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N° Ordre : 3111

THESE

présentée

DEVANT L’UNIVERSITE DE RENNES 1

pour obtenir

le grade de : DOCTEUR DE L’UNIVERSITE DE RENNES 1

Mention : Traitement du Signal et Télécommunications

Par

Nicolas BOISBOUVIER

Equipe d'accueil Institut d'Electronique et de Télécommunications de Rennes

IETR UMR CNRS 6164, Groupes Antennes et Hyperfréquences Ecole Doctorale MATISSE Composante Universitaire UFR Structures et Propriétés de la Matière

Application des matériaux à Bande Interdite Photonique (BIP) pour la conception

d’antennes et dispositifs associés destinés aux réseaux domestiques sans fils

Soutenance le 14 décembre 2004 devant la Commission d’Examen

COMPOSITION DU JURY :

T. MONEDIERE Professeur à l'Université de Limoges - IRCOM Rapporteur S. ENOCH Chargé de recherche (CNRS), HDR, à l'Institut Fresnel, Marseille Rapporteur K. MAHDJOUBI Professeur à l'Université de Rennes 1 - IETR Directeur de thèse A. LOUZIR Ingénieur THOMSON Encadrant industriel F. GADOT Maître de Conférences à l’IEF, Paris Examinateur M. HIMDI Professeur à l'Université de Rennes 1 - IETR Examinateur A-C. TAROT Maître de Conférences à l'Université de Rennes 1, IETR Co-encadrant

membre invité

Remerciements

Je tiens à remercier les deux laboratoires qui m’ont accueilli conjointement pour mener à bien

cette thèse.

Tout d’abord le laboratoire Network de THOMSON dirigé par Henry FOURDEUX puis Pierre HOUEIX. J’exprime ma gratitude à Monsieur Ali LOUZIR et Madame Françoise LE BOLZER pour m’avoir fait confiance en me proposant ce sujet de thèse à l’issue de mon stage de DEA réalisé au sein de ce même laboratoire. Merci pour votre active participation aux résultats présentés dans ce manuscrit et pour nos nombreux échanges liés ou non à cette thèse. Je vous suis sincèrement très reconnaissant de m’avoir offert cette opportunité de partager l’apprentissage de mon métier à vos cotés.

Merci chaleureusement au groupe Antennes et Hyperfréquences de l’IETR (Institut d’Electronique et de Télécommunications de Rennes - UMR CNRS 6164) dirigé par Monsieur Daniel THOUROUDE et plus particulièrement à Monsieur Kouroch MAHDJOUBI et Madame Anne-Claude TAROT pour avoir co-encadré ces travaux.

Un grand merci à Monsieur Thierry MONEDIERE (IRCOM, Limoges UMR CNRS 6615) et à Monsieur Stefan ENOCH (Institut Fresnel, Marseille, UMR CNRS 6133) pour avoir accepté d’être les rapporteurs de ces travaux. Les compétences de ces deux laboratoires français dans le domaine des structures périodiques sont connues et reconnues au delà de nos frontières, comme le montrent les références faites à leurs travaux tout au long de ce manuscrit.

Merci à Madame Frédérique GADOT et Monsieur Mohamed HIMDI d’avoir accepté de participer à ce Jury.

Je souhaiterais aussi vivement remercier plusieurs personnes qui même si elles n’ont pas

directement participé à mon encadrement, m’ont beaucoup apporté durant ces trois années. Il s’agit, pour THOMSON, de Philippe MINARD et Jean-Francois PINTOS. Je les remercie notamment pour m’avoir permis de diversifier mes connaissances sur des sujets de recherche connexes, comme la télévision numérique terrestre ou des projets de liaisons satellites avec voie de retour. Il s’agit pour l’IETR, de Sylvain COLLARDEY et Halim BOUTAYEB, maintenant docteurs et avec qui j’ai pu gagner un temps précieux en bénéficiant de leur expérience sur les structures périodiques.

Enfin, je n’oublie pas les thésards de ces deux laboratoires, Philippe GUGUEN, Divitha SEETHARAMDOO, Olivier RONCIERE, Barbara et Christophe BARES, Loic LE GARREC, Yoann LETESU, pour ne citer qu’eux. Ces remerciements s’adressent aussi à tous les membres du laboratoire Network de THOMSON en particulier Philippe CHAMBELIN, Dominique LO-HINE TONG, Jean-Luc ROBERT avec qui j’ai pu passer des moments fort agréables.

Merci également à ma famille et mes amis pour leurs encouragements et surtout à Anne pour son soutien de tous les jours.

à Anne

Table des matières

Table des matières

Table des matières

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Table des matières

INTRODUCTION GÉNÉRALE ............................................................................................... 10

I. CONTEXTE DE L’ÉTUDE............................................................................................... 16 I.1 LES RESEAUX LOCAUX SANS FILS ........................................................................................... 16 I.2 DIFFICULTES LIEES A LA PROPAGATION « INDOOR »............................................................... 18 I.3 LES TECHNIQUES DE DIVERSITE .............................................................................................. 20

I.3.1 La diversité d’antenne............................................................................................... 21 I.3.2 Traitement associé à la diversité d’antenne ............................................................. 24 I.3.3 Quantification du gain de diversité d’antenne.......................................................... 24

I.4 LES STRUCTURES A BANDE INTERDITE PHOTONIQUE (BIP).................................................... 26 I.5 CONCLUSION : STRUCTURES BIP ET DIVERSITE D’ANTENNE .................................................. 29 I.6 RÉFÉRENCES ...................................................................................................................... 30

II. BIP PLANAIRE POUR SUBSTRAT DIÉLECTRIQUE ........................................... 34 II.1 ETAT DE L’ART ...................................................................................................................... 35

II.1.1 Présentation des structures................................................................................... 35 II.1.1.1 Structure de type Bragg (a = λg/2) .................................................................... 35 II.1.1.2 Surfaces Haute-Impédance (a << λ g) ............................................................... 36 II.1.1.3 Percement périodique du substrat ..................................................................... 37

II.1.2 Applications « antennes » ..................................................................................... 38 II.1.2.1 Utilisation du BIP en Bande Interdite ............................................................... 38 II.1.2.2 Utilisation du BIP en Bande Passante............................................................... 41

II.1.3 Synthèse................................................................................................................. 43 II.2 LA STRUCTURE BIP DE RADISIC............................................................................................ 45

II.2.1 Dimensionnement de la structure BIP de Radisic ................................................ 45 II.2.1.1 Etude analytique................................................................................................ 48 II.2.1.2 Etude numérique ............................................................................................... 49

II.2.2 Agilité de diagramme grâce à la structure BIP de Radisic .................................. 52 II.2.2.1 Présentation de la topologie d’antenne ............................................................. 52 II.2.2.2 Validation du fonctionnement proposé ............................................................. 54 II.2.2.3 Optimisation du dimensionnement du BIP ....................................................... 56 II.2.2.4 Gain de diversité ............................................................................................... 59

II.3 STRUCTURE BIP PLANAIRE POUR FENTE ............................................................................... 61

II.3.1 Intérêt pour les fentes............................................................................................ 61 II.3.2 Structure BIP pour fente ....................................................................................... 63 II.3.3 Applications de cette structure BIP pour fente ..................................................... 67

II.3.3.1 L’antenne fente annulaire.................................................................................. 67 II.3.3.2 L’antenne Vivaldi (Tapered Slot Antenna)....................................................... 72

II.3.4 Compactage de la structure BIP pour fente.......................................................... 74 II.3.4.1 Structure BIP bi-couche pour fente................................................................... 74 II.3.4.2 Structure BIP anisotrope pour fente.................................................................. 78

II.4 CONCLUSION ...................................................................................................................... 82 II.5 REFERENCES ...................................................................................................................... 83

Table des matières

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III. BIP VOLUMIQUE..........................................................................................................88 III.1 ETAT DE L’ART.....................................................................................................................89

III.1.1 BIP métallique (BIPM)..........................................................................................89 III.1.2 Radômes périodiquement structurés .....................................................................93 III.1.3 Structures périodiques tri-dimensionnelles...........................................................95

III.2 ETUDE D’UNE SOURCE AU SEIN D’UN BIP METALLIQUE ......................................................97

III.2.1 Présentation de la structure BIPM étudiée ...........................................................97 III.2.2 Etude d’une source au centre d’un BIPM...........................................................102

III.2.2.1 Source de courant infinie au centre d’un BIPM..........................................103 III.2.2.2 Relation avec la caractérisation sous onde plane ........................................104 III.2.2.3 Influence de la finitude des tiges métalliques .............................................107 III.2.2.4 Etude de cas limite (H < h)..........................................................................114

III.2.3 Etude d’une source décentrée au sein d’un BIPM..............................................116 III.2.4 Conclusion...........................................................................................................121

III.3 SOURCE UNIQUE CENTREE AU SEIN D’UN BIPM ACTIF .......................................................123

III.3.1 Structure#1 ..........................................................................................................124 III.3.1.1 Fonctionnement de la structure#1 ...............................................................124 III.3.1.2 Application : antenne sectorielle « 4 secteurs » ..........................................126 III.3.1.3 Gain de diversité..........................................................................................130

III.3.2 Structure#2 ..........................................................................................................131 III.3.2.1 Configurations statiques..............................................................................132 III.3.2.2 Structure#2 en présence de tiges métalliques discontinues.........................135 III.3.2.3 Gain de diversité..........................................................................................136

III.4 SOURCES MULTIPLES DECENTREES AU SEIN D’UN BIPM PASSIF.........................................139

III.4.1 Principe de fonctionnement.................................................................................139 III.4.2 Minimisation de l’encombrement........................................................................140

III.4.2.1 Passage du dipôle au monopole ..................................................................140 III.4.2.2 Passage à un BIPM c5x5.............................................................................143

III.4.3 Gain de diversité .................................................................................................145 III.4.4 Implémentation active .........................................................................................146

III.5 RÉFÉRENCES ....................................................................................................................147

CONCLUSION GÉNÉRALE & PERSPECTIVES...............................................................150

ANNEXE_ A : L’ANTENNE FENTE ANNULAIRE............................................................156

ANNEXE_ B : DESIGN D’UN SWITCH IMPRIMÉ............................................................164

ANNEXE_ C : PUBLICATIONS & BREVETS ....................................................................166

Introduction générale

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Ces travaux de thèse sont réalisés dans le cadre d’une convention CIFRE liant le

laboratoire Network de THOMSON (Centre de Recherche & développement de l’entreprise situé à Rennes) et l’Institut d’Electronique et de Télécommunication de Rennes (IETR, Université de Rennes1) sur le sujet suivant « Application des matériaux à Bande Interdite Photonique (BIP) pour la conception d’antennes et dispositifs associés destinés aux réseaux domestiques sans fils. »

Ces travaux, débutés en novembre 2001, s’inscrivent dans le cadre d’études relatives aux réseaux domestiques sans fils et plus particulièrement à la recherche de solutions d’antenne s’adaptant au mieux aux conditions de propagation rencontrées en environnement « indoor ». Depuis une dizaine d’années, de nombreux travaux ont été publiés concernant des applications de structures périodiques ou structures BIP (à Bandes Interdites Photoniques) dans le domaine des micro-ondes. Une telle structure périodique introduit des conditions de résonance dans les mécanismes de propagation d’ondes en fonction de la fréquence ou des caractéristiques de l’onde incidente.

L’objectif de cette thèse est de comprendre et mettre en évidence les propriétés attractives des matériaux BIP dans la perspective de l’application visée. Puis d’exploiter ces propriétés pour la conception et la réalisation d’antennes « intelligentes » et dispositifs associés (filtres,…) pour les réseaux domestiques sans fils. La fréquence de travail est alors imposée afin de proposer des topologies d’antennes présentant un schéma de diversité dans la bande de 5-6GHz.

Ce travail s’appuie, d’une part, sur l’expérience acquise par le laboratoire universitaire dans la conception et le traitement des matériaux BIP. Depuis 1996 [0.1, 0.2, 0.3, 0.4], l’IETR a en effet entrepris de nombreux travaux sur l’étude des structures périodiques et leurs applications dans le domaine des micro-ondes. Il s’appuie, d’autre part, sur les connaissances du laboratoire industriel concernant le comportement du canal sans fils domestique et les solutions d’antennes adaptées [0.5, 0.6, 0.7, 0.8]. THOMSON travaille sur le développement d’équipements bas-coût pour ce type de réseaux. Organisation du manuscrit

Le chapitre I présente la thématique de la thèse, les problématiques associées et notre volonté d’exploiter les structures BIP pour y répondre. Aussi, nous allons, dans un premier temps, présenter les différents types de réseaux locaux sans fils existants (ChapitreI.1). En décrivant les mécanismes de propagation en environnement indoor (ChapitreI.2), nous justifierons le recours aux techniques de diversité dans ce cadre. Nous envisagerons notamment la diversité d’antenne, en définissant les concepts sous-jacents et en présentant les outils permettant de quantifier le gain apporté par ces procédés (ChapitreI.3). Nous présenterons


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ensuite les structures à Bande Interdite Photonique (ou BIP) au travers de considérations historiques, puis en introduisant les applications de ces structures aux fréquences micro-ondes. Nous proposons notamment de classer ces structures en deux catégories selon qu’elles affectent une structure planaire imprimée pour substrat diélectrique ou une structure volumique (Chapitre I.4).

Ces deux catégories de BIP feront alors chacune l’objet d’un chapitre.

Le chapitre II s’intéresse aux structures BIP planaires pour substrat diélectrique. Dans un premier temps, un état de l’art présente ces différentes structures et leurs applications aux antennes (ChapitreII.1). Nous nous sommes alors intéressés à l’une d’entre elles, la structure BIP de Radisic. La structure BIP de Radisic consiste à insérer des fentes périodiquement espacées dans le plan de masse d’une ligne micro-ruban. Nous proposons une implémentation de cette structure BIP en tant que déphaseur sur les lignes d’alimentation d’un réseau d’antenne. En alimentant ce réseau d’antenne par différents accès, nous proposons une topologie présentant de la diversité d’antenne (ChapitreII.2). Enfin, nous introduisons une structure BIP pour fente, duale de la structure BIP de Radisic pour structures micro-rubans. Ce concept est validé et plusieurs applications aux antennes à fentes sont proposées. (Chapitre II.3).

Le Chapitre III concerne la seconde catégorie de structures BIP, les structures BIP volumiques. Comme précédemment, ce chapitre s’ouvre par un état de l’art présentant ces différentes structures et leurs applications aux antennes (ChapitreIII.1). Dès lors, nous nous sommes intéressés à l’une d’entre elles, la structure BIP métallique (ou BIPM). Une structure BIPM est un réseau de fines tiges parallèles entre-elles, parfaitement conductrices et équidistantes les unes des autres. Dans cette thèse, nous nous sommes plus particulièrement intéressés au fonctionnement d’une source rayonnante plongée au sein d’une telle structure (ChapitreIII.2). A la lumière de cette étude, nous avons proposé deux topologies d’antenne présentant de la diversité d’antenne. Une première exploite la dualité de fonctionnement entre un BIPM constitué de tiges métalliques continues et discontinues. La topologie d’antenne proposée consiste alors à centrer une source unique au sein d’un BIPM actif. En commutant certaines tiges, il est alors possible d’obtenir plusieurs configurations de rayonnement différentes (Chapitre III.3). La seconde exploite la propriété de filtrage spatiale d’un BIPM lorsque l’on dé-centre une source au sein d’un BIPM. Ainsi en disposant plusieurs sources décentrées au sein d’un BIPM passif et en choisissant d’alimenter l’une de ses sources à l’aide d’un commutateur, plusieurs configurations de rayonnement sont accessibles (Chapitre III.4).

Ce manuscrit propose enfin deux annexes, la première consacrée à l’antenne fente annulaire (Annexe_A) et le second au dimensionnement d’un switch imprimé (Annexe_B). Contribution originale

Notre volonté tout au long de cette thèse a été d’identifier les fonctionnalités de ces structures BIP permettant de procurer à une antenne de l’agilité de diagramme pour ensuite proposer, dans la mesure du possible, une implémentation active permettant de passer d’une configuration de rayonnement à une autre.

Pour ce qui concerne les structure BIP planaires (Chapitre II), nous avons proposé une implémentation active d’une topologie d’antenne à diversité de rayonnement mettant à profit la


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structure BIP de type Radisic. La fonction de déphasage introduite par cette structure BIP dans sa bande passante est exploitée pour déphaser un des deux accès par rapport à l’autre d’un réseau constitué de deux antennes patchs micro-rubans. Un switch imprimé permet alors d’alimenter le réseau suivant deux schémas différents en fonction de l’accès sur lequel les pastilles BIP sont ajoutées. Ainsi, différents diagrammes de rayonnement sont accessibles.

Par ailleurs, nous proposons une structure BIP spécifique aux structures à fente, duale de la structure BIP de Radisic pour structures micro-ruban. Cette structure offre la possibilité d’intégrer directement à un élément rayonnant de type fente, une fonction de filtrage pour permettre par exemple de supprimer les résonances harmoniques.

Concernant les structures BIP volumiques (Chapitre III), nous proposons l’étude d’une

source centrée et décentrée au sein d’une structure BIP métallique lorsque les tiges métalliques sont de dimensions finies. Nous mettons notamment en relation la caractérisation d’un BIPM sous onde plane avec le comportement d’une source au sein d’un BIPM. Deux topologies d’antennes présentant de la diversité de rayonnement sont alors proposées.

La première consiste à plonger une source unique au centre d’un BIPM dont certaines tiges sont rendues actives (Figure 1). Seules certaines tiges périphériques sont rendues actives afin de minimiser le nombre d’éléments actifs. L’implémentation active permet de passer de tiges métalliques continues à discontinues. Selon le nombre, la position de ces tiges actives et la longueur des tronçons de tiges métalliques constituant ces tiges discontinues, différents diagrammes de rayonnement sont accessibles.

Figure 1 : Principe de l’antenne : Source unique au centre d’un BIPM actif. (2 structures proposées)

La seconde consiste à plonger plusieurs sources décentrées au sein d’un BIPM passif. En

fonction de la position de la source au sein du BIPM, l’environnement de tiges métalliques autour de la source ainsi que son diagramme de rayonnement évolue. Un switch permet alors d’alimenter une ou plusieurs sources. La Figure 2 présente une telle topologie lorsque deux sources sont plongées au sein d’un BIPM.

Figure 2 : Principe de l’antenne : Sources multiples décentrées au sein d’un BIPM passif.


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Mots clés

=> Réseaux locaux sans fils => Diversité d’antenne => Structures à Bande Interdite Photonique (BIP)

Chapitre I

=> Structures BIP planaires pour substrat diélectrique => Structure BIP de Radisic => Structure BIP pour fente

Chapitre II

=> Structure BIP métallique (BIPM) => Source unique au centre d’un BIPM => Sources multiples décentrées au sein d’un BIPM

Chapitre III

Références [0.1] “Antennes et Matériaux à Bande Interdite Photonique (BIP) Métalliques”

Poilasne G., Thèse soutenue le 5 juillet 1999, Université de Rennes1. [0.2] “ Applications des matériaux BIP à la réduction de la S.E.R. d'un réseau d'antennes ”

Collardey S., Thèse soutenue le 17 décembre 2002, Université de Rennes1. [0.3] “ Structures périodiques planaires et cylindriques appliquées aux antennes pour

communication mobile ” Boutayeb H., Thèse soutenue le 12 décembre 2003, IETR, Université de Rennes1.

[0.4] “Etude de résonateurs de Perot-Fabry et d’antennes imprimées en ondes millimétriques. Conception d’antennes à faisceau gaussien. ” Sauleau R., Thèse soutenue le 9 décembre 1999, Université de Rennes1.

[0.5] “Multi-band annular slot antenna for WLAN Applications”, Le Bolzer F. , Louzir A., IEE ICAP 2001 - International Conference on Antennas and Propagation

[0.6] “A compact radiation pattern diversity antenna for WLAN applications” Boisbouvier N., Louzir A., Le Bolzer F. 2002 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium

[0.7] “Compact Antenna Diversity for WLAN Applications”, Thudor F., Louzir A., JINA 2002 - International Symposium on Antennas

[0.8] “Tangentially fed Broadband Annular Slot Antenna”, Minard P., Louzir A., ISAP 2002 - International Symposium on Antennas and Propagation

Chapitre I : Contexte de l’étude

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Chapitre I -

Contexte de l’étude I.1 LES RESEAUX LOCAUX SANS FILS I.2 DIFFICULTES LIEES A LA PROPAGATION « INDOOR » I.3 LES TECHNIQUES DE DIVERSITE I.3.1 La diversité d’antenne I.3.2 Traitement associé à la diversité d’antenne I.3.3 Quantification du gain de diversité d’antenne I.4 LES STRUCTURES A BANDE INTERDITE PHOTONIQUE (BIP) I.5 CONCLUSION : STRUCTURES BIP ET DIVERSITE D’ANTENNE I.6 REFRENCES

Chapitre I.1 : Les réseaux locaux sans fils

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I. Contexte de l’étude

I.1 Les réseaux locaux sans fils Les réseaux sans fils haut débit ont la vocation de se substituer aux réseaux filaires

classiques ou tout au moins suppléer les réseaux filaires lorsqu’un tel déploiement est impossible. Ces réseaux utilisent un support de propagation qui n’est plus la ligne de propagation classique (câble, fibre optique,…) mais l’onde radio-électrique. En offrant une qualité de service et des débits équivalents, les réseaux locaux sans fils se démarquent essentiellement des réseaux filaires de part la souplesse de déploiement et le confort d’utilisation qu’ils proposent. Les réseaux locaux sans fils se distinguent entre eux par le débit et la zone de couverture (ou portée) offerte. Plus la portée est importante, moins son débit le sera. Le cas limite étant les réseaux cellulaires de téléphonie mobile qui, en offrant des zones de couvertures importantes (quelques kilomètres en zone rurale), n’autorisent que des débits assez faibles compris entre 10 et 115 kbit/s pour les normes GSM et GPRS. Au contraire une liaison infrarouge propose des débits allant jusqu’au Gbit/s sur de très courtes distances. Aussi pouvons nous différencier trois grandes familles de réseaux sans fils (Figure 3). Les différents réseaux sans fils

Les réseaux locaux sans fils (en anglais, WLAN pour Wireless Local Area Network) sont conçus pour offrir des performances équivalentes à ceux d’un réseau câblé d’entreprise. Les débits offerts sont alors de l’ordre de plusieurs dizaines de Mbit/s pour une surface de couverture pouvant aller jusqu'à une centaine de mètres. L’application dédiée à ce type de réseaux sans fils consiste à relier des équipements informatiques à un réseau Ethernet existant, il s’agit d’une extension locale d’un réseau filaire. Les débits offerts permettent également de faire passer un flux vidéo MPEG2 de très bonne qualité (10-30 Mbit/s) pour réaliser par exemple un déport vidéo d’une pièce d’un appartement à une autre. On distingue alors deux catégories de WLAN. La première est celle du WIFI (IEEE 802.11b) offrant des débits pouvant aller jusqu’à 11Mbit/s sur une centaine de mètres. Des évolutions permettant des montées en débits sont en cours de normalisation. La seconde est celle de l’HIPERLAN2 (En Europe) et de l’IEEE 802.11a (aux Etats Unis) basé sur l’OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing), plus robuste aux aléas de la propagation indoor, et offrant des débits de l’ordre de 54 Mbit/s sur une centaine de mètres

Les réseaux personnels sans fils (en anglais, WPAN pour Wireless Personal Area

Network) ont la vocation de connecter entre eux des équipements dans un environnement résidentiel. Il s’agit des systèmes appartenant à la famille IEEE 802.15 ou encore du système Bluetooth. Ils offrent des débits moindres (inférieur à 1Mbit/s) sur de courtes portées (une dizaine de mètres). Les services offerts sont donc plutôt de type domotique pour la


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télésurveillance ou l’automatisation de la maison ou de type « mise à jour de base de données » entre PC fixe, PDA et téléphone mobile… Les débits offerts ne permettent cependant pas d’assurer un flux vidéo HD (Haute Définition), éventuellement du streaming vidéo (technique de transfert de données multimédia en un flux) régulier et continu à la demande et en temps réel. C’est pourquoi les réseaux personnels sans fils sont complémentaires des réseaux locaux sans fils.

Les réseaux métropolitain sans fils (en anglais, WMAN pour Wireless Metropolitan Area

Network) sont destinés à un environnement outdoor afin de permettre un accès large bande (1-10 Mbit/s) sur une zone de couverture élargie (quelques kilomètres). Ces réseaux sans fils sont regroupés autour de la famille IEEE 802.16 ou Wimax. Cette technologie est plutôt destinée aux opérateurs de télécommunication. Une application envisagée est d’apporter un accès large bande (Internet haut débit par exemple) sur des zones géographiques pour lesquelles les technologies filaires classiques ne peuvent pas être déployées.

Figure 3 : Les différents types de réseaux locaux sans fils.

Les bandes de fréquences Ces différents types de réseaux sans fils sont normalisés sur différentes bandes de

fréquences. Concernant les réseaux métropolitains, les bandes de fréquences allouées à ce type de

réseaux sont multiples allant de 2GHz pour des boucles locales radios (BLR) à 60GHz (études menées dans le cadre du projet COMMINDOR) [I.1], en passant par des bandes autour de 20GHz pour le LMDS (Local Multipoint Distribution System) [I.2]. L’environnement de propagation est celui d’une liaison extérieure : dès lors, en fonction de la fréquence allouée, ces liaisons nécessitent ou non que l’émetteur et le récepteur soient en vue directe (en anglais LOS, pour Line Of Sight). Par exemple, pour une application à 60GHz, les pertes par diffraction sont trop importantes ce qui nécessite une vue directe entre la station de base et le terminal extérieur de l’abonné.

Pour les réseaux sans fils en milieu indoor (WLAN et WPAN), deux bandes de

fréquences sont utilisées : la bande ISM (en anglais, Industrial Scientific Medicine) à 2.4GHz et des bandes de fréquence entre 5 et 6GHz.

Chapitre I.1 : Les réseaux locaux sans fils

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Cette première bande de fréquence (2,4GHz à 2,4835GHz) a été privilégiée car son usage est libre dans la plupart des pays, ce qui évite l’allocation d’une fréquence par pays. Elle ne requiert aucune licence d’utilisation (au contraire d’autres fréquences comme la bande de fréquence autour de 2GHz bloquée pour l’UMTS) et est globalement libre de droit à condition de respecter certaines contraintes, notamment concernant la puissance. Cette bande de fréquence est cependant fortement encombrée y compris par des applications « non communicantes » comme les fours à micro-ondes

La seconde bande de fréquence (5-6GHz) est divisée en plusieurs sous-bandes selon les

pays. L’Europe au travers de la norme Hiperlan2 propose une bande de 455MHz contre 300MHz aux Etats Unis par exemple.

La Figure 4 récapitule les normes et performances associées des différents réseaux

locaux sans fils.

WLAN WPAN WMAN HIPERLAN2 IEEE 802.11a IEEE 802.11b Bluetooth IEEE 802.16

Bande de

fréquence

5.15 - 5.35 5.47 - 5.725

GHz

5.15 - 5.35 5.725 - 5.825

GHz

2.4 - 2.4835 GHz

2.4 - 2.4835GHz 2 - 11GHz 10 - 66 GHz

débits 6 à 54 Mbit/s qq Mbit/s 1 Mbit/s Dizaine de Mbit/s

Centaine de Mbit/s

portée de l'ordre de 100m indoor

de l'ordre de 10m indoor

qq dizaine de km outdoor

Remarque NLOS LOS Figure 4 : Caractéristiques de quelques réseaux sans fils haut débit.

THOMSON est une entreprise qui développe des produits grands publics et

professionnels tout le long de la chaîne de l’image (de la production à la diffusion de contenu). C’est pourquoi des travaux de recherches sont entrepris particulièrement sur les réseaux locaux sans fils capables de supporter un flux vidéo HD. Pour arriver à des débits de plusieurs dizaines de Mbit/s lorsque l’environnement de propagation est un environnement indoor, différentes techniques sont utilisées. Nous allons les préciser après avoir décrit plus en détail les phénomènes critiques liés à la propagation indoor.

I.2 Difficultés liées à la propagation « indoor » La propagation d’une onde électromagnétique entre un émetteur et un récepteur

s’accompagne d’un affaiblissement appelé pertes en espace libre (« path loss ») (Figure 5a). Cet affaiblissement croît au fur et à mesure de l’éloignement de la distance entre les deux antennes selon une loi en 1/rα (α est compris entre 2 et 5 respectivement pour une propagation en espace libre et en milieu obstrué).

( )α

πλ

er 4 P

Pr= (i)

avec respectivement, Pr,, la puissance reçue et Pe, la puissance émise dans le cas d’une

antenne isotrope.


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La réalité s’écarte de ce modèle théorique dès lors que l’on tient compte de la nature du milieu de propagation. Des méthodes empiriques permettent d’évaluer l’atténuation supplémentaire. On parle alors de variation dite « à grande échelle » (Figure 5b). Cette variation étant lente, il est possible de minimiser ses effets en prenant soin de positionner l’émetteur sur un point haut par exemple.

Un autre type d’évanouissement est plus difficile à combattre. Il s’agit d’un phénomène à

petite échelle entraînant des variations irrégulières et rapides du signal reçu. On parle d’évanouissement de Rayleigh (Figure 5b). La présence d’objet mobile ou changeant de nature dans l’environnement de propagation provoque au niveau du récepteur l’apparition de plusieurs répliques du même signal émis. Ces répliques provenant de plusieurs directions ne seront nécessairement pas toutes en phase puisque chacune aura suivi son propre trajet (temps de propagation différent). Ces multiples trajets provoquent alors, dans une configuration favorable, une amélioration du niveau de signal reçu ou au contraire dans une configuration défavorable, une dégradation totale ou partielle de la liaison.

a) b) Figure 5 : Type d'évanouissement lié à la propagation indoor [I.17].

Les phénomènes physiques responsables de l’interaction de l’onde avec son

environnement sont la réflexion, la diffraction et la diffusion (Figure 6). Ils ont alors chacun un rôle qui dépend de la configuration de transmission et de la présence ou de l’absence de vue directe entre l’émetteur et le récepteur. (LOS – Line Of Sight, ou NLOS – Non Line Of Sight). Notons qu’en l’absence de vue directe, ce sont les multiples trajets qui rendent possibles une liaison sans fils. C’est pourquoi nous nous efforçons de tirer profit de ces trajets multiples plutôt que de les combattre.

Figure 6 : Mécanisme de la propagation indoor : Réflexion (R), Diffusion (S), diffraction (D),…

La propagation indoor est tout spécialement assujettie à ce type d’évanouissement car

l’environnement de propagation y est particulièrement confiné. Les couloirs, les escaliers, les murs et plafonds ainsi que les personnes en mouvements au sein de cet environnement sont autant de guide ou surface de réflexion à l’origine de ces multiples trajets. Plusieurs études de propagation mettent en évidence cette forte variation du signal reçu en fonction de la localisation

Chapitre I.2 : Difficultés liées à la propagation « indoor »

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du récepteur. La Figure 7 présente le niveau de signal reçu en fonction de la position dans l’espace. Ces mesures sont réalisées à 5.8GHz sur une superficie carrée de 20cm de coté en environnement domestique mono-pièce [I.3]. Cette représentation 3D met en évidence de forts évanouissements du niveau reçu (de plus de 40dB) en fonction de la position du récepteur. Ce type de représentation sous-entend une variation temporelle du canal de propagation car les mesures sont réalisées les unes après les autres. La Figure 8 le met clairement en évidence : deux mesures de niveaux reçus sont présentées en fonction du temps. Il en ressort qu’à position fixe, les niveaux de réception chutent à un instant donné d’une quarantaine de dB et que ces évanouissements n’interviennent pas aux mêmes instants en fonction de la position du récepteur dans la pièce [I.4].

Figure 7 : Variation dans l’espace [I.3] Figure 8 : Variation dans le temps [I.4]

Les conditions de propagation indoor étant particulièrement difficiles (atténuation,

dépolarisation,… ), des techniques permettant d’améliorer la qualité d’une telle liaison sans fils ont été proposées. Le choix de la modulation/codage ou encore l’implémentation de techniques de diversité sont des solutions appropriées pour corriger les distorsions du canal indoor.

I.3 Les techniques de diversité

Les techniques de diversité permettent de minimiser ce risque d’évanouissement profond. Elles peuvent être de plusieurs natures mais elles ont en commun qu’elles proposent toutes plusieurs copies dé-corrélées du signal émis.

Le premier type de diversité est la diversité de fréquence. Cette technique consiste à

générer un même message à deux fréquences différentes. Les messages reçus à chacune de ces deux fréquences seront alors dé-corrélés car l’interaction avec l’environnement de propagation n’est pas identique (les longueurs électriques évoluent avec la fréquence). Cette solution n’est cependant pas viable car elle nécessite des ressources spectrales supplémentaires, incompatibles avec l’encombrement de ce spectre de fréquence.

La technique de modulation OFDM est une sorte de diversité de fréquence car elle repose

sur l’émission simultanée sur plusieurs sous-porteuses de largeur faible (large de 2 à 30Mhz). Le but n’est cependant pas d’obtenir plusieurs copies du même signal mais de répartir l’information sur des largeurs de bandes inférieures à la largeur de cohérence du canal : l’information contenue sur chaque sous porteuse subira alors un évanouissement plat que des méthodes classiques de codage peuvent corriger.


21

Le second type de diversité consiste à répéter le message plusieurs fois à fréquence fixe. On parle de diversité temporelle. L’environnement de propagation étant variable dans le temps, deux copies dé-corrélées du même message sont alors accessibles. Le même principe est exploité dans des systèmes de type ARQ (Automatic Repeat Request) : dès lors qu’un paquet est perdu lors de la transmission, une requête de ré-expédition est envoyée à l’émetteur pour demander une ré-émission.

Des techniques de diversité d’antenne sont également capables de procurer en réception

deux copies dé-corrélées d’un même signal émis. Le protocole d’émission reste alors inchangé (un message envoyé une fois à une fréquence) et la modification intervient au niveau de l’antenne de réception et du traitement associé..

I.3.1 La diversité d’antenne

Il existe trois types de diversité d’antenne : la diversité d’espace, la diversité de polarisation et la diversité de rayonnement. (Figure 9)

diversité spatiale diversité de polarisation diversité de rayonnement

Figure 9 : Les différents types de diversité d'antenne.

La diversité spatiale

La diversité spatiale est la technique la plus fréquemment rencontrée. Elle consiste à utiliser deux antennes identiques séparées dans l’espace d’au moins la distance de cohérence. Cette distance minimale de 0.4λ0 à 0.6 λ0 garantie un évanouissement indépendant sur les deux branches (soit une trentaine de millimètre à f=5.25GHz).

Un exemple d’antenne présentant de la diversité spatiale est proposé Figure 10. Il s’agit

de la solution d’antenne exploitée en réception sur le front-end de THOMSON à 5GHz. Un switch permet d’alimenter alternativement deux éléments rayonnants identiques et espacés l’un de l’autre. Il s’agit d’antennes fentes annulaires (Annexe_A).

Figure 10 : Diversité spatiale - Antenne fente annulaire (Thomson).

Chapitre I.3 : Les techniques de diversité

22

La diversité de polarisation

La diversité de polarisation consiste à utiliser deux éléments rayonnants selon deux polarisations orthogonales [I.5]. En effet, le canal de propagation indoor engendre une dépolarisation de l’onde émise. Avec une antenne unique en réception de polarisation identique à l’antenne émettrice, il est possible de ne pas recevoir de signal si la dépolarisation engendrée par le canal est de 90°. Cette configuration est susceptible de se présenter notamment lorsque l’émetteur et le récepteur ne sont pas en vue directe. D’où l’idée de faire en sorte que deux copies du signal émis soient disponibles en réception selon deux polarisations orthogonales. Il est alors possible de mettre à profit un élément rayonnant unique ou deux éléments rayonnants identiques, faiblement espacés.

Un exemple d’utilisation d’un élément rayonnant unique est présenté Figure 11.

L’élément rayonnant est une antenne fente annulaire sur laquelle nous disposons des diodes deux à deux têtes bêches. L’annexe_A présente le fonctionnement de cette antenne en détail mais retenons qu’en fonction de l’état des deux paires de diodes (D1,D3) ou (D2,D4), l’antenne présente deux polarisations orthogonales et le même circuit d’adaptation directement sur 50 Ohms. De plus le switch (commandable en tension) est directement intégré à l’antenne [I.6].

Figure 11 : Diversité de polarisation exploitant un seul élément rayonnant (Thomson).

Sur Internet, il est possible de trouver des topologies d’antenne présentant de la diversité

de polarisation grâce à deux éléments rayonnants polarisés linéairement et disposés proches l’un de l’autre de sorte que l’angle entre les deux éléments rayonnants soit de 90°. Ainsi, Antenova [I.7] et Intersil [I.8] proposent ce type de topologie d’antenne sur des cartes PCMCIA. Les éléments rayonnants exploités sont respectivement une antenne résonateur diélectrique (Figure 12a) ou un monopole imprimé (Figure 12b).

a) b)

Figure 12 : Diversité de polarisation +/-45° avec a) 2 DRA (Antenova) et b) 2 monopoles imprimés (Intersil).

L’encombrement de la topologie d’antenne proposée par Intersil est moindre

(50*12*1mm3 contre 50*20*6.6mm3 pour Antenova).


23

La diversité de rayonnement

La diversité de rayonnement consiste à utiliser une même antenne susceptible de proposer plusieurs configurations de rayonnement afin de discriminer certains trajets par rapport à d’autres. Comme précédemment, un seul ou plusieurs éléments rayonnants peuvent être exploités.

La Figure 13a présente une configuration d’antenne proposée par le CEA [I.9] et

constituée d’un élément rayonnant central (une fente linéaire) entouré de deux fentes parasites. Lorsque ces fentes parasites sont court-circuitées par un élément actif (diode, MEMS,…), leur dimension est alors divisée par deux : elles n’ont alors plus d’incidence sur le rayonnement de la fente centrale. Ainsi, différents diagrammes de rayonnement (4) sont accessibles en fonction de l’état de deux éléments actifs. Ces différents diagrammes sont proposés Figure 13b.

a) b)

Figure 13 : Diversité de rayonnement avec une fente linéaire entourée de fentes commutables (CEA).

La Figure 14a propose une autre solution d’antenne à diversité de rayonnement [I.10]

constituée de deux éléments rayonnants accolés. Il s’agit de deux antennes fentes annulaires alimentées chacune par une ligne micro-ruban. En disposant une diode à l’extrémité de ces lignes, nous alimentons préférentiellement une de ces deux fentes. Ainsi, en utilisant deux éléments actifs, trois configurations de diagrammes sont accessibles (Figure 14b). Cette topologie d’antenne a été développée au cours de mon stage de DEA et cette étude a fait l’objet d’un rapport de stage [I.11].

a) b)

Figure 14 : Diversité de rayonnement avec une antenne fente annulaire (Thomson).

Ces deux derniers types de diversité d’antenne présentent l’avantage de proposer un

encombrement moindre car, contrairement à la diversité spatiale, il n’y a pas de contrainte sur l’écartement relatif des antennes : les deux antennes sont co-localisées. Un seul élément rayonnant est alors susceptible de procurer les deux répliques du signal émis. Par exemple, en alimentant cet unique élément rayonnant selon différents procédés, il est possible d’obtenir plusieurs configurations de rayonnement présentant ou non la même polarisation.


24

I.3.2 Traitement associé à la diversité d’antenne

Pour ce qui est du traitement associé, plusieurs stratégies plus ou moins complexes et coûteuses peuvent être envisagées. Les deux répliques du même signal peuvent être soit sommées, soit traitées indépendamment.

La sommation ou combinaison des deux répliques procure un résultat optimal dans le sens où elle exploite la totalité de l’information contenue dans les deux branches. La combinaison peut être réalisée à gain égal (somme simple des différentes répliques du signal acquises par les antennes réceptrices) ou à gain maximal (en égalisant les différentes répliques du signal). Ces combinaisons nécessitent cependant un traitement complexe en amont du récepteur, donc coûteux.

La simple commutation entre les deux répliques permet simplement de tirer profit de la

diversité. On peut alors différencier deux stratégies : « commute et scrute » ou « simple commutation ». Dans le premier cas de figure, le système compare en permanence le niveau reçu sur chacune des deux branches. Le système commute d’une branche à l’autre dès que le niveau reçu sur la branche inactive est supérieur à celui de branche active. Dans le second cas, la commutation d’une branche à l’autre est effectuée lorsque le niveau reçu sur la branche active passe sous un seuil pré-déterminé. Tant que ce seuil n’est pas franchi à nouveau, la branche reste active.

Même si, comparé à la stratégie de sommation, la stratégie de « simple commutation » offre une capacité moindre à lutter contre les évanouissements profonds, cette différence est faible lorsque les niveaux reçus sont faibles. Or c’est justement dans ces situations que la diversité d’antenne a le plus à offrir. Par ailleurs, la simplicité et le coût très modéré font de la stratégie de simple commutation la solution la plus adéquate à une implémentation sur un récepteur de réseaux locaux sans fils.

I.3.3 Quantification du gain de diversité d’antenne La capacité des différents types de diversité d’antenne à lutter contre les évanouissements

profonds est quantifiable. On parle de gain de diversité. Ce gain de diversité est par exemple mis en évidence lors de campagne de mesure. En

s’assurant dans la mesure du possible que les conditions de mesure restent équivalentes (idéalement identiques) pendant toute la durée de la mesure, il est possible de comparer les niveaux reçus par une antenne avec et sans diversité. Même si cette différence de niveau reçu est propre à l’environnement où la mesure a eu lieu, elle démontre malgré tout l’intérêt de la diversité d’antenne. Kingsley [I.12] compare la mesure des niveaux reçus selon plusieurs schémas de diversité d’antenne (spatial, polarisation H/V, polarisation +/-45°). Cette étude est menée à 900MHz pour des applications de téléphonie mobile. Son analyse prend également en compte la position du récepteur (vertical ou à 45°) et le type d’environnement où ces mesures sont réalisées (centre ville, banlieue,…). Il en ressort que chacun des trois schémas de diversité évalués permet d’améliorer les niveaux reçus (entre +2 et +6.5dB) par rapport aux niveaux reçus sans diversité.


25

Le coefficient de corrélation Ce gain de diversité est également quantifiable au niveau de l’antenne en calculant un

coefficient de corrélation à partir des diagrammes de rayonnement [I.13] ou des paramètres S [I.14] de ces antennes. Cet outil ne tient compte que des caractéristiques de l’antenne et n’est ainsi pas dépendant de son environnement comme peut l’être une mesure.

Le coefficient de corrélation ρe entre deux diagrammes de rayonnement se calcule à partir

de l’enveloppe de corrélation ρs ([I.15], [I.16],[I.17]) :

2se ρρ =

(ii)

avec

( )

( ) ( )∫ ∫∫ ∫

∫ ∫

⋅=

π ππ π

π π

φθφθφθφθ

φθφθρ

2

0

2

0

22

2

0

2

0

11

2

0

2

0

12

, ,

,

ddAddA

ddAs (iii)

et

( ) ( ) ( ) ( ) ( )φθφθφθφθφθ φφθθ , , , , . , ** qpqppq EEEEA ⋅+⋅Γ= pour (p,q) ∈ 1,2 (iv)

Eθp et Eφp représentent les composantes complexes du champ E selon les axes θ et φ pour la configuration de rayonnement notée « p » à la fréquence de travail.

Γ est un coefficient de discrimination égal à Pθ/Pφ où Pθ et Pφ sont les distributions statistiques de l’onde incidente polarisée respectivement suivant θ et φ.

Lorsque le coefficient de corrélation est nul, respectivement égal à l’unité, les diagrammes de

rayonnement sont soit complètement dé-corrélés ou soit complément identiques. On considère que deux diagrammes sont dé-corrélés et donc que la diversité est efficace lorsque ce coefficient de corrélation ρe est inférieur à 0.7.

Nous allons utilise cet indicateur sur toutes les topologies d’antennes proposées dans ce manuscrit. Nous veillerons cependant à le relativiser : Ce n’est pas parce que ce coefficient est très faible que la liaison sans fils est assurée. L’environnement de propagation rencontré entre l’émetteur et le récepteur reste le paramètre influençant directement la qualité de la liaison sans fils.

C’est pourquoi il faut rester prudent quant aux conclusions de ce calcul et proposer deux

compléments au calcul du coefficient de corrélation tri-dimensionnel.

Il s’agit, d’une part de la variation de ce coefficient 3D en fonction de Γ. En effet, nous savons que la propagation indoor est susceptible de dépolariser l’onde émise tout au long de son trajet vers le récepteur. Aussi, l’hypothèse que les composantes de champ Eθ et Eφ soient équiprobables n’est pas réaliste dans ce cas de figure. Il n’est pas possible de connaître précisément quelle est cette probabilité car elle est intimement liée aux conditions de propagation variables dans le temps. Cependant, la variation de ce coefficient Γ nous renseigne quant à la sensibilité de la configuration testée à la polarisation de l’onde incidente et sa capacité, quelle


26

que soit la polarisation de l’onde incidente, à proposer deux copies dé-corrélée du même signal émis.

Il s’agit, d’autre part, du calcul de ce même coefficient de corrélation mais uniquement

dans un seul plan de coupe des diagrammes de rayonnement. Cette enveloppe de corrélation calculée dans le plan θ=90° par exemple, s’exprime alors comme suit :

( ) 2 ' 2/ se ρπθρ == avec

( )

( ) ( )∫∫

∫

⋅=

ππ

π

φφπφφπ

φφπρ

2

0

22

2

0

11

2

0

12

,2/ ,2/

,2/ '

dAdA

dAs (v)

Cette information qui peut paraître partielle est cependant intéressante lorsque la

topologie d’antenne à évaluer propose deux diagrammes de rayonnement présentant la même polarisation. Dans ce cas, le calcul de l’enveloppe de corrélation 3D est en effet biaisé par le fait que l’amplitude de la composante orthogonale est, idéalement, nulle. Le calcul du coefficient de corrélation dans le plan θ=90° pour deux diagrammes de polarisation linéaire verticale me paraît donc être un indicateur pertinent de la dé-corrélation de ces diagrammes. Synthèse

La diversité d’antenne se révèle donc être une technique relativement simple permettant à moindre coût d’améliorer les performances d’un système de communication sans fils en environnement indoor. C’est pourquoi les différents acteurs des télécommunications sans fils proposent depuis plusieurs années de nombreuses topologies d’antennes répondant à cette demande. Le nombre de sessions lors de symposiums internationaux consacrées à ce domaine en témoigne. THOMSON a contribué à cet effort en publiant des topologies d’antennes présentant des schémas de diversité [0.5 - 0.8].

I.4 Les structures à Bande Interdite Photonique (BIP) Considérations historiques

Il existe de nombreuses dénominations permettant de décrire ces structures : on parle de structures à Bande Interdite Photonique (BIP ou, an anglais PBG pour Photonic Band Gap), de cristal photonique (ou, en anglais, PC pour Photonic cristal), de diélectrique artificiel ou plus récemment de structure à Bande Interdite Electromagnétique (BIE, ou en anglais, EBG pour Electromagnetic Band Gap),…). [I.18]

Quelle que soit la dénomination privilégiée, un cristal photonique est, à l’origine, un

matériau artificiel composé d’un arrangement périodique 1D, 2D ou 3D de diélectrique au sein d’un second matériau diélectrique (Figure 15 - [I.19]). Pour un arrangement mono-dimensionnel, on retrouve ce que les opticiens appellent un miroir de Bragg. De ces études, des outils


27

permettant de caractériser ce type de structures périodiques ont notamment été proposés par Brillouin avec par exemple la représentation dans l’espace réciproque [I.20].

Figure 15 : Structures BIP ou cristaux photoniques mono-, bi-, et tri-dimensionnels [I.18]

Le terme « cristal » est justifié par la structuration périodique de la permittivité diélectrique

du matériau et l’analogie avec un cristal réel (arrangement périodique de molécule ou d’atomes). Le terme « photonique » est justifié par l’analogie entre un cristal semi-conducteur, pour lequel la périodicité du potentiel d’interaction entre électrons et atomes interdit à ce cristal de prendre certains niveaux d’énergie, et un cristal photonique, pour lequel les mêmes effets sont attendus face à la propagation de l’onde électromagnétique (photons). Cette analogie se retrouve dans l’expression de l’équation d’onde d’un champ électromagnétique E(r) permanent dans un milieu sans perte de permittivité électrique relative ε(r) qui est formellement analogue à l’équation de Schrödinger décrivant la fonction d’onde Ψ(r) d’un électron dans un potentiel V(r) [I.21].

Ainsi, la propriété fondamentale des semi-conducteurs se retrouve chez les cristaux photoniques, à savoir la présence d’une Bande Interdite Photonique. Une Bande Interdite Photonique est une bande de fréquence pour laquelle la propagation d’une onde électromagnétique est interdite en son sein quel que soit son état de polarisation et sa direction de propagation. Par la suite, certaines équipes ont remplacé un des constituants diélectriques par du métal [I.22]. La communauté scientifique a alors parlé de cristal métallo-diélectrique pour enfin ne plus faire de différenciation et utiliser la terminologie de structure ou matériau BIP.

Les premiers travaux ayant introduit ces notions ont été menés dans le domaine des fréquences optiques [I.23] et [I.24]. Une bande interdite photonique (ou complète) a alors été obtenue expérimentalement par [I.25] pour un arrangement périodique comparable à celui du diamant (Maille Cubique Face Centrée).

De nombreux travaux ont alors été menés sur de nombreux types de structures

périodiques notamment aux fréquences micro-ondes. La dénomination « structure BIE » ou, en anglais, « EBG structure » a enfin été privilégiée car la majorité des structures proposées, ne présentaient plus une bande interdite photonique mais seulement partielle car variable selon la polarisation ou l’angle d’incidence de l’onde sur ces structures. Par abus de langage, le terme BIP sera utilisé tout au long de ce manuscrit. Applications aux fréquences micro-ondes

De nombreux travaux ont été publiés concernant la modélisation et les applications des

structures BIP dans le domaine des fréquences micro-ondes et millimétriques [I.26-27-28-29]. Il est alors possible de distinguer deux catégories de structures BIP : d’une part, les structures BIP planaires pour substrat diélectrique et, d’autre part, les structures BIP volumiques. Pour chacune

Chapitre I.4 : Les structures à Bandes Interdites Photoniques (BIP)

28

de ces deux catégories, nous présenterons les différentes structures BIP ainsi que leurs applications « antennes » au travers d’états de l’art (Chapitre II.1 et Chapitre III.1).

Sans rentrer dans le détail des structures, ce paragraphe se propose de traiter quelques considérations générales communes à ces deux catégories de structures BIP.

Premièrement, la structuration de bande interdite et bande propagée peut être, quelle que

soit la structure BIP considérée, directement liée à trois paramètres : la période spatiale (distance entre motifs successifs), le facteur de remplissage (rapport de la surface/volume du motif périodique sur la surface/volume total) et les caractéristiques physiques des matériaux constituant la structure périodique. La dualité entre BIP diélectrique et BIP métallique peut alors être relevée : un diélectrique est un milieu de permittivité εr qui autorise la propagation d’une onde en son sein en la ralentissant. Structurer périodiquement des couches de diélectriques permet cependant d’interdire la propagation d’une onde en son sein dans une bande de fréquence. Au contraire, un métal est un matériau qui interdit la propagation d’une onde en son sein en la réfléchissant. Structurer périodiquement des couches de métal permet alors d’autoriser la propagation d’une onde en son sein dans une bande de fréquence.

Une seconde remarque concerne la finitude de structures périodiques. Cette finitude entraîne inéluctablement une dégradation du fonctionnement théorique prévue dans le cas où la structure est périodiquement infinie. Par exemple, le niveau de réjection d’une bande interdite sera d’autant plus faible que la répétition « n » du motif élémentaire composant la structure sera faible. Tout au long de ce manuscrit, nous allons chercher à minimiser le coût et l’encombrement de nos structures périodiques. Une possibilité sera alors de diminuer le nombre de motifs répétés « n ». Se faisant, nous devrons évaluer le nombre de période répétée minimum permettant de conserver le fonctionnement d’une structure périodique infinie. Une troisième et dernière remarque concerne les structures BIP re-configurables. Il s’agit par exemple de filtres ajustables en fréquences ou encore d’antennes présentant plusieurs configurations de rayonnement, etc. De nombreux travaux ont alors été entrepris dans ce sens. Parmi ceux-ci, nous pouvons citer les travaux de Sievenpiper [I.30] mettant à profit des diodes « varactor » sur un plan réflecteur pavé d’une structure haute impédance (Figure 16).

Figure 16 : Structures BIP re-configurables à l’aide d’éléments actifs (diodes) [I.30].

Une alternative originale propose un switch optique (Figure 17) permettant le contrôle

optique des propriétés des structures BIP, à savoir le contrôle de la fréquence centrale de la bande interdite d’une structure BIP de type Radisic [I.31].


29

Figure 17 : Structures BIP re-configurables à l’aide d’un commutateur optique [I.31].

I.5 Conclusion : Structures BIP et diversité d’antenne

De nombreux papiers ont alors mis en évidence les propriétés attractives des structures BIP lorsqu’elles sont appliquées aux antennes. Il s’agit en premier lieu de la propriété de filtrage fréquentiel sur des lignes de transmission : cela permet par exemple d’intégrer une fonction de filtrage directement sur l’antenne ou sa ligne d’alimentation. Il s’agit également de propriété de déphasage sur des lignes de transmission : cela offre la possibilité de miniaturiser un élément rayonnant ou de déphaser les accès les uns par rapport aux autres d’un réseau d’antennes. Il s’agit enfin de propriété de filtrage spatial permettant alors de contrôler le rayonnement d’un élément rayonnant.

Au travers de cette thèse, nous avons cherché à comprendre et mieux cerner ces

potentialités attractives des différentes structures BIP. Nous avons tout particulièrement porté notre attention sur les structures BIP susceptibles de modifier directement ou indirectement le diagramme de rayonnement d’un élément rayonnant car dès lors que la structure BIP devient re-configurable, de nouvelles topologies d’antenne présentant un schéma de diversité sont réalisables.

Chapitre I. 6 : Références

30

I.6 Références

[I.1] “Studies on indoor propagation at various frequencies for radio local networks” Y. Lostanlen, Y. Corre, (Siradel S.A., France) Projet COST273

[I.2] Projet RNRT “ERASME” Pour Evaluation de Réseau d'Accès Sans fil Multimédia en EHF (40-42 GHz)

[I.3] “Spatial characterisation of single room indoor propagation at 5.8 GHz” A. Louzir, A. Aemamra, D. Harrison, C. Howson, 1995 IEEE Antennas & Propagation Society International Symposium

[I.4] “Fading at 5GHZ indoor wireless channels” M. Carroll, T.A. Wysocki,, Journal of Electrical Engineering, Vol 54, 09-10 (2003) 260-264

[I.5] “Making of a robust indoor microwave wireless link : a novel scheme of polarization-sense diversity”, P.S. Neelakanta, W. Preedalumpabut and S. Morgera Microwave Journal, August 2004

[I.6] “Low impedance annular slot antenna” Boisbouvier N., Minard P., Louzir A. Mémoire d’invention IF030297

[I.7] WIFI DATANOVA™ CARD antenna http://www.antenova.com/

[I.8] INTERSIL http://www.intersil.com/cda/home/

[I.9] “Overview of RF MEMS at LETI” Billard C., Robert P., Casset F. Charvet P.-L., David J.-B., Dussopt L. Annual Review of CEA Leti, June 2003

[I.10] “A compact radiation pattern diversity antenna for WLAN applications” Boisbouvier N., Le Bolzer F. & Louzir A., 2002 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium, Vol. 1, pp. 64-67.

[I.11] “Etude de structure d’antenne à diversité de rayonnement” Boisbouvier N. Rapport de stage (DEA STIR - Université de Rennes1), Septembre 2001

[I.12] “Advancements in Antennas: The development of dielectric antenna technology” S P Kingsley1, B S Collins1, D Iellici1, J W Kingsley1, S G O’Keefe2, T J Palmer, Antenna Systems 2003, Denver CO, Oct 8/9 2003.

[I.13] “Antenna diversity in mobile communications” R. G. Vaughan and J. B. Andersen, IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 36, pp. 149–172, Nov. 1987.

[I.14] “Exact representation of antenna system diversity performance from input parameter description” Blanch, S.; Romeu, J.; Corbella, I. , Electronics Letters, 1 May 2003, Vol. 39, No. 9

[I.15] Chapitre 10, “Mitigation of multipath effects” Extrait de “The Mobile Radio Propagation Channel” (2nd Edition) Parsons J. D. (John Wiley&Sons) (ISBN : 047198857X)

[I.16] “Spatial, polarization, and pattern diversity for wireless handheld terminals” Dietrich, C.B., Jr. Dietze, K. Nealy, J.R. Stutzman, W.L. IEEE Trans. Antennas Propagat., Vol. 49, No. 9, pp. 1271-1281, Sep. 2001.

[I.17] “Antenna diversity studies and evaluation” V. Plicanic, Master of Science Thesis, Ericsson Mobile Communications AB, May 2004


31

[I.18] “Periodic structures and photonic band-gap terminology: Historical perspectives” Oliner A., 29th Eur. Microwave Conf., vol. 3, Munich, Germany, Oct. 1999, pp. 295–298

[I.19] “Some applications of new materials, meta-materials and MEMS” A. Jelenski 4th Workshop on MEMS for millimeter Wave Communication (MEMSWAVE, 2003)

[I.20] “Wave propagation in periodic structures : Electric Filters and Crystal Lattices” Brillouin L., McGraw-Hill, 1946 (ISBN: 0486495566)

[I.21] “Contribution to the study of photonic crystals for microwave and millimeter-wave applications” Caloz C. Thèse soutenue en 2000, EPFL

[I.22] “Large electromagnetic stop bands in metallodielectric photonic crystals” Brown E.R., McMahon O.B., Applied Physics Letters, Lett. 67, 2138 (1995).

[I.23] “Inhibited spontaneous emission in solid-state physics and electronics” Yablonovitch E., Physical Review Letters, vol.58, n°20, may 1987

[I.24] “Strong localization of photons in certain disordered dielectric superlattices” John S., Physical Review Letters, vol.58, n°23, June 1987

[I.25] “Photonic band structure : the face-centered-cubic case employing nonspherical atoms” Yablonovitch E., Gmitter T.J. Leung K.M., Physical Review Letters, vol.67, n°17, oct 1991

[I.26] “Photonic Bandgap Antennas and Components for Microwave and (Sub)millimetre wave Applications” de Maagt P., JINA 2002

[I.27] “Potential Applications of PBG Engineered Structures in Microwave Engineering: Part I,” N.C. Karmakar and M.N. Mollah, Microwave Journal, Vol. 47, No. 7, July 2004, pp. 22–44.

[I.28] “Potential Applications of PBG Engineered Structures in Microwave Engineering: Part II,”N.C. Karmakar and M.N. Mollah, Microwave Journal, Vol. 47, No.9, September 2004.

[I.29] “State of the Art : Electromagnetic Band Gap (EBG) Structures” Boisbouvier N. Document interne à THOMSON, Avril 2004

[I.30] “Electronic beam steering using a varactor-tuned impedance surface”, Sienvenpiper D., Schaffner J., Loo B., 2001 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium

[I.31] “Photonic Bandgap and bandpass characteristics from metallodielectric periodic array structures” J. C. Vardaxoglou, D.S. Lockyer, Y.L.R. Lee, and A. Chauraya, 24th ESTEC Antenna Workshop on Innovative Periodic Antennas: PBG, Fractal and FSS, 2001

Chapitre II : BIP planaire pour substrat diélectrique

32


33

Chapitre II -

BIP planaire pour substrat diélectrique

II.1 ETAT DE L’ART II.1.1 Présentation des structures

II.1.1.1 Structure de type Bragg (a = λg/2) II.1.1.2 Surfaces Haute-Impédance (a << λ g) II.1.1.3 Percement périodique du substrat

II.1.2 Applications « antennes » II.1.2.1 Utilisation du BIP en Bande Interdite II.1.2.2 Utilisation du BIP en Bande Passante

II.1.3 Synthèse

II.2 LA STRUCTURE BIP DE RADISIC II.2.1 Dimensionnement de la structure BIP de Radisic

II.2.1.1 Etude analytique II.2.1.2 Etude numérique

II.2.2 Agilité de diagramme grâce à la structure BIP de Radisic II.2.2.1 Présentation de la topologie d’antenne II.2.2.2 Validation du fonctionnement proposé II.2.2.3 Optimisation du dimensionnement du BIP II.2.2.4 Gain de diversité

II.3 STRUCTURE BIP PLANAIRE POUR FENTE II.3.1 Intérêt pour les fentes II.3.2 Structure BIP pour fente II.3.3 Applications de cette structure BIP pour fente

II.3.3.1 L’antenne fente annulaire II.3.3.2 L’antenne Vivaldi (Tapered Slot Antenna)

II.3.4 Compactage de la structure BIP pour fente II.3.4.1 Structure BIP bi-couche pour fente II.3.4.2 Structure BIP anisotrope pour fente

II.4 CONCLUSION II.5 REFERENCES

Chapitre II.1 : Etat de l’art

34

II. BIP planaire pour substrat diélectrique

Nous avons proposé de différencier les structures BIP en les classant en deux catégories. Ce chapitre concerne la première catégorie : les structures BIP planaires pour substrat diélectrique.

Le chapitre II.1 présente ces différentes structures BIP planaires et leurs applications aux « antennes ». Nous décrirons quelles fonctionnalités peuvent apporter ces structures BIP à certains éléments rayonnants, selon que la bande interdite ou la bande propagée du BIP soit exploitée.

Nous avons alors focalisé notre attention sur l’une d’entres-elles, la structure BIP de Radisic (Chapitre II.2). Nous présenterons ces règles de dimensionnement et l’influence de ces paramètres géométriques sur son fonctionnement. Enfin, nous proposons une implémentation active de cette structure BIP sur les différents accès d’un réseau d’éléments rayonnants afin de lui procurer de la diversité de polarisation/rayonnement.

Enfin, nous proposerons un concept de structure BIP pour fente (Chapitre II.3). Nous validerons ce concept, proposerons des applications de cette structure aux antennes de type fente, puis examinerons la possibilité de compacter cette structure BIP pour fente.


35

II.1 Etat de l’art

Ce paragraphe se propose de faire un état de l’art des structures BIP imprimées pour substrat diélectrique et les applications « antennes » associées.

Dans un premier temps, nous allons présenter ces structures (Paragraphe II.1.1). Nous les avons classées en deux catégories en fonction du ratio période sur longueur d’onde mis en jeu.

Ensuite, nous présenterons les différentes applications dans lesquelles ces structures BIP sont mises à profit pour procurer certaines fonctionnalités à des antennes (Paragraphe II.1.2). Ces applications sont classées en fonction de la propriété du BIP mise en jeu. Les applications sont soit du type « filtrage fréquentiel » lorsque la bande interdite du BIP est exploitée ou soit de type « déphasage » lorsque la bande passante du BIP est exploitée.

II.1.1 Présentation des structures II.1.1.1 Structure de type Bragg (a = λg/2) Aux fréquences micro-ondes, la structure BIP pouvant être directement assimilée à une structure de type Bragg consiste à ajouter périodiquement un motif dans le plan de masse de différentes lignes de transmission. La période associée est alors de l’ordre de λg/2, avec λg la longueur d’onde guidée le long de la ligne.

Quand la ligne de transmission est une ligne micro-ruban, la structure BIP consiste à graver des motifs périodiquement espacés dans le plan de masse de la ligne micro-ruban. La Figure 18a présente la structure initiale proposée par Radisic [II.1]. La structure est composée de trois rangées de fentes circulaires dans le plan de masse d’une ligne micro-ruban. Quand la ligne de transmission est une ligne coplanaire, la structure BIP consiste à disposer de part et d’autre de la ligne des motifs périodiquement espacés [II.2]. La Figure 18b propose un tel agencement composé de pastilles carrées disposées le long de la ligne coplanaire sur la même face du substrat diélectrique recevant la ligne coplanaire.

a) b)

Figure 18 : Gravure périodique du plan de masse d’une ligne a) micro-ruban ou b) coplanaire


36

Pour ces deux structures, et en respectant un nombre minimum de motifs successifs, l’ajout d’une structure périodique provoque des effets comparables sur la transmission le long de ces lignes : d’une part, l’apparition d’une bande de fréquence pour laquelle la transmission le long de la ligne est interdite. La Figure 19a présente les paramètres S d’une ligne micro-ruban en présence de la structure BIP de Radisic. Le coefficient de transmission est alors fortement atténué dans la bande de fréquence [9-13GHz] pour un espacement entre motifs successifs de 5.1mm sur un substrat diélectrique de permittivité εr=10.5 et épais de 0.81mm. D’autre part, la structure BIP modifie la phase du coefficient de transmission à des fréquences inférieures à cette bande interdite. La Figure 19b présente le déphasage introduit par une structure BIP sur une ligne coplanaire en fonction du nombre de motifs disposés le long de cette ligne [II.3]. Ainsi, par exemple la ligne en présence de 6 motifs périodiquement espacés présente à 300MHz un déphasage de 100° comparé à la même ligne seule.

a) b)

Figure 19 : Conséquences de l'ajout de la structure BIP de type Bragg sur une ligne de transmission

Ces deux observations seront justifiées analytiquement dans le chapitre II.2 dans le cas

de la structure de Radisic sur la ligne micro-ruban : nous verrons notamment que la fréquence centrale de bande interdite peut être directement liée à l’espacement entre motifs successifs périodiquement espacés.

II.1.1.2 Surfaces Haute-Impédance (a << λ g)

Plusieurs structures périodiques dont la grandeur caractéristique est faible devant la longueur d’onde (a << λg) ont également été proposées. Il s’agit de la structure « mushroom » ou « punaise » proposée par Sievenpiper [II.4] et de la structure UC-PBG proposée par Itoh [II.5]. La cellule élémentaire de la première est composée d’un patch métallique relié au plan de masse par un via disposé en son centre (Figure 20a). La cellule élémentaire de la seconde est complètement imprimée (Figure 20b).

a) b)

Figure 20 : Structures a) « Mushroom » ou punaise de Sievenpiper et b) UC-PBG de Itoh.


37

Ces deux structures sont dites à haute impédance car elles présentent une forte impédance dans une bande de fréquence. On parle de Surface à Hautes Impédances (ou SHI). Des modèles électriques équivalents permettent de relier cette bande de fréquence au dimensionnement de la cellule élémentaire. La taille de la cellule élémentaire de Itoh est par exemple de l’ordre de 3 mm² pour un fonctionnement à 10GHz. Il faut cependant relativiser le fait que la dimension d’une cellule élémentaire soit faible (a=λg/10) car ce type de structures hautes impédances n’est exploitable que lorsqu’un ensemble de cellules élémentaires pavent une surface donnée. La structure élémentaire n’est pas exploitable seule. Les dimensions de la surface pavée peuvent alors en fonction de l’application envisagée être importantes.

Ce faisant, deux types d’applications exploitant ces SHI peuvent être envisagées : La première consiste à interdire la propagation des ondes de surface le long d’un substrat dans une certaine bande de fréquence, à l’image des applications des structures BIP de type Bragg. La seconde exploite la capacité des SHI à réfléchir une onde électromagnétique sans la déphaser. La Figure 21 illustre cette propriété des structures SHI. Une surface métallique réfléchit une onde incidente en phase seulement si la distance entre source et plan réflecteur est de l’ordre de λ/4. La réflexion sur ce plan métallique s’accompagne alors d’un déphasage de π (Figure 21a). Lorsque le plan réflecteur est remplacé par une SHI, la réflexion sur cette surface a lieu alors sans déphasage permettant ainsi de diminuer la distance entre source et SHI (Figure 21b). Ce comportement sera développé sur une application concrète (Figure 31).

a) b)

Figure 21 : Antenne en présence a) d'un plan de masse classique et b) d'une Surface Haute Impédance.

II.1.1.3 Percement périodique du substrat

Ce troisième type de structure BIP consiste à percer périodiquement un substrat

diélectrique de permittivité diélectrique εr et de remplacer les trous ainsi créés par un second diélectrique de permittivité εr’ ≠ εr, de l’air par exemple. La permittivité synthétique résultante dépend alors directement du rapport de ces permittivités et de la fraction de substrat initial ôté (notée x). En [II.6], il est établit que cette permittivité synthétique (εsynth) est égale à

( )xx rrsynth −+⋅= ⋅ 1 ' εεε (vi)

La Figure 22 présente un exemple d’alternance périodique de deux matériaux de permittivité diélectrique différente et dont l’espacement entre motifs successifs est faible devant la longueur d’onde guidée. Pour ce type de structure, la continuité du plan de masse est conservée.


38

Figure 22 : Percement périodique du substrat diélectrique.

II.1.2 Applications « antennes »

Ces structures BIP planaires sont notamment exploitées pour apporter certaines fonctionnalités aux « antennes ». Dans ce paragraphe, nous avons différencié ces différentes applications en fonction de la propriété du BIP mise en jeu : Il s’agit soit de la propriété de filtrage induite par la structure BIP dans sa bande interdite (Paragraphe II.1.2.1) ou soit de la propriété de déphasage induite par la structure BIP dans sa bande passante (Paragraphe II.1.2.2) II.1.2.1 Utilisation du BIP en Bande Interdite

Tout d’abord, il est possible de mettre à profit la bande interdite d’un BIP en tant que filtre fréquentiel. La structure BIP est alors implémentée le long d’une ligne de transmission alimentant un élément rayonnant ou directement intégré à cet élément rayonnant. Le dimensionnement du BIP doit être tel que la fréquence de la bande interdite doit être différente de la fréquence de fonctionnement de l’élément rayonnant.

Ensuite, il est possible d’exploiter la bande interdite d’un BIP en tant que piège à ondes

de surface autour d’un élément rayonnant. Dans ce cas, le BIP est disposé autour de l’élément rayonnant et il est dimensionné de telle sorte que la fréquence de la bande interdite soit celle de la fréquence de fonctionnement de l’élément rayonnant. Filtre fréquentiel

Un premier exemple d’utilisation de la bande interdite d’un BIP consiste à isoler un accès d’un diplexer par rapport à l’autre [II.7]. Un diplexer est un élément rayonnant unique possédant deux accès indépendants à deux fréquences différentes.

La Figure 23a présente ce diplexer. Il s’agit d’un patch micro-ruban, utilisé comme émetteur à une fréquence f1 (voie n°1) et comme récepteur à une fréquence f2 (voie n°2, f2 ≠ f1). Les auteurs proposent de disposer sur l’un de ces accès (la voie n°1), une structure BIP dimensionnée de telle sorte que le BIP présente une bande interdite à la fréquence f2, fréquence de fonctionnement de l’autre voie. La Figure 23b présente alors l’isolation obtenue en présence ou non de la structure BIP : La réjection est améliorée de –27dB à f2=27.5GHz.


39

a) b)

Figure 23 : Diplexer présentant une meilleure isolation entre ces accès grâce à un BIP.

La fonction de filtrage induite par la Bande interdite du BIP peut également être

directement intégrée à l’élément rayonnant. Il est ainsi proposé en [8] d’intégrer une structure BIP de Radisic sur un patch micro-ruban.

Etant donné que la dimension caractéristique d’un patch est de l’ordre de grandeur de

l’espacement entre deux motifs successifs BIP, il n’est possible d’implémenter le BIP que pour des fréquences de bande interdite supérieures à la fréquence de fonctionnement du patch (f0). C’est pourquoi l’application présentée dans l’article [II.8] propose de supprimer les résonances harmoniques d’ordre supérieur de ce patch (2xf0). La Figure 24a propose un patch micro-ruban dimensionné à 2.4GHz sous lequel une structure BIP de type Radisic est gravée dans son plan de masse. Ce BIP est dimensionné de telle sorte qu’il présente une bande interdite à 2xf0. La période du BIP « a » est donc égale à L/2, L étant la longueur du patch micro-ruban.

La Figure 24b présente le coefficient de réflexion de l’antenne en présence ou non de la

structure BIP. En présence du BIP, le patch ne présente alors plus de résonances aux fréquences harmoniques. Le diagramme de rayonnement à f0 est sensiblement le même, seul un rayonnement arrière, sous le plan de masse, est constaté mais il reste négligeable.

a) b)

Figure 24 : Fonction de filtrage directement intégrée à l'élément rayonnant.

Filtrage des ondes de surface

Un autre type d’utilisation de la bande interdite d’un BIP consiste à disposer cette structure BIP autour d’un élément rayonnant afin de « filtrer » les ondes de surface, c’est à dire la partie de l’énergie apportée à l’antenne et rayonnée dans le substrat diélectrique. Cette énergie rayonnée est non négligeable et a notamment pour conséquences de diminuer l’efficacité de l’antenne (Figure 25). D’une part parce que cette énergie n’est pas rayonnée directement par l’élément rayonnant mais est diffractée sur les bords du diélectrique, entraînant des ondulations


40

sur le diagramme de rayonnement. Et d’autre part parce que cette énergie peut se coupler avec d’autres composants présents sur le même PCB.

Figure 25 : Pertes diélectriques par ondes de surfaces.

Un BIP planaire peut alors être utilisé pour réduire ces pertes par ondes de surface en le

disposant autour d’un élément rayonnant. Il est ainsi proposé en [II.9] de percer le substrat diélectrique de trous d’air autour d’un patch micro-ruban (Figure 26a). La Figure 26b présente alors le champ électrique en surface de cette topologie d’antenne avec et sans BIP. Les zones de champ fort sont représentées en rouge, de champ faible en bleu. Nous notons alors nettement l’impact de la structure BIP : Les ondes de surface sont fortement atténuées en présence du BIP.

a) b)

Figure 26 : Minimisation des pertes diélectriques grâce au filtrage des ondes de surface.

On retrouve ce type de fonctionnement avec de nombreuses combinaisons de structures

BIP et d’éléments rayonnants. Par exemple en [II.4], l’élément rayonnant est un monopole et le BIP une structure de Sievenpiper. Ce papier présente alors les diagrammes de rayonnement de ce monopole seul (Figure 27a) et lorsque son plan de masse est pavé par une telle structure BIP (Figure 27b). En présence du BIP, le diagramme de rayonnement du monopole présente alors une meilleure symétrie et un rapport réduit entre rayonnement avant et arrière.

a) b)

Figure 27 : Monopole en présence a) d’un plan de masse métallique b) d’une Surface Haute Impédance.

Ces deux applications mettent en évidence la capacité des structures BIP à améliorer

l’efficacité d’une antenne en réduisant les pertes diélectriques par ondes de surface. De la même façon, il est possible de minimiser le couplage mutuel entre deux éléments

rayonnants sur un même circuit imprimé en disposant une structure BIP entre ces deux éléments rayonnants. La Figure 28a propose un tel agencement avec la structure BIP de Sievenpiper et deux patchs micro-rubans [II.10]. Les auteurs comparent alors l’isolation offerte par ce dispositif


41

et la compare à celle obtenue par d’autres techniques (l’absence de substrat par exemple). Le coefficient de transmission de ces dispositifs est alors proposé Figure 28b. Il en ressort que l’isolation est améliorée de 10dB à 5.6GHz en présence du BIP.

a) b)

Figure 28 : Amélioration de l'isolation entre éléments rayonnants sur un même circuit imprimé.

II.1.2.2 Utilisation du BIP en Bande Passante

Il est également possible de mettre à profit la bande passante d’un BIP et la fonction de déphasage associée, soit sur un réseau d’alimentation de réseau d’antenne ou, soit directement sur un élément rayonnant. Dans le premier cas, il s’agit de dépointer le diagramme de rayonnement de ce réseau en alimentant les éléments rayonnants déphasés les uns par rapport aux autres. Dans le second cas, il s’agit de miniaturiser les dimensions d’un élément rayonnant. Beam-steering sur un réseau d’antenne

Il est connu que présenter un déphasage sur les différents accès d’un réseau d’antenne entraîne le dépointage du diagramme de rayonnement de ce réseau. Ce déphasage peut être obtenu grâce à une structure BIP disposée sur son réseau d’alimentation [II.11].

La Figure 29a propose de disposer une structure BIP de type Radisic sur le réseau

d’alimentation d’un réseau constitué de 4 patchs micro-rubans. En fonction du nombre de pastilles disposées sous les différentes lignes d’alimentation de ces 4 patchs, différents dépointages de diagramme de rayonnement sont accessibles. La Figure 29b présente le diagramme de rayonnement de différentes configurations de BIP sous les lignes micro-rubans. Ainsi un dépointage de 32° est obtenu avec la configuration 0-6-12-18, c’est à dire, 0, 6, 12 et 18 pastilles, respectivement sur les lignes d’alimentation des différents patchs.

a) b)

Figure 29 : Dépointage du diagramme de rayonnement d'un réseau d'antenne grâce à un BIP.


42

Ce dépointage nécessite cependant des longueurs de ligne micro-ruban de l’ordre de 9λg ,

soit 35 cm à 5.6GHz sur le substrat proposé (εr=2.2). De plus, aucune implémentation active n’est proposée : seules les configurations statiques des différents BIP ont été simulées et mesurées. Miniaturisation d’éléments rayonnants

La bande passante d’une structure BIP planaire peut également être mise à profit afin de miniaturiser les dimensions d’un élément rayonnant. Pour ce faire, la structure BIP doit être dimensionnée de sorte qu’elle présente une bande passante à la fréquence de fonctionnement de l’élément rayonnant. Nous justifierons ce comportement dans le paragraphe suivant en établissant que la vitesse de phase d’une onde guidée en présence d’un BIP est ralentie par rapport à la même structure guidée sans BIP. En anglais, on parle de « Slow-wave guiding structures ».

Ainsi, en pavant le plan de masse d’un patch micro-ruban avec une structure UC-PBG, celui-ci résonne à une fréquence inférieure, comparé à la fréquence de résonance du même patch seul [II.12]. Cette fréquence de résonance peut alors être décalée davantage vers les fréquences basses lorsque le plan de masse et le patch sont pavés simultanément avec cette structure BIP. La Figure 30a présente ce patch recouvert de la structure UC-PBG.

Le coefficient de réflexion de ces deux topologies d’antenne est comparé à celui du patch

seul en Figure 30b. Ainsi, un patch micro-ruban dimensionné à 3GHz (notée A1) résonne à 2.4GHz lorsque son plan de masse est pavé par la structure UC-PBG (A2). Lorsque le plan de masse et le patch sont pavés avec cette structure, alors le patch résonne à 2.1GHz (A3). Le gain de compacité dans cette configuration est alors de 12.5 % tout en conservant son diagramme de rayonnement.

a) b)

Figure 30 : Pavage d'un patch et de son plan de masse avec une structure UC-PBG.

Un second exemple d’application de structure BIP permettant de miniaturiser les dimensions d’un élément rayonnant est présenté Figure 31a [II.13]. Les auteurs comparent les diagrammes de rayonnement d’un même élément rayonnant (une antenne spirale) positionné au-dessus d’un plan de masse puis au dessus d’une structure de Sievenpiper.


43

a) b)

Figure 31 : Miniaturisation de la distance entre l’élément rayonnant et son plan de masse a l’aide d’une Surface Haute Impédance.

La distance entre l’élément rayonnant et son plan réflecteur peut alors être réduite en

mettant à profit cette surface Haute Impédance. Il est connu que pour tirer pleinement profit de ce plan réflecteur, l’élément rayonnant doit être placé à une distance λ/4 de ce plan. Cette distance peut alors être ramenée à λ/10 lorsque ce plan réflecteur est pavé d’une Surface Haute Impédance tout en conservant un diagramme de rayonnement identique à surface totale de plan réflecteur équivalente (2.2λ x 2.18λ).

II.1.3 Synthèse

Les structures BIP planaire pour substrat diélectrique sont essentiellement utilisées en tant que filtre fréquentiel. L’encombrement de ce type de filtre est cependant rapidement supérieur aux solutions classiques de filtrage.

La fonction de déphasage offerte dans la bande propagée du BIP est également

exploitable, par exemple, pour diminuer les dimensions d’un élément rayonnant ou encore pour réaliser un réseau phasé en déphasant les différents accès d’un réseau d’antenne.

Cette dernière application est cependant l’une des seules applications permettant de

procurer à un élément rayonnant de l’agilité de diagramme.

Chapitre II.2 :La structure BIP de Radisic

44


45

II.2 La structure BIP de Radisic

Parmi les structures BIP planaires présentées dans le paragraphe précédent, nous avons choisi de nous intéresser à la structure BIP de Radisic [II.1]. Ce choix est motivé par le fait que l’implémentation de cette structure BIP soit simple et bas-coût. Cette structure BIP de Radisic est en effet planaire : Il s’agit de graver des fentes périodiquement espacées dans le plan de masse de structures micro-rubans. Par la même occasion, les procédés de fabrication nécessaires à sa mise en oeuvre sont les mêmes que ceux nécessaires à la fabrication de circuits imprimés conventionnels, d’où son coût peu élevé.

Après avoir présenté les règles de dimensionnement de la structure BIP de Radisic, nous mettrons en évidence l’influence de chacun des paramètres de la structure (Paragraphe II.2.1).

Ensuite, nous mettrons à profit cette structure BIP sur une topologie d’antenne pour que celle-ci présente un schéma de diversité de polarisation/rayonnement (Paragraphe II.2.2).

II.2.1 Dimensionnement de la structure BIP de Radisic La structure de Radisic consiste à ajouter dans le plan de masse d’une ligne micro-ruban des fentes périodiquement espacées. La Figure 18a propose la structure préconisée initialement par Radisic, à savoir trois rangées de motifs gravés dans le plan masse, une rangée directement sous la ligne et deux autres de part et d’autre de celle-ci. Ces motifs sont des disques de rayon « r », périodiquement espacés longitudinalement et transversalement à la ligne. La période est notée « a ».

La Figure 18b présente les paramètres S simulés d’une ligne micro-ruban d’impédance caractéristique 50 Ω en présence de cette structure BIP. La structuration périodique de ces motifs a pour conséquence d’interdire la transmission le long de la ligne dans une bande de fréquence. Ainsi, des fentes circulaires de rayon r=1.27mm, périodiquement espacées de a=5.1mm sur un substrat diélectrique de permittivité εr=10.5 et d’épaisseur h=0.635mm provoquent l’apparition d’une bande interdite large de 3GHz, centrée sur fc(BI)=10.5GHz (avec fc(BI), fréquence centrale de la bande interdite). Sur ce substrat diélectrique, la ligne est alors large de W=0.65mm.

a) b) Figure 32 : a) Structure BIP de Radisic et b) présentation des paramètres S simulés


46

Cette fréquence centrale de bande interdite peut être directement liée à la période du BIP, c’est à dire à l’espace entre motifs successifs. On retrouve la règle de dimensionnement d’un miroir de Bragg :

eff

BIaε

λ2

= ou ( ) acBIf

effc 1

2

ε= (vii)

avec c, la célérité de la lumière dans le vide et εeff , la permittivité effective du milieu. Ce dimensionnement dépend alors directement de la longueur d’onde guidée le long de la

ligne micro-ruban à la fréquence centrale de la bande interdite escomptée. Pour la ligne micro-ruban, les formules permettent de calculer la permittivité effective en fonction du rapport entre la largeur de la ligne micro-ruban (W) et l’épaisseur du substrat (h) sont rappelées ci dessous :

+≥

−×+

+≤

=

−

++

=−

−

21

221

121 ,1 si

104.0121 ,1 si

21

21

Wh

hW

hW

Wh

hW

hWFavec

hWFrr

effεε

ε (viii)

Influence de la période transversale

Nous vérifions la validité de cette règle de dimensionnement sur une structure BIP de période différente sur un substrat diélectrique différent : Par exemple, pour dimensionner une structure BIP de Radisic présentant une bande interdite centrée à f=5GHz sur un substrat diélectrique de type Rogers RO4003 (εr=3.38, h=0.81mm), nous devons espacer les motifs successifs de a=18.4mm car la longueur d’onde guidée à cette fréquence est égale à λg=36.8mm (εeff=2.65). Ces simulations sont menées avec le logiciel Ie3D [II.14]

Deux structures BIP ainsi dimensionnées ont alors été simulées. Ces deux configurations

diffèrent de part le nombre de rangées transversales gravées dans le plan de masse de la ligne micro-ruban. La Figure 33 présente ces deux configurations. Il s’agit soit d’une rangée unique gravée directement sous la ligne micro-ruban ou de trois rangées, à savoir, une rangée sous la fente et une autre de part et d’autre de cette ligne. Pour ces deux configurations, le nombre de motifs répétés longitudinalement sous la ligne micro-ruban de largeur w=1.9mm (impédance 50Ω) est identique : n=5. Le rayon de ces fentes circulaires est égal à r=2.3mm.

Figure 33 : Structure BIP de Radisic à f0=5.25GHz constituée d’une et trois rangées transversales.


47

La Figure 34a présente le coefficient de transmission de ces deux configurations : Elles sont confondues mettant ainsi en évidence que les rangées de fente de part et d’autre de la ligne micro-ruban ne sont pas utiles. Par ailleurs, la bande interdite est bien centrée à la fréquence escomptée sur le substrat diélectrique considéré. Enfin, la largeur de la bande interdite ainsi que son niveau de réjection dépendent alors des autres paramètres du BIP, à savoir le rayon des disques ou le nombre de motifs répétés sous la ligne. Une réjection de -11dB est par exemple accessible avec 5 disques de rayon r=2.3mm (r/a = 0.125). Des niveaux de réjection plus importants sont accessibles avec un ratio plus important.

a)

b)

Figure 34 : a) Coefficient de transmission de la ligne micro-ruban avec et sans BIP et b) Déphasage relatif du coefficient de transmission de la ligne micro-ruban avec et sans BIP

L’ajout d’une telle structure BIP dans le plan de masse d’une ligne micro-ruban entraîne

par ailleurs une modification de la phase du coefficient de transmission le long de la ligne. La Figure 34b présente ce déphasage relatif en comparant la phase de ce coefficient de transmission sur une même ligne micro-ruban en présence ou non d’une structure BIP de type Radisic :

∆φ = φ - φ’ (ix)

avec φ et φ’, la phase du coefficient de transmission, respectivement, avec et sans BIP.

Par exemple, ce dimensionnement provoque une avance de phase de 10° à 2GHz. On peut également noter que la phase du coefficient de transmission de la ligne avec et sans BIP est exactement la même à la fréquence centrale de la bande interdite (ici à 5GHz).

Ce déphasage est par ailleurs maximum en limite de bande interdite. Cependant, pour

exploiter ce déphasage, il faut également s’assurer que la transmission est bien permise à cette


48

fréquence. Ainsi, à 4.2GHz, un déphasage de 52° est accessible mais les pertes d’insertion du BIP sont alors très importantes, de l’ordre de -5dB. Cette fonction de déphasage est exploitable dans la bande passante du BIP. Ainsi, plus bas en fréquence, à 3.7GHz, un déphasage de 27° est accessible avec des pertes d’insertion de l’ordre de -0.4dB. II.2.1.1 Etude analytique

Le comportement d’une ligne micro-ruban en présence de la structure BIP de Radisic se justifie analytiquement à l’aide de la méthode des matrices chaînes. Cette méthode est applicable aux structures guidées infinies et périodiquement structurées, comme par exemple sur un guide d’onde à iris [II.15]. Les résultats de cette méthode appliquée à la structure BIP de Radisic sont présentés en [II.16].

La structure périodique infinie est représentée Figure 35 : il s’agit de la répétition d’une

cellule élémentaire répétée à l’infini. Pour la structure de Radisic, la cellule élémentaire est composée d’un tronçon de ligne de longueur « a » avec en son centre un « obstacle » caractérisé par une admittance 1Y , normalisée par rapport à l’admittance de cette ligne.

Figure 35 : Cellule élémentaire de la structure BIP de Radisic.

Il est possible d’écrire plusieurs relations entre tension V et courant I en entrée et en

sortie d’une cellule élémentaire : d’une part l’équation (x) traduit sous forme matricielle la relation entre courant et tension en entrée et en sortie d’une cellule élémentaire. Les composantes A, B, C et D de la matrice dépendent alors du modèle choisi pour représenter la fente sous la ligne micro-ruban. D’autre part le théorème de Bloch nous permet d’écrire l’équation (xii) dans le cas de structure périodique infinie.

=

+

+

1

1 n

n

n

n

IV

DCBA

IV

(x)

(xii)

⋅⋅

=

+

+aeI

aeVIV

n

n

n

nγγ -

- 1

1 (xi)

0

1

1 =

⋅−

⋅−

+

+

n

n

IV

aeDCBaeA

γγ

Avec γ=α+j.β, constante de propagation.

De l’équation matricielle (xii) résultante, il est possible d’extraire la relation de dispersion de la structure considérée. Cette équation de dispersion relie la constante de propagation de la ligne micro-ruban seule (k) à la constante de propagation de la ligne micro-


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ruban en présence du BIP (β). On appelle « diagramme de Brillouin », les solutions de cette équation que l’on peut limiter à l’intervalle [ ]aa / ; / ππβ −∈ .

La résolution de cette équation (xii) nous permet alors de justifier l’apparition de la bande

interdite associée à une telle structure périodique : La bande interdite correspond aux fréquences pour lesquelles cette équation n’admet pas de solutions.

Elle permet également de justifier l’effet « slow-wave » aux fréquences pour lesquelles

cette équation admet des solutions, c’est à dire en bande passante. Un développement limité pour λ0>λc(BI)>a aboutit à une expression de la vitesse de phase ( βωφ /=v ) réduite comparée à la ligne sans BIP. II.2.1.2 Etude numérique

L’influence de chacun des paramètres de la structure est étudiée dans ce paragraphe. Ces paramètres sont la période longitudinale « a », le nombre « n » et la taille « r » des motifs BIP.

Pour mener à bien cette étude, nous avons défini un dimensionnement de référence. Il

s’agit du dimensionnement précédemment proposé, à savoir a=18.4mm, n=5 et r=2.3mm. Nous avons alors fait évoluer un seul de ces paramètres en conservant inchangés les deux autres. Pour chacun de ces paramètres, la variation de ce paramètre est choisie de telle sorte que celle-ci soit la plus représentative de son influence sur le comportement de la structure BIP : Il s’agit ainsi toujours d’une valeur inférieure (tracé continu gris) et supérieure (tracé discontinu noir) à la valeur de référence.

La Figure 36 présente ces résultats. Pour chacun de ces paramètres, les résultats de simulation sont présentés dans l’ordre suivant : l’amplitude du coefficient de transmission de la ligne en présence du BIP puis le déphasage relatif entre la même ligne micro-ruban avec et sans BIP, tel qu’il est défini précédemment. Influence de la période longitudinale

Nous avons simulé trois structures BIP de période longitudinale différente : a=17.9mm,

a=18.4mm (valeur référence) et a=18.9mm. L’amplitude du coefficient de transmission confirme que la période du BIP fixe la

fréquence centrale de la bande interdite. Plus la période est importante, plus la fréquence centrale est décalée vers les fréquences basses. Par ailleurs, nous constatons que la simulation de ces trois périodes longitudinales entraîne des niveaux de réjection de bande interdite différents : à la fréquence centrale de la bande interdite, cette réjection est de -10.2dB et -11.6mm respectivement, pour a=17.9mm et a=18.9mm. Nous pouvons l’expliquer par la non-conservation du ratio r/a sur ces trois dimensionnements, le rayon des motifs restant constant : plus ce ratio r/a est important, plus la réjection de la bande interdite est importante.

Concernant le déphasage relatif introduit par ces trois dimensionnements, il suit la même

loi de variation, au décalage de la fréquence centrale de bande interdite près.


50

Influence du paramètre :

Amplitude du coefficient de transmission (dB)

Déphasage relatif du coefficient de transmission avec et sans BIP (°)

« a », la période

longitudinale

-25

-20

-15

-10

-5

0

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 7.5 8

fréquence (GHz)

Coe

ffici

ent d

e tr

ansm

issi

on (d

B)

a=17.9mma=18.4mm (ref)a=18.9mm

-90

-60

-30

0

30

60

90

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 7.5 8

fréquence (GHz)

Dép

hasa

ge re

latif

(°)

a=17.9mma=18.4mm (ref)a=18.9mm

« n », le nombre de motifs

-25

-20

-15

-10

-5

0

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 7.5 8

fréquence (GHz)

Coe

ffici

ent d

e tr

ansm

issi

on (d

B)

n=3

n=5 (ref)

n=7-90

-60

-30

0

30

60

90

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 7.5 8

fréquence (GHz)D

épha

sage

rela

tif (°

)

n=3

n=5 (ref)n=7

« r », la taille

des motifs

-25

-20

-15

-10

-5

0

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 7.5 8

fréquence (GHz)

Coe

ffici

ent d

e tr

ansm

issi

on (d

B)

r=1.5mm

r=2.3mm (ref)

r=3mm-90

-60

-30

0

30

60

90

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 7 7.5 8

fréquence (GHz)

Dép

hasa

ge re

latif

(°)

r=1.5mmr=2.3mm (ref)r=3mm

Figure 36 : Influence des paramètres géométriques de la structure BIP de Radisic sur son fonctionnement.

Influence du nombre de motifs

Afin d’évaluer l’influence du nombre de motifs périodiques répétés « n », nous avons simulé n=3, n=5 (valeur référence) et n=7 fentes circulaires périodiquement espacées dans le plan de masse de la ligne micro-ruban. La longueur de ligne micro-ruban nécessaire à l’implémentation de la structure BIP (n x a) devient cependant rapidement importante lorsque n augmente.

Nous vérifions que le fait d’augmenter le nombre de motifs BIP sous la ligne provoque

un renforcement de l’effet BIP : la réjection de la bande interdite et le déphasage relatif sont de plus en plus importants lorsque le nombre de motifs augmente. Par ailleurs, la pente de cette bande interdite est d’autant plus abrupte que le nombre de motif augmente. Nous vérifions par la même occasion que la fréquence centrale de la bande interdite est conservée quel que soit le nombre de motifs répétés.


51

Influence de la taille des motifs

L’influence de la taille des motifs est évaluée : les motifs étant circulaires, trois rayons de disques différents ont été simulés : r=1.5 mm, r=2.3mm (valeur référence) et r=3mm.

Quel que soit le rayon des fentes circulaires, la fréquence centrale de la bande interdite se

conserve. Cela confirme que seule la période entre motifs successifs détermine la fréquence centrale de la bande interdite. Le fait d’augmenter le rayon des fentes circulaires provoque alors un renforcement significatif du niveau de réjection de la bande interdite et du déphasage relatif introduit par la structure BIP. Par exemple, à 3.6GHz, doubler la surface des motifs (de r=1.5mm à r=3mm) permet de multiplier par 10 le déphasage (de 5° à 50°), ceci tout en conservant des pertes d’insertion faibles (inférieures à -1dB). Synthèse

Le paramètre critique de la structure BIP de Radisic est la période longitudinale « a ». C’est cette période longitudinale qui fixe la fréquence centrale de la bande interdite, indépendamment des autres paramètres de la structure.

Ces autres paramètres sont la taille des motifs et le nombre de période. A période

constante, l’effet BIP introduit par cette structure (effet coupe-bande et déphasage) est alors modifié : Lorsque la taille du motif ou le nombre de motifs répétés augmentent, le déphasage et les niveaux de réjection de bande interdite sont alors plus importants.

Lorsqu’une fonction de filtrage est recherchée, ce filtrage sera d’autant plus sélectif que le nombre de motifs sera important. Aussi, pour obtenir une large bande interdite, il est possible par exemple de cascader plusieurs structures BIP de dimensionnements différents. En faisant en sorte que les bandes interdites de ces structures se recouvrent au moins partiellement, la structure résultante présentera une bande interdite sur une bande de fréquence élargie. D’autres méthodes ont également été proposées à partir de designs particuliers de motifs BIP [II.17] ou de modulation progressive de la période et/ou de la taille de ces motifs [II.18]. Au contraire, pour obtenir une bande interdite étroite, une solution consiste à combiner, d’une part, la diminution de la taille des motifs et, d’autre part, l’augmentation du nombre de motifs répétés. Les dimensions de la structure deviennent cependant très importantes rendant ce type de structure non concurrentielle par rapport à des solutions de filtrage classique de type Butterworth ou Tchebycheff.

Lorsqu’une fonction de déphasage est recherchée, ce type de structure peut être exploité et apporter un gain de compacité par rapport à des solutions classiques comme par exemple celle qui consiste à utiliser des lignes de longueurs variables. En effet, une ligne de longueur L1 présente un retard de phase relatif de son coefficient de transmission par rapport à une ligne de longueur L2>L1. Ce même retard de phase peut alors être obtenu sur une ligne de même longueur L2 mais en présence d’une structure BIP de Radisic. Des gains de compacité de l’ordre de 10% sont alors accessibles.

Par ailleurs, nous avons vu que le déphasage offert par la structure BIP de Radisic peut être obtenu de deux manières : soit en modulant la taille des motifs ou soit en augmentant le nombre de motifs répétés sous la ligne micro-ruban. La première solution est alors préférable car elle permet de minimiser la longueur des lignes micro-rubans.


52

II.2.2 Agilité de diagramme grâce à la structure BIP de Radisic

Ce paragraphe propose la mise en oeuvre de la structure BIP de Radisic afin de procurer à une antenne un schéma de diversité de rayonnement/polarisation. Cette structure BIP est alors utilisée en tant que déphaseur sur les lignes d’alimentation d’un réseau d’antennes imprimées. Le principe de ce type d’antenne est présenté dans le paragraphe II.2.2.1.

Une implémentation active est alors proposée sur un réseau d’antenne réduit à sa plus simple expression par soucis de compacité : 2 éléments rayonnants alimentés par ligne micro-ruban. La mise en œuvre et l’implémentation active de cette topologie d’antenne sont proposées dans les paragraphes II.2.2.2 et II.2.2.3. Enfin, le gain de diversité tel qu’il est défini dans le chapitre I.2 sera alors évalué dans le paragraphe II.2.2.4. II.2.2.1 Présentation de la topologie d’antenne Principe du réseau phasé

Une méthode classique permettant de dépointer le diagramme de rayonnement d’un réseau

d’antenne consiste à déphaser les accès de ce réseau les uns par rapport aux autres [II.19]. C’est ce que l’on appelle, en anglais, faire du «Beam-steering». Traditionnellement, cette fonction de déphasage est réalisée par un allongement relatif des lignes les unes par rapport aux autres (c’est le cas des lignes à méandre) ou à l’aide d’éléments localisés (varactor ou autre).

Figure 37 : Principe d’un réseau phasé ou « beam steerer » constitué de quatre éléments rayonnants.

Nous proposons dans ce paragraphe de mettre à profit la structure BIP de Radisic afin de procurer cette fonction de déphasage. L’exploitation de la structure BIP de Radisic dans ce cadre a été proposée en [II.20] et est décrite dans l’état de l’art du chapitre précédent (Figure 29 du chapitre II.1). Pour rappel, plusieurs diagrammes de rayonnement sont accessibles en fonction du nombre de motifs constituant la structure BIP sous chacune des lignes micro-rubans d’alimentation de ce réseau d’antenne. Aussi, par rapport au zénith, un dépointage de 35° du diagramme de rayonnement dans le plan φ=0° est obtenu pour une configuration BIP consistant à placer 0,6,12 et 18 pastilles sur les 4 accès des patchs.

La longueur de ligne permettant de disposer 18 motifs sous la ligne est cependant non

négligeable : près de 9λg soit plus de 300mm à f0=5.25GHz sur un substrat diélectrique de permittivité εr=2.2 et d’épaisseur 0.505mm. De plus, même si ce dépointage du diagramme de


53

rayonnement est confirmé par simulation et par mesure sur plusieurs configurations statiques de structure BIP, il n’est proposé aucune implémentation « active » permettant de passer d’une configuration de rayonnement à une autre. Implémentation active

Cette implémentation active peut être réalisée de plusieurs manières :

Une première approche consiste à jouer directement sur les motifs BIP en intégrant la fonction active à ces motifs. A la lumière de l’étude menée au paragraphe précédent (II.2.1), nous avons identifié deux paramètres géométriques pouvant être modifiés pour faire évoluer le déphasage introduit par la structure BIP. Il s’agit soit du nombre de motifs, comme l’article d’Elamaran [II.11] le propose, ou soit de la forme du motif. En effet, nous avons vu, d’une part, que plus le nombre de motifs BIP est important, plus le déphasage est important et d’autre part, plus le motif est volumineux, plus le déphasage est important.

Une seconde approche consiste à proposer un aiguillage entre plusieurs lignes micro-

rubans avec sur chacune une configuration de BIP figée. La Figure 38 présente deux implémentations actives de ce concept d’antenne lorsque le réseau d’antenne est constitué de deux patchs imprimés. Chaque ligne d’alimentation de ces deux éléments rayonnants possède une configuration de BIP statique, c’est à dire que le nombre et la forme des motifs restent constants sur chacune de ces lignes.

a) b)

Figure 38 : Implémentation active de la fonction de déphasage offerte par la structure BIP de Radisic.

Pour obtenir plusieurs configurations de rayonnement, nous proposons alors de disposer

deux réseaux d’alimentation distincts sur ce réseau d’antenne et de choisir, à l’aide d’un swicth imprimé, d’alimenter le réseau de patchs par l’un ou l’autre de ces accès. Chaque patch présente deux accès : deux lignes micro-rubans d’alimentation. Sur chaque patch, ces accès sont situés à 90° l’un de l’autre. Ce réseau d’antenne propose donc intrinsèquement de la diversité de polarisation linéaire. Le fait d’ajouter une structure BIP sur deux de ces lignes d’alimentation, comme indiqué Figure 38, permet alors de dépointer les diagrammes de rayonnement proposés par ce type de topologie d’antenne.

La topologie d’antenne proposée dans ce chapitre présente donc un schéma de diversité

de polarisation/rayonnement.


54

Topologie d’antenne étudiée Nous avons privilégié cette seconde approche et étudié la faisabilité de cette topologie

d’antenne à diversité de rayonnement/polarisation. Cette étude est menée sur la topologie d’antenne présentée Figure 38a car elle présente

les avantages suivants : le réseau d’alimentation est symétrique et comparé à l’implémentation proposée Figure 38b, les lignes d’alimentation ne sont pas disposées entre les éléments rayonnants. Cette première topologie autorise alors le rapprochement des éléments rayonnants et permet de minimiser la perturbation introduite par ce réseau de lignes d’alimentation sur le fonctionnement du réseau d’antenne.

La Figure 39 illustre les deux configurations de rayonnement offertes par cette topologie d’antenne en fonction de l’état du switch imprimé (switch présenté en Annexe_B).

a) b)

Figure 39 : Configuration offerte par la topologie d'antenne présentée Figure 38a.

II.2.2.2 Validation du fonctionnement proposé

Le fonctionnement d’un réseau d’antenne en présence d’une structure BIP de Radisic est validé dans ce paragraphe. Après avoir dimensionné un réseau de 2 patchs, nous avons comparé les diagrammes de rayonnement de ce réseau, d’une part, en présence de la structure BIP sur un de ces accès, et d’autre part, de ce même réseau sur lequel un déphasage équivalent est appliqué sur la même ligne d’accès. Mise en réseau de deux patchs micro-rubans

L’antenne patch est une antenne imprimée constituée d’un motif métallique de forme quelconque (carré, annulaire,…) séparé d’un plan de masse par un substrat diélectrique caractérisé par sa permittivité diélectrique (εr), ses pertes diélectriques (tan δ) et son épaisseur (h). Son fonctionnement et ses règles de dimensionnement sont bien connus [II.21].

La dimension caractéristique d’un patch carré doit être, à sa fréquence de

fonctionnement, de l’ordre de λg/2. Par exemple, la longueur d’un patch carré sur le substrat diélectrique Rogers4003 (εr=3.38, h=0.81mm) est de L=15.2mm à f0=5.25GHz.


55

La Figure 40 présente une antenne de ce type alimentée par une ligne micro-ruban puis

son diagramme de rayonnement 3D simulé lorsque le plan de masse est infini.

a) b)

Figure 40 : Patch micro-ruban a) Schéma et b) diagramme de rayonnement 3D à f0=5.25GHz.

La mise en réseau de deux patchs consiste à disposer deux éléments rayonnants, notés A1

et A2, à proximité l’un de l’autre. La Figure 41a présente un tel agencement de deux patchs identiques au précédent et espacés d’une distance « d ».

Une simple étude permet de vérifier qu’alimenter en phase deux éléments rayonnants

permet d’augmenter la directivité de l’ensemble. Par ailleurs, à distance inter-élément constante, nous vérifions également que déphaser un accès par rapport à un autre permet de dépointer son diagramme de rayonnement (Figure 41b). Le dépointage du diagramme de rayonnement est accentué lorsque le déphasage relatif entre les deux éléments rayonnants augmente. Ce dépointage s’accompagne cependant d’une remontée de lobe secondaire. Le cas limite est atteint lorsque les deux éléments rayonnants sont alimentés en opposition de phase : on parle alors de « diagramme différence » avec un minimum de rayonnement au zénith et deux lobes de même niveau de part et d’autre de cette direction.

a) b)

Figure 41 : Diagrammes de rayonnement (plan φ=0°) d’un réseau de deux patchs lorsque ces accès sont déphasés l’un par rapport à l’autre.

Validation du concept sur une configuration statique

Le concept de cette antenne est alors validé sur une configuration statique en comparant le diagramme de rayonnement de ce réseau de deux patchs lorsque : a) nous disposons sur l’un de ces accès une structure BIP présentant un déphasage relatif ∆φ. b) nous disposons sur l’un de ces accès ce même déphasage ∆φ sur son port d’excitation.


56

Une structure BIP de Radisic composée de n=4 fentes circulaires de rayon r=3.5mm et périodiquement espacées de a=13mm introduit un déphasage relatif du coefficient de transmission de ∆φ=-24.5° par rapport à la même ligne sans BIP.

La Figure 42a et Figure 42b présentent respectivement les diagrammes de rayonnement plan E et plan H du réseau de deux patchs précédemment dimensionné lorsque cette structure BIP est disposée sous la ligne d’alimentation du patch noté A1. Ces deux diagrammes sont alors comparés à ceux de ce même réseau lorsque le patch noté A1 est excité avec un retard de phase identique au niveau de son port d’excitation.

a) b)

Figure 42 : Dépointage du diagramme de rayonnement introduit sur un accès du réseau par une structure BIP de Radisic ou directement sur son port d’excitation. a) Plan phi=0° b) Plan phi=90° (f0=5.25GHz).

Le diagramme de rayonnement de ce réseau d’antenne dans ces deux configurations

présente alors un dépointage de même ordre, une dizaine de degré. La présence de fentes dans le plan de masse entraîne cependant un rayonnement arrière dont les niveaux sont faibles, 20dB inférieurs aux niveaux du lobe principal. L’utilisation de la structure BIP de Radisic sur un réseau d’antenne afin de dépointer son diagramme de rayonnement est ainsi validée. II.2.2.3 Optimisation du dimensionnement du BIP

Pour la topologie d’antenne proposée dans ce paragraphe, deux accès sont disposés sur chaque élément rayonnant, comme représenté Figure 43. Ces deux accès sont disposés sur deux cotés adjacents de chaque patch afin de profiter de l’isolation naturelle entre ces deux accès dans cette configuration.

Figure 43 : Topologie d’antenne simulée


57

Le dimensionnement du BIP doit alors être optimisé afin que la ligne micro-ruban en présence de la structure BIP présente à notre fréquence de travail (f0=5.25GHz) un déphasage optimal. Cette étape d’optimisation est nécessaire car il n’existe pas de règles de dimensionnement permettant de fixer ce déphasage. La règle de dimensionnement de ce type de BIP fixe la fréquence centrale de la bande interdite du BIP. Le déphasage introduit par la structure BIP dans sa bande passante dépend ensuite des autres paramètres de la structure (forme du motif, nombre de période,…).

Cette optimisation à notre fréquence de travail ne concerne alors pas seulement le déphasage introduit par la structure BIP mais aussi ces pertes d’insertion : le déphasage devra être optimal, tout en assurant des pertes d’insertion minimales. Par déphasage optimal, nous entendons le déphasage permettant un dépointage du diagramme de rayonnement significatif. Il ne s’agit alors pas forcement du déphasage maximum. En effet, dans le cas de figure ou le réseau est constitué de deux éléments rayonnants, nous avons vu que le dépointage du diagramme s’accompagne d’une remontée importante du lobe secondaire. Nous choisissons ainsi de nous limiter à un déphasage ne dépassant pas ϕ = 70° pour assurer, d’une part, le dépointage de diagramme recherché, et d’autre part assurer une remontée limitée des niveaux de lobes secondaires.

L’encombrement de la structure BIP ne devra par ailleurs pas dépasser, à performances égales, celle de solutions classiques. C’est pourquoi nous avons limité le nombre de motifs BIP répétés en envisageant cette optimisation sur n=4 et n=5 motifs. Une fois n fixé, nous avons simulé différentes structures BIP de rayon et de période différentes : deux rayons de fentes circulaires (r=3.5 et r=4mm) ont été simulés pour différentes périodes du BIP (« a » variant de 12.8mm à 13.8mm).

La Figure 44 présente les résultats de simulation obtenus sur une ligne micro-ruban de largeur w=0.3mm lorsque la structure BIP est constituée de n=5 fentes circulaires de rayon r=4mm et périodiquement espacées de a=13.8mm. A f0=5.25GHz, le déphasage relatif introduit par cette structure BIP est alors de 54.8° pour des pertes d’insertion inférieures à 0.4dB.

a)

b) c)

Figure 44 : a) Structure BIP de Radisic sur une ligne micro-ruban. b) Coefficient de transmission simulé de cette ligne et c) déphasage relatif du coefficient de transmission de la ligne, en présence du BIP.

La Figure 45 présente ces résultats pour différentes structures BIP, à savoir l’amplitude

du coefficient de transmission d’une ligne micro-ruban en présence du BIP et le déphasage relatif introduit par la ligne en présence du BIP comparé à la même ligne sans BIP.


58

__BIP#1

__BIP#2

Dimensionnement BIP Caractéristiques de la ligne à f0=5.25GHz

a (mm)

r (mm) n Amplitude S21 (dB) Déphasage relatif : ∆φ (°)

12.8 3.5 4 -0.29 15.7 13 3.5 4 -0.24 18.2

13.4 3.5 4 - 0.26 26.5 13 3.6 4 -0.24 22 13 4 4 -0.25 25.1

13.4 3.5 5 -0.6 31 13.8 3.5 5 -0.3 39.5 13.8 4 5 -0.4 54.8 __BIP#3

Figure 45 : Optimisation menée sur une structure BIP de Radisic constituée de n=4 et 5 motifs périodiques.

Nous nous sommes alors intéressés à trois dimensionnements de structures BIP, notés

BIP#1, BIP#2 et BIP#3. Le choix de ces trois configurations de structures BIP nous semble représentatif des

performances que la structure est susceptible d’offrir : par exemple, la structure BIP#1 et la structure BIP#2 présentent des performances proches l’une de l’autre. Ces structures BIP présentent en effet toutes deux un déphasage de 26°, des pertes d’insertion de l’ordre de -0.25dB et un encombrement équivalent (de l’ordre de 53mm). D’un autre coté, la structure BIP#3 présente un déphasage double de celui présenté par la structure BIP#2 (54.8° contre 25.1°), cela au détriment de l’encombrement qui est augmenté de 16mm (soit 30%) pour la structure BIP#3. Diagramme de rayonnement

La Figure 46 présente les diagrammes de rayonnement 3D simulés de la topologie d’antenne présentée Figure 43 en présence de la structure BIP#1 puis compare leur coupe dans le plan φ=0° (xOz). Ces diagrammes sont au nombre de trois, correspondant aux trois états de fonctionnement offerts par le switch.

Les deux premières configurations de rayonnement, notées configuration n°1 et n°2, sont

obtenues lorsqu’une diode est bloquée, l’autre passante (et inversement). La topologie d’antenne présente alors deux diagrammes de rayonnement qui diffèrent de par la polarisation de ces diagrammes (linéaire mais à 90° l’une de l’autre) et de par le dépointage de ces diagrammes. La diversité de polarisation offerte par ces deux diagrammes est intrinsèque au système d’alimentation de la topologie d’antenne alors que la diversité de rayonnement est la conséquence de l’ajout de la structure BIP sur son réseau d’alimentation. Une troisième configuration de rayonnement, notée configuration n°3, est offerte par cette topologie d’antenne lorsque le réseau d’antenne est excité simultanément par ces quatre accès. Ce diagramme de rayonnement est alors omnidirectionnel de polarisation circulaire sans BIP et elliptique en présence du BIP.


59

Configuration n°1 (BIP#1) P1,2=ON P3,4=OFF Configuration n°2 (BIP#1)

P1,2=OFF P3,4=ON Configuration n°3 (BIP#1)

P1,2,3,4=ON

Figure 46 : Diagrammes de rayonnement offerts par le réseau d’antenne en présence du BIP#1.

Comme noté précédemment, la topologie d’antenne en présence d’une structure BIP de Radisic présente un rayonnement arrière dû aux fentes dans le plan de masse des patchs micro-rubans. Des diagrammes de rayonnement de même nature sont offerts par cette même topologie d’antenne en présence des structures BIP #2 et #3, seul le dépointage du diagramme est plus marqué pour cette dernière structure BIP. II.2.2.4 Gain de diversité

Ces trois diagrammes semblent à priori dé-corrélés. Nous allons nous en assurer en calculant, pour chacune de ces structures BIP, le coefficient de corrélation entre les configurations de rayonnement dépointées (n°1 et n°2). Cet outil est présenté précédemment dans le chapitre I.3.3. La Figure 47 présente le coefficient de corrélation de cette topologie d’antenne, d’une part, en l’absence de BIP, et, d’autre part, en présence des structures BIP#1, BIP#2 et BIP#3 lorsque le facteur Γ évolue de -20dB à 20dB.

Figure 47 : Enveloppe de corrélation 3D du réseau d’antenne en présence ou non des

structures BIP#1, BIP#2 et BIP#3 en fonction de Γ.


60

Pour Γ=0, c’est à dire en considérant que l’ensemble des directions d’arrivées de l’onde incidente sur l’antenne est équiprobable, le coefficient de corrélation des quatre topologies évaluées est identique et proche de 0. L’apport du BIP devient alors significatif lorsque cette probabilité n’est plus uniforme, et c’est précisément le cas dans un environnement indoor ou les multiples trajets sont à l’origine, entre autres, de la dépolarisation de l’onde incidente. Dès lors que Γ évolue, le coefficient de corrélation de la topologie d’antenne en présence du BIP est moindre comparé au coefficient de cette même topologie sans BIP.

Sur l’intervalle de variation de Γ considéré, le coefficient de corrélation de l’antenne sans BIP n’excède pas 0.5. La diversité d’antenne est donc considérée comme efficace car inférieure au seuil de 0.7. Cependant, sur ce même intervalle, ce coefficient de corrélation de l’antenne en présence de la structure BIP#3 par exemple devient inférieur à 0.25. L’ajout de la structure BIP permet donc de diminuer le coefficient de corrélation entre ces deux diagrammes (diversité de polarisation/rayonnement) comparé à cette même topologie d’antenne sans BIP (diversité de polarisation). Ce gain de diversité apporté par le BIP a cependant un coût en terme d’encombrement puisque la topologie d’antenne nécessite une longueur de ligne micro-ruban de longueur supérieure à n fois la période entre pastilles. Nous montrons que ce coût peut cependant être limité en ne disposant qu’un nombre modéré de motifs sous les lignes micro-rubans, comme nous l’avons envisagé ici en se limitant à 4 ou 5 pastilles.


61

II.3 Structure BIP planaire pour fente

Ce paragraphe est axé sur les BIP planaires pour structures à fente. Ce travail est motivé par l’intérêt que porte le laboratoire Network de Thomson à ce type de structure et notamment aux antennes fentes. Leur intérêt et les applications « BIP pour fente » proposées jusqu’alors seront présentés dans le paragraphe II.3.1.

A partir de ce constat, nous avons proposé une structure BIP pour fente duale de la structure BIP de Radisic pour structures micro-rubans. Le concept de cette structure et ses règles de dimensionnement seront présentés dans le paragraphe II.3.2.

Des applications de cette structure BIP pour fente ont alors été envisagées sur des antennes de type fente. La miniaturisation et l’intégration de fonction de filtrage sur un élément rayonnant à base de fente seront présentées dans le paragraphe II.3.3.

Enfin des pistes ont été proposées afin de minimiser l’encombrement de cette structure BIP pour fente. Une structure BIP bi-couche et une structure de type résonateur seront présentées dans le paragraphe II.3.4.

II.3.1 Intérêt pour les fentes

La ligne fente est une alternative à la ligne de transmission micro-ruban classique [II.22]. La Figure 48 propose un schéma de ces deux structures : La ligne micro-ruban est un bandeau métallique gravé sur une face d’un substrat diélectrique dont l’autre face est métallisée. La ligne fente consiste quant à elle à évider une surface sur un plan métallique recouvrant une face d’un substrat diélectrique. Ainsi, au contraire de la ligne micro-ruban, la ligne fente ne nécessite la métallisation que d’une seule face du substrat diélectrique.

Figure 48 : Coupe transversale dune ligne micro-ruban et d’une ligne fente.

Dans une telle ligne fente, la propagation de l’onde est autorisée le long de la fente avec

une composante principale du champ électrique dans la fente orientée entre les deux brins métalliques. Le mode de propagation est donc non-TEM et de type transverse électrique, comme pour un guide d’onde (mais sans fréquence de coupure basse).

Chapitre II.3 :Structure BIP planaire pour fente

62

La distribution des lignes de champ dans la fente est présentée Figure 49a. On note que ces lignes de champ ne sont pas confinées à l’intérieur du substrat : elles débordent des deux cotés de la fente, au-dessus et en dessous du substrat diélectrique. Pour une ligne micro-ruban, les lignes de champ électrique se concentrent entre la ligne et le plan de masse au travers du substrat (Figure 49b) : Il s’agit d’un mode de propagation quasi-TEM.

a) b)

Figure 49 : Distribution des lignes de champ dans une ligne a) fente et b) micro-ruban.

De ces considérations, et même si la ligne fente est souvent considérée comme duale de

la ligne micro-ruban, ces structures différent et ne sont pas utilisées pour le même type d’applications. Il n’est par exemple pas possible de dimensionner des lignes fentes d’impédance caractéristique faible (< 55 Ohms). Par ailleurs, ce type de structure guidée est dispersif ce qui fait de la ligne fente un mauvais candidat sur des longueurs importantes de ligne.

Il est cependant fréquent de mettre à profit ce type de structure fente en lui imposant des conditions de résonance et en faire un élément rayonnant. Une fente linéaire de longueur λg/2 est par exemple une structure imprimée, compacte, large bande et proposant un diagramme de rayonnement omnidirectionnel des deux cotés du substrat diélectrique. Ces propriétés font des fentes de bons candidats pour répondre aux contraintes de la propagation indoor. Ainsi, THOMSON a exploité ces propriétés en proposant de nombreuses topologies d’antenne fente dans le cadre d’études sur les liaisons sans fils à 5GHz.

D’où notre intérêt à mettre à profit un BIP sur une structure fente. Dans la littérature, peu de travaux ont été menés sur le sujet. L’un d’entre eux consiste à

intégrer directement à la ligne fente une structure périodique en élargissant périodiquement la largeur de cette ligne. La Figure 50 présente cette structure appelée «wiggly slot-line » [II.23]. Il s’agit d’une structure BIP de type Bragg permettant d’envisager des applications de type filtrage et déphasage le long de cette ligne.

Figure 50 : Ligne à fente de type "Wiggly".

Les autres applications concernent des antennes de type fente sur lesquelles des structures BIP

conventionnelles sont exploitées.


63

Une première application consiste à disposer une structure BIP de type Radisic sur la ligne micro-ruban d’alimentation d’une antenne fente linéaire [II.24]. Cette topologie d’antenne est présentée Figure 51a : trois rangées de 4 fentes circulaires sont ôtées au plan de masse sous la ligne micro-ruban alimentant la fente rayonnante. Le dimensionnement du BIP est alors tel que sa bande interdite soit centrée sur les fréquences harmoniques de la fréquence de fonctionnement de la fente. Aussi, l’alimentation de la fente à sa fréquence de fonctionnement n’est pas affectée par la présence de la structure BIP et l’antenne ne présente alors plus de résonances aux fréquences harmoniques.

La seconde application consiste à diminuer les pertes diélectriques par ondes de surface sur une fente rectangulaire imprimée. La topologie d’antenne présentée Figure 51b est une fente boucle alimentée par ligne coaxiale et gravée sur un substrat diélectrique percé de trous d’air périodiquement et recouverte d’un plan métallique réflecteur [II.25].

a) b)

Figure 51 : Différentes structures BIP mis à profit sur des antennes de type fentes.

Dans le paragraphe suivant, nous proposons une structure BIP spécifique aux structures

fentes. Il s’agit de la structure duale de la structure BIP de Radisic pour lignes micro-rubans. Après avoir présenté cette structure BIP pour fente, nous énoncerons ces règles de dimensionnement et des résultats de mesure permettant de valider son fonctionnement.

II.3.2 Structure BIP pour fente Présentation de la structure

La ligne fente étant la structure duale de la ligne micro-ruban, l’idée pour réaliser une structure BIP pour fente, consiste à utiliser une structure BIP duale de celle utilisée pour la ligne micro-ruban. Une nouvelle structure BIP planaire est ainsi obtenue en gravant des motifs métalliques périodiquement espacés sur la face opposée du substrat recevant la ligne fente.

La Figure 52 illustre la dualité entre ces deux structures de type Bragg, la première pour ligne micro-ruban (fentes dans le plan de masse sous la ligne micro-ruban), la seconde pour ligne fente (pastilles métalliques sur l’autre face du substrat sous la ligne fente).


64

Figure 52 : a) Structure BIP de Radisic pour ligne micro-ruban et b) structure BIP pour ligne fente.

Nous pouvons souligner que la structure BIP pour fente est introduite sur l’autre face du

substrat diélectrique que celle recevant la ligne fente, laissant ainsi le plan de masse intacte. Règles de dimensionnement

Les règles de dimensionnement d’une structure de type Bragg ont été établies dans le paragraphe II.2.1. Elles s’appliquent également à cette nouvelle structure BIP pour fente : La fréquence centrale de la bande interdite est déterminée uniquement par la période « a » entre deux motifs successifs. Ce paramètre doit être de l’ordre de λg/2 où λg est la longueur d’onde guidée dans la ligne fente à la fréquence centrale de la bande interdite escomptée.

La forme et les dimensions du motif BIP influencent alors la largeur de la bande

interdite et son pouvoir de réjection. Pour un motif de forme circulaire et de rayon « r », un ratio r/a ( 25.0/15.0 << ar ) permet d’obtenir une réjection de l’ordre de -20dB.

Enfin plus le nombre de période « n » est important, plus le phénomène associé est

prononcé, à savoir une réjection de la bande interdite et un déphasage relatif dans la bande propagée plus important.

Deux validations ont été proposées afin de s’assurer du bon fonctionnement de cette structure BIP pour fente. La première consiste à alimenter directement la fente en disposant une source de courant entre les deux plans de masse de part et d’autre de la fente. La seconde consiste à alimenter la fente par couplage électromagnétique à deux lignes micro-rubans. Cette seconde technique d’alimentation permet alors de valider le fonctionnement par mesure. Validation du concept La première validation de cette structure BIP pour fente consiste à disposer à chaque extrémité de la fente un port simulant une différence de potentiel entre les deux plans de masse de part et d’autre de la fente. Cette ligne fente seule excitée de la sorte est présentée Figure 53a. Cette même ligne en présence d’une structure BIP pour fente est alors présentée Figure 53b.


65

a) b)

Figure 53 : Ligne fente excitée directement a) seule et b) en présence de la structure BIP pour fente.

La ligne fente simulée est large de 0.24mm sur un substrat diélectrique de permittivité

diélectrique εr=3.38 et d’épaisseur 0.81mm. Son impédance est proche de 96 Ohms dans la bande de fréquence qui nous intéresse (5-6GHz). La structure BIP est dimensionnée pour présenter une bande interdite à 5.8GHz : neuf disques métalliques (de rayon r=1.5mm) sont espacés sous la fente avec une période entre motifs successifs de a=18.4mm.

La Figure 54 présente les paramètres S de la fente seule puis en présence de la structure BIP. En présence du BIP, la transmission est alors interdite le long de la fente sur une bande de fréquence centrée autour de la fréquence escomptée.

Figure 54 : Paramètres S de la fente excitée directement puis de cette même fente en présence du BIP.

Ce fonctionnement se vérifie également lorsque cette même fente est alimentée par

couplage électromagnétique à une ligne micro-ruban. Deux transitions de ce type sont ainsi disposées à chaque extrémité de la ligne fente selon le dimensionnement établies par Knorr [II.26]. Une fente ainsi alimentée a été réalisée avec une fente identique à la précédente (de même largeur sur le même substrat) et de longueur L=120mm. Le circuit est présenté Figure 55.

Les paramètres S simulés à l’aide du logiciel Ie3D [II.14] sont alors comparés Figure 56 aux paramètres S mesurés sur analyseur de réseau. On observe alors une bonne corrélation entre ces deux résultats : le circuit autorise la propagation de l’énergie le long de la fente sur une large bande de fréquence (5GHz) centrée autour de 6GHz. Les pertes d’insertion de cette double transition sont alors sur cette bande inférieure à -3dB.


66

Figure 55 : Excitation de la fente par couplage électromagnétique à deux lignes micro-rubans.

-50

-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12frequence (Ghz)

para

met

res

S[ij]

(dB

)

S[11], mesureS[11], simulationS[21], mesureS[21], simulation

S11

S21

Figure 56 : Paramètres S simulés et mesurés de la ligne fente excitée par couplage électromagnétique.

Figure 57 : Ligne fente présentée Figure 55 en présence de la structure BIP pour fente.

-50

-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12frequence (Ghz)

Para

mèt

res

S[ij]

(dB

)

S[11], mesureS[11], simulationS[21], mesureS[21], simulation

S11

S21

Figure 58 : Paramètres S simulés et mesurés de la ligne fente en présence du BIP présentée Figure 57.

Bande Interdite


67

Une structure BIP est alors ajoutée sous la ligne fente. Cette structure BIP est dimensionnée comme précédemment pour présenter une bande interdite centrée à f=5.8GHz (a=18.4mm). Cinq disques de rayon r=3mm (r/a=0.16) sont ainsi ajoutés sous la fente comme représenté sur la Figure 57.

La fente en présence de la structure BIP a été mesurée. Ces résultats comparés aux résultats de simulation sont présentés Figure 58. Comme attendu, la structure BIP est à l’origine de l’apparition d’une bande interdite centrée autour de 5.8GHz. Cette bande interdite est large de 2GHz avec un niveau de réjection de –13dB au centre de cette bande interdite.

Quel que soit le type d’excitation de la ligne fente, le fait d’ajouter des pastilles métalliques périodiquement espacées sous la fente permet d’interdire la propagation d’une onde le long de cette fente dans une certaine bande de fréquence. Cette bande de fréquence et les performances du filtre (niveau de réjection et largeur de la bande interdite) peuvent alors être reliées au dimensionnement du BIP selon les règles énoncées précédemment.

Le fonctionnement de cette structure BIP pour fente est ainsi validé.

II.3.3 Applications de cette structure BIP pour fente

Le concept de cette structure BIP pour fente étant validé, nous avons alors cherché à mettre à profit cette structure sur différents types d’antenne à fente, l’antenne fente annulaire et l’antenne TSA (pour en anglais Tapered Slot Antenna). En disposant des pastilles métalliques sous ces éléments rayonnants, il est notamment possible d’intégrer directement à l’élément rayonnant une fonction de filtrage. II.3.3.1 L’antenne fente annulaire

Le fonctionnement de cette antenne fente annulaire (ou ASA, en anglais, Annular Slot Antenna) fait l’objet de l’annexe_A. La Figure 59 présente une antenne fente annulaire dimensionnée à f=2.4GHz sur un substrat diélectrique de type Rogers4003 (εr=3.38, h=0.81mm).

Figure 59 : Antenne Fente Annulaire


68

L’antenne est constituée d’une fente annulaire de rayon R=16.4mm et large de Ws=0.3mm. Indépendamment de la méthode d’alimentation de cet élément rayonnant, la fréquence de fonctionnement f0 de ce type d’antenne peut être directement reliée au périmètre de la fente annulaire. Cet élément rayonnant est alimenté par couplage électromagnétique à une ligne micro-ruban gravée sur l’autre face du substrat diélectrique. Ce couplage est commandé par la longueur de la ligne micro-ruban au-delà de la fente « lm ». Cette méthode d’alimentation permet intrinsèquement de supprimer les résonances harmoniques d’ordre impair (Annexe_A).

La Figure 60 présente d’une part l’impédance de l’antenne dans le plan de la fente (Parties réelles et imaginaires) et d’autre part le coefficient de réflexion de cette antenne après adaptation sur 350 Ohms. L’antenne présente alors une bande passante de 140MHz centré sur f0=2.4GHz puis une résonance harmonique à environ 3f0 ≈ 6.9GHz.

a) b)

Figure 60 : Antenne Fente Annulaire : a) Impédance dans le plan de la fente (partie Réelle et Imaginaire). b) Coefficient de réflexion de l’antenne adaptée sur 350Ω.

Simulation de l’ASA en présence du BIP

Nous proposons alors d’intégrer la structure BIP pour fente précédemment présentée directement à une antenne de type fente annulaire [II.27]. L’opération consiste à ajouter des pastilles métallisées périodiquement espacées sous la fente, sur la face opposée du substrat recevant cette fente. La Figure 65 propose cette même antenne fente annulaire en présence de la structure BIP pour fente précédemment proposée.

Figure 61 : Antenne fente annulaire en présence de la structure BIP pour fente.


69

L’utilisation du BIP pour fente sur cette antenne est alors envisagée pour supprimer cet harmonique d’ordre 3 (3f0 ≈ 6.9GHz) et ainsi proposer une antenne capable de rayonner uniquement dans sa bande de fréquence utile. Cette antenne évitera alors tout rayonnement non désiré et une « pollution » du spectre radiofréquence inutile.

Sur le substrat diélectrique considéré, la période de la structure BIP doit être égale à

a=14.7mm. Le nombre de pastilles qu’il est possible de disposer sous la fente est limité par la longueur totale de la fente. Pour une fente annulaire, ce nombre de pastille « n » est limité par le périmètre de cet anneau selon la règle (xiii). Dans cet exemple de dimensionnement, il n’est alors possible de disposer que 7 pastilles périodiquement espacées de a=14.7mm.

1 2

+<aRn π

(xiii)

La Figure 62 présente d’une part l’impédance de l’antenne dans le plan de la fente (partie

réelle et imaginaire) et d’autre part le coefficient de réflexion après adaptation sur 400 Ω.

a) b)

Figure 62 : Antenne fente annulaire en présence da la structure BIP pour fente. a) Impédance dans le plan de la fente (partie Réelle et Imaginaire). b) Coefficient de réflexion de l’antenne adaptée sur 400 Ω comparé à

l’antenne fente annulaire seule.

L’ajout de la structure BIP sur l’antenne fente annulaire modifie sensiblement son

comportement :

Tout d’abord, nous notons la disparition de la résonance à la fréquence harmonique d’ordre trois (à 3f0 ≈ 6.9GHz). Le dimensionnement de la structure BIP permet bien de supprimer cette résonance. Le nombre de pastilles sous la fente est bien suffisant pour voir apparaître l’effet BIP escompté.

Ensuite, la résonance fondamentale de l’ASA en présence de la structure BIP (f0’) est également décalée vers les fréquences basses par rapport à l’ASA seule (f0) : 400MHz, de f0=2.4GHz à f0’=2GHz. Ce décalage se justifie de par l’effet « slow-wave » introduit par la structure BIP dans sa bande passante. Cette hypothèse se confirme lorsque l’on diminue le nombre de pastille sous la fente : en disposant cinq disques métallisés sous la fente et en conservant l’espacement entre pastilles, le décalage en fréquence est moins important (200MHz seulement) tout en conservant la suppression de l’harmonique à 3f0.


70

Figure 63 : Influence du nombre de motifs BIP sur l’impédance de l’antenne fente annulaire (n=0,5 et 7).

En présence de cinq ou sept pastilles métallisées sous la fente, on constate alors que la

structure BIP ne perturbe pas le fonctionnement de l’antenne dans son mode fondamental. Nous mettons en évidence ce résultat au travers de la distribution de courant dans la fente annulaire sans BIP à f0=2.4GHz (Figure 64a), avec 5 pastilles BIP à f0’=2.2GHz (Figure 64b) et avec 7 pastilles BIP à f0’=2GHz (Figure 64c) : ces distributions sont identiques.

Figure 64 : Distribution du courant dans la fente a) sans BIP à f0=2.4GHz b) avec 5 pastilles BIP à f0’=2.2GHz et c) avec 7 pastilles BIP à f0’=2GHz.

Enfin, l’antenne fente annulaire en présence du BIP présente une résonance

supplémentaire à 2f0’≈3.85GHz lorsque le BIP est constitué de 7 pastilles métalliques. La répartition du courant à cette fréquence nous prouve qu’il s’agit d’une résonance d’ordre 2. La transition ligne micro-ruban/fente qui ne permet pas l’excitation de ce mode dans la fente pour une configuration classique, le permet lorsque la structure BIP est ajoutée à l’antenne. Cet effet n’est pas seulement dû aux pastilles qui sont les plus proches de cette transition car cette seconde résonance apparaît également lorsque seulement 5 pastilles sont disposées sur la fente. Mesure de l’ASA en présence du BIP

Ce design d’antenne fente annulaire avec la structure BIP a été réalisé et mesuré. La Figure 65a propose la vue de dessous de l’antenne, la face du substrat diélectrique sur laquelle la ligne micro-ruban d’alimentation de la fente est gravée. La structure BIP est gravée sur cette même face en vis à vis de la fente annulaire. La Figure 65b propose l’autre face du substrat (vue de dessus) sur laquelle une fente annulaire a été ôtée au plan de masse recouvrant l’ensemble de cette face.


71

a) b)

Figure 65 : Prototype de l’antenne fente annulaire en présence de la structure BIP. a) Vue de dessus. b) Vue de dessous.

La Figure 66 compare le coefficient de réflexion mesuré et simulé de cette antenne en présence du BIP à celui simulé de l’antenne seule. La mesure vient confirmer, d’une part, le décalage de la fréquence de la résonance de l’ASA en présence du BIP et, d’autre part, la suppression de l’harmonique d’ordre 3 à 3f0. Il confirme également l’apparition d’une résonance supplémentaire à 2f0’=3.85GHz.

Figure 66 : Coefficient de réflexion de l'antenne fente annulaire en présence ou non du BIP.

La mesure du diagramme de rayonnement de cette antenne à f0’=2GHz vient également

confirmer que la présence de la structure BIP ne perturbe pas le fonctionnement de l’antenne dans son mode fondamental. Ce diagramme de rayonnement est bien omnidirectionnel dans le plan H à cette fréquence (Figure 67).

Figure 67 : Diagramme de rayonnement mesuré de l’antenne fente annulaire en présence du BIP (f=2GHz).


72

Synthèse

Le fait d’ajouter la structure BIP pour fente sur une topologie d’antenne fente classique (l’antenne fente annulaire) permet, tout d’abord, d’intégrer une fonction de filtrage directement sur cet élément rayonnant : en présence du BIP, le fonctionnement de l’antenne n’est pas perturbé à sa fréquence fondamentale de fonctionnement et la résonance d’ordre 3 est supprimée.

L’ajout de la structure BIP pour fente permet ensuite de compacter les dimensions de cet

élément rayonnant : une miniaturisation de 14% est obtenue en présence de 7 motifs métalliques périodiquement espacés sous la fente. II.3.3.2 L’antenne Vivaldi (Tapered Slot Antenna)

Nous allons montrer la faisabilité d’intégrer la fonction de filtrage proposée par la structure BIP pour fente sur un second type d’élément rayonnant à base de fente. Cet élément rayonnant est l’antenne de type Vivaldi, ou en anglais, « notch antenna » ou LTSA pour « Longitudinal Tapered Slot Antenna ». Fonctionnement de l’antenne Vivaldi L’antenne Vivaldi a été proposée à l’origine par Lewis [II.28] puis repris plus tard par Gibson [II.29]. Il s’agit d’une antenne imprimée appartenant à la classe générale des antennes de type « traveling wave antenna » : l’antenne Vivaldi est une fente qui s’évase progressivement pour ressembler à un cornet imprimé. Le fonctionnement de ce type d’antenne et de ces nombreuses variantes est par exemple décrit en [II.30].

La Figure 68 présente un exemple d’une antenne Vivaldi alimentée par couplage à une ligne micro-ruban. S’agissant d’une antenne imprimée, la Vivaldi présente les avantages suivants : faible encombrement, faible poids, compatible avec différents circuits intégrés, etc… L’antenne Vivaldi présente de surcroît une large bande passante, un gain qui dépend de la longueur et de l’ouverture de la Vivaldi et un diagramme de rayonnement de type endfire.

Figure 68 : Antenne Vivaldi alimentée par couplage électromagnétique à une ligne micro-ruban.


73

Vivaldi en présence du BIP

Une antenne Vivaldi est dimensionnée pour un fonctionnement large bande centré autour de 6GHz sur un substrat de permittivité diélectrique εr=2.6 et d’épaisseur h=0.764mm. Ces dimensions sont notées sur la Figure 68.

Nous proposons alors de disposer des pastilles métalliques périodiquement espacées le long de la fente, sur l’autre face du substrat diélectrique. La Figure 69 présente l’antenne Vivaldi de référence puis en présence d’une structure BIP pour fente. Deux dimensionnements de ce BIP sont présentés, le premier de période a1=17.2mm et le second de période a2=37.3mm. Sur ce substrat, ces deux dimensionnements de structures BIP sont censés présenter une bande interdite centrée respectivement sur 6GHz et 3.1GHz.

a) b) c)

Figure 69 : Topologie d’antenne Vivaldi a) seule puis en présence d’une structure BIP pour fente b) de période a=17.2mm et c) a=37.3mm.

Les conséquences de l’ajout de la structure BIP sur le fonctionnement de la Vivaldi sont

décelables sur son impédance. Cette impédance de la Vivaldi en présence du BIP est présentée Figure 70 pour les deux dimensionnements du BIP. On note alors pour chacun d’entre eux, la même influence, à savoir la présence d’une résonance à la fréquence de la bande interdite correspondante.

Figure 70 : Impédance dans le plan de la fente de la Vivaldi en présence des structures BIP présentées Figure 69 (Partie Réelle et Imaginaire).

La Figure 71 présente le diagramme de rayonnement dans le plan φ=0° de l’antenne

Vivaldi seule comparé à celui de la Vivaldi en présence d’une structure BIP. Le diagramme de rayonnement de la Vivaldi en présence du BIP est alors perturbé (la directivité du lobe principal chute de 1.3dB) mais reste proche de celui de l’antenne sans structure BIP.


74

Figure 71 : Diagramme de rayonnement des antennes Vivaldi présentées Figure 69a et Figure 69b.

II.3.4 Compactage de la structure BIP pour fente

La structure BIP pour fente présentée dans le paragraphe II.3.2 a été validée et exploitée sur des antennes fentes. Cette structure reste cependant intrinsèquement encombrante : la taille de la cellule élémentaire d’une telle structure est en effet de l’ordre de λg/2 d’où des dimensions totales importantes lorsque cette cellule élémentaire est répétée un certain nombre de fois.

Nous avons alors cherché à diminuer l’encombrement de la structure « BIP pour fente » en proposant deux procédés permettant d’y parvenir. Il s’agit d’une part, d’une structure que nous avons appelé « structure BIP bi-couche » dans laquelle la cellule élémentaire est modifiée afin de renforcer l’effet BIP. Il s’agit, d’autre part, d’une structure périodique résonante permettant d’obtenir des résultats du même ordre mais n’exploitant plus le principe du miroir de Bragg. II.3.4.1 Structure BIP bi-couche pour fente Présentation de la structure

La structure BIP pour fente présentée précédemment consiste à disposer des pastilles métalliques sous la fente sur la face opposée du substrat diélectrique. Or au vue de la distribution des lignes de champ électrique le long de la ligne (Figure 48), il paraît vraisemblable de renforcer l’effet BIP en disposant des pastilles au-dessous mais aussi au-dessus de la ligne fente [II.31].

En modifiant de la sorte la cellule élémentaire, nous espérons que l’effet BIP sera renforcé. Intuitivement, on peut le supposer dans la mesure ou davantage de lignes de champs seront concernées par la structure BIP dans cette configuration bi-couche. La structure BIP bi-couche est présentée Figure 72.


75

Figure 72 : Présentation de la structure BIP bi-couche pour fente.

L’opération équivalente sur ligne micro-ruban n’est pas envisageable. Il faudrait en effet

placer des fentes dans un second plan de masse au-dessus de la ligne micro-ruban, transformant ainsi la ligne micro-ruban en une « fine-line ». Simulation de la structure BIP bi-couche pour fente

L’utilisation de cette structure permet de renforcer l’effet BIP de la structure. Comparé à une structure mono-couche de même dimension, elle permet alors d’obtenir une atténuation plus importante à longueur de ligne égale ou de diminuer la longueur de ligne nécessaire pour obtenir une atténuation égale.

Afin de valider le gain apporté par la structure BIP bi-couche pour fente, nous avons simulé différentes structures BIP mono-couche et bi-couche (Figure 73). Ces simulations sont réalisées sous HFSS en excitant directement la fente comme présenté dans le paragraphe II.3.2.

Structure n°1

Structure sans BIP

Structure n°2

Structure BIP mono-couche pour fente (9 motifs)

Structure n°3 Structure BIP bi-couche pour fente (9 motifs)

Structure n°4 Structure BIP bi-couche pour fente (6 motifs)

Figure 73 : Présentation des structures BIP mono-couches et bi-couches simulées.

La Figure 74 présente les paramètres S simulés des structures n°1 et n°2. Nous vérifions à

nouveau qu’en disposant des pastilles métalliques sous la fente, la transmission le long de cette ligne est interdite dans une bande de fréquence. Cette bande de fréquence dépend du dimensionnement de la structure BIP. Ainsi la bande interdite créée par une structure BIP de période a = 17.4mm est centrée sur 5.8GHz.


76

Figure 74 : Paramètres S simulés des structures n°1 et n°2.

Nous avons alors simulé deux structures constituées d’un même nombre de pastilles

(structure n°2 et n°3) : pour la structure mono-couche, 9 pastilles métalliques sont disposées sous la fente ; pour la structure bi-couche, 9 pastilles métalliques sont disposées en dessous la fente en vis à vis de 9 autres pastilles au-dessus de la fente.

La Figure 75 montre que dans les deux cas, la fréquence centrale de bande interdite est conservée : elle ne dépend que de l’espacement entre motifs qui est identique dans les deux cas. Seule la réjection de la bande interdite diffère : la structure bi-couche permet une meilleure réjection que la structure mono-couche.


Nous avons alors cherché à quantifier le gain de compacité obtenu en utilisant cette

structure BIP bi-couche. Pour cela, une étude paramétrique nous a permis de déterminer combien de pastilles BIP sont nécessaires pour retrouver les niveaux de réjection obtenus avec la structure mono-couche.

La Figure 76 montre que des résultats similaires en terme de réjection de bande interdite sont obtenus avec 6 pastilles dans le cas de la structure bi-couche (structure n°4) contre 9 pastilles métalliques dans le cas de la structure mono-couche (structure n°2). La longueur de ligne nécessaire se trouve donc réduite de 30% dans ce cas de figure.


77


Mesure de la structure BIP bi-couche pour fente

Un prototype de cette structure BIP bi-couche pour fente a été réalisé et mesuré. Ce prototype est présenté Figure 77. Ce circuit imprimé bi-couche a été réalisé en deux étapes consistant d’une part à réaliser classiquement deux circuits séparément puis de venir les coller l’un sur l’autre à l’aide d’une colle appelée « preg ». Cette colle (une couche supplémentaire d’épaisseur 100 µm) est choisie pour présenter des caractéristiques diélectriques équivalentes au substrat considéré.

a) b)

Figure 77 : Réalisation de la structure BIP bi-couche pour fente a) vue de dessus b) vue de dessous.

Les coefficients de transmission simulés et mesurés de la structure BIP mono et bi-

couche pour fente sont respectivement présentés Figure 78a et Figure 78b.

a) b)

Figure 78 : a) Simulation et b) mesure de la structure BIP bi-couche pour fente.


78

La bonne corrélation entre simulation et mesure de la structure BIP pour fente mono-couche se retrouve ici. Cependant la mesure de la structure BIP bi-couche pour fente diffère de la simulation : en mesure, la structure bi-couche présente un décalage de la fréquence centrale de bande interdite alors qu’en simulation, nous avions constaté que cette fréquence centrale de bande interdite se conservait. Par ailleurs, même si en mesure nous constatons une amélioration de la réjection de la bande interdite, celle-ci est moins marquée que la réjection simulée.

Nous attribuons ce décalage fréquentiel en mesure à une modification de la permittivité effective du second substrat pouvant être la conséquence d’un étalement de la colle le long de la fente. La période du BIP étant respectée sur le circuit réalisé, ce décalage fréquentiel de la bande interdite correspondrait alors à une permittivité de 3.9, pour une même hauteur de substrat, au lieu de 3.38. II.3.4.2 Structure BIP anisotrope pour fente

Ce paragraphe présente une alternative à la solution « BIP pour fente » de type Bragg proposée précédemment. Il s’agit de la structure BIP anisotrope pour fente [II.32]. Nous allons présenter cette structure, ses règles de dimensionnement, puis la mesure d’un prototype nous permettra de confirmer son fonctionnement. Présentation de la structure BIP anisotrope pour fente

La structure BIP anisotrope pour fente consiste à ajouter un motif métallisé unique sous la fente. Ce motif est structuré périodiquement : il est constitué de tronçons de lignes micro-rubans dont les faces en vis à vis présentent des corrugations périodiques de dimensions très faibles devant la longueur d’onde, de l’ordre d’un dixième de longueur d’onde.

La Figure 79 présente les étapes permettant de construire la structure BIP anisotrope pour fente à partir d’une cellule élémentaire. La structure présentée est alors constituée de 13x4 cellules élémentaires.

Figure 79 : Structure BIP anisotrope pour fente : de la cellule élémentaire au motif total.


79

Cette cellule élémentaire est composée de deux tronçons de ligne métallisée de même

longueur (L1=L2) et de largeur différente (W1≠W2). Les dimensions totales de la cellule élémentaire (notées Px et Py ) sont alors très petites devant la longueur d’onde. Lorsque cette cellule élémentaire est dupliquée Nx fois suivant l’axe X et Ny fois suivant l’axe Y, le motif est alors constitué de Ny rangées de tronçons métalliques de longueur totale Lx et de largeur variable. (avec Lx = Nx.Px).

Le motif ainsi constitué est ensuite disposé sous une ligne fente de telle sorte que les tronçons métallisés continus soient transverses à cette ligne fente. La Figure 80a présente la structure BIP anisotrope pour fente ainsi disposée sous la fente. Cette structure est alors comparée à la structure équivalente pour ligne micro-ruban (Figure 80b), à savoir la structure UC-PBG anisotrope [II.33]. La structure UC-PBG anisotrope consiste à évider le plan de masse sous la ligne micro-ruban d’un motif constitué de plusieurs fentes transverses de largeurs variables et parallèles entre-elles.

a) b)

Figure 80 : Illustration de la dualité entre la structure UC-PBG anisotrope et la structure BIP anisotrope pour fente.

Ajouter un motif UC-PBG anisotrope sous une ligne micro-ruban ou une structure BIP

anisotrope pour fente sous une ligne fente permet d’interdire la transmission le long de la ligne dans une bande de fréquence. Dans le cas de la structure BIP anisotrope pour fente, nous allons chercher à relier cette bande de fréquence aux paramètres géométriques de cette structure BIP. Simulation de la structure BIP anisotrope pour fente

Pour cela, nous avons, comme pour la structure BIP pour fente bicouche, alimenté une ligne fente comme préconisé Figure 53. En ajoutant la structure BIP anisotrope pour fente sous la fente, de l’autre coté du substrat diélectrique, nous constatons bien l’effet coupe-bande attendu.

Pour le dimensionnement proposé Figure 81 (W1=1.22mm, L1=0.76mm, W2=0.76mm, L2=0.76mm, Nx=13 et Ny=4 sur un substrat diélectrique de permittivité εr=3.38 et épais de h=0.81mm), une bande interdite apparaît à partir de f=4.6GHz.


80

a) b)

Figure 81 : Effet coupe bande procuré par la structure BIP anisotrope pour fente.

Nous allons alors mettre en évidence l’influence des paramètres géométriques Lx et Ly de

la structure BIP anisotrope pour fente sur son fonctionnement. Pour cela, nous alimentons une fente par une double transition ligne fente / ligne micro-ruban comme préconisé Figure 55.

Quatre structures sont comparées. La première est la fente seule. La seconde est cette même fente en présence de la structure BIP anisotrope pour fente précédemment dimensionnée (13x4 cellules élémentaires). La troisième est cette même fente en présence d’une structure BIP anisotrope pour fente dont la dimension Lx’ est plus importante et la dimension Ly inchangée (15x4). Enfin la quatrième structure est cette même fente en présence d’une structure BIP anisotrope pour fente de dimension Ly’ plus importante et de dimension Lx inchangée (13x5).

La Figure 82 présente alors le coefficient de transmission simulé de ces quatre structures.

a)

b)

Figure 82 : Influence des paramètres géométriques de la structure BIP anisotrope pour fente sur son fonctionnement.

Nous retrouvons que la fente, sans la structure BIP anisotrope pour fente, autorise la

transmission sur une large bande de fréquence. En présence de la structure BIP anisotrope pour fente, la transmission est interdite dans une bande de fréquence qui peut être reliée au dimensionnement de la structure de la façon suivante : d’une part, lorsque la dimension Ly est constante, faire varier la dimension Lx revient à décaler la fréquence de coupure de ce filtre. D’autre part, lorsque la dimension Lx reste constante, faire varier la dimension Ly revient à modifier le niveau de réjection et la largeur de la bande interdite.

La dimension Lx, transversale à la fente, fixe donc la fréquence de coupure du filtre. Cette dimension doit être de l’ordre de la demi-longueur d’onde guidée le long des tronçons continus


81

métallisés. Ainsi pour une longueur Lx=Nx.(L1+L2)=19.7mm, apparaît une bande interdite à partir de 4.6GHz.

Ce fonctionnement est alors comparable à celui d’une succession de stubs dont les faces en vis à vis sont corruguées. Le fait de corruguer les stubs permet d’augmenter la longueur électrique équivalente du stub. En effet, la même structure sans corrugation présente un fonctionnement identique décalé vers les fréquences basses, mettant en évidence le caractère secondaire de la période de ces corrugations. Mesure de la structure BIP anisotrope pour fente

Nous avons réalisé cette structure BIP anisotrope pour fente afin de valider son fonctionnement. Le prototype réalisé est présenté Figure 83 pour une structure constituée de 13x4 cellules élémentaires.

a) b)

Figure 83 : Prototype réalisé de la structure BIP anisotrope pour fente.

La Figure 84 présente les paramètres S simulés et mesurés de la structure présentée

Figure 83. Une bonne corrélation entre ces résultats est constatée.

Figure 84 : Paramètres S simulés et mesurés de la structure BIP anisotrope pour fente présentée Figure 83.

Chapitre II.4 :Conclusion

82

II.4 Conclusion

Dans ce chapitre II, nous nous sommes intéressés aux structures BIP planaires pour substrat diélectrique. Dans un premier temps, nous avons présenté ces différentes structures BIP ainsi que leurs applications aux antennes. La majorité des applications de ces structures concerne le filtrage fréquentiel sur une ligne de transmission ou encore la minimisation des pertes diélectriques par ondes de surfaces.

Nous nous sommes alors focalisés sur l’une de ces structures, la structure BIP de Radisic. Cette structure BIP consiste à disposer des fentes périodiquement espacées dans le plan de masse d’une ligne micro-ruban. La transmission le long de cette ligne de transmission est alors interdite dans une bande de fréquence qui peut être reliée à la période entre motifs successifs. De plus pour des fréquences inférieures, dans la bande propagée du BIP, le coefficient de transmission le long de la ligne est déphasé. Cette propriété est exploitée sur un réseau d’antenne : en disposant cette structure sous les différents accès de ce réseau, il est possible de dépointer le diagramme de rayonnement de ce réseau. La topologie d’antenne présentée dans ce chapitre présente alors, en présence du BIP, une meilleure capacité à proposer deux diagrammes de rayonnement dé-corrélés.

Enfin, nous avons proposé un nouveau type de structure BIP spécialement adapté aux structures fentes. Cette structure BIP pour fente est la structure duale de la structure BIP de Radisic : elle consiste à disposer des motifs métalliques périodiquement espacés sous la ligne fente sur l’autre face du substrat diélectrique. Le fonctionnement de cette structure BIP pour fente à été validé puis des applications sur des antennes fentes ont été proposées. Enfin, l’encombrement de la structure BIP pour fente peut être minimisé en exploitant, d’une part, la structure BIP bi-couche pour fente ou, d’autre part, la structure BIP anisotrope pour fente.

En conclusion, peu d’applications de ces structures BIP planaires pour substrat diélectrique permettent de procurer à un élément rayonnant de l’agilité de diagramme. Nous nous sommes alors intéressés, au travers du chapitre III, à la seconde catégorie de structures BIP, les structures BIP volumiques.


83

II.5 Références Etat de l’art [II.1] "Novel 2-D photonic bandgap structure for microstrip lines"

Radisic V., Qian Y., Coccioli R., ItohT. IEEE Microwave and Guided Wave Letters, vol.8, n°2, Feb 1998

[II.2] “Uniplanar one-dimensional photonic-bandgap structures and resonators” Yun T.-Y., Chang K. IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, vol. 49, N°3, march 2001

[II.3] “Slow-wave characteristic of EBG structure and its use for a phase shifter” Mao S.-G., Chen C.-M., Chang D.-C. ANTEM 2002 (Quebec)

[II.4] “High-impedance electromagnetic ground planes” Sievenpiper D., Zhang L., Yablonovitch E. MTT-S, Anaheim 1999

[II.5] “A uniplanar compact photonic- bandgap (UC-PBG) structure and its applications for microwave circuits” F.-R. Yang, K.-P. Ma, Y. Qian, and T. Itoh, IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, vol. 47, pp. 1509–1514, Aug. 1999

[II.6] “Microstrip antennas on synthesized low dielectric-constant substrates”, Gauthier G.P., Courtay A., Rebeiz G.M. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 45 Issue: 8 , Aug. 1997

[II.7] “Isolation enhancement of PBG microstrip diplexer patch antenna”, Hao Y.et al. ICAP 2001 (International Conference on Antennas and Propagation)

[II.8] “Microstrip patch antenna with annular ring PBG” Poh S.H. et al. Asia-Pacific microwave conference, APMC 2000, Sidney

[II.9] “Enhanced patch-antenna performance by suppressing surface waves using photonic-bandgap substrates” Gonzalo R., De Maagt P., Sorolla M., IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, vol. 47, N°11, Nov 1999

[II.10] “Mutal coupling reduction of microstrip antennas using EBG structure” Yang F. et al. 2001 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium

[II.11] “A beam-steerer using re-configurable PBG ground plane” Elamaran B. et al. 2000 IEEE MTT-S International Microwave Symposium

[II.12] “Small microstrip patch antenna using slow-wave structure” Fries M.K., Vahldieck R. 2000 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium

[II.13] “spiral backed by an electromagnetic band-gap material” Nakano H., Ikeda M., Hitosugi K., Yamauchi J., 2003 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium

Chapitre II.5 : Références

84

Structure BIP de Radisic [II.1] “Novel 2-D photonic bandgap structure for microstrip lines”

Radisic V., Qian Y., Coccioli R., ItohT. IEEE Microwave and Guided Wave Letters, vol.8, n°2, Feb 1998

[II.14] Ie3D (Zeland), http://www.zeland.com/

[II.15] Chapter 8, “periodic structures and filters”, Extrait de “Foundations for Microwave Engineering”, Collin R. E. (Wiley-IEEE Press) (ISBN: 0780360311 )

[II.16] “An eigenvalue method to predict parameters of Photonic Band-gap structures” Yan G., Du Z., Gong K., 2003 APMC

[II.17] “A novel photonic bandgap structure for low-pass filter stopband”, Kim T., Seo C., IEEE Microwave and Guided Wave Letters, vol.10, n°1, Janv 2000

[II.18] “Novel wideband photonic bandgap microstrip structures”, Erro M.J., Lopotegi T., Laso M.A.G., Falcone F., Sorolla M., 29th European Microwave Conference, Munich 1999

[II.19] “Phased Array Antennas” Hansen R. C., Wiley Series in Microwave and Optical Engineering, ISBN: 047153076X

[II.20] “A Compact Photonic Bandgap Assisted Phased array Antenna”, Mollah M.N. & Karmakar N.C., Asia-Pacific Microwave Conference Proceedings (APMC 2003)

[II.21] “Broadband Patch Antennas”, Zurcher J.-F., Gardiol F. E. Artech House Publishers, (ISBN: 0890067775)

Structure BIP pour fente

[II.22] “Microstrip Lines and Slotlines”, Gupta K. C., Garg R., Bahl I., Bhartia P. (Artech House Publishers) (ISBN: 089006766X

[II.23] “One-dimensional Photonic Bandgap Resonators and varactor tuned resonators”, Yun T-Y, Chang K., 1999 IEEE MTT-S International Microwave Symposium

[II.24] “Broad-band power amplifier using dielectric photonic bandgap structure”, Radisic V. et al. IEEE Microwave and Guided Wave Letters, Jan. 1998

[II.25] “Parallel-Plate Mode Reduction in Conductor-Backed Slots Using EBG Substrates”, J. D. Shumpert et al. IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, Nov.1999

[II.26] “Slot Line Transitions”, Knorr J.B. IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, may 1974.

[II.27] “Harmonic-less annular slot antenna (ASA) using a novel PBG structure”, Boisbouvier N., Louzir A., Le Bolzer F., Tarot A.-C., Mahdjoubi K. 2003 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium


85

[II.28] “A broadband stripline array element”, Lewis L.R., Fassett M. & Hunt J., 1974 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium, pp335-337

[II.29] “The vivaldi aerial”, Gibson P.J., 9th European Microwave Conference, 1979, pp101.105

[II.30] Chapter 9, “Tapered Slot Antenna”, by R.Q. Lee and R.N. Simons Extrait de “Advances in Microstrip and Printed Antennas”, Lee K.F. and Chen W. (John Wiley&Sons) (ISBN: 0471044210)

[II.31] “double layer EBG structure for slot-line printed devices”, Boisbouvier N., Louzir A., Le Bolzer F., Tarot A.-C., Mahdjoubi K. 2004 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium

[II.32] “Compact EBG structure for slot-line printed devices”, Boisbouvier N., Louzir A., Le Bolzer F., Tarot A.-C., Mahdjoubi K. 2004 ESA Workshop on innovative periodic structures.

[II.33] “A Novel Anisotropic Uniplanar Compact Photonic Band-Gap (UC-PBG) Ground Plane”, Caloz C., Chang C.-C., Itoh T. 31st European Microwave Conference, 2001

Chapitre III : BIP volumique

86


87

Chapitre III -

BIP volumique

III.1 ETAT DE L’ART

III.1.1 BIP métallique (BIPM) III.1.2 Radômes périodiquement structurés III.1.3 Structures périodiques tri-dimensionnelles

III.2 ETUDE D’UNE SOURCE AU SEIN D’UN BIP METALLIQUE III.2.1 Présentation de la structure BIPM étudiée III.2.2 Etude d’une source au centre d’un BIPM

III.2.2.1 Source de courant infinie au centre d’un BIPM III.2.2.2 Relation avec la caractérisation sous onde plane III.2.2.3 Influence de la finitude des tiges métalliques III.2.2.4 Etude de cas limite (H < h)

III.2.3 Etude d’une source décentrée au sein d’un BIPM III.2.4 Conclusion

III.3 SOURCE UNIQUE CENTREE AU SEIN D’UN BIPM ACTIF III.3.1 Structure#1

III.3.1.1 Fonctionnement de la structure#1 III.3.1.2 Application : antenne sectorielle « 4 secteurs » III.3.1.3 Gain de diversité

III.3.2 Structure#2 III.3.2.1 Configurations statiques III.3.2.2 Structure#2 en présence de tiges métalliques discontinues III.3.2.3 Gain de diversité

III.4 SOURCES MULTIPLES DECENTREES AU SEIN D’UN BIPM PASSIF III.4.1 Principe de fonctionnement III.4.2 Minimisation de l’encombrement

III.4.2.1 Passage du dipôle au monopole III.4.2.2 Passage à un BIPM c5x5

III.4.3 Gain de diversité III.4.4 Implémentation active

III.5 REFERENCES

Chapitre III.1 : Etat de l’art

88

III. BIP volumique

Une seconde catégorie de structures BIP peut être exploitée pour procurer à une antenne de l’agilité de diagramme : il s’agit de structures BIP volumiques.

Le paragraphe III.1 présente ces différentes structures BIP volumiques et les applications « antennes » associées. Il s’agit de structures 2D-périodiques à bases de tiges métalliques (BIPM) ou à base de diélectrique (radômes périodiques mono- et multicouches) et de structures 3D-périodiques (tas de bois,…).

Nous avons alors focalisé notre attention sur l’une d’entres-elles, la structure BIP Métallique ou BIPM (Chapitre III.2). Dans ce chapitre, nous nous sommes particulièrement intéressés à l’étude d’une source au centre d’une telle structure BIPM. Les conséquences du décentrage de la source au sein du BIPM, la dualité entre tiges continues/discontinues ainsi que de la finitude des tiges métalliques sont notamment présentées.

A la lumière de ces études, deux topologies d’antenne à diversité de rayonnement sont proposées. Il s’agit, d’une part, de plonger une source unique centrée au sein d’un BIPM actif (Chapitre III.3) ou, d’autre part, de plonger plusieurs sources décentrées au sein d’un BIPM passif (Chapitre III.4).

La première s’appuie sur le fonctionnement d’un BIPM actif permettant de passer de tiges métalliques continues à discontinues. Nous avons proposé une topologie d’antenne originale permettant de minimiser le nombre d’éléments actifs au sein du BIPM : seules les tiges périphériques sont rendues actives.

La seconde topologie d’antenne à diversité de rayonnement proposée exploite l’agilité de diagramme obtenue en fonction de la position décentrée de la source au sein d’un BIPM. Ainsi, en plongeant plusieurs sources au sein d’un BIPM passif, et en alimentant successivement certaines d’entres-elles, différentes configurations de rayonnement sont accessibles.


89

III.1 Etat de l’art

III.1.1 BIP métallique (BIPM)

Nous appelons structure à BIP métallique ou BIPM, un réseau de fines tiges parallèles entre-elles, parfaitement conductrices et équidistantes les unes des autres.

Sous certaines conditions, ce type de structure peut se comporter dans certaines bandes de fréquences comme un réflecteur parfait ou être transparent à la propagation d’une onde en son sein. Ainsi, lorsqu’une onde plane dont la composante du champ E ou du champ H, respectivement pour une onde polarisée TM ou TE, illumine une structure BIPM parfaitement périodique et infinie, alors la transmission de cette onde en son sein est autorisée dans certaines bandes de fréquences.

La périodicité mise en jeu dépend alors de la configuration de base du BIPM. Cette configuration de base est obtenue en projetant la cellule élémentaire du BIPM sur un plan perpendiculaire aux tiges métalliques. Cette configuration de base peut alors être carrée, rectangulaire, triangulaire,… La Figure 85 présente une structure BIPM dont la configuration de base est carrée. Cette configuration de base conditionne les directions privilégiées du BIPM. Par exemple, lorsque le BIPM est radial, toutes les directions de ce plan xOy sont équivalentes pour une source disposée au centre du BIPM : en première approximation, il est possible de se ramener à une 1D-périodique en ne considérant qu’une seule direction de l’espace. Au contraire, pour une configuration de base carrée, toutes les directions de l’espace ne sont pas équivalentes.

Polarisation TM

Figure 85 : Structure BIP métallique (BIPM) de configuration de base carrée.

Caractérisation d’un BIPM

En fonction de la finitude du BIPM, plusieurs outils peuvent être exploités pour caractériser un BIPM. Pour une structure périodique infinie, la méthode des matrices de transferts permet de déterminer la relation de dispersion d’une telle structure périodique en cherchant les valeurs propres de la matrice de la cellule élémentaire du BIPM ([III.1], [III.2]). Cette relation de dispersion lie alors ω (et la fréquence) au vecteur d’onde k.

( )kf=ω (xiv)


90

Une représentation simple de cette relation consiste à tracer pour chaque vecteur d’onde

(il a été montré que l’on pouvait se limiter à la première zone de Brillouin) les fréquences correspondant aux différents modes de propagation susceptibles de se propager dans le cristal photonique. Le diagramme de bande d’un BIPM de ratio r/a égal à 0.187 (avec « r », le rayon des tiges métalliques et « a », la période du BIPM) est représenté Figure 86a : une bande interdite complète apparaît dans une bande de fréquence qui s’étend de la fréquence nulle à une fréquence de coupure fc. Aussi, quel que soit l’angle d’incidence et la polarisation d’une onde plane électromagnétique sur ce BIPM, elle ne pourra se propager en son sein.

Lorsque le BIPM est de dimension finie, des méthodes de calcul conventionnelles peuvent être mises à profit. La méthode des éléments finis (FEM) par exemple est bien adaptée à la caractérisation sous onde plane d’un BIPM de dimension finie suivant la direction de propagation. Des conditions de murs électriques et magnétiques permettent de reproduire une périodicité infinie suivant les autres directions. Il est alors possible d’extraire, dans le plan des ports d’excitation, les coefficients de réflexion et de transmission de cette onde plane incidente sur la structure BIPM (Figure 86b).

Cependant, dès lors que la structure devient finie suivant l’ensemble des directions de l’espace, la méthode des moments (MoM) est alors plus avantageuse car elle ne nécessite pas le maillage de l’ensemble du volume de calcul. Ce n’est pas le cas de la méthode des éléments finis qui devient très vite trop gourmande en ressource CPU. Cela reste vrai lorsqu’un maillage adaptatif est utilisé en maillant plus finement les tiges métalliques par exemple.

a) b)

Figure 86 : Caractérisation d’un BIPM : structure de bande (BIPM infini) et paramètres S (BIPM fini).

Propriété de filtrage fréquentiel, spatial et de polarisation

Il ressort de ces deux caractérisations qu’un BIPM est tout d’abord un filtre fréquentiel. A deux fréquences distinctes, le BIPM présente une réflexion totale ou non d’une onde plane en son sein. Différentes études paramétriques ont été menées permettant de quantifier l’évolution de ces bandes de fréquences en fonction des paramètres géométriques du BIPM.

La Figure 87 synthétise qualitativement l’influence de ces paramètres sur l’apparition de ces bandes de fréquences interdites ou propagées.


91

Figure 87 : Influence des différents paramètres du BIPM sur sa structure de bandes.

Augmenter la période entre tiges métalliques successives provoque un décalage de la fréquence centrale de la bande passante vers les basses fréquences.

Augmenter le rayon des tiges métalliques procure l’effet inverse, c’est à dire un décalage vers les fréquences élevées car l’espacement entre tiges métalliques successives diminue au fur et à mesure que le rayon augmente. Une telle structure périodique métallique présente la capacité de laisser passer une onde incidente en son sein dans la mesure où le rayon des tiges métalliques ne dépasse pas la demi-période : dans ce cas limite, la structure devient un plan réflecteur.

Augmenter l’angle d’incidence de l’onde sur la structure périodique entraîne un décalage de la fréquence centrale de la bande interdite vers les fréquences hautes.

Plonger les tiges métalliques dans un diélectrique permet de décaler l’apparition de la première bande passante vers les fréquences basses. Plus la permittivité diélectrique (εr) de ce substrat est importante, plus ce décalage est important.

Au regard de cette étude ( ), il en ressort qu’un BIPM est également un filtre spatial dans

la mesure où, à une même fréquence, la propagation des ondes peut être autorisée ou interdite en fonction de l’angle d’incidence de l’onde plane sur le BIPM. C’est le cas lorsque la fréquence de travail se situe au bord de la bande interdite. On retrouve le même sens de variation de ces bandes de fréquences lorsque la période du BIPM évolue et l’angle d’incidence de l’onde plane sur le BIPM reste normal.

Enfin, un BIPM est également un filtre de polarisation car sa réponse diffère suivant la polarisation de l’onde incidente. Les bandes de fréquences interdites et propagées n’apparaissent que pour un champ E parallèle aux tiges métalliques lorsque le champ est polarisé TM et inversement pour une polarisation TE. Applications aux antennes : BIPM actif La faculté de filtrage spatial d’un BIPM est mise à profit sur différentes topologies d’antennes. Il a été proposé d’exploiter le comportement dual des tiges métalliques continues et discontinues. Le concept de « BIPM actif » propose de passer d’une configuration à l’autre à l’aide d’éléments actifs (diodes, transistor à effet de champ,…). Ces éléments actifs sont


92

disposés dans les discontinuités des tiges métalliques. En rendant passants ces éléments actifs (état ON), les tiges sont continues alors qu’en les rendant bloquants (état OFF), les tiges sont discontinues [III.3]. La première exploitation de ce BIPM actif consiste à procurer à une antenne de l’agilité de diagramme. En plongeant une source au centre d’un BIPM dont une ou plusieurs rangées de tiges métalliques sont rendues actives, différentes configurations de rayonnement sont accessibles. Des configurations de base de BIPM carrées et radiales ont été proposées respectivement en [III.2] et en [III.4] (Figure 88a et b). Dans ces deux cas, pour obtenir un diagramme de rayonnement présentant un lobe dans une direction donnée, on crée des défauts dans le BIP dans la direction concernée en faisant passer de continues à discontinues certaines tiges métalliques.

a) b)

Figure 88 : Source au centre d'un BIPM actif de configuration de base a) carrée ou b) radiale.

La configuration de base de BIPM radial a par exemple été exploitée pour réaliser une

antenne sectorielle ([III.4]). Ainsi, un BIPM constitué de 3 rangées de tiges métalliques périodiquement espacées de a=20mm et dont toutes les tiges peuvent être rendues actives propose de couvrir toutes les directions de l’espace avec un lobe d’ouverture angulaire à -3dB au maximum d’une trentaine de degrés. Ce fonctionnement nécessite cependant quelques 1944 éléments actifs.

Ce type de BIPM actif a également été exploité dans une topologie d’antenne à diversité de polarisation [III.5]. La Figure 89a présente cette topologie d’antenne. Deux sources polarisées linéairement (dipôles filaires) sont disposées de sorte que la première fonctionne selon une polarisation orthogonale à la seconde. Ces deux sources sont alors placées au centre de deux structures BIPMs identiques constituées de tiges métalliques dirigées selon deux directions orthogonales. Un élément actif est placé à chaque intersection de tiges métalliques orthogonales. En fonction de l’état de ces éléments actifs (passant ou bloquant), cette topologie d’antenne présente alternativement ou simultanément un rayonnement selon deux polarisations orthogonales (Figure 89b).

a) b)

Figure 89 : Topologie d'antenne exploitant un BIPM actif et présentant de la diveristé de polarisation.


93

Une autre exploitation d’un BIPM actif propose de minimiser la SER (Surface équivalente radar) d’une antenne à l’aide d’un radôme BIPM [III.6]. La structure BIPM mise en jeu est constituée de deux sous-structures BIPM. Une commande permet de modifier l’une d’entres-elles afin de proposer deux comportements distincts : d’une part, un « mode fonctionnement » (BIPM n°1 & n°2 identiques) pour lequel le radôme doit être le plus transparent possible pour ne pas perturber le fonctionnement de l’antenne (Figure 90a). D’autre part, un « mode discrétion » (BIPM n°1 & n°2 différents) pour lequel le radôme doit réfléchir une onde incidente suivant des directions autres que la direction incidente. (Figure 90b).

Antenne en fonctionnementAntenne en fonctionnement

BIP n°2 =

BIP n°1

rad

ôme

Antenne en fonctionnementAntenne en fonctionnement

BIP n°2 =

BIP n°1

rad

ôme

Antenne hors fonctionnementAntenne hors fonctionnement

RADAR

BIP n°2

BIP n°1

Antenne hors fonctionnementAntenne hors fonctionnement

RADAR

BIP n°2

BIP n°1

a) « Mode Fonctionnement » b) « Mode Discrétion »

Figure 90 : Principe du dispositif de réduction de la S.E.R. d'une antenne (radôme à BIP).

Des réductions de SER significatives (6dB) sont obtenues sur une largeur de bande de

10.5% (1GHz à 9.5GHz). Ce fonctionnement est cependant très sensible à l’angle d’incidence de l’onde sur le radôme.

III.1.2 Radômes périodiquement structurés

Un autre type de structure périodique volumique consiste à disposer au-dessus d’une source de rayonnement un radôme périodiquement structuré. Ce ou ces radômes peuvent alors être diélectriques, métalliques ou métallo-diélectriques.

Lorsque le radôme est diélectrique et que la périodicité est planaire et gravée sur la ou les faces de ce radôme diélectrique, nous parlons de SSF pour Surface Sélective en Fréquence (ou, en anglais, FSS pour Frequency Selective Surface) [III.7]. La Figure 91a présente une telle structure constituée d’un substrat diélectrique dont chaque face est recouverte d’une grille constituée de réseaux bi-périodiques de motifs métalliques ou bien d’ouvertures dans des écrans métalliques. Une telle structure autorise ou non la propagation d’une onde électromagnétique en son sein en fonction des paramètres géométriques et électriques de la grille ainsi que de la polarisation et de l’angle d’incidence de cette onde. La Figure 91b présente un exemple de mesure du coefficient de transmission d’une SSF éclairée en incidence normale [III.8]. Cette SSF est constituée d’hexagones évidés sur un panneau métallique recouvrant une face d’un substrat diélectrique (εr=6.6, h=4mm). En fonction de la fréquence, cette SSF présente alors un comportement bloquant (atténuation de -26dB à 2.5GHz) ou passant (pertes d’insertion inférieure à 0.5dB à partir de 3.5GHz). Cet article met également en évidence l’influence de nombreux paramètres de la SFF sur son fonctionnement.


94

a) b)

Figure 91 : Radôme diélectrique gravé bi-périodiquement ou Fréquence Sélective en Surface (SSF).

Un autre type de structure constituée de radôme diélectrique est proposé en [III.9, III.10,

III.11]. La Figure 92a propose de disposer plusieurs plaques ou deux rangées de tiges diélectriques périodiquement espacées au-dessus d’un élément rayonnant. Un défaut est alors introduit entre l’élément rayonnant et la première plaque formant ainsi une cavité. En fonction du dimensionnement de cette cavité, la réponse en transmission de la structure présente alors un pic de transmission à l’intérieur de la bande interdite de la structure. En dimensionnant l’élément rayonnant à cette fréquence, la directivité de l’ensemble est alors considérablement augmentée. Sans optimisation, ce fonctionnement s’établit sur une bande passante de l’ordre de 0.5% dans la bande Ka.

La Figure 92b compare le diagramme de rayonnement du patch dans les plans φ=0° et 90° sur un même plan de masse et avec ou sans radômes diélectriques. On constate alors très nettement l’augmentation de la directivité de l’antenne en présence du radôme. En présence de radômes carrés constitués de tiges de diélectriques de permittivité εr=9.8, le gain mesuré à 4.75GHz augmente sensiblement (20.5 avec contre 7dB sans radômes). L’encombrement de l’ensemble est alors 258x258x61.2 mm3. (258mm = 4λ)

a) b)

Figure 92 : Radôme diélectrique multicouche à défaut.

Une autre topologie d’antenne directive est proposée en [III.12, III.13] pour un

empilement de plaques métalliques périodiquement espacées. La structure est composée de 6 grilles bi-périodiques métalliques situées au-dessus d’un plan de masse. Un monopole est placé au milieu de la structure comme représenté Figure 93a. Cette topologie d’antenne possède les propriétés d’un méta-matériau ultra-réfractif dans le sens où il se comporte comme un matériau homogène d’indice effectif inférieur à l’unité (n=0.1). Un dimensionnement autour de 14.5GHz est proposé avec des grilles de cuivre épaisses de 0.28mm, percées de trous carrés tous les 5.8mm et espacées les unes des autres de 6.14mm. L’encombrement de la structure est alors de 230x230x35 mm3 (230mm=11λ). Le diagramme de rayonnement de cette structure est présenté Figure 93b pour différentes fréquences autour de 14.5Ghz. Ce fonctionnement présente alors un gain important sur une bande passante de l’ordre de 1% à 14.5GHz.


95

a) b)

Figure 93 : Source au sein d’un empilement de radômes métalliques périodiquement espacés.

III.1.3 Structures périodiques tri-dimensionnelles

Le troisième type de structures BIP volumiques concerne des structures 3D-périodiques. Ce sont ces structures qui ont permis le regain d’intérêt de la communauté scientifique pour l’étude de structures périodiques aux fréquences micro-ondes. Ces études, initiées par Yablonovitch au début des années 90, avaient pour objectif de concevoir une structure 3D-périodique possédant une bande interdite complète, à savoir, une bande interdite qui se conserve en fréquence quelle que soit la polarisation et la direction de l’onde incidente.

Quelques structures présentant cette propriété ont été proposées avec pour structure de base volumique une maille cubique face centrée (CFC ou structure diamant). La première est la « Yablonovite ». (Figure 94a). Il s’agit d’un bloc de diélectrique percé de trous d’air [III.14]. La seconde est la structure « tas de bois » (Figure 94b). Cette structure consiste à empiler des tiges de diélectriques rectangulaires [III.15, III.16].

Figure 94 : Structures BIP 3D a) Yablonovite b) Structure “Tas de bois“.

Chapitre III.4 : Sources multiples décentrées au sein d’un BIPM passif

96


97

III.2 Etude d’une source au sein d’un BIP Métallique

Parmi les structures BIP volumiques présentées dans le paragraphe précédent, nous nous sommes intéressés aux structures BIP métalliques (BIPM) et plus particulièrement au comportement d’une source plongée au sein d’un BIPM de configuration de base carrée.

Le paragraphe III.2.1 propose alors le dimensionnement d’une structure BIPM à notre fréquence de travail f0=5.25GHz et un complément quantitatif à l’étude paramétrique menée au chapitre précédent sur ce cas concret. Ensuite, nous nous sommes intéressés au comportement d’une source lorsqu’elle est disposée au centre d’un BIPM (paragraphe III.2.2). L’influence de la finitude des tiges métalliques sera évaluée dans ce cas et lorsque la source est décentrée au sein du BIPM suivant une ou plusieurs directions (paragraphe III.2.3).

Enfin, à la lumière de ces études, nous proposerons les procédés que nous avons identifiés afin de procurer à une antenne de l’agilité de diagramme (paragraphe III.2.4).

III.2.1 Présentation de la structure BIPM étudiée Géométrie du BIPM

Par structure BIP métallique ou BIPM, nous entendons un arrangement périodique de tiges métalliques parfaitement conductrices parallèles les unes par rapport aux autres. Dans ce chapitre, nous nous intéressons particulièrement à un BIPM carré dont les tiges métalliques sont de dimension finie (Figure 95).

La configuration de base étant carrée, l’espacement entre deux tiges successives suivant les axes X et Y est noté « a ». (a = ax = ay, avec ax et ay, la période suivant respectivement l’axe X et l’axe Y). Le BIPM étant carré, le nombre de tiges métalliques est noté n (n = nx = ny, avec nx et ny, le nombre de tiges suivant respectivement l’axe X et l’axe Y). Le rayon et la hauteur suivant l’axe Z de ces tiges métalliques sont respectivement notés « r » et « H ».

Vue 3D Vue 2D (Plan xOy) Vue 2D (plan yOz) Figure 95 : Structure BIPM c7x7 constituée de tiges métalliques.


98

Méthodes de caractérisation d’un BIPM à tiges continues Il existe plusieurs outils permettant de caractériser un BIPM suivant qu’il soit de dimensions finies ou infinies. Nous avons vu dans le chapitre III.1 qu’un BIPM se comportait comme un réflecteur (Bande interdite) excepté dans certaines bandes de fréquences ou il est quasi-transparent (Bande propagée). Cette succession de bande interdite et bande propagée est démontrée analytiquement par S. Tretyakov dans le chapitre « wire media » pour des tiges métalliques fines, infinies et périodiquement espacées [III.17]. Sa démonstration établit la relation de dispersion d’une telle structure. Une caractérisation semi-analytique d’une structure BIPM infinie est également proposée en [III.4]. La méthode permet à partir des résultats de simulation d’une cellule élémentaire d’aboutir au coefficient de réflexion et transmission d’une structure infinie. En introduisant une dépendance suivant l’angle d’incidence de l’onde plane dans la simulation de la cellule élémentaire, il est alors possible de caractériser un BIPM en fonction de cet angle d’incidence. Enfin, il est possible de caractériser numériquement un BIPM de dimension infinie, excepté dans la direction de propagation où il est de dimension finie. La méthode consiste à disposer « n » tiges métalliques périodiquement espacées d’une distance « a ». Une onde plane vient alors exciter la structure sous incidence normale. Cette méthode décrite dans la thèse de G. Poilasne [III.2] est validée par mesure dans la thèse d’H. Boutayeb [III.4]. Une étude paramétrique complète est également proposée dans la thèse de S. Collardey [III.6]. La Figure 96 propose une vue 3D et 2D du volume de calcul considéré pour n=3 tiges métalliques. Des conditions aux limites sont appliquées sur les parois de ce volume de calcul permettant de reproduire une structure infinie suivant les axes Y et Z.

Figure 96 : Volume de calcul permettant la caractérisation d'un BIPM sous onde plane.

Cette dernière caractérisation est exploitée pour dimensionner un BIPM à notre fréquence

de travail f0 (f0 = 5.25GHz). La Figure 97 présente les coefficients de réflexion et de transmission en fonction de la fréquence d’un BIPM constitué de 3 tiges métalliques longitudinalement (dans le sens de la propagation), de rayon r=0.5mm et de période a=17.5mm. Les conditions aux limites sur les parois du volume de calcul font que, transversalement, le nombre de tiges métalliques est infini et que ces tiges sont de hauteurs infinies suivant l’axe Z.


99

La structure présente alors une bande interdite de la fréquence nulle à une fréquence de

coupure fc puis, lorsque la fréquence augmente, devient successivement passante puis bloquante, etc…. Ces bandes de fréquence dépendent directement de la période du BIPM. Cette période fixe la fréquence centrale de la bande passante. La première bande passante se décompose alors en pics de propagation (« n-1 » pics de propagation sont observés pour « n » rangées de tiges métalliques traversées). Par exemple, pour n=3 tiges et a=17.5mm, la fréquence centrale de la bande passante est fcentrale(BP) = 6.1GHz et la bande passante présente 2 pics de propagation à fpic1 = 5.25GHz et fpic2 = 7.1GHz.

Figure 97 : Coefficient de réflexion et de transmission du BIPM représenté Figure 96 (a=17.5mm, r=0.5mm)

Un BIPM de mêmes dimensions est simulé pour un nombre de couches « n » plus

important. La Figure 98 propose les coefficients de réflexion de ce BIPM pour n=3,4 et 5 tiges métalliques. On vérifie alors que la fréquence centrale de la bande passante se conserve (fcentrale(BP) = 6.1GHz) et que le nombre de pics de propagation augmente avec le nombre de tiges traversées.

Figure 98 : Caractérisation du BIPM sous onde plane en fonction du nombre de tiges métalliques.


100

Caractérisation d’un BIPM à tiges discontinues

Nous nous sommes également intéressés à la caractérisation sous onde plane de tiges métalliques discontinues.

Dans un premier temps, nous avons évalué l’influence de la longueur des tronçons « L » des tiges métalliques lorsque toutes les tiges sont discontinues (Figure 99b). Trois valeurs de tronçons ont été simulées (L1=0.2λ0, L2=0.35λ0 et L3=0.5λ0) pour une taille de discontinuité donnée (e=2mm).

a) b)

Figure 99 : BIPM constitué de 3 tiges a) continues b) discontinues composées de tronçons de longueur L.

La Figure 100 présente le coefficient de transmission de la structure à tiges continues

(Figure 100a) et de la structure à tiges discontinues (Figure 100b) pour L variable.

n=3 a = 17.5 mm

H infini

Figure 100 : Caractérisation sous onde plane d'un BIPM à tiges continues et discontinues (L1, L2, L3).

Nous retrouvons alors bien le comportement attendu de tiges métalliques discontinues

pour une longueur « L », de tronçons de tiges métalliques égale à la λ0/2, à savoir un comportement dual à celui des tiges continues [III.4]. Ainsi, à f0=5.25GHz, les tiges métalliques continues présentent un comportement « passant » alors que les tiges discontinues présentent un comportement « bloquant ». D’autre part, les tiges discontinues retrouvent un comportement passant, similaire à celui des tiges continues, pour des longueurs de tronçons de tiges métalliques inférieures à λ0/4.

Ensuite, nous nous sommes intéressés au comportement de succession de tiges continues et discontinues pour une période donnée et pour une longueur de tronçons métalliques constante (L = λ0/2). Pour cela, nous avons simulé une succession de trois tiges discontinues (noté ddd, Figure 101a) puis une succession d’une tige discontinue et deux continues (noté dcc, Figure


101

101b). Ces deux structures présentent la même période (a=17.5mm) et la même longueur des tronçons métalliques (L=28.6mm, soit λ0/2 à f0=5.25GHz).

a) b)

Figure 101 : BIPM constitué a) de 3 tiges discontinues (ddd) b) d’une succession d’une tige discontinue et de deux tiges continues (dcc).

Le coefficient de transmission de ces deux structures est présenté Figure 102. A notre

fréquence de travail (f0=5.25GHz), la structure « dcc » offre un comportement bloquant même si son niveau de réjection est moindre (-36dB) comparé à celui de la structure « ddd » (inférieur à -60dB).

n=3 a = 17.5 mm

H infini

Figure 102 : Caractérisation d'un BIPM constitué de tiges discontinues sous onde plane.

Cette structure « dcc » est donc intéressante car elle permet de réduire le nombre de tiges

à commuter, à savoir une seule au lieu de trois.


102

III.2.2 Etude d’une source au centre d’un BIPM Nous proposons dans ce chapitre d’étudier le comportement d’une source lorsque celle-ci

est plongée au centre d’un BIPM carré. Deux configurations sont envisageables en fonction de la parité du nombre total de couches (nT) traversées par l’onde.

Lorsque le nombre total de couches est impair (nT=2n+1), alors le BIPM est noté c(2n+1)x(2n+1). La Figure 103a présente un BIPM impair avec n=3 (BIPM c7x7) : la source est alors positionnée à la place de la tige centrale. Lorsque le nombre total de couches est pair (nT=2n), alors le BIPM est noté c(2n)x(2n). La Figure 103b présente un BIPM pair avec n=3 (BIPM c6x6) : la source est alors positionnée entre les 4 tiges centrales. Dans ces deux configurations, le centre du dipôle et des tiges métalliques est à la même côte Z.

a) b)

Figure 103 : Source au centre d'un BIPM carré impair (BIPM c7x7) et pair (c6x6).

Le but de cette étude est d’interpréter le comportement d’une source au sein d’un BIPM

carré. Pour ce faire, nous avons décomposé cette étude en plusieurs étapes. Nous allons décrire chacune d’entre elles en faisant ressortir ce qui permet de les différencier.

La première étape s’appuie sur les travaux réalisés à l’IETR [III.2, III.4, III.5]. Elle

consiste à simuler une source de courant infinie suivant l’axe Z au centre d’un BIPM de dimension infinie selon ce même axe (Paragraphe III.2.2.1). Comme toutes les coupes xOy de la structure simulée sont équivalentes, nous n’avons alors aucune information sur le diagramme d’élévation de l’antenne. Malgré cela, ce type de simulation est intéressant car les temps de calcul sont très rapides et nous permettent donc de dimensionner notre BIPM très rapidement.

Par ailleurs, ce type de simulation offre des conditions de simulation très proches de

celles rencontrées lors de la caractérisation sous onde plane présentée précédemment. Nous pouvons ainsi relier le comportement de la source au sein du BIPM à cette caractérisation du BIPM sous onde plane (Paragraphe III.2.2.2).

La seconde étape consiste à valider le fonctionnement observé en remplaçant la source de courant infinie par une source réelle, de dimension finie (un dipôle) et en se plaçant dans le cas où les tiges métalliques sont de dimension très grande devant la hauteur de cette source. Les conditions de simulation sont alors très différentes car dorénavant la structure offre une dépendance suivant l’axe Z (Figure 104). Aussi, à chaque angle d’élévation θ ne correspond plus la même période apparente.


103

Figure 104 : Structure BIPM carré, évolution de la période apparente suivant l’angle d’élévation considérée.

Pour se rapprocher au mieux des conditions de simulation précédentes, nous avons considéré des tiges métalliques de hauteur (« H ») très grande devant la hauteur de la source (« h »). Ainsi, l’effet de la finitude des tiges métalliques est négligeable. Il est cependant difficile de simuler cette topologie d’antenne lorsque les tiges métalliques sont de hauteur très grande car plus les tiges sont hautes, plus la ressource de calcul doit être importante.

C’est pour cette raison que nous avons abandonné les méthodes numériques consistant à mailler tout le volume de calcul, comme la Méthode des Eléments Finis (FEM) ou la méthode des Différences finies dans le domaine temporelle (FDTD) même lorsque des techniques de maillage adaptatif sont exploitées. Par ailleurs, le fait de ne simuler qu’une demi-structure n’est exploitable que lorsque la source est au centre du BIPM. Nous leur avons préféré la méthode des moments (MoM) et l’outil commercial Ie3D [III.18]. Il n’est alors pas nécessaire de mailler toute la structure mais uniquement les surfaces métalliques afin de calculer à chaque nœud les densités de courant induit par l’ensemble des autres cellules. Ce logiciel nous a alors permis de quantifier l’influence de la finitude des tiges métalliques sur le fonctionnement de l’ensemble (Chapitre II.2.2.3) III.2.2.1 Source de courant infinie au centre d’un BIPM

Dans un premier temps, une source de courant idéale de dimension infinie suivant l’axe Z est plongée au centre du BIPM présenté précédemment (c7x7 de période a=17.5mm) et dont les tiges métalliques sont de longueur infinie suivant l’axe Z (Figure 105a).

Le volume de calcul associé à ce type de simulation peut alors être de très faible

dimension suivant l’axe Z. En appliquant des conditions de symétries sur les faces de ce volume de calcul aux côtes Zmax et Zmin, le caractère infini des tiges métalliques est reproduit. Les outils logiciel qu’il est possible d’exploiter pour ce type de simulation sont multiples : il s’agit du logiciel commercial HFSS [III.19] ou de code FDTD, comme celui développé à l’IETR (« IMELSI », [III.20]).

La Figure 105b présente l’évolution en fréquence du diagramme de rayonnement

normalisé de cette topologie d’antenne lorsque la période du BIPM est a=17.5mm. Jusqu’à la fréquence f0=5.25GHz, le diagramme de rayonnement passe progressivement d’omnidirectionnel à un diagramme en forme de rosace avec des directions de minima de rayonnement dans les directions θ=45°, 135°, 225° et 315°.


104

a) b)

Figure 105 : Source de courant idéale au sein d’un BIPM c7x7 de période a=17.5mm et infini suivant Z. a) Structure simulée b) Diagramme de rayonnement offert par cette antenne en fonction de la fréquence.

III.2.2.2 Relation avec la caractérisation sous onde plane

Nous allons tenter de mettre en évidence la relation entre le diagramme rayonné par le dipôle au sein d’un BIPM c(2n+1)x(2n+1) et la caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de n tiges métalliques.

n=3

Figure 106 : Relation entre diagramme de rayonnement d’une source au centre d’un BIPM c7x7 et la caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de n=3 tiges métalliques.

Pour justifier le diagramme de rayonnement d’une source au sein d’un BIPM carré, nous

proposons de relier pour chaque direction de l’espace, la présence d’un lobe ou non à la caractérisation sous onde plane en ajustant la « période apparente » dans cette direction. En d’autres termes, pour chaque direction de l’espace, il est nécessaire de caractériser le BIPM sous incidence normale correspondant à « n » (le nombre de tiges traversées dans cette direction) et « a » (période apparente dans cette direction). Si, à la fréquence de travail, le BIPM propose une bande interdite alors le diagramme de rayonnement ne présente pas de lobe dans cette direction. Si au contraire, le BIPM propose une bande propagée alors le diagramme de rayonnement présentera un lobe dans cette direction.

La Figure 107 propose une sorte d’abaque [III.21] présentant les résultats de la

caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de n=3 tiges métalliques en fonction de la


105

fréquence (abscisse) pour différentes périodes de BIPM (ordonnée). Ainsi, nous vérifions que le BIPM présente son premier pic de propagation à f0=5.25GHz, pour une période a=17.5mm.

Figure 107 : caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de n=3 tiges métalliques en fonction de la fréquence (abscisse) pour différentes périodes de BIPM (ordonnée). [III.21]

Ces courbes nous permettent alors de justifier le diagramme de rayonnement de la source

au centre d’un BIPM c7x7 pour différentes périodes du BIPM. Lorsque la période du BIPM est de a=17.5mm, la « période apparente » dans les directions (φ = 0°,90°, 180°, 270°) est la même (à savoir a=17.5mm) alors que pour les directions (φ = 45°, 135°, 225°, 315°), la « période apparente » vaut a’=24.8mm (a’=a 2 ) (Figure 108).

Figure 108 : Structure BIPM carrée : évolution de la période apparente selon l’angle d’élévation.

La caractérisation sous onde plane fait ressortir des comportements différents pour ces

deux périodes a et a’. Pour a=17.5mm, la transmission est autorisée à cette fréquence (bande propagée), alors que pour a’=24.8mm, la transmission est interdite (début de la seconde bande interdite). Nous relions alors ces deux « périodes apparentes » à la présence des maxima/minima de rayonnement dans ces directions formant ainsi le diagramme en forme de rosace.


106

Validation du fonctionnement au premier pic de propagation

Le lien établi entre la caractérisation sous onde plane et le diagramme de rayonnement d’une source au sein d’un BIPM carré, se retrouve quel que soit le nombre de tiges « n » du BIPM. Ainsi, pour n=4 tiges métalliques à f=5.8GHz par exemple, ce même fonctionnement est constaté par simulation puis en mesure

Ce dimensionnement de la source et du BIPM a été mené à 5.8GHz car à l’origine les organismes de normalisation envisageaient pour la norme HIPERLAN2 la bande de fréquence [5.725-5.825GHz]. La bande de fréquence [5.25 – 5.35GHz] lui a cependant été préférée depuis. L’étude proposée ici ne correspond plus tout à fait à notre besoin actuel mais elle permet cependant de valider le modèle « période apparente » à une fréquence, une période « a » et pour un nombre de tiges « n » différent.

Le BIPM réalisé est un c8x8 (64 tiges métalliques) dont la hauteur des tiges métalliques

« H » est très grande devant la taille du dipôle (H=300mm=10h). Afin de valider le modèle, nous devons vérifier que le diagramme de rayonnement d’un dipôle dimensionné à 5.8GHz au centre de ce BIPM (Figure 109b) peut être interprété à l’aide de la caractérisation sous onde plane adéquat. Pour un BIPM c8x8, le nombre de « périodes apparentes » dans les directions principales est égal à n=4. La caractérisation sous onde plane correspondante consiste donc à simuler un BIPM constitué de n=4 tiges métalliques longitudinalement (Figure 109a).

n=4

a) b)

Figure 109 : Relation entre caractérisation sous onde plane (n=4) et source au sein d’un BIPM carré c8x8.

La caractérisation sous onde plane permet de déterminer la période du BIPM faisant en

sorte que le premier pic de propagation apparaisse pour f=5.8GHz : il s’agit d’une période égale à a=15mm comme le présente la Figure 110a. Nous vérifions alors que le diagramme de rayonnement du dipôle au centre de ce BIPM est bien une rosace présentant quatre directions de rayonnement privilégiées dans les directions (0°, 90°, 180° et 270°). La Figure 110c compare la simulation à la mesure effectuée dans la chambre anéchoïde de l’IETR sur le prototype de BIPM présenté Figure 110b.


107

a) b) c)

Figure 110 : a) Caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de 4 tiges métalliques périodiquement espacées de a=15mm. b) Prototype du BIPM réalisé. c) Diagramme de rayonnement d’un dipôle dimensionné

à 5.8GHz au centre d’un BIPM c8x8 de période a=15mm.

III.2.2.3 Influence de la finitude des tiges métalliques

Pour évaluer l’influence de la finitude des tiges métalliques, nous avons dimensionné une

source à notre fréquence de travail f0=5.25GHz. Dans un premier temps, il s’agit d’un dipôle filaire demi-onde de hauteur h=0.5 λ0. Ce dipôle est plongé au centre d’un BIPM carré c7x7 de période a=17.5mm.

La Figure 111 présente les diagrammes de rayonnement 3D simulé sous Ie3D [III.18] du dipôle au centre d’un peigne de tiges métalliques en fonction de la hauteur (« H ») de ces tiges métalliques : H=0.5h, 0.9h, h, 2h, 3h, 8h. Nous différencions alors trois fonctionnements de cette antenne selon la hauteur « H » de ces tiges métalliques (H << h, H ≈ h, H >> h) :

- H << h : Le premier fonctionnement est observé lorsque les tiges métalliques sont de faible

dimension devant la hauteur du dipôle (Figure 111_#1). Le dipôle n’est alors pas perturbé par la présence des tiges métalliques : son diagramme reste inchangé, à savoir omnidirectionnel.

- H ≈ h : Le second fonctionnement est observé lorsque les tiges métalliques sont de hauteur équivalente à celle du dipôle (Figure 111_#2). Dans ce cas de figure, l’antenne se rapproche d’un fonctionnement de type Yagi. En effet, lorsque les tiges sont de hauteur légèrement inférieure à la hauteur du dipôle, le diagramme de rayonnement de l’antenne présente des directions privilégiées de rayonnement selon le couple (hauteur des tiges et période apparente) dans l’ensemble des directions de l’espace. On retrouve alors le comportement des directeurs de l’antenne Yagi. Par ailleurs, lorsque les tiges sont de hauteur égale ou légèrement supérieure à la hauteur du dipôle, le diagramme de rayonnement de l’antenne présente un diagramme de rayonnement ne présentant pas de lobe au travers des tiges métalliques, de la même façon que se comporte un réflecteur dans une antenne de type Yagi. Ce fonctionnement, même s’il ne s’agit pas à proprement parler d’un fonctionnement BIPM, fera l’objet d’une étude complémentaire dans le paragraphe III.2.2.4.

- H >> h : Lorsque les tiges métalliques sont de dimension plus importante que la hauteur du

dipôle (Figure 111_#3). Au fur et à mesure que la hauteur des tiges métalliques augmente, les quatre directions privilégiées de rayonnement que nous avons justifiées pour des tiges de hauteur infinie, apparaissent sans équivoques (pour H ≥ 3h).


108

#1

Dipôle seul (sans BIPM) H=0.5*h

#2

H=0.9*h H=1*h

#3

H=2*h H=2.5*h

H=3*h H=8*h

Figure 111 : Influence de la hauteur des tiges métalliques H sur le diagramme de rayonnement d’un dipôle au centre d’un BIPM c7x7 (à f0 = 5.25GHz).


109

Diagramme de rayonnement dans le plan θ=90° à f0=5.25GHz

La Figure 112 présente l’évolution du diagramme de rayonnement dans le plan horizontal (plan θ = 90°) du dipôle au sein d’un BIPM c7x7 pour des hauteurs de tiges H variables.

a) b)

Figure 112 : Influence de la hauteur des tiges métalliques H sur le diagramme de rayonnement dans le plan θ=90° d’un dipôle au centre d’un BIPM c7x7 (à f0 = 5.25GHz).

Il apparaît que le diagramme de rayonnement dans le plan θ = 90° se conserve pour des

hauteurs de tiges métalliques supérieures à 3h. Lorsque cette condition est respectée (H ≥ 3h), nous retrouvons un diagramme de rayonnement identique à celui obtenu avec une source de courant infinie placée au centre d’un BIPM dont la longueur des tiges est infinie (diagramme de rayonnement présenté Figure 105).

Le fonctionnement BIPM est obtenu pour une hauteur minimale de tiges métalliques, à

savoir H ≥ 3h. Diagramme de rayonnement dans le plan φ=0° à f0=5.25GHz

De la même façon, l’influence de la finitude des tiges métalliques sur le diagramme de rayonnement dans un plan vertical de l’antenne (le plan φ=0°) est évaluée.

Dans ce plan φ=0°, et plus généralement dans l’ensemble des plans contenant l’axe Z, nous pouvons diviser l’espace en différents secteurs en fonction du nombre de tiges métalliques traversées dans la direction envisagée. La Figure 113 représente ces différents secteurs : en vert, le secteur angulaire compris entre les angles θ = π/2 et θi = π/2-θ3 pour lequel 3 tiges métalliques sont traversées. Au-delà de cet angle, seulement 2 tiges métalliques sont traversées dans le secteur angulaire compris entre les angles θ = π/2-θ3 à θ = π/2-θ2 (secteur coloré en rose), …

Dans chacun de ces secteurs angulaires, la « période apparente » évolue avec la direction θ considérée. Concernant le secteur angulaire pour lequel trois tiges métalliques sont traversées (secteur angulaire de couleur verte), la période varie alors de a0=17.5mm pour θ = π/2 jusqu’à a(θ3) pour θ = π/2−θ3. Cette période apparente a(θ3) est alors donnée par l’équation (xvi) :

a(θi) = a / sin ( θi ) (xvi)


110

a)

b)

Figure 113 : Evolution de la période apparente en fonction de l'angle θ. a) Vue du dessus (Plan xOy) b) Vue de profil (Plan xOz).

La Figure 114 présente les diagrammes de rayonnement de cette antenne dans le plan

φ=0° pour des hauteurs de tiges métalliques comprises entre H=3xh et H=6xh. Les différents secteurs angulaires sont alors reportés sur ces diagrammes de rayonnement.

Figure 114 : Influence de la hauteur des tiges métalliques (H) sur le diagramme de rayonnement dans le plan φ=0° du dipôle au centre du BIPM c7x7. (f=5.25GHz)

La Figure 115 présente un tableau récapitulant, en fonction de H, ces angles θ1, θ2 et θ3

ainsi que les périodes apparentes pour les directions correspondantes à ces angles d’incidence, respectivement a(θ1), a(θ2) et a(θ3).


111

H=3xh H=3.5xh H=4xh H=4.5xh H=5xh H=6xh π/2−θ3 37.2° 41.6° 45.4° 48.7° 51.7° 56.7° π/2−θ2 48.7° 53.1° 56.7° 59.7° 62.2° 66.3° π/2−θ1 66.3° 69.4° 71.8° 73.7° 75.3° 77.6°

a(θ3) 22.0 mm 23.4 mm 24.9 mm 26.5 mm 28.2 mm 31.8 mm a(θ2) 26.5 mm 29.1 mm 31.8 mm 34.7 mm 37.6 mm 43.6 mm a(θ1) 43.6 mm 49.7 mm 56.0 mm 62.4 mm 68.8 mm 81.7 mm

Figure 115 : Tableau récapitulatif des angles θi et de la période apparente correspondante a(θi).

Par exemple, pour des tiges métalliques de hauteur H = 4.5xh, trois tiges métalliques sont

traversées dans le secteur angulaire [π/2, π/2-θ3]. Dans ce secteur angulaire, la « période apparente » évolue en fonction de l’angle d’élévation : de a=17.5mm pour θ = π/2 à a(θ3)= 26.5mm pour θ = π/2−θ3. La caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de n=3 tiges métalliques présente une bande propagée pour a=17.5 mm et une bande interdite pour a(θ3)=26.5mm (Figure 116). Aussi, pour cette hauteur de tiges métalliques, le diagramme de rayonnement dans le plan φ=0° présente un minima de rayonnement dans cette direction.

Figure 116 : Caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de n=3 tiges métalliques, et de période a=17.5mm et a=26.5mm.

Il est donc possible de relier qualitativement les minima et maxima de rayonnement de

l’antenne à la « période apparente » dans la direction considérée. Impédance du dipôle au centre du BIPM

Tout comme le diagramme dans le plan φ=0°, l’impédance de la source évolue avec la hauteur des tiges métalliques. Cette évolution de l’impédance est représentée Figure 117a pour deux hauteurs de tiges métalliques (H=3h et H=4h) sur 1GHz de bande : [4.75GHz - 5.75GHz]. Cette évolution de l’impédance est également représentée Figure 117b pour des hauteurs plus importantes (H=3h, 4h, 5h et 6h) sur une bande de fréquence plus étroite et centrée sur notre fréquence de travail : [5.2GHz - 5.3GHz].


112

a) b)

Figure 117 : Impédance du dipôle au centre d'un BIPM c7x7 en focntion de la hauteur des tiges métalliques.

Nous constatons que quelle que soit la hauteur de ces tiges métalliques, l’impédance de la

source suit une même évolution sur l’abaque de Smith mais se décale en fréquence au fur et à mesure que la hauteur des tiges métalliques augmente. Ainsi, en jouant sur la hauteur de ces tiges métalliques il est possible d’adapter l’ensemble sur une impédance désirée. Par exemple, pour H = 4h, nous pouvons alors adapter le dipôle directement sur 50 Ω.

La hauteur des tiges métalliques est donc un paramètre du BIPM sur lequel il est possible

de jouer pour adapter l’antenne. Nous retrouverons ce résultat à plusieurs reprises par la suite.

Validation sur un autre exemple à f=2.3GHz

Nous avons re-dimensionné l’ensemble source au centre d’un BIPM à f=2.3GHz : le BIPM est dimensionné de telle sorte que la fréquence du premier pic de propagation soit égale à la fréquence de fonctionnement du dipôle. Un dipôle, dimensionné à f=2.3GHz est plongé au centre d’un BIPM c7x7. Aussi, dans les directions principales, n=3 tiges métalliques sont traversées. De la caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de trois tiges métalliques, nous en déduisons la période du BIPM, à savoir a=36mm. (Figure 118)

Figure 118 : Caractérisation sous onde d'un BIPM constitué de 3 tiges métalliques et de période a=36mm.


113

Nous vérifions alors que le diagramme de rayonnement dans le plan θ = 90° se conserve

dès lors que la condition sur la hauteur de tiges métalliques est respectée, à savoir H ≥ 3h (Figure 119a). Nous vérifions également que le diagramme de rayonnement dans le plan φ=0° évolue en fonction de la hauteur des tiges métalliques (Figure 119b). Cette évolution est conforme au modèle « période apparente » proposé précédemment.

a) b)

Figure 119 : Diagramme de rayonnement d’un dipôle (f1=2.3GHz) au centre d’un BIPM c7x7 de période a=36mm a) dans le plan θ=90° et b) dans le plan φ=0°.

Par ailleurs, nous vérifions que l’impédance du dipôle au centre du BIPM présente une

évolution comparable lorsque la hauteur des tiges métalliques évolue (Figure 120). Quelle que soit la hauteur de ces tiges, l’impédance décrit sur l’abaque de Smith une même variation mais en se décalant en fréquence lorsque H augmente.

Figure 120 : Simulation d’un dipôle (f1=2.3GHz) au centre d’un BIPM c7x7 de période a=36mm


114

III.2.2.4 Etude de cas limite (H < h) Nous parlons de cas limite lorsque la hauteur des tiges métalliques est inférieure ou

égale à la hauteur de la source. Dès lors, nous ne parlons plus de fonctionnement BIPM : en effet, nous considérons dorénavant que ce fonctionnement BIPM est lié à une hauteur de tiges métalliques minimale qui est de l’ordre de l’ordre de H = 3h. Nous allons cependant envisager ce cas limite car il présente un intérêt pour la réduction des dimensions de l’antenne.

Nous avons mis en évidence Figure 111 le comportement singulier de l’antenne lorsque

les tiges sont de dimension de l’ordre de grandeur de la source. Dans ce cas, le diagramme de rayonnement de l’antenne présente, dans le plan θ=90°, des directions privilégiées de rayonnement qui évoluent avec la hauteur de ces tiges.

Cette configuration d’antenne se rapproche alors d’un type d’antenne étudié en dehors du

contexte des « BIP » et appelé SPA (pour, en anglais « Switch Parasitic Antenna »).

Ce type d’antenne met donc à profit un ensemble de tiges métalliques uniformément réparties autour d’un élément rayonnant [III.22]. La Figure 121a présente une réalisation de ce type d’antenne constitué d’une source (un monopole) au centre d’un agencement de six tiges métalliques. L’une des six configurations de rayonnement offertes par cette antenne est présentée Figure 121b,c respectivement dans les plans θ = 90° et φ = 0°. [III.23]

a) b) c)

Figure 121 : Antennes ESPAR (6 secteurs) et diagramme de rayonnement accessible sur l’un de ces secteurs.

Le fonctionnement de ce type d’antenne est cependant très différent du fonctionnement

source au sein d’un BIPM de par la hauteur des tiges métalliques mise en jeu. La hauteur des tiges métalliques est ici de l’ordre de grandeur de la source. Le fonctionnement de l’ESPAR se rapproche alors davantage d’un fonctionnement de type Yagi. Par ailleurs, ce fonctionnement diffère de par la commande active utilisée : les différentes configurations de rayonnement sont accessibles en chargeant certaines tiges métalliques grâce à une commande électronique par commutation de réactance.

Il est alors possible de faire le rapprochement entre ce type d’antenne SPA et notre

structure d’antenne étudiée jusqu’alors, dès lors que la dimension des tiges métalliques devient inférieure ou égale à la hauteur de la source. La Figure 122 présente la répartition du courant induit sur les tiges métalliques pour les hauteurs de tiges métalliques suivantes : H=0.5xh, H=0.8xh, H=0.95xh et H = 0.98xh.


115

H = 0.5h H = 0.8h H = 0.95h H = 0.98h

Figure 122 : Courant induit sur les tiges métalliques pour différentes hauteurs de tiges métalliques.

Une modification très nette du comportement de la structure intervient lorsque la hauteur

des tiges métalliques est comparable à celle de la source. Pour la hauteur de tiges H=0.95h, les tiges métalliques entrent en résonance. L’impédance du dipôle dans cette gamme de hauteur de tiges métalliques (de 0.9h à 0.98h) est alors très dispersive et devient difficilement adaptable.

La Figure 123 présente l’impédance du dipôle au sein du BIPM pour des hauteurs de tiges métalliques variant de 0.5h à 1.5xh et pour une même bande de fréquence (100MHz, de 5.2 à 5.3GHz). L’impédance du dipôle se conserve lorsque la hauteur des tiges est faible et ceci jusqu’à H=0.8h. Pour des hauteurs de l’ordre de grandeur de la source, une modification brutale de l’impédance du dipôle est constatée. Enfin, pour des hauteurs supérieures, le fonctionnement BIPM se met en place. Nous pouvons faire le lien avec la Figure 117b présentant l’impédance de cette antenne sur cette même bande de fréquence et lorsque les tiges métalliques sont de dimension plus importante.

Figure 123 : Impédance du dipôle en fonction de la hauteur H des tiges métalliques pour la bande de fréquence [5.2 - 5.3]GHz.


116

III.2.3 Etude d’une source décentrée au sein d’un BIPM

Nous proposons maintenant d’évaluer les conséquences de décentrer la source au sein d’un BIPM sur le diagramme de rayonnement et sur l’impédance de la source. Pour cette étude, la hauteur des tiges métalliques est constante et égale à H = 4h. Décentrage suivant une direction

Nous nous intéressons dans un premier temps au décentrage de la source suivant une

seule direction. La Figure 124 présente la configuration étudiée lorsque la source est décentrée suivant le vecteur 1T défini par :

xeaT ⋅= 1 (xvi)

avec Xe , vecteur unitaire selon l’axe Ox.

a) b)

Figure 124 : a) Source centrée. b) Translation de la source au sein du BIPM suivant le vecteur 1T

Le fait de décentrer la source suivant le vecteur 1T modifie l’environnement de tiges

métalliques autour de la source. Ce nouvel environnement est présenté Figure 125a pour le plan φ = 0° et Figure 125b pour le plan φ = 90°. Dans le plan φ = 0°, le BIPM est dorénavant constitué de 2 tiges dans la direction xe et de 4 tiges dans la direction - xe . Les secteurs angulaires pour lesquelles le nombre de tiges métalliques traversées restent constantes et la « période apparente » associée évoluent alors avec cet environnement. Au contraire, dans le plan φ = 90°, la distribution de tiges métalliques autour de la source reste inchangée.

a) b)

Figure 125 : Périodes apparentes lorsque le dipôle est décentré suivant 1T . a) Plan φ=0° b) Plan φ=90°.


117

La Figure 126 présente trois coupes du diagramme de rayonnement de la source ainsi

décentrée au sein du BIPM.

Figure 126 : Diagrammes de rayonnement du dipôle centré ( ) et décentré suivant le vecteur 1T ( ), dans les plans φ=0°, φ=90° et θ=90°.

Tout d’abord, le fait de décentrer la source au sein du BIPM conserve certains plans de

symétrie de la structure. Ces symétries se retrouvent alors dans les diagrammes de rayonnement de la source décentrée : par exemple, dans les plans φ=0° et φ=90°, les diagrammes sont symétriques car la topologie d’antenne présente une symétrie suivant le plan xOy.

Ensuite, dans le plan φ = 90°, le diagramme de rayonnement de la source décentrée est

identique à celui de la source centrée. Or dans ce plan, la configuration de tiges métalliques de part et d’autre de la source n’a pas évolué lorsque le dipôle est décentré suivant le vecteur 1T : il semble donc possible de prédire le diagramme de rayonnement de la source dans chaque plan de coupe en fonction de l’environnement de tiges métalliques autour de la source.

Ainsi, dans le plan φ=0°, pour lequel l’environnement de tiges métalliques a évolué, le

diagramme de rayonnement de la source évolue également. Soit θ4, l’angle interceptant le sommet de la tige métallique la plus éloignée de la source comme défini sur la Figure 125. Pour H=4h, cet angle θ4 est égal à 37.2°. Au-delà de cet angle, la translation de la source ne modifie pas l’environnement de tiges métalliques permettant notamment de conserver la direction de minima de rayonnement observée lorsque le BIPM est constitué de trois tiges métalliques.

Par ailleurs, l’impédance de la source décentrée conserve une évolution similaire à celle

de la source centrée. La Figure 127 présente l’impédance de ces deux structures sur l’abaque de Smith sur la bande de fréquence [4.75-5.75]GHz et leur coefficient de réflexion après adaptation sur 50 Ohms. Pour ces deux structures, l’environnement immédiat autour de la source reste le même, à savoir une distance entre la source et les premières tiges métalliques conservée. Aussi, pour une hauteur de tiges métalliques H=4h, l’adaptation de la source décentrée au sein du BIPM est autorisée directement sur 50 Ohms sur une bande large d’une centaine de MégaHertz autour de f0=5.25GHz.


118

Figure 127 : Impédance du dipôle centré puis décentré suivant le vecteur 1T pour des tiges métalliques de hauteur H=4h. b) Coefficient de réflexion après adaptation sur 50 Ohms.

Décentrage suivant deux directions

Nous proposons ensuite de décentrer la source au sein du BIPM suivant deux directions

simultanément. La Figure 128 présente ce passage d’une source au centre du BIPM à une source décentrée suivant le vecteur 2. 2T , le vecteur 2T étant défini par :

( )yx eeaT +⋅= 2 (xviii)

avec Xe et

ye , vecteur unitaire respectivement selon l’axe Ox et Oy.

a) b)

Figure 128 : a) Source centrée. b) Translation de la source au sein du BIPM suivant le vecteur 2. 2T

La Figure 129 présente trois coupes du diagramme de rayonnement de la source ainsi

décentrée au sein du BIPM. Les diagrammes de rayonnement de la source ainsi décentrée au sein du BIPM sont alors

semblables dans les plans φ=0° et φ=90°, car dans ces plans, la même configuration de tiges métalliques est rencontrée, à savoir une et cinq tiges métalliques de part et d’autre de la source. Cela confirme que le diagramme de rayonnement dans un plan de coupe présente les mêmes directions privilégiées de rayonnement lorsque l’environnement de tiges métalliques se conserve.


119

Figure 129 : Diagrammes de rayonnement du dipôle centré ( ) et décentré suivant le vecteur 2. 2T ( ), dans les plans θ=90°, φ=0° et φ=90°.

Quant au diagramme de rayonnement du dipôle ainsi décentré dans le plan θ=90°, il est

particulièrement intéressant : il conserve ces minima/maxima de rayonnement uniquement dans le quart d’espace dans lequel la structure BIPM est rencontrée et conserve son caractère omnidirectionnel dans les directions de l’espace extérieures au BIPM.

Enfin, l’impédance du dipôle est davantage perturbée lorsqu’il est ainsi décentré au sein

du BIPM. La Figure 127 présente cette impédance sur la bande de fréquences [4.75-5.75GHz] comparée à celle de ce même dipôle centré sur l’abaque de Smith et leurs adaptations respectives sur 50 Ohms.

Figure 130 : Impédance du dipôle centré puis décentrée suivant le vecteur 2. 2T pour des tiges métalliques de hauteur H=4h. b) Coefficient de réflexion après adaptation sur 50 Ohms.

Synthèse

La translation de la source au sein du BIPM modifie l’environnement de tiges métalliques

autour de la source, permettant ainsi de modifier son diagramme de rayonnement. Pour chaque position de la source au sein du BIPM correspond un diagramme de rayonnement.


120

Dans chaque plan de coupe du diagramme, les minima et maxima de rayonnement peuvent être reliés à cet environnement de tiges métalliques autour de la source : dans la mesure où la source reste confinée à l’intérieur du BIPM, le diagramme de rayonnement dans chaque plan de coupe dépend du nombre de tiges métalliques de part et d’autre de la source. Ainsi, lorsque la source est décentrée suivant 1T et suivant 2T (Figure 131a et b), la configuration de tiges métalliques autour de la source dans le plan φ=0° est identique, à savoir 2 et 4 tiges de part et d’autre de la source. Les diagrammes de rayonnement de ces deux topologies d’antenne dans ce plan (Figure 131c) sont alors semblables malgré un environnement de tiges métalliques différent dans les autres plans de l’espace.

a)

1T b)

2T c)

Figure 131 : Comparaison des diagrammes dans le plan φ=0° du dipôle décentré suivant 1T et 2T .

Par ailleurs, l’impédance du dipôle au sein du BIPM selon sa position au sein du BIPM

(au centre, translaté suivant 2T et translaté suivant 2. 2T ) est présenté Figure 132a et Figure 132b respectivement pour une hauteur de tiges métalliques égale à H=3h et H=4h.

a) b) Figure 132 : Influence de la position du dipôle au sein du BIPM sur son impédance pour une hauteur de tiges

métalliques égales à a) H=3h et b) H=4h.

Il en ressort qu’à hauteur constante de tiges métalliques, le fait d’excentrer la source au

sein du BIPM provoque une évolution comparable de l’impédance de l’antenne. Par ailleurs, lorsque la hauteur des tiges métalliques évolue, l’impédance du dipôle pour une même position au sein du BIPM se conserve à un décalage fréquentiel près. Le fait de décentrer une source au sein d’un BIPM sera par la suite exploité afin de procurer à une antenne de l’agilité de diagramme.


121

III.2.4 Conclusion

L’objectif de ce chapitre était d’étudier le comportement d’une source plongée au sein d’un BIPM carré afin d’identifier des procédés permettant d’offrir à un élément rayonnant de l’agilité de diagramme.

Pour cela, nous avons proposé une interprétation des diagrammes de rayonnement d’une source au sein d’un BIPM carré. Les directions privilégiées de rayonnement de la source au sein du BIPM sont mises en relation avec le caractère passant ou bloquant du BIPM lorsqu’il est caractérisé sous onde plane. Cette interprétation qualitative permet ainsi de prévoir les minima et maxima de rayonnement en fonction de la « période apparente » dans la direction considérée. Ainsi, par exemple, lorsque la source de courant est idéale et infinie et que les tiges métalliques sont infinies, cette interprétation est validée dans le plan θ = 90°.

Nous avons ensuite évalué les conséquences de la finitude des tiges métalliques sur le fonctionnement d’une source rayonnante de dimension finie (un dipôle demi-onde ), plongé au centre d’un BIPM carré. A condition qu’une hauteur minimale de tiges métalliques soit respectée (H ≥ 3h), l’interprétation proposée précédemment se retrouve dans le plan θ = 90° puis dans les diagrammes de rayonnement en élévation. Enfin, cette interprétation se retrouve également lorsque la source est décentrée, suivant une ou deux directions, au sein du BIPM carré.

A partir de ces études, nous avons identifié plusieurs procédés permettant de procurer à un élément rayonnant de l’agilité de diagramme : il s’agit tout d’abord de structures BIPM actives et ensuite de structure BIPM passif.

Le premier procédé consiste à faire passer de continues à discontinues certaines tiges métalliques. De la sorte, différentes configurations de rayonnement d’une source centrée au sein d’un BIPM sont accessibles. En fonction de la taille des tronçons de tiges métalliques, deux comportements sont attendus : le premier lorsque les tronçons de tiges métalliques constituant les tiges discontinues sont de longueur égale à une demi longueur d’onde, le second lorsque ces tronçons de tiges métalliques sont de dimensions inférieures à un quart de longueur d’onde. Dans le premier cas de figure, un comportement dual des tiges discontinues est attendu, à savoir un comportement « passant » lorsque les tiges sont continues et « bloquant » lorsque elles sont discontinues. Dans le second cas de figure, les tiges discontinues se comportent comme si la tige métallique était ôtée.

Un autre procédé exploitant un BIPM actif consiste à modifier la hauteur des tiges métalliques. Cette modulation de la hauteur des tiges métalliques peut être appliquée à toutes les tiges métalliques ou encore à quelques-unes unes d’entre elles.

Enfin, un troisième procédé consiste à décentrer la source au sein du BIPM. Nous avons vu qu’à chaque position de la source décentrée au sein d’un BIPM correspond un diagramme de rayonnement.


122

Aussi, nous allons proposer par la suite trois topologies d’antenne présentant un schéma de diversité et exploitant une structure BIPM.

Il s’agit, d’une part, de plonger une source rayonnante unique au centre d’un BIPM actif. Deux topologies d’antennes sont présentées. Notre approche a été de minimiser le nombre d’éléments actifs constituant la structure BIPM active. Nous avons alors privilégié une topologie d’antenne constituée d’une source au centre d’un BIPM pour lequel seulement les tiges périphériques sont rendues actives (Chapitre III.3).

Il s’agit, d’autre part, de plonger plusieurs sources rayonnantes décentrées au sein d’un BIPM passif. En proposant une topologie d’antenne où plusieurs sources sont décentrées au sein d’un même BIPM, et en alimentant une ou une combinaison de source(s), il est possible de proposer une antenne à diversité de rayonnement (Chapitre III.4).


123

III.3 Source unique centrée au sein d’un BIPM actif

Ce paragraphe est consacré à la première topologie d’antenne présentant de la diversité de

rayonnement et exploitant une structure BIP métallique. Elle consiste à plonger une source unique au centre d’un BIPM actif constitué de tiges métalliques discontinues.

Nous proposons d’exploiter ce principe de BIPM actif tout en prenant en compte la nécessité de minimiser le nombre d’éléments actifs. Soit Nd, le nombre d’éléments actifs nécessaire au fonctionnement d’un BIPM actif. Il est égal au nombre de tiges à commuter multiplié par le nombre de discontinuité par tige (« ne ») :

Nd = (Nombre de tiges à commuter) x (Nombre de discontinuité par tige) (xviii)

Afin de minimiser le nombre de tiges à commuter, nous proposons, d’une part, d’exploiter un BIPM dont le nombre total de tiges métalliques est restreint. La topologie privilégiée est alors un BIPM carré (a=ax=ay , n=nx=ny), et pour lequel le nombre de période (n) est faible. La source est alors positionnée au centre de ce BIPM. D’autre part, nous proposons de rendre actives uniquement les tiges métalliques périphériques. In fine, le nombre d’éléments actifs nécessaire dépendra du nombre de tiges métalliques périphériques actives.

Il est également possible de minimiser le nombre de discontinuités par tiges. La Figure 133 présente une tige métallique discontinue de dimension finie « H » composée de quatre tronçons de tiges métalliques de longueur « L » et de trois discontinuités « ne ». Nous pouvons alors écrire la relation (xix) liant ces grandeurs à la hauteur de tiges métalliques. Aussi, pour une hauteur de tiges métalliques et un nombre de discontinuités donné, la longueur des tronçons de tiges métalliques constituant cette tige métallique est fixée.

ne = 3

H = (ne+1) . L + ne . e (xix)

Figure 133 : Tige discontinue de dimension finie « H » composée de ne=3 discontinuités.

Ces considérations nous ont amenés à proposer deux structures de BIPM actif en fonction

de la localisation des tiges discontinues et de la dimension des tronçons de tiges métalliques constituant ces tiges discontinues.

Le premier fonctionnement exploite la dualité de fonctionnement entre tiges métalliques continues et discontinues, c’est à dire lorsque la longueur des tronçons de tiges métalliques est égale à la demi longueur d’onde (« Structure #1 »). Au lieu de commuter des rangées entières de tiges métalliques, nous proposons de ne rendre active qu’une seule tige de la rangée considérée. (Chapitre III.3.1).


124

Le second fonctionnement exploite des tiges métalliques dont la longueur des tronçons de tiges métalliques est inférieure à un quart de longueur d’onde (« Structure #2 »). Ces tiges métalliques se comportent alors comme si, à cette position, il n’y avait pas de tiges métalliques (Chapitre III.3.2).

Pour chacune de ces deux structures, les différents scénarii de commutation offerts par ces topologies d’antenne et le gain de diversité associé seront évalués.

III.3.1 Structure#1

Cette première structure (« Structure#1 ») exploite des tiges métalliques discontinues dont la taille des tronçons de tiges métalliques est égale à une demi-longueur d’onde. III.3.1.1 Fonctionnement de la structure#1

Nous proposons de diminuer le nombre d’éléments actifs nécessaire au fonctionnement

de l’antenne qui consiste à disposer une source au centre d’un BIPM actif. En faisant en sorte que certaines tiges métalliques passent de continues à discontinues, plusieurs configurations de rayonnement sont accessibles. L’état de l’art du Chapitre III.1 propose ainsi plusieurs topologies d’antenne basées sur ce principe (Figure 88) : le passage de rangées de tiges continues à discontinues fait alors apparaître des directions privilégiées de rayonnement. L’inconvénient d’une telle solution d’antenne est le nombre important d’éléments actifs nécessaire à son fonctionnement.

Or, nous avons mis en évidence dans le paragraphe III.2 que le même fonctionnement bloquant est obtenu pour trois tiges discontinues (Figure 134a) que pour une succession d’une tige discontinue et de deux tiges continues (Figure 134b).

a) b)

Figure 134 : Caractérisation sous onde plane d’un BIPM constitué de a) 3 tiges discontinues (ddd) et b) d’une succession d’une tige discontinue et de deux tiges continues (dcc).

Dès lors, lorsque nous considérons une structure d’antenne exploitant une structure BIPM

active, nous proposons de mettre en oeuvre ce résultat en ne rendant active qu’une seule tige métallique, au lieu de considérer une rangée entière de tiges actives. De ce fait, le nombre d’éléments actifs nécessaire à ce fonctionnement est fortement minimisé.

La Figure 135 propose une antenne constituée d’un dipôle dimensionné à f0=5.25GHz au

centre d’un BIPM carré composé de 6x6 tiges métalliques de hauteur H=4h. La période du BIPM est telle que la caractérisation sous onde plane présente son premier pic de propagation à cette fréquence (comme précédemment, a=17.5mm). Son diagramme de rayonnement présente alors quatre lobes principaux dans les directions (0°, 90°, 180° et 270°).


125

ccc 3 tiges continues

Figure 135 : Source au centre d'un BIPM passif (état de l’art).

Nous insérons maintenant deux rangées de trois tiges métalliques discontinues (carrés

rouges évidés sur la Figure 136) : l’antenne ne présente plus de rayonnement dans la direction de ces trois tiges. Le BIPM étant bloquant, l’énergie ne peut se propager dans cette direction.

ddd 3 tiges discontinues

Figure 136 : Source au centre d'un BIPM actif exploitant 6 tiges métalliques actives (Etat de l’art).

Aussi, lorsque seulement deux tiges métalliques sont rendues discontinues (Figure 137),

un comportement identique au comportement de la topologie précédente est constaté : la source au sein de ce BIPM n’autorise pas l’énergie à se propager dans la direction où ces tiges discontinues sont rencontrées.

dcc

1 tige discontinue &

2 tiges continues

Figure 137 : Source au centre d'un BIPM actif exploitant seulement 2 tiges métalliques actives (Structure#1).

Ce fonctionnement se conserve lorsque seulement une tige métallique de la rangée est

discontinue : toute la rangée se comporte alors comme un réflecteur. Aussi, pour une même direction, les tiges discontinues peuvent être positionnées selon les trois agencements proposés Figure 138.

ddd dcc cdc ccd

Figure 138 : Influence de la position de la tige discontinue dans la rangée active.


126

Les diagrammes de rayonnement de ces quatre topologies d’antenne dans les plans θ=90° et φ=0° sont présentés Figure 139. Ces diagrammes sont alors comparables : quelle que soit la position de la tige discontinue, l’énergie ne peut se propager dans la direction considérée.

Figure 139 : Diagramme de rayonnement dans les plans θ=90° et φ=0° des topologies d'antenne

présentées Figure 138

Encombrement de la structure#1

L’encombrement de la structure est directement lié à la structure BIPM. Pour la structure BIPM proposée dans ce paragraphe, l’encombrement au sol est lié à la période entre tiges successives et au nombre de tiges constituant ce BIPM. Pour un BIPM c6x6 de période a=17.5mm, cet encombrement au sol est de l’ordre de 8.75cm.

Concernant la hauteur du BIPM, l’encombrement dépend du nombre de discontinuités dans les tiges métalliques. Le fonctionnement proposé pour cette structure impose, d’une part, la longueur des tronçons de tiges métalliques « L » (L = 0.5 λ0), et d’autre part, une hauteur « H » de tige métallique minimale (H > 1.5 λ0). Ces deux conditions sont remplies lorsque les tiges discontinues sont composées de deux discontinuités par tiges (ne=2), la taille de la discontinuité étant fixée par la taille de l’élément actif à insérer. Les tronçons de tiges métalliques (au nombre de trois) sont alors de longueur L=28.6mm et les tiges métalliques hautes de H = 8.98 cm. L’encombrement total de la structure est alors de 8.75 x 8.75 x 8.98 cm3. III.3.1.2 Application : antenne sectorielle « 4 secteurs »

Nous proposons d’exploiter ce concept en proposant une topologie d’antenne offrant quatre configurations de rayonnement, chacune illuminant de façon privilégiée un secteur angulaire de l’espace. Ainsi, quatre secteurs angulaires peuvent être couverts en utilisant seulement 4 tiges métalliques actives.

Cette topologie est présentée Figure 140 et est comparée à la topologie préconisée dans l’état de l’art et offrant un fonctionnement équivalent. Le nombre de tiges actives est alors divisé par cinq (4 contre 20 tiges actives).


127

a)

b)

Figure 140 : Antenne sectorielle (4 secteurs) exploitant un BIPM actif c6x6. a) Topologie d’antenne proposée dans l’état de l’art (20 tiges actives) b) Topologie d’antenne proposée (4 tiges actives).

En fonction de l’état des éléments actifs, les tiges métalliques sont soit continues

(éléments actifs passants), soit discontinues (éléments actifs bloquants). En rendant discontinues deux à deux les tiges métalliques, les quatre topologies d’antenne présentées Figure 141 sont accessibles.

Direction#1 Direction#2 Direction#3 Direction#4

Figure 141 : Présentation des quatre configurations offertes par la topologie d’antenne présentée Figure 140b lorsque les tiges sont actives deux à deux.

Les quatre diagrammes de rayonnement correspondants sont alors présentés Figure 142.

Des directivités de 10dB sont alors accessibles dans la direction propagée du BIPM.

Figure 142 : Antenne sectorielle (4 secteurs) mettant à profit une structure BIPM active constituée de quatre tiges actives.

Impédance de l’antenne

L’impédance de la source au sein du BIPM est présentée Figure 143 lorsque, dans une direction, les trois tiges sont continues (ccc) et lorsque deux tiges sont continues et la troisième


128

discontinue (ccd). La tige métallique discontinue étant excentrée, l’environnement proche de la source n’est pas perturbé n’entraînant pas de modifications notables de son impédance.

Figure 143 : Impédance de la structure « ccd » de la Figure 138 comparée à l’impédance de la structure constituée de tiges continues puis coefficient de réflexion de ces deux antennes adaptées sur 250 Ohms.

De plus, nous avons montré dans le chapitre III.2 que modifier la hauteur des tiges

métalliques conserve l’évolution de l’impédance de la source, à un décalage fréquentiel près. De la sorte, en augmentant la hauteur de ces tiges métalliques, il est possible d’adapter l’antenne directement sur 70 Ohms. Validation du fonctionnement avec un BIPM c7x7 actif

En conservant n=3 mais en exploitant un BIPM impair (c7x7), ce fonctionnement se conserve. La Figure 144b présente cette topologie d’antenne puis la compare à la topologie préconisée dans l’état de l’art et offrant un fonctionnement équivalent (Figure 144a). Le nombre de tiges actives nécessaire à ce fonctionnement est alors divisé par trois (4 contre 12 tiges actives)

a)

b)

Figure 144 : Antenne sectorielle (4 secteurs) exploitant un BIPM actif c7x7. a) Topologie d’antenne proposée dans l’état de l’art (12 tiges actives) b)Topologie d’antenne proposée (4 tiges actives).

En fonction de la position et du nombre de tiges métalliques rendues discontinues,

différentes configurations de rayonnement sont accessibles. La Figure 145 présente deux configurations de rayonnement offertes par cette topologie d’antenne lorsqu’une et deux tiges métalliques sont discontinues puis les compare à la même antenne au sein d’un BIPM constitué de tiges continues.


129

a)

b)

Figure 145 : Antenne sectorielle exploitant un BIPM actif c7x7 lorsque a) une tige est discontinue (1ccd) et b) lorsque deux tiges sont discontinues (2ccd).

Les directions pour lesquelles la tige métallique discontinue est rencontrée présentent un

minima de rayonnement. Les autres directions de rayonnement, et notamment les directions de rayonnement privilégiées restent inchangées. Des directivités de 10dB sont alors accessibles avec un encombrement de 10.5 x 10.5 x 9.98 cm3. Impédance de la source au sein d’un BIPM c7x7 actif.

La Figure 146 présente l’impédance de la source lorsque aucune, une puis deux tiges métalliques sont discontinues.

Figure 146 : Impédance de la source au sein d’un BIPM actif c7x7 lorsque aucune, une et deux tiges

métalliques sont discontinues. b) Coefficient de réflexion après adaptation sur 50 Ohms.

Quelle que soit la position et le nombre des tiges métalliques discontinues, l’impédance de la source au centre de ce BIPM se conserve. Comparée à l’impédance de la source au centre d’un BIPM constitué de tiges continues, on constate cependant un décalage en fréquence qu’il est alors possible de corriger en augmentant la hauteur des tiges métalliques. La Figure 148 présente pour l’une de ces configurations (c7x7_1ccd) l’impédance de la source pour deux hauteurs de tiges métalliques différentes (H1 = 3h+2e et H2 = 4h+3e>H1).


130

Figure 147 : a) Impédance de la source au sein d’un BIPM actif c7x7 lorsqu’une tige métallique est discontinue et pour deux hauteurs de tiges métalliques : H1 et H2>H1. b) Coefficient de réflexion après

adaptation sur 50 Ohms.

Nous retrouvons alors bien que l’impédance conserve une évolution comparable mais se

décale en fréquence, permettant ainsi d’adapter l’antenne en faisant évoluer la hauteur des tiges métalliques III.3.1.3 Gain de diversité

Afin d’évaluer le gain de diversité apporté par la topologie d’antenne présentée Figure

141, nous avons calculé le coefficient de corrélation 3D entre deux diagrammes de rayonnement offert par cette topologie d’antenne. Comme préconisé dans le chapitre I.3.3, nous avons également évalué la variation de ce coefficient par rapport à Γ puis son coefficient de corrélation 2D dans le plan θ = π/2 (Figure 148).

ρe(3D) = 0.62 (pour Γ=0)

ρe( θ=π/2 ) = 0.54

Figure 148 : Coefficient de corrélation entre deux configurations de rayonnement offertes par la topologie d’antenne proposée Figure 141.

Les coefficients de corrélation 3D et 2D dans le plan θ=90° sont tous les deux inférieurs à

0.7, valeur seuil en dessous de laquelle les diagrammes de rayonnement sont considérés comme dé-corrélés. Selon ce critère, cette topologie d’antenne est un bon candidat susceptible de tirer profit de la propagation indoor et des trajets multiples associés.


131

III.3.2 Structure#2

Cette seconde structure (« Structure#2 ») exploite des tiges métalliques discontinues dont la taille des tronçons de tiges métalliques est inférieure à un quart de longueur d’onde.

Cette topologie d’antenne est présentée Figure 149. Nous sommes partis d’un BIPM à géométrie carrée avec un nombre limité de tiges métalliques (n=nx=ny=4). Ce BIPM, noté c4x4, est composé de seize tiges métalliques continues et passives. La source, un dipôle, est placée au centre de la structure BIPM. Nous proposons de disposer 8 tiges métalliques supplémentaires (T1 à T8) à la périphérie des 16 premières tiges métalliques. Ces 8 tiges périphériques peuvent alors être rendues actives selon différents scénarii de commutation.

Figure 149 : Présentation de la structure#2.

La fréquence de fonctionnement de l’antenne est toujours f0=5.25GHz. Le

dimensionnement du dipôle et du BIPM est donc conservé par rapport au chapitre III.2. Les tiges métalliques sont alors de rayon r=0.5mm et périodiquement espacées de a=17.5mm . La hauteur des tiges métalliques (« H ») est égale à trois fois celle de la source (« h »), correspondant à la hauteur minimale des tiges préconisée dans le chapitre précédent.

L’ensemble des agencements offerts par cette topologie d’antenne sont présentés Figure 150. Lorsque les 8 tiges périphériques sont discontinues, nous retrouvons la structure c4x4 de base. Lorsqu’elles sont toutes continues, la topologie d’antenne est appelée c4x4(1). Enfin, lorsqu’elles sont deux à deux continues et discontinues, quatre autres topologies d’antennes sont accessibles notées c4x4(2), c4x4(3), c4x4(4) et c4x4(5).

c4x4 c4x4(1) c4x4(2) c4x4(3) c4x4(4) c4x4(5)

Figure 150 : Topologies d'antenne accessibles selon que les tiges soient continues ou discontinues.


132

III.3.2.1 Configurations statiques Diagramme de rayonnement des configurations statiques

Dans un premier temps, nous considérons des configurations statiques c’est à dire sans éléments actifs. Aussi, les simulations sont menées avec ou sans tiges métalliques aux emplacements où des tiges métalliques continues, respectivement discontinues, sont envisagées (Figure 151).

c4x4

c4x4(2)

Figure 151 : Simulation de configurations statiques.

Cette topologie d’antenne offre alors différentes configurations de rayonnement selon le

nombre et l’emplacement des tiges métalliques actives. Les diagrammes de rayonnement dans le plan θ=90° de ces différentes configurations sont présentées Figure 152.

c4x4 c4x4(2) c4x4(4)

c4x4(1) c4x4(3) c4x4(5)

Figure 152 : Diagrammes de rayonnement simulés à f=5.25GHz (plan θ=90°) pour les différentes configurations d’antennes présentées Figure 150.


133

La configuration c4x4 présente un diagramme de rayonnement en forme de rosace avec quatre lobes dans les quatre directions principales de l’espace. Le rapport de directivité dans les directions principales et les directions à 45° est cependant faible car le nombre de périodes est limité à 2 dans l’ensemble des directions de l’espace.

Les autres configurations de BIP ne sont plus carrées. La source étant disposée entre les tiges et le nombre de tiges métalliques vues étant faible, les diagrammes de rayonnement de ces structures présentent des lobes dans les directions ou le nombre de tiges métalliques traversées est le moins important. C’est le cas pour la configuration c4x4(1) qui présente quatre lobes principaux dans les quatre directions à 45° des directions principales.

Les configurations c4x4(2) et c4x4(3) ainsi que c4x4(4) et c4x4(5) sont couplées deux à deux car elles sont identiques, l’une ayant subie une symétrie axiale suivant l’axe Oy par rapport à l’autre. Leurs diagrammes de rayonnement sont alors identiques à cette symétrie près.

Le nombre de tiges actives dépend in fine du scénario de diversité envisagé. Lorsque les huit tiges métalliques périphériques sont actives (Figure 153a), l’ensemble des topologies c4x4(x) présentées précédemment sont accessibles : quinze scénarios de commutation sont envisageables.

Ce nombre de tiges actives peut être limité à quatre par exemple. Le nombre de configurations de rayonnement accessible sera alors moindre. La Figure 153b propose un exemple de configuration d’antenne pour laquelle seulement quatre tiges métalliques sont actives. Cette topologie offre la possibilité de passer du diagramme offert par la topologie c4x4(2) à c4x4(4). Seules les tiges T3, T4, T7 et T8 sont alors actives et les deux configurations de rayonnement sont obtenues en faisant en sorte que, simultanément, les tiges (T3 et T8) et (T4 et T7) passent de continues à discontinues.

a) b)

Figure 153 : Scénarios de commutation envisageables avec a) 8 tiges actives et b) 4 tiges actives.

Mesure des configurations statiques

Le diagramme de rayonnement de ces différentes configurations statiques a été mesuré dans la chambre anéchoïde de Thomson à f0=5.25GHz. Le dispositif expérimental est présenté Figure 154. Le dipôle est disposé au centre du BIPM posé sur un plateau mobile pouvant décrire une rotation de 360° sur son axe. Lors de cette rotation, le système d’alimentation du dipôle se retrouve dans l’axe du cornet émetteur perturbant ainsi la mesure dans ce secteur angulaire.

La Figure 155 compare les diagrammes de rayonnement normalisés dans le plan θ=90°

des configurations c4x4(2) et c4x4(5). Ces diagrammes laissent apparaître des directions autorisées et interdites de rayonnement identiques à la simulation dans un large secteur angulaire.


134

a) b) Figure 154 : Dispositif expérimental mis en œuvre. a) Principe : b) En réception, le dipôle est positionné au

centre de la structure#2 selon plusieurs dispositions des tiges discontinues.

a) b)

Figure 155 : Diagramme de rayonnement dans le plan θ=90° des configurations statiques c4x4(2) et c4x4(5)

Le fonctionnement des configurations statiques est validé lorsque les tiges discontinues

sont remplacées par une absence de tiges. Impédance des configurations statiques

La Figure 156a présente l’impédance du dipôle (parties réelles et imaginaires) au sein des différentes configurations de BIPM. Cette impédance se conserve pour les configurations c4x4(2), c4x4(3), c4x4(4) et c4x4(5). Cela s’explique car l’environnement proche autour du dipôle reste inchangé pour ces quatre configurations.

a) b)

Figure 156 : Impédance puis coefficient de réflexion du dipôle adapté sur 50Ω et plongé au sein de la structure#2 selon différentes positions des tiges discontinues : c4x4(x)


135

En adaptant le dipôle sur 73 Ohms, le dipôle présente une largeur de bande de près de 1.2GHz autour de 5GHz, comme le montre la Figure 156b. III.3.2.2 Structure#2 en présence de tiges métalliques discontinues

Minimiser le nombre d’éléments actifs passe également par minimiser le nombre de discontinuités dans les tiges métalliques. En effet, à terme, chaque discontinuité sera pourvue d’un élément actif permettant de passer de tiges continues (état passant) à des tiges discontinues (état bloquant).

Une seconde étape intermédiaire permettant de valider le fonctionnement envisagé consiste donc à considérer ces éléments actifs comme idéaux, c’est à dire présentant une isolation parfaite et sans pertes d’insertion. Aussi, lorsque les éléments actifs d’une tige métallique sont dans un état passant, respectivement bloquant, cette tige métallique sera simulée par une tige continue, respectivement discontinue.

Pour cette étude, deux paramètres géométriques nous sont imposés : la taille des discontinuités (« e ») et la hauteur des tiges métalliques (« H »). La taille des discontinuités est imposée par la taille de l’élément actif. Pour la diode PIN que nous utilisons dans la bande de fréquence 5-6GHz (HSMP489B de HP), la dimension du boîtier SOT323 dans lequel la diode est insérée est de l’ordre de 2x2 mm² : e=2mm. Par ailleurs, une hauteur de tiges métalliques minimale est imposée afin de se retrouver dans le cas de fonctionnement BIPM : H ≥3h.

Nous avons alors simulé une même topologie, la topologie c4x4(2), en présence de quatre tiges discontinues et en faisant évoluer le nombre de discontinuités. Les différents dimensionnements simulés sont présentés Figure 157. De une à six discontinuités sont disposées au sein des tiges métalliques. Les deux cas limites correspondent alors, d’une part, à la topologie c4x4(1) lorsque ces quatre tiges sont continues (aucune discontinuité), et d’autre part, à la topologie c4x4(2) lorsque ces quatre tiges sont ôtées (nombre infini de discontinuités).

a)

b)

ne L (mm) H (mm) c4x4(1) 0 Tiges continues c4x4(2) 1 40 mm ≈ 0.7 λ0 82 c4x4(2) 2 28.6 mm ≈ 0.5 λ0 89.8 c4x4(2) 3 20 mm ≈ 0.35 λ0 86 c4x4(2) 4 14.4 mm ≈ 0.25 λ0 80 c4x4(2) 5 11.5 mm ≈ 0.2 λ0 79 c4x4(2) 6 10.3 mm ≈ 0.18 λ0 84.1 c4x4(2) ∝ Pas de tiges

Figure 157 : Configuration c4x4(x) simulée en fonction du nombre de discontinuités par tiges.

La Figure 158 présente les différents diagrammes de rayonnement de la topologie

présentée Figure 157a en fonction du nombre de discontinuités au sein des tiges discontinues.


136

Figure 158 : Evolution du diagramme de rayonnement en fonction du nombre de discontinuité ne. (avec e = 2mm et H > 3h).

En fonction de la longueur des tronçons métalliques, le diagramme de rayonnement de

l’antenne évolue. Lorsque qu’une seule discontinuité est insérée au sein de ces quatre tiges discontinues, son diagramme de rayonnement est alors très proche de celui de la topologie c4x4(1), c’est à dire lorsque ces quatre tiges métalliques sont continues. A l’opposé, lorsque le nombre de discontinuité augmente (à partir de ne=4), son diagramme de rayonnement se rapproche de celui de la topologie c4x4(2), c’est à dire lorsque ces quatre tiges sont ôtées.

Les tiges métalliques discontinues deviennent « transparentes » lorsque la longueur des tronçons de tiges métalliques (L) est inférieure à λo/4. III.3.2.3 Gain de diversité Passage de la topologie c4x4(1) au c4x4(2)

La Figure 159 présente les deux diagrammes de rayonnement offert par ce le scénario de commutation qui consiste à passer de la topologie c4x4(2) à c4x4(1) puis une coupe de ces deux diagrammes dans le plan θ=90°.

c4x4(2)

c4x4(1)

Figure 159 : Diagrammes de rayonnement accessibles lors du passage de la configuration c4x4(2) à c4x4(1)


137

Nous allons nous assurer que ces deux diagrammes sont dé-corrélés en calculant leur

coefficient de corrélation 3D. La Figure 160 présente ce résultat ainsi que sa variation selon Γ et son coefficient de corrélation 2D dans le plan θ=90°.

ρe(3D) = 0.95 (pour Γ=0)

ρe( θ=π/2 ) = 0.70

Figure 160 : Coefficient de corrélation entre les deux diagrammes de rayonnement offerts par les configurations c4x4(1) et c4x4(2).

Pour Γ=0, c’est à dire en considérant que l’ensemble des directions d’arrivée de l’onde

incidente sur l’antenne est équiprobable, le coefficient de corrélation de ces deux diagrammes de rayonnement est alors égal à 0.95, soit au-dessus du seuil de 0.7. De plus, Sur l’intervalle de variation de Γ considéré, ce coefficient de corrélation 3D est constant. Seul le coefficient de corrélation 2D dans le plan θ=90° atteint tout juste ce seuil.

Ce scénario de commutation n’est donc à priori pas un bon candidat pour permettre de proposer deux diagrammes de rayonnement dé-corrélés. Autres scénarii de commutation

Quatorze autres « couples » de diagramme de rayonnement sont accessibles lorsque les huit tiges métalliques périphériques sont actives. Le gain de diversité de certains de ces « couples » de diagramme est alors évalué. La Figure 161 compare les diagrammes de rayonnement dans le plan θ=90° de ces différents scénarii.

Les deux premiers scénarii proposent le passage de la topologie d’antenne c4x4(2) à c4x4(3) et de c4x4(4) à c4x4x(5). Or, le c4x4(3) est obtenu en faisant subir au c4x4(2) une symétrie axiale suivant l’axe X par exemple. Il en est de même entre les topologies c4x4(4) et c4x4(5). Ainsi, ces topologies deux à deux sont a priori mieux dé-corrélées que le scénario précédent, car, deux à deux, les diagrammes offrent un maximum de rayonnement lorsque l’autre offre un minimum de rayonnement. Cela se vérifie alors dans le calcul du coefficient de corrélation dans le plan θ=90° avec respectivement un coefficient de 0.48 et 0.66 pour les scénario#1 et scénario#2.

Cependant le coefficient de corrélation 3D met en évidence que ces deux scénarios présente des valeurs élevées, proches de l’unité.


138

Ce résultat se retrouve sur les autres scénarii de commutation évaluée : le coefficient de corrélation 3D est supérieur au seuil de 0.7 ne faisant pas de ces antennes les candidats idéaux permettant de combattre les évanouissements profonds liés à l’environnement de propagation indoor.

Scénario#1 c4x4(2) c4x4(3)


Scénario#3 c4x4 c4x4(1)


Scénario#5 c4x4(2) c4x4

Scénario#6 c4x4(4) c4x4

Figure 161 : Diagrammes de rayonnement offerts par différents scénarii de commutation (Plan θ=90°).

scénario ρe (2D, θ=90°) ρe (3D) #1 0.48 0.91 #2 0.66 0.94 #3 0.71 0.88 #4 0.76 0.95 #5 0.83 0.92 #6 0.87 0.94

Figure 162 : Coefficient de corrélation entre les diagrammes de rayonnement offerts selon les scénarii de commutation présentés Figure 161.


139

III.4 Sources multiples décentrées au sein d’un BIPM passif

Une seconde topologie d’antenne présentant de la diversité de rayonnement exploitant

une structure BIP métallique est proposée dans ce paragraphe. Elle consiste à disposer plusieurs sources décentrées au sein d’un BIPM à tiges continues.

III.4.1 Principe de fonctionnement

Dans le chapitre III.2, nous avons identifié que décentrer une source rayonnante au sein d’une structure BIPM finie permettait de modifier son diagramme de rayonnement. Un diagramme de rayonnement différent correspond alors à chaque position de la source au sein du BIPM car l’environnement de tiges métalliques (n,a,…) évolue avec cette position.

Dans ce chapitre, nous proposons une topologie d’antenne à diversité de rayonnement mettant à profit cette propriété du BIPM. Le principe est de plonger N éléments rayonnants décentrés à l’intérieur d’une structure BIPM constituée de tiges métalliques continues (Figure 163). Le BIPM est alors passif : il n’est donc plus question d’introduire des éléments actifs au sein des tiges métalliques. La diversité de rayonnement est obtenue à l’aide d’un switch imprimé (Annexe_B) qui permet de commander l’excitation des N éléments rayonnants, offrant ainsi 2N-1 configurations de rayonnement différentes.

Figure 163 : Principe général de l’antenne : des sources multiples sont décentrées au sein d’un BIPM.

La Figure 164 propose une telle topologie d’antenne lorsque N=2 : deux éléments

rayonnants sont décentrés au sein d’un BIPM passif. Trois configurations de rayonnement sont alors accessibles en fonction de l’état du switch. Ces trois états correspondent à l’excitation d’un élément rayonnant, de l’autre ou des deux simultanément.


140

Figure 164 : Schéma de principe de la topologie d'antenne à diversité de rayonnement proposée.

Ce chapitre propose l’implémentation de cette solution d’antenne à diversité de

rayonnement dans ce cas de figure (deux éléments rayonnants). Afin de minimiser l’encombrement de la structure, nous allons évaluer dans quelle mesure le fonctionnement attendu se conserve lorsque :

l’on modifie la source en remplaçant un dipôle par un monopole. L’encombrement en hauteur est alors divisé par 2. Les premières simulations seront menées sur plan de masse de dimension infinie puis l’influence de la finitude du plan de masse sera ensuite évaluée. (Paragraphe III4.2.1).

l’on diminue le nombre de période du motif élémentaire (n). Le gain de compacité se fait cependant au détriment de l’effet BIP associé qui est de moins en moins marqué lorsque le nombre de périodes diminue. (Paragraphe III4.2.2)

III.4.2 Minimisation de l’encombrement III.4.2.1 Passage du dipôle au monopole

En remplaçant le dipôle par un monopole, les dimensions de la source suivant l’axe Z sont divisées par un facteur 2. La structure BIPM reste inchangée lors de ce passage de dipôle à monopole. Seule la hauteur des tiges métalliques est ajustée à la nouvelle source. Nous allons vérifier que le fonctionnement « source au centre d’un BIPM » se conserve lorsque la hauteur des tiges métalliques est également divisée par 2. Monopole centré au sein du BIPM

La Figure 165a et Figure 165b présentent une coupe dans le plan xOz du BIPM respectivement en présence d’un dipôle et d’un monopole. Dans un premier temps, les simulations du monopole sont menées sur un plan de masse infini. La structure carrée c7x7 du BIPM ainsi que la période entre tiges successives est conservée (a=17.5mm). La hauteur du monopole est notée h’. Pour un dimensionnement à la même fréquence f0=5.25GHz, on vérifie que h’ est égal à h/2. La hauteur des tiges métalliques est alors notée H’.


141

a) b)

Figure 165 : a) Dipôle et b) monopole au centre d’un BIPM c7x7. (Plan xOz)

Le plan de masse étant de dimension infinie, le monopole centré au sein du BIPM

rayonne uniquement au-dessus de ce plan de masse. La Figure 166 présente les diagrammes de rayonnement dans les plans φ=0 et φ=45° de

ces deux structures d’antenne lorsque le rapport entre hauteur de source et hauteur des tiges métalliques est conservé (H = 4.5h pour le dipôle et H’ = 4.5h’ pour le monopole).

a) b)

Figure 166 : Diagrammes de rayonnement simulés à f0=5.25GHz pour les structures présentées Figure 165. a) plan φ=0° et b) plan φ =45°.

La forme globale du diagramme de rayonnement reste équivalente dans le demi plan

supérieur lorsque l’on conserve le rapport entre hauteur de la source et hauteur des tiges métalliques. La présence du plan de masse entraîne, d’une part, une augmentation de la directivité pour des angles θ faibles, sorte de fuites vers le zénith et, d’autre part, un décalage de l’angle θi correspondant à une période apparente présentant une bande interdite. Le décalage de cet angle se justifie par la présence du plan de masse qui modifie la période apparente dans le secteur angulaire correspondant à la traversée de 3 tiges métalliques. Cette perturbation est alors moindre pour des angles rasants (proche de θ=90°) : le diagramme de rayonnement se conserve lorsque la source est un monopole ou un dipôle.

Différentes dimensions de plan de masse carré ont été simulées (Figure 167) : un plan de masse carré de 3.5λ0 de coté (pour se rapprocher de la configuration «plan de masse infini »), puis deux dimensions plus faibles (2λ0 et 0.7λ0 de coté).


142

Figure 167 : Dimension des plans de masse simulés pour la source centrée au sein du BIPM.

Les diagrammes de rayonnement dans le plan φ=0° et θ=90° sont présentés Figure 168

pour ces différentes dimensions de plans de masse.

Figure 168 : Diagramme de rayonnement du monopole au centre du BIPM en fonction de la dimension du plan de masse. Plan θ=90° (xOy) et φ=0° (xOz).

La finitude du plan de masse entraîne un rayonnement arrière vers le dessous de la

structure. Dans le plan φ=0°, le diagramme de rayonnement du monopole au centre du BIPM est alors dégradé comparé à celui du monopole sur plan de masse infini, cela quelles que soient les dimensions de ce plan de masse. Même si l’allure générale se conserve et notamment l’angle θi, une modification majeure intervient quant aux niveaux des lobes dans le plan θ=90°. Dans ce plan, la forme du diagramme de rayonnement respecte le modèle « dimension apparente» mais la directivité dans les directions principales chute de 6 dB.

Notre objectif étant de proposer plusieurs configurations de rayonnement à partir d’une

même structure BIPM passive, cette dégradation n’est pas critique.

Par ailleurs, étant donné que le rayonnement du monopole au centre du BIPM est peu affecté par la taille du plan de masse, nous préférerons à priori utiliser un plan de masse de dimension réduite, la plus réduite possible. La dimension de base de la structure dépend de la surface de base du BIPM. Le fait de diminuer les dimensions du plan de masse en deçà de cette surface ne permet plus un gain de compacité mais plutôt un gain de matière car ce plan de masse sera à terme la face métallisée d’un substrat diélectrique. Aussi plus les dimensions de ce substrat sont restreintes, plus son coût sera faible.


143

Deux monopoles décentrés au sein d’un BIPM

La topologie d’antenne proposée dans ce chapitre consiste à disposer deux monopoles décentrés au sein d’un BIPM, comme proposé Figure 169. La structure BIPM exploitée est la même que précédemment, un BIPM carré composé de 7x7 tiges métalliques et de période a=17.5mm.

Configuration n°1

Configuration n°2

Figure 169 : Topologie d’antenne constituée de deux monopoles décentrés au sein d’un BIPM c7x7.

La Figure 170 présente les deux configurations de rayonnement offertes par cette

topologie d’antenne lorsque soit l’un ou l’autre des monopoles sont alimentés.

Figure 170 : Diagramme de rayonnement des deux configurations de rayonnement offertes par l’antenne présentée Figure 169.

Nous retrouvons alors les directions privilégiées de rayonnement de la topologie

d’antenne présentée Figure 129 lorsqu’un dipôle était décentré de la sorte au sein du BIPM. La présence du second monopole provoque cependant une dissymétrie du diagramme de rayonnement car cette seconde source perturbe la périodicité du BIPM. Malgré cette dissymétrie, ces diagrammes de rayonnement présentent un lobe principal vers l’extérieur du BIPM et deux lobes dans les directions où le BIPM est « passant », à savoir selon les directions +X et –Y. III.4.2.2 Passage à un BIPM c5x5

En remplaçant le dipôle par un monopole, nous avons diminué l’encombrement de la topologie d’antenne suivant l’axe Z. Il est également possible de minimiser l’encombrement de l’antenne en diminuant le nombre de périodes selon les axes X et Y.


144

Monopole décentré au sein d’un BIPM c5x5

Nous proposons ainsi d’utiliser une structure BIPM constituée de 5x5 tiges métalliques. La Figure 171a présente cette topologie constituée d’un monopole décentré au sein de ce BIPM. Son diagramme de rayonnement dans les plans θ=90° et φ=0° est alors présenté Figure 171b.

a) b) Figure 171 : Diagramme de rayonnement d’un monopole décentré au sein d'un BIPM c5x5.

Dans le plan θ=90°, nous retrouvons alors des directions privilégiées de rayonnement

dans les directions où la structure BIPM présente un comportement « passant ». Deux monopoles décentrés au sein d’un BIPM c5x5

La Figure 172 présente cette même structure BIPM en présence d’un second monopole et le diagramme de rayonnement offert par cette topologie d’antenne lorsque le monopole n°2 est alimenté.

a) b) Figure 172 : Diagramme de rayonnement de deux monopoles décentrés au sein d'un BIPM c5x5.

L’ajout du second monopole (monopole n°1) à la place d’une tige métallique dégrade le

diagramme de rayonnement du monopole n°2. La topologie d’antenne est alors plus sensible à l’ajout du second monopole car la périodicité est fortement perturbée dans le plan φ=0°. Au contraire, le second monopole n’a pas d’incidence sur la périodicité dans le plan φ=90° : le diagramme conserve alors nettement un lobe dans la direction -Y.

La Figure 173 présente l’impédance puis le coefficient de réflexion de la source adaptée sur 50 Ohms des deux topologies d’antenne présentées précédemment, à savoir un monopole (Figure 171) et deux monopoles (Figure 172) décentrés au sein d’un BIPM c5x5. L’ajout du second monopole au sein du BIPM conserve alors une bonne adaptation sur une bande passante à -10dB de l’ordre de 16%.


145

a) b)

Figure 173 : Impédance des antennes présentées Figure 171a et Figure 172a puis coefficient de réflexion de la source adaptée sur 50 Ohms.

III.4.3 Gain de diversité

Le gain de diversité apporté par cette topologie d’antenne est alors évalué en calculant le coefficient de corrélation entre les diagrammes offerts par cette topologie. Ce coefficient de corrélation est ensuite comparé à celui offert par la même topologie d’antenne mais sans structure BIPM, à savoir deux monopoles espacés de 35mm (Figure 174).

a) b) Figure 174 : Topologies d’antenne constituées de deux monopoles a) décentrés au sein d'un BIPM puis b)

sans BIPM.

Comme préconisé dans le chapitre I.3.3, nous avons calculé le coefficient de corrélation

3D, sa variation par rapport à Γ puis son coefficient de corrélation 2D dans les plans θ=90°.

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

-20 -10 0 10 20

Γ

ρe

conf1BIP_conf2BIP

conf1_conf2

ρe(3D) = 0.2 (pour Γ=0)

ρe( θ=π/2 ) = 0.01

Figure 175 : Coefficient de corrélation entre deux configurations de rayonnement offertes par la topologie d’antenne proposée Figure 174.


146

Les coefficients de corrélation 3D et 2D dans le plan θ=90° sont tous les deux inférieurs à 0.7, valeur seuil en dessous de laquelle les diagrammes de rayonnement sont considérés comme dé-corrélés. L’apport de la structure BIPM est alors notable lorsque le coefficient Γ est faible.

III.4.4 Implémentation active La Figure 176 propose l’implémentation active de la solution que nous privilégions à

l’issue de cette étude : deux monopoles décentrés au sein d’un BIPM c5x5. Nous proposons de décomposer la topologie d’antenne en deux sous-ensembles venant s’emboîter l’un dans l’autre.

La première structure («Structure1») est le BIPM en lui-même constitué de tiges métalliques continues. Ces tiges métalliques sont disposées parallèles les unes par rapport aux autres dans un diélectrique de permittivité (εr), de l’air dans un premier temps. Ce diélectrique présente l’avantage de rigidifier le peigne métallique et de le soustraire aux agressions extérieures (chocs,…). Ce bloc de diélectrique est également évidé à certaines positions afin de venir emboîter les monopoles parallèlement et entre les tiges métalliques.

La seconde structure («structure2») est un circuit imprimé classique sur un substrat diélectrique. Une face de ce substrat (face0) est métallisée et sert de plan de masse au réseau d’alimentation des monopoles qui est gravé sur l’autre face du substrat (face1). Ce réseau d’alimentation est constitué d’un switch imprimé et de lignes micro-rubans. Un trou métallisé est percé dans le substrat à chaque extrémité de ligne micro-ruban permettant ainsi d’alimenter les monopoles en vis à vis de l’autre coté de ce substrat.

« Structure 1 » BIPM Tiges métalliques

« Structure 2 » Circuit imprimé sur substrat diélectrique

Figure 176 : Implémentation active de la topologie d'antenne consistant à décentrer deux monopoles au sein d’un BIPM passif.

Une réalisation de ce prototype sera prochainement mesurée.

Conclusion générale & perspectives

147

III.5 Références

[II.1] “Experimental and theoretical results for a two-dimensional metal photonic band-gap cavity”, Smith D.R., Schultz S., Kroll N., Sigalas M., Ho K.M., Soukoulis C.M., Applied Physics Letters, Lett. 65, 645 (Aug 1994)

[III.2] “Antennes et Matériaux à Bande Interdite Photonique (BIP) Métalliques”, Poilasne G., Thèse soutenue le 5 juillet 1999, , Université de Rennes1.

[III.3] “Experimental demonstration of electrically controllable photonic crystals at centimeter wavelengths,” De Lustrac, A., F. Gadot, S. Cabaret, J. M. Lourtioz, T. Brillat, A. Priou, and E. Akmansoy, Applied Physical Letters, Vol. 75, 1625–1627, September 1999.

[III.4] “Structures périodiques planaires et cylindriques appliquées aux antennes pour communication mobile”, Boutayeb H., Thèse soutenue le 12 décembre 2003, Université de Rennes1.

[III.5] “Active metallic PBG materials used for polarization diversity”, Poilasne G., Desclos L., 2000 IEEE Int. Antennas and Propagation Symposium

[III.6] “Applications des matériaux BIP à la réduction de la S.E.R. d'un réseau d'antennes”,Collardey S., Thèse soutenue le 17 décembre 2002, Université de Rennes1.

[III.7] “Frequency Selective Surface : Theory and design”, Munk B.A. ISBN: 0471370479, 2000

[III.8] “An Investigation into the Feasibility of designing Frequency Selective Windows employing periodic structures”, Mias C., Tsakonas C., Oswald C., Final Report for the UK Radiocommunications Agency, 2003

[III.9] “An electromagnetic Bandgap Resonator Antenna”, Cheype C., Serier C., Thevenot M., Monediere T., Reineix A., Jecko, B., IEEE Transactions on Antennas and Propagation,Volume: 50 , Issue: 9 , Sept. 2002

[III.10] “1-D Photonic BandGap resonator Antenna”, Serier C., Cheype C., R. Chantalat , Thevenot M., Monediere T., Reineix A., Jecko, B., IEEE Microwave And Optical Technology Letters,Vol. 29, No. 5, June 5 2001

[III.11] “Optimisation d'un réflecteur spatial à couverture cellulaire par l'utilisation d'une antenne à bande interdite électromagnétique multisources”, Chantalat R., Thèse soutenue le 03 novembre 2003, Université de Limoges

[III.12] “Etude théorique et numérique de la diffraction par des réseaux bi-périodiques en électromagnétisme. Applications aux cristaux photoniques et aux antennes directives compactes”, Guérin N., Thèse soutenue le 25 septembre 2003, Université Aix-Marseille III.


148

[III.13] “Dispersion diagrams of Bloch modes applied to the design of directive source”, Enoch S., Tayeb G., and Maystre D.. Vol.41: pp 61-81, 2003. Invited paper in the special issue on « Electromagnetic applications of PBG materials and structures », Progress in electromagnetics Research series

[III.14] “Photonic crystals : Molding the flow of light”, Joannopoulos J. D., Meade R. D., Winn J. N., ISBN: 0691037442

[III.15] “Existence of a photonic gap in periodic dielectric structures”, Ho K.M., Chan C.T., Soukoulis C.M., Physical Review Letters, vol.65, n°25, dec1991

[II.16] “Photonic band gaps in three dimensions : new layer-by-layer periodic structures”, Ho K.M., Chan C.T., Soukoulis C.M., Biswas R., Solid State Communications, vol.89, pp413 (1994)

[III.17] “Analytical Modeling in Applied Electromagnetics”, Tretiakov S., Artech House Publishers, (June 1, 2003), ISBN: 1580533671

[III.18] Ie3D (Zeland), http://www.zeland.com/

[III.19] HFSS (Ansoft), www.hfss.com/

[III.20] IMELSI (Code FDTD développé au sein de l’IETR) “Contribution à la méthode FDTD pour l’étude d’antenne et de la diffraction d’objets enfouis”, Guiffaut C., Thèse soutenue en octobre 2000, Université de Rennes1

[III.21] “Numerical studies of metallic PBG structures”, Tarot A.-C., Collardey S., Mahdjoubi K., Vol.41: pp 134-156, 2003. Invited paper in the special issue on « Electromagnetic applications of PBG materials and structures », Progress in electromagnetics Research series

[III.22] “Switched Parasitic Antennas for Cellular Communications”, Thiel D.V., Smith S., ISBN: 1580531547 , 2001

[III.23] “Seven-Element Ground Skirt Monopole ESPAR Antenna Design From a Genetic Algorithm and the Finite Element Method”, Schlub R., Lu J., Ohira T., IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol.50 , Issue: 9 , Nov. 2003


149

Conclusion générale &

perspectives


150

Conclusion générale & Perspectives

L’objectif de cette thèse était d’exploiter les structures BIP pour concevoir des topologies d’antennes et dispositifs associés (filtres,…) dans le cadre de réseaux domestiques sans fils.

Pour cela, nous avons tout d’abord présenté le contexte de l’étude (chapitre I) en précisant notamment les problématiques associées à la propagation en environnement domestique rencontrées sur le type de réseaux locaux sans fils envisagé par THOMSON (chapitre I.1 et chapitre I.2). Le recours à la diversité d’antenne est alors une technique bien connue permettant d’améliorer la qualité d’une telle liaison sans fils (Chapitre I.3). Les structures BIP présentent justement des caractéristiques susceptibles de répondre à ce besoin (chapitre I.4).

Tout au long de ce manuscrit, nous nous sommes alors efforcés de présenter les attraits des structures BIP aux fréquences micro-ondes en nous intéressant plus particulièrement aux structures BIP susceptibles de procurer à un élément rayonnant de l’agilité de diagramme. Ce manuscrit présente ainsi différentes topologies d’antenne présentant un schéma de diversité d’antenne et exploitant une structure BIP. Pour chacune d’entre elles, le gain de diversité a été évalué à l’aide d’un outil appelé « coefficient de corrélation ». Cela nous a permis de quantifier l’apport du BIP sur la capacité de l’antenne à proposer deux diagrammes de rayonnement dé-corrélés. Notre approche des structures BIP

De nombreux travaux ont été entrepris sur ces structures BIP depuis les travaux précurseurs de Yablonovitch et ont aboutit à de multiples applications dans le domaine des hyperfréquences : réflecteurs d’antennes, substrat d’antenne, filtres,… Dans ce manuscrit, nous avons distingué deux catégories de structures BIP : les structures BIP planaires pour substrat diélectrique et les structures BIP volumiques. Un chapitre est consacré à chacune de ces deux catégories.

Dans le chapitre II, nous proposons tout d’abord un état de l’art présentant ces structures BIP planaires pour substrat diélectrique et leur application aux antennes (Chapitre II.1). Deux types d’applications sont présentés : des applications de filtrage fréquentiel lorsque la bande interdite du BIP est exploitée et des applications de déphasage lorsque la bande passante du BIP est exploitée.

Nous nous sommes ensuite intéressés à l’une de ces structures BIP planaires pour substrat diélectrique : la structure BIP de Radisic. Le fonctionnement de cette structure est justifié analytiquement et une étude paramétrique permet d’évaluer l’influence de chacun de ces


151

paramètres géométriques. La fonction de déphasage offerte par cette structure dans sa bande passante est alors exploitée sur un réseau d’antenne afin de dépointer son diagramme de rayonnement (Chapitre II.2).

Enfin, nous avons proposé une structure BIP pour fente, structure duale de la structure BIP de Radisic. Son fonctionnement est tout d’abord validé puis la fonction de filtrage offerte par cette structure est appliquée à des antennes de types fente en intégrant avec succès la structure BIP directement sur ces éléments rayonnants. Enfin, deux autres structures BIP pour fente permettant de diminuer l’encombrement de la structure sont proposées : la structure BIP bi-couche pour fente et la structure BIP anisotrope pour fente (Chapitre II.3).

Le chapitre III concerne ensuite les structures BIP volumiques. Ce chapitre s’ouvre sur un état de l’art présentant ces différentes structures BIP volumiques (BIP Métallique, radômes diélectriques, radômes métalliques) et leurs applications aux antennes (Chapitre III.1).

Ensuite, nous nous sommes intéressés à l’une d’entre elle, la structure BIP métallique (ou BIPM) et plus particulièrement à l’étude d’une source plongée au sein d’un BIPM. Une interprétation des diagrammes de rayonnement de ces topologies d’antenne est proposée en mettant en relation les directions privilégiées de rayonnement avec le caractère passant ou bloquant d’une simulation annexe, la caractérisation d’un BIPM sous onde plane (Chapitre III.2). Ce chapitre propose également d’évaluer les conséquences de la finitude des tiges métalliques sur le fonctionnement de l’antenne

Enfin, différents procédés permettant à une antenne de présenter de l’agilité de diagramme sont proposés puis développés dans les chapitres suivants.

Il s’agit, tout d’abord, de topologies d’antennes consistant à disposer une source unique au centre d’un BIPM actif. Notre approche de ce BIPM actif a été de minimiser le nombre d’éléments actifs nécessaire au fonctionnement de l’antenne. Pour cela, nous avons opté pour ne rendre active que les tiges métalliques périphériques. En fonction de la taille des tronçons de tiges métalliques constituant les tiges discontinues, deux fonctionnements sont envisagés (ChapitreIII.3).

Il s’agit, d’autre part, de topologies d’antennes consistant à disposer plusieurs sources

décentrées au sein d’un BIPM passif. Ce type de fonctionnement repose sur le fait que l’interaction entre le BIPM et la source dépend de la position de la source au sein du BIPM. Ainsi, en disposant plusieurs sources rayonnantes au sein du BIPM, plusieurs configurations de rayonnement sont accessibles en fonction de l’alimentation de l’une ou l’autre de ces sources (Chapitre III.4). Perspectives

Dans le prolongement de ce travail de thèse, différentes perspectives peuvent être envisagées concernant le compactage ou proposant des facilités d’implémentation de ces structures BIP métalliques :

Il serait par exemple bénéfique de privilégier une approche planaire de la couche périphérique du BIPM actif présentée dans le chapitre III.3. La thèse de T. Brillat [C1]


152

valide cette approche en remplaçant les tiges métalliques du BIPM par des tronçons de ligne micro-rubans. Cette approche permettrait d’une part de rigidifier la structure en présence des éléments actifs et d’autre part de faciliter la polarisation de ces éléments actifs.

Concernant le BIPM passif, la topologie d’antenne présentée chapitre III.4 peut être envisagée en présence d’une source de rayonnement de dimension réduite. Une antenne de type résonateur diélectrique (DRA, [C2]) pourrait être envisagée, permettant alors de minimiser les dimensions de l’antenne suivant l’axe Z. Par ailleurs, il pourrait être envisagé de modifier de façon active la hauteur de certaines tiges métalliques et non plus de l’ensemble des tiges métalliques simultanément, offrant ainsi un degré de liberté supplémentaire quant au contrôle du diagramme de rayonnement de la source au sein du BIPM.

Il serait également possible d’incruster la structure BIPM au sein d’un bloc de diélectrique ou plastique de permittivité diélectrique εr, permettant ainsi de minimiser les dimensions de l’antenne par un facteur rε . De nombreux travaux [C3] ont été menés concernant ces aspects sur des antennes de type SPA (Switched Parasitic Element, voir Chapitre III.2.2.4), c’est à dire pour des hauteurs de tiges métalliques équivalentes à la dimension de la source.

Enfin, les applications de ces structures BIP métalliques ne se limitent pas à l’étude d’une

source au sein d’un peigne de tiges métalliques. Elles concernent par exemple, des méta-matériaux dits « à mains gauches » (ou, en anglais, LHM pour Left-Handed Material) lorsque ce peigne de tiges métalliques est associé à des SRR (en anglais, Split Ring Resonators) [C4]

[C1] “Définition, réalisation et caractérisation de matériaux à Bandes Photoniques Interdites re-configurables en micro-ondes”,

Brillat T., thèse soutenue le 22 décembre 2000, Université de Paris X [C2] “Etude d'Antennes à Résonateur Diélectrique à l'aide de la FDTD et de la MR/FDTD”,

Laisné A., thèse soutenue le 13 mai 2002, IETR – INSA, Rennes [C3] “Miniaturisation of the ESPAR antenna”,

Hanna B., Han Q., Inagaki K., Ohira T., APMC 2003 (Asia-Pacific Microwave Conference, November 2003)

[C4] “Homogenisation of Negative Refractive Index Metamaterials: Comparison of Effective Parameters of Broadside-Coupled and Edge-Coupled Split-Ring Resonators”, Seetharamdoo D., Sauleau R., Tarot A.-C., Mahdjoubi K. 2004 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium


153

Annexes

154

Annexes

155

Annexes

ANNEXE_ A : L’antenne fente annulaire

ANNEXE_ B : Design d’un switch imprimé

ANNEXE_ C : Publications & Brevets

Annexe _ A : L’antenne fente annulaire

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Annexe_ A : L’antenne fente annulaire

Cette annexe présente le fonctionnement de l’antenne fente annulaire ou, en anglais ASA (pour Annular Slot Antenna) en rappelant ces règles de dimensionnement, ces différentes méthodes d’alimentation puis en proposant un complément concernant les conséquences de l’ajout de court-circuits sur cet élément rayonnant.

La présence de cette annexe se justifie, d’une part parce que cette antenne a été identifiée comme une solution appropriée aux systèmes de communications sans fils en environnement indoor [A1], et d’autre part, parce que cette antenne est le support d’une application de la structure BIP pour fente présentée dans le chapitre II.3.3. Dimensionnement de l’antenne fente annulaire

L’antenne fente annulaire ([A2],[A3],[A4]) consiste à dé-métalliser une fente annulaire de rayon R sur un plan de masse gravé sur une face d’un substrat diélectrique (Figure 177).

Figure 177 : Présentation de l'antenne fente annulaire ou ASA.

Pour un fonctionnement à une fréquence donnée, le dimensionnement de cet élément

rayonnant est déterminé par la longueur de la fente (son périmètre). Ainsi, le rayon R de la fente est déterminé par la longueur d’onde guidée dans la fente (λs) selon la règle de dimensionnement suivante :

R = λs / 2π (xx) La répartition du courant magnétique dans la fente annulaire est présentée Figure 178.

Ainsi, à la fréquence fondamentale de fonctionnement de cet élément rayonnant (ordre 1), ce courant est alors maximum dans la direction de la ligne micro-ruban d’alimentation et nul dans la direction perpendiculaire à cette ligne micro-ruban.

Annexes

157

Figure 178 : Distribution de courant dans la fente annulaire.

Différents procédés permettent ensuite d’amener puis de coupler dans les meilleures

conditions possibles l’énergie à cet élément rayonnant.

Le procédé usuel consiste à graver une ligne micro-ruban sur l’autre face du substrat diélectrique [A5]. Le couplage a alors lieu au point M, intersection de la ligne micro-ruban et la fente. Ces conditions de couplage optimales ont été étudiées par Knorr : la ligne micro-ruban doit présenter un court circuit dans le plan de la fente. En 1974, il publia une méthode analytique permettant de déterminer les impédances de la ligne et de la fente à respecter afin d’optimiser ce couplage [A6, A7].

Pour se faire, il est possible de prolonger la ligne micro-ruban au-delà de la fente et en la terminant par un circuit ouvert à une distance λm/4 du point M, λm étant la longueur guidée le long de la ligne micro-ruban (Figure 179a). Dans ce cas, la distribution d’ordre 2 du courant dans la fente ne peut s’établir car à la fréquence 2*f0, la ligne micro-ruban ramène un circuit ouvert dans le plan de la fente ne permettant plus le couplage avec la fente.

Il est également possible de disposer un court-circuit « physique » à proximité du point M à l’aide d’un via faisant le contact entre l’extrémité de la ligne micro-ruban et le plan de masse. (Figure 179b).

a) b)

Figure 179 : Procédés d’alimentation classique de l’antenne fente annulaire.

Nous proposons alors de dimensionner une antenne fente annulaire à f0=5.25 GHz sur un

substrat diélectrique Rogers RO4003 (permittivité diélectrique εr=3.38, tangente de pertes tanδ=0.0022) de hauteur h=0.81mm.

Le rayon de la fente annulaire est alors de 6.5 mm pour une largeur de 0.4mm. La ligne micro-ruban ramenant un court-circuit au point M est de largeur Wm=0.3mm, et longue de lm=8.25mm au-delà de la fente. La fente annulaire présente alors une impédance de l’ordre de 300 Ω dans le plan de croisement ligne micro-ruban/fente (point M), ce qui est en accord avec les études analytiques menées en [A8]. Un second tronçon de ligne micro-ruban de longueur lm’=8.25mm (adaptateur d’impédance quart d’onde) permet alors de ramener l’impédance de 300 à 50Ω dans le plan du port d’excitation.


158

L’antenne fente annulaire ainsi dimensionnée est présentée Figure 180.

Substrat diélectrique εr=3.38

h = 0.81 mm

Fente annulaire R = 7.5 mm

Ws = 0.4 mm

Alimentation Lm = lm’ = 8.36 mm

Wm = 0.3 mm

Plan de masse 35x30mm²

Figure 180 : Dimensionnement de l’antenne fente annulaire à f0=5.25GHz.

L’impédance de la fente et son coefficient de réflexion sont présentés Figure 181. La

bande passante de l’antenne fente annulaire ainsi dimensionnée est alors de 370MHz, soit 7% à f0=5.25GHz.

Figure 181 : Impédance de l’antenne fente annulaire puis coefficient de réflexion en présence du

circuit d’adaptation.

L’antenne fente annulaire rayonne un diagramme omnidirectionnel des deux cotés du

substrat. La Figure 182 présente ce diagramme de rayonnement 3D simulé à l’aide du logiciel Ie3D.

Figure 182 : Diagramme de rayonnement 3D de l’antenne fente annulaire présentée Figure 180.

Annexes

159

Typiquement, l’antenne fente annulaire présente un gain de 3dB sur le dessus du plan de masse et de 2dB en dessous du substrat. Sa polarisation est linéaire avec des niveaux de cross-polarisation très faibles (inférieurs à -20dB). Son efficacité, en tenant compte du circuit d’adaptation, reste supérieure à 75% sur la totalité de la bande passante.

La Figure 183 présente les coupes de ce diagramme de rayonnement dans les plans φ=0° (xOz) et φ=90° (yOz).

Figure 183 : Diagramme de rayonnement de l’antenne fente annulaire dans le plan a) φ=0° et b) φ=90°.

Conséquences de l’ajout de court circuit dans la fente [A9].

L’antenne fente annulaire en présence de courts-circuits dans la fente est comparée Figure 184 à l’antenne fente annulaire précédemment dimensionnée. Ces courts-circuits sont des métallisations au sein de la fente et sont disposés à 180° l’un de l’autre. Leurs dimensions sont alors de 0.06mm.

Figure 184 : Topologie de l’antenne fente annulaire en présence de court-circuits dans la fente.

La Figure 185a présente la distribution de courant dans la fente annulaire, pour deux

positions de la ligne d’alimentation : le lieu de courants maximums est localisé dans le prolongement de cette ligne d’alimentation.


160

Au contraire, la distribution de courant dans la fente est imposée par la position des court-circuits dans la fente, ceci quelle que soit la position de la ligne d’alimentation sur la fente. (Figure 185b)

Figure 185 : Distribution de courant dans la fente annulaire en fonction de la position du point d’excitation a) sans court-circuit (ASA classique) b) en présence de court-circuits.

En présence de court-circuits dans la fente, différentes positions de la ligne

d’alimentation par rapport à ces court-circuits ont alors été simulées (Figure 186).

Figure 186 : Différentes positions du point d’excitation de la fente annulaire en présence de court-circuits.

L’impédance présentée par la fente annulaire évolue alors en fonction de la position de

cette ligne micro-ruban par rapport aux court-circuits. Cette évolution est présentée Figure 187 pour une fente annulaire dimensionnée à f=5.8GHz (R=6.5mm, Ws=0.4mm, lm=lm’=8.25mm, Wm=0.3mm) sur le substrat diélectrique précédemment défini.

Figure 187 : Impédance présentée par la fente en fonction de la position du point d’excitation et en présence

de court-circuits dans la fente.

Ainsi, pour la position de la ligne d’alimentation notée « rotat45 », la fente annulaire

présente une impédance proche de 50 ohms à notre fréquence de travail.

Annexes

161

Elargissement de la bande passante

Il est alors possible d’exploiter la diminution de la valeur de l’impédance présentée par la fente selon la position de la ligne en proposant une antenne présentant une bande passante plus large et un encombrement moindre. La Figure 188 présente une antenne fente annulaire classique et une antenne fente annulaire en présence de court-circuits dans la fente et avec une ligne d’alimentation ayant subi une rotation de 60°.

Figure 188 : Antenne fente annulaire classique puis en présence de court-circuits.

Le coefficient de réflexion de ces deux antennes et leurs digrammes de rayonnement

respectifs dans le plan φ=90° sont présentés Figure 189.

a) b) Figure 189 : Antenne fente annulaire en présence de court-circuits dans la fente. a) Elargissement de la bande

passante b) Diagramme de rayonnement (plan φ=90°) légèrement décalé vers la ligne.

La bande passante de la fente annulaire en présence des court-circuits est alors plus large

passant de 7% à 23% (1.35GHz contre 370MHz pour l’ASA classique). En terme d’encombrement, le fait que la fente présente une impédance modérée nous

permet de nous affranchir d’un quart d’onde d’adaptation : les dimensions du plan de masse peuvent alors être réduites de 25%.

Concernant le rayonnement de l’antenne fente annulaire en présence de court-circuit, il se

caractérise comme pour la fente classique par 2 lobes de rayonnement larges de part et d’autre du plan du substrat. On note également que les lobes sont légèrement décalés vers la ligne d’alimentation micro-ruban. Ce décalage dépend de la largeur des inserts métalliques : plus l’insert est faible, moins le diagramme sera tilté.


162

Antenne présentant un schéma de diversité de polarisation Il est également possible d’exploiter le fait que les court-circuits imposent la distribution

de courant dans la fente en proposant une antenne présentant un schéma de diversité de polarisation. Pour cela, nous disposons quatre diodes PIN, notée D1, D2, D3 et D4, dans la fente comme présenté Figure 190.

Figure 190 : Topologie d’antenne présentant un schéma de diversité de polarisation.

En commutant les diodes en vis à vis, deux à deux, deux états de polarisation linéaire

sont accessibles en utilisant un point d’alimentation unique à 45° d’un des plans de court-circuits. Cette position de l’excitation est telle que l’antenne présente alors dans ces deux configurations de rayonnement, la même impédance, d’où un circuit d’adaptation unique.

La configuration n°1 consiste à rendre simultanément les diodes D1 et D3 bloquées et les diodes D2 et D4 passantes. La polarisation est alors horizontale comme le montre le diagramme de rayonnement de la Figure 191.

Figure 191 : Diagramme de rayonnement 3D offert par l’antenne présentée Figure 190 lorsque les diodes

(D1,D3) sont passantes et les diodes (D2, D4) bloquantes : polarisation horizontale.

Inversement, la configuration n°2 consiste à rendre simultanément les diodes D1 et D3

passantes et les diodes D2 et D4 bloquantes. La polarisation est alors verticale comme le montre le diagramme de rayonnement de la Figure 192.

Figure 192 : Diagramme de rayonnement offert par l’antenne présentée Figure 190 lorsque les diodes (D1,D3)

sont bloquantes et les diodes (D2, D4) passantes : : polarisation verticale.

Annexes

163

Références [A1] “Aspects of antenna designs for indoor wireless millimeter-wave systems”,

Kot J.S., Sainiti N., Bird T.S. Journal of Electrical and Electronics engineering, Australia, vol.15, n°2, June 1995

[A2] Chapitre 7.4, “annular Slot antenna”, Extrait de “Microstrip Antenna Design Handbook”, Bhartia P., Bahl I., Garg R., Ittipiboon A. (Artech House Publishers) (ISBN: 0890065136)

[A3] “Multifrequency Operation of Microstrip-Fed Slot-Ring Antennas on Thin Dielectric Permittivity Substrates”, Tehrani H., Chang K. IEEE Transactions on Antennas and propagation, vol. 50, no.9, pp.1299-1308, Sep. 2002

[A4] “Performance characterization of different receiving diversity techniques for a given area and the same antenna topology”, Grau A., Cetiner B.A., De Flaviis F. IEEE 2003 Topical conference on Wireless Communication Technology

[A5] Chapitre 5.6.2 “Microstrip-to-slotline Cross-junction transition”, From “Microstrip Lines and Slotlines” Gupta K. C., Garg R., Bahl I., Bhartia P. (Artech House Publishers) (ISBN: 089006766X)

[A6] “Slot lines transitions”, Knorr J.B. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-17, n°10, may 1974

[A7] “Characteristic impedance of a wide slot line on low permittivity substrates”, Janaswamy R., Schaubert D.H. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. MTT-34, n°8, august 1986.

[A8] “Etudes d’antenne fente annulaires imprimées. Applications : antennes mélangeuses, réseaux”, Dusseux T., thèse soutenue en mai 1987, Université de Rennes1, France

[A9] “Low impedance annular slot antenna” Boisbouvier N., Minard P., Louzir A. Brevet déposé le 14 décembre 2004

Annexe _ B : Design d’un switch imprimé

164

Annexe_ B : Design d’un switch imprimé

Cette annexe présente le switch imprimé mis à profit dans ce manuscrit. La commutation est réalisée à l’aide d’éléments actifs mis en parallèle sur la ligne d’alimentation autorisant ou non (en fonction de l’état de la diode) le passage du signal hyperfréquence vers l’antenne sélectionnée.

Ce switch est présenté Figure 193. Il s’agit d’un switch 1P2T (1Pole, 2Throws) constitué d’une entrée (port1) et de deux sorties (port2 et port3). Il nécessite alors deux éléments actifs en parallèle à la ligne et reliés à la masse par l’intermédiaire de vias percés dans le substrat diélectrique. Ces deux diodes sont montées têtes bêches à l’extrémité d’un tronçon de ligne micro-ruban quart d’onde : lorsque l’une d’entre elle est bloquée, l’autre est passante. Ainsi, lorsque la diode D1 est bloquée (respectivement D2), l’énergie est transférée vers le port 3 (respectivement vers le port 2).

Figure 193 : Principe du switch imprimé réalisé à l’aide d’éléments actifs mis en parallèle à la ligne..

Les éléments actifs utilisés sont des diodes PIN (HSMP489B - [B1]) encapsulées dans un

boîtier SOT323 (Figure 194). La caractérisation de cette diode est proposée en [B2].

Figure 194 : Caractéristiques géométriques du boîtier de diodes SOT-323.

Ce switch est dimensionné sur un substrat de type ROGERS4003 (εr=3.38, h=0.81mm).

La structure simulée sous Ie3D est présentée Figure 195. Ce logiciel offre la possibilité de charger des ports par des éléments localisés parfaits ou issus d’une mesure annexe. Nous avons alors disposé deux ports supplémentaires (Port n°4 et n°5) que nous venons charger par un fichier de paramètres S de la diode réelle dans son état passant ou bloquant.

Annexes

165

Figure 195 : Switch simulé sous Ie3D

Les paramètres S offerts par le switch dans ces deux états de commutation sont présentés

Figure 196.

a) Configuration n°1 b) Configuration n°2

à 5.25GHz, Isolation sur P2 = -18.5dB à 5.25GHz, Pertes d’insertion sur P3 = 0.7dB à 5.25GHz, Adaptation sur P1 : -24.2 dB

à 5.25GHz, Isolation sur P3 = -18.6dB à 5.25GHz, Pertes d’insertion sur P2 = 0.7dB à 5.25GHz, Adaptation sur P1 : -24.1 dB

Figure 196 : Paramètres S simulé des deux états offerts par ce switch.

Sur la bande [5.15-5.35] GHz, le switch présente une bonne isolation (inférieure à -18dB)

et des pertes d’insertion faibles (inférieures à 0.7dB). Par ailleurs, pour ces deux configurations, le switch présente un coefficient de réflexion inférieur à -20dB sur cette bande de fréquence.

Les performances offertes par ce switch sont donc satisfaisantes et conformes à nos

attentes. Un switch similaire dimensionné à 5.8GHz a été validé par mesure au sein du laboratoire Network de Thomson. Références

[B1] “Surface Mount PIN Diodes in SOT-323 (HSMP489B)”, Technical data from Hewlett-Packard website.

[B2] “Etude de structure d’antenne à diversité de rayonnement”, Boisbouvier N. Rapport de stage (DEA STIR - Université de Rennes1), Septembre 2001

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Annexe_ C : Publications & Brevets

Les travaux réalisés lors de cette thèse ont fait l’objet de publications et dépôts de mémoires d’inventions répertoriés ci-dessous : Depots de Brevets (6)

“Method of producing a photonic bandgap structure on a microwave device and slot-type antennas employing one such structure”, N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir,, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, WO2004034502A2 (déposé le 03 octobre 2003)

“Compact photonic band gap (PBG) structure for slot-lines printed devices”, (titre provisoire) N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir,, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, déposé le 14 novembre 2003

“Reduced-size multi-plane PBG structure”, (titre provisoire) N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir,, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, déposé le 07 janvier 2004

“Perfectionnement aux antennes à Bandes Interdites Photoniques”, (titre provisoire) N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir,, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, déposé le 14 décembre 2004

“Perfectionnement aux antennes à Bandes Interdites Photoniques actives”, (titre provisoire) N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir,, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, déposé le 14 décembre 2004

“Antenne fente annulaire à impedance réduite et à polarisation commutable”, (titre provisoire) N. Boisbouvier, A. Louzir, Ph. Minard, déposé le 14 décembre 2004 Présentation orale lors de conférences internationales (6)

“A compact radiation pattern diversity antenna for WLAN applications”, N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir, 2002 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium (IEEE AP-S 2002) “Harmonic-less Annular Slot Antenna (ASA) using a novel PBG structure for slot-line printed devices”, N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, 2003 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium (IEEE AP-S 2003)

167

“A double layer EBG structure for slot-line printed devices”, N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, 2004 IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium (IEEE AP-S 2004) “Compact EBG structure for slot-line printed devices”, N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, 27th ESA Antenna Technology Workshop on Innovative Periodic Antennas: EBG, LHM, Fractal

surfaces and FSS, mars 2004. “Active metallic PBG (MPBG) antenna with finite rods height and reduced number of control components”, N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, Submitted to 11th Internationnal Symposium on Antenna Technology and Apply

Electromagnetics (ANTEM 2005), juin 2005. “Annular Slot Antenna with feeding-independent linear polarization”, N. Boisbouvier, P. Minard, A. Louzir, Submitted to Asia-Pacific Microwave Conference (APMC 2005), décembre 2005 Poster lors de conférence nationale (2)

“BIP planaire pour structures à fentes”, N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir,, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, Journées Nationales Micro-ondes (JNM 2003) “Structure BIP métallique : finitude de la hauteur des tiges métalliques”, N. Boisbouvier, F. Le Bolzer, A. Louzir,, A.-C. Tarot, K. Mahdjoubi, Soumis aux Journées Nationales Micro-ondes (JNM 2005)

Application des matériaux à Bande Interdite Photonique (BIP) pour la conception

d’antennes et dispositifs associés destinés aux réseaux domestiques sans fils. Résumé : Les performances des réseaux locaux sans fils émergeants (Bluetooth, IEEE 802.11a,b,g, Hiperlan2,…) sont très sensibles aux conditions de propagation. Pour un environnement domestique, ces performances sont particulièrement assujetties à des évanouissements profonds sélectifs en fréquences causés par les multiples trajets possibles entre les antennes d’émission et de réception. Afin de combattre ces effets néfastes, des techniques de diversité d’antenne sont largement utilisées Cette thèse a pour objectif d’exploiter les propriétés intrinsèques de filtrage spatial offertes par les structures à Bande Interdite Photonique (BIP) afin de proposer des topologies d’antenne innovantes présentant un schéma de diversité. Dans ce manuscrit, nous distinguons deux catégories de structures BIP : les structures BIP planaires pour substrat diélectrique et les structures BIP volumiques. Pour chacune d’entre-elles, un état de l’art présente ces différentes structures et leurs applications aux antennes. Concernant les structures BIP planaires pour substrat diélectrique, nous nous sommes intéressés à la structure BIP de Radisic puis avons proposé sa structure duale pour fente. Concernant les structures BIP volumiques, nous nous sommes focalisés sur les structures BIP métalliques (ou BIPM) et plus particulièrement à l’étude d’une source rayonnante plongée au sein d’un BIPM carré. Plusieurs topologies d’antenne présentant un schéma de diversité d’antenne et exploitant ces deux catégories de BIP sont alors proposées et leurs performances analysées. Mots clés: Réseaux locaux sans fils / Diversité d’antenne / Structures à Bande Interdite Photonique (BIP)/ Structure BIP de Radisic / Structure BIP pour fente / Structure BIP métalliques (BIPM).

Potential applications of Photonic BandGap (PBG) structures on antennas and associated devices well suited for indoor Wireless Local Area Network (WLAN)

Abstract : The performances of emerging Wireless Local Area Networks (Bluetooth, IEEE 802.11a,b,g, Hiperlan2,…) are very sensitive to propagation channel conditions. In particular, for indoor environments, the frequency selective multipath fading is often the limiting factor on the performances of the wireless link. In order to cope with these propagation issues, antenna diversity techniques are then widely used. This work aims to investigate the potential of Photonic Band Gap (PBG) structures for the design of antenna topologies presenting a diversity scheme by exploring their intrinsic spatial filtering properties. First two main categories of PBG structures are presented : planar PBG structures based in printed circuit technology and volumic PBG structures. For both categories, the various PBG structures encountered in the literature and their respective antenna applications are presented. Relating to planar PBG category, we focused on the Radisic EBG structure and its dual structure well suited for printed slot-line devices. Concerning the volumic PBG category, Metallic PBG (MPBG) structures have been investigated, particularly when a radiating source is located on such a squared MPBG structure. Finally several innovative antenna diversity solutions using either volumic or planar PBG structures are proposed and their performances analyzed Key words: Wireless Local Area Networks (WLAN) / Antenna diversity / Photonic BandGap structures (PBG) / Radisic EBG structure / EBG structures for printed slot-line devices / Metallic Photonic BandGap structures (MPBG).

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