TD HyperFrequ Adaptation

5/11/2018 TD HyperFrequ Adaptation - slidepdf.com

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ADAPTATION DES DISPOSITIFS MICRO-ONDES

JG TARTARINUniversité Paul Sabatier, TOULOUSE IIILAAS-CNRS,

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NOTIONS GENERALES D’ADAPTATION : POURQUOI ADAPTER ?

Au-delà du simple plaisir de compliquer la vie des étudiants de cycle Universitaire,

l’adaptation de dispositifs HF est une phase indissociable de la conception de circuits et

systèmes radiofréquences.

L’utilisation de l’abaque de SMITH représente une compétence incontournable que

doit posséder le concepteur de circuit, afin de mettre en œuvre le principe d’adaptation le plus

adéquat pour la fonction qu’il désire réaliser. En effet, si la notion que véhicule au premier

ordre le principe de l’adaptation d’impédance concerne la minimisation des retours depuissance (onde régressive), la technique utilisée pour réaliser l’adaptation influe également

sur un ensemble de paramètres déclinés dans le cahier des charges : ainsi, l’adaptation d’un

amplificateur faible bruit (LNA, Low Noise Amplifier) devra satisfaire à un certain nombre

de contraintes secondaires à l’adaptation de son entrée (sortie) en vue d’une fonction optimale

vis-à-vis du gain et du caractère faible bruit. Un amplificateur de puissance privilégiera le

transfert maximum de puissance et l’optimisation du rendement de puissance ajoutée, etc…

Dans la planche suivante, nous illustrons les effets lorsqu’on utilise un dispositif non-

adapté pour réaliser une fonction (amplificateur en l’occurrence).



La puissance incidente (onde progressive) subit une réflexion sur la charge équivalente vue de

l’entrée du dispositif transistor (Γ ch).

-L’onde régressive (réfléchie) peut être pénalisante lorsqu’elle retourne sur les dispositifs en

amont du circuit.

-De plus, les utilisateurs proposeront des coefficients de réflexion différents (phase A, phaseB, phase C resp. pour les utilisateurs A, B, C) selon la distance à laquelle ils se connecteront à

la charge. Conformément à la figure représentée sur l’abaque de SMITH, le gain associé aux

différents coefficients de réflexion varie selon la valeur de la phase (en fonction du cercle à

gain constant sur lequel l’utilisateur est positionné). L’intégrité de la fonction d’amplification

n’est ainsi pas assurée, puisqu’elle dépend fortement des conditions de connexion !

Dans la planche ci-dessous, nous proposons une solution d’adaptation pour ce

transistor à base d’éléments CMS reportés sur la ligne microruban (représentation planaire).

Nous supposons pour cela que la taille de chacun de ces éléments est négligeable devant la

longueur d’onde : on est alors en approche localisée.

Après adaptation, la totalité de l’onde incidente se répartit dans les différentes voies du

réseau d’adaptation et de la charge Γ ch. Le dispositif possède ainsi un coefficient de réflexion

nul (vu par les utilisateurs A et B), et se situe donc au centre de l’abaque polaire (abaque de

SMITH). Quelle que soit la longueur de ligne ou de câble d’impédance caractéristique Z C, ce

coefficient de réflexion ne change pas (cercle à ROS constant unitaire, i.e. de rayon nul !).

L’intégrité des performances en transmission est conservée (gain constant identique pour

utilisateur A et B).



Cependant, tous les réseaux d’adaptation ne sont pas équivalents vis-à-vis des

performances en transmission. Selon si l’impédance parallèle est élevée ou faible vis-à-vis de

la branche principale, une proportion plus ou moins importante de signal sera appliquée au

dispositif (voir exemple adaptation LC et LL par éléments localisés). L’utilisation

d’inductance série sur la voie principale du signal peut impliquer l’adjonction de pertes

résistives nuisibles pour des applications faible bruit. On cherchera donc à minimiser la valeurde cette inductance également. D’autres considérations (stabilisation inconditionnelle de

l’amplificateur, polarisation, linéarité, …) peuvent venir compliquer les compromis à

appliquer lors de la conception de notre circuit.

LES TECHNIQUES PRINCIPALES

Selon la technologie employée (MMIC, hybride) et la fréquence à laquelle on travaille, on

utilisera l’une ou l’autre des techniques suivantes :

-adaptation par éléments localisés lorsque ces éléments (généralement L ou C, rarement R

cf explications cours) sont de dimensions négligeables devant la longueur d’onde.-adaptation par éléments distribués, lorsqu’on utilise des lignes de longueur non-

négligeable devant la longueur d’onde.



APPROCHE DISTRIBUEE : lorsque la dimension des tronçons de ligne n’est pasnégligeable devant la longueur d’onde.

La ligne connectée au transistor positionne le coefficient de réflexion (en tournant vers

le générateur) sur un cercle à ROS constant.

Deux types de solutions évidentes peuvent être envisagées (points singuliers de l’abaque deSMITH) :

1) se positionner sur le cercle y ou z (admittance réduite, impédance réduite) de partie

Re(y) ou Re(z) égale à 1. (ex. solution adaptation simple stub)

2) se positionner sur l’axe des résistances pures, soit Im(z) ou Im(y) nulle (adaptation par

ligne λ /4).

1) ADAPTATION SIMPLE STUB

Tout d’abord, il est primordial de remarquer que sur le point de connection de la ligne

L1 et du stub Lstub, les impédances respectives des charges ramenées en ce point se

recombinent en parallèle. Nous travaillerons donc naturellement en admittance réduite y pour

exprimer chacune de ces charges. 1- positionnement en coordonnées polaires de Γ ch, soit zch

sur SMITH. 2- passage en ych par symétrie centrale.

Une analyse préliminaire du circuit nous indique que la ligne L1 connectée au transistor

ne peut que nous faire tourner en bourrique, et également sur un cercle à ROS constant.

Pour sa part, le stub dérivé L2 (en court-circuit CC ou circuit-ouvert CO) se déplaceégalement sur un cercle à ROS constant infini (extérieur de l’abaque de SMITH). Ce cercle



possède également la particularité de proposer une impédance (ou admittance) imaginaire

pure (donc pas de contributions en partie réelle).

Si le stub ne peut pas influer sur la partie réelle, la ligne L1 doit avoir une longueur telle

qu’on obtient une partie réelle de Re(ych-ligne)=1. Sa partie imaginaire sera ensuite compensée

par le réglage de la longueur du stub, soit Im(ystub)=-Im(ych-ligne).

La somme des admittances ystub+ych-ligne=1 indique bien que le dispositif est adapté enentrée.

Nota Bene : tous les déplacements de charge s’effectuent ici vers le générateur, pour la

charge terminale du stub CO (ou CC) comme pour la charge Γ ch.

2) ADAPTATION PAR LIGNE λλλλ /4

Un autre technique consiste à se positionner sur un endroit où la charge équivalente (y

ou z, indifféremment) est purement résistive zR (ZR). Il est alors possible de mettre en œuvre

un tronçon de ligne λ /4 (inverseur d’impédance selon la formule Zin=Z0²/ZR). Z0 étant

généralement lié à la relationC

L Z =0 pour une ligne sans perte, et Zin devant être de 50Ω

dans notre cas, on comprend bien la nécessité d’avoir ZR réel. Il faut donc utiliser une ligne

Lligne pour annuler la partie réactive de la charge Zch en tournant sur un cercle à ROS constant.

La synthèse de lignes Z0 est abordée en TD (lignes à caractère capacitif parallèle basse

impédance, lignes à caractère inductif série haute impédance).



APPROCHE LOCALISEE : lorsque la dimension des éléments LC(R) est négligeabledevant la longueur d’onde.

De nombreux logiciels sont disponibles pour déterminer les topologies et valeurs

associées pour adapter des charges complexes à l’aide d’éléments réactifs L et C.

Cependant, certains d’entre eux n’offrent qu’une palette restreinte des solutionspossibles (pas de topologie L-L ni C-C dans l’exemple ci-dessous). La démarche intellectuelle

de l’ingénieur reste la seule garante de la pertinence du réseau à choisir (possibilité de

synthétiser les valeurs L ou C, bande passante large ou étroite, facilités de polarisation,

stabilité inconditionnelle, …).

Le choix du positionnement de l’élément parallèle et de l’élément série (topologie

simple L-C) dépend du module des impédances à adapter l’une sur l’autre Zgéné et Zcharge. On

associera donc l’élément série avec l’impédance la plus faible de manière à augmenter son

module. L’élément parallèle sera associé à la charge dont le module est le plus élevé de

manière à diminuer l’impédance équivalente. Le choix L ou C dépendra de la compensation

réactive des charges Zgéné et Zcharge.



Dans L’illustration du dessus, nous obtenons une valeur de la capacité parallèle de

|Zcapa2|=26 Ω , tandis que l’élément série possède un module bien supérieur de |Zind 1|=70 Ω.

La majeure partie de la puissance issue du générateur est donc dérivée vers la masse au

travers de la faible impédance que propose la capacité. Une proportion de signal plus faible

est enfin appliquée au transistor, puis amplifiée.

Il est donc intéressant d’explorer une seconde solution moins naturelle que la

précédente, mais dont la mise en œuvre est facilement justifiable sur la base du travail

précédent. Si on n’émet aucune hypothèse sur la nature L2 ou C2 de l’élément parallèle, une

seconde solution se décline entre l’intersection de z1 et du cercle complet z2*, dans la partie

basse correspondant à L2 (alors que la solution dans la partie haute correspondait à C2).



Cette solution offre des valeurs de l’inductance parallèle de |Zind 2

|=25.7 Ω , tandis que

l’élément série possède un module de |Zind 1|=28.6 Ω.

Dans cette nouvelle topologie, une partie moindre de la puissance du générateur est dérivée

vers la masse (via L2), et donc une quantité de signal plus importante que pour la topologie L-

C précédente est disponible en entrée de l’amplificateur. Le gain de l’amplificateur doit donc

être supérieur à celui de la première topologie. Ces propos doivent être modérés par le fait

qu’il reste à vérifier que l’impédance présentée au transistor dans cette dernière topologie

correspond bien à un cercle à gain élevé (ou équivalente à celui issu de la première version de

circuit L-C).

De plus, le fait de disposer d’une inductance L1 plus faible dans cette nouvelle version est

favorable pour une application faible bruit (car la résistance série associée à l’inductance

réelle est moindre par rapport à la première solution : la densité spectrale de bruit HFSV=4kTR en est diminué d’autant pour améliorer le facteur de bruit global de l’amplificateur

LNA !).

Enfin, l’inductance L2 peut être réutilisée pour polariser l’entrée du transistor.

… et il y a tant d’autres choses à dire encore !

Remerciements à (special thanks to) : Mr SMITH pour son dessin psychédélique.

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