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Février 2006

Mini projet EPA

Alimentation 2V, 1.5A

( http://seb.france.free.fr/eseo/I2/epa )

Professeur responsable : Eric CHAUVEAU

Etudiants I2 : Sébastien FRANÇOIS

Yvonnick BRUNET

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SOMMAIRE

1. Introduction 3

2. Cahier des charges 3

3. Convertisseur Buck normal 3

1) La structure du Buck 3

2) Le remplacement de la diode 4

4. Convertisseur Buck Adapté 4

3) Le montage adapté 4

4) Fonctionnement en détails 5

5. Etudes préliminaires 6

1) Les temps de commutation 6

1. Le test de commutation du montage à canal P 6

2. Le test de commutation du montage à canal N 7

2) Résolution des temps de commutations différents 7

1. Les commandes asymétriques 8

2. Résultats de la manipulation 9

3) Le Push-pull 9

1. Schéma du Push-Pull 9

2. Observation de l’entrée et de la sortie de notre push-pull 10

6. Simulation du montage de puissance 10

1) Schéma du BUCK sous Matlab 10

2) Résultat de la simulation sous Matlab 11

7. Réalisation du montage de puissance complet 12

1) Schéma de la structure de puissance 12

2) Résultat obtenu en divers points du montage 12

1. Tension et intensité à la Gate du transistor canal P 12

2. Tension et intensité à la Gate du transistor canal N 12

3. Intensité dans l’inductance 13

4. Tension et intensité au moteur 13

8. Réalisation de l’oscillateur 14

9. Montage complet 15

10. Conclusion 16

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1. Introduction

Nous avons réalisé, dans le cadre du mini-projet microcontrôleur, un afficheur rotatif à

persistance rétinienne. Le bras mobile est entraîné par un moteur Meccano, les mesures que

nous avions effectuées pour les tests d’affichage, nous imposaient d’alimenter le moteur sous

2V, ce qui fixait une vitesse approximative de 10 tours par seconde. Sous cette polarisation, le

moteur en charge impose un courant d’environ 1,5A.

Le but de ce projet est de pouvoir ramener la tension d’alimentation à une tension plus

standard, de manière à pouvoir l’alimenter avec du 12V.

Nous avons choisi de réaliser une alimentation à découpage abaisseuse de tension.

Parmi les structures que nous connaissons, nous utiliserons une structure de type BUCK car

les tensions utilisées sont proches et non dangereuses, ce qui ne nécessite donc pas

d’isolation.

En tant normal, lorsque la consommation de la sortie est susceptible de varier au court du

temps, on met en place un asservissement qui permet d’adapter le rapport cyclique du

hachage. Notre charge consommant une puissance constante, nous n’avons pas eu besoin de

mettre en place d’asservissement.

L’objectif du mini-projet est de concevoir la structure complète et de la tester en charge.

2. Cahier des charges

• Tension d’entrée : 12V

• Caractéristique de sortie : 2V (+/-5%), 1,5 à 2A

3. Convertisseur Buck normal

1) La structure du Buck

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2) Le remplacement de la diode

Lorsque l’interrupteur commandé est ouvert, le circuit est bouclé par la diode qui devient

passante. Le courant qui traverse la diode est celui qui traverse la charge. Comme il est assez

élevé, la diode va s’échauffer provoquant 1.5*0.6=0.9W watt de pertes.

En plaçant un second interrupteur, commandé de manière opposée au premier, on assure une

fermeture constante du circuit tout en diminuant la puissance perdue.

La puissance dissipée dans le MOS lorsqu’il est fermé correspond au produit de la résistance

à l’état ON multiplié par le courant qui le traverse. On constate que celle du MOS est plus

faible :

Avec une résistance RDS de 0,270Ω, on constate que :

• Puissance dissipé par la diode : Pdiode = Vseuil x I = 0,9 Watt

• Puissance dissipé par le MOS : Pdiode = RDS x I² = 0,607 Watt

Nous utiliserons donc un MOS à la place de la diode.

4. Convertisseur Buck Adapté

3) Le montage adapté

Les deux transistors sont équivalents à des interrupteurs qui doivent s’ouvrir et se fermer

alternativement pour permettre le bon fonctionnement du circuit. Sur un schéma parfait, on

commande les Grilles des deux transistors en opposition, ce qui permet de saturer le premier

MOS lorsque le second est bloqué et vice-versa.

Dans la pratique, nous avons utilisé deux types de transistors différents (MOS canal P et N)

commandés par le même signal. Nous verrons par la suite que cela pose aussi un problème car

les MOS canal P sont beaucoup plus lents à commuter, à cause de la différence de mobilité

entre les trous et les électrons.

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4) Fonctionnement en détails

Sur un front descendant de la commande, on sature le premier MOS (interrupteur fermé) et

l’on bloque le second MOS (interrupteur ouvert). Le courant passe donc dans la boucle

suivante :

Sur front montant, le fonctionnement s’inverse. Le premier MOS s’ouvre et le deuxième se

ferme, la petite boucle permet à la capacité de se décharger au travers de la charge.

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5. Etudes préliminaires

1) Les temps de commutation

L’utilisation de transistors de types différents facilite aussi la conception du circuit. Il est en

effet beaucoup plus simple de commander le canal P avec sa source à +Vcc et inversement le

canal N avec sa source à la masse.

Nous avons donc réalisé dans un premier temps deux circuits séparés, afin de tester les temps

de commutation de chaque transistor.

On a donc mis en place deux montages avec deux charges indépendantes qui supportent une

puissance dépassant le Watt.

La détermination de notre charge s’est faite de cette façon : on considère que les puissances

d’entrée et sortie sont égales puisque en entrée et en sortie, au moins l’une des deux grandeurs

est continue.

Pe = Ps, ceci implique Ve x Ie = Vs x Is.

On obtient ainsi Ie = 2 x 1,5 / 12 = 0,25 A.

On applique la loi d’ohm pour avoir la valeur de la charge

R = Ve / Ie = 12 / 0,25 = 48 Ω.

Le rapport cyclique théorique que l’on doit avoir est α = Vs/Ve = 2/12 = 16,7.%

1. Le test de commutation du montage à canal P

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2. Le test de commutation du montage à canal N

2) Résolution des temps de commutations différents

Les premières manipulations nous ont confirmé que les transistors avaient des temps de

commutations différents et que l’on risquait que le canal N soit passant alors que le canal P ne

s’était pas complètement ouvert, ce qui aurait créer un court-circuit immédiat de

l’alimentation 12V.

Pour résoudre ce problème, nous avons décidé de mettre en place sur les grilles des

transistors, une résistance et une diode en parallèle.

Récapitulatif du fonctionnement des transistors

Vcom IRF9520 ‘interrupteur’

(canal P)

IRF520 ‘diode’

(canal N)

0 V Vgs = -12 V

Etat passant

Vgs = 0 V

Etat bloqué

12 V Vgs = 0 V

Etat bloqué

Vgs = 12 V

Etat passant

Vcom est la tension à rapport cyclique variable commandant les gates des MOS.

Pour s’assurer que les transistors ne se court-circuitent pas, il faut donc retarder leur

fermeture, c'est-à-dire la transition de la tension de gate de 12 à 0V pour le canal P et de 0 à

12V pour le canal N, ceci tout en gardant bien sûr une ouverture la plus rapide possible.

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1. Les commandes asymétriques

Après avoir appliqué 0V à la commande pendant un certain temps, la capacité de grille du

MOS canal P est au potentiel 0V, le transistor est passant.

Lorsque la commande passe à 12V, la grille est immédiatement chargée à 12V à travers la

diode, le transistor se bloque.

Lorsque plus tard la commande passe de nouveau à 0V, la diode est polarisée en inverse, elle

ne conduit pas. La décharge de la capacité de gate se fait donc à travers la résistance variable.

En réglant celle-ci, nous sommes en mesure de pouvoir augmenter le temps de saturation du

transistor.

Il en est de même pour ce second transistor, sauf qu’ici la capacité de grille doit être

déchargée à travers la diode pour permettre une ouverture rapide. La résistance variable

permet ici aussi de régler le temps de fermeture du transistor.

Nous avons alors observé les deux tensions, Vcc-Vd pour l’IRF520 et Vd pour l’IRF9520, en

plaçant les circuits en charge.

Il fallait régler les résistances de manière à ce que les tensions ne se croisent pas, pour ne pas

court-circuiter l’entrée du hacheur.

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2. Résultats de la manipulation

Temps de montée du transistor canal N

et le temps de descente du canal P

Temps de montée du transistor canal P

et le temps de descente du canal N

3) Le Push-pull

Nous avons oublié dans nos mesures de tenir compte de l’impédance de sortie du générateur

basse fréquence que nous utilisions (50 Ω). Nous avons alors mis au point un push-pull pour

s’affranchir de celle-ci et pouvoir réellement régler les résistances variables.

L’introduction du Push-pull a pour effet de réduire l’amplitude du signal de commande à plus

ou moins le seuil Vbe des transistors bipolaires, fournissant en sortie une impédance nulle.

1. Schéma du Push-Pull

Canal P

Canal N

Canal N

Canal P

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2. Observation de l’entrée et de la sortie de notre push-pull

Lorsque l’on a Ve = Vcc,

alors le NPN se sature et le PNP se bloque.

On a donc Vs = Ve - Vbe = 11, 4V

Et inversement, lorsque l’on a Ve = 0V,

alors le PNP se sature et le NPN se bloque.

on a Vs = Ve + Vbe = + 0,6

6. Simulation du montage de puissance

Avant de connecter les deux transistors ensemble, nous avons d’abord adapté le schéma

Matlab d’un convertisseur BUCK.

1) Schéma du BUCK sous Matlab

On envoie une tension variable aux Grilles des transistors par l’intermédiaire d’une PWM qui

à un rapport cyclique déterminé par la constante. Sous Matlab, la convention veut que cette

constante varie entre -1 et 1 (cf tableau suivant).

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Le tableau se comprend de la manière suivante :

A un rapport cyclique de 0% correspond une constante de -1, 0 pour 50% et 1 pour 100%.

Pour un rapport cyclique de 16.7%, la constante vaut :

alpha = -1 – (-0.5 x 16,7 ) / 25 ~ -0.666

Alpha -1 alpha -0.5 0 1

Rapport

cyclique 0% 16,7% 25% 50% 100%

Nous devons ensuite déterminer la valeur de la capacité de sortie pour avoir une ondulation

inférieure à +/-5% autour de 2V.

A l’aide des formules du cours :

∆Vs = ∆iL x αT / 8Cmin et ∆iL = ( E –Vs ) x αT / L

Cela implique : Cmin = ( E –Vs ) x αT² / ( 8 x L x ∆Vs)

On a : E = 12V, Vs = 2V, ∆Vs = 0,2V, α = 1/6, L = 100µH

Fréquences ( en kHz ) 50 70 100 150

Valeurs de C ( en µF ) 4.17 2.13 1.04 0.463

Nous avions pris au départ une fréquence de 70kHz ce qui correspond à une capacité

d’environ 2.13 µF, mais pour des raisons de disponibilité magasin, nous avons

surdimensionnée notre capacité à 4.7 µF.

2) Résultat de la simulation sous Matlab

La première courbe représente la tension de sortie et la seconde, l’intensité.

Nous obtenons les résultats attendus :

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7. Réalisation du montage de puissance complet

1) Schéma de la structure de puissance

2) Résultat obtenu en divers points du montage

1. Tension et intensité à la Gate du transistor canal P

Résultats obtenus :

Le temps de montée de Vg est visiblement

augmenté tandis que son temps de descente

demeure très bref.

Le courant s’annule bien, ce qui montre que

le transistor s’ouvre correctement.

2. Tension et intensité à la Gate du transistor canal N

Résultats obtenus : Le temps de descente de Vg est augmenté

tandis que la montée est très brève.

Par contre si l’on regarde le courant, on

observe bien qu’il ne s’annule pas

complètement ceci est dû au fait que notre

sonde était placée en aval des capacités de

découplage. Quand le transistor ne tire pas

de courant, ce sont les capacités.

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3. Intensité dans l’inductance

Résultat obtenu :

On peut observer un courant continu qui ne

s’annule pas et qui a une valeur moyenne

proche de 1,5A.

4. Tension et intensité au moteur

Résultats obtenus :

Les résultats de la tension et de l’intensité

correspondent à nos attentes.

Par contre, on peut remarquer que la tension

est très parasitée et qu’elle dépasse la marge

de +/- 5%.

Ces perturbations sont dues aux balais

commutant le courant dans le moteur.

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8. Réalisation de l’oscillateur

Notre choix s’est donc porté sur le circuit intégré le NE555 qui peut fonctionner en 12V, à la

différence du 74HC14. Nous l’avons configuré pour fonctionner avec une fréquence de

70kHz et un rapport cyclique supérieur à 0,167.

Sur la figure 14 ci-dessus de la datasheet du NE555, on se place à une fréquence de 70kHz, et

sur la droite RA + 2RB = 10kΩ.

On a ensuite une idée de la valeur de la capacité à choisir, celle-ci doit être comprise entre

0.001 et 0.01µF.

Nous avons pris 2,2nF.

Ensuite il faut déterminer RA et RB :

• Période = 0.693 x (RA + 2RB) x C

• TempsHaut = 0.693 x (RA + RB) x C

• TempsBas = 0.693 x RB x C

Applications numériques :

Fréquence Période TempsHaut TempsBas C RA RB

70 kHz 14,2µs 10,3µs 3,96µs 2,2nF 3,48kΩ 2,6kΩ

Pour des raisons pratiques, nous avons mis des résistances variables de 4,7kΩ, pour

pouvoir faire varier la fréquence et le rapport cyclique si nécessaire.

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9. Montage complet

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10. Conclusion

Le sujet nous a beaucoup intéressé car nous avons pu nous pencher sur un problème concret

dans la continuité de notre projet microcontrôleur. Nous avons atteint notre objectif, le mobile

fonctionne désormais avec cette alimentation à découpage qui fournit 2V à 1,5A.

Il aurait été possible d’utiliser une diode à seuil beaucoup plus faible, de type Schottky, de

manière à éviter la double commande, ainsi que l’augmentation des temps de fermeture.

Celle-ci provoque un léger échauffement des transistors, car à un moment donné, nous avons

à la fois une tension non nulle aux bornes du transistor et un courant Drain-Source le

traversant.