stimulation of a PMOS transistor in 90nm technology, Microelectronics Reliability, vol. 52 issue 9–10 (2012a) 2035‐2038.

194

[SARAFIANOS'12b] A. Sarafianos, R. Llido, O. Gagliano, V. Serradeil, M. Lisart, V. Goubier, J. M. Dutertre, A. Tria, V. Pouget and D. Lewis, Building the electrical model of the Photoelectric Laser Stimulation of a NMOS transistor in 90nm technology, Proceeding of IEEE International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (2012b)

[SARITAS'87] M. Saritas and H. D. McKell, Absorption coefficient of Si in the wavelength region between 0.8‐1.16 µm, Journal of Applied Physics, vol. 61 (1987) 4923.

[SARITAS'88] M. Saritas and H. D. McKell, Comparison of minority diffusion length measurements in silicon by the photoconductive decay and surface photovoltage methods, Journal of Applied Physics, vol. 63 issue 9 (1988) 4561‐4567.

[SHOCKLEY'52] W. Shockley and W. T. Read, Statistics of the Recombinations of Holes and Electrons, Physical Review, vol. 87 issue 5 (1952) 835‐842.

[SIEGMAN'86] A. E. Siegman, Lasers, ed., University Science Books, Mill Valley, California, 1986.

[SOELKNER'94] G. Soelkner, Optical beam testing and its potential for electronic device characterization, Microelectronics Engineering, vol. 24 (1994) 341‐353.

[SPITZER'57] W. Spitzer and H. Y. Fan, Infrared absroption in n‐type silicon, Physical Review, vol. 108 (1957) 268‐271.

[STAMM'92] U. Stamm, H. Bergner, K. Hempel and A. Krause, Techniques for picosecond OBIC measurement on ICs, Microelectronics Engineering, vol. 16 (1992) 275‐286.

[STEVENS'90] K. C. Stevens and T. J. Wilson, Locating IC defects in process monitors and test structures using optical beam induced current, Microelectronics Engineering, vol. 12 (1990) 397‐404.

[SZE'88] S. M. Sze, Physic of semiconductor devices VLSI technology, 2nd Ed. ed., New‐York, 1988.

[T. KIYAN'10] C. B. T. Kiyan, C. Boit, Timing Characterization of a Tester Operated Integrated Circuit by Continuous and Pulsed Laser Stimulation, Proc. of the 36th International Symposium for Testing and Failure Analysis (ISTFA), (2010) 211‐216.

[TAN'97] K. T. Tan, S. H. Tan and S. H. Ong, Functional failure analysis on analog device by optical beam induced current technology, Proceedings of the 6th IEEE International Symposium on the Physical and Failure Analysis of Integrated Circuits (IPFA), (1997) 296‐301.

[TECHNOLOGIES'01] A. Technologies, Agilent technologies 4155C/4156C ‐ User's guide : measurement and analysis, 3 ed., 2001.

195

[VAN ROOSBROECK'53] W. Van Roosbroeck, Injected current carrier transport in a semi‐infinite semiconductor and the determination of lifetimes and surface recombination velocities, Journal of Applied Physics, vol. 26 issue 4 (1953) 380‐391.

[VICKERS'03] J. S. Vickers, R. Ispasoiu, D. Cotton, J. Frank, B. Lee and S. Kasapi, Time‐resolved photon counting system based on a Geige‐mode InGaAslInP APD and a Solid Immersion Lens, IEEE Lasers and Electro‐Optics Society (LEOS), vol. 2 (2003) 600‐601.

[WAN'07] D. Wan, V. Pouget, A. Douin, P. Jaulent, D. Lewis and P. Fouillat, In‐depth resolution for LBIC technique by two‐photon absorption, Journal Semiconductors, vol. 41 issue 4 (2007) 371‐375.

[WILSON'87a] T. Wilson, Scanning Optical Microscopy and Integrated Circuits, Microelectronics Engineering, vol. 7 (1987a) 297‐307.

[WILSON'87b] T. Wilson and E. M. McCabe, Theory of optical beam induced current images of defects in semiconductors, Journal of Applied Physics, vol. 61 issue 1 (1987b) 191‐195.

[WILSON'87c] T. Wilson and P. D. Pester, An analysis of the photoinduced current from a finely focused ligth beam in planar p‐n junctions and Schottky barrier diodes, IEEE Transactions on Electron Devices, vol. ED‐34 issue 7 (1987c)

[WIRTH'64] J. L. Wirth and S. C. Rogers, The Transient Response of Transistors and Diodes to Ionizing Radiation, IEEE Transactions on Nuclear Science, vol. 11 issue 5 (1964) 24‐38.

[WITTERS'89] J. S. Witters, G. Groeseneken and H. E. Maes, Degradation of tunnel‐oxide floating‐gate EEPROM devices and the correlation with high field‐current‐induced degradation of thin gate oxides, IEEE Transactions on Electron Devices, vol. 36 issue 9 (1989) 1663‐1682.

[WOLKENBERG'79] A. Wolkenberg and B. Wasilewska, Properties of boron implanted silicon dioxide, Applications of Surface Science, vol. 3 issue 1 (1979) 83‐87.

[XU'99] C. Xu and W. Denk, Comparison of one‐ and two‐photon optical beam induced current imaging, Journal of Applied Physics, vol. 86 issue 4 (1999) 2226‐2231.

[YARIV'97] A. Yariv, Optical Electronics in Modern Communications, ed., Oxford, 1997.

[ZACHARIASSE'05] F. Zachariasse and M. Goossens, Diffractive lenses for high resolution laser based failure analysis, Proceedings of IEEE International Symposium for Testing and Failure analysis, (2005) 1‐7.

[ZIEGLER'87] E. Ziegler and H. P. Feuerbaum, IC testing using optical beam induced currents generated by a laser scan microscope, Microelectronics Engineering, vol. 7 (1987) 309‐316.

197

Table des symboles

Paramètre Unité Description

BC ‐ Bande de conduction

BI ‐ Bande interdite

BV ‐ Bande de valence

Cox F.m‐2 Capacité d’oxyde

Dit eV‐1m‐2 Densité moyenne des états d’interface

E J Energie

EC J Energie du niveau le plus bas de la bande de conduction

EF J Energie du niveau de Fermi

Egap J Largeur de la bande interdite du semiconducteur

Ei J Niveau d’énergie intrinsèque (loin de l’interface)

Ev J Energie du niveau le plus haut de la bande de valence (loin de

h eV.s Constante de Planck : h = 6,626.10‐34 J.s ou 4,14.10‐15 eV.s

IDS A Courant drain‐source

k J.K‐1 Constante de Boltzmann (k = 1.38.1023 JK‐1)

MOS ‐ Métal‐Oxyde‐Semiconducteur

L m Longueur de canal dessinée sur le masque

Qit C.m‐2 Charge due aux états d’interface

QSC C.m‐2 Charge dans le semiconducteur

T K Température

tox m Epaisseur d’oxyde

VBS V Tension substrat‐source

VDS V Tension drain‐source

VFB V Tension de bandes plates : tension VGS pour laquelle Ψs=0 à la source

VGS V Tension grille‐source

Vth V Tension de seuil du transistor

VGB V Tension de grille

W m Largeur de canal dessinée sur le masque

λ M Longueur d’onde

S V Potentiel de surface du semiconducteur

199

Liste des acronymes et anglicismes

Acronyme Description (Traduction)

AOP Amplificateurs opérationnels

Backside Face arrière = substrat en silicium

BC Bande de conduction

BI Bande Interdite du silicium

BV Bande de valence

CCD Charge Coupled Device

CI Circuit Intégré

Cross‐section Vue en coupe

DALS box Dynamic and Analysis by Laser Stimulation box

Debug design Correction des problèmes de conception

Déprocessing Retrait par couche

DFT Design For Test

DLS Dynamic Laser Stimulation = stimulation laser dynamique

DUT Device Under Test = circuit sous test

DVM Delay Variation Mapping

EMMI Emission MIcroscopy

ESD ElectroStatic Discharge = décharge électro statique

FIB Focused Ion Beam

Flexible scan Réglage des paramètres du balayage laser

Frame Image entière

FN Fowler‐Nordheim

GBF Générateur basse fréquence

Hardware Matériel

HBM Human Body Model

IMD Inter Metal Dielectric

LADA Laser Assisted Device Alteration

Layout Dessin des masques

LSM Laser Scanning Microscope

LIVA Light Induced Voltage Alteration

LU Latchup

200

LVP Laser Voltage Probing

NIR Near InfraRed = proche infrarouge

NB‐OBIC Non‐Biased Optical Beam Induced Current

OBIC Optical Beam Induced Current

OBIRCh Optical Beam Induced Resistance Change

Pad Plot d’entrée/sortie de la puce

Pass/Fail Résultat du test fonctionnel du produit (fonctionnel ou non)

Pattern Vecteur de test

PEM Photon Electron Microscopy

Plug‐in Module additionnel

Probe‐points Plots de probing réalisés à l’aide d’un FIB

Prober Station de mesure sous pointes

Pseudo‐DLS Stimulation Laser pseudo‐Dynamique

Punch‐through Interaction entre les zones de charges d’espace des jonctions drain et source

RCCAL Rousset Central Characterization and Analysis Laboratory

SCOBIC Single Contact OBIC

SDL Soft Defect Localization ou Stimulation Dynamique Laser

SEI Seebeck Effect Imaging

SEM Scanning Electron Microscopy = microscopie électronique à balayage

SEU Single Event Upset

SIL Solid Immersion Lens = lentille à immersion solide

SILC Stress Induced Leakage Current

Soft defect Défaut induisant une marginalité de fonctionnement

Software Logiciel

SPL Stimulation Photoélectrique Laser

STL Stimulation Thermique Laser

TIVA Thermally Induced Voltage Alteration

TEG Test Element Group = structure de test embarquée dans les lignes de découpe des wafers

VLSI Very Large Scale Integration

ZCE Zone de Charge d’Espace

201

Liste des figures

Figure 0‐1. Evolution du nombre de transistors intégrés dans un microprocesseur grand public (gauche) et

réplique du premier transistor inventé par Bardeen, Shockley et Brattain, réalisée par Lucent Technologies à

l’occasion du 50ème anniversaire de son invention (droite). .............................................................................. 14

Figure 1‐1. Exemples de Shmoo [MACHOUAT'08]. .............................................................................................. 18

Figure 1‐2. Flot simplifié d’une analyse de défaillance. .................................................................................... 19

Figure 1‐3. Schéma de principe de la microscopie confocale à balayage laser................................................. 21

Figure 1‐4. Coefficient d’absorption du silicium (dopé P) en fonction de la longueur d’onde et du dopage

[JOHNSTON'93]. .................................................................................................................................................... 22

Figure 1‐5. Coefficient d’absorption en fonction de la longueur d’onde pour le silicium intrinsèque. ............ 23

Figure 1‐6. Coefficient d’absorption et coefficient de pénétration en fonction de la longueur d’onde pour le

silicium monocristallin. ...................................................................................................................................... 24

Figure 1‐7. Courbe de la transmission optique en fonction de la longueur d’onde pour un silicium dopé de

type P pour différentes concentrations de dopants ......................................................................................... 25

Figure 1‐8. Les principaux modes d’absorption dans un matériau semiconducteur dopé N : absorption

interbande (gauche), absorption par impuretés (milieu) et absorption par porteurs libres (droite). .............. 25

Figure 1‐9. Evolution des nœuds technologiques et du nombre de transistors sous un faisceau laser de 1 µm

de diamètre dans les années à venir [ITRS]. ...................................................................................................... 28

Figure 1‐10. Ouverture numérique d’un objectif optique. ............................................................................... 29

Figure 1‐11. Principe de la lentille à immersion solide ou liquide (gauche) comparé à celui d’une lentille

conventionnelle (droite). ................................................................................................................................... 29

Figure 1‐12. Propagation d’un faisceau laser focalisé sur la face avant d’un circuit intégré à travers son

substrat .............................................................................................................................................................. 31

Figure 1‐13. Principe des techniques OBIRCh et TIVA. ...................................................................................... 33

Figure 1‐14. Exemple de localisation OBIRCh et cross‐section FIB au niveau du spot révélant un court‐circuit

métal 1 ‐ métal 1. .............................................................................................................................................. 34

Figure 1‐15. Exemple de localisation TIVA et cross‐section FIB au niveau du spot révélant un court‐circuit

métal 4 ‐ métal 4. .............................................................................................................................................. 34

Figure 1‐16. Localisation OBIRCh sur la même pièce et dans les mêmes conditions. ...................................... 35

Figure 1‐17. Layout de la structure. .................................................................................................................. 36

Figure 1‐18. Caractéristique électrique IV de la structure. ............................................................................... 36

Figure 1‐19. Résultats de la stimulation laser thermique (gauche) et photoélectrique (droite). ..................... 37

Figure 1‐20. Jonction latérale (gauche) et jonction verticale (droite) non polarisées et soumise à stimulation

thermique laser. ................................................................................................................................................ 37

202

Figure 1‐21. Principe de la technique SEI. ......................................................................................................... 38

Figure 1‐22. Exemple de localisation SEI et cross‐section FIB au niveau du spot révélant un défaut à

l’interface via 3 – métal 4. ................................................................................................................................. 39

Figure 1‐23. Processus de photogénération dans un matériau semiconducteur. ............................................ 40

Figure 1‐24. Diagramme d’état d’un semiconducteur à transition indirecte. ................................................... 41

Figure 1‐25. Génération d’un photocourant dans un transistor NMOS. ........................................................... 41

Figure 1‐26. Principe des techniques OBIC et LIVA. .......................................................................................... 42

Figure 1‐27. Exemples de localisation de défaut par les techniques OBIC (gauche) et LIVA (droite). .............. 43

Figure 1‐28. Cartographie NB‐OBIC mettant en évidence 1 spot normal et 4 spots anormaux. ...................... 44

Figure 1‐29. Zone suspectée au niveau métal 3 : en orange le nœud proposé par le diagnostique ATPG ; les

nœuds blanc, bleu et rouge expliquent la signature NB‐OBIC. ......................................................................... 45

Figure 1‐30. Observation SEM de la zone suspectée confirmant le court‐circuit métal 3 (gauche) et cross‐

section du défaut (droite). ................................................................................................................................. 45

Figure 2‐1. Layout de la diode N+/Pwell. .......................................................................................................... 50

Figure 2‐2. Caractéristique IV mesurée d’une diode N+/Pwell en fonction de la puissance laser. .................. 51

Figure 2‐3. Structure utilisée pour les simulations TCAD de la diode N+/Pwell. .............................................. 52

Figure 2‐4. Caractéristique IV simulée d’une diode N+/Pwell en fonction de la puissance laser. .................... 52

Figure 2‐5. Layout de la diode P+/Nwell. .......................................................................................................... 52

Figure 2‐6. Caractéristique IV mesurée d’une diode P+/Nwell en fonction de la puissance laser. .................. 53

Figure 2‐7. Structure utilisée pour les simulations TCAD de la diode P+/Nwell. .............................................. 54

Figure 2‐8. Caractéristique IV simulée d’une diode P+/Nwell en fonction de la puissance laser. .................... 54

Figure 2‐9. Image laser de transistors de largeur W = 10µm en fonction de leur longueur : L = 10µm (gauche)

et L = 0,1µm (droite). ......................................................................................................................................... 56

Figure 2‐10. Courants dans un transistor à canal moyen (10µm x 5µm) en fonction de la puissance laser

lorsque le spot laser est au centre du canal (haut) ou près du drain (bas). ...................................................... 57

Figure 2‐11. Courants du transistor à canal long en fonction de la puissance laser (état bloqué). .................. 58

Figure 2‐12. Courants du transistor à canal court en fonction de la puissance laser (état bloqué). ................ 59

Figure 2‐13. Courants du transistor à canal long en fonction de la puissance laser (état passant). ................. 60

Figure 2‐14. Photocourants induits dans le transistor à canal long en fonction de la puissance laser à l’état

bloqué et passant. ............................................................................................................................................. 60

Figure 2‐15. Courants du transistor à canal court en fonction de la puissance laser (état passant). ............... 61

Figure 2‐16. Photocourant induit en fonction de la longueur L du transistor à puissance laser maximum (haut)

et zoom pour les faibles longueurs de grille (bas). ............................................................................................ 62

Figure 2‐17. Simulation du courant de drain en fonction de la longueur de grille du transistor. ..................... 63

Figure 2‐18. Densité de courant dans le canal et les régions source et drain du transistor en fonction de la

tension de grille et s’il y a SPL ou non pour L = 0,12µm et L = 10µm (haut) et zoom sur le canal (bas). ......... 65

Figure 2‐19. Cartographie du champ électrique avec superposition des vecteurs de courant (gauche) et

cartographie de la densité de courant (droite) pour une tension de grille nulle. ............................................. 66

Figure 2‐20. Structure simulée pour l’étude du déclenchement du transistor bipolaire parasite. .................. 67

Figure 2‐21. Simulation des courants de drain, source et substrat (sans stimulation laser). ........................... 67

Figure 2‐22. Cartographie simulée de la densité de courant sans stimulation laser pour une tension de

substrat inférieure à 0,6V (gauche) et supérieure à 0,6V (droite). ................................................................... 68

203

Figure 2‐23. Cartographies simulées de la densité de courant (gauche) et du potentiel électrostatique (droite)

sous SPL. ............................................................................................................................................................ 68



Figure 2‐26. Courants du transistor à canal long en fonction de la puissance laser (mode passant). .............. 72

Figure 2‐27. Photocourants induits dans le transistor à canal long en fonction de la puissance laser à l’état


Figure 2‐28. Courant du transistor à canal court en fonction de la puissance laser (état passant). ................ 73

Figure 2‐29. Photocourant induit dans le transistor en fonction de sa longueur à puissance laser maximum

(W = 10µm). ....................................................................................................................................................... 74



Figure 2‐32. Courants du transistor à canal long en fonction de la puissance laser (état passant). ................. 76

Figure 2‐33. . Photocourants induits dans le transistor à canal long en fonction de la puissance laser à l’état


Figure 2‐34. Courants du transistor à canal court en fonction de la puissance laser (état passant). ............... 77

Figure 2‐35. Photocourants induits mesurés en fonction de la longueur du transistor à puissance laser

maximum (W = 10µm). ...................................................................................................................................... 78

Figure 2‐36. Photocourants induits simulés en fonction de la longueur du transistor à puissance laser

maximum (W = 10µm). ...................................................................................................................................... 79

Figure 2‐37. Taille du spot laser (≈ 2µm) par rapport à la longueur du transistor. ........................................... 79

Figure 2‐38. Cartographie de la concentration de dopant dans le transistor et ZCE dessinées en lignes

blanches (a) et profil de dopage selon la ligne blanche verticale dessinée en pointillés sur la figure a (b). .... 80

Figure 2‐39. Surface de la jonction Nwell (vert) par rapport à la surface des jonctions source et drain (rouge),

schéma pas à l’échelle. ...................................................................................................................................... 80

Figure 2‐40. Vue en coupe d’un transistor NMOS sous SPL en régime d’accumulation ou de déplétion

[SANCHEZ'07]. ...................................................................................................................................................... 82

Figure 2‐41. Vue en coupe d’un transistor NMOS à enrichissement en régime d’inversion [SANCHEZ'07]. ...... 82

Figure 2‐42. Modèle de premier niveau d’un transistor NMOS sous SPL [SANCHEZ'07]. ................................... 83

Figure 2‐43. Modèle de premier niveau d’un transistor NMOS sous SPL calibré à partir de nos mesures. ..... 83

Figure 2‐44. Courants du transistor bloqué (haut) et passant (bas) avec et sans laser. ................................... 84

Figure 2‐45. Vue en coupe d’un inverseur CMOS implanté sur un substrat de type P [SANCHEZ'07]. ............... 85

Figure 2‐46. Modèle de premier niveau d’un transistor PMOS sous SPL [SANCHEZ'07]. .................................... 86

Figure 2‐47. Courants du transistor bloqué (haut) et passant (bas) avec et sans laser. ................................... 87

Figure 2‐48. Photocourant induit normalisé en fonction de la distance d du spot laser par rapport au centre

de la diode drain‐substrat pour les objectifs 2,5X, 20X et 50X de l’iPHEMOS (haut) et zoom pour une distance

inférieure à 40µm (bas). .................................................................................................................................... 89

Figure 2‐49. Modèle ELDO (basé sur du langage SPICE) d’un transistor NMOS sous SPL [SARAFIANOS'12b]. .... 90

Figure 2‐50. Photocourants mesurés et simulés dans les mêmes conditions pour un transistor NMOS. ........ 91

Figure 2‐51. Modèle ELDO (basé sur du langage SPICE) d’un transistor PMOS sous SPL [SARAFIANOS'12a]. ..... 93

Figure 2‐52. Photocourants mesurés et simulés dans les mêmes conditions pour un transistor PMOS à l’état

bloqué. ............................................................................................................................................................... 93

204

Figure 2‐53. Photocourants mesurés et simulés dans les mêmes conditions pour un transistor PMOS à l’état

passant. .............................................................................................................................................................. 94

Figure 2‐54. Structure utilisée constituée d’un inverseur. ................................................................................ 95

Figure 2‐55. Principe pour la mesure du temps de propagation à travers l’inverseur. .................................... 95

Figure 2‐56. Layout de l’inverseur. .................................................................................................................... 96

Figure 2‐57. Validation électrique de la structure en mode inverseur (Calibration = 1). ................................. 97

Figure 2‐58. Validation électrique de la structure en mode suiveur (Calibration = 0). ..................................... 97

Figure 2‐59. Modèle de premier niveau d’un transistor PMOS sous SPL calibré à partir de nos mesures. ...... 98

Figure 2‐60. Caractéristiques temporelles du signal de sortie simulées avec et sans stimulation laser du

transistor PMOS (attention sur ces chronogrammes, la largeur d’impulsion est légèrement modifiée pour

faire correspondre l’échelle des pentes des TR et TF). ....................................................................................... 99

Figure 2‐61. Simulation du temps de propagation à travers l’inverseur uniquement lorsque le transistor

PMOS est stimulé. ............................................................................................................................................. 99

Figure 2‐62. Simulation des niveaux haut et bas de la tension en sortie de la structure lorsque le transistor

PMOS est stimulé. ........................................................................................................................................... 100

Figure 2‐63. Caractéristiques temporelles du signal de sortie simulées avec et sans stimulation laser du

transistor NMOS (attention sur ces chronogrammes, la largeur d’impulsion est légèrement modifiée pour

faire correspondre l’échelle des pentes des TR et TF). ..................................................................................... 100

Figure 2‐64. Simulation du temps de propagation à travers l’inverseur uniquement lorsque le transistor

NMOS est stimulé. ........................................................................................................................................... 101

Figure 2‐65. Simulation des niveaux haut et bas de la tension en sortie de la structure lorsque le transistor

NMOS est stimulé. ........................................................................................................................................... 101

Figure 3‐1. Système iPHEMOS d’Hamamatsu. ................................................................................................ 107

Figure 3‐2. Description schématique de l’équipement iPHEMOS. .................................................................. 109

Figure 3‐3. Pattern laser à l’objectif 20X, avec sélection de la zone à balayer par le laser (jaune) : Area

(fenêtre carrée) 128x128 pixels (gauche) et SlitH (bandeau horizontal) 512x64 pixels (droite). ................... 111

Figure 3‐4. Sens du balayage laser par défaut. ............................................................................................... 111

Figure 3‐5. Setup électrique du module de contrôle du balayage laser. ........................................................ 114

Figure 3‐6. Setup électrique du module de génération du signal pass/fail..................................................... 114

Figure 3‐7. Setup électrique du module de contrôle de l’alimentation et de mesure de la consommation. . 115

Figure 3‐8. Setup électrique du module de contrôle de la puissance laser et d’automatisation des

cartographies. .................................................................................................................................................. 115

Figure 3‐9. Vue en coupe d’un inverseur CMOS. ............................................................................................ 117

Figure 3‐10. Nouveau flot proposé. ................................................................................................................. 118

Figure 3‐11. Principe de réalisation d’une cartographie de toute la puce par stimulation laser pseudo‐

dynamique. ...................................................................................................................................................... 119

Figure 3‐12. Setup électrique du cas d’étude n°1. .......................................................................................... 120

Figure 3‐13. Résultat de la cartographie de la puce par stimulation laser pseudo‐dynamique. .................... 120

Figure 3‐14. Localisation EMMI dans la structure de protection ESD de l’anneau de plots d’entrées/sorties.

......................................................................................................................................................................... 121

Figure 3‐15. Simulation de la tension de grille du transistor NMOS en considérant le transistor bipolaire

parasite (a) ou non (b). .................................................................................................................................... 122

205

Figure 3‐16. Structure de protection ESD : valeur des tensions de grille des transistors mesurées (gauche) et

théoriques (droite). ......................................................................................................................................... 123

Figure 3‐17. Consommation en courant du circuit sous test en fonction de la température. ........................ 123

Figure 3‐18. Setup électrique du cas d’étude n°2. .......................................................................................... 124

Figure 3‐19. Principe pour cartographier toute la puce par pseudo‐SDL thermique. ..................................... 125

Figure 3‐20. Résultat de la cartographie de toute la puce par stimulation laser pseudo‐dynamique thermique.

......................................................................................................................................................................... 126

Figure 3‐21. Layout de la zone d’intérêt.......................................................................................................... 126

Figure 3‐22. Setup électrique pour réaliser une cartographie en courant (cas d’étude n°3). ........................ 127

Figure 3‐23. Cartographie en courant avec la grille connectée à la masse (gauche) ou polarisée à 1V (droite).

......................................................................................................................................................................... 127

Figure 3‐24. Exemple de shmoo [DEYINE'11]. ................................................................................................... 128

Figure 3‐25. Exemple de shmoo seuil/puissance laser (pas encore complété). ............................................. 129

Figure 3‐26. Principe de réalisation d’une cartographie (équivalent à une case du shmoo). ......................... 130

Figure 3‐27. Montage à base d’AOP pour générer le signal pass/fail. ............................................................ 131

Figure 3‐28. Valeur de la tension V en fonction d’un fort courant de consommation du circuit sous test IIN

pour une résistance de 100Ω. ......................................................................................................................... 131

Figure 3‐29. Interface du programme labview permettant de réaliser automatiquement toutes les

cartographies. .................................................................................................................................................. 132

Figure 3‐30. Cartographies à partir desquelles le shmoo est complété. ......................................................... 133

Figure 3‐31. Superposition des cartographies et du pattern laser. ................................................................. 134

Figure 4‐1. Caractéristiques CV d’une capacité à substrat P soumise à SPL en fonction de la puissance laser.

......................................................................................................................................................................... 139

Figure 4‐2. Caractéristiques CV d’une capacité à substrat N soumise à SPL en fonction de la puissance laser.

......................................................................................................................................................................... 140

Figure 4‐3. Distribution d’énergie des pièges présents à l’interface (gauche) et allure calculée de la

caractéristique CV d’une capacité NMOS en présence des ces pièges (droite). ............................................. 140

Figure 4‐4. Déplacement du spot laser par rapport au centre de la capacité. ................................................ 141

Figure 4‐5. Caractéristiques CV d’une capacité à substrat P en fonction de la position du spot laser par

rapport à son centre (puissance laser à 100%). .............................................................................................. 141

Figure 4‐6. Profil du spot laser effectif pour l’objectif 50X (diamètre théorique 1,7µm). .............................. 142

Figure 4‐7. Caractéristiques CV mesurées et simulées d’une capacité à substrat P (gauche) ou d’une capacité

à substrat N (droite). ....................................................................................................................................... 143

Figure 4‐8. Simulations des courbes CV : Csp, Cap, Cesp et Ceap respectivement les courbes des capacités sans

pièges, avec pièges, extraite sans pièges et extraite avec pièges. .................................................................. 145

Figure 4‐9. Distribution d’énergie implémentée et extraite des pièges présents à l’interface. ..................... 145

Figure 4‐10. Distribution d’énergie des pièges présents à l’interface pour la capacité à substrat P en fonction

de la puissance laser. ....................................................................................................................................... 146

Figure 4‐11. Extraction de la distribution d’énergie des pièges présents à l’interface et induits par SPL dans le

cas d’une capacité à substrat P représentée en échelle linéaire (gauche) et logarithmique (droite). ........... 147

Figure 4‐12. Extraction de la distribution d’énergie des pièges présents à l’interface et induits par SPL dans le

cas d’une capacité à substrat N représentée en échelle linéaire (gauche) et logarithmique (droite). ........... 148

206

Figure 4‐13. Mécanismes de piégeage et de‐piégeage dans le cas d’une capacité NMOS (pièges présents dans

la partie inférieure de la bande interdite du silicium). .................................................................................... 149

Figure 4‐14. Caractéristique CV avant et après stress avec et sans SPL (puissance laser = 5%). .................... 150

Figure 4‐15. Distribution d’énergie des pièges à l’interface en fonction du temps de stress sans stimulation

laser (gauche) et avec le laser à 5% de puissance (droite). ............................................................................. 151

Figure 4‐16. Mécanismes des courants tunnel classique et SILC (gauche) et caractérisation électrique (droite).

......................................................................................................................................................................... 152

Figure 4‐17. Caractéristiques IV d’une capacité après des temps cumulés de stress positifs sur la grille

(gauche) et distribution exponentielle décroissante des charges piégées dans l’oxyde (droite) [BERNARDINI'04].

......................................................................................................................................................................... 152

Figure 4‐18. Caractéristiques IV après un stress en tension positif à 8V pendant 1500s en fonction de la

puissance laser. ............................................................................................................................................... 153

Figure 4‐19. Courant IG à VG = 3,2V (SILC) après un stress en tension positif à 8V en fonction de la puissance

laser et du temps de stress. ............................................................................................................................. 153

Figure 4‐20. Courant IG à VG = 6,4V (FN) après un stress en tension positif à 8V en fonction de la puissance

laser et du temps de stress. ............................................................................................................................. 154

Figure 4‐21. Courant IG à VG = 6,4V (FN) après un stress en tension positif à 8V en fonction de la puissance

laser et de faibles temps de stress. ................................................................................................................. 154

Figure 4‐22. Proposition d’explication de l’augmentation du courant FN sous illumination laser. ................ 155

Figure 4‐23. Proposition d’explication de l’augmentation du courant SILC sous illumination laser. .............. 155

Figure 4‐24. Caractéristiques ID(VG) du transistor pour différents VD avec et sans illumination laser (puissance

laser = 100%). .................................................................................................................................................. 156

Figure 4‐25. Caractéristiques IS(VG) du transistor en fonction de VD avec et sans illumination laser (puissance

laser = 100%). .................................................................................................................................................. 156

Figure 4‐26. Courant de source en fonction de la tension de grille à VDS = 0,27V avec et sans stimulation laser

(puissance laser = 100%). ................................................................................................................................ 157

Figure 4‐27. Courant de source en retranchant le photocourant qui y est généré en fonction de la tension de

grille à VDS = 0,27V avec et sans stimulation laser. .......................................................................................... 157

Figure 4‐28. Exemple de défaut en limite de détection pour les techniques d’analyse à base de stimulation

laser statique [SANCHEZ'07]. ............................................................................................................................. 159

Figure 4‐29. Mise en œuvre expérimentale des techniques dynamiques. ..................................................... 160

Figure 4‐30. Principe de la technique DVM [DOUIN'08, SANCHEZ '05]. .............................................................. 162

Figure 4‐31. Mise en œuvre expérimentale de la technique DVM [DOUIN'08, SANCHEZ '05]. .......................... 162

Figure 4‐32.Layout de la structure testée (gauche) et résultat de la cartographie DVM (droite) [DOUIN'08,

SANCHEZ'05b]. ................................................................................................................................................... 163

Figure 4‐33. Exemple de localisation de défaut par la technique dynamique LADA [ROWLETTE'03]. .............. 164

Figure 4‐34. Processus d’absorption non linéaire [Douin'08]. ........................................................................ 167

Figure 4‐35. Modèle d’un transistor NMOS soumis à SPL impulsionnelle. ..................................................... 169

Figure 4‐36. Layout de la structure et simulation du profil gaussien du spot laser. ....................................... 170

Figure 4‐37. Simulation de l’effet de la SPL impulsionnelle du transistor NMOS sur l’entrée (courbe du haut)

et la sortie (courbe du bas) de l’inverseur avec une impulsion laser toutes les 50ns (fréquence du laser =

20MHz) jusqu’à 250ns. .................................................................................................................................... 170

Figure 4‐38. Zoom de la Figure 4‐37 autour de 50ns par rapport à l’impulsion (courbe du bas). .................. 171

207

Figure 4‐39. Simulation de l’effet de la SPL impulsionnelle du transistor PMOS sur l’entrée (courbe du haut)

et la sortie (courbe du bas) de l’inverseur avec une impulsion laser toutes les 50ns (fréquence du laser =

20MHz) à partir de 250ns. ............................................................................................................................... 171

Figure 4‐40. Zoom de la Figure 4‐39 autour de 300ns par rapport à l’impulsion laser (courbe du bas). ....... 172

Figure 4‐41. Représentation schématique des effets induits sur la sortie de l’inverseur dans le cas d’une

stimulation photoélectrique laser continu ou impulsionnel (pas à l’échelle). ................................................ 172

Figure 4‐42. Schéma de la chaine d’inverseurs. .............................................................................................. 173

Figure 4‐43. Layout de la chaine d’inverseur et simulation du profil gaussien du spot laser. ........................ 173

Figure 4‐44. Simulation de l’effet de la SPL impulsionnelle du 64ème inverseur sur l’entrée (courbe du haut) et

la sortie (courbe du bas) de la chaine d’inverseurs avec une impulsion laser toutes les 50ns (fréquence du

laser = 20MHz) à partir de 50ns (courbe du haut). ......................................................................................... 174

Figure 4‐45. Zoom de la Figure 4‐45 autour de 50ns par rapport à l’impulsion laser. .................................... 174

Figure 4‐46. Chaine laser paramétrique amplifiée femtoseconde. ................................................................. 175

Figure 4‐47. Plateforme Méridian IV, DCG Systems. ....................................................................................... 175

Figure 4‐48. Zone de la structure comportant l’inverseur balayée par le laser. ............................................. 176

Figure 4‐49. Cartographies en fonction de la fréquence du signal d’entrée de la structure et pour un balayage

laser de 508µs/pixel à environ 18mW de puissance. ...................................................................................... 177

Figure 4‐50. Zone de la structure comportant la chaine de d’inverseurs balayée par le laser à l’objectif 20X

(gauche) et 100X (droite). ................................................................................................................................ 178

Figure 4‐51. Cartographie suite à une SPL de la chaine d’inverseurs.............................................................. 178

Figure 4‐52. Mesure du temps de propagation entre les deux portes logiques défaillantes. ........................ 179

209

Liste des tableaux

Tableau 1‐1. Valeurs théoriques du diamètre du spot laser de l’iPHEMOS Hamamatsu en fonction de la

longueur d’onde et de l’objectif. ....................................................................................................................... 29

Tableau 1‐2. Coefficients de Seebeck pour quelques couples de matériaux généralement utilisés en

microélectronique. ............................................................................................................................................ 38

Tableau 2‐1. Courants mesurés et simulés à puissance laser maximum en fonction de la longueur L du

transistor et de la tension de grille. ................................................................................................................... 63

Tableau 2‐2. Courants du transistor NMOS mesurés et simulés en fonction de l’état du transistor (bloqué ou

passant). ............................................................................................................................................................ 85

Tableau 2‐3. Courants du transistor PMOS mesurés et simulés en fonction de l’état du transistor (bloqué ou

passant). ............................................................................................................................................................ 88

Tableau 2‐4. Coefficients extraits à partir des mesures pour chaque objectif. ................................................ 90

Tableau 2‐5. Coefficients extraits à partir des mesures pour chaque objectif. ................................................ 92

Tableau 3‐1. Caractéristiques des objectifs. .................................................................................................... 110

Tableau 3‐2. Caractéristiques de l’amplificateur de l’iPHEMOS en fonction du monde sélectionné. ............ 112

Tableau 3‐3. Techniques de stimulation laser utilisée en fonction de la longueur d’onde du laser et du mode

d’utilisation de l’amplificateur. ....................................................................................................................... 112

Tableau 3‐4. Shmoo avec un dégradé de couleur en fonction du pourcentage de pixels fail. ....................... 134

Contribution à l’étude de la stimulation photoélectrique laser pour le développement de nouvelles

méthodologies d’analyse de défaillance

Les approches basées sur la stimulation thermique laser restent largement privilégiées par rapport à la

stimulation photoélectrique laser. Ceci est en partie du au fait que la stimulation thermique laser permet

dans la plupart des cas de pointer directement le défaut cherché (bien souvent l’élément le plus sensible). Ce

n’est pas forcément le cas en mode photoélectrique où de nombreuses structures sont sensibles bien

qu’elles ne présentent aucune anomalie. Les techniques à base de stimulation photoélectrique laser statique

sont donc peu employées. Un travail a ainsi été mené pour mieux appréhender les résultats obtenus dans le

cadre de la stimulation photoélectrique laser statique, mais aussi et surtout pour évaluer le potentiel de

cette technique pour des applications en laboratoire d’analyse de défaillance. Pour cela, dans un premier

temps des explications ont été apportées sur l’interaction du laser photoélectrique avec les dispositifs

élémentaires. La mise en application de techniques a ensuite été possible grâce au développement de

méthodologies flexibles et adaptables à chaque cas d’étude, qui sont maintenant intégrées dans le flot

d’analyse de défaillance. Enfin, les perspectives de la stimulation photoélectrique laser statique sont

présentées, notamment les techniques qui ont été développées suite à l’évolution des technologies, ainsi

qu’une étude originale révélant que le laser photoélectrique pourrait être utilisé comme outils de

caractérisation électrique (fiabilité des oxydes) en plus de son utilisation traditionnelle dédiée à la

localisation de défauts.

Mots clés : Analyse de défaillance, localisation de défauts, laser photoélectrique, stimulation laser,

interaction laser photoélectrique/silicium.

Contribution to the study of photoelectric laser stimulation for new failure analysis methodologies

development

Thermal laser stimulation based approaches remain widely privileged compared to photoelectric laser

stimulation ones. This is partly due to the fact that thermal laser stimulation allows in most of cases to

directly highlight the looked default (often the most sensitive element). This is not necessarily the case in

photoelectric mode where a lot of structures are sensitive although they do not present any anomaly.

Consequently static photoelectric laser stimulation based techniques are not often used. A work has thus

been led to better understand results obtained in the field of photoelectric laser stimulation, but also and

overall to estimate the potential of this technique for failure analysis laboratory applications. For that, some

explanations have first been brought about photoelectric laser interaction with elementary devices. The

implementation of techniques has then been possible thanks to the development of flexible methodologies,

adaptable to each study case, that are now integrated in the failure analysis flow. Finally, static photoelectric

laser stimulation perspectives are presented, notably techniques that have been developed following

technologies evolution, as well as an original study revealing that the photoelectric laser could be used as an

electrical characterization tool (oxide reliability) in addition to its traditional use dedicated to default

localization.

Keywords : Failure analysis, default localization, photoelectric laser, laser stimulation, photoelectric

laser/silicon interaction.

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