Post on 10-Sep-2018
ENSSAT EII2 Projet en conception de circuits intégrés dédiés
Conception et réalisation d'une chaîne de communication numérique CDMA
Conception sur ASIC en technologie ST 0.13um
Prototypage sur FPGA Altera Stratix
1. Prise en main des outils Synopsys et ModelSim Le tutorial sur l'utilisation de Synopsys vous permettra de prendre en main les outils de synthèse
logique à partir du langage VHDL (design_vision, dc_shell) et de simulation VHDL (vsim, vcom, vmap, vlib). Le texte du tutorial contient des questions sur la synthèse logique de composants basiques. Il est recommandé de les faire sérieusement comme application directe du cours.
2. Etude du cahier des charges pour la réalisation de l'ASIC La vue extérieure du circuit est donnée ci dessous. On dispose d'une horloge rapide à 80Mhz clk
et d'un reset général asynchrone actif au niveau bas rstb.
Le signal binaire data(n) arrive par un port d’entrée. Les signaux d’émission et de réception sont sortis sur les convertisseurs afin d’être visualisés. Les différentes fréquences d’échantillonnage sont gérées par le circuit et fournies au AD/DA par les broches ADclk, NADclk (NOT ADclk) et DAclk. Le cahier des charges fourni sera tout d'abord analysé puis découpé en blocs fonctionnels suivant un modèle synchrone, une partie de ce travail étant faite en TD. Plusieurs équipes par groupe devront se coordonner pour la réalisation du circuit en se partageant le travail : modulation/étalement, suréchantillonnage/filtrage FIR d’émission, unité de traitement du FIR de réception, unité de contrôle du FIR de réception, unité mémoire (ROM/RAM) du FIR de réception, corrélateur/démodulateur, unité de contrôle globale, interfaces de communication. Cette découpe n’est pas imposée. Les fichiers testbench de simulation VHDL des composants et de simulation du circuit peuvent également être réalisés par une ou plusieurs personnes de l’équipe. On étudiera tout particulièrement les problèmes de synchronisation entre blocs (base de temps) ainsi que la gestion du codage des données dans les différentes unités de calcul. La détermination de la fréquence de fonctionnement (clk) maximale et de la fréquence
d’échantillonnage (ADclk) maximale du circuit en fonction des paramètres est indispensable dans le rapport de projet.
Ce projet est l’occasion d’apprendre à travailler en équipe. Pour qu’une équipe fonctionne, il
faut optimiser l’efficacité de chacun, et faire en sorte que tout le monde participe à la conception et à la validation. Nommer un chef d’équipe peut aider à un bon avancement. A vous de vous organiser au mieux !
3. Synthèse des blocs fonctionnels Chaque bloc devra être synthétisé, simulé pour être validé. Une simulation RTL du circuit sera
effectuée ainsi qu’une simulation au niveau portes. Pour cela, divers fichiers de simulation émulant le comportement de la mémoire ou des entrées/sorties vous seront fournis. Chaque personne (ou binôme) devra faire une simulation du circuit complet en utilisant les blocs conçus par les autres.
Lors des deux dernières séances, le portage du circuit sur FPGA Altera sera réalisé. Il sera
donc possible de vérifier le fonctionnement du circuit en mode réel sur une carte contenant un FPGA et des convertisseurs.
4. Evaluation du projet Ce projet fait l'objet d'une évaluation résultant d’une note pratique sur la réalisation du projet
intervenant dans la moyenne de l’UC concernée. L'évaluation du projet se fera selon les deux critères suivants. • Un rapport du travail réalisé respectant les règles de spécifications vues en cours et
respectant le plan suivant : Introduction rapide, solution retenue (différences éventuelles avec la solution proposée),
point d'avancement, problèmes rencontrés. Réponses aux questions sur les études à réaliser (section 5). Conception et analyse du circuit et des blocs du circuit. Chaque bloc doit être expliqué,
conçu et simulé (niveaux RT et gate) pour valider son fonctionnement. Cette validation est importante car dans un tel circuit il est difficilement envisageable de valider l’ensemble du circuit au niveau porte. Les performances temporelles de chaque bloc et de votre circuit (fréquence maximale) ainsi qu’une estimation de la surface sont indispensables.
Annexes du rapport, fournir tous les fichiers nécessaires à l'archivage du circuit. Vous indiquerez clairement le travail de chaque personne au sein de l’équipe dans le rapport.
• Une évaluation individuelle du comportement pendant les heures de projet.
Les points qui seront pris en compte pour la notation du projet sont approximativement les suivants :
• Attitude en projet : 4 pts ; • Rapport, description du projet, présentation du travail : 5 pts ; • Spécifications VHDL cohérentes : 4 pts ; • Réponses aux questions posées : 2 pts ; • Simulations et validations : 3 pts ; • Surfaces, timing, netlist : 2 pts ;
5. Etudes à réaliser • Une étude précise du synoptique global du circuit devra être faite. Chaque bloc doit
être spécifié par ses entrées-sorties et son fonctionnement afin de pouvoir travailler en équipe, de manière autonome, en minimisant le nombre de modifications.
• Une solution au problème du codage des nombres en virgule fixe devra être proposée. Les problèmes liés au débordement devront être traités.
• La fréquence maximale d’horloge devra être donnée pour chaque bloc synchrone, puis pour le circuit global.
• Les mémoires RAM ou ROM peuvent être spécifiées de plusieurs façons en VHDL. Une étude précise de leur structure et de la surface de silicium occupée par celles-ci devra être faite.
• La spécification doit rester générique afin de pouvoir être synthétisée quelque soit N. • Quelle est la fréquence d’échantillonnage maximale que l’on peut atteindre sur la
carte FPGA Altera Stratix ? • Quelles solutions proposez vous pour accélérer les calculs et améliorer la fréquence
d’échantillonnage, voire atteindre la fréquence maximale des convertisseurs ?
7. Planification du projet
Séance 1
Séance 2
Séance 3
Séance 4
Séance 5
Séance 6
Séance 7
Séance 8
Tâche 1 Tutorial Synopsys
Tâche 2
Définition système et interface,
Répartition des tâches
Tâche 3
Codage, simulations, synthèse
Tâche 4
Simulation et synthèse globale
Tâche 5 Placement routage
Tableau 1 : Planification du projet Commentaires sur le planning :
• Les tâches 1 et 2 sont très importantes, elles conditionnent le bon déroulement de l'ensemble du projet. Elles seront réalisées par l'équipe au complet.
• La tâche 3 verra chaque binôme de l'équipe travailler sur sa partie. Les deux premières séances sont dédiées à la spécification en VHDL synthétisable de votre bloc ainsi qu’à sa simulation. La dernière séance doit vérifier que le bloc fonctionne après synthèse, et qu’il s’interface correctement avec l’environnement.
• Enfin les tâches 4 et 5 seront précédées par une diffusion du travail de chaque personne vers l'équipe. Chaque personne (ou binôme) s'attachera ensuite à réaliser la simulation, la synthèse et le placement routage du système complet.
Le projet est conçu pour tenir dans le temps prévu. Ce planning doit absolument être respecté pour y arriver. Si vous sentez que vous prenez du retard, n’attendez pas la dernière séance pour le rattraper. Pensez qu’en équipe votre retard pénalise l’ensemble du projet.
8. Aides au projet Ce document se trouve à l’adresse : http://r2d2.enssat.fr/enseignements/Cao/Cao.php Vous y trouverez également : les tutoriaux des outils de CAO utilisés, les programmes du cours
et les transparents, les TD et TP ainsi que quelques corrections, les fichiers d’aide à la réalisation du projet (fichiers de simulation, quelques exemples, fichiers de configuration),
Bon projet !
Spécification détaillée de l'ASIC "CDMA"
I Introduction L'ASIC "CDMA" est destiné à réaliser une chaîne de communication CDMA. La description des
blocs est précisée dans les transparents fournis. La suite de ce document se concentre sur l’implantation de ce filtre sur la carte FPGA Altera
DSP Development Board (figure 1, spécification en annexe). Cette carte contient principalement un FPGA Altera Stratix EP1S25, un convertisseur analogique/numérique 12 bits (AD9433 Analog Devices), un convertisseur numérique/ analogique 14 bits (DAC904 Burr-Brown/Texas Instruments) et de la mémoire SRAM externe.
Figure 1 : Altera Stratix EP1S25 DSP Development Board
II Environnement du circuit
L'ASIC "CDMA" sera implanté dans un composant FPGA Stratix EP1S25 d’Altera (figure 3). Il devra s'interfacer avec un convertisseur analogique/numérique 12 bits (AD9433 Analog Devices, spécifications en annexe) qui lui communiquera les données nécessaires aux calculs par liaison parallèle, ainsi qu’avec un convertisseur numérique/analogique 14 bits (DAC904 Burr-Brown/Texas Instruments, spécifications en annexe) à qui il communiquera les résultats du filtrage. Le synoptique de la carte est donné figure 2.
La période d'horloge de fonctionnement sera déterminée en fonction des premiers résultats de synthèse du circuit, la contrainte de temps est liée à une fréquence d’échantillonnage et au nombre de coefficients N du filtre.
Les fréquences d’échantillonnage sont gérées par le circuit et fournies au AD/DA par les broches
ADclk, NADclk (NOT ADclk) et DAclk.
Figure 2 : Synoptique de la carte Altera Stratix EP1S25 DSP
Figure 3 : Caractéristiques du FPGA Altera Stratix EP1S25
III Organisation générale du circuit
La vue extérieure du circuit est donnée figure 4. On dispose d'une horloge rapide clk et d'un reset général asynchrone actif au niveau bas rstb.
Figure 4 : Vue extérieure du circuit CDMA
Interfaces externes • Signal d'horloge externe : clk • Signal de reset général asynchrone (actif bas) : rstb • Interface parallèle de sortie vers le CNA DAC904 : dout[13 :0]=To_CNA[13 :0] • Horloge associée au CNA : DAclk • Interface parallèle de sortie vers le CAN AD9433 : din[11 :0]=From_CAN[11 :0] • Horloge associée au CAN : ADclk et NADclk
• NADclk est le signal ADclk inversé • Différentes horloges des blocs internes : Clk_Fe, Clk_Fc, Clk_Fs, Clk_BR • Donnée binaire à transmettre : data • Donnée binaire reçue après codage, transmission sur le canal et décodage : demodata • Donnée numérique codée à transmettre via le CNA : To_CNA[13 :0] • Donnée numérique reçue après la transmission via le CAN : From_CAN[11 :0] • Signal d’erreur : error
Principales fonctions • Synchronisation du signal d’entrée, modulation/étalement • Suréchantillonnage/filtrage FIR d’émission sous forme combinatoire • Interfaces de communication parallèle avec les CAN/CNA • Unité de traitement du FIR de réception en virgule fixe et double précision avec
gestion du débordement si besoin • Unité de contrôle dédiée au FIR de réception et spécifiée sous forme de machine
d’état • Unité mémoire du FIR de réception, mémorisation interne des coefficients (ROM) et
du signal (RAM) dont il faut gérer l’évolution • Corrélateur/démodulateur • Unité de contrôle global
IV Fonctions réalisées Fonctions d’entrée sortie
Le protocole de communication avec le CAN AD9433 suit le chronogramme de la figure 5. Le codage de données issues du CAN est le complément à deux.
Figure 5 : Protocole de communication avec le CAN AD9433
Le protocole de communication avec le CNA DAC904 suit le chronogramme de la figure 6. Le
codage de données à envoyer au CNA est un codage non signé. Une conversion est donc à réaliser au sein de l’interface.
2 4 6 8 10 12 14 16
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Input Data (user 1)
1 2 3 4 5 6 7 8
−1
−0.5
0
0.5
1
Transmitted Data after modulation (Real Part)
1 2 3 4 5 6 7 8
−1
−0.5
0
0.5
1
Transmitted Data after modulation (Imag Part)
2 4 6 8 10 12 14 160
0.2
0.4
0.6
0.8
1Input Data (user 1)
1 2 3 4 5 6 7 8−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after modulation (Real Part)
1 2 3 4 5 6 7 8−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after modulation (Imag Part)
1 2 3 4 5 6 7 8−1
−0.5
0
0.5
1Spreading Code (user 1)
10 20 30 40 50 60−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after spreading and modulation (Real Part)
10 20 30 40 50 60−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after spreading and modulation (Imag Part)
2 4 6 8 10 12 14 16−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after spreading and modulation (Real Part), 2 first symbols
2 4 6 8 10 12 14 16−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after spreading and modulation (Imag Part), 2 first symbols
1 2 3 4 5 6 7 8−1
−0.5
0
0.5
1Spreading Code (user 1)
10 20 30 40 50 60−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after spreading and modulation (Real Part)
10 20 30 40 50 60−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after spreading and modulation (Imag Part)
2 4 6 8 10 12 14 16−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after spreading and modulation (Real Part), 2 first symbols
2 4 6 8 10 12 14 16−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after spreading and modulation (Imag Part), 2 first symbols
0 50 100 150 200 250 300−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after modulation and oversampling (Real Part)
0 50 100 150 200 250 300−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after modulation and oversampling (Imag Part)
0 10 20 30 40 50 60 70−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after modulation and oversampling (Real Part), 2 first symbols
0 10 20 30 40 50 60 70−1
−0.5
0
0.5
1Transmitted Data after modulation and oversampling (Imag Part), 2 first symbols
0 10 20 30 40 50 60 70−0.1
0
0.1
0.2
0.3Rx FIR coefficients
0 10 20 30 40 50 60 70−0.5
0
0.5
1
1.5Tx FIR coefficients
0 10 20 30 40 50 60 70−10
0
10
20
30
40Rx FIR coefficients (quantized)
0 10 20 30 40 50 60 70−50
0
50
100
150Tx FIR coefficients (quantized)
0 500 1000 1500 2000 2500−2
−1
0
1
2Transmitted Data after filtering (Real Part)
0 500 1000 1500 2000 2500−2
−1
0
1
2Transmitted Data after filtering (Imag Part)
0 20 40 60 80 100 120 140−2
−1
0
1
2Transmitted Data after filtering (Real Part), 4 first symbols
0 20 40 60 80 100 120 140−2
−1
0
1
2Transmitted Data after filtering (Imag Part), 4 first symbols
0 500 1000 1500 2000 2500−3
−2
−1
0
1
2
3Received Data (Real Part)
0 500 1000 1500 2000 2500−3
−2
−1
0
1
2
3Received Data (Imag Part)
0 20 40 60 80 100 120 140−3
−2
−1
0
1
2
3Received Data (Real Part), 4 first symbols
0 20 40 60 80 100 120 140−3
−2
−1
0
1
2
3Received Data (Imag Part), 4 first symbols
0 100 200 300 400 500 600−3
−2
−1
0
1
2
3Received Data after filtering and downsampling (Real Part)
0 100 200 300 400 500 600−3
−2
−1
0
1
2
3Received Data after filtering and downsampling (Imag Part)
0 5 10 15 20 25 30 35−3
−2
−1
0
1
2
3Received Data after filtering and downsampling (Real Part), 4 first symbols
0 5 10 15 20 25 30 35−3
−2
−1
0
1
2
3Received Data after filtering and downsampling (Imag Part), 4 first symbols
1 2 3 4 5 6 7 8−10
−5
0
5
10Received Data after despreading (Real Part)
1 2 3 4 5 6 7 8−10
−5
0
5
10Received Data after despreading (Imag Part)
2 4 6 8 10 12 14 16
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
Demodulated Data
REV. 0
Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate andreliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for itsuse, nor for any infringements of patents or other rights of third parties thatmay result from its use. No license is granted by implication or otherwiseunder any patent or patent rights of Analog Devices.
aAD9433
One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A.
Tel: 781/329-4700 www.analog.com
Fax: 781/326-8703 © Analog Devices, Inc., 2001
12-Bit, 105 MSPS/125 MSPSIF Sampling A/D Converter
FUNCTIONAL BLOCK DIAGRAM
VCC
AIN
AIN
ENCODE
ENCODE
REFOUT
REFIN
GND
VDD
D11–D0
DFS
SFDR
12 12
PIPELINEADC
T/H
ENCODETIMING
REF
OUTPUTSTAGING
AD9433
FEATURES
IF Sampling up to 350 MHz
SNR = 67.5 dB, fIN up to Nyquist @ 105 MSPS
SFDR = 83 dBc, fIN 70 MHz @ 105 MSPS
SFDR = 72 dBc, fIN 150 MHz @ 105 MSPS
2 V p-p Analog Input Range Option
On-Chip Clock Duty Cycle Stabilization
On-Chip Reference and Track/Hold
SFDR Optimization Circuit
Excellent Linearity:
DNL = 0.25 LSB (Typ)
INL = 0.5 LSB (Typ)
750 MHz Full Power Analog Bandwidth
Power Dissipation = 1.35 W Typical @ 125 MSPS
Two’s Complement or Offset Binary Data Format
5.0 V Analog Supply Operation
2.5 V to 3.3 V TTL/CMOS Outputs
APPLICATIONS
Cellular Infrastructure Communication Systems
3G Single and Multicarrier Receivers
IF Sampling Schemes
Wideband Carrier Frequency Systems
Point to Point Radios
LMDS, Wireless Broadband
MMDS Base Station Units
Cable Reverse Path
Communications Test Equipment
Radar and Satellite Ground Systems
GENERAL INTRODUCTIONThe AD9433 is a 12-bit monolithic sampling analog-to-digitalconverter with an on-chip track-and-hold circuit and is designedfor ease of use. The product operates up to 125 MSPS conver-sion rate and is optimized for outstanding dynamic performancein wideband and high IF carrier systems.
The ADC requires a 5 V analog power supply and a differentialencode clock for full performance operation. No external refer-ence or driver components are required for many applications.The digital outputs are TTL/CMOS compatible and a separateoutput power supply pin supports interfacing with 3.3 V or2.5 V logic.
A user-selectable, on-chip proprietary circuit optimizes spurious-free dynamic range (SFDR) versus signal-to-noise-and-distortion(SINAD) ratio performance for different input signal frequencies,providing as much as 83 dBc SFDR performance over the dcto 70 MHz band.
The encode clock supports either differential or single-endedinput and is PECL-compatible. The output format is user-selectable for binary or two’s complement and provides anoverrange (OR) signal.
Fabricated on an advanced BiCMOS process, the AD9433 isavailable in a thermally enhanced 52-lead plastic quad flatpackspecified over the industrial temperature range (–40°C to+85°C) and is pin-compatible with the AD9432.
PRODUCT HIGHLIGHTS1. IF Sampling
The AD9433 maintains outstanding ac performance up to input frequencies of 350 MHz. Suitable for 3G Wideband Cellular IF sampling receivers.
2. Pin-Compatibility This ADC has the same footprint and pin layout as the AD9432, 12-Bit 80/105 MSPS ADC.
3. SFDR Performance A user-selectable on-chip circuit optimizes SFDR performance as much at 85 dBc from dc to 70 MHz.
4. Sampling Rate At 125 MSPS, this ADC is ideally suited for current wireless and wired broadband applications such as LMDS/MMDS and cable reverse path.
REV. 0
AD9433
–5–
PIN FUNCTION DESCRIPTIONS
Pin Number Mnemonic Function
1, 3, 4, 9, 11, 33, 34, 35, 38, 39, 40, GND Analog Ground43, 48, 512, 5, 6, 10, 36, 37, 44, 47, 52 VCC Analog Supply (5 V)7 ENCODE Encode Clock for ADC-Complementary8 ENCODE Encode Clock for ADC-True (ADC samples on rising edge of
ENCODE)14 OR Out of Range Output15–20, 25–30 D11–D0 Digital Output13, 22, 23, 32 VDD Digital Output Power Supply (3 V)12, 21, 24, 31 DGND Digital Output Ground41 DFS Data Format Select. Low = Two’s Complement, High = Binary;
Floats Low42 SFDR MODE CMOS control pin that enables (SFDR MODE = 1), a proprietary
circuit that may improve the spurious free dynamic range (SFDR)performance of the AD9433. It is useful in applications where thedynamic range of the system is limited by discrete spuriousfrequency content caused by nonlinearities in the ADC transferfunction. SFDR MODE = 0 for normal operation; Floats Low.
45 VREFIN Reference Input for ADC (2.5 V typical)46 VREFOUT Internal Reference Output (2.5 V typical); bypass with 0.1 µF to
Ground49 AIN Analog Input-True50 AIN Analog Input-Complement
PIN CONFIGURATION
52 51 50 49 48 43 42 41 4047 46 45 44
14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
13
12
PIN 1IDENTIFIER
TOP VIEW(Not to Scale)
39
38
37
36
35
34
33
32
31
30
29
28
27
AD9433BSQ
OR
(MS
B)
D11
D10 D9
D8
D7
D6
DG
ND
VD
D V
DD
DG
ND D5
D4
VC
CG
ND
AIN
AIN
GN
D
VC
CV
RE
FO
UT
VR
EF
IN
VC
CG
ND
SF
DR
MO
DE
DF
S
GN
D
GND
VCCGND
GND
VCCVCC
ENCODE
ENCODE
GND
VCCGND
DGND
VDD
GND
GND
VCCVCCGND
GND
GND
VDDDGND
D0 (LSB)
D1
D2
D3
REV. 0 –7–
AD9433
SAMPLE N–1
SAMPLE N
SAMPLE N+1 SAMPLE N+8
SAMPLE N+9 SAMPLE N+10
AIN
ENCODE
ENCODE
D11–D0
tA
tEH tEL
tPDtV
1/fS
DATA N–11 DATA N–10DATAN–9
DATAN–2 DATA N–1 DATA N DATA N+1
Figure 1. AD9433 Timing Diagram
EQUIVALENT CIRCUITS
VREFOUT
VCC
Figure 4. Reference Output
VCC
AIN
AIN
15k 15k
3.75k 3.75k
Figure 3. Analog Input
VCC
VREFIN
Figure 6. Reference Input
24k 24k
8k 8k
VCC
ENCODE ENCODE
Figure 5. Encode Inputs
VDD
DX
Figure 2. Digital Output
DAC904
DAC904
14-Bit, 165MSPS DIGITAL-TO-ANALOG CONVERTER
FEATURES SINGLE +5V OR +3V OPERATION
HIGH SFDR: 20MHz Output at 100MSPS: 64dBc
LOW GLITCH: 3pV-s
LOW POWER: 170mW at +5V
INTERNAL REFERENCE:Optional Ext. ReferenceAdjustable Full-Scale RangeMultiplying Option
APPLICATIONS COMMUNICATION TRANSMIT CHANNELS
WLL, Cellular Base StationDigital Microwave LinksCable Modems
WAVEFORM GENERATION
Direct Digital Synthesis (DDS)Arbitrary Waveform Generation (ARB)
MEDICAL/ULTRASOUND
HIGH-SPEED INSTRUMENTATION ANDCONTROL
VIDEO, DIGITAL TV
DESCRIPTIONThe DAC904 is a high-speed, Digital-to-Analog Converter (DAC)offering a 14-bit resolution option within the family of high-performance converters. Featuring pin compatibility among fam-ily members, the DAC908, DAC900, and DAC902 provide acomponent selection option to an 8-, 10-, and 12-bit resolution,respectively. All models within this family of DACs supportupdate rates in excess of 165MSPS with excellent dynamicperformance, and are especially suited to fulfill the demands ofa variety of applications.
The advanced segmentation architecture of the DAC904 isoptimized to provide a high Spurious-Free Dynamic Range(SFDR) for single-tone, as well as for multi-tone signals—essential when used for the transmit signal path of communica-tion systems.
The DAC904 has a high impedance (200kOhm) current outputwith a nominal range of 20mA and an output compliance of upto 1.25V. The differential outputs allow for both a differential orsingle-ended analog signal interface. The close matching of thecurrent outputs ensures superior dynamic performance in thedifferential configuration, which can be implemented with atransformer.
Utilizing a small geometry CMOS process, the monolithic DAC904can be operated on a wide, single-supply range of +2.7V to+5.5V. Its low power consumption allows for use in portable and
battery-operated systems. Further optimization can be realizedby lowering the output current with the adjustable full-scaleoption.
For noncontinuous operation of the DAC904, a power-downmode results in only 45mW of standby power.
The DAC904 comes with an integrated 1.24V bandgap refer-ence and edge-triggered input latches, offering a completeconverter solution. Both +3V and +5V CMOS logic families canbe interfaced to the DAC904.
The reference structure of the DAC904 allows for additionalflexibility by utilizing the on-chip reference, or applying anexternal reference. The full-scale output current can be adjustedover a span of 2-20mA, with one external resistor, while main-taining the specified dynamic performance.
The DAC904 is available in SO-28 and TSSOP-28 packages.
CurrentSources
LSBSwitches
SegmentedSwitches
+1.24V Ref.
Latches
14-Bit Data Input
D13...D0
DAC904
FSA
BW +VD+VA
AGND CLK DGND
REFIN
INT/EXT
IOUT
IOUT
BYP
PD
DAC904
SBAS095C – MAY 2002
www.ti.com
Copyright © 2002, Texas Instruments Incorporated
Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications ofTexas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.
! " ! "
DAC9044SBAS095Cwww.ti.com
CurrentSources
LSBSwitches
SegmentedMSB
Switches
+1.24V Ref.
Latches
14-Bit Data Input
D13.......D0
DAC904
FSA
BW +VD+VA
RSET
AGND
NOTE: (1) Optional components.
CLK DGND
REFIN
0.1µF
INT/EXT
IOUT
IOUT
BYP
PD
20pF(1)50Ω
50Ω 20pF(1)
1:1VOUT
0.1µF
0.1µF(1)
+5V +5V
Bit 1
Bit 2
Bit 3
Bit 4
Bit 5
Bit 6
Bit 7
Bit 8
Bit 9
Bit 10
Bit 11
Bit 12
Bit 13
Bit 14
CLK
+VD
DGND
NC
+VA
BYP
IOUT
IOUT
AGND
BW
FSA
REFIN
INT/EXT
PD
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
28
27
26
25
24
23
22
21
20
19
18
17
16
15
DAC904
PIN DESIGNATOR DESCRIPTION
1 Bit 1 Data Bit 1 (D13), MSB2 Bit 2 Data Bit 2 (D12)3 Bit 3 Data Bit 3 (D11)4 Bit 4 Data Bit 4 (D10)5 Bit 5 Data Bit 5 (D9)6 Bit 6 Data Bit 6 (D8)7 Bit 7 Data Bit 7 (D7)8 Bit 8 Data Bit 8 (D6)9 Bit 9 Data Bit 9 (D5)10 Bit 10 Data Bit 10 (D4)11 Bit 11 Data Bit 11 (D3)12 Bit 12 Data Bit 12 (D2)13 Bit 13 Data Bit 13 (D1)14 Bit 14 Data Bit 14 (D0), LSB15 PD Power Down, Control Input; Active
HIGH. Contains internal pull-down circuit;may be left unconnected if not used.
16 INT/EXT Reference Select Pin; Internal ( = 0) orExternal ( = 1) Reference Operation
17 REFIN Reference Input/Ouput. See Applicationssection for further details.
18 FSA Full-Scale Output Adjust19 BW Bandwidth/Noise Reduction Pin:
Bypass with 0.1µF to +VA for OptimumPerformance. (Optional)
20 AGND Analog Ground21 IOUT Complementary DAC Current Output22 IOUT DAC Current Output23 BYP Bypass Node: Use 0.1µF to AGND24 +VA Analog Supply Voltage, 2.7V to 5.5V25 NC No Internal Connection26 DGND Digital Ground27 +VD Digital Supply Voltage, 2.7V to 5.5V28 CLK Clock Input
PIN DESCRIPTIONSPIN CONFIGURATION
Top View SO, TSSOP
TYPICAL CONNECTION CIRCUIT
DAC904 5SBAS095C www.ti.com
TIMING DIAGRAM
SYMBOL DESCRIPTION MIN TYP MAX UNITS
t1 Clock Pulse HIGH Time 3 nst2 Clock Pulse LOW Time 3 nstS Data Setup Time 1.0 nstH Data Hold Time 1.5 nstPD Propagation Delay Time 1 nstSET Output Settling Time to 0.1% 30 ns
t2 t1
tS tH
tSETtPD
CLOCK
D13 D0
Iout orIout
Data ChangesStable Valid Data
Data Changes