4

15EME PARTIE

En audio, l’utilisation de l’énor-me batterie de condensateursutilisée telle quelle, placéejuste après les redresseurs,

est une sacrée source de pollution sono-re (voir Led n°187). Il est cependant uncas où l'on ne peut pas s’en passer, c’estcelui où les courants consommés par lescircuits sont très importants. C’est lecas, entre autres, des amplificateurs depuissance à transistors où les courantsatteignent plusieurs ampères, soit enconsommation continue dans le cas dela classe A, soit sous forme d’appels decourant en classe B ou AB (nous étudie-rons les classes de fonctionnement ulté-rieurement).

Pour vous donner un ordre de grandeur,l’étage de puissance d’un amplificateur àtransistors de 200 watts va demander àl’alimentation un courant (sans compterles pertes inévitables) de l’ordre de5 ampères ! Or, si vous vous reportez à notre précédent cours, vous vous sou-viendrez que la tension d’ondulation est :

vcc : tension crête à crête en voltsf : fréquence d’ondulation (Hz)C : en farads (F)I : en ampères (A).Cette tension de ronflement est indépen-dante de la tension continue redressée.Si vous utilisez la formule rigoureuse-ment exacte de l’ondulation en estimantque vous désirez obtenir une tension Vcc

maximale de, par exemple, 0,5 % (ce quiest courant dans des amplificateurs àsemi-conducteurs puissants), soit enpartant d’une tension d’alimentation del’ordre de 60 volts, la valeur de Vcc seraitde 0,3 volt (fréquence d’ondulation :100 Hz).En utilisant la formule précédente, onobtiendrait une capacité de :

0,166666 farad, soit 166 666 µF !Ce qui est une valeur énorme et difficile-ment réaliste bien que certains kami-kazes aient construit des amplis avec desbatteries de condensateurs de l’ordre de1 farad ! Ce qui ne sert rigoureusement àrien en terme de « filtrage » et reste fortcontestable en terme « d’énergie », lacourbe enveloppe du signal audio (Ledn°185) risquant d’être terriblement affec-tée, même si le transformateur d’alimen-

C =

I chv x 100

50,3 x 100cc

= =

v ondulation =

I chf.C

cc

Tout au long de notre derniè-re causerie, nous noussommes étendus longue-ment sur le filtrage parsimple condensateur, appeléaussi condensateur « réser-voir ». Ce type de filtrage estquasi universellement adop-té aujourd’hui par la majoritédes constructeurs malgréses défauts et ce grâce àl’utilisation de diodes àsemi-conducteurs pouvantsupporter des courants tran-sitoires de surcharges deplusieurs ampères. Ce quin’était pas le cas des bravesvalves de redressement utili-sées en « paléo-électronique »,jusque dans les annéessoixante… Et pourtant !

DE LA THÉORIE À LA PRATIQUELES ALIMENTATIONS

FILTRONS ! QUE DIABLE FILTRONS !

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Et

si o

n p

arl

ait

: «

tub

es

»

L’ALIMENTATION EN AUDIO

tation présente une très faible résistanceinterne… Faites le calcul ! (par exemple,résistance du transfo : 1 Ω).

τ = 1 Ω x 1 F = 1 seconde !Sur des amplificateurs aptes à délivrer200 à 300 watts, on trouve courammentdes capacités « réservoir » de l’ordre de30 000 à 60 000 µF. Et pourtant, ils ne« ronflent » pas… Pourquoi ?

MÉTHODE DE CALCULAPPROCHÉE DE LA VALEUR DE « C »

L’utilisation de la formule :

bien qu’absolument exacte, donne desvaleurs de capacité parfois très impor-tantes lorsqu’il s’agit de forts courants.On s’est donc ingénié à trouver uneméthode de calcul plus simple, bienqu’approximative.Pour vous entraîner, vous allez réaliser lepetit montage de la figure 1. Vous utiliserez un transformateur, parexemple, apte à délivrer une tensionalternative de 300 volts. Pourquoi 300volts ? Tout simplement pour vous habi-tuer à manipuler des tensions élevées(car on parle « tubes » !) avec précautionet prudence…Nous allons réaliser un redressementsimple alternance (pour la simplicité).Les conclusions que nous tirerons decette expérience seront extrapolables endouble alternances, comme nous le ver-rons plus loin.Nous nous proposons de mesurer lavaleur efficace de l'ondulation résiduel-le après filtrage à l'aide d'un simple volt-mètre alternatif connecté aux bornes dela charge constante de 5 kΩ.Le condensateur de 10 µF (attention à lapolarité et à sa tension d'isolement :450 volts) bloquera la tension continue etne laissera passer que la composantealternative résiduelle (donc la tensiond'ondulation efficace) vers le voltmètre.Si vous connectez un oscilloscope aux

bornes de R en sus du voltmètre, vousmesurerez la tension Vcc d'ondulationcrête à crête.Munissez-vous d'une série de condensa-teurs de 1 µF à 40 µF, par exemple iso-lés à 450 volts, car la tension redresséeserait de :

s'il n'y avait pas de débit (à vide). Le jeuconsiste à connecter aux bornes de R(entre A et B), chaque condensateur

(avec des pinces crocodiles isolées). N'oubliez pas de décharger chaquecondensateur à travers une résistancede 1000 Ω après chaque mesure, vousrisquez sans cela une mauvaise surpriseen touchant leurs bornes nues avec vosdoigts !La résistance de 5 000 Ω sera constituéede quatre résistances de 20 kΩ/10 W,montées en parallèle (la puissance totaledissipée sera de 36 watts pour un cou-rant de 85 mA - P(W) = R(Ω).I2(A).

Uc = V x 2 = 300 x 1,414 = 424 V

v ondulation

I chf.C

cc =

5

Figure 1 : A chaque mesure, on connectera un condensateur différent entre A et B.Le transformateur T sera un modèle standard de 2 x 300 V - 150mA dont on n’utilise-ra qu’une moitié de l’enroulement secondaire. On pourra connecter un oscilloscope

entre A et B afin d’observer la tension d’ondulation crête à crête (voir texte)

Figure 2 : Courbe v ondulation efficace en fonction de la valeur du condensateur de filtrageC à courant constant dans la charge. Au-delà d’une certaine valeur de la capacité,

l’ondulation diminue de plus en plus lentement.

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FILTRONS ! QUE DIABLE FILTRONS !

Le résultat des mesures est mentionnéci-dessus.Reportons ces mesures sur une feuille depapier millimétré. On obtient la jolie cour-be de la figure 2. C'est ce que l'onappelle une hyperbole équilatère (pastout à fait, mais l'approximation est tolé-rable à partir de C = 10 µF).Que constate-t-on ?

a) La valeur de vond efficace diminuelorsqu'on augmente la capacité de filtra-ge. C'est évident, c'est le principe mêmedu filtrage.

b) Le plus important : l'ondulationrésiduelle diminue de plus en plus lente-ment, malgré la forte augmentation de lacapacité de filtrage.Examinez la courbe : elle descend trèsrapidement lorsqu'on passe de 0 à 5 µF

soit une chute de 110 volts).Si on se déplace plus loin sur la courbe,par exemple de 15 µF à 20 µF, corres-pondant à une augmentation de la capa-cité, ici aussi de 5 µF, la diminution.devond n'est plus que de 5 volts (de 19 V à14 V).Si on va encore plus loin sur la courbe,on constate que pour 40 µF, l'ondulationest encore de pratiquement 7 volts. Cequi signifie que si on voulait descendreencore la valeur de vond, il faudrait unevaleur de C absolument énorme.En gros, on peut considérer, si on obser-ve notre courbe, qu'à partir de C = 10 µF,le produit vond x C est sensiblementconstant.Pour 10 µF vond = 28,2 V 282

20 µF vond = 14 V 28040 µF vond = 6,9 V 276

Pour les mathématiciens, ceci est repré-sentatif d’une hyperbole équilatère :

avec m défini

Pour vous qui n'êtes pas mathématicien,sachez que l'on a défini un coefficientmoyen qui peut s'appliquer à la majoritédes cas de figures lorsque l'on cherche àcalculer le condensateur « réservoir » àmettre en tête de filtrage d'une alimenta-tion redressée. Ce coefficient diffère enfonction des auteurs, car tout dépend del'appréciation qui est faite lorsque l'onconsidère la courbe de la figure 2.En clair, on attribue un coefficient moyenqui va satisfaire la valeur du condensa-teur au-delà de laquelle seule une aug-mentation énorme de ce dernier permet-tra une diminution peu significative dela tension d'ondulation.En simple alternance (ce qui est le cas denotre expérience), on estime que lavaleur approximative de la tension effi-cace de l'ondulation est de :

4,5 volts/milliampère/microfaradVérifions immédiatement cette affirma-tion.Comme nous avons placé une résistancede 500 Ω en série dans le circuit afin delimiter les surcharges (figure 1), nousmesurons 310 volts en continu auxbornes de notre résistance de 5 kΩ aprèsavoir placé un condensateur de 10 µF enfiltrage, ce qui correspond à un courantde 62 mA (I = U/R).Appliquons la formule précédente afin decalculer la valeur efficace de la tensiond'ondulation.

Or, nous avions mesuré pour 10 µF unetension de 28,2 volts, ce qui est trèsproche. Avec 40 µF

Nous avions mesuré 6,9 volts.

Attention, il s'agit de la valeur efficacede la tension d'ondulation et non de savaleur crête à crête.C'est pour cette raison qu'en simplealternance, la formule que vous devezappliquer pour obtenir la valeur approxi-mative de la tension d'ondulation crête àcrête est la suivante :

Avec I en mAC en µF

Halte là !, hurleront les mathématiciens !Comment osez-vous assimiler l'horrible« sinuso - dent de scie » qui est la formede la tension redressée en simple alter-nance (Led n°187) à une pure sinusoïde !Tout simplement parce qu'on est austade des approximations et qu'il y aune certaine logique derrière tout cela.Comme dans nos électroniques, saufcas particulier, nous n'utiliserons que leredressement double alternance, nousallons maintenant considérer une tensiond'ondulation d'une fréquence de 100 Hz.Reportez-vous à notre dernier cours (Ledn°187, figure 6). Nous vous avions mon-tré une photographie représentant lespectre d'une tension redressée à100 Hz en coordonnées logarithmiques. En figure 3, nous représentons lespectre de cette même tension en coor-données linéaires. Que constate-t-on ?Le premier harmonique du secteur à100 Hz (grand pic à gauche sur la photo)est suivi par un train d'harmoniques rapi-dement décroissants (échelle 50 Hz parcarreau).Pour les mathématiciens, il s'agit d'uneanalyse en série de Fourrier qui sedécompose de la façon suivante (rassu-rez-vous, vous n'aurez jamais à utiliserce genre de formule !) : V = 0,636 Vmax - 0,425 Vmax cos 2 ωt +0,085 Vmax cos 4 ωt - 0,036 Vmax cos6 ωt, etc.Ce qui signifie, en clair, qu'une tensionredressée en double alternance comporte :- une composante continue (valeurmoyenne) égale à 0,636 Vmax

v 2 2 x 4,5 x

I chC

12,7 x I chC

cc = =

v 4,5 x 6240

6,97 Vond efficace ≅ =

v 4,5 x

6210

= 27,9 V ond efficace ≅

xy = x0y0

y = mx

0 v 162 V, 5 F v = 52 Vond ond→ = →µ

6

C (µF) 0 1 2 3 4 5 6 8 10 15 20 30 40U ond efficace 162 127 96 77 61,5 52 46,5 35,5 28,2 19 14 9,5 6,9

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L’ALIMENTATION EN AUDIO

- une composante alternative au doublede la fréquence du secteur d'une ampli-tude de 0,425 Vmax (grand pic sur laphoto), suivie d’un quatrième harmo-nique du secteur (200 Hz) d'amplitude0,085 Vmax (deuxième pic).- un sixième harmonique du secteur(300 Hz) d'amplitude 0,036 Vmax (troisiè-me pic), etc.En pratique, dans tous les calculsapproximatifs (j'insiste !), on peut consi-dérer, en ne tenant compte que de l'har-monique 2 (à 100 Hz : 0,425 Vmax cos 2ωt), on obtiendra un résultat satisfaisant.Or, qui dit harmoniques d'un signal com-plexe suppose somme de pures sinu-soïdes. D'où l'extrapolation qui consisteà considérer la tension d'ondulationcomme une pure sinusoïde. C'est pourcette raison que l’on se permet de multi-plier par 22 la valeur efficace de la ten-sion d'ondulation afin d'obtenir unevaleur dite « crête à crête ».Avec un redressement double alternanceà 100 Hz, la valeur efficace de l'ondula-tion est de :

1,7 volt/milliampère/microfaradCertains auteurs indiquent 1,5 volt,d'autres 1,9 volt, au choix ! En partant de cette affirmation, pouravoir la valeur utile de cette ondulation ilconvient de calculer sa valeur crête àcrête.

1,7 x 22 = 4,80On va donc pouvoir calculer la valeurapproximative de la tension d'ondula-tion crête à crête de la façon suivante :

D'où, si on veut calculer C en µF pour uncourant donné en fonction de la tensiond'ondulation maximale crête à crête tolé-rée :

Attention, je le dis et le répète : cette for-mule est approximative, elle vous serviradans le cas de forts courants. La seule formule exacte et véritable est :

Or, se traîner des ampères et des faradsest fort peu pratique. Pour faciliter voscalculs avec la formule vraie, en rame-nant les unités en milliampères et micro-farads, on obtient pour une fréquenced'ondulation de 100 Hertz :

D'où

QUE FAIRE EN PRATIQUE ?

En pratique, on utilisera les deux for-mules pour le calcul de C, sans jamaisdescendre au-dessous du coefficient4,8 ni dépasser le coefficient 10, ce quine servirait strictement à rien.Juste un mot pour l'instant concernantles tensions nécessaires aux autres cir-cuits de notre électronique. Nous verrons plus loin comment les ali-menter en partant de l'alimentation prin-cipale. Dans le cas d'amplificateurs à grossespuissances, cela est difficile. Dans cer-tains cas, le transformateur d'alimenta-tion comporte plusieurs enroulementssecondaires, les tensions annexes sontalors redressées et filtrées classique-ment ou bien stabilisées, ce que nousétudierons plus tard. Dans le cas depetites et moyennes puissances, on utili-sera une chaîne de filtrage à résistanceset capacités, ce que nous allons étudierdès maintenant.

LE FILTRAGE PAR RÉSIS-TANCES ET CAPACITÉS

Maintenant, abandonnons les transistorset les amplificateurs consommant plu-sieurs ampères (sous de faiblestensions !) et revenons à nos honnêtesélectroniques à tubes qui consomment

des milliampères sous de hautes ten-sions.Imaginons un amplificateur, modestepush-pull de 30 watts, dont la consom-mation serait d'environ 100 milliampèressous 445 volts (ne soyez pas étonnés parles tensions et les courants, vous com-prendrez plus tard !). Nous désirons une tension d'ondulationsur les tubes de puissance de l'ordre de0,5 %, soit 2,25 volts. Les étages d'en-trée seront alimentés sous 345 volts pourlesquels on ne tolèrera pas plus de0,01 %, soit 0,03 V d'ondulation… Toutun programme !Or, nous avons décidé de travailler à l'an-cienne, histoire de retrouver le « fruité dumédium » si cher à une certaine pressespécialisée. Dans ce dessein, nousavons acheté à prix d'or une bonne vieillevalve : une « 5U4 ». Calculons la valeur du condensateur« réservoir » afin d'obtenir nos 0,5 % detension d'ondulation… car nous détes-tons les ronflements !En utilisant la formule de calcul vraie :

C ( F)

10 x I (mA)vond

µ =

C =

10 x I v

( F)(mA)

ond ccµ

v = 10 x

I C

ond cc(mA)

( F)µ

v =

I chf.C

ond cc

C 4,8 x

I v

( F)(mA)

nd ccµ ≅

o

v 4,8 x I C

ond cc(mA)

( F)≅

µ

7

Figure 3 : Spectre harmonique enéchelle linéaire d’une tension redres-

sée à 100 Hz (double alternances).Echelle 50 Hz par carreau. Dès l’har-

monique 4 (200 Hz, 2e pic), la valeur decrête de la tension n’est plus que de0,085 fois la tension de crête de la

tension alternative à 50 Hz, alors quel’harmonique 2 (100 Hz, 1er pic) est de0,425 fois la tension de crête, ce quiest très important; C’est contre cetharmonique de 100 Hz que l’on va

lutter avec le filtrage.

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FILTRONS ! QUE DIABLE FILTRONS !

Il vient :

Aïe ! Impossible, notre pauvre 5U4 nesupportera pas ce traitement, elle rendral'âme en quelques heures... si nousavons de la chance ! Que faire ? Leconstructeur nous précisant que lavaleur maximale du condensateur« réservoir » ne doit pas excéder 75 µF,essayons la formule de calcul approchée :

Il vient :

C’est encore trop ! Je vous rassure tout de suite : la solutionexiste et cela fonctionne très bien carl'amplificateur dont je vous parle est lecélèbre MC30 de Mc Intosh dont nousreproduisons le schéma original de l'ali-mentation en figure 4. Qu'observe-t-on sur cette alimentation ?a) Le redressement de la haute tension

réalisé par la 5U4 est à double alternan-ce (Led n°185)b) Accessoirement, une diode M1 inver-sée fournit la tension négative nécessai-re au circuit et la polarisation des tubesde puissance.c) Dans la H.T. : un premier condensateurréservoir de relativement petite valeur(40 µF), aux bornes duquel on mesureune tension continue de 460 volts, suivipar une résistance de 150 Ω (10 watts) etun condensateur de 80 µF, aux bornesduquel on mesure une tension continuede 445 volts qui alimentera l'étage depuissance (2 x 6L6) ; une résistance de10 kΩ et un condensateur de 20 µF pouralimenter les étages préamplificateurs etinverseurs de phase… Et c'est tout !…Vous devez faire erreur, me dites-vous !Eh bien, pas du tout et nous allons vousexpliquer tout cela.Tout d’abord le condensateur « réser-voir » de 40 µF, ridiculement petit parrapport aux 444 µF (coeff. 10) ou 213 µF(coef. 4,8) que nous avions calculé pré-cédemment.Calculons la tension d’ondulation aupoint A (figure 4).

Avec la formule vraie, elle est de :

Ce qui est énorme et représente un pour-centage de

Avec la formule approchée, on obtien-drait (faites le calcul) :

Ce qui est encore trop, bien que le mon-tage push-pull que nous étudierons plustard ait la propriété, c’est l’un de sesavantages d’annuler la composantealternative de l’alimentation dans letransformateur de sortie. Quelque5,43 %, voire 2,60 %, c’est excessif. De 0,5 % à 1 % est, en général, la valeurtolérée par les amplificateurs.Permettez-moi ici un aparté. Dans le casdes amplificateurs « mono tube » (triodeou tétrode), la composante alternative defiltrage ne s’annulant pas dans le trans-formateur de sortie, on ne peut guèretolérer plus de 0,05 % de tension d’on-dulation résiduelle. Ce qui complique ter-riblement l’alimentation.Revenons à notre push-pull, il nous fauttrouver une solution.Tout d’abord, calculons la résistanceéquivalente de charge correspondant àun courant de 100 mA sous 445 volts (aupoint A), en appliquant l’habituelle loid’Ohm sans laquelle l’électroniquen’existerait pas.

Traçons le schéma équivalent correspon-dant aux deux premiers condensateursde 40 µF et 80 µF sur la figure 5a. Sur la figure 5b, nous avons représentéle schéma équivalent en courant continu.Les condensateurs ont disparu. En effet,ils forment un véritable barrage au cou-rant continu. On dit que leur « réactance

U = R x I (

d'où R = U )I (

4450

(V) ( ) A)

( )(V

A)

Ω

Ω = = Ω445

0 100,

v 12 V et 2,60 %ond cc ≅ ≅η

η = = =

v U

25460

x 100 5,43 %ond cc

v =

10 x 10040

25 Vond cc =

C

4,8 x 1002,25

213 F !( F)µ ≅ = µ

C

4,8 x I v

( F)(mA)

ondµ ≅

C =

10 x 1002,25

444 F( F)µ = µ

8

Figure 4 : Alimentation de l’amplificateur Mc Intosh MC30

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L’ALIMENTATION EN AUDIO

capacitive » ou capacitance à la fréquen-ce « zéro » est infinie. Pour ceux qui l’au-raient oublié, la formule de la capacitan-ce d’un condensateur est la suivante :

Xc en ohms (Ω)C en farads (F)ω = 2π.ff = fréquence de la composante

alternative en hertz (H)On emploie souvent le terme « impédan-ce » Zc au lieu de « capacitance », ce quiest un non-sens. Dans le cas d’une tension continue, f estbien évidemment égale à « zéro »

On peut donc calculer les valeurs destensions continues sans se préoccuper

de la tension d’ondulation résiduelle. Lecalcul est extrêmement simple.Le courant de 100 mA, qui traverse larésistance de 150 Ω, entraîne une chutede tension de :U = R.I = 150 x 0,100 = 15 voltsOn trouvera donc aux bornes de la résis-tance équivalente de notre circuit, unetension de 460 volts, diminuée de lachute de tension dans R1, soit :Uch = 460 – 15 = 445 voltsNous avons réalisé ce que l’on appelleun diviseur de tension. C’est pour vousen faire comprendre le principe que j’aitenu compte du courant traversant le cir-cuit, mais il aurait été bien plus élégantd’appliquer la formule classique du divi-seur de tension qui a l’avantage de nepas faire intervenir le courant circulantdans le montage.Si vous avez deux résistances en série(dans notre exemple, R1 et Rch), qu’onapplique une tension U aux bornes de

ces deux résistances (ici 460 volts), pourcalculer la tension aux bornes de Rch, ilsuffit d’appliquer la formule suivante :

La formule du diviseur de tension estfondamentale en électronique, nousl’avons reportée sur la figure 5c.

C’est cette formule qui nous permettrade calculer la tension d’ondulation rési-duelle après avoir analysé le comporte-ment en courant alternatif de notre mon-tage.Observez la figure 5d et oublions le cou-rant continu.

U 2 =

R2R1 + R2

x U

U = R ch

R ch + R1x U

44504450 150

x 460 = 445 V

R ch =

+

X c =

12

10π. .f C

= = ∞

X c =

1C.ω

9

Figure 5a : Schéma équivalent. La tension de 445 volts estmesurée aux bornes de R ch

Figure 5b : Schéma équivalent en courant« continu ». Le condensateur de 80 µF est un véritable « barrage » au courant

continu (Zc = )

Figure 5c :Diviseur

de tension

Figure 5e : La capacitance de C est de 19,9 Ω àla fréquence de 100 Hz. L’ensemble R1-XC se

comporte comme un diviseur de tension.

Figure 5d : Schémaéquivalent en cou-

rant alternatif. Le condensateur de80 µF est presque

un court-circuitpour la composante

alternative

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FILTRONS ! QUE DIABLE FILTRONS !

Comme nous l’avons calculé précédem-ment aux bornes du condensateur« réservoir » de 40 µF, il nous reste unrésidu de 25 volts à la fréquence de100 Hz. Ce résidu, superposé au courantcontinu, va circuler à travers la résistan-ce de 150 Ω et arriver au point B, c’est-à-dire au sommet du condensateur de80 µF. Ce dernier, qui était un véritablebarrage au courant continu, offrira, aucontraire, une voie royale au courantalternatif qui sera ainsi dévié vers lamasse sans atteindre Rch. Le point C vaêtre choisi de façon à avoir une trèsfaible « capacitance » à la fréquence de100 Hz.Sa capacitance à 100 Hz sera de :

Cette capacitance de 19,9 Ω est négli-geable devant la résistance de Rch :4450 Ω. Pour le calcul qui va suivre, nousne tiendrons compte que de la résistan-ce de 150 Ω.En figure 5e, nous avons représenté lediviseur de tension alternative, car celaen est un, formé par la résistance de150 Ω et la capacitance de 19,9 Ω.Nous allons donc, comme précédem-ment en courant continu, calculer lavaleur de la tension alternative dévelop-pée en B. Ce sera la vraie valeur de latension d’ondulation résiduelle qui affec-tera notre tension continue de 445 volts.Pour satisfaire nos amis mathématiciens,normalement nous ne pouvons pas addi-tionner telles quelles une réactancecapacitive (condensateur) et une résis-tance parcourues par le même courantalternatif. La formule du diviseur de tension est :

Cette formule est on ne peut plusennuyeuse à calculer.

Or, que constate-t-on dans notre cas ?

Soit une valeur très peu différente de150.On peut donc écrire que la valeur rési-duelle de vcc est de :

La condition à respecter, dans le casd’un filtrage par résistance et capacité,est que la résistance utilisée doit avoirune valeur de l’ordre de dix fois lacapacitance du condensateur à la fré-quence de l’ondulation.Patatras ! Ce n’est pas le cas ici ! Mais si,voyons ! Le problème est l’Atlantique ! Ehoui, notre Mc Intosh est né aux Etats-Unis et là-bas, le secteur est à 60 Hz, lafréquence de l’ondulation en doublealternance est de 120 Hz. Dans ce cas, la capacitance de notrecondensateur est à 120 Hz de :

Soit pratiquement 1/10e de 150 Ω.Utilisé aux USA, la tension d’ondulationaux bornes du condensateur de 40 µFsera à 120 Hz de :

Après le filtre RC, elle devient à 120 Hzde :

Ce qui représente :

Tel était le taux recherché.

Pour nous autres Européens, le tauxsera, bien entendu, plus important à100 Hz :

Ce qui reste plus qu’acceptable etcroyez-moi un MC30, cela ne ronfle pas !Si je me suis appesanti sur tous ces cal-culs, somme toute très simples, c’estpour vous habituer à manier sans craintedes notions élémentaires qui vous ren-dront d’énormes services et vous évite-ront bien des déboires.À propos, pourquoi avoir limité la valeurdes capacités à 40 µF et 80 µF… Toutsimplement pour respecter cette fichuecourbe enveloppe du signal audio (Ledn°185).Nous avons mesuré la résistance équiva-lente du transformateur d’alimentationdu MC30 et de la valve 5U4. On obtientune résistance totale de 215 Ω.La constante de temps à l’entrée du filtres’établit à : τ = R.C = 215 x 0,000040 = 8,6 millise-condes.Après le filtre RC, la constante de tempss’établit à :τ = R.C = 150 x 0,000080 = 12 millise-condesOn est donc très proche du gabarit idéal.La règle impérative, dans le cas de filtresRC, est la suivante pour l’audio :Les constantes de temps doivent êtrecroissantes de l’entrée vers la sortiede la série de filtres.Ce qui est logique car, dans le cas d’uneforte impulsion, l’attaque d’un piano, parexemple, le condensateur C1 doit serecharger plus vite que le condensateurC2 afin de pouvoir fournir toute l’énergieà ce dernier à l’arrivée de la secondeimpulsion.Et pour le reste du circuit alimenté parune seconde cellule RC de 10 kΩ et20 µF, quelle sera la tension d’ondulationrésiduelle ? Il est, bien évidemment,exclu de tolérer 0,5 % d’ondulation surdes étages préamplificateurs.

η = = =

v U

x 1003,31445

x 100 0,74 %ond

η = = =

v U

x 1002,30445

x 100 0,51 %ond

v

16,58150

x 20,83 2,30 Vcc residuelle ≅ =

v

I chf.C

0,100

120 x 40.10 20,83 Vcc

-6= = =

X c1

C.

1

6,28x120x80.10 - 16,58 6

= = =ω

Ω

v XcR1

x v

19,9150

x 25 3,31 V

cc residuelle cc≅ ≅

≅

Xc R1

19,9 150 151,31

2 2

2 2

+ =

+ = Ω

U 2R2

R1 R2 x U deviendrait

v2 = Xc

Xc + R1x v

2 2cc

=+

X c ( )1

2 .f.C1

628 x 0,0000801

628 x 80.10 19,9

6

Ω = =

= =−

π

10

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L’ALIMENTATION EN AUDIO

1) Calculons la capacitance du conden-sateur de 20 µF à 100 Hz :

2) Quelle est la valeur de vcc au point B ?Nous l’avons calculée, elle est de 3,31volts à 100 Hz.3) Valeur de vcc en C :

4) Pourcentage d’ondulation pour unetension de 345 volts :

Autant dire une ondulation négligeable.Et la constante de temps, me direz-vous ? A cet endroit elle est de :τ = 10 000 x 20 . 10–6 = 200 millisecondesC’est très important, vous avez raison,mais à cet endroit du circuit, il n’y a pra-tiquement pas d’appels de courant(+/-1,5 mA), le condensateur de 20 µF vase comporter comme une batterie et larésistance de 10 kΩ l’isolera, en quelquesorte, du circuit principal d’alimentation.C’est ce que l’on appelle un condensa-teur « tampon ». Pour que le système fonctionne correcte-ment en dehors du fait que les appels decourant ne doivent pas excéder 10 à15 % du courant débité, le courant enamont (ici au point B) doit être égal à aumoins dix fois le courant aval (au point C).

Car la tension en amont varie dans desproportions non négligeables en grandepartie à cause de la résistance de 150 Ω.C’est le défaut majeur du filtrage parrésistances et capacités. On ne l’em-ploiera donc que dans le cas de consom-mations faibles (maximum 100 à150 mA). Au-delà, le problème posé revient àramener la résistance de 150 Ω à unevaleur négligeable devant la consomma-tion en courant continu et très élevéedevant la composante alternative. Lecomposant qui permet la quadrature ducercle existe… Cela s’appelle une« inductance ». On l’utilise en lieu etplace de la résistance de 150 Ω. Sur notre schéma, l’ensemble « C1 + self+ C2 » sera dénommé un filtre en « Π »(figure 6).

LE FILTRE EN Π À CAPACI-TÉ EN TÊTE (figure 6)

Qu’est-ce qu’une inductance de filtrage,appelée aussi, en bon franglais, « self defiltrage » ? C’est un enroulement de fil decuivre, bobiné sur un noyau de fer…comme un transformateur, mais avec unsimple enroulement.La propriété principale d’une inductanceest de s’opposer aux variations du cou-rant qui la traverse, tant dans un sensque dans l’autre. En clair, la « self » vas’opposer aux augmentations du courantqu’on lui fournit et continuer à fournir du

courant au circuit si on diminue le cou-rant fourni. C’est idéal pour le filtrage dela composante alternative résiduelle quel’on trouve aux bornes de C1 (figure 6).La « réactance inductive » ou « réactan-ce », donc la résistance apparente encourant alternatif, sera égale au produitde son inductance en Henry par la pulsa-tion de la fréquence à filtrer. Ce quis’écrit :

Avec XL en ohms (Ω)f en hertz (Hz)L en henry (H)

Amusons-nous à calculer la valeur de laself en henry, si nous voulions remplacerla résistance de 150 Ω dans le schémaMc Intosh MC30 (figures 4 et 5a) afind’obtenir les mêmes performances de fil-trage (0,5 à 1 % au point B)

La fréquence f est de 100 Hz, d’où :

Magnifique me dites-vous, une self de0,24 henry sera de petite taille et com-portera peu de tours de fil, donc unerésistance interne négligeable. Leschutes de tension seront, elles aussi,négligeables quels que soient les appelsde courant…Stop, pas d’emballement… En ce quiconcerne le filtrage de la fréquence de100 Hz, tout cela est vrai. Si vous aviez àalimenter sous courant constant votrecircuit, cela serait très bien. Mais, nous,nous « faisons de l’audio » et là celachange tout car l’alimentation est en per-manence sollicitée par des appels decourant qui suivent exactement le signalaudio (sauf dans certains cas particu-liers). Or, comme nous vous l’avons signalé,une self va s’opposer à une baisse detension brutale aux bornes du condensa-teur « tampon » de 80 µF, ce qui se passeexactement lorsque l’ampli est sollicité

L =

1502 .100

0,24 Heπ

= =150628

De X 2 f.L on tire L =

X 2 .f

LL

= ππ

.

X 2 .f.LL = π

η = =

v U

x 100 0,0075 %cc ond

79,610 000

x 3,31 0,026 V=

X c

1C.

1628 x 0,000020

79,6 = = =ω

Ω

11

Figure 6 : Filtrage en « Π ». On a remplacé la résistance de 150 Ω parune inductance de filtrage, appelée communément « self ». Cetteinductance bobinée sur un noyau de fer présente une impédance

élevée à la valeur résiduelle de la composante alternative après fil-trage par C1 et une faible résistance au courant continu uniquement

limité par sa résistance interne (résistance de l’enroulement).

Toute demande à autorisation pour reproduction, quel que soit le procédé, doit être adressée à la société éditrice TRANSOCEANIC. LED187

FILTRONS ! QUE DIABLE FILTRONS !

par une impulsion (attaque de piano, parexemple). Si on désire maintenir une tension suffi-sante aux bornes du condensateur, il fautconsidérer la self comme étant un géné-rateur à tension constante, donc detrès grande impédance à la fréquencela plus basse à transmettre. C’est un des points les plus délicats àcomprendre. Lorsqu’on utilise une selfdans un filtrage en « Π », il faut bienséparer les deux fonctions de ce compo-sant :a) Son effet sur le filtrageb) Son effet sur la réponse en fréquencede l’alimentationQuelles sont les valeurs des réactancesinductive et capacitive de la self et ducondensateur « tampon » ?Pour la self :

Pour le condensateur :

Que constate-t-on ? Lorsque la fréquence f augmente, laréactance de la self s’accroît, alors que lacapacitance du condensateur diminue.

On démontre que lorsque :

On atteint la fréquence dite « de réso-nance » du circuit L/C (figure 7). Ce qui se traduira par de très fortes per-turbations dans la transmission des fré-quences basses de l’amplificateur (figu-re 7).En pratique, on va dimensionner la selfnon seulement en terme de « filtrage »,mais aussi en terme de bande passantede l’alimentation grâce à un calcul simpleen s’imposant la fréquence basse infé-rieure souhaitable pour l’ampli.En partant de la résonance série du cir-cuit LC à la fréquence de résonance

XL = XC

Il vient

D’où en connaissant C (F)

Ou en connaissant L(H)

Si vous connaissez L et C, la fréquencede résonance sera :

Dans toutes ces formules : L en henry (H)C en farad (F)fr en hertz (Hz)

Attention aux unités !Pour en revenir au célèbre Mc IntoshMC30, si nous devions remplacer larésistance de 150 Ω par une self en fixantune fréquence basse de 10 hertz (c’est lanorme !) pour la fréquence de résonanceavec un condensateur « tampon » de80 µF.

La valeur de cette self étant bien plusimportante que celle de 0,24 henry quenous avions calculée précédemmentpour 0,5 à 1 % de valeur résiduelle de latension redressée, calculons la valeur decette tension résiduelle avec 3,17 henry :1) Réactance XL de la self à 100 HzXL = 2π.f.L = 6,28 x 100 x 3,17

= 1990,76 Ω2) Capacitance Xc du condensateur de80 µF à 100 Hz

Comme vous pouvez le constater, laréactance XL est environ égale à cent foisXc.À 100 Hz, la self et le condensateurconstituent un diviseur de tension.L’ondulation résiduelle au condensateurde tête est identique, soit 25 V.3) Valeur résiduelle de la tension d’ondu-lation

La résistance ohmique de la self de3,17 henry étant de 20 Ω4) Chute de tension dans L (I = 100 mA)

U = R.I. = 20 x 0,100 = 2 VLa tension en B est de 460 V – 2 V =458 V5) Pourcentage d’ondulation au point B

Autant dire une ondulation quasi inexis-tante, d’où l’avantage de la self.Et la constante de temps dans toutcela ? Comme on considère la self au-delà de

η = =v

458 x100 =

0,01458

x100 0,002 %cc ond

v =

X X

x 2519,9

1990,760,01 Vcc

C

L= ≅

X = 1

2 .F.C1

6,28 x 100 x 80.10 19,9

C

- 6

π=

= Ω

L 1

9,43.fr .C1

39,43 x 10 x 80.10 3,17 henry

2

2 -6

= =

=

3

f r =

1

2 L.Cπ

C =

1

4 .f r .L

1

39,43 . f r . L2 2 2π=

L =

1

4 .f r .C

1

39,43 . f r . C2 2 2π=

2 .f r.L =

12 .f r.C

ππ

X = X soit 2 .f.L =

12 .f.C

L C ππ

X c =

12 .f.Cπ

X = 2 .f.LL π

12

Figure 7 : A la fréquence de résonance

XL (Ω) = XC (Ω), soit 2π.f.L = 1

2π.f.C

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L’ALIMENTATION EN AUDIO

la fréquence de résonance comme unesource de tension constante, seule sarésistance ohmique intervient dans lecalcul de la constante de temps, soit : τ = R.C = 20 x 80.10-6 = 1,6 milliseconde.Devant des résultats aussi remarquables,pourquoi le filtre en Π est-il si peuutilisé ? Essentiellement pour des pro-blèmes de coût et de poids. Il est évident que le filtrage par résistan-ce et capacité est, à ce titre, imbattable.On le préférera donc pour des électro-niques à tubes dont la consommation decourant n’excède pas 100 à 150 mA. Deplus, le circuit en Π a le défaut de tousles circuits de redressement à condensa-teur en tête : surcharge du transforma-teur d’alimentation et des redresseurs,les courants transitoires de surchargeétant bien supérieurs aux courantsconsommés par le circuit.En contrepartie, avec un filtrage en Π, onpeut réduire la valeur du condensateur« réservoir » et augmenter la valeur de laself afin d’augmenter l’angle de conduc-tion des diodes (Led n°187). En cas d’ap-pels de forts courants, la tension au pointB (figure 6) varie tout de même dans desproportions, certes nettement inférieuresau circuit RC, mais relativement impor-tantes tout de même.Ce circuit sera utilisé pour des courantsconsommés de 150 mA à 400 mA. Pour éviter des calculs fastidieux, laméthode approchée pour le calcul de laself dans un filtrage en Π est la suivante :1) Calculer la valeur de l’ondulation rési-duelle aux bornes du condensateur« réservoir » C1 (figure 6)

La valeur C1 étant définie afin de respec-ter la courbe enveloppe du signal audio (constante de temps 5 ms < τ < 10 ms)2) Définir la valeur du condensateur« tampon » C2. En règle générale :

3) Calculer la capacitance du condensa-

teur C2 à 100 Hz (en farad) :

4) La valeur de la réactance de la self à100 Hz est définie empiriquement de lafaçon suivante :

5) Calculer L (à 100 Hz)XL (Ω) = 2 π.f.LD’où :

C’est tout ! … Au-delà de 400 mA deconsommation, la régulation de la ten-sion d’alimentation devient insuffisante.

Pour ces courants importants, seul lefiltre avec inductance en tête est réelle-ment efficace.

LE FILTRE EN « L » OU À INDUCTANCE EN TÊTE (figure 8)

Le plus grand défaut des filtres aveccondensateur en tête est dû aux trèsimportants courants transitoires de sur-charge circulant dans les redresseurs etle transformateur. Les courants de sur-charge, en dehors de leurs effets parfoisdestructeurs, sont une source de pollu-tion sonore parfois difficile à éliminer(Led n°187).Les oscillogrammes 9a et 9b parlentd’eux-mêmes.

L

X 2 .f

X (H)

L L= =

π 628

X 100 . X L C2=

X

1C.

C2 = =ω

1628.C

C2 2 x C1=

v

10.I C

cc 1(mA)

( F)=

µ

13

Figure 8 : Dans unfiltre en L, grâce à laself, il n’y a plus de

courants transitoiresde surcharge, ni

dans le transforma-teur ni dans les

redresseurs dontl’angle de conduc-

tion est de 180°. Encontrepartie, la ten-

sion filtrée n’estplus que de 0,9.Veff

Figure 9a En haut : Filtrage avec self de 2 H etcondensateur de 100 µF. Aspect de latension redressée et filtrée au point Bde la figure 8 (débit : environ 180 mA).

Cette ondulation est pratiquementune sinusoïde vcc = 0,6 V sinus.

En bas : Filtrage avec un condensa-teur « réservoir » en tête de 100 µF(même courant). Ondulation en dent

de scie de 5 Vcc.

Figure 9bEn haut : Filtrage avec self de 2 H en

tête. Courant de 180 mA effectivementconsommé par le circuit.

En bas : Filtrage avec condensateurde 100 µF en tête. Courant consommépar le circuit de 180 mA et crêtes decourant dans le transformateur et les

redresseurs de 425 mA.

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FILTRONS ! QUE DIABLE FILTRONS !

Avec une self en tête, il n’y a plus decourants transitoires de surcharge, ycompris à la mise sous tension de l’ap-pareil. Cet avantage est primordial, iln’est plus nécessaire de sur-dimension-ner le transformateur d’alimentation etles redresseurs.Pour les redresseurs, ceci est particuliè-rement intéressant lorsque l’on utilisedes valves. Dans les circuits à condensateur en tête,les redresseurs et le transformateur four-nissaient de courtes impulsions àchaque demi-alternance afin de mainte-nir la charge du condensateur, ce dernierfournissant seul tout le courant au circuitdurant le reste du cycle pendant que lesredresseurs étaient bloqués.À l’inverse, avec une self en tête, lesredresseurs n’étant jamais bloqués, carils conduisent alternativement pendanttoute la durée de l’alternance, soit 180°,le courant consommé par le circuit esteffectivement fourni intégralement parl’alimentation (figure 9b) car il n’y a pasici stockage d’énergie mais uniquementfiltrage.Le condensateur C n’est plus uncondensateur « réservoir », c’est uncondensateur « tampon » qui va parfairele filtrage de la même manière que lecondensateur C2 du filtre en « Π ». Tousles calculs que nous avons développéspour le filtre en « Π » sont les mêmes.L’ensemble « self » et condensateur « C »

formant un diviseur de tension pour lacomposante résiduelle de filtrage, aveccependant une différence de taille : latension pulsée à l’entrée de la self n’estplus un résidu de filtrage aux bornes ducondensateur « réservoir », mais la tota-lité de l’ondulation en double alternance(100 Hz) en sortie des redresseurs (figu-re 10).Afin de ne pas reprendre les calculs (fas-tidieux !) que nous avons développéspour le filtrage en Π, nous vous livrons icila formule simple qui va vous permettrede calculer le facteur d’ondulation rési-duelle (figure 9a) en sortie de filtre LCpour une fréquence de 100 Hz (doublealternance) et ne reculant devant aucunmal de tête, nous vous livrons cette for-mule en henry et microfarads…

Par exemple, quel est le pourcentaged’ondulation et la valeur de la tensionrésiduelle d’ondulation d’une alimenta-tion dont la tension continue filtrée est de400 volts, dont le filtre en « L » comporteune self de 10 henry et un condensateurde 100 µF

Soit une tension d’ondulation de :

Vous remarquerez que cette tensiond’ondulation est indépendante du cou-rant consommé par le circuit. C’estl’avantage majeur du filtrage avec selfen tête, la self se comportant commeune source de tension, la tension auxbornes de C ne dépend plus du courantconsommé ; la self agit comme un véri-table régulateur de tension (la chute detension en fonction du débit dépend de

la résistance ohmique de la self qui doitrester faible).En audio, n’oubliez pas de tenir compte,comme pour le filtre en Π, de la fréquen-ce de résonance série du circuit LC enappliquant :

Mais, me dites-vous, si le filtrage avecself en tête ne présente que des avan-tages, pourquoi ne pas l’utiliser plus sou-vent...Votre bel enthousiasme est réjouissant,mais malheureusement il me faut tempé-rer votre emballement.Tout d’abord, le volume de la self. Pourqu’une self soit efficace, il ne faut pasque son inductance « plonge » avec lecourant qui la parcourt.En effet, le circuit magnétique, donc levolume de fer, doit être important defaçon à ce que la chute d’inductance soitla plus faible possible en fonction ducourant.D’autre part, il faut maintenir la résistan-ce ohmique de l’enroulement à unevaleur la plus faible possible, donc le filde bobinage doit avoir une section suffi-sante. C’est d’ailleurs l’une des raisons(pas la seule) qui nous permet, dans lescalculs, de confondre l’impédance Z (Ω)de la self avec sa réactance X (Ω) :

Une self bien construite voit sa valeurchuter de l’ordre de moitié pour une aug-mentation de courant de 30 % environ.C’est pour cette raison que les construc-teurs sérieux indiquent toujours la valeurde la self pour son courant nominal.Deuxième inconvénient de la self en tête,là où la tension continue redressée dansle cas d’un condensateur « réservoir »était de :

soit la valeur de la valeur crête de la ten-sion au secondaire du transformateur.Dans le cas de la self en tête, la tensioncontinue au point B (figure 8) est égale à

U V eff. 2 1,414 VeffC = =

Z X + R 2 2=

X 100 . X L C=

400100

x 0,0012 = 0,0048 V

% d'ondulation 1,2

10 x 100= 0,0012 %=

Facteur d'ondulation

a 100 Hz 1,2

L .C

% d'ondulation 1,2L.C

x 100

(H) ( F)≅

≅

µ

14

Figure 10 - En haut : Forme de la tension redressée à l’entrée de la

self. C’est cette ondulation qui seraprise en compte pour le calcul de la

self de filtrage.

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L’ALIMENTATION EN AUDIO

la valeur moyenne de la tension redres-sée en sortie des redresseurs au point A,soit : UC ≅ 0,9 Veff ou UC ≅ 0,636 V crête,ce qui revient au même.À tension égale, pour obtenir en sortie defiltre la même tension qu’avec un filtragepar condensateur en tête, il sera doncnécessaire de prévoir un transformateurd’alimentation dont la tension secondai-re soit plus élevée. Cependant, il ne fau-dra pas oublier que la self agissantcomme un régulateur, la tension continuefiltrée sera uniquement diminuée de lachute de tension provoquée par la résis-tance de cette dernière (sans omettre,bien entendu, la résistance des redres-seurs et du transformateur).À l’inverse, le filtrage par condensateuren tête voyait la tension redressée variercontinuellement en fonction des appelsde courant du circuit.Troisième inconvénient majeur, la notiond’ « inductance critique »

L’INDUCTANCE CRITIQUE

Observez la figure 8 et supposez quel’alimentation n’ait aucun débit (I = 0).À la mise sous tension, le condensateurC est totalement déchargé. Il est doncéquivalent à un court-circuit franc à lasortie de la self au point B. Le fort appelde courant de charge de C va effective-ment être freiné par la self puisque, parprincipe même, elle va s’opposer au pas-sage du courant. Mais plus le condensa-teur se charge, plus le courant diminue.À pleine charge, le courant est égal àzéro.Tout se passe à cet instant comme si laself n’existait pas. Quant au condensa-teur, il s’est chargé à la valeur maximalede la tension de crête, soit :

L’effet de la self va effectivement se fairesentir à partir d’un courant minimumconsommé par le circuit. C’est en fonc-tion du courant consommé par le circuit,donc de la résistance équivalente de

charge, que sera définie la valeur mini-male de l’inductance en dessous delaquelle on ne peut pas descendre oubien du courant minimum qui doit êtreconsommé par le circuit pour une induc-tance donnée.On démontre que « l’inductance est cri-tique », c’est-à-dire l’instant où la selfagit comme une honnête self lorsque lecourant consommé par le circuit est égalau courant de l’ondulation filtré par laself, ce qui s’écrit :

I continu = I filtréCe qui se traduit par une simple applica-tion de la loi d’Ohm, en ne tenant comp-te que du premier harmonique du cou-rant pulsé à filtrer, soit 100 Hz (figure 3).

(RL : résistance équivalente de charge)

d’où avec XL = 2 π.f.L :

A 100 Hz

En général, on arrondit :

Je sens que vous arrivez à saturation !Désolé, mais avec un petit exemple pra-tique tout va s’éclairer, du moins je l’es-père…Reprenons notre exemple précédent,c’est-à-dire une alimentation constituéed’une self de 10 henry, d’un condensa-teur de 100 µF apte à délivrer 200 mAsous 400 volts. Supposons que cette alimentation soitdestinée à un amplificateur puissant enclasse B. A pleine puissance, le courant va swin-

guer allègrement de 40 mA à 200 mA enfonction du signal audio. L’intensité mini-male est donc de 40 mA. Calculons la résistance équivalente ducircuit lorsque ce dernier consomme40 mA.

Quelle est la valeur de la self critique ?

Avec 10 henry … on est bon ! Victoire !Mais supposons que le courant minimumconsommé par l’ampli soit 20 mA. Dans ce cas :

La self critique sera de :

Là on est trop juste avec notre self de10 henry.Deux solutions s’offrent à nous. - La première est de prévoir une self de ≅19 henry. Difficile, l’ampli est déjàconstruit ! - La seconde solution, la plus usitée, estde prévoir ce que les Anglo-saxonsappellent une résistance « Bleeder », tex-tuellement un « drain ». Cette résistance va « tirer » du courantde l’alimentation en permanence defaçon à permettre à la self de jouer sonrôle de self. En pratique, dans notre exemple, avecune self imposée de 10 henry, calculonsRL critique :

Ce qui correspondrait à un débit mini-mum de :

Or, notre circuit consomme au minimum

40011 000

0,036 A (36 mA)=

L =R

1 100R 1 100.L =

1 100 x 10 = 11 000

(H)L

L (H)→ =

Ω

L =

20 0001 100

18,18 H(H) =

R =

4000,020

20 000 L = Ω

L =

R 1 100

10 0001 100

9,09 He(H)L

= =

R =

UI

4000,040

10 000 L ( )Ω Ω= =

L =

R 1100

(H)L

L =

0,666 R 2 .f

0,666 R 628

R 1060

(H)L L L

π= =

X = 0,666 R L L

donc

0,636.V . 2R

= 0,425.V . 2

X

C

L

C

L

i

vX

i0,425.V . 2

X

L

C

L= → =

I

UR

I 0,636.V . 2

R continu

C

L (= → =

Ω)

U V eff. 2=

15

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FILTRONS ! QUE DIABLE FILTRONS !

20 mA et, pour être efficace, la self doitêtre parcourue par un courant minimumde 36 mA. La différence de courant demandé serade :

36 mA - 20 mA = 16 mA

Pour consommer ces 16 mA manquants,il faudra installer une résistance maxi-male en parallèle sur le circuit de :

N’oubliez pas que cette résistance par-courue par ce courant de 16 mA va dis-siper de la puissance :P(w) = R.I2 = 25 000 x 0,0162 = 6,4 watts.Pour être en sécurité, nous choisironsune résistance normalisée de :

22 000 Ω / 10 watts

EN CONCLUSION

Je me suis longuement étendu sur lesalimentations car, comme vous l’avezcompris, l’alimentation est le cœur desmontages électroniques, surtout enaudio où l’on ne peut pas se satisfaired’approximations au risque d’obtenir desrésultats médiocres. Très souvent, par expérience, le fait d’in-tervenir sur des alimentations en rédui-sant la valeur de certains composantssur-dimensionnés, apporte des résultatsspectaculaires, en particulier en terme derendu des transitoires.Il existe bien d’autres types d’alimenta-tions, notamment les doubleurs de ten-sion souvent fort utiles pour réduire larésistance des enroulements des trans-formateurs.Ces derniers ne doivent délivrer, dans ce

cas, que la moitié de la tension utile pourle même courant.Nous verrons tout cela plus tard, au fur età mesure de nos cours.Les alimentations régulées et les alimen-tations stabilisées à manier avec pré-caution ne seront étudiées qu’aprèsl’étude des circuits, car leur mise enœuvre demande une parfaite maîtrisedes circuits amplificateurs.Dans notre prochain cours, nous aborde-rons (enfin !) l’étude des circuits amplifi-cateurs en gardant toujours à l’esprit quenous traitons de l’audio.Ce qui diffère bien souvent des règlesétablies de l’électronique générale.Laquelle s’occupe rarement des signauxfortement transitoires, bien loin dessages sinusoïdes et signaux rectangu-laires couramment utilisés.

Bonne lecture Rinaldo Bassi

4000,016

25 000 = Ω

16

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