L ’Electronique Haute Fréquence:

1

L ’Electronique Haute L ’Electronique Haute Fréquence:Fréquence:

IUT de Colmar - Département R&T - 2ième année.

2

SOMMAIRE (1):

•1. Introduction.1. Introduction.

•2. Adaptation des impédances.2. Adaptation des impédances.

•3. Les circuits de couplage.3. Les circuits de couplage.

•3.1. Méthode générale.3.1. Méthode générale.

•3.2. Les réseaux en L.3.2. Les réseaux en L.

•3.3. Les réseaux à 3 éléments.3.3. Les réseaux à 3 éléments.

•3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH.3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH.

3

SOMMAIRE (2):

•4. Les quadripôles amplificateurs en HF.4. Les quadripôles amplificateurs en HF.

•4.1. Le transistor bipolaire.4.1. Le transistor bipolaire.

•4.2. Le transistor FET.4.2. Le transistor FET.

•5. Pratique des amplificateurs HF.5. Pratique des amplificateurs HF.

•5.1. Amplificateurs HF petits signaux.5.1. Amplificateurs HF petits signaux.

•5.2 Amplificateurs HF de puissance.5.2 Amplificateurs HF de puissance.

4

1. Introduction:1. Introduction:


5

Introduction:La HF:Introduction:La HF:

L’appellation des fréquences à été définie en 1953 par un organisme international de normalisation appelé le CCIR (Comité Consultatif International des Radiocommunications) de la façon suivante :

•TBF : très basses fréquences jusqu'à 30 kHz,•BF : basses fréquences jusqu'à 300 kHz,•MF : moyennes fréquences jusqu'à 3 MHz,•HF : hautes fréquences jusqu'à 30 MHz,•VHF : très hautes fréquences jusqu'à 300 MHz,•UHF : ultra hautes fréquences jusqu'à 3 GHz,•SHF : supra hautes fréquence ou hyperfréquences jusqu'à 30 GHz,•EHF : extra hautes fréquence jusqu'à 3000 GHz

6

•RAPPEL:•Zrésistance = constante fréquence,•Zinductance = f(fréquence),•Zcondensateur = f(1/fréquence).

•EN HF:•suivant la fréquence un condensateur pourra très bien se comporter comme une inductance !•Voici par exemple le circuit équivalent HF d’une résistance :

Introduction: Les composants passifs:Introduction: Les composants passifs:

L LR

C

7

Introduction: Influence des fils ou des Introduction: Influence des fils ou des pistes:pistes:•Les fils ou les pistes on un comportement inductif.

•Leur inductance peut-être déterminée par la formule suivante:

75,0

4log3,2002,0

d

llL

L = inductance en H

l = longueur du fil en cm

d = diamètre du fil en cm

•Application :Une résistance de 10 k à couche métallique est représentée par son schéma équivalent de la figure précédente. Les pattes ont une longueur de 1,27 cm et ont un diamètre de 0,1628 cm. La capacité parasite C est égale à 0,3 pF. Calculer l’impédance de l’ensemble à 200 MHz. R(200MHz) = 2.6 K

8

Introduction: Effet de peau:Introduction: Effet de peau:

•En basse fréquence, un conducteur utilise toute sa section pour permettre le transfert des électrons.•Lorsque la fréquence augmente, le champ magnétique au centre du conducteur augmente.•Les porteurs sont ainsi “ poussés ” vers la périphérie.•Le résultat est une augmentation de la résistance du conducteur.•Ainsi pour le cuivre la “ profondeur de peau ” est de:

• 8,5 mm à 60 Hz • 0,07 mm à 1 MHz !

9

2. Adaptation des 2. Adaptation des impédances:impédances:


10

Adaptation des impédances:Adaptation des impédances:

•En HF, les impédances d’entrée et de sortie des quadripôles amplificateurs ne sont plus réelles mais complexes.•S’il n’y a pas adaptation entre la source et la charge, il y a bien sûr perte de puissance.•Et lorsque les puissances sont importantes, il y a destruction du quadripôle amplificateur.

•Il faut alors adapter les impédances d ’entrée et de sortie des quadripôles amplificateurs pour

avoir un meilleur rendement de puissance entre la source et la charge.

11

Adaptation de puissanceAdaptation de puissance

Zg I1

V1

+

-Vg

ZL=RL+jXL

• Puissance fournie à une charge ZL par un générateur d’impédance Zg

22

2

2

*2*11

2)4/1()4/1()()2/1(

gLgL

Lg

gL

LLgf

XXRR

RV

ZZ

ZZVIVReP

• Si RL > 0 et Rg > 0 la puissance maximale fournie à la charge par le quadripôle

est obtenue pour :

Zg=Rg+jXg

gLgLgL ZZsoitXXetRR

et est notée puissance disponibleL

gd R

VP

8

2

0 1 2 3 4 5

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

RL/R

G

Pf/(V

g2/8R

g)

12

Adaptation de puissance: RésuméAdaptation de puissance: Résumé

E ZL

ZG•E: générateur sinusoïdal•ZG: impédance interne•ZL: impédance de charge

GGG

LLL

jXRZ

jXRZ

•Le générateur fournit le maximum de puissance à la charge si:

ou avec

*GL ZZ

GR

EP

*4

2

max *LG ZZ

13

Adaptation de puissance: Généralité:Adaptation de puissance: Généralité:

Zg

E

Circuit decouplaged’entrée

Quadripôle

amplificateur

Circuit decouplagede sortie

Zu

14

Adaptation de puissance: Généralité:Adaptation de puissance: Généralité:

Zg

E

Zu

15

Adaptation de puissance: Exemple:Adaptation de puissance: Exemple:

•Soit à adapter une source de 100 à une charge de 1k :

RS100

RL1k

L1j300

C1-j333

V1VSIN E ZU

ZG

)31(*10031

1000

3331000

1

1000

1

300100

1

1

jjjXjR

RZ

jjXRZ

CL

LU

LSG

On a bien:

*UG ZZ

16

3. Les circuits de 3. Les circuits de couplage:couplage:


17

3.1. Méthode 3.1. Méthode générale:générale:


18

Les circuits de couplage: Méthode Les circuits de couplage: Méthode générale de calcul des réseaux d ’adap.:générale de calcul des réseaux d ’adap.:

•Quelle que soit la configuration initiale des impédances à adapter et du circuit de couplage, le principe de calcul sera toujours le même :

ou bien, on transforme le réseau en un circuit qui ne comprend plus que des éléments résistifs et réactifs en série,

ou bien, on transforme le réseau en un circuit qui ne comprend plus que des éléments résistifs et réactifs en parallèle.

19

Adaptation par la configuration Adaptation par la configuration série:série:

R1s = R2S

et

jXS = j(X1S + X2S + ....) = 0

•les réactances XS, X1S, X2S, etc., étant prises avec leur signe propre :

•positif pour une inductance (jL),•négatif pour une réactance capacitive (-j/C).

20

Adaptation par la configuration Adaptation par la configuration parallèle:parallèle:

R1P = R2p

et

0...2

1

1

11

ppp jXjXjX

21

Tableau de transformation: Série => Tableau de transformation: Série => parallèle:parallèle:

22

Tableau de transformation: Parallèle Tableau de transformation: Parallèle => série:=> série:

23

3.2. Les réseaux en L:3.2. Les réseaux en L:


24

Les réseaux en L:Les réseaux en L:

VE RS L

RLC

(A) Passe-bas

VE RS L

RLC

(B) Passe-bas

VE RS

L RLC

(C) Passe-haut

VE RS

LRL

C

(D) Passe-haut

RL > RS

RL > RS

RL < RS

RL < RS

25

Utilisation des réseaux en L: Exemple: Utilisation des réseaux en L: Exemple: 1ière méthode:1ière méthode:•Calculer un circuit en L qui devra adapter une source [RS] de 100 à une charge [RL] de 1k à 100MHz. Le circuit devra permettre le passage de la composante continue de la source vers la charge.•On prendra alors le circuit (A) Passe-bas:

RL > RS

•Il faut que:

•RL ’ = RS = 100, d ’où = 3, C ’= 5.3 pF, et donc C = 4.8 pF

•jLw + 1/(jC ’w) = 0, d ’où L = 477 nH.

C'LVE

RS

RL'

26

Utilisation des réseaux en L: 2ième Utilisation des réseaux en L: 2ième méthode:méthode:

RS XS

XP RPV1

•En généralisant l ’exemple précédent: avec X réactance capacitive ou inductive:

1S

PPS R

RQQ

S

SS R

XQ

P

PP X

RQ

•En reprenant l ’exemple:

•QS = QP = 3

•XS = 300 et XP = 333

•D ’où L = XS/w = 477 nH et C = 1/(w* XP) = 4.8 pF

27

Cas des sources et charges complexes: Cas des sources et charges complexes: Adaptation par absorption:Adaptation par absorption:

V1

RS100

LS j126CL

2pFRL1k

Réseau

d'adaptation

l’absorption : les réactances de la charge et de la source sont “ absorbées ” par le circuit d’adaptation.

•Soit L = L’ + LS et C = C’ + CL.

•Calcul de LS pour f = 100 MHz: LS = 200 nH.

•On remarquera que ce montage est similaire à l ’exemple précédent puisqu’on a le même QS = QP = 3 (qui dépendent de RL et RS).

•D ’où L = 477 nH et C = 4.8 pF

C’L’ •Et finalement:

•L’ = 277 nH

•C’ = 2.8 pF.

28

Cas des sources et charges complexes: Cas des sources et charges complexes: Adaptation par résonance (1):Adaptation par résonance (1):

la résonance : toutes les réactances de la source et de la charge sont éliminées par résonance (réactances de signe opposé).

V1

RS50

CL

40pFRL600

Réseau

d'adaptation

•Soit à adapter la charge et la source du circuit

suivant à 75 MHz:

ETAPE 1: élimination par résonance parallèle:

L1 = 1/(w^2*CL) = 112.6 nH

+

CL

40pF

L1

?

RL

600

RS 50

V1L

384nH

C12.8pFRéseau d'adaptation

29


ETAPE 2: Choix du réseau d ’adaptation en L: Passe-

haut avec RL > RS.

•XS = RS* QS = 50*3.32 = 166

•D ’où C = 1/(w* XS) = 12.8 pF

32.3150

6001

S

LPS R

RQQ

•En utilisant la deuxième méthode:

•XP = RL/ QP = 600/3.32 = 181

•D ’où L = XP/w = 384 nH

+

CL

40pF

L1

112.6nH

RL

600

RS 50

V1L

?

C?

30


D ’où le montage final:

ETAPE 3: Simplification du montage. +

CL

40pF

L1

112.6nH

RL

600

RS 50

V1L

384nH

C12.8pF

L et L1 sont en parallèle.

On trouve Lpar = 87nH

+

CL

40pF

RL

600

RS 50

V1Lpar

87nH

C12.8pF

31

3.3. Les réseaux à 3 3.3. Les réseaux à 3 éléments:éléments:


32

Réseaux à trois éléments: Montages Réseaux à trois éléments: Montages types (1):types (1):

•Avantage : on peut agir sur le facteur Q (et donc la bande passante) indépendamment de RS et RL.•Voici les réseaux les plus utilisés ainsi que les formules permettant de les calibrer :

Réseau (A):

Q

RSXC 1

RLRS

Q

RLRSRLXC

)1(

*2

2

12

**

2

QXC

RLRSRSQ

XL

RL > RS

33

Réseaux à trois éléments: Montages Réseaux à trois éléments: Montages types (2):types (2):

Réseau (B):

QRSXL *1

BRLXL *2

BQ

AXC

1

1 2

RL

AB

QRSA

QRSXL *

ARLXC *2

AQ

BXC

1

21

1

QRSB

RL

BA

Réseau (C):

RL > RS

RL > RS

34

Réseaux à trois éléments: Montages Réseaux à trois éléments: Montages types (3): Remarque importante:types (3): Remarque importante:

•Cas où RL < RS:

•On utilisera les mêmes réseaux en effectuant une symétrie entre l ’entrée et la sortie.

•Il faut alors remplacer RL par RS et RS par RL dans les formules.

35

Réseaux à trois éléments: Exemple (1):Réseaux à trois éléments: Exemple (1):

•On désire adapter l’impédance d’entrée du transistor bipolaire de puissance de référence 2N5642 à celle d’un générateur 50. L’adaptation doit être réalisée à la fréquence de 175MHz. On utilisera le réseau (C), en fixant Q = 10.

+

CL

200pF

RL

2.6

RS 50

V1

Réseau d'adaptation

36


ETAPE 1: élimination de CL par résonance parallèle

avec L ’:

L ’ = 1/(w^2*CL) = 4.14 nH

+

CL

200pF

L'

?

RL

2.6

RS 50

V1L

?

C?Réseau d'adaptation

ETAPE 2: symétrie du réseau (C) puisque RL < RS:

+

CL

200pF

L'

4.14nH

RL

2.6

RS 50

V1

LC2

C1

37


+

CL

200pF

L'

4.14nH

RL

2.6

RS 50

V1

L 23.6nHC28.82pF

C127.5pF

QRLXL *

ARSXC *2

AQ

BXC

1

21

1

QRLB

RS

BA

•Calcul des éléments:

26XL

1.1032XC

08.331XC

6.262

062.2

B

A

•D ’où L = XL/w = 23.6 nH

•D ’où C1 = 1/(w* XC1) = 27.5 pF

•D ’où C2 = 1/(w* XC2) = 8.82 pF

38

3.4. Utilisation de 3.4. Utilisation de l ’abaque de SMITH:l ’abaque de SMITH:


39

Abaque de Smith: Manipulation des Abaque de Smith: Manipulation des impédances:impédances:

Exemple :

Soit une impédance: Z = 0.5 + j0,7 on rajoute une réactance capacitive de –j1,0

+Xs

-Xs Soit une impédance: Z = 0.8 – j1,0 on rajoute une réactance inductive de j1,8

40

Abaque de Smith: Manipulation des Abaque de Smith: Manipulation des admittances:admittances:

Exemple :

Soit une admittance : Y = 0,2 –j0,5 on rajoute une susceptance capacitive de +j0,8^-1

+Bp

-Bp

Soit une admittance : Y = 0,7 +j0,5 on rajoute une susceptance inductive de –j1,5^-1

41

Abaque de Smith: Exemple 1:Abaque de Smith: Exemple 1:

•A l’aide l’abaque de SMITH, donner la valeur de l’impédance Z du circuit suivant :

R = 1

jX = 1

-jB = 0,3

-jX = 1,4

+jB = 1,1

jX = 0,9

Z

On trouve Z = 0.2 + j 0.5

42

Abaque de Smith: Exemple 2 (1):Abaque de Smith: Exemple 2 (1):

•A l’aide de l’abaque de SMITH, concevoir un circuit de couplage à deux éléments pour adapter une source ZS de 25 –j15 à une charge ZL de 100 -j25 à 60MHz. Le circuit devra également se comporter comme un filtre passe-bas.

•On en déduit alors le réseau suivant:

ZL

100-j25

ZS 25-j15

V1

L

C

|ZL| > |ZS|

43


•Calculs:•Les valeurs des impédances sont trop grandes pour les placer sur l ’abaque de Smith.•Il faut alors normaliser ces valeurs.•On prendra une valeur de normalisation de 50:

•ZSn = ZS / 50 = 0.5 - j 0.3 •ZLn = ZL / 50 = 2 - j 0.5

•On place sur l ’abaque de Smith les points représentants ZLn et ZSn* pour l ’adaptation de puissance.•On trace le chemin pour aller de ZLn à ZSn* selon la nature du réseau.•Chemin admittance AB: XCn = 1 / (0.85 - 0.12) = 1 / 0.73 = 1.37 •Chemin impédance BC: XLn = (0.3 - (-0.9)) = 1.2

44


•Soient en valeurs réelles (non normalisées):•XC = XCn * 50 = 68.5 •XL = XLn * 50 = 60

•D ’où C = 1/(w* XC) = 38.7 pF

•D ’où L = XL/w = 159 nH

45

4. Les quadripôles 4. Les quadripôles amplificateurs en HF:amplificateurs en HF:


46

4.1. Le transistor 4.1. Le transistor bipolaire:bipolaire:


47

Le transistor bipolaire: Schéma Le transistor bipolaire: Schéma équivalent en régime dynamique:équivalent en régime dynamique:RAPPEL DE 1ière ANNEE :

•vbe = h11e ib + h12e vce

•ic = h21e ib + h22e vce

On en déduit alors sa représentation électrique :

h11e

h12evce

1/h22eh21eib

vbe

Tvce

ib

ic

vce

ic

vbe

ib

48

Le transistor bipolaire: Détermination Le transistor bipolaire: Détermination mathématique des paramètres hybrides:mathématique des paramètres hybrides:

Pour l’entréePour l’entrée::vbe = h11e ib + h12e vce

peut aussi s ’écrire :

CEBBE dV dI dV

CE

BE

B

BE

V

V

I

V

constant V à h h CEi11

B

BE

I

V

constant. I à h h Br12

CE

BE

V

V

Avec:

Et:

Pour la sortiePour la sortie::ic = h21e ib + h22e vce

peut aussi s ’écrire :

CEC

BC

C dV I

dI I

dI

CEB VI

constant V à h h CEf21

B

C

I

I

constant. I à h h B022

CE

C

V

I

Avec:

Et:

49

Le transistor bipolaire: Détermination Le transistor bipolaire: Détermination graphique des paramètres hybrides:graphique des paramètres hybrides:

IC

VCE

VBE

IB

ICo

IBo VCEo

VBEo

hh21e21e hh22e22e

hh11e11e hh12e12e

Admittance de sortie:Admittance de sortie:h22e = ic/vce pour ib = 0

Impédance d’entrée:Impédance d’entrée:h11e = vbe/ib pour vce = 0

Réaction sortie-entrée:Réaction sortie-entrée:h12e = vbe/vce pour ib = 0

Gain dynamique en courant:Gain dynamique en courant:h21e = ic/ib pour vce = 0

50

Le transistor bipolaire: Schéma Le transistor bipolaire: Schéma équivalent de Giacoletto pour la HF:équivalent de Giacoletto pour la HF:

RCE

RBB' CB'C

CB'ECurrent Source

gm*vB'Eh21e*RB'E

B

E

C

E

B'

Avec:

RB’E = h11e / h21e

RCE = 1 / h22e

gm = h21e / h11e

51

Le transistor bipolaire: Signification Le transistor bipolaire: Signification physique des éléments (Giacoletto):physique des éléments (Giacoletto):CB’E : c’est une capacité de diffusion analogue à la capacité de diffusion d’une diode polarisée en direct. Elle est proportionnelle au courant qui traverse la jonction base émetteur.•CB’C : c’est une capacité de transition analogue à la capacité de transition d’une diode polarisée en inverse. Elle est proportionnelle à la tension VB’C et à l’aire S de la jonction. Sa valeur est de l’ordre de quelques picofarad pour les transistors de faible puissance jusqu'à quelques centaines de picofarad pour les transistors de puissance.•RBB’ : c’est la résistance de l’élément semi-conducteur entre l’électrode B et le point interne B’ se trouvant à la limite de la jonction de l’émetteur.

•On constate qu’à cause des capacités, les courants et tensions du transistor deviennent complexes. Le coefficient d’amplification en

courant h21e dépend alors de la fréquence.

52

Détermination de la fréq. de coupure Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (1):du gain en courant en court-circuit (1):•Pour la calculer, on court-circuite la sortie : ce qui signifie que l’on connecte une charge nulle entre le collecteur et l’émetteur.

RCE

RBB' CB'C

CB'ECurrent Source

gm*vB'Eh21e*RB'E

B

E

C

E

B'

•Après calculs et simplifications telles que:•RBB’ << ((h21e*RB’E) // CB’E),•CB’C << CB’E,

•On obtient:

53

Détermination de la fréq. de coupure Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (2):du gain en courant en court-circuit (2):

EBEB

EBEBc

CRw

ww

jwCRjG

''

''

**

1

1****1

54

Détermination de la fréq. de coupure Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (3):du gain en courant en court-circuit (3):•Traçons alors le gain de Gc:

f f f

|GC|

h21e

1

f = fréquence limite de h21e.

fT = fréquence de transition du transistor (|GC| =1) h21ef

55

Détermination de la fréq. de coupure Détermination de la fréq. de coupure du gain en courant en court-circuit (4):du gain en courant en court-circuit (4):

•La fréquence de transition fT du transistor est très facile à mesurer et ce n’est pas un hasard si on la retrouve dans tous les datasheets de transistors.

•Remarque :•Le schéma équivalent de Giacoletto ne décrit correctement le fonctionnement du transistor que pour des fréquences inférieures à 0,5fT.

56

Etude d ’un montage émetteur commun Etude d ’un montage émetteur commun en HF:en HF:•Cherchons à déterminer le gain en tension AV = v0/eG pour le montage suivant :

Q1

RB RC

CS

RU

CERG

EG

VCC

vo

57

Etude d ’un montage émetteur commun Etude d ’un montage émetteur commun en HF: Schéma équivalent en HF (1):en HF: Schéma équivalent en HF (1):

RCE

RBB' CB'C

CB'ECurrent Source

gm*vB'Eh21e*RB'E

B'

RC RURB

RG

eGvB'E v0

En simplifiant:

RL

CB'C

CB'ECurrent Source

gm*vB'Eh21e*RB'E

B'

R'G

vGvB'E v0

58

Etude d ’un montage émetteur commun Etude d ’un montage émetteur commun en HF: Schéma équivalent en HF (2):en HF: Schéma équivalent en HF (2):

Le problème consiste maintenant à trouver le moyen de rompre la liaison directe entre la sortie et l’entrée. Pour cela on applique le

théorème de MILLER :

59

Le théorème de MILLER:Le théorème de MILLER:

Z

Q

IE I1

I I

I2 IS

VE VS

Q

IE I1 I2 IS

VE VSZ2Z1

I I

On a:

•IE = I1 + I

•IS = I2 - I

On a:

•VE - VS = ZI

•A = VS / VE

D ’où:

•Z1 = Z / (1 - A)

•Z2 = Z * A / (1 - A)

60

Application du théorème de MILLER Application du théorème de MILLER au montage précédent (1):au montage précédent (1):

On « coupe » alors en CB’C, et on obtient:

RLCeCurrent Source

gm*vB'Eh21e*RB'E

B'

R'G

vGvB'E v0Cs

Avec:

•Ce = CB’E + CB’C (1 - A)

•Cs = CB’C * (1 - A) / A = CB’C

61

Application du théorème de MILLER Application du théorème de MILLER au montage précédent (2):au montage précédent (2):

Et en simplifiant:

Avec:

•Ze = Ce // (h21e*RB’E)

•Zs = Cs // RL

ZsCurrent Source

gm*vB'EZe

R'G

vGvB'E v0

D ’où:

Bg

B

eg

sem

g RR

R

ZR

ZZg

e

vAv

**

'0

62

4.2. Le transistor à effet 4.2. Le transistor à effet de champ:de champ:


63

Le transistor à effet de champ: Schéma Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (1):équivalent en régime dynamique (1):•Comme le transistor bipolaire, le FET est un quadripôle. On montre qu’il peut être décrit par ses paramètres admittances :

•ig = y11 vgs + y12 vds

•id = y21 vgs + y22 vds

•Remarquons que les paramètres y11 et y12 ne peuvent être déduites des caractéristiques puisque celles-ci n’existent pas ! C’est le constructeur du FET qui les fournit (datasheet). Notons également que ces paramètres n’interviennent qu’en haute fréquence.

•Dans notre cas, on supposera y11 = y12 0 Siemens.

•Par contre, les paramètres y21 et y22 peuvent être déterminés:

64

Le transistor à effet de champ: Schéma Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (2):équivalent en régime dynamique (2):

•y21 est appelée la transconductance du FET et s’exprime en A/V:

•y22 est appelée conductance de sortie du FET et s’exprime en Siemens ou -1:

65

Le transistor à effet de champ: Schéma Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en régime dynamique (3):équivalent en régime dynamique (3):

1/y22sy21svgs

vds

id

vgs

vds

ig 0

id

Jvgs

ig 0

66

Le transistor à effet de champ: Schéma Le transistor à effet de champ: Schéma équivalent en HF:équivalent en HF:

CGS

CGD

gm.vgsvgs

G

S S

D

RDS

Les méthodes de calcul utilisées pour le transistor bipolaire restent valables pour le FET.

67

5. Pratique des 5. Pratique des amplificateurs HF:amplificateurs HF:


68

La pratique des amplificateurs HF:La pratique des amplificateurs HF:

•Le schéma équivalent HF du transistor est difficilement utilisable pour un amplificateur à un étage.•Les calculs deviennent fastidieux lorsque l’on utilise plusieurs transistors.•Il est bien évident que les concepteurs de circuits HF utilisent des méthodes plus rapides et plus efficaces.•Nous présentons donc ci-après les aspects principaux à prendre en compte lors de la conception d’un amplificateur HF.•Nous distinguerons deux cas :

l’amplification petits signaux,

l’amplification grands signaux ou de puissance.

69

5.1. Amplificateurs HF 5.1. Amplificateurs HF petits signaux:petits signaux:


70

Amplificateurs HF petits signaux:Amplificateurs HF petits signaux:

•Les constructeurs de transistors HF utilisent pour décrire le comportement HF du composant:

•soit les paramètres y: matrice admittance,•soit les paramètres s: scattering (distribution) parameters.

•Exemple: le datasheet du transistor 2N5179.•Précisons que du fait de la difficulté d’obtenir des mesures fiables au dessus de 150 MHz en ce qui concerne les paramètres y, on trouve plus fréquemment les paramètres s dans les datasheet.

71

Description par les paramètres Description par les paramètres admittance:admittance:

•I1 = y11eV1 + y12eV2

•I2 = y21eV1 + y22eV2

•Comme on l’a vu précédemment, des capacités parasites apparaissent en parallèle avec les éléments purement résistifs du schéma en paramètres hybrides.•Il est alors plus commode d’introduire les paramètres admittance bien adaptés aux circuits en parallèle.

72

Description par les paramètres Description par les paramètres admittance: Correspondance en HF:admittance: Correspondance en HF:

EBBB

BBCBe

EBBBe

EBBB

CBe

EBBB

EBe

yR

gmRjCy

yR

gmy

yR

jCy

yR

yy

''

''22

''21

''

'12

''

'11

11

1

1

1

73

Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Approche:distribution: Approche:

•Au delà de 150 MHz, il devient impossible de mesurer certain des paramètres y.•En effet, on ne parvient plus à réaliser V1 ou V2 = 0 car les court-circuits présentent des composantes inductives et capacitives.•Pour cela on préfère utiliser les paramètres s:•POURQUOI ?:

•Les paramètres s sont définis à partir des conditions d’interférence des ondes dans un quadripôle:

•Les coefficients a1 et a2 représentent les ondes incidentes•alors que b1 et b2 représentent les ondes réfléchies.

74

Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Définition (1):distribution: Définition (1):•On a alors un nouveau quadripôle:

•b1 = s11 a1 + s12 a2

•b2 = s21 a1 + s22 a2

75

Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Définition (2):distribution: Définition (2):

02

112

01

221

02

222

01

111

1

2

1

2

a

a

a

a

a

bs

a

bs

a

bs

a

bs Coefficient de réflexion en entrée

pour la sortie adaptée (ZL = Z0)

Coefficient de réflexion en sortie pour l’entrée adaptée (ZS = Z0)

Coefficient de transmission directepour la sortie adaptée (ZL = Z0)

Coefficient de transmission inversepour l’entrée adaptée (ZS = Z0)

76

Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Définition (3):distribution: Définition (3):

•En conséquence si a2 = 0, ce qui signifie que la sortie du quadripôle est adaptée, alors S11 = b1/a1 est le coefficient de réflexion vu à l’entrée et S21 = b2/a1 est le coefficient de transmission de l’entrée à la sortie.

•De même si a1 = 0, ce qui signifie que l’entrée du quadripôle est adaptée, alors S22 = b2/a2 est le coefficient de réflexion vu à la sortie et S12 = b1/a2 est le coefficient de transmission de la sortie vers l’entrée.

77

Coefficient de réflexion (1):Coefficient de réflexion (1):

•EXEMPLE:

78

Adaptation de puissance avec Adaptation de puissance avec coefficients de réflexion:coefficients de réflexion:

Zg

E

Circuit decouplaged’entrée

Quadripôle

amplificateur

Circuit decouplagede sortie

Zu

•Dans le cas d’une adaptation d’impédance où ZL doit être remplacée par ZL*, Γ devient Γ* si Z0 est réel !

79

Pour en savoir plus:Pour en savoir plus:

Définition des ondes généraliséesDéfinition des paramètres SIntérêt des paramètres S ?

http://www.emic.ucl.ac.be/Courses/ELEC2700_HYPERFR/MatriceS_Rappels_Hyperf.pdf

80

avec Rci = Re{Zci}

où: ai est l’onde incidente à l’accès “i”bi est l’onde réfléchie à l’accès “i”Zci est l’impédance de référence au port “i”

• Les impédances de références sont choisies arbitrairement mais pourraient être prises égales aux impédances caractéristiques des lignes de transmission incidentes aux accès

• L’onde réfléchie s’annule à l’ “adaptation conjuguée”, c-à-dire lorsque l’impédance que présente le quadripole à l’accès i est égale au conjugué de l’impédance de référence Zci :

Zin i = Vi / Ii = Z*ci

I1 I2

V1 V2

ciiciii

ciiciii

RIZVb

RIZVa

2/)(

2/)(*

Définition des ondes généralisées

http://www.emic.ucl.ac.be/Courses/ELEC2700_HYPERFR/MatriceS_Rappels_Hyperf.pdf

81

• Les paramètres S décrivent complètement un quadripole

• Les paramètres S sont obtenus comme

• Si l’impédance caractéristique de référence est réelle adaptation conjuguée = adaptation ligne

iciiiciiciii IZVaRIZVa 02/)(

2221212

2121111

aSaSb

aSaSb

aSb

0222201221

0211201111

12

12

//

//

aa

aa

abSabS

abSabS

Sij est obtenu en connectant à l’accès j une charge ZLj = Zcj

c’est-à-dire une charge « adaptée au sens ligne » à l’impédance de référence

Définition des paramètres S

S11

a1

S22

S21

S12

b2

a2b1

graphe de transfert associéI1 I2

V1 V2ZL1 ZL2

ciiciii

ciiciii

RIZVb

RIZVa

2/)(

2/)(*

avec

ou

82

• La puissance fournie à l’accès i est

• Si Rci > 0, et qu’une source d’impédance Zg = Zci est placée à l’accès i, la puissance disponible à l’accès “i” est

•La matrice de répartition est reliée aux coefficients de réflexion de façon immédiate si on suppose les impédances de référence réelles (ex. lignes d’accès à faibles pertes):

Zci = Zci* = Rci

22*)( iiiifi baIVReP

2ia

ciiciii

ciiciii

RIRVb

RIRVa

2/)(

2/)(

i

ciiin

ciiin

icii

iciiaiiii RZ

RZ

IRV

IRVabS

ij

)(

)(

)(

)(/ 0

S11/22 est le facteur de réflexion (au sens ligne, et référencé à Zci) obtenu à l’entrée/sortie du quadripôle lorsque sa sortie/entrée est chargée par une

impédance Zcj (condition pour que aj soit nul)

Intérêt des paramètres S ?

(Pdisp correspond à Zin i = Zg * = Zci

* , donc bi = 0)

83

Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Mesures (1):distribution: Mesures (1):

La mesure de ces paramètres est plus aisée que celle des paramètres y.Toutefois, il faut disposer d’un analyseur de réseau qui est un instrument de mesure coûteux.

La représentation des coefficients de réflexion est très aisée sur l’abaque de Smith.C’est pourquoi l’utilisation des paramètres s ne saurait se concevoir sans cet outil graphique.

84

Description par les paramètres de Description par les paramètres de distribution: Mesures (2):distribution: Mesures (2):

85

Correspondance entre les paramètres s Correspondance entre les paramètres s et y:et y:

86

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [y]: en petits signaux: Stabilité en [y]:

•UTILISATION DES PARAMETRES y:

•RAPPEL:•La fonction de transfert d’un émetteur commun HF est du 2ème ordre.•Ceci signifie pratiquement que le montage amplificateur peut se mettre à osciller.

•En fait le paramètre qui explique ce phénomène est le paramètre y12

dû physiquement à la capacité CB’C qui “ réinjecte ” une fraction de la tension de sortie à l’entrée du transistor créant ainsi une réaction.•En conception, il est donc nécessaire de s’assurer de la stabilité du montage.•Pour cela on calcule le facteur de stabilité de Linvill donné par :

87

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [y]:en petits signaux: Stabilité en [y]:

)(2 21122211

2112

yyegg

yyC

•Si C < 1 le transistor est dit inconditionnellement stable.•Si C > 1, on devra utiliser des méthodes qui:

•soit annulent l’influence de y12: neutrodynage, de moins en moins utilisé,•soit diminuent le gain du dispositif: désadaptation entrée et/ou sortie.

88

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Gain maxi en [y]:en petits signaux: Gain maxi en [y]:

•Le MAG du transistor est donné par la formule suivante :

2211

2

21

4 gg

yMAG

•Ce gain est le maximum que l’on peut obtenir du transistor en supposant que y12 = 0 et que les impédances d’entrée et de sortie sont parfaitement adaptées respectivement à la source et à la charge d’utilisation.•Ceci n’est jamais parfaitement le cas en pratique et le gain réel devra être légèrement minoré.

89

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [y]:en petits signaux: Adaptation en [y]:•Pour obtenir un gain optimum il est nécessaire que y11 et y22 soient les complexes conjugués respectivement de YS et YL.•Les équations suivantes donnent les valeurs des admittances de source et de charge réalisant l’adaptation en fonction des paramètres y du transistor :

22

2

12212

12212211

2

.).(.2

g

yyyyeggGS

22

122111 2

).(

g

yymbBS

BS = susceptance de

source

GS = conductance de source

90

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [y]:en petits signaux: Adaptation en [y]:

BL = susceptance de charge

GL = conductance de charge

11

22

11

2

12212

12212211 .

2

.).(.2

g

gG

g

yyyyeggG S

L

11

122122 2

).(

g

yymbBL

91

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Exemple en [y]:en petits signaux: Exemple en [y]:

Un transistor possède les paramètres y en mS suivants à 100 MHz :

y11 = 8 + j5,7 y22 = 0,4 + j1,5

y21 = 52 - j20 y12 = 0,01 - j0,1

Concevoir un amplificateur fournissant un gain maximum entre une source de 50 et une charge de 50. On utilisera l’abaque de Smith.

92

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Stabilité en [s]: en petits signaux: Stabilité en [s]:

•UTILISATION DES PARAMETRES s:

avec D = s11s22 – s12s21.

93

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Gain maxi en [s]:en petits signaux: Gain maxi en [s]:

94

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Adaptation en [s]:en petits signaux: Adaptation en [s]:

95

Pour en savoir plus:Pour en savoir plus:

Chapitre 1: Paramètres S lien entre tension/courant et ondes

Chapitre 2: Gain et stabilité des quadripôle détail de toutes les formules précédentes !

http://www.opto.univ-montp2.fr/~chusseau/teaching/intro/enseignement.html

96

Méthode de conception d ’un E-C HF Méthode de conception d ’un E-C HF en petits signaux: Exemple en [s]:en petits signaux: Exemple en [s]:

Un transistor possède les paramètres s suivants à 200 MHz avec VCE = 10V et IC = 10mA :

s11 = s22 =

s12 = s21 =

Concevoir un amplificateur fournissant un gain maximum entre une source de 50 et une charge de 50. On utilisera l’abaque de Smith.

1624,0 3935,0

6004,0 632,5

97

5.2. Amplificateurs HF 5.2. Amplificateurs HF de puissance:de puissance:


98

Amplificateurs HF de puissance (1):Amplificateurs HF de puissance (1):

•Position du problème:•Les paramètres petits signaux ne décrivent pas correctement le fonctionnement des transistors de puissance HF.

•Exemple: Transistor HF 2N3948

99


Conclusion :

Les transistors de puissance HF sont caractérisés non plus par leurs paramètres y mais par leur impédance d’entrée forts signaux (large-signal input impedance) et leur impédance de sortie forts signaux (large-signal output impedance).

Exemple : Transistor de puissance HF MRF 321 MOTOROLA :

100


•Mais au fait, qu’est-ce que la classe C ?•C’est une classe de fonctionnement du transistor qui permet un meilleur rendement en puissance que les classes A et B.•Elle est très utilisée dans les amplificateurs HF.•Voyons maintenant ses principales caractéristiques :

101

La classe C: Montage de base:La classe C: Montage de base:

RC

Q1

LC

VPve

CC

VCC

On choisira VBE < 0.6 V.

102

La classe C: Fonctionnement (1):La classe C: Fonctionnement (1):

•Le transistor ne conduit que pour la partie supérieure de l’alternance positive.

VE

VBE

IB

t t

iB

Point de repos

103

La classe C: Fonctionnement (2):La classe C: Fonctionnement (2):

•D ’après le graphique, le courant Ic est est une arche de sinusoïde.•Il est donc décomposable en série de Fourier.•On peut alors récupérer qu ’une seule harmonique à l ’aide d ’un filtre sélectif accordé sur cette harmonique.•Ce filtre sélectif est en fait un filtre « bouchon » constitué par la mise en parallèle de R, L et C:

•Lorsque f = f0, vs(t) = R * i(t).•Lorsque f << f0, ZL = 0 => vs(t) = 0.•Lorsque f >> f0, ZC = 0 => vs(t) = 0.

•On choisira alors f0 en fonction de l ’harmonique: f = n*f0.

104

La classe C: Montage amplificateur:La classe C: Montage amplificateur:

RCCL

Q1

VPVE

LC

CC

VCC

Le circuit LC peut être accordé soit sur le fondamental soit sur l’une des harmoniques du signal, on peut ainsi réaliser une multiplication de fréquence.

105

CONCLUSION:

•Nous avons vu ensemble comment on peut réaliser un montage Nous avons vu ensemble comment on peut réaliser un montage HF.HF.

•Il faut cependant ne pas oublier l ’aspect implantation sur circuit Il faut cependant ne pas oublier l ’aspect implantation sur circuit imprimé...imprimé...

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