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Semestre 1 – TP Electronique Analogique
1
Travaux pratiques
Electronique Analogique
Semestre 1
SOMMAIRE
TP1 - DECOUVERTE DES APPAREILS DU LABORATOIRE .................................................... 2
TP2 : ETUDE DE L’AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL EN REGIME LINEAIRE .......................31
TP3 : AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL – APPLICATIONS NON LINEAIRES ........................41
TP5 : DIODES : CARACTERISTIQUES ET APPLICATIONS ..................................................45
TP6 : ALIMENTATIONS DE TENSION LINEAIRES ..............................................................52
TP7 : CARACTERISTIQUES DU TRANSISTOR BIPOLAIRE ..................................................63
TP8 : CARACTERISATION D’UN AMPLIFICATEUR EN CLASSE A .........................................69
Mini-projet
TP4 : GENERATEUR D’IMPULSION DE LARGEUR VARIABLE
TP9-10 : AMPLIFICATEUR AUDIO-FREQUENCE EN CLASSE LINEAIRE
Les sujets seront communiqués ultérieurement
Semestre 1 – TP Electronique Analogique
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TP1 - DECOUVERTE DES APPAREILS DU LABORATOIRE
Cette séance a comme premier objectif de faire de découvrir les appareils de base du
laboratoire et de rappeler quelques techniques et protocoles de mesures de base. Elle
présente deux parties :
- La partie 1 est centrée sur la fabrication de signaux, leur visualisation à l'oscilloscope
analogique puis leur caractérisation par la mesure de leur valeur moyenne et de leur valeur
efficace.
- La partie 2 est consacrée à l'étude expérimentale des quadripôles élémentaires RC et
CR, réponse harmonique, régimes transitoires ...
Remarque : Il est nécessaire de se référer aux nombreuses annexes fournies à la fin du
manuel. Elles fournissent des informations complémentaires importantes sur les
appareils et les méthodes de mesures, auxquelles il conviendra de se référer le plus souvent
possible.
L’annexe 1 décrit le fonctionnement de l’oscilloscope.
L’annexe 2 donne les caractéristiques les plus communes des générateurs de fonction.
L’annexe 3 rappelle les définitions de la valeur moyenne et de la valeur efficace.
L'annexe 4 millivoltmètre alternatif. dBmètre.
L'annexe 5 rappelle les méthodes de mesure de déphasage.
Semestre 1 – TP Electronique Analogique
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I Rappels sur les circuits linéaires. Exercices A PREPARER 1) Exercice
On considère le circuit de la figure 1 ci-dessus avec E = 15V ; R1 = 10kΩ ;
R2 = 100kΩ; R3 = 47kΩ ; R4 = 3kΩ et C = 4,7µF.
a) Pour t < 0 , l'interrupteur K est fermé. Que vaut la tension v(t) ?
b) A l'instant t = 0, on ouvre K. Etablir l'expression de v(t).
c) tracer v(t) pour 0,1s < t < 2s
Figure 1
2) Exercice
Calculer les valeurs moyennes et efficaces des signaux décrits dans la partie
expérimentale II.
3) Filtre passe-bas du premier ordre. Intégrateur.
On considère le circuit RC de la figure ci-contre, assimilé à un quadripôle réalisant un
traitement analogique sur le signal tension d'entrée u1(t) et donnant comme résultat le signal
tension u2(t).
Figure 2
Semestre 1 – TP Electronique Analogique
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a) Réponse harmonique
On applique e(t) = ê cos(ω.t) avec pulsation variable. On adopte la notation complexe.
Etablir l'expression de la fonction de transfert (isochrone) : H(jω) = U2(jw)U1(jw)
La mettre sous forme canonique (normalisée) : H(jω) = K
1 + j ww0
A.N. : R = 10kΩ et C = 10nF .
Quelle(s) est (sont) la (les) fréquence(s) de coupure à -3dB ? Nature du filtre, ordre ?
Tracer son diagramme de Bode et le diagramme asymptotique (Préciser la valeur des
pentes)
b) Réponse indicielle.
On considère e(t) = E. u(t) avec u(t) la fonction échelon unité de Heaviside et u2(t) = 0
pour t <0.
Etablir l'expression du signal u2(t)
Quelles sont ses valeurs aux instants t = τ, 3τ et 5τ ?
Montrer que le temps de montée (de 10% à 90% de l'excursion) s'écrit tr > 2,2 τ.
Etablir une relation entre tr et fc.
c) Intégrateur.
Un quadripôle effectuant une opération d'intégration sur un signal d'entrée ue(t) donne en
sortie us(t) = K ⌡⌠0
t. ue(τ) d τ.
Il peut être caractérisé par sa fonction de transfert qui s'écrit (notation symbolique ou
Laplace) : H(p) = Us(p)Ue(p) =
Kp .
Montrer que le circuit R-C réalise en régime harmonique ( p = jω ) une assez bonne
intégration sur toutes les harmoniques du signal appliqué au-delà d'une fréquence F1 telle
que F1 > 10.Fc .
Application : On considère ue(t), un signal carré alternatif (<ue(t)> = 0), d'amplitude E et
de fréquence fondamentale F0 >> F1.
Etablir l'expression de us(t) en particulier la valeur de son amplitude.
Semestre 1 – TP Electronique Analogique
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Complément : On donne le développement en série de Fourier d'un signal carré
t
X(t)
0
T/2
T
A
A
X t At t t
nn t
n( )cos cos cos . . .
( )cos( ) . . .
=− + +
+−
−− +
⎡
⎣
⎢⎢⎢
⎤
⎦
⎥⎥⎥
413
315
51
2 12 1π
ω ω ω
ω
4) Filtre passe-haut du premier ordre. Différentiateur.
On considère le circuit CR de la figure 3 ci-dessous assimilée à un quadripôle réalisant
un traitement analogique du signal sur le signal tension d'entrée u1(t) et donnant comme
résultat le signal tension u2(t).
Figure 3
a) Réponse harmonique.
Etablir l'expression de la fonction de transfert isochrone H(jω) = U2(jω)U1(jω) sous forme
canonique (normalisée).
A.N. R = 2,2kΩ et C = 0,1µF.
Tracer son diagramme de Bode et le diagramme asymptotique (Préciser la valeur des
pentes)
Quelle(s) est (sont) la (les) fréquence(s) de coupure ? Nature du filtre, ordre ?
b) Différentiateur.
Un quadripôle effectuant une opération de différentiation sur un signal d'entrée ue(t)
donne en sortie us(t) = K ddt ue(t) Il peut être caractérisé par sa fonction de transfert qui
s'écrit : H(p) = Us(p)Ue(p) = K p.
Montrer, d'après l'étude harmonique, que le circuit C-R réalise une différentiation sur
toutes les harmoniques du signal de fréquence inférieure à F1 telle que F1 < Fc/10.
Semestre 1 – TP Electronique Analogique
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Application : Pour différentier un signal périodique ue(t) est de période T0 (de
fréquence fondamentale F0), pouvant avoir une valeur moyenne non nulle, celui-ci devra
avoir l'ensemble de ses harmoniques différentiées, c'est à dire avoir la borne supérieure de
son support spectral inférieure à F1.
Malheureusement son spectre pourra présenter une infinité de raies qui ne pourront
pas toutes être différentiées. Certaines (les basses fréquences) seront différentiées alors que
d'autres (les hautes fréquences) dans la bande passante du filtre passe-haut seront
transmises.
Cependant si leur amplitude décroît, on peut raisonnablement les négliger au-delà d'un
certain rang N selon un critère arbitraire qui conditionnera la qualité de la différentiation.
Exemple : Différentiation d'un signal ue(t) triangulaire alternatif (<ue(t)> = 0),
d'amplitude E et de fréquence fondamentale F0 << F1 .
D'après le développement en série de Fourier, voir complément plus loin, on voit que
l'amplitude des harmoniques décroît en 1/(2k+1)2 , 2k+1 étant leur ordre.
Question : Combien d'harmoniques faut-il considérer pour prendre en compte 99% de
l'énergie du signal ?
Pour répondre on utilise le théorème de Parseval (somme des puissances) qui dit que :
U2eff = U2
0eff + U21eff + U2
2eff + ..... U2neff + ....
avec ici : U0 = <Ue(t)> = 0
D'où l'équation U Uieff eff
N2 2
1
0 99>∑ , qui permet de déterminer le rang N des raies
significatives avec l'aide d'une calculette. En déduire N.
Conclusion : Pour différentier correctement le signal triangulaire alternatif avec la
circuit CR de la figure 2, il faut que son fondamental F0 soit tel que : N.F0 < F1 soit F0 <
Fc/(10.N)
Etablir alors l'expression de us(t) en particulier, déterminer la valeur de son amplitude.
Complément : Développement en série de Fourier d'un signal triangulaire
t
X(t)
0
T
A
X t At t t
nn t
( )cos cos cos ...
cos ...=
+ + +
+ +
⎡
⎣
⎢⎢⎢⎢
⎤
⎦
⎥⎥⎥⎥
819
3 125
5
12
2
π
ω ω ω
ω, n impair
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II Travaux pratiques : Caractérisation expérimentale des signaux.
Pour chaque forme d'onde des signaux tensions proposés :
- signal sinusoïdal alternatif : A = 4 V, moyenne nulle V0 = 0
- signal sinusoïdale non alternatif A = 4V ; V0 = 3V
U
V0 A
A
0 T/2 T t
A: amplitude crête
A = 3 V
Vo = 0 V
- signal train d'impulsions carrées positive. Pour le rapport cyclique α on prendra α=25%
par exemple (ou une autre valeur car sur certain GBF α = 25% n'est pas réalisable).
TH
0 αT T
U
A
t
A = 8 V
α = 0,25
a) Fabriquer le signal avec les générateurs disponibles. Vérifier l'allure de la forme
d'onde, sa fréquence… à l’aide de l’oscilloscope.
b) Mesurer : sa valeur moyenne Umoy = Uavg, sa valeur efficace Ueff = URMS à l’aide des
différents voltmètres disponibles, et avec l'oscilloscope. pour les fréquences f= 1kHz et f =
100kHz.
Calculer les valeurs Umoy et Ueff théoriques
c) Consigner les mesures dans un tableau compléter par les valeurs théoriques.
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Discussion.
Les appareils utilisés sont-ils adaptés au signal mesuré ?
Sinon, quelle grandeur mesurent-ils ?
Commenter les résultats en fonction du choix du calibre, de la bande passante de
l’appareil de mesure, ainsi que du niveau du signal issu du générateur.
Complément (Mesure facultative) : Certains appareils disposent d'une échelle en dB
pour les valeurs efficaces (voir annexe 4).
Mesurer en dBu (ou dBV) la valeur efficace du signal à la fréquence 1kHz. Compte tenu
de la valeur mesurée au §1 quelle est la tension U0 de référence et l'impédance de référence
R0 de l'appareil.
III Etude des circuits RC et CR. Dans cette partie nous allons mettre en évidence expérimentalement quelques
propriétés des circuits RC et CR étudiées dans la préparation théorique, partie I
1) Filtre du premier ordre : circuit R-C
Le circuit est représenté sur la figure ci-dessous, avec R = 10kΩ et C = 10nF.
a) Réponse harmonique.
Faire le câblage avec U1 délivrée par le générateur sinusoïdal (GBF). Connecter
l'oscilloscope en bicourbe sur U1 et U2, le dBmètre en U2.
Observer U2 en balayant rapidement la fréquence pour connaître la nature du filtre,
en déduire la zone où l'amplitude est constante.
Repérer grossièrement la fréquence de coupure à partir de laquelle U2 varie.
Vérifier que U1 est constante (en amplitude). Cette évaluation rapide va permettre de
choisir les échelles en amplitude et en fréquence du plan de Bode pour par exemple placer Fc
dans la 2ème décade du papier semi-log.
Repérer aussi HdB max.
Effectuer les mesures nécessaires au tracé des courbes de réponse de gain de phase.
Semestre 1 – TP Electronique Analogique
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Remarque : Choisir des fréquences en progression géométriques (répartition linéaire
en échelle log) et avec peu de points dans les zones où l'amplitude varie peu, mais plus
autour de Fc de façon à avoir une courbe précise mais pas trop longue à construire. Aller au
moins à une décade au-delà de Fc (10xFc)
Détermination de Fc
Tracer le diagramme de Bode.
Prendre une échelle en dB de l'ordre de 2 dB/cm (ou 1 dB) pour que la courbe ne soit
pas trop écrasée mais qu'elle tienne sur le papier jusqu'à 1 ou 2 décades au-delà de Fc.
Comparer les résultats avec l'étude théorique.
b) Réponse temporelle.
• Comportement intégrateur : u1(t) est un signal carré alternatif (<ue(t)> = 0), avec
U1,pp = 20 V (valeur peak to peak, ou crête à crête) de fréquence fondamentale F0 >> F1
Relever les oscillogrammes u1(t) et u2(t). Comparer à la théorie.
• Filtrage
On choisit le même signal avec une fréquence fondamentale F0 à l'intérieur de la bande
passante du filtre R-C ( F0 < Fc). F0 = Fc/3; une partie des harmoniques sont dans la bande
passant les autres sont atténuées. On n'a plus un signal intégré mais un signal dont les
fronts sont allongés (hautes fréquences filtrées).
Choisir F0 telle que le régime transitoire ait le temps de s'achever (T > 5RC). Mesurer
le temps de réponse tr (temps nécessaire pour passer de 10% à 90% de l'excursion).
Comparer à la valeur tr = 0,35Fc caractéristique d'un circuit du premier ordre.
Conclusion.
2) Circuit C-R
Le circuit est celui de la figure ci-dessous avec R = 2,2kΩ et C = 0,1µF.
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a) Réponse harmonique.
Effectuer les mesures nécessaires au tracé de la réponse harmonique sur un diagramme de
Bode.
b) Réponse temporelle. Différentiateur.
u1(t) est un signal triangle alternatif (<u1(t)> = 0), avec U1,pp = 20 V(valeur peak to peak, ou
crête à crête) de fréquence fondamentale F0 = F1/N .
Relever les oscillogrammes u1(t) et u2(t). Comparer à la théorie.
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Annexe 1 : Oscilloscope
I Principe 1° Système de visualisation
Les courbes sont visualisées sur l’écran d’un tube cathodique qui devient lumineux au point
d’impact d’un faisceau d’électrons.
Ce tube cathodique se compose de 3 parties essentielles :
- Le canon à électrons, comportant lui-même :
une cathode (K) émettant les électrons ;
une électrode de commande du flux d’électrons, le Wehnelt (W) (modulation de l’intensité
su spot ou réglage Z) ;
- Un système de focalisation (réglage « focus » ou « concentration » pour rendre la trace la
plus fine possible, et sur certains appareils réglage « astigmatisme » pour corriger les aberrations
du faisceau).
- Les plaques de déflexion (horizontale et verticale).
L’écran (E) recouvert d’une couche luminescente transformant l’énergie cinétique des électrons en
énergie lumineuse. L’écran comporte un graticule gradué qui permet de faire des mesures
quantitatives.
2° Signaux appliqués
Les signaux sont des tensions et l'appareil est un voltmètre d'impédance d'entrée de 1 MΩ
associée à une capacité parallèle de 10 à 30 pF.
Si on utilise une sonde réductrice 1/10 extérieure (voir annexe 2), celle-ci divise par 10 la tension
mesurée en amont et présente pour le montage testé une impédance 10 fois plus grande soit 10
MΩ // 13 pF (en tenant compte de la capacité du câble de liaison sonde-oscilloscope), le voltmètre
est meilleur car il prélève un courant très faible.
Si on utilise pour connecter l'oscilloscope au montage un câble coaxial d'environ 1 m, celui-ci par
son blindage protège contre des signaux parasites éventuels qui ne sont plus captés par effet
capacitif (utile lorsqu'on travaille sur des signaux faibles) mais a l'inconvénient de rajouter sa
capacité (cylindrique) d'environ 100 pF en parallèle sur les 30 pF et 1 MΩ propres à l'oscilloscope.
3° Visualisation verticale
Un tube cathodique comporte un canon à électrons émettant un faisceau fin qui frappe l'écran
luminescent ce qui donne un spot au point d'impact.
Ce faisceau est dévié par deux systèmes de plaques alimentées par paire par une différence de
potentiel pouvant atteindre une centaine de Volts.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
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La paire horizontale permet la déviation verticale.
La paire verticale permet la déviation horizontale.
Il y a proportionnalité entre la différence de potentiel et la déviation du spot.
En vertical on applique la tension d'entrée VA(t) amplifiée donc la déviation est y = KY.VA(t)
KY est réglable par les boutons de sensibilité verticale par plots (calibres fixes) et aussi
continûment par un réglage fin (vernier). En position calibrée (vernier bloqué), on lit directement
la sensibilité en V/division ou mV/div.
Avec un signal nul à l'entrée le spot n'est pas forcément centré, on ajoute une tension continue
avant l'amplification verticale pour décaler le spot (cadrage Y), ce qui permet de fixer la référence
(O V) où l'on veut (ex : - 3 div, 0 div ...).
4° Balayage horizontal
Pour avoir l'image de VA(t) en fonction du temps, un signal en forme de rampe VX(t) est appliqué
en horizontal X(t) = KX.VX(t) avec VX(t) = α.t.
VX
Vmax
T1 T2
Balayage Attente
Retour du spot
t
L
a durée de la rampe T1 est réglable par calibre (base de temps) mais aussi continûment (vernier),
Vmax étant constant, ainsi sa pente α = Vmax/T1 est réglable.
Pendant le balayage horizontal, la déviation X(t) est proportionnelle au temps donc on peut
graduer X en s, ms ou µs par division suivant une échelle réglable avec le calibre de la base de
temps.Ce calibre est connu si le vernier est bloqué donc dans toutes mesures en absolue, on
vérifiera que les verniers concernés sont en position bloquée.
A l'instant t = 0, le spot est à gauche de l'écran (début du balayage), à t = T1, le spot est à droite (fin du balayage). Entre 0 et T1 le spot se déplace de gauche à droite, le signal y(t) est visualisé. Entre T1 et T2, le spot se déplace rapidement de droite à gauche (retour) mais est effacé par une
tension négative forte appliquée sur le Wehnelt du tube cathodique qui bloque l'émission
d'électrons. Ainsi on ne voit pas de courbe en surimpression au retour du spot.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
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Le spot peut repartir immédiatement (TH = T2) en balayage relaxé ou bien attendre un ordre
(déclenchement) donné par le système de synchronisation à l'instant TH > T2 en balayage
synchronisé.
Il est aussi possible de décaler la courbe en horizontal grâce au cadrage X.
On peut aussi multiplier KX (donc Vmax) par 5 ou 10 (expansion) et ainsi dilater en X le signal.
Il est aussi possible de faire dévier le spot en horizontal par un signal (autre que celui de la Base
de Temps) appliqué sur l'entrée X de l'oscilloscope en mode XY.
II Visualisation de signaux périodiques 1° Balayage relaxé
Vy(t)
VD
Vx
Balayage
synchronisé
Vx
Balayage
relaxé
1
2 Figure obtenue
sur l’écran 3
1 4
2
4
1
3
2
5
5
La synchronisation (voir synoptique) étant en mode automatique et si aucun signal n'est appliqué
sur l'oscilloscope aucun top de synchro n'est délivré, la logique de contrôle décide alors de faire
Semestre 1 TP Electronique Analogique
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fonctionner la base de temps en relaxé (T2 = TH), le balayage a lieu en permanence. On visualise
une ligne droite horizontale, ce qui permet de faire les réglages de focalisation, cadrage X, zéro Y.
On pourra appliquer (voir pratique) un signal de forme quelconque (sinusoïde, rectangle, triangle)
délivré par un générateur sur l'entrée A de l'oscilloscope de fréquence moyenne (1000 Hz). Si
aucun top de synchro n'est détecté (mauvais réglage par exemple) le balayage est relaxé. On peut
observer une trace fluctuante occupant plus ou moins l'écran si la voie A a été choisie en couplage
d'entrée DC ou AC. (la position gnd applique O V à l'entrée sans être obligé de débrancher le
signal).
On peut déjà dans ces conditions prérégler le calibre vertical pour que le signal ne sorte pas trop
de l'écran en partant des sensibilités grossières (10 V/div) et en augmentant celle ci (KY
augmente) pour faire apparaître le signal sur quelques divisions. Ensuite il faut obtenir une image
stable, ce qui n'est pas possible en balayage relaxé car la période du balayage n'est pas un
multiple ou sous-multiple entier de la période T du signal du générateur puisque les deux
oscillateurs (générateur et BT de l'oscilloscope) sont indépendants.
Chaque balayage donne une image décalée de la précédente.
2° Base de temps synchronisée
Quand le balayage est synchronisé sur le signal à observer (la source de synchronisation choisie
convenablement (voie A ici), le niveau de déclenchement correct, le filtre adapté, le balayage
repart à un point homologue de l'instant 0, ainsi la 2ème courbe tracée se superpose exactement à
la 1ère, ceci étant dès lors valable pour tous les balayages suivants.
Par suite de la persistance rétinienne, l'oeil observe sur l'écran le parcours du spot qui est
maintenant fixe, l'image est stable.
Le fonctionnement du circuit de synchronisation peut être analysé sur le synoptique. Le signal
sélectionné par la source est appliqué à un comparateur de tension qui donne en sortie un signal
logique, puis un top autorisant le démarrage du spot. Sur l'autre entrée du comparateur une
tension continue VD est appliquée, réglable par un potentiomètre (level ou niveau de synchro). Si
cette référence VD se situe entre le min et le max du signal VY(t), il y aura un top à chaque
franchissement (montant ou descendant) du seuil par VY(t), le top fourni après T2 à l'instant TH
fera démarrer à nouveau le balayage à un instant homologue de l'instant O, ce qui donnera TH =
n.T et la stabilisation de l'image. La base de temps est synchronisée sur le générateur.
En mode automatique, la présence des tops permet à la logique de contrôle de passer (après
quelques ms) en position déclenchée. Selon le type d'oscilloscope, le seuil est encore réglable ou
Semestre 1 TP Electronique Analogique
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bien fixé soit au milieu du signal ou entre le min + 10 % et le max - 10 % de VY(t) (mode peak to
peak) pour obtenir toujours un top de synchro quel que soit le "level".
En mode normal (manuel), la position "déclenché" est forcée, le balayage relaxé n'est plus
possible : soit le balayage est synchronisé si les réglages sont bons ou soit le balayage n'a pas
lieu, le spot est en attente à gauche de l'écran et effacé. Tout top de synchro fait démarrer le
balayage. Ce mode est utile dans les cas difficiles où le mode automatique fonctionne mal et pour
des signaux fugitifs non périodiques.
Dans ce dernier cas, l'oscilloscope à mémoire est très utile voire obligatoire pour capter un
phénomène qui ne se produit qu'une fois et éventuellement aléatoirement.
Quand le signal est de période grande, même si les tops apparaissent régulièrement mais peu
fréquemment, le mode automatique les ignore et le balayage est relaxé, le mode normal
(déclenché forcé) permet alors la synchronisation.
III Visualisation de plusieurs signaux 1° Bicourbe
On peut visualiser en même temps 2 signaux appliqués aux entrées A et B alors que le tube ne
comprend qu'un système de plaques de déviation verticale.
L'ampli Y est attaqué via un commutateur par A ou B non pas d'une manière fixe pour visualiser la
voie A ou la voie B séparément mais en commutation rapide en mode bicourbe (dual ou both).
En bicourbe, le commutateur peut fonctionner en mode alterné ou bien en mode découpé
(choppé).
En mode alterné, la commutation se fait alternativement à chaque balayage ; par exemple voie A
pour les balayages impairs et voie B pour les balayages pairs. Les courbes A et B ne sont affichées
qu'une fois sur deux. Si la persistance rétinienne le permet on observe ainsi les 2 courbes sur le
même écran. Mais aux balayages lents, un clignotement apparaît plus tôt car chaque courbe est
affichée 2 fois moins souvent qu'en mode simple trace.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
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En mode découpé, le commutateur est actionné très rapidement pendant le balayage, chaque
courbe est en pointillé. Au balayage suivant le pointillé est plus ou moins décalé du précédent, ce
qui fait qu'en moyenne il n'apparaît plus sauf si exceptionnellement aux balayages rapides la
fréquence de découpage est un multiple entier de la fréquence du balayage.
En conclusion il est conseillé de choisir le mode alterné aux balayages rapides et le mode découpé
aux balayages lents. Certains oscilloscopes ne laissent d'ailleurs pas le choix, le passage d'un mode
à l'autre est automatique selon la vitesse de balayage.
2° Déphasage
La mesure d'un déphasage n'est possible qu'entre 2 signaux de même fréquence, en principe
sinusoïdaux.
Sur le montage suivant le déphasage entre U1(t) et U2(t) dépend de la fréquence.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
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R
C
Quel que soit le mode (alterné ou découpé), il faut choisir une source de synchronisation qui ne
commute pas d'un balayage à l'autre pour avoir toujours la même référence temporelle au début
du balayage.
Ceci interdit d'utiliser le mode alterné de la synchronisation sur certains appareils (mode I/II ou
bien vert mode), sinon le spot démarrerait sur le niveau (level) commun aux 2 signaux et ceux-ci
sembleraient être plus ou moins en phase.
A B
Φ
0 9
Pour observer en correspondance temporelle plus de 2 signaux, on en choisit un comme référence
et source de synchronisation en le laissant toujours à l'écran, puis sur l'autre voie on applique
successivement les autres signaux qu'on relève en correspondance temporelle avec le signal de
référence.
IV Autres sources de synchronisation et filtres Si on travaille sur des signaux liés au secteur (50 Hz EDF), on peut choisir comme source le
réseau (line) ce qui donnera une référence stable.
Si on travaille sur des signaux faibles provenant d'un générateur, on peut utiliser comme source de
déclenchement la sortie synchro (ou TTL) du générateur qui donne un signal carré puissant et
stable qu'on applique sur l'entrée synchro extérieure de l'oscilloscope.
Il est possible de filtrer contre les perturbations le signal de synchronisation en choisissant un couplage AC ou un filtre passe-bas (élimination des parasites HF) ou passe-haut (élimination des
U 1 U 2
Semestre 1 TP Electronique Analogique
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ronflements BF). Pour les signaux spéciaux vidéo-fréquence (TV), un filtre passe-bas permet de synchroniser sur les tops trames du signal vidéo (période 20 ms).
V Couplage des entrées Sur chaque entrée (A ou B) et pour la source de synchro, il est possible d'éliminer la composante continue du signal par la mise en série d'un condensateur (couplage AC : composante alternative). Sinon en couplage DC (direct), le signal complet passe.
DC
AC
gnd
Yu(t)
Le couplage AC permet d'observer une ondulation faible perchée sur une composante continue
forte en augmentant la sensibilité sans que la trace sorte de l'écran.
Le passage AC ∧ DC permet de mesurer la composante continue du signal. Cependant en AC le
condensateur associé à la résistance d'entrée de l'oscilloscope constitue un filtre passe-haut de
fréquence de coupure basse mais non-nulle. Il apporte en conséquence un déphasage en
sinusoïdal basse fréquence et déforme aussi les signaux carrés BF par dérivation.
Aussi, si possible, on utilisera le couplage DC, le zéro étant réglé auparavant (position gnd) à une
position adéquate. Dans les relevés en couplage DC, on notera toujours cette position du O, en
couplage AC c'est inutile.
De même lors de relevés en XY, si le couplage des entrées est DC, il faut noter l'origine du plan
qu'on ajustera à une position adéquate (couplage gnd des entrées X et Y).
Masse et Terre pour l’Oscilloscope
En pratique les oscilloscopes classiques n'ont pas d'entrées différentielles, c'est à dire que
toutes les entrées (A, B, X, synchro, ext) ont leur point froid commun (blindage (le socle)de la
prise) coaxiale BNC appelé abusivement masse de la prise) relié à la carcasse de l'appareil elle-
même reliée à la terre.
Il ne faut pas perdre de vue ce point pour éviter de faire des court-circuits sur les montages en
reliant par exemple le point froid (masse de la sonde ou du câble de liaison) de la voie A en un
point du montage et le point froid de la voie B en un autre point.
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Annexe 2 : Générateur de fonctions
I Ondes produites Un générateur de fonction produit en son coeur un signal triangulaire périodique. A partir de ce
dernier, on obtient un signal rectangulaire (par exemple par passage dans un comparateur à
hystérésis de type bascule de Schmitt) ou bien un signal sinusoïdal par passage dans un
conformateur à diodes ou à transistors à effet de champ.
On dispose ainsi en sortie du générateur un signal au choix, triangulaire, rectangulaire ou
sinusoïdal de même fréquence réglable de qq 1/10 Hz à plusieurs MHz selon l'appareil.
II Niveau de sortie L'amplitude crête à crête du signal est réglable continûment dans un rapport de plus de 10, le
niveau maximum de sortie est de l'ordre de 20 Vcàc à vide. L'impédance interne (impédance de
sortie) du générateur est couramment de 50 Ω. On peut obtenir un signal plus faible (divisé par 10
(- 20 dB) ou plus) par action sur un commutateur ou bien sur une autre sortie atténuée (de - 30
dB par exemple). Il est possible d'ajouter une tension continue (positive ou négative) (offset) au
signal alternatif grâce à un bouton de décalage.
III Rapport cyclique Le rapport cyclique du signal est aussi variable sur certains appareils : α = TH/T (rapport
cyclique à l'état haut)
U(t)
TH
T
Si ce rapport n'est pas calibré à 0,5 le signal sera dissymétrique voire déformé en sinusoïdal.
IV Sortie synchro Une autre sortie dite sortie de synchronisation fournit un signal rectangulaire aux normes TTL
(niveau "0" (0 V), niveau "1" (3 V)) de même fréquence (déphasage constant) que le signal utile.
Son amplitude étant constante, il peut servir à synchroniser l'oscilloscope sur le générateur,
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 20 -
quelles que soient les fluctuations ou parasitages des signaux observés sur les entrées de
l'oscilloscope.
En plus en connectant un fréquencemètre sur cette sortie, on mesure la fréquence du générateur
avec une précision bien meilleure que celle du cadran gradué.
V Autres commodités Certains générateurs plus performants ont la possibilité d'être modulés en amplitude par un
signal extérieur (ou interne). Ils peuvent aussi voir leur fréquence varier (wobulation) linéairement
avec un signal extérieur injecté sur l'entrée "sweep" (balayage ou VCO IN) ou bien avec un signal
interne triangulaire d'amplitude et de fréquence basse variables.
Générateurde
triangleFréquence
variable
Conformateursinus
Triggerde
Schmitt
Rapport cycliquevariable
+
Décalage
Réglaged'amplitude
PorteTTL
Sortiesynchro.
Sortiedirecte
Sortieatténuée
VI Remarques sur la masse Les sorties du générateur sont fournies par des prises coaxiales type BNC possédant un point
"chaud" (pin centrale) et un point "froid" (socle métallique).
Le socle de la prise appelé "masse" peut être ou non relié électriquement au châssis de l'appareil,
le dit châssis est relié à la borne de terre de l'appareil disponible sur la fiche d'alimentation
secteur.
Si on veut déconnecter la masse d'un appareil (à masse non-isolée) de la terre de l'établissement
(et donc de la masse d'autres appareils reliés sur ce même réseau), il faut employer un adaptateur
secteur à 2 pôles sans terre ou bien choisir directement un appareil à sortie flottante (masse isolée
de la terre).
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 21 -
Annexe 3 : Valeur Moyenne – Valeur Efficace
I Valeur moyenne 1° Définition
a) Composante continue
Pour un signal de période T, la valeur moyenne ou composante continue est :
U u tT
u t dtmoy
T
= = ∫( ) ( )1
0
U
Umoy
0 Tt
A l'oscilloscope, la ligne Umoy correspond à un équilibre de surfaces et n'est pas forcément à mi-
chemin entre umax(t) et umin(t). u(t) est le signal complet (mode DC) avec une éventuelle
composante continue.
b) On définit la composante alternative uAC(t) du signal par différence :
uAC(t) = u(t) - Umoy
On remarque immédiatement que : < uAC(t) > = 0.
Le comportement de la composante continue dans les circuits électriques est celui d'une tension
continue.
On rappelle en particulier que le courant continu traversant un condensateur est nul donc la valeur
moyenne de ce courant en régime permanent périodique est nulle.
2° Techniques de mesure
a) A l'oscilloscope
L'entrée d'une voie verticale est couplée au signal injecté par un commutateur à 3 positions
DC/AC/gnd.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 22 -
En position DC (ou ≅), le signal complet u(t) est visualisé, la référence 0V peut être faite en court-
circuitant l'entrée de l'ampli à la masse (gnd).
En position AC (∼), un condensateur en série bloque la composante continue et seule la
composante alternative uAC (t) est visualisée (correctement si la fréquence du signal est supérieure
à qq 10 Hz.).
Umoy = u(t) - uAC (t)
Il suffit alors de visualiser le signal en position AC, de commuter en DC et de mesurer la remontée
(ou redescente) en vertical de l'image, cette variation lors du passage AC → DC donne la valeur
moyenne.
DC [U(t)]
AC [U∼(t)]
Umoy
DC
AC
gnd
Yu(t)
b) Avec des voltmètres (ou ampèremètres)
Un appareil magnétoélectrique à aiguille donne directement Umoy.
Un appareil numérique en position DC donne aussi Umoy.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 23 -
II Valeur efficace 1° Définitions
La valeur efficace d'un signal T périodique u(t) ou valeur RMS (Root Mean Square) est :
UT
u t dt
U u t
RMS
T
RMS
=
=
∫1 2
0
2 2
( )
( )
De même pour l'ondulation, sa valeur efficace est :
UT
u t dtAC
T
RMS AC= ∫1 2
0
( )
Démontrer que : U U URMS moy ACRMS
2 2 2= +
URMS valeur efficace du signal complet
Umoy valeur moyenne du signal
UACRMS valeur efficace de la composante alternative du signal
2° Voltmètres alternatifs
Un voltmètre alternatif (~ ou AC) est insensible à la valeur moyenne du signal mais uniquement
à sa composante alternative uAC (t) dont il va évaluer l'énergie.
a) Un voltmètre RMS (ou valeur efficace vraie) donne URMS ou UACRMS quelque soit la
forme du signal (dans certaines limites de son facteur de crête cependant). Un voltmètre à aiguille de type ferromagnétique donne aussi URMS ainsi qu'un appareil à
thermocouple puisqu'il est sensible directement à l'énergie totale du signal.
b) Voltmètre à valeur efficace approchée Beaucoup d'appareils alternatifs (position ~) donnent la valeur efficace vraie de la composante
alternative d'un signal (UACRMS) si celle-ci est sinusoïdale mais commettent des erreurs sur des
formes différentes.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 24 -
Certains fonctionnent sur le principe suivant :
* 1,11
Valeur affichéeUaff
Filtragepasse-bas
Redressementbialternance
Amplification
Calibres
u
|u|
Le redressement bialternance prend la valeur absolue de uAC (t) et la valeur affichée est :
U u t u taff AC AC= =π
2 2111( ) . ( )
c) Performances
Il faut d’abord savoir quel type de grandeur un appareil mesure : la valeur moyenne d’un signal,
sa composante alternative, la valeur efficace totale, celle de la composante alternative.
Dans ces derniers cas, mesure-t-il la valeur efficace vraie (URMS ou UACRMS) donc la valeur efficace
quelle que soit la forme du signal, ou une valeur efficace approchée du type Uaff ≠ UACRMS?
Dans tous les cas, le résultat est-il fiable (comparaison avec les prévisions théoriques) ? Sinon,
dépend-il du calibre utilisé (ce qui impliquerait une saturation de l’amplificateur interne par les
crêtes du signal) ?
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 25 -
Annexe 4 : Millivoltmètre alternatif – dBmètre
Le millivoltmètre alternatif est un appareil électronique qui mesure la composante
alternative d'un signal même très faible et de fréquence quelconque entre qq Hz et 2 ou 10 MHz
selon sa bande passante. Certains (RMS) donne la valeur efficace vraie de cette composante
alternative de forme quelconque. D'autres plus simples sont gradués en valeur efficace de la
composante alternative sinusoïdale (Fig. 1).
AMPLI.alternatif
Masse
EntréeAtténuateur
d'entrée
Commutateurde gamme
Détecteur d'amplitudeconversion alternatif continu
v
dBm
Cadran
sortie ampli
Fig. 1 Voltmètre alternatif simple
1° Fonctionnement Les tensions même très faibles sont amplifiées par un amplificateur dont on règle le gain par le
commutateur de calibres. Le signal alternatif de sortie peut être exploité sur un oscilloscope ou
bien un casque d'écoute mais surtout il est de niveau suffisant pour être redressé (prise de la
valeur absolue) et filtré donc converti en une tension continue proportionnelle à l'amplitude de la
sinusoïde Um. Le cadran est gradué en valeur efficace Um
2.
La mesure en Veff n'est donc valable que pour un signal sinusoïdal, sinon selon la forme du signal il
faut multiplier par un coefficient tenant compte du facteur de forme de ce signal. Les appareils
RMS (Root Mean Square) ont un système de détection plus performant de type quadratique et
donne pour beaucoup de signaux la valeur efficace vraie.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 26 -
Certains permettent en plus d'obtenir la valeur moyenne du signal alternatif uAC(t) redressé soit 2 Um/π pour un signal sinusoïdal (pas la valeur moyenne du signal de départ u(t)).
u(t) = Umoy + uAC (t)).
2° Le décibel Les appareils précédents mesurent les tensions en Veff (ou mVeff) mais aussi en dBu ou dBV. Le
décibel (dB) est une unité relative logarithmique qui donne le rapport de deux puissances par
exemple.
GdB = 10 log(P2/P1)
On évalue ainsi le gain d'un amplificateur GdB avec :
P2 : puissance fournie à la charge par l'amplificateur
P1 : puissance injectée à l'entrée de l'amplificateur par une source
Si l'impédance de charge Z0 est la même que l'impédance d'entrée de l'ampli, on obtient :
P U Zeff2 22
0= P U Zeff1 1
20=
d'où pour les tensions :
( )G U UdB eff eff= 20 2 1log
On constate que GdB est le même qu'avec le calcul en puissance. Même si les impédances d'entrée
et de la charge ne sont pas identiques, on écrira que le gain dB en tension est :
( )12dB UUlog20G =
U1 et U2 étant toutes deux évaluées en valeur efficace, ou en valeur crête, ou en valeur crête à
crête.
3° Mesures en absolu Au lieu d'utiliser le Watt pour les puissances ou le Volt pour les tensions, on pourra utiliser en
absolu le dB si on se donne une référence de puissance ou de tension.
En acoustique, P0 est la puissance (par unité de surface) du seuil d'audition de l'oreille moyenne. Ainsi chaque intensité sonore est donnée en dB par :
IdB = 10 log(P/P0)
En électronique (en HF en particulier) , on utilise le dBm (dB milliWatt)
UdBm = 10 log(P/P0) avec P0 = 1 mW
Selon l'impédance de travail les tensions ne seront pas les mêmes pour un même UdBm.
Exemples
Zo = 600 Ω O dBm √ 1 mW √ 0,775 Veff
Zo = 50 Ω O dBm √ 1 mW √ ?
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 27 -
Zo = 75 Ω 0 dBm √ 1 mW √ ?
Pour s'affranchir des problèmes d'impédance et mesurer les tensions en dB, on choisit une référence de tension et non plus de puissance.
UdBu = 20 log(Ueff/U0) avec U0 = 0,775 Veff
UdBV = 20 log(Ueff/U0) avec U0 = 1 Veff
UdBµV = 20 log (Ueff/U0) avec U0 = 1 µVeff
Ainsi pour un amplificateur de gain GdB (ex 30 dB), le signal d'entrée valant U1dB = - 50 dBu, la
sortie vaut alors :
U2dBu = -20 dBu.
U2dBu = U1dBu + GdB
alors qu'en arithmétique :
U2 = G.U1
Lecture au dBmètre :
Pour mesurer une tension en dBu (ou dBV) directement sur le dBmètre il faut faire la somme algébrique des dB lus sur le cadran gradué et du chiffre en dB sélectionné par le commutateur. Entre 2 plots consécutifs du commutateur de gammes l'écart est de 10 dB, on passe donc pour les
pleines échelles en V de 10 à 3,16.
L'impédance d'entrée de ces appareils est souvent de 1 MΩ // 30 pF. On ne pourra cependant pas
utiliser une sonde 1/10 comme pour un oscilloscope car outre le fait qu'il faudrait rajouter 20 dB à
la mesure, on ne peut pas calibrer facilement la sonde par un signal carré.
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 28 -
Annexe 5 : méthodes de mesure de déphasage
1) Classique La mesure du déphasage U2(t)/U1(t) = arg (H(jω)) se fera à l'oscilloscope en bicourbe et non pas
en Lissajou (mode XY) (voir les raisons plus loin).
U2(t) et U1(t) seront débarrassées de toute composante continue éventuelle grâce à la position AC
des voies A et B (attention en basses fréquences, mettre les deux voies en AC ou pas du tout).
Faire les zéros des voies A et B au milieu de l'écran (position gnd) en jouant sur les décalages
verticaux à cet effet.
Synchroniser l'oscilloscope sur la voie en avance de phase par rapport à l'autre (ex voie A).
Faire démarrer le spot de la voie A (celle en avance) au passage par zéro montant de la sinusoïde
(synchro sur position +) en jouant sur le seuil de synchro de l'oscilloscope en mode manuel (non
automatique).
Décalibrer la base de temps pour obtenir une demi-période de sinusoïde sur 9 div (méthode des 9
carreaux). Ainsi une règle de trois simple nous donne 20°/div.
Appliquer le signal B (toujours en position AC), le zéro montant se produit après celui de A, il suffit
de lire l'écart en ° directement. Cette méthode de règle de trois sur l'écran est valable même si la
1/2 période fait x div qui correspondront toujours à 180°.
2) Oscilloscope Métrix 8020 etc… Ces oscilloscopes offrent la possibilité d'une mesure automatique du déphasage (menu Measure
sous l'écran). Il convient d'être prudent par rapport à la signification à donner à la mesure (Se
référer au manuel constructeur). Méthode déconseillée.
Une mesure sans ambiguités peut être faite par l'intermédiaire de curseurs. Sélectionner dans le
menu Curs le sous-menu . Sélectionner successivement les curseurs C1 puis C2 pour les
AB
Φ
0 9
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 29 -
positionner sur une période du signal de référence (au passage à 0), le déplacement de C3 donne
la mesure. L'oscilloscope fait la "règle de trois"; c'est la même méthode qu'au §1 en définitive.
3) Déphasage en Lissajou L'oscilloscope travaille en XY : U1(t) sur la voie X (horizontale) par exemple et U2(t) sur la voie Y
(verticale). Si U1(t) et U2(t) sont sinusoïdales de même fréquence, on obtient une ellipse en
général, une droite si U1(t) et U2(t) sont en phase ou en opposition, un cercle si les amplitudes
sont les mêmes et le déphasage de π/2.
Y
X
Y0
X0
A
A'
B
B'
U1(t) = U1m sin(ωt)
U2(t) = U2m sin(ωt + Φ)
ou bien
U1(t) = U1m cos(ωt)
U2(t) = U2m cos(ωt + Φ)
L'ellipse est centrée au milieu de l'écran si les zéros ont été réglés au milieu. On mesure BB' =
U2càc = 2 U2m (il est possible de couper U1(t) en position gnd pour n'observer qu'un segment
vertical sur l'axe Oy).
AA' est à mesurer sur Oy (le décalage vertical étant sans influence sur cette mesure mais il ne
faudra pas modifier le décalage horizontal et rester en position AC sur l'amplificateur X de façon à
ne pas introduire une éventuelle composante continue qui ferait décaler la courbe en horizontal).
Semestre 1 TP Electronique Analogique
- 30 -
sinΦ = AA'/BB'
Pour retrouver Φ, il faut lever l'indétermination de Φ, π - Φ, - Φ, π + Φ en revenant par exemple
au bicourbe (U1(t) en avance ou en retard par rapport à U2(t)). Expérimenter cette méthode pour
une fréquence voisine de Fc sur le montage et comparer avec la méthode des 9 carreaux.
Inconvénients
Outre le problème de l'indétermination de Φ, les imperfections de l'amplificateur X de
l'oscilloscope faussent la mesure aux fréquences hautes.
De plus, dans le cas l'un signal périodique non sinusoïdal ou déformé, on n'obtient plus une belle
ellipse alors que la méthode du bicourbe convient toujours.
Injecter le même signal sur X et Y, on doit obtenir une droite. Augmenter la fréquence (qq 100
kHz) une ellipse apparaît sur l'écran à cause d'un déphasage interne en HF introduit par
l'amplificateur X par rapport à l'amplificateur Y. On conseillera donc d'utiliser la méthode du
bicourbe pour les mesures de phase.
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
31
TP2 : ETUDE DE L’AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL EN REGIME
LINEAIRE
I Réponse en fréquence du 741 On réalisera un montage amplificateur non inverseur.
R1
R2 +15V
-15VS
E
ε
0V0.1µF
0.1µFR4 47 Ω
1° Théorie A PREPARER
Le modèle de l’aop sera un premier ordre : S = A.ε
avec
CAFFj1
AA 0
+=
pour le reste, l'amplificateur sera supposé idéal.
Voir les annexes pour les prévisions théoriques.
On définira la fréquence de transition FtA telle que: AdB(FtA) = 0dB.
• Donner la relation entre FtA, A0, FCA.
• Calculer littéralement le gain du montage en boucle fermée H = S/E.
• Normaliser cette fonction de transfert et déterminer la fréquence de coupure FCH de H
ainsi que le gain statique H0.
• Que vaut le produit gain-bande GBW = H0.FCH ?
• Pour R R
R1 2
1
+< 1000 vérifier que :
H0 ≈ R R
R1 2
1
+ (ampli idéal).
• Que vaut la fréquence de transition FTH de H (HdB(FTH) = 0) en fonction de Ho, FCH ?
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
32
2° Mesures
a) Les conditions de mesures
• Compléter le schéma avec les sources d'alimentation 15 V.
• Pour le tracé dans le plan de Bode, choisir une même feuille (5 décades). HdB(F) sera
relevé à l’oscilloscope pour différentes valeurs du gain statique H0.
• On n'utilisera pas de câble blindé branché sur la sortie de l'amplificateur opérationnel
pour que celle-ci ne soit pas chargée par une capacité, ce qui pourrait modifier la
réponse en fréquences hautes.
La sortie sera donc chargée par la sonde 1/10 de l’oscilloscope (impédance d’entrée 10 MΩ
// 15 pF).
Cette dernière demande à être compensée (réglée) avant les mesures (voir son principe en
annexe).
• R4 = 47 Ω adapte le câble coaxial d’impédance caractéristique 50 Ω reliant au
montage le générateur d’impédance interne 50 Ω .
• Les condensateurs de découplage des alimentations (0,1 µF) empêchent le potentiel de
ces points de fluctuer et sont une prévention contre d’éventuelles oscillations Haute
Fréquence engendrées par le montage dans ces conditions de câblage long
(inductances parasites en série dans les fils, capacités parasites entre éléments, entre
bornes d'entrés sortie des amplificateurs).
• Commencer avant tout relevé par un balayage rapide en fréquence pour régler le
niveau d'entrée sans déformations en sortie à toutes fréquences.
• R2 et R1 sont choisies avec la condition (R1 +R2 > 1 kΩ) pour ne pas avoir un courant
trop fort débité par l'amplificateur opérationnel mais R1 et R2 ne seront cependant pas
trop grandes pour négliger l'influence des capacités parasites.
b) Mesures en sinusoïdal
• Faire les relevés de HdB(F) avec Ao β >> 1 pour :
H0 = 11 (R1 = 100 Ω, R2 = 1000 Ω)
H0 = 1000 (R1 = 100 Ω, R2 = 100 kΩ )
• On tracera les 2 courbes sur la même feuille avec la même échelle - 10 à +60dB.
• Noter sur la feuille de relevés FCH, FTH et le produit gain-bande GBW pour chaque H0.
• NB : Si le signal délivré par le générateur est trop fort, faire un atténuateur 1/100 avec
2 résistances :
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
33
Eg 47Ω ER3 4,7 kΩ
R4
II Tension de décalage du 741 Une composante continue peut apparaître en sortie à cause de la tension de décalage à
l'entrée εd. Avec le montage H0 = 1000 et Eg = 0, déterminer la valeur de l'offset εd.
III Constantes de temps Pour H0 = 11 (pour le 741) et en petits signaux carrés à l'entrée tels que l'amplitude de s(t)
soit inférieure à 1 Vcàc (crête à crête), le phénomène de slew-rate (limitation de la pente de
la tension de sortie) n'apparaît pas encore, l'amplificateur fonctionne toujours en régime
linéaire. Déterminer la constante de temps théorique du signal de sortie et calculer la en
fonction des mesures précédentes.
Relever pratiquement cette constante de temps sur s(t).
IV Mesure du slew-rate Le constructeur donne SR = 0,5 V/µs pour le 741 et 13 V/µs pour le TL071.
• Avec le montage précédent et H0 = 11, injecter en E un signal carré fort à
une fréquence de l’ordre de Fc/10. La sortie s(t) ne suit pas instantanément
les fronts de montée ou de descente, le signal est trapézoïdal.
• Mesurer la pente d'un front pour obtenir le slew-rate et donner le résultat pour le 741.
• Connaissant la valeur du slew-rate (expérimentale) du 741 et en travaillant
maintenant en sinusoïdal avec une amplitude crête A de 5 V en sortie,
déduire par le calcul la fréquence maximale avant déformation du signal
(pente de la sinusoïde limitée).
• Faire l'essai sur le 741.
• Inversement, à F = 100 kHz donnée et H0 = 11, augmenter l'amplitude pour obtenir
une déformation due au slew-rate, relever une courbe déformée par cette cause.
Commenter.
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
34
V Réponse en fréquence du TL071 1° Mesures
Pour le TL071, faire le relevé HdB(F) pour H0 = 1.
(travailler avec un niveau suffisamment faible pour avoir une courbe régulière car le
montage a tendance à osciller de lui même vers les fréquences FR et F0)
2° Interprétations théoriques
En prenant comme modèle du TL071 un 2ème ordre:
⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+⎟
⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+
=
C2C1FFj1
FFj1
AA 0
avec FC1 de l'ordre de 10 Hz et FC2 de l'ordre de 2 MHz, calculer H(F) pour ß = R
R R1
1 2+ = 1
(retour unitaire) sous la forme :
20
2
0
0
FF
FFzj21
H(jF)H
−+=
• Identifier H0, z, F0 (z : coefficient d'amortissement, F0 : fréquence propre).Pour
z < 1/ 2 , il apparaît une résonance (un maximum) à la fréquence FR de valeur Q
(coefficient de surtension) telles que :
Q 1
2z 1 z2=
− 0
2R F2z1F −=
De plus ∀ z, s(t) est déphasé par rapport à e(t) de π /2 à Fπ /2 = F0.
F0 est aussi situé sur l’intersection de l’asymptote oblique (ω→ ∞ ) et de l’axe 0dB.
• Donner la surtension expérimentale Q, FR et Fπ /2
• Déduire de ces mesures z, F2C et A0.FC1 pratiques.
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
35
ANNEXES
I Brochage
IN-
VCC-
IN+
VCC+
OUT
1
2
4
3
8
7
5
6
TL071, TL071A, TL071B,D, JG, OR P PACKAGE
(TOP VIEW)
NCN1/OFFSET
OFFSET N2
IN-
VCC-
IN+
VCC+
OUT
1
2
4
3
8
7
5
6
(TOP VIEW)
NCN1/OFFSET
OFFSET N2
Dual-in-Line or S.O. Package
Order Number LM741CJ, LM741CM,
LM741CN or LM741ENSee NS Package Number J08A, M08A or N08E
II Amplificateur opérationnel idéal 1° Fonction amplification
-e
0V
iε
s=Aε
+Valim
-Valim
zε+
-ε
e+
On peut considérer dans un premier temps l'AOP comme une source de tension idéale
commandée par la tension e avec :
s = A.ε (A > 0) .
ε est la tension différentielle entre l'entrée Non Inverseuse e+ et l'entrée Inverseuse e- .
ε = e+ - e- .
L'impédance d'entrée différentielle est :
zε = ε / iε
L'énergie est apportée par l'alimentation (ex : ± 15 V).
2° Paramètres idéaux
zε → ∞ ⇒ iε → 0
A → +∞ ⇒ ε→ 0 si s finie (non saturée à ±Vsat = ±13V), cette hypothèse
étant valable à toute fréquence.
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
36
III Imperfections 1° Impédance d'entrée
zε est en pratique de l'ordre de quelques centaines de kΩ pour les technologies à transistors
bipolaires (ex 741) et de plusieurs dizaines de MΩ pour des entrées à transistors à effet de
champ (TL 071) donc zε = ∞ est l'hypothèse la mieux vérifiée en pratique d'où iε = 0.
2° Gain différentiel
En réalité s n'est pas seulement sensible à la différence ε = e+ - e- mais :
s = A+.e+ - A- .e-
avec :
A+ > 0
A- > 0
A+ ≠ A-
d'où :
s A (e e ) A e e2D
+C
+
= − ++⎛
⎝⎜
⎞⎠⎟−
−
avec :
A = A A2D
+ + −
: gain différentiel
A = A AC+ − −
: gain en mode commun
Pour l'amplificateur idéal, on a :
AC = 0
AD = A
alors s = A.ε
sinon on définit le taux de réjection en mode commun en dB :
µdB = 20.log(AC/AD) → −∞ (idéalement).
D'autre part, en statique Ad = A n'est pas ∞ mais de l'ordre de 105 .
3° Tension de décalage (offset)
Si ε = 0, on n'obtient pas en réalité s = 0 à cause de petites dissymétries internes à l'entrée.
+
-
ε
A(ε+εd)S
εd zε
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
37
εd est la tension de décalage ramenée à l'entrée.
On peut l'annuler sur certains modèles grâce à un réglage extérieur avec un potentiomètre
ajustable, on règle s = 0 en ayant court-circuité les 2 entrées et fixé leur potentiel commun à
la masse.
4° Bande passante (voir la suite IV)
Le gain différentiel A dépend de la fréquence, il chute suivant une loi de type passe-bas:
AA
1 j FF
0
CA
=+
A0 ≈ 105 (105 dB) FCA ≈ 10 Hz
Il s'agit d'une loi du 1er ordre de F = 0 à quelques centaines de kHz ensuite la décroissance
dépend du type d'amplificateur.
Pour les AOP de type compensé en fréquence soit intérieurement (741, TL071) ou
extérieurement avec un condensateur de quelques pF, la loi du 1er ordre est à peu près
maintenue jusqu'à AdB = 0dB.
Pour les amplificateurs non compensés, une 2ème fréquence de coupure apparaît au delà de
200 kHz , la pente AdB(F) change ainsi que la phase qui devient inférieure à -π/2 et peut
même atteindre -π au delà de 1 MHz.
5° Impédance de sortie
Le générateur de tension commandé s n'est pas idéal mais présente une résistance interne
de l'ordre de la centaine d'Ohm.
6° Slew-rate
En pratique, le signal de sortie ne peut pas croître aussi vite que l'on voudrait, sa pente
ΔV/Δt est limitée à cause de générateurs de courant internes insuffisants pour charger les
capacités internes parasites. Cette limitation technologique fixe le taux de croissance
maximum en sortie qu'est le slew-rate SR = (ΔV/Δt)max.
7° Tensions de déchet
L’excursion de la tension de sortie est limitée par les tensions d’alimentation. On atteint alors
la saturation de l’ampli OP : Vsmax est désignée par Vsat+ et Vsmin par Vsat-. Si l’on peut
retenir de manière générale que ces tensions de saturation sont voisines des tensions
d’alimentation (Vsat+ ≈ +Vcc …), on peut de manière plus rigoureuse définir une tension de
déchet qui est l’écart séparant les tensions de saturations Vsat, des tensions d’alimentations.
Ces 2 tensions de déchet, qui sont rarement de même valeur, sont de l’ordre du volt sur un
ampli OP à usage général et peuvent descendre jusqu’à quelques dizaines de µV pour les
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
38
ampli OP dit "rail to rail". On peut aussi noter que des tensions de déchet existent également
vis-à-vis des tensions d'entrée V+ et V- au-delà desquelles celles-ci sont en quelques sortes
tronquées.
IV Systèmes bouclés 1° Premier ordre - Boucle ouverte
Fonction de transfert A A
j FFCA
=+
0
1
0 dB
AodB
AdB
3 dB
-20 db/dec
F
FTAFCA
FTA : fréquence de transition de A
2° Premier ordre - Boucle fermée
Fonction de transfert βA
AH+
=1
=
cHFFj
H
+1
0
β β=+
=+
>>R
R RH R R
RA1
1 20
1 2
10 1pour
0 dB
HodB
HdB
3 dB
-20 db/dec
F
F CH
FTH : fréquence de transition de H
FTH
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
39
3° Deuxième ordre - Boucle ouverte
Fonction de transfert A A
j FF
j FFC C
=+
⎛
⎝⎜
⎞
⎠⎟ +⎛
⎝⎜
⎞
⎠⎟
0
1 21 1
0 dB
3 dB
-20 dB/dec
F
FTA : fréquence de transition de A
-40 dB/dec
FC1FC2
FTA
A0 dB
AdB
4° Deuxième ordre – Boucle fermée
Fonction de transfert H H
jz FF
FF
H R RR
A=
+ −⎛
⎝⎜
⎞
⎠⎟
≈+
>>0
0 0
2 01 2
10
1 2
1; pour β
z dépend de β,c’est à dire du gain de boucle ouverte T = A β
0 dB
3 dB
-20 dB/dec
F
FTT : fréquence de transition de T
-40 dB/decFC1
FC2
FTT
(A0 β)dB
TdB
Ici A0β suffisamment faible pour que FTT < FC2 ce qui donne pour H (gain en boucle
fermée) un z > 22 donc un 2nd ordre amorti sans résonance.
TP2 Amplificateur opérationnel en régime linéaire
40
5° Cas du retour unitaire
RR R
1
1 2
1+
= ; on obtient H0 = 1 et T = A
0 dB
3 dB
-20 dB/dec
F
FTT : fréquence de transition de T
-40 dB/dec
FC1 FC2
FTT
A0 dB
TdB
Ici FTT > FC2 ce qui donne z < 22 d’où un phénomène de résonance pour H
Qz z
=−
12 1 2
F F zR = −021 2
0 dB
HdB
Q0 dB
F
-40 dB/dec
FR
F0
FR : fréquence de résonance
F0 : fréquence propre
F
Arg H
-π/2
-π
0 Fπ/2
∀ z la courbe de phase passe à -π/2 pour F0 (même pour z > 22 ).
Plus z diminue plus la variation de phase est rapide autour de F0 et la résonance aigüe (Q ).
SLOS080J − SEPTEMBER 1978 − REVISED MARCH 2005
4 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
NC2OUTNC2IN−NC
1IN+NC
VCC+NC
2IN+
NCVCC+NCOUTNC
3 2 1 20 19
9 10 11 12 13
4
5
6
7
8
18
17
16
15
14
NC1IN−
NC1IN+
NC
(TOP VIEW)
NC
1OU
TN
C
NC
NC
NC
NC
2IN
+
CC
−V
CC
+V
1
2
3
4
5
6
7
14
13
12
11
10
9
8
1OUT1IN−1IN+
VCC+2IN+2IN−
2OUT
4OUT4IN−4IN+VCC−3IN+3IN−3OUT
TL074A, TL074BD, J, N, NS, OR PW PACKAGE
TL074 . . . D, J, N, NS, PW, OR W PACKAGE
(TOP VIEW)
NC − No internal connection
3 2 1 20 19
9 10 11 12 13
4
5
6
7
8
18
17
16
15
14
NCIN−NCIN+NC
TL071FK PACKAGE(TOP VIEW)
NC
OF
FS
ET
N1
NC
NC
NC
NC
NC
OF
FS
ET
N2
NC
CC
−V
TL072FK PACKAGE
3 2 1 20 19
9 10 11 12 13
4
5
6
7
8
18
17
16
15
14
4IN+NCVCC−NC3IN+
TL074FK PACKAGE(TOP VIEW)
1IN
−1O
UT
NC
3IN
−4I
N−
2IN
−
NC
3OU
T4O
UT
2OU
T
1
2
3
4
8
7
6
5
OFFSET N1IN−IN+
VCC−
NCVCC+OUTOFFSET N2
TL071, TL071A, TL071BD, P, OR PS PACKAGE
(TOP VIEW)
1
2
3
4
8
7
6
5
1OUT1IN−1IN+
VCC−
VCC+2OUT2IN−2IN+
TL072, TL072A, TL072BD, JG, P, PS, OR PW PACKAGE
(TOP VIEW)
TL072U PACKAGE(TOP VIEW)
1
2
3
4
5
10
9
8
7
6
NC1OUT
1IN−1IN+
VCC−
NCVCC+2OUT2IN−2IN+
symbols
+
−
+
−
IN+
IN−OUT
IN+
IN−OUT
TL072 (each amplifier)TL074 (each amplifier)
TL071
OFFSET N1
OFFSET N2
SLOS080J − SEPTEMBER 1978 − REVISED MARCH 2005
5POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
schematic (each amplifier)
C1
VCC+
IN+
VCC−
1080 Ω 1080 Ω
IN−
TL071 Only
64 Ω128 Ω
64 Ω
All component values shown are nominal.
OFFSETN1
OFFSETN2
OUT
18 pF
COMPONENT COUNT†
COMPONENTTYPE TL071 TL072 TL074
Resistors 11 22 44ResistorsTransistors
1114
2228
4456Transistors
JFET142
284
566JFET
Diodes21
42
64Diodes
Capacitorsepi-FET
111
222
444
Capacitorsepi-FET
11
22
44
† Includes bias and trim circuitry
SLOS080J − SEPTEMBER 1978 − REVISED MARCH 2005
POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265• 7
elec
tric
al c
har
acte
rist
ics,
VC
C±
= ±1
5 V
(u
nle
ss o
ther
wis
e n
ote
d)
†‡
TL
071C
TL
071A
CT
L07
1BC
TL
071I
PA
RA
ME
TE
RT
ES
T C
ON
DIT
ION
S†
T A‡
TL
071C
TL
072C
TL
071A
CT
L07
2AC
TL
071B
CT
L07
2BC
TL
071I
TL
072I
UN
ITP
AR
AM
ET
ER
TE
ST
CO
ND
ITIO
NS
†T A
‡T
L07
2CT
L07
4CT
L07
2AC
TL
074A
CT
L07
2BC
TL
074B
CT
L07
2IT
L07
4IU
NIT
A
MIN
TY
PM
AX
MIN
TY
PM
AX
MIN
TY
PM
AX
MIN
TY
PM
AX
VIO
Inpu
t offs
et v
olta
geV
O =
0,
RS
= 5
0 Ω
25°C
310
36
23
36
mV
VIO
Inpu
t offs
et v
olta
geV
O =
0,
RS
= 5
0 Ω
Ful
l ran
ge13
7.5
58
mV
α V IO
Tem
pera
ture
coef
ficie
nt o
f inp
utof
fset
vol
tage
VO
= 0
,R
S =
50
ΩF
ull r
ange
1818
1818
μV/°
C
I IOIn
put o
ffset
cur
rent
VO
= 0
25°C
510
05
100
510
05
100
pAI IO
Inpu
t offs
et c
urre
ntV
O =
0F
ull r
ange
102
22
nA
I IBIn
put b
ias
curr
ent§
VO
= 0
25°C
6520
065
200
6520
065
200
pAI IB
Inpu
t bia
s cu
rren
t§V
O =
0F
ull r
ange
77
720
nA
Com
mon
-mod
e−
12−
12−
12−
12V
ICR
Com
mon
-mod
ein
put v
olta
ge r
ange
25°C
±11
−12 to
±11
−12 to
±11
−12 to
±11
−12 to
VV
ICR
inpu
t vol
tage
ran
ge25
C±1
1to 15
±11
to 15±1
1to 15
±11
to 15V
Max
imum
pea
kR
L =
10
kΩ25
°C±1
2±1
3.5
±12
±13.
5±1
2±1
3.5
±12
±13.
5
VO
M
Max
imum
pea
kou
tput
vol
tage
swin
gR
L≥
10 k
ΩF
ull r
ange
±12
±12
±12
±12
VV
OM
outp
ut v
olta
gesw
ing
RL
≥ 2
kΩF
ull r
ange
±10
±10
±10
±10
AV
D
Larg
e-si
gnal
diffe
rent
ial v
olta
geV
O =
±10
V,
RL
≥ 2
kΩ25
°C25
200
5020
050
200
5020
0V
/mV
AV
Ddi
ffere
ntia
l vol
tage
ampl
ifica
tion
VO
= ±
10 V
,R
L≥
2 kΩ
Ful
l ran
ge15
2525
25V
/mV
B1
Uni
ty-g
ain
band
wid
th25
°C3
33
3M
Hz
r iIn
put r
esis
tanc
e25
°C10
1210
1210
1210
12Ω
CM
RR
Com
mon
-mod
ere
ject
ion
ratio
VIC
= V
ICR
min
,25
°C70
100
7510
075
100
7510
0dB
CM
RR
Com
mon
-mod
ere
ject
ion
ratio
VO
= 0
,R
S =
50
Ω25
°C70
100
7510
075
100
7510
0dB
k SV
R
Sup
ply-
volta
gere
ject
ion
ratio
VC
C =
±9
V to
±15
V,
25°C
7010
080
100
8010
080
100
dBk S
VR
reje
ctio
n ra
tio(Δ
VC
C±
/ΔV
IO)
VO
= 0
,R
S =
50
Ω25
°C70
100
8010
080
100
8010
0dB
I CC
Sup
ply
curr
ent
VO
= 0
,N
o lo
ad25
°C1.
42.
51.
42.
51.
42.
51.
42.
5m
AI C
CS
uppl
y cu
rren
t(e
ach
ampl
ifier
)V
O =
0,
No
load
25°C
1.4
2.5
1.4
2.5
1.4
2.5
1.4
2.5
mA
VO
1/V
O2
Cro
ssta
lkat
tenu
atio
nA
VD
= 1
0025
°C12
012
012
012
0dB
†A
ll ch
arac
teris
tics
are
mea
sure
d un
der
open
-loop
con
ditio
ns w
ith z
ero
com
mon
-mod
e vo
ltage
, unl
ess
othe
rwis
e sp
ecifi
ed.
‡F
ull r
ange
is T
A =
0°C
to 7
0°C
for
TL0
7_C
,TL0
7_A
C, T
L07_
BC
and
is T
A =
−40
°C to
85°
C fo
r T
L07_
I.§
Inpu
t bia
s cu
rren
ts o
f an
FE
T-in
put o
pera
tiona
l am
plifi
er a
re n
orm
al ju
nctio
n re
vers
e cu
rren
ts, w
hich
are
tem
pera
ture
sen
sitiv
e, a
s sh
own
in F
igur
e 4.
Pul
se te
chni
ques
mus
t be
used
that
mai
ntai
n th
e ju
nctio
n te
mpe
ratu
re a
s cl
ose
to th
e am
bien
t tem
pera
ture
as
poss
ible
.
SLOS080J − SEPTEMBER 1978 − REVISED MARCH 2005
9POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
operating characteristics, VCC± = ±15 V, TA = 25°C
PARAMETER TEST CONDITIONSTL07xM ALL OTHERS
UNITPARAMETER TEST CONDITIONSMIN TYP MAX MIN TYP MAX
UNIT
SR Slew rate at unity gainVI = 10 V,CL = 100 pF,
RL = 2 kΩ,See Figure 1
5 13 8 13 V/μs
trRise-time overshoot VI = 20 mV, RL = 2 kΩ, 0.1 0.1 μs
trRise-time overshootfactor
VI = 20 mV,CL = 100 pF,
RL = 2 kΩ,See Figure 1 20% 20%
VnEquivalent input noise
RS = 20 Ωf = 1 kHz 18 18 nV/√Hz
VnEquivalent input noisevoltage RS = 20 Ω
f = 10 Hz to 10 kHz 4 4 μV
InEquivalent input noisecurrent
RS = 20 Ω, f = 1 kHz 0.01 0.01 pA/√Hz
THD Total harmonic distortionVIrms = 6 V,RL ≥ 2 kΩ,f = 1 kHz
AVD = 1,RS ≤ 1 kΩ,
0.003%
0.003%
PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION
Figure 1. Unity-Gain Amplifier
VI
−
CL = 100 pF RL = 2 kΩ
VO
+
Figure 2. Gain-of-10 Inverting Amplifier
VI+
−
10 kΩ
1 kΩ
RL CL = 100 pF
VO
N1100 kΩ
+
− TL071
N2
1.5 kΩ
VCC−
OUT
IN−
IN+
Figure 3. Input Offset-Voltage Null Circuit
SLOS080J − SEPTEMBER 1978 − REVISED MARCH 2005
11POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TYPICAL CHARACTERISTICS†
Figure 4
IIB−
Inp
ut
Bia
s C
urr
ent
− n
A
TA − Free-Air Temperature − °C
INPUT BIAS CURRENTvs
FREE-AIR TEMPERATURE
IBI
10
1
0.1
0.01
100
−75 −50 −25 0 25 50 75 100 125
VCC±= ±15 V
Figure 5
RL = 10 kΩTA = 25°CSee Figure 2
±15
±12.5
±10
±7.5
±5
±2.5
0
VO
M −
Max
imu
m P
eak
Ou
tpu
t Vo
ltag
e −
V
f − Frequency − Hz100 1 k 10 k 100 k 1 M 10 M
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
FREQUENCY
V OM
VCC± = ±5 V
VCC± = ±10 V
VCC± = ±15 V
Figure 6
10 M1 M100 k10 k1 k100f − Frequency − Hz
VO
M −
Max
imu
m P
eak
Ou
tpu
t Vo
ltag
e −
V
0
±2.5
±5
±7.5
±10
±12.5
±15
See Figure 2TA = 25°CRL = 2 kΩ
VCC± = ±10 V
VCC± = ±5 V
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
FREQUENCY
V OM
VCC± = ±15 V
Figure 7
0
±2.5
±5
±7.5
±10
±12.5
±15
10 k 40 k 100 k 400 k 1 M 4 M 10 Mf − Frequency − Hz
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
FREQUENCY
VO
M −
Max
imu
m P
eak
Ou
tpu
t Vo
ltag
e −
VV O
M
VCC± = ±15 VRL = 2 kΩSee Figure 2
TA = −55°C
TA = 25°C
TA = 125°C
† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.
SLOS080J − SEPTEMBER 1978 − REVISED MARCH 2005
12 POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TYPICAL CHARACTERISTICS†
Figure 8
−750
VO
M −
Max
imu
m P
eak
Ou
tpu
t Vo
ltag
e −
V
TA − Free-Air Temperature − °C
125
±15
−50 −25 0 25 50 75 100
±2.5
±5
±7.5
±10
±12.5
RL = 10 kΩ
VCC± = ±15 V
See Figure 2
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
FREE-AIR TEMPERATURE
V OM
RL = 2 kΩ
Figure 9
0.10
RL − Load Resistance − kΩ
10
±15
±2.5
±5
±7.5
±10
±12.5
VCC± = ±15 VTA = 25°CSee Figure 2
0.2 0.4 0.7 1 2 4 7
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
LOAD RESISTANCE
VO
M −
Max
imu
m P
eak
Ou
tpu
t Vo
ltag
e −
VV O
M
Figure 10
00
VO
M −
Max
imu
m P
eak
Ou
tpu
t Vo
ltag
e −
V
|VCC±| − Supply Voltage − V
16
±15
2 4 6 8 10 12 14
±2.5
±5
±7.5
±10
±12.5
RL = 10 kΩTA = 25°C
MAXIMUM PEAK OUTPUT VOLTAGEvs
SUPPLY VOLTAGE
V OM
Figure 11
−751
Vo
ltag
e A
mp
lific
atio
n −
V/m
V
TA − Free-Air Temperature − °C
125
1000
−50 −25 0 25 50 75 100
2
4
10
20
40
100
200
400
VCC± = ±15 VVO = ±10 VRL = 2 kΩ
LARGE-SIGNALDIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATION
vsFREE-AIR TEMPERATURE
AV
D −
Lar
ge-
Sig
nal
Dif
fere
nti
alA
VD
† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.
SLOS080J − SEPTEMBER 1978 − REVISED MARCH 2005
13POST OFFICE BOX 655303 • DALLAS, TEXAS 75265
TYPICAL CHARACTERISTICS†
0°
45°
180°
135°
90°
11
f − Frequency − Hz10 M
106
10 100 1 k 10 k 100 k 1 M
101
102
103
104
105
DifferentialVoltageAmplification
VCC± = ±5 V to ±15 VRL = 2 kΩTA = 25°C
Phase Shift
LARGE-SIGNALDIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFICATION
AND PHASE SHIFTvs
FREQUENCY
Vo
ltag
e A
mp
lific
atio
nA
VD
− L
arg
e-S
ign
al D
iffe
ren
tial
AV
D
Ph
ase
Sh
ift
Figure 12
1.02
1.01
1
0.99
0.98
1.03
0.97−75
0.7
No
rmal
ized
Un
ity-
Gai
n B
and
wid
th
TA − Free-Air Temperature − °C125
1.3
−50 −25 0 25 50 75 100
0.8
0.9
1
1.1
1.2 Unity-Gain Bandwidth
VCC± = ±15 VRL = 2 kΩf = B1 for Phase Shift
NORMALIZED UNITY-GAIN BANDWIDTHAND PHASE SHIFT
vsFREE-AIR TEMPERATURE
Phase Shift
No
rmal
ized
Ph
ase
Sh
ift
Figure 13
† Data at high and low temperatures are applicable only within the rated operating free-air temperature ranges of the various devices.
TP 3 Amplificateur opérationnel - Applications non linéaires
41
TP3 : AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL – APPLICATIONS NON
LINEAIRES
I Rappels Si l'AOP est contre-réactionné (retour sur l'entrée - (inverseuse)), sa tension différentielle
d'entrée aura tendance à tendre vers 0 et la sortie à se stabiliser entre ± Vsat. Il peut
cependant y avoir saturation si la tension à amplifier multipliée par le coefficient
d'amplification est trop forte.
Par contre si la réaction est positive (retour sur l'entrée non inverseuse), la sortie n'est pas
stabilisée, la tension part en butée haute (+Vsat) ou basse (-Vsat) , alors ε=0.
Vsat est de l'ordre de Valim - 2 V.
II Comparateur à hystérésis Le trigger de Schmitt est un comparateur à hystérésis.
VsR5
VrefVe
R4
R7R6
R4 = 10 kΩ R5 = 10 kΩ R6 = 4,7 kΩ Vsat = 13 V (Valim = ± 15 V)
1° Théorie A PREPARER
Vref une tension continue.
• Déterminer les seuils VH et VL du comparateur concernant Ve.
• Donner la plage de l’hystérésis VH - VL et son centre.
• Tracer la caractéristique Vs(Ve) pour Vref donnée.
• Calculer R7 pour obtenir une plage de 1,5 V.
TP 3 Amplificateur opérationnel - Applications non linéaires
42
2° Pratique
• Tracer la caractéristique à l’oscilloscope Vs(Ve) pour Vref donné.
• Mesurer la plage et déplacer la avec Vref.
• Tracer Vs(t) et Ve(t) et observer les commutations de Vs(t).
3° Fonctionnement en présence de bruit
Introduire une composante de « bruit » sur Ve(t) en faisant la somme d’un signal « utile »
basse fréquence à 100 Hz triangulaire U1(t) et d’un signal sinusoïdal HF à 10 kHz U2(t)
simulant le bruit, à l’aide du montage additionneur suivant :
Ve
R2
R1
U1U2
R3
R1 = 10 kΩ R2 = 10 kΩ R3 = 100 kΩ
a) Théorie A PREPARER
Pour l’additionneur, déterminer théoriquement Ve fonction de U1, U2 et des résistances.
b) Pratique
• Régler l’amplitude de Ve(t) à 10 Vcàc et l’amplitude du « bruit » (sur Ve) à 0,3 Vcàc
• Relever Ve(t) en synchronisant sur le signal « BF ».
• Attaquer le comparateur à hystérésis précédent avec Ve(t) bruité et relever U1(t) et
Vs(t).
• Que peut-on dire de la commutation de Vs(t) ?
• Augmenter l’amplitude du bruit en Ve et noter la valeur de celui-ci (en Vcàc) pour
laquelle les commutations ne sont plus franches en Vs(t).
• Pour un comparateur simple (sans hystérésis), quels effets négatifs seraient
engendrés si Vs était un signal logique d’horloge d’un compteur ou d’un séquenceur ?
• Quel est l’intérêt de l’hystérésis ?
TP 3 Amplificateur opérationnel - Applications non linéaires
43
III Générateur de signaux carrés 1° Comparateur à hystérésis inverseur
U2
ε
R7
R6
U1
R7 = 22 kΩ ; R6 = 47 kΩ ; Valim = ± 15 V
a) Théorie A PREPARER
D’après l’étude précédente, calculer numériquement les seuils VH et VL du comparateur à
hystérésis.
b) Pratique
• Relever la caractéristique entrée-sortie U2(U1) à l'oscilloscope.
• Noter les seuils VH et VL pratiques et le sens de parcours du cycle.
• En observant U2(t) et U1(t), le seuil haut VH est-il franchi sur front montant ou sur
front descendant de U1(t)?
• Même question pour VL.
2° Multivibrateur
On fabrique un oscillateur à relaxation avec un circuit RC associé au comparateur précédent.
U2
ε
R7
R6
C
R
U1
R = 4,7 kΩ ; C = 1 µF Vsat = ± 13 V
TP 3 Amplificateur opérationnel - Applications non linéaires
44
a) Théorie A PREPARER
• Expliquer le fonctionnement du montage.
• Formes de U1(t) et U2(t) ?
• Calculer la période T du signal engendré.
• Donner l’expression littérale de T en fonctions des résistances Ri et de C.
b) Pratique
• Câbler le montage complet et relever U2(t), U1(t) en concordance temporelle.
• Mesurer la période T et retrouver les seuils VH et VL.
IV Redressement sans seuil La caractéristique approchée de la diode
est
1° Théorie A PREPARER
Déterminer la caractéristique Vs(Ve) du montage.
2° Pratique
• Tracer expérimentalement cette caractéristique
• Injecter en Ve un signal sinusoïdal et relever les signaux Ve(t) et Vs(t).
TP 5 Diodes : caractéristiques et applications
45
TP5 : DIODES : CARACTERISTIQUES ET APPLICATIONS
La diode est un dipôle non linéaire c'est-à-dire que la relation entre Id et Vd n'est pas linéaire. Cette caractéristique rend l'étude des circuits à diodes assez délicate et l'on cherchera toujours à se ramener à un modèle équivalent linéaire pour faciliter les calculs. Ce TP propose tout d'abord d'observer la caractéristique Id (Vd) statique de différentes diodes afin de déterminer un modèle équivalent qui sera valable pour des tensions Vd de grande amplitude (∆Vd >> VT ≈ 25 mV). Pour de faibles signaux, on recherchera un modèle linéaire plus précis mais qui ne sera valable que localement. La 2e partie du TP porte sur l'étude de quelques applications courantes des diodes.
I) Caractéristique statique de quelques diodes On souhaite observer la caractéristique statique Id(Vd) de quelques diodes de différentes catégories, directement grâce au mode XY de l'oscilloscope. Ceci suppose de faire varier ces 2 grandeurs et que les variations soient suffisamment lentes pour obtenir la même courbe que celle qu'on aurait obtenu point par point avec Id et Vd rigoureusement continus. Le schéma proposé utilise une résistance R qui permet à la fois de limiter le courant dans la diode et de pouvoir l'observer à l'oscilloscope en exploitant la loi d'Ohm.
egénérateur defonctions
R
voie verticalede l'oscillo
voie horizontalede l'oscillo
V2
V1
masse de l'oscillo
Diode
TP 5 Diodes : caractéristiques et applications
46
Cependant la mise en œuvre de ce montage en pratique nécessite quelques précautions quant aux choix et la disposition des appareils.
Expliquer pourquoi ce montage n'est pas utilisable si la source de tension et l'oscilloscope sont de classe 1 (masse non flottante).
Proposer différentes solutions possibles sachant que l'on dispose de transformateurs
d'isolement 220/220V et sur quelques paillasses de GBFs flottants (classe 2), d'amplificateur différentiel x1..
Observer la courbe I(V) des différentes diodes proposées (n'imprimer que les 2 premières) a) Diode de redressement au silicium 1N4007 Choisir R et l'amplitude de la tension source (sinusoïdale ou triangle) pour atteindre au moins Id = 20mA. Prendre une fréquence suffisamment basse pour que les diodes n’introduisent pas de déphasage (courbe de Lissajoux). De plus on prendra garde à travailler avec les deux voies de l’oscilloscope en position DC, et à ce qu’elles soient calibrées. Déterminer les paramètres E0 (tension de seuil) et la pente "moyenne" 1/RON dans la zone qui semble linéaire. b) Diode zéner BZX 85 C 4V7 Effectuer la même manipulation pour la diode zéner pour laquelle on fera apparaître la zone de fonctionnement zéner que l'on caractérisera par Vz (tension zéner) et Rz (résistance zéner). c) Diode schottky BAT 42 Mesurer précisément le seuil. Observer la rapidité de cette diode en augmentant progressivement la fréquence du générateur. d) LED de couleur Veiller à ne pas dépasser Id = 40 mA (les LEDs supportent un courant continu maximum de l'ordre de 20 mA en général) et ne pas faire subir à la diode une tension inverse supérieure à 5V; choisir l'amplitude de la source et de la résistance en conséquence. Mesurer la tension de seuil. En vous référant au tableau indicatif de l'annexe 1, vérifier que la mesure est cohérente avec la couleur de la LED.
TP 5 Diodes : caractéristiques et applications
47
II) Modèle petit signal 1) Proposer un montage permettant de mesurer avec un maximum de précision la résistance
dynamique 0IdId
Vdrd∂∂
= de la diode 1N4007 pour un courant moyen Id0 = 1 mA.
2) Rappeler l'expression théorique de rd et déduire de la mesure précédente la valeur de m (dit "facteur d'idéalité") qui doit être voisin de 2.
3) Vérifier visuellement qu'en augmentant Id0 rd diminue.
III) Etude de circuits à diodes On supposera dans l'étude théorique que les diodes fonctionnent en commutation. On peut donc utiliser le modèle grand signal dans lequel on prendra une tension de seuil E0 = 0,6 V et RON sera négligée.
1) Redresseur monoalternance
Dans les 2 cas suivants : a) E = 10 V b) E = 2 V
Relever eg(t) et Vs(t) sur le même graphe.
Mesurer <Vs> (valeur moyenne de Vs) et sV (valeur crête de Vs). Expliquer les courbes obtenues et comparer les valeurs mesurées avec celles théoriques (on supposera un seuil E0 ≈ 0,6 V pour la diode).
Quelle est la fonction de ce montage ?
eg (t) =E × sin (2π×50×t)
R = 1 KΩ
D = 1N4007
TP 5 Diodes : caractéristiques et applications
48
2) Redresseur monoalternance avec filtrage
On ajoute à la sortie du montage précédent un condensateur dont le rôle sera de lisser les variations de la tension Vs.
Théorie A PREPARER 1) Représenter l'allure de Vs (t) en concordance temporelle avec eg (t). 2) Donner l'expression de Vs(t') lors de la phase de décharge du condensateur, soit 0 ≤ t' ≤ Td. t' est le temps qui s'écoule depuis l'instant où D se bloque (on supposera que cela se
produit à t = T/4 + kT pour simplifier les calculs) Td est la durée pendant laquelle D reste bloquée et C se décharge. 3) Exprimer Td en fonction de T=2π/ω, R, C, E et E0≈0,6 V le seuil de la diode. 4) En déduire l'ondulation ∆Vs de Vs (t). 5) Montrer que pour T>> τ = R.C et E>> E0 on peut exprimer l'ondulation par ∆Vs ≈ E . T / τ Mesures Pour C = 47 µF, puis C = 220 µF
Relever eg(t) et Vs(t) sur le même graphe.
Mesurer ∆Vs
Comparer avec les prévisions théoriques
R
Id
Vd
Vseg
D
C
eg (t) =E × sin (2π×50×t)
E = 10 V
R = 1 KΩ
D = 1N4007
TP 5 Diodes : caractéristiques et applications
49
3) Conformateur à diodes
Théorie A PREPARER On commence par étudier le circuit suivant :
1) Donner l'expression de Vs en fonction de la valeur de Ve. On notera m le rapport 21
2
RRR+
2) Tracer la caractéristique de transfert Vs (Ve) pour - 2 E2 ≤ Ve ≤ 2 E2. (on prendra E2 ≈ 2 E1) On considère maintenant le montage suivant appelé "conformateur à diodes" 3) Montrer qu'un circuit Di + Dzi a la même caractéristique I (V) que le circuit Di + Ei du
1er schéma. 4) En déduire la caractéristique de transfert Vs (Ve) pour - 2 E2 ≤ Ve ≤ 2 E2 de ce montage.
R1
R2
E2E1
D1 D2Ve Vs
0 < E1 < E2
TP 5 Diodes : caractéristiques et applications
50
On applique maintenant un signal Ve (t) triangulaire de valeur crête Vem et de pulsation ω. 5) Tracer dans un même repère Ve (θ) et Vs (θ) pour 0 ≤ θ = t/ω ≤ π/2. 6) Montrer que ce montage permet d'obtenir en sortie une tension Vs pseudo-sinusoïdale. On désigne par α l'angle correspondant à l'instant où D1 commence à conduire et β, l'angle où D2 commence à conduire. On souhaite que Vs (t) soit sinusoïdale avec la meilleure pureté possible. Minimiser les harmoniques de Vs (t) revient à minimiser les harmoniques de sa
dérivée θd
dVs qui est plus simple à caractériser.
7) Représenter θd
dVs en fonction de θ pour 0 ≤ θ ≤ π/2
8) Montrer que le développement en série de Fourier de θd
dVs est de la forme
( )∑∞
=⋅=
1cos
n n naddVs θ
θ avec n impaire Ν∈ . Exprimer les coefficients an.
On souhaite annuler les premières harmoniques a3 et a5 9) Montrer que la solution α = π/5 et β = 2π/5 permet d'obtenir a3 = a5 = 0 tout en étant
réalisable (0 < α < β < π/2) et m < 1 (à vérifier ensuite). 10) Calculer m. 11) On choisit Vem = 13,25 V et R1 = 1,5 KΩ. Calculer R2 , Vz1 et Vz2 . Mesures Effectuer le câblage et vérifier la fonctionnalité du montage. On pourra visualiser la transformée de Fourier rapide (FFT) de Vs (t) à l'oscilloscope et faire varier Vem pour observer si Vem ≈ 13,25 V est bien la valeur optimum. NB : il peut être nécessaire d'intercaler un amplificateur à AOP entre le montage et le GBF si
celui-ci ne permet pas de délivrer un triangle d'amplitude 13,25 V
TP 5 Diodes : caractéristiques et applications
51
ANNEXE : tension de seuil des Leds
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
52
TP6 : ALIMENTATIONS DE TENSION LINEAIRES
Une alimentation de tension est un dispositif qui, à partir d'une source d'énergie
(secteur, piles, accumulateurs…) fournit une tension aussi indépendante que possible du
courant débité :
IVVs 0 ∀=
Nous allons étudier dans ce TP les différentes fonctions permettant de mettre en
œuvre une alimentation de tension à partir d'une tension sinusoïdale U1 (t) =U1M × cos
(2π×50×t) qui peut être obtenue du secteur au moyen d'un transformateur. Le
transformateur ne sera pas étudié ici par manque de temps (voir UV optionnelle initiation à l'électronique de puissance).
Avertissement
Les charges résistives appliquées dans ce TP sont suffisamment faibles en regard des
tensions à leurs bornes pour dissiper des puissances inhabituelles allant jusqu'à 2 W. Il
conviendra donc de garder à l'esprit la relation 22
IRR
UP ⋅== , tout d'abord pour ne
pas griller les résistances (celles utilisées en TP d'habitude ne peuvent dissiper que ¼ de
W !), mais aussi pour ne pas se brûler en saisissant les résistances lorsque Pdissipée
approche PMAX (au-delà la fumée dégagée dissuade généralement d'approcher les
doigts…!!)
Les condensateurs utilisés sont de forte capacité et sont donc polarisés (technologie
électrolythique). Il faut bien faire attention de les brancher dans le bon sens (voir
schémas) sous peine de les faire éclater.
U2U1secteur220 Vac
Conversion AC-AC Redressement Filtrage Stabilisation / Régulation
U3
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
53
I ) REDRESSEMENT Le premier élément de la structure est le redresseur qui permet d'obtenir une tension
strictement positive à partir de la tension alternative U1 (t). Cette fonction est construite
autour d'une ou plusieurs diodes utilisée en commutation. Il convient donc d'utiliser dans
l'étude le modèle grand signal de celle-ci (voir TP sur les caractéristiques de diodes). Le
redresseur étudié ici est le bialternance, de loin le plus utilisé dans ce type d'application.
Le générateur sera à masse isolée de la terre. U1 (t) sera mesurée grâce à un ampli
différentiel. Les 4 diodes sont incorporées dans un circuit à 4 broches appelé Pont de Graëtz qui désigne cette structure.
a) U1M = 8V et <U1> = 0
Relever en concordance temporelle :U1 (t), U2 (t) ainsi que la tension aux bornes des 2
diodes du bas.
Mesurer <U2> et 2U
Noter la valeur de la tension maximum inverse VRRM supportée par les diodes. C’est ce
paramètre, ainsi que le courant moyen <ID> et le courant de crête IDM, qui conditionne
principalement le choix des diodes.
b) U1M = 8 V et <U1> = 3 V
Relever à nouveau U1 (t) et U2 (t).
Expliquer le phénomène observé et en déduire la fonction mathématique de ce
circuit.
On choisira RL = 1 KΩ
U1 +-
RL U2
~
~
U1
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
54
II) FILTRAGE En association avec le redresseur, cette fonction doit pouvoir permettre d’obtenir à
partir de la tension U1 (t) issue du transformateur, une tension U2 (t) presque continue.
220Veff U1+-
C RL U2+-
~
~
On utilise désormais un transformateur pour délivrer la tension U1 (t) avec U1eff = 18
V (⇒ U1M ≈ 25 V).
Théorie A PREPARER
1) A partir du fonctionnement du pont de Graëtz, donner l’allure de la tension U2 (t) (on
supposera r = 0).
2) Donner la relation exacte reliant l'amplitude 2UΔ de U2 à la constante de temps τ du
circuit.
3) Soit ><
−=
2
22
UUU MINMAX
ondτ le taux d’ondulation crête à crête de la tension U2 (t) . Montrer
que pour une ondulation faible (τond < 20 %), les diodes conduisent peu et le
condensateur se décharge pratiquement à courant constant si bien que l’on peut alors
relier l’ondulation τond à la constante de temps τ par l’approximation : τ
τ.2T
ond ≈ .
4) Calculer C pour obtenir un taux d’ondulation de 20 %.
Mesures
Sans la résistance r : Relever, avec la valeur de C calculée, U2(t) et mesurer <U2(t)>, Û2
et U2càc
En déduire la valeur de τond et comparer avec la valeur attendue.
En insérant la résistance r: Relever l'image du courant I (t) en concordance avec U2 (t).
Effectuer à nouveau cette mesure pour C= 1000 μF et en
déduire Î et <I>.
Expliquer le phénomène observé.
r
I
On choisira :
RL = 1 KΩ
r = 10 Ω.
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
55
III) STABILISATION L'expérimentation précédente a permis de montrer que le filtrage permettait d'obtenir
une tension à peu près continue. Mais la plupart des applications exige une ondulation très
faible (τond < 1 %) ce qui conduirait bien souvent à utiliser un condensateur de forte
capacité. Sachant que celle-ci est proportionnelle à l'encombrement et au coût
(particulièrement pour les valeurs >1000 μF) cette solution n'est pas souhaitable.
De plus, la tension U1 (t) n'est elle-même pas stable en sortie du transformateur :
tout d'abord la tension secteur peut fluctuer (± 10 % autour de 220 Veff), ensuite les pertes
du transformateur (résistance des bobinages) font chuter U1M en fonction du courant de
charge. Il faut noter à ce propos que la tension du secondaire indiquée par le constructeur
est sa valeur efficace mesurée lorsqu'il fournit son courant nominal (ici 250 mA); U1eff à vide
est donc supérieure d'environ 20 % à la valeur attendue).
Il faut donc chercher à stabiliser la tension de sortie. Une idée simple consiste à
utiliser un récepteur de tension le plus parfait possible. Une diode zéner se comporte
quasiment comme une fcem (force contre-electromotrice) de valeur VZ lorsqu'elle est
polarisée en inverse (voir caractéristique IDZ (VDZ) de la diode BZX85C15 en annexe 1). La
valeur de VZ peut être choisie dans la série normalisée E24 (24 valeurs par décade) chez les
fabricants.
En petit signal autour d'un point de repos, elle peut être approximée par une
résistance rZ dont la valeur est d'autant plus faible que le courant de repos est élevé. Il est
évident que l'on cherche à obtenir une résistance dynamique rZ la plus faible possible de
manière à se rapprocher au mieux d'un récepteur de tension parfait. Il est intéressant de
noter que pour un même courant de repos, toutes les diodes ne présentent pas la même
valeur de rZ (voir figure 3 de l'annexe 1) et que le minimum est obtenu pour des diodes
zéner de ≈ 6 V (6,2 V dans la série E24).
De plus, le coefficient de température T
VZ
∂∂
n'est pas non plus constant et présente
aussi un minimum pour les diodes zéner avec VZ ≈ 6 V (voir figure 4 de l'annexe 1). Cette
particularité est intéressante lorsque l'on cherche à réaliser une référence de tension précise.
Dans la structure simple que nous allons étudier, les critères ci-dessus ne sont pas
considérés : la tension zéner VZ à choisir est directement celle dont nous avons besoin, c'est-
à-dire la valeur de la tension continue V0 que doit fournir l'alimentation.
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
56
Le schéma est le suivant :
La résistance R sert à limiter le courant dans la diode zéner afin que IZ < IZMAX (≈ 87 mA pour
la BZX85C15) même dans le cas le plus défavorable où RL ∞ (pas de charge)
Idéalement U3 devrait valoir VZ et être constant (u3 = 0). Dans la réalité, la sortie se
comporte comme un générateur de tension imparfait comportant une résistance interne et
une fem qui de plus dépend des variations de l'entrée U3. D'où l'expression de la composante
variable u3 :
Liuu ⋅−⋅= ρδ 23
avec δ : facteur de stabilisation amont (vis-à-vis des variations de l'entrée U3)
ρ : facteur de régulation aval (vis-à-vis des variations de la charge)
NB : A priori δ < 1 sinon le schéma ne présenterait pas un grand intérêt !!
Dans le cas d'une charge résistive RL, on a L
3L R
ui = et on peut écrire :
223
1uu
R
u
L
⋅≈⋅+
= δρ
δ tant que ρ << RL
U2 RL
R
U3
IZ
VZDZ
BZX85C15
IL
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
57
Théorie A PREPARER
Calculer la valeur minimum de R
En remplaçant la diode par sa résistance équivalente rZ (≈ qques Ω), montrer que :
Rr
rRr Z
Z
Z ≈+
=δ
ZZ rR//r ≈=ρ
Ces 2 coefficients doivent être minimisés, il faut donc minimiser rZ, ce qui est logique,
et donc maximiser IZ. On choisit R = 220 Ω :
calculer le courant de repos IZ0 pour RL → ∞ et RL = 470 Ω. (on supposera <U2> = 25 V)
En déduire la valeur de rZ sur la caractéristique de l'annexe 2, puis celle de δ et ρ.
NB : - Il est très important de noter que δ et ρ dépendent directement de la résistance
dynamique de la diode rZ , qui varie fortement avec IZ0 donc avec la charge.
- De même la notion de résistance dynamique n'a de sens que si l'ondulation de la
tension aux bornes de la diode est faible (quelques dizaines de mV maxi).
- La tension u2 est elle-aussi influencée par la charge puisque l'ondulation aux bornes
du condensateur augmente quasi-linéairement avec IL.
δ et ρ ne servent donc qu'à comparer différents circuits stabilisateur
pour une charge donnée
Mesures
Relier ce circuit au précédent (on prendra C=220 μF pour minimiser l'ondulation) et
visualiser U3 (t) et U2 (t) avec RL non connectée. En déduire la valeur de δ puis celle de rZ et
les comparer avec les valeurs attendues.
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
58
IV) REGULATION
1) Avec transistor "ballast"
Le circuit précédent ne convient pas pour alimenter de faible charge. En effet, même
dans le cas optimum ou l'on choisit R=RMIN (IZ=IZMAX à vide) la charge minimum RLMIN vaut
alors Ω≈= 172I
VR
ZMAX
ZLMIN (la diode est alors à la limite du blocage et rZ est donc très
grande).
Pour alimenter de plus faible charge on peut associer au circuit précédent un
montage suiveur qui, rappelons-le, est un quadripôle qui amplifie le courant d'entrée
( 1ii
Aie
s >= ) tout en faisant suivre la tension ( 1vv
Ave
s ≈= ). L'intérêt est donc ici de faire
apparaître la charge RL comme étant Ai fois plus grande au montage stabilisateur précédent.
Ce suiveur sera ici un transistor câblé en collecteur commun qui dans cette application est dit
"monté en ballast".
Principe
Grâce au transistor, le courant prélevé dans la diode zéner est β+1 fois plus faible
que celui fournit à la charge pour une tension U3 proche de Vz (U3 = VZ – 0,6). Le simple
ajout du transistor au circuit stabilisateur précédent permet donc d’alimenter des charges de
résistance (β+1 fois) plus faible.
Nous n’étudierons pas ce circuit plus en détail par manque de temps pour nous
intéresser au régulateur intégré qui est bâti autour de cette même structure.
U2 RL
R
U3IZ
VZDZ
BZX85C15
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
59
In Out
Com
7815
0,33 uF 0,1 uF
120
1 K
++RL RB
eg
U2 U3
A
B
U2
R1R
U3
DZ R2
2) Avec régulateur intégré
Le régulateur à transistor ballast permet de piloter des charges faibles mais
n'améliore pas le facteur de stabilisation amont δ. Le régulateur de tension intégré
fonctionne sur le même principe mais il possède un amplificateur de tension (ce qui lui
permet encore de diminuer le facteur de régulation aval) avec une grande impédance
d'entrée qui permet de choisir le point de repos de la diode zéner pour optimiser le facteur
de régulation amont sans se soucier de la charge.
Les régulateurs de tension fixe (5V, 8V, …) de la famille 78XX sont des régulateurs séries
(transistor en série dit "ballast") qui possèdent la structure suivante :
L'amplificateur amplifie l'erreur et le transistor amplifie toujours le courant (suiveur).
Grâce à l'asservissement, la référence de tension peut être de fcem différente de celle
désirée ce qui permet de choisir une zener à faible coefficient de température (VZ ≈ 6 V). Ces
régulateurs possèdent de plus une protection thermique en cas de surcharge. Il est
nécessaire de placer un condensateur de 0,33 μF en entrée pour éviter les risques
d'oscillations et un autre de 0,1 μF en sortie pour rejeter les courants transitoires (charge
variable).
Mesures
Z2
13 V
RR
1U ⋅⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛+=
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
60
a) Stabilisation amont
Relier ce circuit à l'étage de filtrage en choisissant C=47 μF en plaçant RL=330 Ω en
// avec C de manière à faire varier U2 entre ≈ 18 V et 27 V.
Observer U3 et mesurer <U3> et le facteur de stabilisation amont (régulateur à vide).
Comparer avec les valeurs données par le constructeur (voir annexe 3).
b) Régulation aval
Alimenter ce circuit avec une tension continue U2 = 25 V (il faut U2 – U3 > 2 V pour
que le régulateur fonctionne correctement). Relier le dipôle AB en sortie du régulateur, le
transistor permettant de faire commuter la charge RL. On appliquera pour cela une tension
eg carrée 0 – 5V (sortie TTL du GBF) à la fréquence de 100 Hz.
Observer U3 et son ondulation et la comparer avec les valeurs données par le
constructeur.
V) Etude de la chaîne complète
Relier le régulateur à l'étage de filtrage en choisissant C=220 μF et charger le
régulateur avec RL=120 Ω.
Relever U2 et U3 .
Dans cette configuration nous venons de réaliser une alimentation correctement
dimensionnée pour alimenter une charge résistive de 120 Ω (ou une charge quelconque
absorbant un courant maxi ILMAX = 15/120 =125 mA) sous une tension V0 = 15 V.
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
61
SYNTHESE
Cahier des charges : tension d'alimentation : V0
courant maxi à fournir à la charge : ILMAX
Choix du régulateur
Si la tension et le courant à fournir ne sont pas trop élevés (V0 < 30 V et ILMAX <
qques A) le régulateur intégré est une solution peu coûteuse permettant d'obtenir une très
bonne stabilisation/ régulation de la tension de sortie. On choisit le régulateur d'abord en
fonction du courant ILMAX puis en fonction de la tension V0 (si celle-ci n'est pas normalisée, on
choisit un régulateur ajustable).
Sinon, on est amené à construire son propre régulateur au moyen d'une diode zéner
et d'un transistor ballast de puissance (les constructeurs proposent également des
améliorations possibles de leur régulateur dans les notes d'application).
Choix du condensateur Une ondulation de 1 V voire quelques Volts est raisonnable. Il est inutile de
descendre en dessous compte tenu de l'étage stabilisateur/régulateur qui suit et conduirait à
un surdimensionnement du condensateur et du transformateur. En conséquence :
01.0I2T
UIC LMAX
2
LMAX ×≈⋅Δ
≈
La tension de service devra être supérieure d’environ 10 V à V0 (voir ci-dessous).
Choix du transformateur
On choisit la tension de sortie telle que U1eff × 2 soit supérieure à V0 de l’ordre
de 10 V compte tenu des chutes de tensions dues aux 2 seuils de diodes (≈ 1,4 V), à
l'ondulation ΔU2 (≈ 1 V), de la tension de déchet du régulateur (≈ 2 à 3 V) ce qui laisse
une marge d'au moins 5 V.
TP 6 Alimentations de tensions linéaires
62
La puissance apparente débitée par le transformateur vaut S = U1eff × I1eff et peut être
estimée par la puissance absorbée par l'entrée du régulateur ≈ U1eff × 2 × ILMAX . Il convient
de multiplier cette grandeur par 2 pour tenir compte du fait que la charge vue par le
transformateur est en réalité partiellement réactive (donc S > P) à cause du condensateur
(d'où l'intérêt aussi de ne pas l'avoir choisi trop grand). Le calcul précis est en réalité difficile
car il faut tenir compte de l'inductance du secondaire que l'on ne connaît pas à priori
lorsqu'on recherche un transformateur.
En conséquence, on choisira S > 2 × U1eff × 2 × ILMAX
NB : Pour prévenir tout incident, on place un fusible à fusion temporisée (à cause du
courant de pointe au démarrage lorsque que C est initialement déchargé) en série avec
le primaire de valeur ≈ 2 fois ILMAX × 220U eff1 .
Choix des diodes Les ponts de graëtz existent sous forme intégrée comprenant les 4 diodes précâblées.
On le choisit en fonction :
de la tension inverse maxi supportée par les diodes : VRRM = U1eff × 2
du courant moyen qui traverse les diodes : <ID> qu'on majorera en prenant ILMAX
NB : le courant de crête n'est pas critique car il est limité par l'inductance du secondaire.
TP7 Caractéristiques du transistor bipolaire
63
TP7 : CARACTERISTIQUES DU TRANSISTOR BIPOLAIRE
L’étude se fera d’abord en grands signaux puis on déterminera un modèle linéaire en petits
signaux en un point de repos choisi.
I Modèle en petits signaux Pour des écarts petits autour du point de repos défini par la polarisation, les relations entre
les variations des grandeurs électriques Vce, Ic, Vbe, Ib sont linéaires.
Ces relations entre grandeurs dynamiques ΔVce, ΔIc, ΔVbe, ΔIb, du biporte amplificateur
peuvent s'exprimer sous formes matricielles.
Un modèle petits signaux traduisant une de ces formes est :
u1 = rbe i1
i2 = βo i1 + ce2
ru
avec :
u1 = ΔVbe = Vbe - Vbeo
u2 = ΔVce = Vce - Vceo
i1 = ΔIb = Ib - Ibo
i2 = ΔIc = Ic - Ico
Ce système de paramètres est celui du montage Emetteur Commun puisque l'entrée du
quadripole est BE (Vbe, Ib), la sortie CE (Vce, Ic).
Par identification :
rui
VIbe
u
be
b V ctece
=⎛⎝⎜
⎞⎠⎟ =
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
= =
1
1 02
ΔΔ
β02
1 02
=⎛⎝⎜
⎞⎠⎟ =
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
= =
II
II
u
c
b V ctece
ΔΔ
1/ rIu
IVce
I
c
ce I cteb
=⎛⎝⎜
⎞⎠⎟ =
⎛⎝⎜
⎞⎠⎟
= =
2
2 01
ΔΔ
TP7 Caractéristiques du transistor bipolaire
64
Le schéma dynamique petits signaux est :
B
E
u1
i1
u2
C
E
i2
rbe
β0 i1 rce
On cherchera à déterminer les valeurs expérimentales de ces paramètres pour le point de
repos Vceo = 10V et Ibo = 44µA.
II Caractéristiques de sortie Ic(Vce) 1° Amplificateurs différentiels
On utilisera les amplificateurs différentiels présents sur la maquette du traceur de
caractéristiques dont les symboles sont les suivants :
C+
C-SCx1/10
A+
A-SAx1
B+
B-SBx1
Amplificateurs différentiels
Trois amplificateurs différentiels permettent d'éviter les problèmes de masse.
Les amplificateurs X1 ont un gain de 1, une impédance d’entrée très élevée de plusieurs MΩ
mais ont une dynamique réduite de ± 20V en entrées (par rapport à la masse) et en sortie.
L’amplificateur X1/10 divise le signal différentiel par 10, son impédance d’entrée est de 1MΩ
(2MΩ en différentiel), mais a une dynamique de ± 200V sur les entrées.
2° Montage (transistor en direct)
Rc = 1kΩ
Vcc est un signal triangulaire à 100Hz.
T est un transistor NPN (TIP31C).
A chaque valeur de V+, Ib = cte (Vbe = Vbeon ≈ 0,60V) correspond plusieurs aller-retour d'une
caractéristique Ic(Vce) à Ib = cte.
TP7 Caractéristiques du transistor bipolaire
65
Vcc
Rc
B+
B-
V+Vce
VbeRb
100KT
Ic
générateur de fonction
Après avoir calculé les valeurs de V+ permettant de fixer le courant de base à
Ib0 = 44µA puis à Ib1 = 54µA, on visualisera pour chaque cas Ic(Vce) dans le 1er quadrant (Ic
> 0 et 0 < Vce < 12V environ), c’est à dire T en direct.
⇒ Régler l'oscilloscope pour visualiser les caractéristiques pour Ib1 et Ib2
⇒ Reporter sur un oscillogramme les deux relevés, les valeurs de V+, le titre ainsi que
les axes avec les échelles (mA, V).
⇒ Comparer vos relevés avec le relevé Ic(Vce) d’un transistor TIP31C donné en
annexe. Commentaires.
3° Exploitation
⇒ Pour Vce = cte = 10V, déterminer βo = ßdynamique (= h21 = hfe) au voisinage de
Ibo = 44µA.
⇒ Pour Ibo = 44µA, déterminer approximativement rce
⇒ Déterminer la tension de Early
⇒ Reporter ces résultats sur la feuille de relevés.
4° Transistor en saturation
⇒ Relever la caractéristique Ic(Vce) pour Ib=44µA dans la zone de saturation
(zoom autour de 0) en modifiant les réglages des appareils (Rc = 100Ω et ampli X1)
⇒ Donner Vcesat (lorsque Ic est à 90% de son asymptote).
TP7 Caractéristiques du transistor bipolaire
66
III Caractéristique d'entrée Ib(Vbe) 1° Montage
⇒ Proposer un montage permettant de visualiser à l’oscilloscope la caractéristique
Ib(Vbe) à Vce ≈ Vcc = cte = 10V (on prendra Rb = 100kΩ et Rc = 100Ω valeur faible
pour avoir Vce ≈ cte).
Le générateur est à une fréquence suffisamment basse pour éviter les déphasages dus aux
capacités internes du transistor, ce qui provoquerait un dédoublement de la courbe en XY.
2° Mesures et exploitation
⇒ Tracer Ib(Vbe) pour 0 < Ib < 80µA. Sortir la courbe sur table traçante.
⇒ Déterminer à partir de la caractéristique Ib(Vbe) la valeur de rbe au point Ibo = 44µA.
Noter ce résultat sur la feuille de relevés et le schéma de mesure.
IV Courbes Ic(Ib) Le montage et les réglages sont presque les mêmes que précédemment .
⇒ Visualiser Ic(Ib) à Vce ≈ Vcc = cte = 10V.
⇒ En déduire à nouveau βo = ßdyn pour Vceo = 10 V et Ibo = 44µA.
⇒ Quelle la valeur du gain statique en courant BCsta I
I=β au point Ibo = 44µA ;
⇒
V Transconductance
⇒ A Ico = ßst x 44 µA, calculer la transconductance gm (pente S) VVccbe
cm V
Ig
10=⎟⎟⎠
⎞⎜⎜⎝
⎛ΔΔ
=
avec la formule approchée S = gm = Ico/VT
(VT = kT/Qe = 25mV).
VI Schéma dynamique ⇒ Dessiner le schéma dynamique du transistor en direct avec les valeurs numériques
déterminées expérimentalement pour le point de polarisation à Ibo = 44µA et
Vceo = 10V.
⇒ Calculer rbe théorique (CO
Tbe I
Vr
.0β= )
TP7 Caractéristiques du transistor bipolaire
67
VII Transistor en commutation
Dans cette utilisation, le transistor sera utilisé en Bloqué ou Saturé donc en interrupteur
électronique.
1° Rappel des conditions
On travaillera en direct (Vce > 0).
Le transistor est bloqué (Ic = 0 et Ib = 0) quand la diode BE est bloquée donc
Vbe < Vbeon ≈ 0,6V.
L’interrupteur est ouvert parfaitement.
Quand le transistor est saturé la tension Vce devient très faible (Vcesat ≈ 0,2V) donc pas idéale
pour un interrupteur fermé mais cette tension reste négligeable par rapport aux tensions de
la maille de sortie.
Pour saturer le transistor, celui ci est bien sûr passant (Vbe = Vbeon ≈ 0,6V) mais le courant
de base doit être suffisant (stacb II β> ) (Ic se calculant dans la maille de sortie avec l’hypothèse
transistor saturé).
2° Commande d’une LED
a) Choix des composants
La diode électroluminescente (LED) a une tension directe de l’ordre de 2V (dépendante de sa couleur). On fera passer un courant de 15 mA pour l’éclairer. Le générateur fournit un signal carré logique aux normes TTL (VL = 0,1V et VH = 3,8 V). On
travaillera à une fréquence très basse (période de plus d’une seconde) pour pouvoir suivre
visuellement l’allumage et l’extinction de la LED.
⇒ Calculer la résistance Rc de limitation de courant de diode.
⇒ Calculer la résistance de base Rb suffisante pour saturer le transistor. On prendra
βst = 100 et un coefficient de sécurité d’au moins 2 pour assurer la saturation.
⇒ Dans quel état est le transistor quand Eg est au niveau bas ?
TP7 Caractéristiques du transistor bipolaire
68
LED
Rc
Rb
Eg
Valim
10 V
Ic
Ib
VceVbe
TTL
b) Mesures
⇒ Faire le câblage avec les composants calculés.
⇒ Relever les signaux Vbe, Vce et Eg(t) (sortie TTL du générateur)
⇒ Le transistor passe-t-il bien de l’état bloqué à l’état saturé ?
⇒ Que vaut Vcesat ?
⇒ Que vaut la tension directe de la LED ?
Annexe : caractéristiques Ic(Vce) d’un transistor TIP31C.
TP8 Caractérisation d’un amplificateur
69
TP8 : CARACTERISATION D’UN AMPLIFICATEUR EN CLASSE A
I) Objectif Le but de ce TP est de caractériser totalement le comportement dynamique d’un amplificateur en se basant sur sa représentation matricielle. Du point de vue expérimental (mesures) l'amplificateur est considéré comme une "boite noire". Cependant il est demandé dans le cadre de la préparation d'effectuer les calculs théoriques : calcul des caractéristiques du point de repos (polarisation) et expressions théoriques des paramètres mesurés à partir du schéma équivalent en petit signal.
II) Représentation quadripolaire La caractéristique entrée sortie n’est pas forcément linéaire mais pour des variations suffisamment petites, il y a pratiquement proportionnalité entre les grandeurs dynamiques entrée/sortie (ΔU1 et ΔU2). Dans ces conditions, les signaux ne sont presque pas déformés et on pourra considérer qu'une sinusoïde à l’entrée engendre une sinusoïde en sortie. En petits signaux, les grandeurs complexes d’entrée (U1 et I1) et de sortie (U2 et I2) du quadripôle linéaire sont reliées par des équations linéaires et donnent des jeux de 4 paramètres caractérisant ce quadripôle : matrice impédance, admittance, chaîne ABCD, hybride. Une représentation possible est alors la suivante :
entrée sortie
I2
U2U1
I1
A0 U1Zti I2
Z1Z2
quadripôleamplificateur
Les équations traduisant ce schéma sont :
U1 = Z1.I1 + Zti.I2 U2 = A0.U1 + Z2.I2
Si l’amplificateur est parfait, le terme de retour sortie → entrée Zti est nul.
TP8 Caractérisation d’un amplificateur
70
Q
E
S
M M
III) Etude de l'amplificateur à transistor monté en collecteur commun A PREPARER On cherche à caractériser le quadripôle Q qui sera ensuite relié à un générateur (eg ,
Rg) et une charge résistive RL.
Ce = 100 nF; Cs = 100 µF; Rg = 1 KΩ; R1 = 15 KΩ; R2 = 33 KΩ; RE = 220 Ω ;RL = 100 Ω Pour le transistor, on prendra : Vbe = 0,6 V (à l’état passant); βstatique = 100; Vcesat = 0,2 V
1) Etude de la polarisation
Calculer le point de repos P (Vce0 ; Ic0) du transistor. (on supposera pour cela que le
transistor fonctionne en régime linéaire, hypothèse que l’on vérifiera ensuite)
2) Etude en régime dynamique
On étudie le quadripôle Q en régime variable dans la bande passante (les condensateurs sont alors supposés jouer leur rôle de liaison) pour de petites variations des signaux de telle sorte que l’on puisse modéliser le transistor par le circuit linéaire suivant :
rbe
ß0.ib
B
E
C
ib
vcevbe rce
avec gmβ
IV
βrbe 0
C0
T0 =⋅=
0C
A
IV
rce ≈
β 0 : facteur d'amplification en courant
dynamique Figure 2 Figure 2
Figure 1
Vs
TP8 Caractérisation d’un amplificateur
71
2-1) Calculer les résistances rbe et rce (on prendra β0 = 150 ; VA = 50 V ; VT = 25 mV). 2-2) En utilisant ce modèle, donner le schéma équivalent en régime dynamique petit signal du quadripôle Q.
2-3) Comme l'étude est faite dans la bande passante, le quadripôle Q peut alors être représenté par un circuit linéaire à 4 paramètres réels :
Exprimer puis calculer ces paramètres :
a) La résistance 0
11=
=isie
veR
b) La résistance 0
22=
=veis
vsR
c) L’amplification en tension 0=
=isve
vsA
d) La résistance de couplage0=
=ie
ti isveR
3) Analyse
On considère maintenant le schéma complet de la figure 1.
3-1) En utilisant le modèle de la figure 3, exprimer l’amplification en chargeegvs
en fonction de
Rg, RL et des 4 paramètres du modèle. Effectuer l’application numérique.
3-2) Calculer quel serait le rapport egvs
sans le quadripôle Q, c’est-à-dire si la charge RL était
directement reliée au générateur (eg ; Rg). 3-3) En déduire la fonction de ce quadripôle et son intérêt.
R11 R22
A.veRti.is
E
M M
S
vs
isie
ve
Figure 3
TP8 Caractérisation d’un amplificateur
72
4) Mesures
4-1) Mesurer le point de repos P (Vce0 ; Ic0) du transistor et vérifier qu'il est conforme aux
prévisions théoriques
On se réfèrera pour la suite aux indications données en annexe au niveau du mode opératoire.
4-2) Etudier la réponse harmonique du gain en tension à vide A (jf). On relèvera simplement
l'amplification dans la bande passante ainsi que la fréquence de coupure basse fCB.
4-3) Pour une fréquence dans la bande passante (fréquence de référence fref) mesurer R11 , R22
et Rti .
4-4) Pour F= Fcb/2, mesurer R11 (complexe).
4-5) Insérer le quadripôle dans le montage de la figure 1 et mesurer l’amplification en charge
egvs
.
Vérifier la cohérence de cette mesure en utilisant le résultat littéral obtenu en 1-3) appliqué aux 4 paramètres mesurés.
4-6) Relever la dynamique maximum de sortie avec et sans charge et expliquer le phénomène observé.
TP8 Caractérisation d’un amplificateur
73
ANNEXE : Protocoles expérimentaux pour caractériser un amplificateur
Les protocoles présentés peuvent être appliqués à tout montage amplificateur.
I) Réponse harmonique (fréquentielle) en gain On s'intéresse à la réponse à vide (I2 = 0) A0(jω) du gain en tension.
1) Effectuer les mesures permettant de tracer la fonction de transfert liant la tension de sortie U2 à celle d’entrée U1 dans le plan de Bode en amplitude AdB (A(jF) = U2/U1). L’amplificateur est à vide (sans charge).
Remarques : On n’utilise pas de câble blindé en sortie si la capacité supplémentaire apportée par le câble pose problème. Les mesures peuvent être faites au dBmètre (cf. annexe) en surveillant le signal U2(t) à l’oscilloscope (pas de déformations ni de parasites excessifs) et en maintenant l’amplitude de U1(t) constante, en veillant à travailler dans la bande passante de l'appareil. En pratique on fera les mesures avec les mesures automatiques offertes par l'oscilloscope.
2) Exploitation de la courbe
Déterminer le gain de référence Gref dans la "zone plate" de la bande passante, gain max. généralement. Mesurer les fréquences de coupure haute Fch et basse Fcb à -3dB du gain de référence. A la fréquence de référence, Fref = moyenne géométrique de Fch et Fcb, relever U2(t) et U1(t). En déduire le déphasage de U2/U1. On procéderait de la même façon pour la réponse en charge, pour le gain en courant…
II) Impédance d’entrée
1) Attaque en tension – Attaque en courant
Une attaque en tension se fait avec un générateur de tension d’impédance interne négligeable devant l’impédance d’entrée du montage. Une attaque en courant se fait avec un générateur de courant ou avec un quasi-générateur de courant, c’est à dire un générateur de tension d’impédance interne Rg très grande devant Ze (en pratique au moins 20 fois plus grande).
Dans les conditions d’une attaque en courant, la tension d’entrée U1 est très faible devant la f.e.m. du générateur Eg donc :
Eg ≅ Rg.I1 et comme U1 = Ze.I1 on en déduit : Ze RgUEg
=1
TP8 Caractérisation d’un amplificateur
74
2) Mesure de l’impédance d’entrée
Pourquoi faut-il éviter d'utiliser un câble blindé pour relever U1(t) ? La sortie du circuit amplificateur n’étant pas chargée, on détermine l’impédance d’entrée complexe Ze en faisant une attaque en courant à l’aide d’une résistance de forte valeur en série avec le générateur. Conditions de la mesure : - On effectue la mesure de Ze pour plusieurs fréquences dans et hors de la bande
passante - choisir Rg = 1 kΩ, 10 kΩ ... selon le critère ci-dessus, quitte à modifier la valeur en
cours de mesure, - surveiller le signal de sortie à l'oscilloscope qui ne doit pas être déformé. -
3) Exploitation
On peut déterminer en fonction de la fréquence la nature de Ze (inductive ou capacitive), voir un schéma équivalent.
III) Impédance de sortie L’impédance de sortie peut dépendre de l’impédance interne du générateur à l’entrée. On fera la mesure avec une attaque en tension (Rg très faible). La charge voit Zs avec un générateur de tension commandé par U1 (schéma de Thévenin).
U1 A0.U1 U2
Zs
charge
Deux méthodes sont possibles pour mesurer l’impédance de sortie Zs : 1) En annulant U1, c’est à dire en remplaçant le générateur par un court-circuit à l’entrée, le
dipôle de sortie devient alors passif et on peut mesurer son impédance interne Zs
classiquement (comme Ze précédemment) en faisant une attaque en courant par la sortie.
On choisira Rg et on fait les mesures pour une fréquence à l'intérieur de la bande passante (pas de câble blindé pour mesurer U2).
TP8 Caractérisation d’un amplificateur
75
2) Une autre méthode est d’attaquer en tension l’entrée U1 et de faire une mesure du gain à vide A0 (sortie en l’air), puis de charger la sortie par R en mesurant le gain en charge A.
A tension d’entrée constante (en amplitude), la tension de sortie à vide U20 et celle en charge U2 donne Zs par la méthode du pont diviseur.
ZsRR
UU
20
2
+=
Remarque : il s’agit d’un rapport tensions complexes de, il faut donc connaître leur
déphasage alors qu’on ne peut visualiser en même temps U20(t) et U2(t). On choisira donc comme source de synchronisation de l’oscilloscope un signal de référence, par exemple U1(t) qu’on visualisera en permanence.
IV) Impédance Zti La mesure de ce paramètre de retour sortie → entrée se fait par une attaque en courant en sortie et en mesurant la tension à vide développée à l’entrée toujours en régime sinusoïdal.
V) Schéma équivalent Pour une fréquence particulière, au centre de la bande passant généralement, on peut récapituler les résultats précédents en attribuant les valeurs numériques complexes au schéma suivant :
entrée sortie
I2
U2U1
I1
A0 U1Zti I2
Z1Z2
quadripôleamplificateur