Cours Electronique Semi Conducteurs de Puissance

8/17/2019 Cours Electronique Semi Conducteurs de Puissance

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DI SPOSI TI VES SEM I CONDUCTEURS DE PUI SSANCECOURS 1

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I LA DIODE DE PUISSANCE

I.1 REPRESENTATION. DESCRIPTION ET FONCTIONNEMENT

La diode est un composant qui permet le passage unidirectionnel du courant, ses deux électsont l’anode et la cathode.Sa représentation est donnée figure 1.1,

Figure 1.1. Symbole de la diode

Si on applique entre ses électrodes une tension vAK >0 (+ sur A, - sur B) supérieure à une valeur VT0 , appelée tension de seuil, la diode devient conductrice, le sens du courant étant A→K.Si la tension vAK est négative, la diode se bloque, et n’est parcourue que par un courant inverse IR devaleur très faible.Ce fonctionnement s’explique par la présence de la jonction P-N crée sur un monocristal de siliencapsulé dans la diode.

I.1.1 La jonction P-N.

La jonction P-N est obtenue dans un monocristal pur de silicium par dopage d’impuretés :• Impuretés « receveurs » (aluminium, bore) présentant 3 électrons périphériques créant

une couche de type P.• Impuretés « donneurs » (antimoine, phosphore) ayant 5 électrons périphériques créant

zone N.

L’atome de silicium est tétravalent. Par dopage avec des impuretés « receveurs », l’une des liacovalentes reste non satisfait entre chaque atome de semi-conducteurs et d’impureté.A la température ordinaire, les électrons périphériques ont suffisamment d’énergie pour se moet satisfaire les liaisons covalents (figure 1.2)

Dans le réseau semi-conducteur vont apparaître des trous, en nombre égal à la concentrationatomes d’impuretés, trous qui peuvent assurer la conduction du courant.

On trouve donc la zone P, des trous « porteurs majoritaires » et des ions négatifs fixes. Dacouche de type N, le cinquième électron périphérique de chaque atome d’impureté ne participerà la satisfaction d’une liaison covalente. Il deviendra donc électron libre (figure 1.3). Dans ce cas,




2

Figure 1.2. Zone P.

un ion positif d’impureté restera fixe dans le réseau semi-conducteur. Finalement dans la zone y a des électrons libres porteurs majoritaires.Dans chaque zone, il y a aussi des porteurs minoritaires, des trous en zone N, des électrons en P qui ont pour origine l’agitation thermique ou la diffusion des porteurs majoritaires d’une covoisine.Une jonction P-N va apparaître quand la concentration d’impuretés se modifie sur une lasuffisamment petite, passant d’une majorité d’impuretés « receveurs » à une majorité d’impu« donneurs ».

Figure 1.3. Zone N.

Pour le silicium cette largeur est de l’ordre de 10-5 cm.Les méthodes utilisées pour obtenir une jonction P-N sont : l’alliage, la diffusion, la croisépitaxiale.




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Dans notre étude, on considèrera la jonction plan parallèle avec des couches P-N d’une épaitrès grande devant la largeur de diffusion des porteurs minoritaires (figure 1.4).Les proprietés et les caractéristiques de la diode sont déterminées par la jonction P-n. Celle-cêtre dans trois situations :

• Non polarisée ;• Polarisée en direct ;• Polarisée en inverse ;

Figure 1.4. Jonction P-N.

a) Jonction non polariséeLa concentration des porteurs de charges, différente dans les deux zones voisines déteraussi à la température ambiante un processus de diffusion d’une zone à l’autre. Les électronles trous se recombinant, de sorte que, au voisinage de la jonction seuls restent à l’équilibrions négatifs du côté P et des ions positifs du côté n. Un champ électrique propre0E vaapparaître, déterminant une barrière de potentiel

0V , qui empêchera les déplacement des

électrons de la zone N vers la zone P et des trous de la zone P vers la zone N (figure 1.5)

Figure 1.5. Jonction P-N non polarisée

On peut conclure que, à l’équilibre thermique, une barrière de potentiel interne0V est apparuedans une zone voisine de la jonction, zone appelée de transition ou de charge d’espace, (scharge region ; depletion region) qui se comporte comme une couche électrique double.




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La zone de charge d’espace pauvre en porteurs, a une résistivité et une résistance électrélevées. Son épaisseurl0 et ses caractéristiques électriques sont déterminées pat le pourcentade dopage en impuretés. S’il croit,l0 diminue, la valeur maximale max0E du champ 0E et la barrière de potentielV0 vont s’élever , l0 diminue aussi, lorsque la température augmente. L

tension correspondant à la barrière de potentiel est appelée tension de seuil ou de diffusion. une diode de puissance, elle est notée 0TV et sa valeur est indiquée sur les catalogues dcomposants.

b) Jonction polarisée en directUne polarisation directe sous la tensionVF entraîne l’apparition d’un champélectrique FE ,champ de sens contraire à0E , dans la zone de charge d’espace (figure 1.6).L barrière de potentiel voit alors sa valeurs réduite de V0 à V0-VF. Si V0-VF>0, le champ résultantgarde le même sens, mais l’épaisseur de la zone de charge d’espace diminue, permettant certain nombre de porteurs majoritaires, d’énergie suffisante, de traverser la jonction. Ce fcourant ainsi apparu augmente avec la tension extérieure de polarisation VF. Quand V0=VF, lazone de charge d’espace disparaît, les porteurs majoritaires passent par la jonction sans aopposition. On dit que la jonction est devenue passante.

Figure 1.6. Jonction polarisée en direct

c) Jonction polarisée en inverse. (figure 1.7)L’application d’une tension extérieure inverse inverseVR entraîne l’apparition dans la région decharge d’espace d’un champ électriqueR E de même sens que 0E . Le champ résultant

détermine d’élevation de l’épaisseur de la zone de transition et de la barrière de potentiel, dvaleurV0 à V0+VR . En ce cas seulement, un petit nombre de porteurs minoritaires va passer la jonction sous l’influence du champ électrique résultant.Cela détermine le courant inverse IR très faible, circulant de la zone N vers la zone P. SiVR croît,IR reste relativement constant jusqu’à la valeurVBR , appelée tension d’avalanche.




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Figure 1.7. Jonction polarisée en inverse

Le courant inverse prend alors brusquement une valeur très grande à cause des ionisationchoc et de la rupture des liaisons covalentes existant dans le cristal. Il y a destruction d jonction P-N.

I.1.2 La structure P-S-N.

Les diodes de puissance doiventsupporter en conduction de fortes densités de courant (60 àA/cm2), tout en ayant une faible chute de tension. Dans le même temps, les tensions inveadmises dans l’état de polarisation inverse peuvent être élevées. Pour assurer les deux premcondition, un fort dopage en impuretès est nécessaire, entraînant en champ propre0E à la jonctionde valeur importante, donc une tension inverse extérieureVR maximale admissible de faible valeur.

Pour pallier à cet inconvènient, on a développé la structure P-S-N (figure 1.8). Entre les couches N et P fortement dopées en impuretés, on a introduit une couche S p faiblement dopée, parexemple avec des atomes receveurs. L’épaisseur de cette couche ne doit pas dépasser la longeudiffusion des porteurs, car en polarisation directe, les porteurs majoritaires doivent passer zone à l’autre en se recombinant peu.




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Figure 1.8. Structure P-S-N

En ce cas, la structure P-S-N polarisée en direct se comporte comme une jonction P-N polarisation inverse (- à A, + à K, figure 1.8), la charge d’espace s’élargit dans la zone S p (figure1.8.b), répartissant la plus grande partie de la tension inverse extérieure entre les couches S p et N. Lechamp électrique, à cette jonction, ayant une faible valeur, la structure P-S-N pourra bloquertensions inverses de valeur supérieure à celle que bloquerait la structure P-N.

Les diodes de puissance sont construites autour de cette structure de ba




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I.2. La caracteristique statique courant – tension

Cette caractéstique représente l’evolution du courant passant dans la diode en fonction de la chutension à ses bornes en courant continu (figure I.9).Le premier quadrant donne la caracteristique directeIF(VF) pour la diode polarisée en direct et lesecond quadrant donne la caractéristique inverseIR (VR ) correspondant à la polarisation inverse.

Figure I.9. Caractéristique statique courant – tension

La caractéristique de la diode peut être décrite théoriquement par l’ équation :

−= ⋅ 1T

AK

Umv

SD eII (I.1)

avec : ID : courant dans la diode ;VAK : tension aux bornes de la diode ;IS : courant de saturation (théoriquement, le courant inverse) ;

0eTk

U T⋅= : tension thermique ;

k : 1,38 K J /10 23−⋅ , constante de Boltzman ;

T : temperature absolue en Kelvin ;

e0 : 1,6 C1910−⋅ , charge d’électron ;m : facteur de correction, qui tient compte de l’écart de la théorie simplifiée

développée par Schottky ;

A la température ambiante,

CK K J

eTk

U T 19

23

0 106.1296/1038.1

−

−

⋅

⋅⋅=⋅= (I.2)

L’équation (I.1) peut être appliquée :a) Dans le cas de polarisation directe :




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FAK FD VVII →→ ; et 1>>T

F

mU

V

e donc : T

F

mU

V

SF eII = (I.3)

b) Dans le cas de polarisation inverse :

R AK R D VVII →→ ; et 1<<T

F

mU

V

e donc : SR II −= (I.4)

Cette relation (I.4) montre la signification du courant IS.La valeur de la tension d’avalanche VBR , entraînant la destruction de la diode dépend de ltempérature et du dopage du semi-conducteur. Cette valeur augmente avec la température cdurée de vie moyenne des porteurs diminue en ce cas.La figure I.10 illustre diverses remarques.

Fig. I.10. Modification de la caractéristique avec la temperature

En examinant la figure I.9, on peut voir la signification de quelques donnés du catalogue : T0,VFM, VRRM, VRSM, IRM:• VFM est la chute maximale de tension dans la diode pour le courant nominal IF, elle

est comprise entre 1.1 et 1.5 V ;• VRRM est la tension inverse de pointe répétitive, valeur de crête maximale admissi

en inverse en régime répétitif ;• IRM est le courant inverse la diode ayant à ses bornes VRRM;• VRSM est la tension inverse de pointe non répétitive, valeur de crête maxim

admissible de la tension inverse pouvant être appliquée accidentellement sdétruire la diode.

En l’absence de cette information, on prend VRSM=VRRM.

Dans le calcul des circuits à diodes, c’est la caractéristique statique qui prise en considération.

D’une facon idéale, on suppose la chute de tension directe nulle et le courant inverse nucaractéristique idéale est représentée sur la figure I.11.




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Fig. I.11. Caractéristique statique idéale de la diode.

Pour un calcul plus exact , on approxime la caractéristique par des segments de droite(figure I.12.a) d’équations:

>⋅+=≤=

000

00TFFTTF

TFF

VvpourirVv

Vvpouri (I.5)

que l’on peut modéliser par le circuit représenté sur la figure (I.12.b) présentant unediode idéale DI en série avec la source de tension continue VT0 et la résistance

dynamique αctgiv

rF

FT ≈∆

∆= .

Fig.I.12. Approximation de la caractéristique statique par des segments

I.3. LE REGIME DYNAMIQUE (de commutation).

Le pasage de la diode de l’état passant á l’état bloque, ou inversement, n’est pasinstantané. Les temps de commutation caractérisent le regime dynamique.

A chaque commutation ,on perd une quantité d’énergie dépendant de la diode et ducircuit extérieur. Il faut minimiser ces pertes et protéger la diode contre les durescontraintes extérieures.




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I.3.1. Commutation à la fermeture.A l’application d’une tension continue directe, le régime transitoire correspondant au passage de la diode de l’état non polarisé à l’état passant est assez court. Sa durée tfr est déterminée par le temps nécessaire aux porteurs majoritaires pour envahir la couche centralefaiblement dopée et annuler ainsi la zone de charge d’espace .

La figure 2.14 représente les évolutions de la chute de tension vf et du courant if .

Fig.I.13. Oscillogrammmes correspondant à la commutation à la fermeture.

L’intervalle tfr est compté entre le moment d’application de la tension directe et le moment ouchute de tension atteint à nouveau la valeur 1.1Vf (Vf : chute de tensionen conduction). Il est d’ordinaire compris entre 1 et 20 ns, dépend de la diode et ducircuit extérieur, et croit avec le courant IF et la température de la jonction.

L’évolution de vF est fonction du gradient de courant (di/dt) et de la valeur IF.VF, valeur maximale, croit avec IF et dépend de l’épaisseur et de la surface de lacouche centrale. Une petite épaisseur diminue VF mais en même temps la tensionmaximale applicable.Les pertes d’énergie à la fermeture peuvent être estimées en considérant des alluressimplifiées pour les évolutions des courants et de la tension (figure I.14).




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Fig. I.14. Allures simplifiées correspondant à la fermeture.

L’énergie dissipée à la fermeture sera :)(

2155.0

2)1.1(

0FFfr

t

FfrFFfrFF

fr

FFFFin VVtItVI

tVIdtt

tVV

VIWfr

+≈+=−−= ∫ (I.6)

Les pertes par commutation à la fréquencef seront donc:Pin=Winf (I.7)

Habituellement, ces pertes à la fermeture sont négligeables devant celles à l’ouverture.

I.3.2. Commutation à la l’ouverture.Dans les convertisseurs statiques les circuits sont surtout inductifs. Soit le circuit présenté sur la figure I.15.a. Le blocage de la diode intervient par application de latension inverse VR au moment t1. Les variations du courant (iF ou iR ) et de la tension(vF ou vR ) sont données sur la figure I.5.b.

La diode ne peut bloquer instantanément la tension inverse appliquée car les porteursmajoritaires, présents en grande quantité dans la jonction conductrice doivent êtrerepoussés dans les deux zones du semi-conducteur.

Par la tension inverse VR , la diode n’est polarisée en inverse que pour les porteursmajoritaires , elle reste polarisée en direct pour les porteurs minoritaires constituantune charge stockée qui sera éliminée par le courant inverse.

A l’instant t1 , le courant diminue avec la pente –dif/dt=VR /L. En t2 , le courant s’inverse, ladiode récupère son pouvoir de blocage par élimination des charges libres de la zone d’esCe phénomène dure jusque t3, la tension gardant la valeur VF de l’état passant.En t3 c’est la diode et non le circuit qui impose la vitesse de décroissance du courant.Le courant de champ des porteurs majoritaires charge la capacité de barrière de ladiode, et comme la résistance de la jonction croit fortement, le courant dans la diodediminue exponentiellement avec le temps.




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Fig. I.15. Oscillogrammes correspondant à la commutation à l’ouverture

Selon l’allure de la décroissance vers zéro, on distingue les diodes à recouvrement progressif (soft recovery) et les diodes à recouvrement rapide (fast recovery).Les performances de la diode sont données par:

• ts: temps de stockage (storage time);C’est l’intervalle de temps entre le passage par zéro du courant et le moment où ilatteint la valeur maximale négative IRM=IRRM, appelé courant inverse de crête;

• tf : temps de chute (fall time), évalué selon les recommandations de la CEI: on tr

une droite passant par les points 0.9IRM et 0.25IRM et on pointe son intersection avecl’axe des temps (figure 2.15.b)• trr :temps de recouvrement inverse (reverse recovery time)

trr =ts+tf (I.8)

I.4. Les pertes dans la diode

Une diode montée dasn un convertisseur a son régime permanent de fonctonnemment déinla succesion d’intervalles de conduction, de commutation et de blocage.

Les pertes dans la diode, P, sont donc données par :P=P F+PR +P C (I.9)avec : PF : pertes à l’état passant ;

PR : pertes à l’état bloqué ;PC : pertes en commutation.

a. Les pertes à l’état passant PF.Sur une période T, ellles valent :




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∫ ==T

FAVFFF PdtivT

P0

1 (I.10)

En approximant la caractéistique directe par des segments de droite (éq.I.5), cela done:

( )∫ ∫ ∫ +=+==T T T

FTFTFFTTFAVF dtiT

rdtiT

VdtiirVT

PP0 0 0

200

111 (I.11)

ce qui peut encore s`écrire:PF = P FAV = V T0 IFAV +r TI2

FRMS = I FAV (VT0 +r Tk f 2IFAV ) (I.12)en remarquant que:

∫ =T

FAVF IdtiT 0

1 :valeur moyenne du courant direct;

∫ =T

FRMSF IdtiT 0

221 :carré de la valeur efficace du courant direct;

avec k f : facteur de forme du courant direct, k f =IFRMS/IFAV .Les pertes á l’état conducteur dépendentent donc de la diode par ses caractérisques VT0 et r T etde la forme d’onde du courant par IFAV et k f .Dans les catalogues, on donne pour une diode les courbes PFAV IFAV pour diverses formesd’onde(figure I.16).

b. Les pertes á l’état bloque PR .La valeur maximale de ces pertes est:PRM =VRRM IRM VRRM et IRM étant donnés sur les catalogues pour la température 1500C.En réalité, la diode fonctionne á une tension VR <VRRM, d’où:

∫ ===T

RAVRMR RMRAVR VIdtvT

IPP0

1 (I.13)

avec VRAV: valeur moyenne de la température, ou peut écrire les pertes aux deux températuresT2 et T1 (T1>T2):

)12(12

TTR R ePP

TT

−= α (I.14)

α étant un coefficient de valeur comprise entre 0.03 et 0.070C-1 . Ces pertes augmentent avec latempérature mais sont en général négligeables devant celles rencontrées á l’état passant.

c. Les pertes par commutation Pc. Elles comprennent les pertes à la fermeture Pin et celles à l`ouverture Prq:Pc=P in +PRQ (I.15)

La relation (I.7) précédemment indiquée, permet le calcul des pertes Pin,généralement faibles devant PF et PRQ.

On peut ècrire:PRQ =W RQ *f (I.16)avec: WRQ: ènergie dissipèe à l`ouverture;

f:: frèquence de commutation.




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Fig.I.16. Caractéristique PFAV(IFAV) pour la diode D800N refroidissement unilatéral

La relation qui caractérise les pertes par commutation est :PRQ =VR QSf (I.17)

Pour les diodes rapides , on dispose de diagrammes (figure I.17) qui permettent dedéterminer directement PRQ.Pour les diodes de puissance, qui fonctionnement dans les convertisseurs à 50 Hz, les pertF sont prépondérantes et on peut donc retenir :P=P F (I.18)



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I.5. Les diodes speciales

I.5.1. La diode a avalanche controléeLa diode de redressement normale est sensible aux surtensions inverses et elle se détruit quatension inverse dasse la tension d’avalancheVBR (phénomène de claquage).La diode à avalanche contrôlée, dont la structure est représentée sur la figure I.17 est réalisée s base d’une technologie complexe qui assure une uniformité géométrique et chimique.

Figure I.17. Symbole et structure de la diode à avalanche contrôlée.

La jonction apparaît entre les couchesP- et N - faiblement dopées ; la tension inverse sera supporté par celle-ci.La structure uniforme permet à la diode, sollicitée en inverse, d’évacuer une puissance presque à celle rencontrée en polarisation directe. En effet, au moment de l’apparition du phénomd’avalanche, le courant est uniformément distribué à la surface de la jonction empêchant l’appade points chauds.La diode est utilisée sur sa caractéristique inverse présentée sur la figure I.18.La tension d’avalancheVRA a une valeur bien précisée et elle augmente avec la température.

Figure I.18. Caractéristique statique inverse de la diode à avalanche contrôlée

VRA (t)=V RA (T0)[1+ α (T-T 0)] (I.18)avec VRA(T), VRA(T0) sont les tension d’avalanche aux températures T et T0




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α - coefficient de proportionnalité, dépendant de la diode, de valeur comprise entre 1,1 10-3 et1,3 10-3 0C-1

Dans l’état « polarisé en direct », les porteurs majoritaires des zonesN+ et P+ fortement dopéesenvahisent la jonction réalisée entre les couchesN - et P- faiblement dopées, le phénomène étantanalogue à celui rencontré dans la structureP-S-N.

Pour une diode à avalanche contrôlée, on dispose des caractéristiques supplémentaires suivantes :u VRA – tension d’avalanche à laquelle apparaît le claquage.u PRSM – puissance inverse maximale de surcharge non répétitive (donnée pour

impulsion de courant sinusoidale monoalternance de durée 10µs)u IRM – courant inverse d’avalancheu PRAV - puissance moyenne au fonctionnement dans la zone d’avalanche dans

conditions bien précisées de refroidissement.

I.5.2.La diode double a avalanche controleCette diode peut être considérée comme formée de deux diodes à avalanche contrôlée montéopposition.

Sa représentation et sa structure sont données sur la figure I.19.La partie active est faite d’une pastille de monocristal de silicium sur laquelle a été crééediffusion une structure P-N-P, ayant dans sa partie centrale une couche N de résistance élevée eextrémités des couches P de faible résistance.La polarité de la tension à appliquer n’importe pas; à chaque instant, une diode est polarisédirect, l’autre en inverse. La figure I.20 donne les caractéristiques statiques courant-tension deux températures de jonction.

Figure I.19. Symbole et structure de la diode double à avalanche contrôlée

Figure I.20. Caractéristique statique courant-tension de la diode à avalanche contrôlée




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Les caractéristiques électriques sont définies de la même façon que pour la diode à avalacontrôlée. La tension d’avalanche a la même loi de variation selon la température (I.18)Les diodes doubles sont utilisées pour la protection des composants semi-conducteurs contr

surtensions.

I.5.3. La diode SchottkyElle utilise les propriétés de redressement du contact métal-semi-conducteur de type N ou P.La figure I.21 présente une structure Aluminium-Silicium N et les phénomène qui apparaissent contact.Les électrons de grande énergie, qui sont dans le semi-conducteurs passent sur les niveaux de énergie du métal. La zone métallique, voisine de la surface du contact va être chargée négativement.

Figure I.21. Phénomènes au contact métal-semi-conducteur non-polarisé

La région du semi-conducteur, près du contact devient positive, des ions positifs apparaissant v places laissées libres par les électrons.A l’équilibre thermique, il se constitue au contact métal-semi-conducteur, une couche électdouble, donc un champ électrique, qui détermine une barrière de potentiel pouvant être modifiél’application d’une tension extérieure de polarisation. Le contact se comporte donc comme jonction P-N.

La propriété de redressement est basée sur la zone de charge d’espace dépeuplée apparue surface du semi-conducteur (analogue à la région de charge d’espace de la jonction P-N) et s barrière de potentiel qui lui est associée.

La polarisation directe se fait en mettant le (+) sur le métal, le (-) sur le semi-conducteur. Dancas, le nombre d’électrons passant du semi-conducteur au métal croît, la conduction du courant pas de porteurs minoritaires et la capacité de diffusion est nulle; la vitesse de réponse est doncélevée.




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Les diodes Schttky ont des temps de recouvrement inverse très courts (trr de 0,15 à 0.35µs). Lachute de tension à l’état passant n’est que de 0.3 à 0.4 V, mais la résistance dynamique est grande.

En polarisation inverse, le courant est déterminé par les électrons passant du métal

semi0conducteur; il y a une valeur trè faible. Vu la très grande valeur du champ électrique prola limite de la zone dépeuplée, la tension inverse maximale tolérable est habituellement de 45 trouve des diodes construites avec des technologies spéciales ayant une valeur RRM V de 100 V.

Les diodes Schottky sont utilisées en base tension dans les circuits nécessitant une grande vitescommutation, par exemple dans les montages redresseurs à haute fréquence que l’on rencontre les alimentations à découpage.

II. LE TRANSISTOR DE PUISSANCE

Le transistor de puissance est un composant semi-conducteur réalisé avec des technolspéciales, car utilisé en régime de commutation dans les convertisseurs statiques, il joue led’interrupteur.Le tableau II.1 donne une classification des divers transistors que l’on peut rencontrer actuellement.

Tableau II.1. Classification des transistors




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II.1. Le transistor bipolaire

II.1.1 Structure. Principe et equation de fonctionnement

Le transistor est constitué de trois couches semi-conductrices réalisées sur le même cristal sconducteur. Deux succesions sont possibles P-N-P (figure II.1).En électronique de puissance les transistors sont généralement de type N-P-N, moins chers efabrication plus aisée pour de fort courant de collecteur.La zone centrale, très étroite en comparaison avec la longueur de diffusion des porteurs est laB, les zones extrêmes sont l’émetteur E et le collecteur C. Le transistor bipolaire a donc jonctions P-N la jonction émetteur base et la jonction collecteur-base.

Figure II.1. Les types de transistors bipolaires :a) P-N-P ; b) N-P-NL’émetteur et le collecteur sont fortement dopés tandis que la base est faiblement dopée. L’étroide la base permet l’apparition de l’effet transistor, c’est-à-dire que la plus grande partie des porinjectés de l’émetteur vers la base arrive dans le collecteur.La jonction de l’émetteur se comporte comme une diode, elle est polarisée en directfonctionnement normal.L’émetteur est une source de porteurs mobiles injectés dans la base, ces porteurs étant des élec pour le transistor NPN et des trous pour le transistor PNP.

On ne décrira le fonctionnement détaillé du transistor que sur la structure NPN (figure II.2). Eléquivalente à deux diodes D1 et D2. L’interrupteur K ouvert, la diode D2 étant polarisée en inun courant résiduel collecteur-base, émetteur non connecté, notée0CB I va circuler, c’est le courantinverse de saturation de la diode base-collecteur. K fermé, la jonction d’émetteur (diode D1 polarisée en direct. Les porteurs majoritaires (électrons) passent par diffusion dans la base et, ci étant étroite et faiblement dopée, la plupart d’entre eux E n I α arrivent dans le collecteur. Lecoefficient nα , de valeur comprise entre 0,95 et 0.99 est appelé gain en courant émetteur-collec(base commune)




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Figure II.2. La structure d’un transistor NPN polarisé en direct

Un courant de trous BE I passe aussi par diffusion de la base dans l’émetteur, mais il peut ênégligé vu le faible dopage de la base.

Il en résulte les équations fondamentales du fonctionnement du transistor:

( ) 0

0

1 CB E n B

CB E nC

I I I

I I I

−−=+=

αα

(II.1 et II.2)

équations valables en régime stationnaire.

Le courant de collecteurC I est inférieur au courant E I :C B E C E B I I I I I I +=⇒−= (II.3)

De la relation (4.1) on déduit:

n

CBC E

I I I

α0−= qui introduit dans (II.2) donne:

( ) 001 CB

n

CBC n B I

I I I −−−=

αα , donc (II.4.a)

0

1

1

1CB

n B

n

nC I I I

αα

α

−+

−=

Comme 0CB B I I >> , on obtient:

B FE Bn

nC I h I I =−=

αα

1 (II.4.b)




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Le terme FE h , noté aussi β est le gain statique en courant base-collecteur et est une indicatiimportante du transistor.

n

n

B

C FE I

I h

αα

β −=== 1 (II.5)

Pour nα compris entre 0.95 et 0.99,β est compris entre 19 et 99.

Les relations (II.5) et (II.4.a) donnent l’équation du transistor:( ) 01 CB BC I I I ββ ++⋅= (II.6)

Le fonctionnement du transistor PNP est similaire, les sens des courant et des sources sont invles trous remplacement les électrons (nα devient pα ).Pour minimiser la chute de tension en conduction, les pertes et la résistance thermique transistors de puissance, on préfère la structure verticale qui optimise la surface de la section oau passage du courant. (figure II.3).

Figure II.3. Transistor bipolaire de puissance NPN

L’épaisseur de la base doit être réduite pour obtenir une bonne amplification, mais une base étroite compromet la valeur de tension de claquage, détermine de grands temps d’ouverture etaire de sécurité plus petite. L’obtention d’unβ élevé nécessite trois conditions pour la base:• Dopage massif;• Grande durée de vie des porteurs minoritaires;• Petite épaisseur.

Ces conditions étant en contradiction avec d’autres impératifs pour le transistor de puissance, ocontentera de valeur modérée deβ .La zone − N du collecteur détermine surtout la tension de claquage (d’avalanche) du transiL’augmentation de son épaisseur et de sa résistance entraînent une croissance de la tensioclaquage collecteur-émetteur.

L’épaisseur de cette zone influence aussi le comportement dynamique et l’amplificationtransistor â courant de collecteur elevé.




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Par ailleurs, un surdimensionnement du point de vue de la tension de claquage entraînera de pertes en commutation et une sévère diminution deβ à forts courants de collecteur.

II.1.2. Caracteristiques statiques

Le transistor peut être monté selon l’un des trois montages fondamentaux (figure II.4):• Base commune, BC;• Émetteur commun EC;• Collecteur commun, CC.

Dans tous les montages, on distingue le circuit d’entrée et le circuit de sortie. Les caractériststatiques représentent les évolutions courant-tension en continu dans ces circuits.

On distingue donc les caractéristiques d’entrée, de transfert et de sortie.

Dans les convertisseurs, le transistor fonctionnant en régime de commutation (succession d’éta

conduction saturés et d’états bloqués) est utilisé en interrupteur.

Dans ces conditions, le montage émetteur commun est retenu, puisqu’il permet de contrôlefortes intensités du courant de collecteurs par l’intermédiaire du faible courant de base. Les gaicourant et en puissance sont donc élevés.

La figure II.5 présente le montage EC, avec polarisation directe, les sens positifs des tensiocourants étant ceux admis dans la théorie générale des quadripôles.




23

Figure II.5. Le montage EC pour un transistor NPN(a), et PNP(b).

La conduction impose la polarisation directe de la jonction émetteur-base et la polarisation inv

de la jonction collecteur-base (figure II.5).

BE V et CE V sont positifs pour les transistors NPN et négatifs pour les PNP. Il faut noter qutransistor ne peut supporter de tension inverse entre collecteur et émetteur.

Les catalogues donnent les caractéristiques des transistors montés en EC, à savoir:

a) Caractéristique d’entrée : ( ) BE B V I à CE V constante (figure II.6).

Ces caracteristiques concernent la diode D1 (figure II.1)

La partie gauche illustre le blocage (jonction émetteur polarisé en inverse). Il y a destructiotransistor pour ( ) BE BR BE V V ≥ (tension d’avalanche).

La partie droite correspond à la polarisation directe de la jonction de l’émetteur. Le transisto point de fonctionnement M est dans l’état conducteur.

Figure II.6. Caractéristique d’entrée




24

On peut définir:

• La resistance statique d’éntrée 11 αctg I V

R B

BE == ;

• La resistance dynamique d’entrée: 21 αctg I V

r B

BE =∆

∆=

A B I donné, BE V augmente légèrement avecC I .

b) Caractéristiques de transfert ( ) BE C V I à CE V constante, ( ) BC I I à CE V constante.

Figure II.7. Caractéristique de transfert

Au point M de fonctionnement, on peut définir : sur( ) BE C V I :

• La transconductance (pente statique): 1αtg V I S

BE

C == ;

• La pente dynamique : 2αtg V I

s BE

C =∆∆=

Et sur ( ) BC I I :• Le gain statique en courant, base-collecteur:

n

n

B

C FE I

I h

αα

β −=== 1;

• Le facteur dynamique d’amplification en courant base-collecteur:

B

C

I I

∆∆=β

Les transistors de puissance ont d’ordinaire pour FE h une valeur de l’ordre de quelques dizaines, erestant inférieure à 100.




25

Le gain FE h dépende du courant de collecteur et de la temperature . La figure II.7 donne un exemde caracteristique de transfert.

c) Caracteristiques de sortie ( )CE C V I à B I constante

Le transistors peut avoir trois regimes de fonctionnemnet, correspondant aux trois zones présesur la figure II.8:

• Le régime de saturation (zone 1);• Le régime actif (zone2);• Le régime de blocage (zone 3)

Figure II.8. Caractéristique de sortie

Dans la zone 1, R2 est très faible comme la tension collecteur émetteurCE V , appelée tension desaturation et notée CEsat V .

La résistance R2 ayant une faible valeur, le courant de collecteurC I peut croître fortement. Il nesera limité que par les éléments du circuit extérieur (Rc dans la figure II.5) qui doivent dimensionnés en conséquence.

Dans la zone 1, on peut aussi distinguer trois fonctionnement possibles:• État quasi-saturé;• État sature;




26

• État sursaturé

On définit, en un point M de fonctionnement:

• La résistance statique de sortieC

CE

I V

R =2

La resistance de la couche − N diminue, et à C I constant, CE V diminue, vis à vis de la valeur prise dans la zone 2 de conduction (figure II.8)

B I continuant à croître, le transistor passe à l’état saturé, toute la couche− N se transforme du point de vue électrique en une couche P+, ne présentant plus aucune résistance électrique.

CE V diminue et atteint la valeurCEsat V .En régime de commutation, la saturation a un incovénient évident : pour bloquer de nouvea

transistor, il faut évacuer une grande quantité de porteurs et le temps d’extinction du coaugmente considérablement. L’état de sursaturation est obtenu en continuant à augmenter I B ou endiminuant I C à I B constant.

Dans ce cas, la diode base-collecteur devient passant dans le sens direct 5.0≥− CE BE V V , laquantité de porteurs est beaucoup plus grande etCE V cesse de diminuer.

L’homogénéisation du courant de collecteur par la résistance N - disparaît et l’aire de sûreté au blocage se rétrécit. La sursaturation n’a aucun avantage et elle doit être évitée pour les transisto puissance.

Les points M1 et M2 correspondent respectivement à des états de saturation et de qsaturation (figure II.8).

La zone 3 est la zone de blocage (figure II.8). A 0= B I , C I est très faible; il est alors appelécourant résiduel de collecteur avec base non connectée et note0CE I .

Dans cette zone, la résistance de sortie R2 du transistor est élevée. En conséquence, elle imla valeur du courant dans le circuit extérieur émetteur-collecteur, l’influence de la résistancC (figure II.2) étant insignifiante pratiquement.

La chute de tension aux bornes de R C étant faible, on retrouve presque toute la tensionCC V de lasource entre le collecteur et l’émetteur du transistor (point de fonctionnement M3, figure II.8)

Dans la zone 2 de fonctionnement linéaire, les caractéristiques sont presque linéaires, on régler la valeur de la résistance de sortie R2 par la valeur du courant de base B I . R2 diminue si B I

augmente.Le courant C I est donné par la relation:

C

CE CC C R

V V I

−= (II.7)




27

c’est l’équation de la droite de charge (figure II.8), lieu géometrique des divers pointfonctionnement possibles du transistor en commutation sur circuit de charge purement re(figure II.5)

Pour un courant de base donné ( B I sur la figure II.8), dans l’état passant saturé, on peut néglig

CE V ( CC CE V V << ); C I prends alors la valeurC

CC

RV . C’est le point de fonctionnement M1.

Par contre, a l’état bloqué , on retrouve la tension de la source entre le collecteur et émetd’où CC CE V V ≅ c’est le point M3. La droite passant par M1 et M3 est la droite de charge.

En électronique de traitement du signal, le transistor fonctionne en amplificateur dans la linéaire (point M).

Dans un convertisseur de puissance, le transistor doit commuter entre M2 et M3, correspondaux états de quasi-saturation et blocage.

Si, étant en M2, B I croit ( B I > 3 B I ), le transistor passe au point M1, en saturation.C I est alorsindépendant de B I et limité à la valeur

C

CC Csat R

V I = .

En saturation, toutes les caractéristiques sont confondues.La chute de tension collecteur-émetteurCEsat V est minime. Le courant de base correspondant

vaut alors:

FE

Csat Bsa t h

I I = (II.8)

En continuant à augmenter B I ( B I > Bsat I ), on atteint la sursaturation et le gain forcé en courangénéralement inférieur à FE h vaut:

B

Csat F I

I =β (II.9)

On doit souligner le fait que, en sursaturation ( CE BE V V > ) les deux jonctions du transistor sont polarisé en direct.




28

Suite de cours 3 COURS 4II.1.3. Méthodes de blocage. Tension de claquage (d’avalanche).

Généralement, le claquage d’une jonction du transistor apparaît si la tension inverse qui luappliquée croît jusqu’à une valeur entraînant un courant pouvant disloquer des por

supplémentaires et amorcer le phénomène d’avalanche.Cette tension, pour la jonction émeteur, est notéeV( BR)EB0 et vaut entre 5 et 7 V.Une limitation importante pour le fonctionnement du transistor tant en condunction qu’au blest valeur maximale de la tension applicable à la jonction collecteurV CB polarisée en inverse.On a CBBECBCBBECE VVcarVVVV <<≈+= On admet donc l’égalité des tensions collecteur-émetteur et collecteur-base.Si la jonction collecteur-base est polarisée en inverse, émetteur non connecté (IE=0), un faiblecourant residuelICB 0 circule avant que la tension de claquageV(BR)CB0 ne soit atteint (figure II.10).V(BR)CB0 , notée aussiV CB0 ou cette grandeur est une valeur limite absolue à ne dépasser en auccas.Pour le montage EC (figure II.5) 4 méthodes de blocage sont possibles :

o Base non connectée (figure II.9.a) ;o Résistance R entre base et émetteur (figure II.9.b) ;o Court-circuit base-émetteur (figure II.9.c) ;o Polarisation inverse de la jonction émetteur-base (figure II.9.d) ;

Figure II.9. Possibilités de blocage pour le transistor bipolaire connecté en montage EC

Dans tous ces cas de blocage, si on augmente progressivementV CC , on observe que pour une certainvaleur de la tension collecteur-émetteur notéeV(BR)CEK ou VCEK (tension d’avalanche ou declaquage) le courantIC se met à croître, la tensionVCE restant constant (figure II.10). L’indice Kdésigne alors le mode de blocage :

K=0, figure II.9.a ;K=R, figure II.9.b ;K=S, figure II.9.c ;K=X, figure II.9.d ;

Dans ce cas, la limitation deIC doit être faite parR C .Ce phénomène est causé par l’apparition de la multiplication par avalanche des porteurs de chdue à la forte valeur deVCE et correspond au premier claquage, réversible, non destructif siIC estlimité par R C à une valeur inférieure àIC1K correspondant à la valeur maximale de la tension dclaquageVCEK(SUS) .Le courant résiduel collecteur-émetteurICEK correspond à la tension de claquageV(BR)CEK (ou à unetension proche de cette valeur).




29

COURS 4 Si le courantIC n’est pas limité par le circuit extérieur, le deuxième claquage, irréversible appa pour les valeurs supérieures àIC1K .

Figure II.10. Comportement du transistor bipolaire dans l’état « ouvert » (IB=0)pour des hautestensions

VCE diminue brusquement, tendant vers des valeurs proches de celles de l’état saturé, etIC croît jusqu’à la valeur permise par la charge. Le point de fonctionnement passe par la région III (II.10) à résistance dynamique négative.Le phénomène de claquage secondaire est dû à l’apparition de points chauds dans la structurcristal semi-conducteur, conséquence de la distribution non uniforme de la densité de courangrand nombre de porteurs apparaît par effet thermique, IC augmente, VCE diminue. Deséchauffements locaux déterminent des modifications de structure irréversibles, les valeursV(BR)CEK ,IC1K , hFE diminuent même si ce phénomène n’est que de courte durée sans destruction du transistor.

Le claquage secondaire peut se manifester en régime de commutation et la probabilité d’appacroît avec le déplacement des caractéristiques dû à l’augmentation de température. Il peut appaà l’ouverture, à des valeurs élevées de VCE, quand le transistor est encore parcouru par un couranimportant.La figure II.10 concerne un blocage de type 0.V(BR)CE0 (à IB=0) est inférieur àV(BR)CB0 (à IE=0) car dans ce casICB 0 se ferme par la jonction base-émetteur et détermine un courant collecteurhFEICB0 . Le courant résiduel total de collecteur est :ICE0 =I CB 0 (1+h FE) avec (1+h FE)>>1 => I CE0 >>I CB 0 (II.10)

On peut conclure que la limite de puissance de la jonction est maintenant atteinte pour une teV(BR)CE0 inférieure àV (BR)CB0 .La réduction de l’action du courantICB 0 , par montage, permet la croissance des tensions de claquagcollecteur-émetteur comme indique sur la figure II.11.Les tensionsV(BR)CEK notées aussiVCEK , VCEK(SUS) et les courantsICEK sont des donnéesimportantes du transistor.La valeur de la tensionV(BR)CER diminue avec la croissance deR BE et pour cette raison, elle estdonnée avec la valeur deR BE. Pour bon nombre de transistors,VCEK(SUS) =VCEK .




30

COURS 4

En conclusion :VCEX >VCES >VCER >VCE0 ; (II.11)ICEX <I CES <I CER <I CE0 ; (II.12)

Ces inégalités montrent que le blocage optimal est celui de type X (figure II.9). Le courant réde collecteur est minimal et la tension collecteur-émetteur est maximale. Des plus, de bo performances dynamiques font aussi choisir ce mode de blocage pour les transistors utilisés daconvertisseurs.

Figure II.11. Tensions de claquage V(BR)CEK , tensions maximales de claquage VCEK(SUS) et courantsrésiduels ICEK pour diverses méthodes de blocage (K=0 ; R ; S ; X)

II.1.4. Les aires de sécuritéLes aires de sécurité donnent, dans le plan IC(VCE) le domaine dans lequel doit évoluer le point defonctionnement. Les catalogues des constructeurs fournissent les aires de sécurité.

II.1.4.1. Aire de sécurité en régime continu (Safe Operating Area - SOA) Cette aire, dans le plan IC(VCE) est tracée en échelles logarithmiques(figure II.12).Elle est délimitée par:Ø le segment 1; C'est le courant maximal admissible Ic en régime continuu, obtenu par mé

statistique réalisée sur un grand nombre d'essais de fiabilité;Ø le segment 2; C'est la puissance maximale dissipable Pdmax, imposée pour ne pas dépasser la

température maximale de la jonction collecteur Tmax:T jmax =TC +R thJC Pdmax (II.13)

avec:Pd=vCEiCTc: température du boîtier;R thJC: résistance thermique du contact collecteur-boîtier




31

COURS4

Figure II.12. Aire de sécurité en régime continu.

Figure II.13. Aires de sécurité pour le fonctionnement en commutation

Cette puissance maximale dépend de la température de fonctionnement du transistor TC; l'aire SOAsera donc définie pour une Tc bien précisée (en général TC=25°C);· le segment 3; C'est le second claquage. Il peut interevnir pour des valeurs fortes du produit CEiC,mais inférieures à Pdmax,· le segment 4; C'est la tension de claquage maximale collecteur - émetteur, base non conn(VCE0(SUS))Le fonctionnement en régime d'impulsions permet d'augmenter l'aire de sécurité. La figure montre ces nouvelles limites en traits interrompus.




32

COURS4II.1.4.2. Aires de sécurité en régime de commutation.Ces aires sont tracées en échelles linéaires dans le plan IC(VCE) pour une température TJ inférieure à125°C. Elles sont de deux types (figure II.13):· l'aire en polarisation directe (Forward Based Safe Operating Area - FBSOA);

· l'aire en polarisation inverse (Reverse Based Safe Operating Area - RBSOA).L'aire RBSOA est utilisée dans le cas de blocage de type X. Sa surface peut s'étendre à la rhachurée si le transistor est en régime quasi – saturé. En utilisant l'aire RBSOA, on détermitension VCEW, correspondant à ICsat La puissance commutable du transistor est:

Pcom=VCEWICsat

II.1.5. LE REGIME DE COMMUTATION (REGIME DYNAMIQUE).Le transistor passe successivement d'un état conducteur à un état bloqué et inversement. Ce rés'accompagne de pointes de puissances dépendant de la nature de la charge et des performancetransistor.Ce régime dynamique doit être étudié pour éviter la destruction du transistor, minimiser ces pLe schéma de la commande de base doit aussi être pris en compte.Les temps, de commutation caractérisent ce régime dynamique, ils sont donnés dans deux cas:

Figure II.14.Circuit de charge resistif-inductif (R c, Lc) avec diode de roue libre (DRL)

a) le circuit de charge est purement résistif ; b) le circuit de charge est inductif avec une diode de roue libre DRL(figure II.14).

II.1.5.1. Commutation sur charge résistive.Les formes d'ondes pour les commutations à la fermeture sont présentées sur la figure II.15.




33

En t0, instant de l'apparition du signal de commande de base (vBE, iB) le courant de collecteur se metà croître , mais non immédiatement, vu le temps nécessaire pour la charge des capacités de bade jonction et l'arrivée dans le collecteur des porteurs de charge injectés dans la base.

Figure II.14 Formes d’ondes pour les commutation avec charge résistive




34

COURS4On appelle temps de retard td (delay time) le temps mis par le courant iC pour atteindre 10% de lavaleur permanente IC.td augmente avec la résistance série R B et les capacités de barrière des jonctions du collecteur et dl'émetteur; il dépend aussi de la différence VBE1- VBE2 et de la tension de seuil de la jonction

émetteur.L'augmentation du courant iC continue selon une pente déterminée par le temps nécessaire pour formation dans la région de la base de la nouvelle distribution des porteurs minoritcorrespondant au régime saturé.On appelle temps de montée tr (rise time) le temps mis par iC pour passer de 10 à 90% de sa valeurIC.tr , dépend de la capacité de barrière de la jonction collecteur, du courant IB1, du courant

FE

CsatBsat h

II = , de R C et de la fréquence f T de transition du transistor

Le temps total d'établissement de courant, ton (turn-on time) vaut:ton = td + t, (II.14)

tr , et donc ton augmente si IB1 croît, vu l'état de plus en plus saturé.

Si on applique en t1 la commande de blocage par polarisation inverse de la jonction BE (figII.14), le courant de collecteur ne s'annule pas brusquement; il faut d'abord que la charge positivexcès dans la base s'évacue. On appelle temps de stockage ts (storage time) le temps mis par iC pouratteindre 90% de sa valeur Ic en conduction.ts, dépend de IBsat, de (IB1 –IB2) et de f T.Le temps de descente tf (fall time) correspond au passage de iC de la valeur 0.9IC à 0.l Ic. C'est letemps nécessaire à la disparition des porteurs minoritaires.

Le temps total de décroissance (turn-off time)toff = ts + tf (II.15)Les temps de commutation sur charge résistive sont spécifiéss dans les catalogues pour conditions bien précises.

On voit que ts est prépondérant dans toff . Lié au processus de recombinaison des porteurs dans l base, ts peut être réduit si la charge stockée est minimisée en gardant le point de fonctionnementransistor dans la région quasï-saturée (M2, figure II.8.-cours antérieur). Il faut donc surveillerCE et régler automatiquement iB en fonction de iC.La solution est l'instaliation d'une diode antisaturation DS montée comme indiqué sur la fII.15.a. Le fonctionnement est décrit sur la figure II.15.b.

DS doit devenir passante dès que le courant de base dépasse IB = IBsat . Le fonctionnement normalest représenté par le point A (résistance de charge R C1); sans DS, si la résistance de charge çroît(Rc2), le point de fonctionnement passe en B, le transistor est saturé. En réalité, avec l'augmentation de Rc entraîne la diminution du potentiel du collecteur et la croissance du couranDS.Le courant de base devient IB3, le transistor reste quasi-saturé et fonctionne en C.La valeur de R B peut être calculée en utilisant les équations:




35

COURS4

Figure II.15. Effet de la diode anti-saturation

VBEsat min + R B IBsat min = VDS +VCEsat min (II.16) V CEsat min = VBEsat min +VCB sat minCE (II.17)VDS = VT0 (tension de seuil de la diode) (II.18)

En substituant (II.17) et (II.18) dans (II.16), il résulte:R BIB sat min=VT0+VCB sat min, donc :

min

min0

Bsat

CBsatTB I

VVR

+= (II.19)

En général, il faut que le point de fonctionnement ne se déplace que dans les aires FBSOA, RBFBAOA et RBAOA pour éviter toute destruction en commutation.

II.1.5.2. Commutation sur charge R-L avec diode de roue libre (figure II.14).Caractériser un transistor par sa commutation sur charge purement résistive se révèle insuffisa point de vue de ses performances dynamiques lorsqu'il est inséré dans un convertisseur.Dans le circuit de la figure II.14, on considère 1'inductance L suffisamment grande pour poadmettre que le courant dans la charge R C, LC est constant (iC +iD = Is). La constante de temps de lacharge est beaucoup plus grande que la période de commutation T du transistor T1.Lp est une inductance parasite (conducteurs de liaison, etc.). A cause de la présence de la diodroue libre DRL, les pertes en commutation sont plus grandes avec la charge inductive qu'avcharge résistive. Les caractéristiques dynamiques de la diode jouent un rôle important dandéroulement du phénomène transitoire.

a) Commutation â la fermeture du transistor.La figure II.16 montre 1'evolution des diverses grandeurs électriques indiquées sur le schéma figure II.14 dans le cas de la fermeture du transistor T1.




36

COURS4

Figure II.16. Formes d’ondes pour la commutation à la fermeture sous charge R-L avec diode droue libre

Le signal de base est envoye à 1'instant ti. Le transfert du courant se fait entre la diode de roue libDRL et le transistor. Au commencement, la diode se comporte comme un court-circuit, elle tran

le potentiel (+) de la source au collecteur. Le courant de collecteur croît avec la pentedt

di C

. Latension collecteur-emetteur reste presque constante dans I'intervalle t0t1 et se calcule par la relation:

dt

diLVv C

pCCCE −= (II.20)

Simultanément, le courant iD décroît avec une pentedt

di F−




37

COURS4

diC/dt=dt

di F− puisque iC +iD = Is =constante (II.21)

Le courant iC atteint la valeur Is = IC sat, en t1. Ensuite la diode est parcourue par un courant inversqui au maximum vaut IRM = IRRM en t2. Le courant iC atteint donc la valeur IS +IRRM. Les pertes dans

le transistor sont augmentées.L'intervalle de temps (t1, t2) se calcule par:

dt

diI

ttC

RRM=− 12 (II.22)

Dans I'intervalle (t2, t3) vCE décroît rapidement. Après une phase de saturation dynamique (tensnotée vCE sat dyn) pendant 1'intervalle (t3,t6) ou il y a extension progressive de la zone P de base dIa zone N du collecteur, vCE atteint la valeur statique vCEsat, en t6.

La valeur IRRM est déterminée par le type de diode, la pentedt

di F− , la valeur de Is et la température

de jonction .

b) commutation à l'ouverture du transistor.La figure II.16bis donne l’évolution des diverses grandeurs électriques relatives à commutation.

Au blocage, le courant iC = IS qui parcourait le transistor est pris en charge par la diode DRL. Ltension vCE croît rapidement vers VCC , mais l’entrée en conduction de la diode détermine unsurtension qui se retrouve sur vCE.La vitesse de croissance du courant diF/dt dans la diode est la même que celle de décroissance pou

le transistor:diF/dt=-di C /dt car iC +iD=I S (II.22bis1)

On définit comme précédemment les temps de stockage tsi et tfi (notés aussi ts et tf ) (figure II.16bis).De plus, pour les transistors de puissance haute tension à commutation rapide, on introduit aussi• t ti : intervalle pour lequel le courant iC passe de la valeur 0.1IC à 0.02IC ;• tc: intervalle de temps compris entre le moment où vCE atteint la valeur 0.1VCC et l'instant où iC atteint 0.1 IC.




38

II.1.6. LES PERTES PAR COMMUTATION cours6

Le calcul approximatif des pertes par commutation peut se faire en supposant la variation linéaivCEet de iC.L’énergie dissipée dans le transistor dans l’intervalle de temps t vaut :

∫ ⋅⋅=t

CCE dtivW0

(II.23)

et les pertes sont données par :f WP ⋅= (II.24)

f étant la fréquence de commutation.

II.1.6.1. Pertes à la fermetureLes allures simplifiées de l’évolution de iC et vCE à la fermeture sont représentées sur la figure II.1(à comparer aux tracés de la figure II.16)

Figure II.17. Formes d’ondes linéarisées correspondant la fermeture

Pour un calcul simplifié on utilise la relation :( ) rRRMSCCen tIIVW ⋅+⋅= (II.25)

II.1.6.2. Pertes à l’ouvertureEn considérant vCE=VCC et en supposant la variation linéaire de iC dans l’intervalle tC (figure II.16)on a :

−⋅=C

SC

t

tIi 1 et CCCE Vv = (II.26)

Donc, on peut écrire la suivante équation :

21

01

CSCCt

CSCCbl

tIVdt

tt

IVWC

⋅⋅=⋅

−⋅⋅= ∫ (II.27)

En supposant que iC a aussi variation linéaire sur l’intervalle tti, on trouve :

52

riSCCbl

tIVW

⋅⋅= (II.28)

L’énergie dissipée au blocage du transistor sera :




39

21 blblbl WWW += (II.29)

II.1.6.3. Pertes a l’état conducteurDans cet état, la puissance dissipée est donnée par la relation :

( ) T

tIVIVP

condBBECCEsatC⋅⋅+⋅= (II.30)

avec :tcond: durée de conductionT : période de commutation

II.2. LA COMMANDE DU TRANSISTOR BIPOLAIRE.C'est la commande qui conditionne le bon fonctionnement du transistor. La complexité du scest liée à la fréquence de travail et à la valeur du courant de collecteur.La commande doit satisfaire aux exigences suivantes:1. injecter rapidement (habituellement en moins d'uneµs) à la mise en conduction une quantitésuffisante de porteurs pour réduire l'interférence courant - tension; vCE doit décroître rapidement etiB doit présenter une pointe de 3IBsat environ (figure II.18).Un tel courant de commande peut être obtenu avec un transistor auxiliaire T, associé à un circu2 C2 ou avec un condensateur d'accélération CA connecté en parallèle sur la résistance de limitation RB (figure II.19).

Figure II.18. Forme d’onde pour le courant de base à la fermeture

Figure II.19. Méthodes pour accélérer la fermeture




40

R B se calcule pour limiter le courant de base à sa valeur IBsat:

satB

satBEBB I

VVR

−= (II.31)

L’égalité de la charge électrique stockée dans CA entre les moments de commutation et de la chargeélectrique à injecter ou extraire de la base donne :

B

ef BABef BABB R

CICIR τ

τ =⇒⋅=⋅⋅ (II.32)

avec -τBef : durée effective de vie des porteurs majoritaires dans la base ;-τBef =βτC=β/2πf T -τC : durée effective de vie des porteurs minoritaires dans la base

f T: fréquence de transition.Il convient d'éviter dans la réalisation du montage la réaction des inductances parasites permettre une croissance franche de iB.2. réduire au maximum le temps de stockage ts à l'ouverture par contrôle de la charge stockée pendant la conduction.VCE doit donc être proche de VCEsat et le transistor doit fonctionner en régime quasisaturé.La solution consiste à utiliser un réseau antisaturation.3. réduire le temps de descente tf du courant de collecteur à l'ouverture par contrôle de la vitesd'extraction de la charge stockée.Cette extraction est faite par polarisation inverse de la jonction émetteur, donc par un courant néde base IB: (figures II.14 et II.16). Ce courant négatif doit être maintenu pendant tout l'intervalle blocage pour éviter l'apparition d'un courant inverse dans le transistor en cas d'une tensionCE négative.* Si la charge stockée est évacuée trop vite par un courant de base –IB2 élevé, la jonction base-émetteur risque de se vider la première des porteurs de type P et de se bloquer.Le temps ts, sera réduit, la diminution de iC apparaissant plus tôt, mais la jonction base-collecteu polarisée en inverse se comporte comme une diode lente, amenant un traînage du courant colleen présence des valeurs élevées de vCE d'où des pertes en forte augmentation (figure II.20.a).* Si la charge stockée est évacuée trop lentement, la jonction collecteur base est vidée la premLe traînage de iC est plus court, mais vu les valeurs plus grandes, les pertes sont importantes (figII.20.b).

Figure II.20. Formes de traînage pour le courant de collecteur




41

La vitesse d’extraction de la charge doit être modérée pour permettre aux jonctions de se blo presque simultanément. Le montage est donné sur la figure II.21.La résistance R B1 détermine –IB2LB contrôle –diB2/dt donc la vitesse d’extraction. D1 empêche la diminution de la croissance de iB au blocage, oscillations pouvant occasionner des conductions parasites du transistor.

4. assurer la protection du transistor contre les surcharges prévisibles ou accidentelles.Le contrôle de iC ou de vCesat amène la commande à bloquer le transistor s’il y a dépassement dvaleurs de cosigne.

Figure II.21. Réglage de la vitesse d’extraction de la charge stockée

Dans le premier cas, iC est surveillé. Dans le second cas, on surveille vCE pour détecter sondépassement vis à vis du vCEsat imposé, ce qui révèle une augmentation anormale de iC .

Pour le calcul du schéma de protection, il faut tenir compte de ts qui amène un retard au blocage, le point de fonctionnement ne devant pas quitter l'aire RBSOA ,jusqu'à l'interruption de iC.Une inductance série dans le circuit collecteur-émetteur limitant la rapidité l'augmentation

courant de défaut est souvent nécessaire.Dans les convertisseurs statiques, la protection des transistors de puissance est habituelleorganisée sous forme d'une protection active décentralisée: chaque transistor gère sa pr protection de manière autonome; on trouve des circuits intégrés intelligents qui assurencommande et la protection des transistors de puissance.

II.3. TRANSISTOR DARLINGTON

Les transistors bipolaires de puissance, et plus particulièrement ceux en haute tension, ont unstatique en courant base-collecteur hFE (ou β) assez modeste (d'ordinaire compris entre 5 et 10).

est donc nécessaire de construire des commandes capables de fournir des courants de base émontages complexes et chers.Pour augmenter le gain, on peut connecter les transistors en montage Darlington ou triple Darli(figures II.22 a et b).Le montage Darlington peut être réalisé par l'intermédiaire de deux transistors séparés ou sous fintégrée (MD: Monolithique Darlington). Son utilisation en électronique de puissance offr possibilité d'augmenter la puissance commutée et simultanément de développer des commandfaible puissance, peu onéreuses.La chute de tension en conduction est supérieure à celle d’un transistor bipolaire classique.




42

Le comportement en conductiona. gain en courant (hFE ouβ)

Pour le schéma théorique de la figure II.22.a, on peut écrire les relations :21 CCC III += (II.33)

112 CBB III += (II.34)

11 1 BC II ⋅=β (II.35)

22 2 BC II ⋅=β (II.36)

avecβ1 etβ2 les gains statiques en courant base-collecteur des transistors T1 et T2.

Il en résulte :IC =β 1 IB1 +β 2 (IB1 +β 1 IB1 )

IC =I B1 (β 1+β 2+β 1β 2)

D’où le gain en courant du montage Darlington :

21211

βββββ ⋅++===B

CFE I

Ih (II.37)

Cette expression ne tient compte des courants de fuite des 2 transistors, courants liés température.

a) b)Figure II.22. Montage Darlington

Pratiquement, on doit connecter des résistances pour stabiliser les courants de fuite et réduireeffets (figure II.23)




43

Figure II.23.Montage Darlington avec résistances pour stabiliser les courants de fuite

Les relations peuvent alors s’écrire:21 CCC III += (II.38)

1

21

111 01

101 CEBEBE

BCEBC IR

VVIIII +

+−⋅=+⋅= ββ (II.39)

2

2

11222 02

202 CEBE

BCCEBC IR

VIIIII +−+⋅=+⋅= ββ (II.40)

ICE01 et ICE02 désignant les courants de fuite.

La relation (II.40) peut encore s’écrire :

2

2

112 02

01

2112 CE

BEBCE

BEBEBC I

R

VII

R VV

II +−++

+−⋅= ββ (II.41)

d’où :

( ) ( )

12

220

11022121

222

2

22

11

R

VV

R

VI

R

VVIII

BEBEBECE

BEBECEBC

+⋅−

⋅−

+

+

⋅−⋅++⋅++⋅=

ββ

ββββββ

(II.42)

On peut noter :β =β 1+β 2+β 1β 2 et β f =I C /IB L’expression (II.42) montre la possibilité de compenser la contribution des courants de fuitechoisissant judicieusement les valeurs R 1 et R 2, on peut rendre négligeables les termes correctifs.On s’aperçoit que le gain est un peu diminué par rapport au cas idéal.

b. Caractéristique de transfert IB1(IC)

β 1 et β 2 dépendent de IC. La relation (II.42) est donc d’un emploi difficile en régime saturé. Il préférable pour calculer le gain global de construire la caractéristique de transfert IB1(IC).




44

Connaissant IB1(IC1) du transistor T1, on construit IB2(IC1) car IB2=IB1+IC1.Cette construction graphique est présentée en suite :

Figure II.24.Caracteristique IB2=IB1+IC1=f(IC1)

Le tracé côte à côte de IB2(IC1) et IB2(IC2) permet de calculer et tracer IB2(IC) car IC=IC1+IC2.Cette construction et la caractéristique de transfert sont données sur les figures II.25 et II.26.

Figure II.25. Calcul de la caractéristique IB1=f(IC)

Figure II.26. Caractéristique de transfert IB1=f(IC)

c. La tension de saturation

Pour le montage Darlington, VCE=VCE1+VBE2 (II.43)VCE dépend deβ.En effet, VCE1 dépend beaucoup de IB1 à IC constant, alors que VBE2 est pratiquement constante :




45

La figure II.27 illustre cette variation.

Le Darlington se sature à IC constant si IB1 augmente. Alorsβ1=IC1/IB1 et β diminuent. A unecertaine valeur IB1, T1 est saturé, mais T2 continue fonctionner avec son gain, car T1se comporte

comme un dispositif d’anti-saturation pour T2. Dès lors, VCE ne se modifie pas si IB1 continue acroître.

Figure II.27. Tension collecteur-émetteur et ses composants pour l’étatconducteur du Darlington

Donc le Darlington saturé signifie : T1 saturé, T2 quasi-saturé. VBE2 est la contribution al plusimportante dans la valeur de la tension de saturation VCesat et constitue pratiquement sa limiteinférieure.VCesat dépend aussi de IC. Aβ donné VCesat(IC) est semblable à celle du transistor bipolaire.




46

Cours6II.2. LES TRANSISTORS A EFFET DE CHAMP.

Le transistor à effet de champ, en anglo-saxon FET (field effect transistor), peut fonctionneinterrupteur, comme le transistor bipolaire. Le principe de fonctionnement étant très différencomposant présente des avantages et des inconvénients par rapport au transistor bipolaire poréalisation de convertisseurs de puissance peu élevée. 'Il existe deux types de transistors à effet de champ:

• les transistors à jonction ou JFET;• les transistors à grille isolée ou MOSFET.

II.2.1. Description et fonctionnement.

II.2.1.1. Le MOSFET de faible puissance

Figure II.28 Structure d'une cellule de

MOSFET de faible puissance

Figure II.29. Représentation symbolique et

notation pour le MOSFET à canal NDans un semi-conducteur dopé de type P (figure II.28.), on a diffusé deux zones de type Nlesquelles sont soudés les deux contacts de source S et de drain D. Une couche d'oxyde recouvzone P située entre la source et le drain; sur cette couche est soudé le contact de grille (gate) G. la succession Métal-Oxyde-Semiconducteur qui donne le préfixe MOS utilisé pour caractéristype de transistor.

La figure II.29. a donne la représentation symbolique usuelle. La connexion partant de la breliée au substrat (bulk) B se termine par une flèche indiquant le sens passant des deux jonsubstrat - source et substrat - drain.

D'ordinaire le substrat et la source sont reliés. Le figure II.29.b indique les notations utilisées.

II.2.1.2. Principe du fonctionnement.

Si on applique une tension GSv positive entre grille et source, le champ électrique qui, à travers couche d'oxyde apparaît à la surface de la couche P entre drain et source, éloigne de cette zon porteurs majoritaires (charges positives) et y attire les porteurs minoritaires.




47

A partir d'une certaine valeur GSv , appelée tension de seuil ( )thGSV (threshold voltage), au voisinageimmédiat de la couche d'oxyde il y a plus de charges négatives que de charges positives. Cette du type N ainsi formée constitue un canal reliant la source et le drain.

Si on applique alors une tensionDSv positive entre le drain et la source, un courant de drainDi peut passer par ce canal dont la section, et donc la résistance, dépend de l'écart entreGSv et la tension deseuil.

II.2.1.3. Les MOSFET "de puissance".

Le configuration précédente n'offre, au courant de drain, qu'un chemin "horizontal", c'est-à parallèle à la surface de la pastille. L'inversion de la polarité du dopage ne s'effectuant que surépaisseur de quelques microns, l'obtention d'un courant relativement important nécessiteraitaugmentation prohibitive de la surface de la pastille.

L'apparition des MOSFET de puissance est due aux nouvelles technologies qui ont permis d'offcourant un chemin vertical, c'est-à-dire perpendiculaire à la surface, comme dans le tran bipolaire. On a d'abord réalisé des transistors type VMOS, le V caractérisant à la fois le vertical du courant et la forme en V de l'entaille réalisée à la surface de la pastille. Actuellemencomposants de puissance les plus usités sont du type D MOS, le D indiquant le procédé de dodiffusion utilisé pour leur fabrication.

Comme le collecteur des transistors de puissance bipolaires, le substrat est formé de deux coude type N (figure II.30). La couche − N donne au composant ses caractéristiques de tension. Dancette couche on introduit, par une première diffusion, des îlots de type P; par une seconde diffuon introduit dans ces îlots P des îlots de type N.

Fig.II.30.Structure d’une cellule DMOS

Une tension GSv positive attire les charges minoritaires des zones P contre la couche d'oxyderepousse les charges positives. QuandGSv devient supérieur à ( )thGSV ,il apparaît des canaux de type N par lesquels le courant peut circuler du drain vers la source.

Une petite partie des filets de courant reste horizontale, mais on peut obtenir un courant de important car le transistor est formé d'un très grand nombre de cellules élémentaires, identiqucelle de la figure II.30, mises en parallèle.




48

II.2.2. Caractéristiques statiques.

II.2.2.1. Caractéristiques de sortie.

Les caractéristiques donnant le courant de drainDi en fonction de la tension drain -sourceDSv , pourdiverses valeurs de la tension grille - sourceGSv , ont l'allure représentées sur la figure II.31.b. Lafigure II.31.a dilate leurs parties initiales.

Figure II.31.a et b. Caractéristiques de sortie.

Le courant Di ne peut passer que si la tension GSv , supérieure à la tension de seuil ( )thGSV , crée descanaux de type N. La section de ces canaux est alors fonction , de l’écartGSv - ( )thGSV .

Pour les faibles valeurs de DSv , inférieures à quelques volts, le courantDi est faible, son passagedans les canaux n'en modifie pas la résistivité, le courantDi croît proportionnellement àDSv .

Lorsque Di est assez grand pour que les flux d'électrons saturent les canaux,Di reste pratiquementconstant lorsque DSv augmente; les caractéristiques sont horizontales. La valeur deDSvcorrespondant à la saturation des canaux est appelée tension de "pincement"PV .

En électronique linéaire (amplification), on travaille dans la zone où les caractéristi( )DSD vf i = sont horizontales. En électronique de puissance, on demande au transistor de fonctioen interrupteur:• L'interrupteur sera ouvert pour GSv inférieur à ( )thGSV ; en fait, on réalisera l'ouverture en faisant

0vGS = . La résistance OFFDSR entre drain et source est alors pratiquement infinie.• L'interrupteur sera fermé lorsqueGSv sera suffisant pour qu'à Di donné la chute de tension DSv

soit minimale. L'augmentation deGSv réduit DSv , comme le montre la figure II.31.a; toutefois




49

au-delà d'une tension de l'ordre de la dizaine de volts, la réduction deDSv à Di donné n'est plussensible.

II.2.2.2. Caractéristique d'entrée.

La grille étant isolée, il n'y a théoriquement pas de courant circulant entre grille et source en réstatique. En fait, il y a un petit courant de fuite très inférieur au micro-ampère. L'impédance d'etrès élevée, supérieure au megohm, constitue le principal avantage du transistor MOSFET stransistor bipolaire. On verra que l'impédance d'entrée est essentiellement capacitive.

On peut tracer des caractéristiques de transfert donnantDi en fonction de GSv à DSv constant. Ellesmontrent comment, dès que GSv a dépassé la tension de seuil ( )thGSV , généralement comprise entre 2et 4 volts, le courant Di croît rapidement. La pente des caractéristiques de transfert est appetransconductance dïrecteFSg .L'augmentation de la température accroît le nombre de porteurs minoritaires dans les zones P, elle diminue la mobilité des porteurs majoritaires. Quand la température croît, la tension de diminue, mais Di croît ensuite moins vite en fonction deGSv .

II.2.2.3. Résistance apparente à l'état passant.

Au lieu de tracer les caractéristiques donnant la (chute de) tensionDSv en fonction de Di à l'état passant, on a conservé l'habitude de donner, en fonction de ce courant, les variations de la résisapparente ONDSR pour diverses valeurs deGSv . Puisque:

D

DSONDS i

vR = (II.44) les courbes correspondantes se déduisent de celle de la figure II.31.a.

Si on compare (figure II.32) les caractéristiques d'un MOSFET et d'un bipolaire aptes à écoulmême courant et à bloquer la même tension, on voit qu'à l'état passant le bipolaire a une chuttension nettement plus faible que le MOSFET; c'est un des principaux inconvénients de ce dernier.

Figure II.32. Comparaison des caractéristiques de sortie




50

Pour pouvoir bloquer des tensions élevées, les deux types de transistors ont besoin d'une coucfaiblement dopée d'autant plus épaisse que la tension à supporter est plus grande. En conducette zone − N du bipolaire est envahie par les porteurs minoritaires de la base et sa résistidiminue, alors que la zone − N du MOSFET ne varie pratiquement pas.

La structure multicellulaire adoptée permet de mettre en parallèle les résistancesONDSR de toutesles cellules et d'éviter une valeur prohibitive deDSv . On obtient, pour ONDSR des valeurs allant dequelques centièmes d'ohm (grandes pastilles, faible tension) à une dizaine d'ohms (petites pasquelques centaines de volts).

II.2.2.4. Aire de sécurité.

Dans le plan des caractéristiques de sortie, où les axes sont d'ordinaire gradués en coordologarithmiques, l'aire de sécurité en régime continu du MOSFET est limitée (figure II.33) par:• le courant maximal de drain en régime continuDi (segment BC);

• le tension drain - source maximale( )DSSB R V correspondant au claquage (segment DE);• la puissance maximale dissipable (segment CD);• la limite imposée par ONDSR ; pour les faibles valeurs de DSv , il est impossible d'obtenir des

valeurs plus élevées deDi (segment AB).

Contrairement au transistor bipolaire, le MOSFET n'est pas sensible au phénomène d'emballthermique. En effet, le coefficient de température positif de la résistance R DSON réduit le courant quisuit les trajets où, la température ayant une valeur plus forte, la résistivité est accrue.

Pour les impulsions brèves, de l'ordre de la microseconde, l'aire de sécurité est étendue jus

contour en traits interrompus A B C E. Le courant maximal admissible devientDMI ; la limitecorrespondant à la puissance maximum dissipable a disparu. Pour des impulsions plus longuelimites de l'aire de sécurité se trouvent entre les deux tracés de la figure II.33; ces limites doindiquer la durée maximale des impulsions.

Figure II.33. Aire de sécurité en régime continu




51

II.2.3. LES COMMUTATIONS

II.2.3.1. Les capacités parasites et leur charge.

• Dans un transistor MOSFET ce sont les capacités parasites qui, par le te nécessaire pou

charger ou les décharger, limitent la rapidité des commutations.On peut distinguer (figure II.34.a):- la capacité grille-sourceGSC . Son diélectrique est la couche d'oxyde isolant la grille. Cette capacest peu sensible aux variations de la tensionDSv ;- la capacité grille-drain GDC . Elle rend compte de la zone de charge d'espace qui se forme dans région P au-dessous de la grille. Elle varie beaucoup avec la tensionDSv , passant d'une valeurcomparable à GSC , quand le transistor est passant (DSv faible), à une valeur négligeable quand il est bloqué ( DSv fort), comme le montre la figure II.34b;- la capacité drain-source DSC . Son importance est moindre car ses effet sont masqués par ceux

GDC .

Figure II.34. Capacités parasites du MOSFET a et b

Ces capacités doivent être regardées comme des grandeurs interconnectées, qui ne peuventmesurées individuellement. Les constructeurs donnent:- la capacité d'entrée (input, common source, output short-circuited)C is s :

C is s = C GS +C GD ; C is s ≈Ccs (pour l’état OFF) (II.45) - la capacité de réaction entre drain et grille (Reverse Transfer Capacitance) Crss:

C rss = C GD (II.46) - la capacité de sortie (output, common source, input short-circuited) Coss:Coss = C GD +C DS (II.47)

• La figure II.35.a montre la croissance de la tensionvGS en fonction de la chargeQG , apportée à lagâchette par le courantiC lors d'un amorçage. On part de l'état bloqué:vGS nul, vDS ayant la valeurVcc imposée par la source alimentant le transistor.On peut distinguer schématiquement trois tronçons sur cette courbe:




52

- Le tronçon OA correspond à la charge de la capacité d'entrée sous la pleine tensionvDS . C is s estalors peu différent deCGS . La charge à fournir pour qu'un courant de drainID puisse traverser lecanal dépend de l’intensité de ce courant.- Le tronçon AB correspond à la décroissance devDS depuisVcc jusqu'àvDSON . La tensionvGS nevarie pas. La charge fournie sert à faire varier la tension aux bornes deCGD ; elle est d'autant plus

forte que la valeur initialeVcc de vDS l'était elle-même.- Le tronçon BC correspond à la fin de la charge de la capacité d'entrée, le transistor conducteur. Cette capacité est alors égale àCGS +C GDON , elle est indépendante deID et deVcc .La quantité d'électricitéQG2 permet de calculer le temps de fermeture, à partir de la valeur courant de grilleiG , du courant de drainiD = I et de la tension initialeVcc . Le tracé en traitsinterrompus OA'B'C' correspond à un courantI’ supérieur àI; le tracé en traits mixtes OAB’’C’’, àune tensionVcc' supérieure àVcc .

Figure II.35.a) Evolutions vGS(QG) ; à la fermeture.

Figure II.35. b) Evolutions vGS(QG) : à l’ouverture.




53

• Pour l’extinction d'un transistor (figure II.53b), on trouvera, de la même façon, l’évacuation dcharge excédentaire (segment CF), la décharge deCGD pendant la remontée de la tension (segmentFH) et la décharge de la capacité CGS pendant la descente du courant (segment HJ).

La quantité d'électricité Q’G3 doit être évacuée par la grille pendant le temps d'extinction.

• Remarque . En diminuant l’épaisseur de la couche d'oxyde entourant la grille, on obtient transistors dont la tension de seuil est assez faible pour qu'ils puissent être commandés directe par des circuits logiques alimentés en 5 V. Ce sont les L2FET (I,ogic Level Gate FET).Leur capacité grille-drain est plus élevée.




54

Suite de cours 6 MOSFET- Commutations cours7

II.2.3.2. Commutation à la fermeture. Nous envisageons le cas usuel où le transistor est en série avec une charge inductive, shuntéune diode de roue libre D, sous la tension Vcc (figure II.36). On suppose le courant I con

pendant les commutations.Phase 1 . CDS n'intervient pas puisque la tension à ses bornes ne varie pas (figures: II.35.a, II.3II.38.a, II.39.a).- Phase lA . Début de charge deC is s ; 0 < v GS < V GS(th) .Pour t=0, la tension de commande vG passe de 0 à Vcc (figure II.37.a). La capacité d'entrée dtransistor bloqué se charge à travers la résistance R G.

Figure II.36. Circuit de charge inductive shuntée par une diode de roué libre

GSGS

GSGGSGGGG vdt

dvCR viR V +=+= (II.48)

d’òu :

GSGGSG CR t

G

GGG

CR t

GGGS eR V

ieVv−−

=

−= 1 (II.49)

avec bIIfigureCCCcarCVQ

C GSOFFrssOFFGDOFFissOFFGS

GGS 34.(

1

1 −<<=≅=

- Phase 1B : Ciss continue à se charger;VGS(th) < v GS < V GS1 .A partir de t = t0, une fois la valeurVGS(th) de la tension de seuil atteinte, le courantiD croît. Tantqu'il n'a pas atteint la valeurI, la diode D continue à conduire et la tensionvDS reste égale àVcc . Lecourant dans la diode s'annule pour t = t1; vGS atteint vGS1 en t1 tel que:

−=

−GSG CR

t

GGGS eVv1

11 (II.50)

Il résulte:

11

1

11 lnln

GSGG

GG

GS

GG

GSGG

GGGSG VV

VVQ

R VV

VCR t −=−= (II.51)




55

• Phase 2. Décharge de CGD et CDS (chute de vDS) (figures: II.35.a, II.37.a, II.38.b, II.39.a).A partir de t = t1, la diode de roue libre D se bloque. vGS ne varie pas et reste à la valeur VGS1 . Donc:

dtdv

Cdt

vvdCconst

R VV

i DSrss

GSDSGD

G

GSGGG −=−−==−= )(1 (II.52)

Figure II.37.Evolution des courants et tensions lors de la commutation :a) à la fermeture ; b) à l’ouverture

C’est-à-dire :

rss

G

GD

GDS

Ci

Ci

dtdv ==− (II.53)




56

La tension vDS décroît avec la pente dvDS/dt . Au départ, CGDOFF est faible, alorsdt

dv DS est élevé et

vDS décroît vite. A la fin de la phase 2, CGDON est élevée, donc la décroissance sera plus lente.

Figure II.38.Phases lors de la commutation à la fermeture :a) phase 1 ; b) phase 2: c) phase 3

Lorsque le courant de décharge de CGD devient négligeable, la charge QG2 est alors telle que:QG2 –Q G1 =iG (t2-t1) (II.54)

d'où: en utilisant aussi (II.52)G

GSGG

GG R VVQQ

tt1

1212 −

−=− (II.55)

-Phase 3 . Fin de charge deC is s et descente de vDS jusqu'à VDSON= R DS ON I (figures: II.35.a, II.37.a,II.38.c, II.40.a).La valeur VGG de la tension de commande doit être au moins égale au palier de VGS entre t1 et t2.Mais, par sécurité, on la prend supérieure et, après l'instant t2, la capacité d'entrée du tranconducteur continue à se charger et vGS augmente jusqu'à VGG . L'équation différentielle du circuitest comme dans la phase 1:

GSGS

issGGG vdt

dvCR V +=

mais: 31

23 ; ttpourVvCVVQQ

C GGGSissONGSGG

GGiss ===−

−= (II.56)

et vGS part de VGS1.Donc :

issONGCR t

GGGSGGGS eVVVv−

−+= )( 1 (II.57.a)




57

et :

issONGCR

t

G

GGGSG e

R

VVi

−+−= 1 (II.57.b)

vGSatteint VGG pour t3, tel que :t3-t2 ≅3R G C issON (II.58)

Le temps de commutation est donc la somme du temps de retard dû à la tension de seuil, du tde montée du courant et du temps de descente de la tension (pour le cas de la diode idéale). Poréduire, avec un transistor donné, il faut diminuer la résistance RG du circuit de commandutiliser une diode rapide ayant un temps de recouvrement t„ très court.La puissance de commande se calcule par:

== ∫ ∫ 3

0

3

0

11 t

GGG

t

GGG dtiT

VdtiVT

P

Il en résulte:P = VGGfQG3 et l’énergie W = VGG QG3 (II.59)

Sur la figure II.35.a. on peut déduire le partage de l’énergie de commande: l’énergie WRG disipéedans la résistance R G (surface au dessus OABC) et dans le MOS: WcomMOS (surface hachurée audessous OABC):

comMOSRG WWW −= (II.60)

II.2.3.3. Commutation à l'ouverture.On suppose le transistor inséré dans le même circuit (figure II.36) que précédemment. La II.37.b donne les formes d'ondes des tensions vGS, vDS et des courants iD, iG à partir de l'instant t=0où la tension de commande vG passe de VGG à zéro. La capacité d'entrée se décharge à travers R G; lecourant iG est négatif.De t=0 à t= '

1t la grille évacue la charge excédentaire du transistor conducteur. De t='1t à t=t2, la

tension vDS croit, mais le courant iD reste égal à I puisque la tension aux bornes de la diode eencore négative. De t='2t à t=t3, le courant I est transféré du transistor à la diode D. Le transistor bloqué pour t=t3; la décharge de la capacité d'entrée se poursuit ensuite pour amener vGS à zéro.En réduisant la résistance R G, on diminue les constantes de temps du circuit de décharge de capacité d'entrée, on réduit le temps d'extinction toff .




58

Figure II.39a et b Déplacement du point de fonctionnement du transistor MOSFET lors de lacommutation : a) à la fermeture ; b) à l’ouverture

o Remarques- Les capacités parasites ont des valeurs de l'ordre de quelques centaines de pF; on peut donc odes temps de commutation extrêmement courts et des fréquences limites de fonctionnemen plusieurs centaines de kilohertz.- Le déplacement du point de fonctionnement du transistor dans le plan des caractéristiques de lors de la commutation est donné sur la figure II.39.

- La rapidité des variations du courant iD pendant les commutations est telle que, s'il y a uninductance parasite dans le circuit de ce courant, elle produit de fortes variations de la tensionDS.Elle la diminue pendant l'intervalle t1, t2; elle l'accroît pendant l'intervalle'

2t , '3t . Il peut être

nécessaire de protéger le transistor contre cette surtension à l'extinction.- Sur la figure II.40. est donné un schéma de principe pour la commande de MOSFET.

Figure II.40. Commande du MOSFET

II.2.4. Associations transistor MOS ~ transistor bipolaire .Plusieurs montages permettent de réaliser un élément interrupteur associant les avantages des types de transistors, MOS et bipolaire.

II.2.4.1. Montage en cascade (ou BIPMOS).Ce schéma (figure II.41.a) se déduit du montage Darlington en remplaçant le transistor bipd'entrée par un MOSFET.La chute de tension à l'état passant du BIPMOS vaut:




59

βON

CBECER

IVV 1+= (II.61)

Figure II.41. Montage en cascade (ou BIPMOS)

avec R ON: résistance en conduction du MOS;β: gain du bipolaire.

La configuration BIPMOS permet d'utiliser un transistor MOS avec une résistance R ON , supérieureà celle rencontrée pour un MOS individuel, donc moins onéreux.La résistance admissible pour le MOS d'entrée est donnée par la relation

β1

2C

BDSDS

BECEON

IIIavec

iVV

R =≅−= (II.62)

Dans le même temps la capacité d'entrée du montage est plus faible que celle du MOSéquivalent (avec les mêmes caractéristiques nominales).Donc on associe la grande impédance d'entrée du MOSFET, qui permet de simplifier la commà la chute de tension directe plus faible du transistor bipolaire.L'ensemble peut être intégré ou réalisé à partir d'éléments discrets. La figure II.41.b montréléments qui peuvent être introduits, dans ce cas, pour optimiser certains paramètres;- La résistance R DC permet de régler l’état de quasi-saturation du bipolaire. Plus elle est élevée, pla chute de tension à l’état passant est forte, mais plus le temps d'extinction est faible.- La résistance R BE offre au courant de base négatif un chemin pendant l'extinction du bipolaire. Pelle est faible, plus cette extinction est rapide. Maïs en réduisant le courant de base pendaconduction, elle augmente la chute de tension.- La diode D accélère aussi la disparition du courant de base négatif pendant l'extinction bipolaire, à condition que le circuit de commande de grille puisse laisser passer un tel courant. .

II.2.4.2. Montage en série ou cascade .La mise en série des deux composants (figure II.42) permet de profiter de l'extinction rapidMOSFET pour accélérer celle du bipolaire.La mise en série n'améliore pas la commutation à la fermeture, au contraire, chaque tranretardant la montée en courant de l'autre. Mais cet inconvénient est mineur dans la mesure o pertes à la fermeture sont beaucoup plus faibles que les pertes à l’extinction.L'autre inconvénient est que la chute de tension vCS en conduction est supérieure à celle vCEsat du bipolaire, puisqu'on lui ajoute la chute vDS du MOSFET. Mais, à l'état bloqué, la tension aux bornedu MOSFET est faible: on peut utiliser un composant basse tension à R DS ON très réduit.




60

Figure II.42. Montage en série Figure II.43. Montage en parallele

L'avantage de ce groupement est la réduction de son temps d'extinction. Quand on supprimtension sur la grille du MOSFET, celui-ci se bloque très rapidement et oblige le courant colledu bipolaire à sortir entièrement par le courant négatif de grille. Les charges excédentaire bipolaire sont ainsi évacuées plus rapidement.

II.2.4.3. Montage en paralleleDans le groupement en parallèle d'un MOSFET et d'un transistor bipolaire (figure II.43), on cau premier les commutations, au second la réduction de la chute de tension pendant la majeure de l'intervalle de conduction.A la fermeture, on alimente d’abord la grille du MOSFET qui commute rapidement. Puisalimente la base du transistor qui se sature et vCE tombe à vCesat Pour préparer l’ouverture, on cesse d’alimenter la base du bipolaire qui se bloque. L’ouvecorrespond à celle du MOSFET qui commute très rapidement dès qu’on annule la tension de grille.



DI SPOSI TI VES SEM I CONDUCTEUR S DE PUI SSANCE

61

Cours8II.4 LE TANSISTOR IGBT(INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR).

II.4.1 La place de l’IGBT.

Le transistor bipolaire à grille isolée ( I.G.B.T.) est un noveau composant semiconducteur de puissance, qui est né dans les années 1985, suite à la recherche desélectroniciens de puissance pour développer sur la même structure un composant qui rassembleles avantages du transistor bipolaire (chute de tension faible en conduction, tension blocableélevée, rapport coût / puissance commutée convenable) et ceux du transistor MOSFET(commande en tension et vitesse élevée de commutation). Il en a résulté un transistorcommandable en tension, avec une chute de tension en conduction inférieure à celle duMOSFET mais supérieure à celle du bipolaire et une vitesse de commutation mois élevée que pour le MOSFET, mais plus élevée que pour le bipolaire.

L’amélioration des performances (calibres, chute de tension, vitesse de commutation) deI’IGBT a été spectaculaire. Nous sommes déjà à la troisiéme génération des IGBT. Parexemple si la premiére géneration d’IGBT lancée sur la marché par TOSHIBA Electronics en1985 a eu les caractéristique VCES=1000V, VCE sat=3V et tf =0,45µs, les générations suivantesreprésentent un progrés évident.

La deuxiéme génération est structurée sur deux types d’IGBT: les uns à vitesse élevée decommutation et tension de saturation plus grande et les autres à basse tension de saturationmais plus lents. Généralement les IGBT individuels ou les modules IGBT à vitesse élevée decommutation sont construits pour les calibres:

VCES=600V ou 1200V; IC dans l’intervalle( 15÷800) Aet ceux à basse tension de saturation pour:

VCES =600 V ou 1200V; IC dans l’intervalle (25÷500) A

On s’aperçoit que la troisième génération, grâce aux nouvelles technologies (NPT-non – punthtrough tehnologie – dit “ homogène”) a réussi à donner des IGBT qui ont les deux qualités enmême temps.

On doit souligner qu’actuellement les tendances du développement des IGBT sont dans lesdirections de:

- l’augmentation de la puissance commutée;- la réduction de la tension de saturation VCE sat;- la croissance de la vitesse de commutation;- la création des commandes intelligentes intégrées;

Avec l’augmentation de sa tenue en tension et de la puissance commutée, l’IGBT commence àremplacer le thyistor et le GTO. Les avantages de tels convertisseurs sont la fréquence pluséleve de fonctionnement, donc de dimensions plus réduites et la possibilité de commande entension. Il en résulte le schéma électrique plus simple et plus fiable et coùt total duconvertisseur moindre.




62

Figure II.44. Place actuelle de l'IGBT

Toshiba a sorti sur le marché à la fin de l’année 1993 un composant nouveau sous les formesd’IGBT individuel et module IGBT (bras de pont) avec descaractéristiques: 1700VCE S = ; A360IC = ; V2.3VCEsat = ; s5.0tf µ= , qui montrent clairemant ledéveloppement de l’IGBT dans les directions mentionnées.

Pour conclure on peut affirmer que la place de l’IGBT s’affirme d’une année sur l’autre parmiles autres composants semi-conducteurs de puissance. La figure II.45 illustre l’histoire del’évolution des composants semi-conducteurs de puissance et montre que vers les année 2000 ledomaine d’utilisation de l’IGBT sera très large.




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Figure II.45 Evolution des composants semi-conducteurs de puissance

II.4.2. Symbole. Structure. Techologie.

La désignation des transistors à grille isolée a été longtemps fluctuante (I.G.T., COMFET,GEMFET), comme les symboles utilisés (figure II.46).

Figure II.46 Symbole pour IGBT (à canal N)

Actuellement il paraît que le symbolele plus souvent utilisé est celui montré sur la figure II.46.a.Les électrodes sont: le collecteur, l’émetteur et la grille.

En fait, l’IGBT est un composant multicellulaire dans lequel chaque cellule est composée d’untransistor MOS commandant un bipolaire de puissance, donc d’un montage de type Darlington.La figure II.47 illustre une section transversale pour une cellule d’IGBT à canal N.




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Une telle structure est semblable à celle d’un DMOS, dans laquelle la couche N + a été remplacée par une cauche P + . Souvent l’émetteur et la grille ont une construction interdigitée. Le schémaélectrique équivalent de la structure de la figure II.47 est indiqué sur la figure II.48 a et le schémasimplifié sur la figure II.48 b.

Figure II.47 Section transversale pour une cellule IGBT à canal N (IGBT symétrique)

Figure II.48 Schémas électriques pour une cellule d'IGBT:a) complète; b)simplifiée

Le transistor NPN est inhérent à la disposition des couches et le transistor PNP apparaît dans lasuccession des trois zone trouvées en allant du collecteur C à l’émetteur E. la résistance Rb




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correspond à la zone P encadrée par des îlots, de type N, en contact avec une même métallisationd’émetteur.

Vu l’organisation de la structure, les transistorsT 1 et T 2 forment un thyristor parasite, qui ne doit pas fonctionner, même pour des courants multiples du courant nominal del’IGBT pout que l’ensemble ne soit perturbé. En ce sens la base et l’émetteur du transistorT 2 (NPN) sont shuntés, par exemple par un fil d’aluminium. De plus, pour réduire la résistance R b etle gain en courant an du transistor T2, on joue sur la forme géométrique, les dimensions et ladensité d’intégration des cellule de l’émetteur et on introduite dans ces cellules, par diffusion des plots P+ (figure II.47) très forement dopés pour réduire le résistivité de la région de base P.Pratiquement, on obtient alors le schéma simplifié donné sur la figure II.48 b. Un montageDarlington BIPMOS apparît, dans lequel le MOS à canal N à régime d’enrichissement, commetransistor d’entrée, commande un bipolaire de puissance PNP avec une épaisse et faiblementdopée, comme transistor de sortie.

En première approximation on peut dire que le fonctionnement est celui d’un DarlingtonBIPMOS. Si on applique une tension VGE entre la grille et l’émetteur, le canal N se forme dans leMOS et le transistor PNP est alimenté par un courant de base.Le PNP devient conducteur, ainsi que l’ensemble IGBT. Pour le blocage il suffit d’annuler latension VGE (=0). Le canal sera interrompu et le PNP va se bloquer, restant sans alimentation surla base. Pour conclure, l’IGBT est commandé de la même façon que le MOSFET et il a tous lesavantages lies à son impédance d’entrée élevée. En réalité, le functionnement de l’IGBT est pluscomplexe que celui montré par le schéma électrique simplifiédonné sur la figure II.48 b, à causede l’interaction entre les deux transistors. LorsquevGE <V GE(th) (tension de seuil de l’IGBT), il n’ya pas de couche d’inversion pour faire la liaison entre drain et source. L’IGBT est bloqué. Si latension collecteur-émetteur νce est >0, elle est tenue par la jonction J 2 et si νce est <0 la jonction J 1 sera cella qui le bloque. Les caractéristique de la couche N-, concentraciond’impuretés et épaisseur, sont celles qui déterminent les performances au blocage dans les deuxdirections. La tension blocable en direct ou en inverse correspond à la tension maximale qui peutêtre supportée par le transistor PNP. Pour

νce>0 il faut éviter le claquage de la zone P entre les

jonctions J 2 et J 3, ce qui impose une longueur minimale du canal en fonction du profil de ladistribution des impuretés P, au début de la surface du cristal. Si νGE>V GE(th) , la couched’inversion se forme. Le canal apparaît. De plus les trous (porteurs minoritaires) injectés par lesubstrat P + dans la couche N - déterminent un effet de modulation de la conductivité de la région

N - ,qui réduit la résistance de drain du MOSFET. L’IGBT devient conducteur. La modulation faitque la résistance apparente en conduction de l’IGBT est inférieure à celle d’un VDMOS avec lamême surface du cristal et la même tension blocable. Donc l’IGBT peut fonctionner avec unedensité de courant beaucoup plus élevée. Par exemple pour le méme calibre et la méme tensionde déchet la densité de courant dans l’IGBT peut atteindre 200 A/cm2 , alors que pour le MOSelle ne dépasserait pas 10 A /cm 2 . L”IGBT de 1000V; 50A fabriqué par la Société TOSHIBA aune puce de 12 mm sur 12mm, qui est seulement 60% de la surface d”un Darlington bipolaire de

méme calibre. Autrement dit, cet IGBT a une densité de courant 1,6 fois plus grande que lecomposant classique.

La tension collecteur- émetteur de saturationV CE sat ,tenant compte du schéma II.48 bse calcule par:

( )( )CNDMOSBEsa tCE R R IVV +⋅+= − mod (II.63)

avec: V BE : tension base-émetteur deT 1;




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I DMOS :courant de drain de T 3 ; R N - (mod):résistance de la couche N - modulé en conductivité; RC :résistance du canal de MOSFET;

V CE sat est plus élevée que celle d’un bipolaire, mais inférieure à celle d’un MOSFET.

et le courant de l’IGBT est donné par:CPNPDMOSC III += (II.64)

avec: I CPNP : courant de collecteur deT 1

PNPFE

CPNPDMOS h

II = (II.65)

h FE PNP : le gain statique en courant deT 1.Les relations (II.64) et (II.65) donnent :

PNPFEDMOSDMOSPNPFEDMOSC hIIhII +⋅−⋅+= 1 (II.66)

Dans les IGBT modernes, la plus grande partie du courant passe dans le MOSFET. Si onsuppose hFE PNP=0.3 (cas usuel) il résulte Ic=1.3IDMOS ,70% du courant passera dans leMOSFET.

La valeur PNPFEh a une grande influence sur la chute de tension en conduction et est liée aux performances en commutation. Pour avoir le plus faibleCEsatV , on aurait intérêt à diminuerautant que possible IDMOS et donc augmenter PNPFEh , mais la possibilité de verrouillage (latch)du thyristor parasite croît aussi.

Une structure comme celle présentée sur la figure II.47 a presque la même tenue en tension pourles tensions collecteur–émetteur directes et inverses , donc représente un IGBT symetrique.

On peut gagner en performances(augmenter la vitesse de comutation et diminuer la chute de

tension) si on ajoute une couche tampon N+

entre la couche injectrice P+

et la zone de drain N- (figure II.49). La tenue en tension directe à l’ouverture est accrue, mais en revanche la tenue en

tension inverse diminue fortement,fait qui rend l’IGBT asymétrique (unidirectionnel en tension).

La couche N+ est mince (par exemple environ 10µm).Elle diminue également le gain dutransistor bipolaire PNP donc augmente le ONCEV ; cependant à fort courant le rendementd’injection reste bon et le CEV varie très peu. En revanche cette couche permet aussi d’éviter leverrouillage et améliore la vitesse de commutation à l’ouverture, ceci d’autant plus qu’elle estfortement dopée.

Il est clair que pour accélérer l’IGBT il faut diminuer au maximum le temps de recombinaison

des porteurs minoritaires (trous) et pour cela il y a plusieurs techniques, outre la couche tampon N+ , comme par exemple:* l’injection de métaux lourds (or ou platine) dans la zone N-;* l’irradiation du silicium afin de créer des dislocations.




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Figure II.49. I.G.B.T. asymétrique

Le but est de créer des centres de recombinaison pour ces porteurs excédentaires. La résistanceapparente à l’état conducteur va augmenter , mais un compromis est toujours possible pourgagner en vitesse sans trop augmenter la tension de déchet, comme le démontre la croissance dela dose d’irradition à électrons qu’ a une signifiante influence sur le temps de descentef t et latension de saturation satCEV .




68

SUITE DE COURS 8 cours9Les caractéristiques de sortie I C (VCE ) de l’IGBT sont indiquées sur la figure II.50.Pour l’état conducteur, les caractéristiques sont identiques à celles d’un bipolaire, à l’exceptionle paramètre est la tension VGE et non le courant IB. A tension de commande VGE> VGE(th), maisconstante, et tension VCE croissante, le courant de collecteur IC sature à une valeur (hFE

PNP+1)IDMOSsat où IDMOSsat est le courant drain de saturation du transistor MOS.Ces caractéristiques présentent deux différences par rapport à celles du MOSFET :• Le courant iC ne s’écarte de zéro que lorsque vCE a dépassé la tension de seuil de la jonction

P+ N- ;• La résistance apparente à l’état saturé est plus faible.

Figure II.50. Caractéristique de sortie de l’IGBT à canal N

La caractéristique de transfert I C (VGE ) est donné sur la figure II.51.

Figure II.51. Caractéristique de transfertLa caractéristique a la même allure que celle d’un MOSFET. Elle est linéaire pour des vaélevées du courant IC et non linéaire seulement pour les faibles valeurs, quand la tension VGE est proche de la valeur de seuil VGE(th).

II.4.3. Le verrouillage (latch)La particularité de l’IGBT consiste dans le fait que pour vGE>vGE(th) la zone N- recoit des électronsde l’émetteur et des trous du collecteur et en conséquence a une forte diminution de sa résistivit plus grande partie du courant des trous se ferme directement vers la métallisation de l’éme

Ic

VRM

VGE1Vc

VGE

VGE

VGE

VGE au mente




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mais il y a aussi des trous qui sont attirés dans la région voisine du substrat d’inversion, à cause charge négative des électrons de ce substrat. Ces trous forment un courant qui passe par la résisR b.Pour un IGBT donné il y a une valeur maximale du courant ICM, appelé courant de verrouillage, quisi elle est dépassée, rend le courant de trous se fermant par R b suffisant pour rendre le transistor T2

conducteur, ainsi que le thyristor parasite formé par T1 et T2. Dans ce cas apparaît un verrouillage,car l’IGBT entre dans un état conducteur dasn lequel la tension vGE est inopérante. La seule solutionde blocage est commutation forcée du courant comme pour un thyristor conventionnel. Si l’reste longtemps dans l’état de verrouillage il sera détruit à cause de la dissipation excessiv puissance nécessaire. Le verrouillage décrit est un verrouillage statique. En réalité la valeur dasn le catalogue pour ICM est plus petite, car elle correspond au verrouillage dynamique, qui peapparaître au blocage d’un courant de collecteur plus moins élevé que la valeur ICM statique. Il passera d’autant plus de trous dans R b, que l’IGBT est rapide.Il y a plusieurs méthodes pour augmenter la valeurCMI dynamique du courant de collecteur oùapparaîtra le verrouillage. Des astuces géométriques sont à la disposition des constructeurs diminuer bR (figure II.52):

• Zone P au dessous de N+ très courte et très large;• Surdopage de P+;• Distance entre cellules très faible;• Système interdigités (plutôt que cellulaires) pour rendre la largeur de la grille minimal

uniforme (pour éviter des verrouillages localisés).

Figure II.52 Structure à voie préférentielle pour les trous

Actuellement, pour les IGBT modernes le problème du verrouillage est complètement résoludes moyens technologiques. Ce phénomène n'apparaîtra qu'après la valeur du courant limite indsi on ne dépasse pas la tension maximaleGEv admise.




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II.4.4. Le régime de commutation (dynamique).

Le régime de commutation sera étudié sur un circuit de charge inductive, shuntée par une diodroue libre D, comme pour le MOSFET, sont celles qui par leurs charge et décharges imposenformes d'ondes lors de la fermeture et de l'ouverture. Le schéma équivalent de l'IGBT est indiqu

la figure II.53.

Figure II.53 Capacités parasites de l'IGBT

La signification des capacité a été donnée dans un paragraphe antérieur. Elles se calculent dmême façon celles données par les relations du MOSFET. On s'aperçoit que le schéma est idena celui du MOSFET. L'évolution des valeurs de ces capacités avec la tensionCEV (la correspondante

de DSV ) est la même, que celle de la figure II.34.

Les phases lors de la commutation à la fermeture et les formes d'ondes seront identiques a indiquées sur les figures II.37. La figure II. 54 montre ces formes d'ondes, en considérant la dioroue libre D idéale. La définition des temps de commutation a la fermeture est illustrée sudiagramme ( )tiC .

L'IGBT se comporte comme le MOS, sauf le fait que la coupure du courant de collecteurCi sedéroule en deux phases:

• La coupure du courant par la partie MOS, qui est rapide et représente de l'ordre de 80%courant initial;• La coupure du courant par la partie BIPOLAIRE qui présente une traînée, car l'évacuation

porteurs minoritaires ne se fait que par recombinaison. Le temps de traînéetailt varie en fonctionde la charge stockée et de la durée de vie des porteurs, donc de la technologie. La durée de peut être diminuée par irradiation électronique ou protonique, ou par l'utilisation de court-cd'anode.




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Figure II.54 Évolution des courants et des tension lors de la commutation a la fermeture de l'IGBT

La charge stockée se réduit en diminuant le courant qui se ferme par le BIPOLAMalheureusement, ces techniques provoquent une croissance de la tensionsatCEV , donc il fautchercher un compromis entre les pertes dans l'état conducteur et la réduction du tempsf t .

Les temps de commutation a l'ouverture: le temps total de croissanceoff t , le temps de retard al'ouverture ( )off dt et le temps de descentef t .




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Figure II.55 Evolution des courants et des tensions lors de l'ouverture de l'IGBT

Les temps de commutation a l'ouverture: le temps total de croissanceoff t , le temps de retard al'ouverture ( )off dt et le temps de descente f t sont définis sur la figure II.55 en considérant des formed'ondes idéales. La figure II.56 montre la définition des temps de commutation utilisé paconstructeurs. Le temps de retard ( )off dt est inversement proportionnel à la pente de la tension re

appliquée dtdvCE et il est beaucoup plus faible que le temps de stockage des composants bipola

Par la commande de grille on peut modifier le temps de retard en changeant la pente de la tere-appliquée, mais en aucun cas on ne peut par cette action modifier le phénomène de traînage

courant de queue augmente avec la température et la densité de courant.




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Figure II.56 Définition des temps de commutation

Les IGBT réalisé selon la technologie NPT sont plus rapides que ceux bases sur la technologie PT.

II.4.5. La commande

Une fois le composant choisi, la commande doit être réalisée en vue de minimiser ses perteconduction et par commutation et de garantir son fonctionnement sans destruction dans les ré

normaux et d'avaries du convertisseurs.II.4.5.1 Les aires de sécurité en régime normal.

L'aire de sécurité TOSOA au blocage caractérise le maximum du produit courant-tension au modu blocage. Comme on l'a déjà mentionné, à ce moment les charge minoritaires (les trous quune vitesse moindre) sont les derniers à évacuer la couche N et peuvent affecter le tran bipolaire NPN parasite, phénomène qui peut conduire au verrouillage. TOSOA est indiquémanière que le verrouillage soit exclu.

Il y a des cas dans lesquelles les réseaux d'aide a la commutation sont indispensables. Leur

tenant compte de la forme carrée de la TOSOA, est d'abord de diminuer la pente de la croissanla tension CEv , pour les forts courants, comme pour le BIPOLAIRE.

La figure II.57 montre quatre types de snubber pouvant être utilisés pour un module IGBTschéma II.57.a s'utilise en faible puissance (50 A et risque de résonance). Le schéma II.57.c, des condensateurs de valeurs élevées est adapté aux fortes puissances. Le réseau II.57.d avec dfaibles condensateurs peut servir comme complément de celui de la figure II.57.c, pour réduir

dtdvCE et les oscillations, mais ce réseau est dissipatif. Il est très important de soigner le câblag




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ces réseaux pour avoir un minimum de surtension. L'obtention des valeurs faibles pour le élém parasites peut être réussi par un câblage laminé à l'aide de feuillards de cuivre associés aisolants.

Figure II.57 Types de circuits d'aide a la commutation



DI SPOSI TI VES SEM I CONDUCTE URS DE PUI SSANCE

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Cours 10

III.LE THYRISTOR

III.1. SYMBOLE. FONCTIONNEMENT. EQUATION DE FONCTIONNEMENT .

Le thyristor ( S.C.R. – Silicon Controlled Rectifier) est un composant semi-conducteur constituéde quatre couches semi-conductrices mises en série P.N.P.N.( figure III.1 a).Elles forment trois jonctions J1, J2 et J3, équivalentes à trois diodes montées en série (figure III.1 c).

Figure III.1. Structure du thyristor (a); Symboles(b); Schéma équivalent avec diodes en série(c);Etats du thyristor(d).

Les couche N et P du milieu sont faiblement dopées, les couches extrêmes sont plus fortementP>>N et N>>P.Le thyristor a trois électrodes (figure III.1 a et b):

- l’anode A sur la couche extrême P;- la cathode K sur la couche extrême N;- l’électrode de commande, ou gâchette, G sur la couche P faiblement dopée;

Si on polarise directement le thyristor en fermant l’interrupteur S1, S2 étant ouvert, les jonctionsJ1 et J3 (diodes D1 et D3) sont polarisées en direct, la jonction J2 (diode D2) est polarisée eninverse. Pratiquement, toute la tension est appliquée sur J2. Le courant IT est très faible, lethyristor est bloqué et ce courant est noté ID, courant d’anode à l’état bloqué direct.

La tension directe bloquée par le thyristor est notée VD. La couche N (jonction J2) doit êtreépaisse, dopée uniformément et faiblement pour que le thyristor puisse supporter des valeursélevées de VD.




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Si on inverse la polarité de la tension appliquée entre anode et cathode, D1 et D3 sont polariséesen inverse, D2 est polarisée en direct (fig. III.1.c). Le thyristor est bloqué en inverse. Le courantqui circule, courant d’anode à l’état bloqué inverse, noté IR , est plus faible que ID . La majeure partie de la tension inverse VR se retrouve sur la jonction J1 qui doit posséder les mêmescaractéristiques que J2 pour bloquer des tensions de valeurs élevées.

S’il n’y a aucun courant dans le circuit gâchette – cathode, le thyristor est donc bloqué dans lesdeux sens.

Le schéma équivalent du thyristor peut être assimilé à une combinaison de deux transistor bipolaires complémentaires, l’un noté T1 de structure N.P.N (D2 et D3 ), l’autre T2 de structureP.N.P(D1 et D2) connectés comme sur la figure III.2.

L’amorçage du thyristor s’explique sur ce modèle.

Soit l’interrupteur S1 fermé. A la fermeture de S2 , la jonction émetteur de T1 est polarisée endirect, T1 est donc conducteur. Les électrons, en grand nombre, arrivent de l’émetteur E1 vers lecollecteur C1 donc dans la base B2 et T2 . Le potentiel négatif de cathode est transmis par T1 enconduction vers la base B2 et T2 .La jonction émetteur de T2 est aussi polarisée en direct, T2devient conducteur, les trous passent de E2 vers C2 donc dans B1 polarisant aussi la jonctionémetteur de T1 .

Le potentiel positif d’anode se transmet par T2 conducteur à la base B1 de T1 . Un phénomèned’autopolarisation de B1 apparaît, maintenant T1 en conduction sans polarisation externe, doncmême à S2ouvert.

Le courant de gâchette G I déclenche une réaction interne maintenant la conduction du thyristordaprès sa disparition.

On dit que le thyristor a été amorçé.

On obtient l’équation de fonctionnement du thyristor d’après le schéma 5.2.b. donnant le modèleunidimensionnel quasi-statique de la structure PNPN.

• Pour T2 : 02 CBTpC III += α

• Pour T1 :n

CBGC

n

CBBK

IIIIII

αα −++=−

+=11

0201 comme :IT=I K -I G (loi des noeuds)

On met en évidence l’équation fondamentale du fonctionnement du thyristor :

)(11000

pn

CBGnG

n

CBGCBTpT

III

IIIII

ααα

α

α

+−+=−

−+++

= (III.1)

L’amorçage du thyristor a lieu si le courantTI atteint une valeur suffisante pour déclencher le phénomène d'autopolarisation des bases des deux transistors équivalents. Après l'amorçage, lethyristor reste en conduction, la gâchette perdant le contrôle du fonctionnement du dispositif.




77

Figure III.2. Modèle pour expliquer l’amorçage

En pratique, 0CBGn II >>⋅α ; la relation (III.1) simplifiée donne le gain en courant à l'amorçageonG :

( )pn

n

G

Ton I

IG

ααα

+−==

1 (III.2)

Si dans (III.1), on donne à G I la valeur nulle, on trouve l'équation de fonctionnement à l'état

bloqué et en polarisation directe:

( )nn

CBT

II

αα +−=

10 (III.3)

La valeur DT II = est faible puisque 0CBI est faible.Si pn α+α a une valeur proche de l'unité,TI prend une valeur importante, révélant une mise enconduction. C'est un amorçage parasite, en absence de courant de commandeGI .

Cela peut se produire:a) par croissance de la tension directe anode-cathode, notéeDV au delà d'une limite pour

laquelle un phénomène d'avalanche apparaît à la jonction centrale du thyristor.Dans ce cas :

( )pn

CB OT M

MII

αα +−=

1 (III.4)

avec M: facteur de multiplication caractéristique du phénomène d'avalanche.




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Cette valeur limite pour laquelle 1M pn ≅α+α est appelée tension de retournementBOV .

b) par augmentation de la température

CBOI double tous les C6° ,

nα et

pα augmente également. Par l'action conjuguée de ces facteurs,

pour une température dite d'amorçage,TI atteint une valeur suffisante pour déclencherl'autopolarisation.

L'amorçage parasite peut aussi intervenir si la tension directe TD VV = croît avec une pente

dtdvT élevée.

Dans ce cas, la capacité de barrière bC de la jonction centrale 2J (figure III.1 a) détermine un

courant de déplacementdt

dvCi T bdepl ⋅= important. Des porteurs sont injectés dans les régions

1B et 2B (figure III.2 a et b). Le phénomène est pareil au cas d'une polarisation directe parcommande du circuit gâchette-cathode, amorçant le thyristor.

Dans les convertisseurs, il convient de prendre toute mesure nécessaire pour éviter les amorçages parasites.Le blocage du thyristor (son extinction) se fait par réduction de la concentration des porteurs quise trouvent dans les bases des deux transistors jusqu’à l’arrêt de la réaction d’autopolarisation.

L'extinction a lieu si TI diminue sous la valeur HI , dite courant de maintien, à condition que ladécroissance de TI soit lente, permettant la disparition des porteurs par recombinaison etdiffusion.

Dans le cas d’une décroissance rapide de I T , ( cas des convertisseurs fonctionnant à 50 Hz ), le blocage du thyristor a lieu au passage par zéro du courant I T .

III.2 CARACTERISTIQUE STATIQUE COURANT-TENSION

Les divers états possibles du thyristor sont:-conducteur-bloqué, polarisé en direct-bloqué, polarisé en inverse

La caractéristique statique I T (VT ) en courant continu illustre ces trois possibilités. (fig.III.3).

On distingue trois parties:

1. la caractéristique de blocage, en polarisation directe;2. la caractéristique directe, de conduction;3. la caractéristique de blocage, en polarisation inverse.

La région 4 est instable.




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Figure III.3 Caractéristique statique courant – tension du thyristor

*La courbe 1 est obtenue àI G =0; c’est la caractéristique de blocage en polarisation directe duthyristor non commandé.Les caractéristiques àI G non nul mais inférieur àI GD (courant maximal de gâchette à nonamorçage) sont représentées sur la figure III.4.b.

Le courantI T = I D reste faible tant quevT n’atteint pas la tension de retournementV B0 .Il augmente ensuite brusquement vu le phénomène d’avalanche. Le thyristor devient conducteur,le point de fonctionnement se plaçant alors sur la caractéristique 2.

Le thyristor reste passant pourI T > I L ,, courant d’accrochage sinon, il se bloque et le point defonctionnement retourne sur la partie 1 (commeαn + α p <<1, le courantI D est faible, à peinesupérieur à I CB0 pendant la croissance deVT ).

Pour VT >V B0 , il y a amorçage par avalanche. Cet amorçage est non destructif sid iT / dt estinférieur à la valeur maximale admissible.

Le constructeur précise les valeurs de:V DSM : tension de pointe non répétitive à l’état bloqué, polarisé en direct;

V DRM : tension de pointe répétitive à l’état bloqué, polarisé en direct.I DM :valeur maximale du courantI T = I D pour V T = V D = V DRM ;V B0 et I DM , valeur du courantI T pour V T = V DRM dépendent beaucoup de la température de la jonctionT J .

Ces valeursV DSM ,V DRM , I DM sont donc données pour la température maximaleT J max de la jonction.




80

V B0 croît d’abord avec la température, passe par un maximum, puis diminue fortement.Le courant de gâchette a aussi une influence importante (figure III.4).V B0 diminue fortement siI G croît .

On peut conclure :I G < I G1 < I G2 <... < I GD =>V BO > V BO1 > V BO2 >...> V BOn (III.5)

*La courbe 2 (figure III.3) est la caractéristique de conductionI T ( V T ) du thyristor passant.Celui-ci reste conducteur siI T > I L . I T croît linéairement avecV T et n’est pratiquement limitéque par la résistance de charge du circuit anode-cathode. SiV T décroît lentement, le thyristorreste en conduction jusque la valeurI H du courant de maintien.

Figure III.4. Evolution de la tensionVBO et du courantID , avec le courant de commandeIG

V T0 , tension de seuil est une indication sans signification sans physique réelle. Cette valeurdonnée par le constructeur permet de déterminer les équations linéaires des caractéristiques deconduction . On peut aussi définir la résistance apparente r T :

T

TT I

Vr

∆∆=

TTTOT irVv ⋅+=

Les catalogues donnent les caractéristiques de conduction ( valeurs typiques et valeurs limites ) pour deux températures de jonctionT J (valeur d’ambiance et valeur maximale admissible) .

Le phénomène d’avalanche apparaît quand la tension inverse atteint la valeurV BR ,tension inverse de claquage; le courant inverse prend alors une valeur élevée, amenant ladestruction de la jonction.Pour éviter cela, on donne:

VRSM : tension inverse de pointe non répétitive (à T J MAX ) VRRM: tension inverse de pointe répétitive (à T J MAX )

I R dépend aussi de la valeur du courant IG , augmentant sensiblement avec IG;




81

Le courant de gâchette doit donc être nul pour un thyristor bloqué polarisé en inverse afin delimiter les pertes.

Le courant inverse correspondant à la valeur V RRM est noté I RM . Cette valeur est donné par leconstructeur.*La zone 4 (figure III.3 ) illustre un fonctionnement instable à résistance apparente négative .

III.3. CARACTERISTIQUE STATIQUE COURANT - TENSION DE GACHETTE .(CARACTERISTIQUE DE COMMANDE )

Le circuit gâchette – cathode a pour caractéristique statique celle de la diode D3 ( figure III.1.c ).On y distingue (figure.III.5 ):

- la caractéristique directe I G ( V G ) (+ surG, -sur K );- la caractéristique inverse I RG (V RG ) ( -surG , +sur K ).

Vu le faible dopage de la couche P , la jonction gâchette – cathode a un faible caractère de diode :

- chute de tension plus grande à l’état passant ;- courant inverse plus grand à tension inverse donnée à l’état bloqué.

Sa capacité de blocage en inverse est très réduite (5 à 10 V).La dispersion des caractéristiques due à la fabrication est très grande. Pour cette raison, on donnedeux courbes limites L1 et L2.

Figure III.5 Caractéristique statique courant-tension de la gâchette

Sur la surface ainsi délimitée par L1et L2 ,on peut distinguer trois zones:




82

-la zone 1 de non amorçage certain, délimitée par I GD, V GD, L1 et L2. I GD et V GD sont les plus fortes valeurs du courant et de la tension de gâchette pour lesquellesaucun thyristor ne s’amorce. Ces valeurs sont données pour 125o C et s’appellent courant ettension de gâchette de non amorçage.

-la zone 2 d’amorçage possible, délimite par I GD, V GD, L1, L2 , I GT etV GT . I GT et V GT sont les grandeurs minimales pour lesquelles tous les thyristors du même types’amorcent. Elles sont données à 25

o c.-la zone 3 d’amorçage certain, délimitée par I GT, V GT , L1 , L2 et l’hyperbole de puissance

constante 4 .Le circuit de commande doit être calculé pour que le point de fonctionnement M, situé sur ladroite de charge soit dans zone 3.

III.4 LES REGIMES DYNAMIQUES OU DE COMMUTATION

L'amorçage et le blocage du thyristor ne sont pas instantanés. Les performances dynamique ducomposant sont liées a sa construction, aux caractéristiques du signal de commande, du circuit decharge et a la température de fonctionnement.Les limites d'utilisation en régime de commutation doivent être connues pour une utilisationcorrecte du thyristor.

III.4.1. Commutation à la fermeture. Limite endt

di T .

Le thyristor bloque une tension directeDV et reçoit un signal de commandeGi à l'instant 1t ( temps de montée r t et amplitude GMI ).

Sur la figure III.6 on voit l'évolution des diverses grandeursGi , Ti , Tv correspondant à cetamorçage.

Figure III.6 Amorçage du thyristor




83

La puissance TT p est la puissance active disippée pendant la commutation

Pendant l'établissemnet du signal, la densité de courant à la surface de cathode n'est pas uniformeà cause de la zone P faiblement dopée et de la présence de l'électrode de commande. Auvoisinage de la gâchette, la densité est beaucoup plus grande; au début de l'amorçage, le courantne circule que dans une section réduite du semi-conducteur.

Vu la différence de densité des porteurs de charge, ceux-ci diffusent dans toute la structure, avecune vitesse d'élargissement de section d'environ s

mmµ1.0 . La figure III.7 schématise

l'extension de l'aire de conduction dans la pastille de silicium pour un thyristor à gâchettecentrale

Figure III.7. Extension de la surface de conduction.

L'amorçage est caractérisé par le temps total de croissancegtt .

grgdgt ttt +=

avec: gtt : temps de retard; les électrons sont attires de la couche N de cathode (N>>P) vers lacouche P et deviennent suffisamment nombreux pour provoquer l'avalanche de la jonction3J ;

gdt est défini par l'intervalle entre l'instant de commande1t et l'instant où Tv atteint DV9.0 (fig.III.6).

grt : temps de croissance; c'est l'intervalle pendant lequelTv passe de DV9.0 à DV1.0 .

Ceci corresponde a l'extension du phénomène d'avalanche.

Le temps spt correspond au passage de Tv de la valeur DV1.0 à la valeur de conduction TV . Ala fin de cet intervalle, c'est à dire à l'instant spgdgr tttt +++1 la conduction est uniforme sur

tout la surface de cathode.spt dépend de courant anodique pendant l'intervallegrt .Le temps de retard gdt dépend des caractéristiques (amplitude, vitesse de croissance ) du courantde gâchette Gi .

gdt diminue fortement si G MI oudt

di G augmente .

Temps apres lacommande

0µs Fin du temps du propagation50µs10µs

K G




84

On peut remarquer que, au delà d'une certaine valeur, la croissance deGMI n'influence plus gdt .• gdt diminue aussi si la température de jonction croît et siDV , tension susceptible d'être

bloqué en direct augmente.• gdt est d'habitude compris entre 0.5 et 300sµ .

Pendant l'intervalle gdt , la puissance dissipée dans le thyristor est réduite vu la faible valeur deTi .

• grt dépend de la géométrie verticale du thyristor (épaisseur et dopage des bases destransistors équivalents) et est presque indépendante des paramètres du signal de gâchette.

Le calcul de l'échauffement doit tenir compte du courantTI en régime établi. A pentedt

diT

donnée, l'échauffement de la jonction dans les premièresµ qui suivent l'amorçage est d'autant plus important queTI est plus grand.




85

III.4.2. Commutation à l'ouverture. Blocage. Cours 11

III.4.2.1 Méthodes de blocage.Un thyristor se bloque si le nombre de porteurs de charge existant dans les différent coudiminue, faisant cesser la réaction interne de courant.

La réduction progressive du courant sous la valeurHI détermine ce phénomène,Dans les circuits à courant alternatif la variation du courant est suffisamment rapide; le blintervient au passage par zéro du courant (commutation naturelle libre).

Dans les circuits à courant continu, le blocage se fait selon deux principes:

• interruption du courant anodique par ouverture d'un interrupteur série1K (fig. III.6). Après letemps nécessaire au blocage, à la fermeture de1K le courant de faible valeurDI , correspondantà l'état bloqué direct circulera dans le circuit.

• Circuits spécialisés d'extinction permettant:- la déviation du courant anodiqueTI dans la voie parallèle, le courant dans le thyristo

devenant inférieur àHI , puis s'annulant (fig. III.7);- la commutation forcée, par application d'une tension inverse entre l'anode et la cath

(d'ordinaire, on utilise un condensateur C préalablement chargé sous cette tension)

Sur la figure III.8, le circuit principal est formé par la source U, débitant sur la charge Rl'intermédiaire du thyristor T.

Figure III.6. Blocage par interruption du courant anodique

Figure III.7. Blocage par diminution du courant anodiqueTI sous la valeur HI




86

Figure III.7 Blocage par application d'une tension inverse

Le condensateur C et le thyristor auxiliaireaT constituent le circuit auxiliaire d'extinction.Pendant la conduction de T, C se charge par T etlR , résistance de limitation, sous la tension

CU selon la polarité indiquée.

La mise en conduction de aT applique CU en inverse sur T et le bloque. On considère le blocagdéfinitif s'il ne rentre pas à nouveau en conduction à la nouvelle polarisation directe.

III.4.2.2. Etude du blocageDans les convertisseurs usuels, les thyristor sont bloqués par application d'une tension inverseR V etdoivent supporter ensuite une tension directeDV sans se reamorcér intempestivement.

Les formes d'onde correspondant à ce régime dynamique sont rassemblées sur la figure III.8.

Le thyristor en conduction (courantTMI , chute de tension à ses bornes TMV ) se voit appliquer unetension inverse à l'instant1t .

Le blocage n'intervient pas au passage du courantTi à valeur HI . Il y a des charges stockées enexcès dans la base 2B de 2T 9fig. 5.2) vu la grande épaisseur de la couche N et son faible dopaLa durée de vie pτ des trous de la base2B est la cause principale du retard au blocage.

Le courant Ti diminue jusque la valeur RRMI (pointe de courant inverse), Tv gardant la valeurTMV .

Ensuite les porteurs accumulés dans les bases des transistors équivalents sont éliminés par le coinverse, la conduction est plus difficile, le courant s'annule:

p

t

TMT eIi τ−

= (III.6)

pτ , durée de vie des trous dans 2B , est réduit pour obtenir des thyristors rapides par introductidans la structure de centres de recombinaison, comme l'or ou le platine ou par irradiationdispositif avec des électrons ou des neutrons.




87

Figure III.8 Régime dynamique à l'ouverture du thyristor par l'application d'une tension inverse.

En 2t les jonctions anode et cathode sont alors bloquées et le processus de retour de la joncentrale commence, la tensionTv est pratiquement nulle.

Vu l'inductance de charge, une surtension aux bornes du thyristor apparaît (valeur crêteRMV ) alorsque le courant

Ti passe de

RRMI à

R I .

On définit:• st - temps de stockage (storage time), intervalle séparant les passage du courant par les vale

et RRMI ;• f t - temps de décroissance du courant inverse (fall time), intervalle séparant le passag

courant par la valeur RRMI et l'instant défini par l'intersection de la droite passant par les poinRRMI9.0 et RRMI25.0 avec l'axe des temps.




88

• f srr ttt += , temps de recouvrement inverse (reverse recovery time).On remarque que st , f t , rrt sont définis comme pour la diode, les phénomènes étant similairePendant l'intervallerrt , les jonction anode et cathode retrouvent leur pouvoir de blocage.• qt - temps de blocage ou de désamorçage (circuit commutated turn-off time), intervalle sép

le passage par zéro de Ti et l'instant 3t où le thyristor peut bloquer à nouveau une tensiodirecte sans risque de réamorçage intempestif.

• fr t - temps de tecouvremnet direct (forward recovery time) - intervalle entre l'instantl'application de la tension inverse R V et l'instant où le thyristor retrouve la totalité de la tensio

DV .

On peut écrire:

dt

dvV

t

dtdi

It

T

Dq

T

TMfr ++

−

= (III.7)

• sQ , charge stocké (lag charge)

∫ =st

R s dtiQ0

(III.8)

On trouve dans les catalogues des diagrammes

−

dtdi

Q Ts paramètres avec TMI (fig III.9)

Figure III.9 Charge stockee sQ , en fonction de la vitesse de décroissancedt

di T− du courant

anodique à C125Tvj °= pour le thyristor T 600F

• f Q - charge résiduelle recouvrée (residual recovered charge)




89

• rrQ - charge recouvrée (recovered charge)

2rrRRM

f srr

tIQQQ =+= (III.9)

Avec les méthodes vues au chapitre 2, cela donne:

dtdiQ

tT

ss

−= 2 (III.10)

sT

RRM Qdt

diI 2−= (III.11)

( )

dt

diSIQ

T

RRMrr

−+=

212 (III.12)

Sdt

diQ

I

Trr

RRM +

−= 1

2 (III.13)

RRMI dépend de la température de jonction jT et de TMI (figure III.10).

Figure III.10

−=

dtdi

f I TRRM pour diverses valeurs deTMI et jT

D'après les valeurs deqt et de S, on distingue plusieurs types de thyristors:- thyristors normaux:qt de s30µ à s300µ ;- thyristors rapides:qt de s3µ à s300µ ;- thyristors à recouvrement lent: s>0.5;




90

- thyristors à recouvrement rapide: s<0.5.

qt est principalement influencé par les six paramètres jT , TMI ,dt

di T− , DV ,dt

dv T et R V .

III.5. LES PERTES DANS LE THYRISTOR.

Vu les divers états possibles du composant, la puissance dissipée sur un cycle de fonctionnevaut:

GR DRQTTT PPPPPPP +++++= (III.14)

avec TP = puissance dissipée en conduction;TTP = puissance dissipée à l'amorçage;RQP = puissance dissipée au blocage;

PD= puissance dissipée à l'état bloqué direct;

R P = puissance dissipée à l'état bloqué inverse;

GP = puissance dissipée dans le circuit de commande.Si la fréquence de commutation est dans la gamme 40Hz - 60Hz, les pertes en conduction prépondérantes et on prend:

TPP ≈ (III.15)

III.5.1. Les pertes en conduction.

Sur une période T de fonctionnement, la puissance active dissipée en conduction vaut:

∫ ==T

TTTAVT dtivTPP0

1

Avec les approximations linéaires vues lors de l'étude de la diode, on obtient d'après la figure III.8.

TAVf TTTAVTRMSTTAVTTAVT Ik rVIIrIVPP 20

20 +=+== (III.16)

avec TAVI : courant direct moyen;

TAVI : courant direct efficace;

f k : facteur de forme du courant.

Habituellement, dans les convertisseurs à thyristors, le courant se présente sous forme d'impurectangulaires ou de demi ondes sinusoïdales avec divers angles de conduction.

III.5.2. Pertes à l’amorcageElles deviennet importantes pour les valeurs élevées de la fréquence de commutation.

∫ =gtt

TTgt

TT dtivt

P0

1 (III.16a)




91

Ce calcul est difficile. Pour les thyristors rapides, on trouve dans les catalogues deux diagramqui permettent l’évaluation rapide de la somme des pertes à l’amorcage et dans les premmicrosecondes de conduction :PTT+PT, notées globalementPTT.

III.5.3. Pertes au blocage.

Les pertes au blocage ont leur valeur maximale dans l'intervallef t (fig. III.8). Elles peuvent alorsatteindre quelques kW.

Ces pertes se calculent par:

∫ =f t

R R f

RQ dtivt

P0

1 (III.17)

Elles sont négligeables à 50 Hz mais deviennent importantes si la fréquence de commutation Le calcul exact nécessitant la connaissance analytique deR v et R i , est difficile.

Dans la majorité des cas un calcul simplifié supposant la linéarité deR v et R i est suffisant.

Il faut connaître TMI ,dt

di T− ,dt

dv T et RMV (figure III.8).

RRMI se calcule par la relation III.11 et le diagramme de la figure III.8. On en déduit0t par:

dtdvV

tR

RM=0

et f t correspondant à la valeurdt

dv R

sur des courbes telles que celles des catalogues.

III.5.4. Pertes à l’état bloqué

Dans l’état bloqué, direct ou inverse, le thyristor est parcouru par un courant faible. Les vamaximales IDM et IRM sont données dans les catalogues.Les puissances dissipées sont données par les expressions :

RAVRM

T T

R RMR R R VIdtvT

IdtivT

P =≈= ∫ ∫ 0 0

11 (III.18)

avec VRAV

: valeur moyenne de la tension inverse.

DAVDM

T T

DDMDDD VIdtvT

IdtivT

P =≈= ∫ ∫ 0 0

11 (III.19)

avec VDAV : valeur moyenne de la tension inverse.

III.5.6. Pertes dans le circuit de commandeCette puissance est faible vis à vis de la puissance totale dissipée.On peut définir une puissance de crête, produit des valeurs de crête du courant et de la tension decommande.




92

Pour la puissance moyenne, on retient la valeur usuelle de 5 watts.

III.6. ETUDE DE LA COMMANDE DU THYRISTOR.

III.6.1. L'amorçage.

Le circuit de commande doit injecter dans la gâchette un courantGi ayant l'amplitude compriseentre les valeurs GTI et GMI (fig. III.5) pendant une durée suffisamment longue pour que le courd'anode Ti dépasse LI ,courant d'accrochage.

Comme on l'a vu au paragraphe III.3, les caractéristiques du courant de commande ont une gr

influence sur le tempsgdt et sur les performances endt

di T du thyristor.

L'électronique de commande est imposée par la forme, l'amplitude et durée du signalGi .

La commande de gâchette peut être faite en courant continu ou par impulsions de courant.

Dans tous les cas, le point de fonctionnement M (fig. III.5) doit se trouver dans la zone 3 d'amocertain.

Il faut d'ailleurs tenir compte de l'influence de la température sur cette zone

L'impulsion de commande doit avoir une duréegt supérieure à gtt , et correspondre à la vitessed'établissement deTi pour que celui-ci puisse dépasserLI (fig. III.11).

Figure III.11. Corrélation entre la durée de l'impulsion de commande et la vitesse de croissance dcourant de charge.




93

Pour deux valeurs d'inductance de charge1sL et 2sL ( 1sL < 2sL ) , 1gt et 2gt nécessaires sont

différents.

Le courant d'accrochage LI , tout comme le courant de maintienHI diminue si la température de

jonction croît (fig. III.12).

Figure III.12. Dépendance des courants d'accrochage et de maintien avec la température de la jonction.

Il dépend aussi de l'amplitudeGMI et de la durée gt de l'impulsion de commande comme le montre

la figure III.13.

Figure III.13 Influence des caractéristiques de l'impulsion de commande sur les valeurs du courrad'accrochage.

La vraie valeur de LI est donc imposée par la valeur de jT et les caractéristiques du signal decommande.




94

Pour les thyristors utilisés dans des circuits àdt

di T important, comme pour ceux montés en série ou

en parallèle, l'impulsion de commande doit être "forte" (fig. III.14). Ses caractéristiques typsont:

3≈GMI à GTI5 plus rapide que sA µ/1 ; t,~0.1 à 1 sµ (III.20)

Dans les circuits à courant alternatif industriel (50 Hz), les thyristors peuvent être commandésdes impulsions "faibles" (fig. III.15).

Figure III.14. Impulsion de commande 'forte".

Figure III.15. Impulsion de commande "faible ".




85

Suite de cours 11 cours12

Les schéma de commande, comme les signaux fournis sont très variés et dépendent du typconvertisseurs. Ils sont classés suivant:

- la forme du courant: commande en courant continu ou par impulsion;- le couplage de l'étage final: couplage direct ou avec isolation galvanique;- le mode de réalisation: avec composants discrets ou avec circuits intégrés spécialisés.

La figure 5.54 présente un schéma avec couplage direct.

Figure III.16. Schéma de principe avec couplage direct.

Lorsque 1T est bloqué, le condensateur C se charge par1R à la valeur 1U . Quand 1T conduit, sedécharge dans la gâchette, 2R limite ce courant.

La figure III.17 présente deux schémas types avec isolation galvanique, par transformd'impulsion (a) ou par optocoupleur (b).

Figure III.17 Commande avec isolation galvanique:a) par l'intermédiaire d'un transformateur d'impulsion T.L; b) par l'intermédiaire d'un optocoupleu




86

Quand 1T , entre en conduction par commande de sa base, le primaire du transformateur d'impuT.I. parcouru par un courant transmet au secondaire le courant de commandeGi .

1T doit être saturé ( ( ) Bsatc iti β< ).

Le circuit magnétique du T.I. ne doit pas être saturé sous l'action de( )ti c et doit fournir un courantsupérieur à GTI sous une tension de l'ordre de GTVI .

2D redresse la tension secondaire du T.I. pour ne conserver que les impulsions positives de couGR limite Gi et 1R , 1C , améliorent l'immunité aux parasites.

1R (valeur comprise entre 0.2 et 5Ωk ) diminue l'effet du courant de déplacement sur la jonction

La valeur maximale admise dedt

dv T est inversement proportionnelle à 1R , mais une valeur trop

faible de 1R , conduirait à une forte augmentation de la puissance de commande.

1C (valeur comprise entre 2 etnF10 ) diminue l'influence de la capacité de barrièrebC .Simultanément, si la commande se fait avec une impulsion hachée,1C , a un effet cumulatif du traind'impulsions, pour que le courant d'anode ne s'éteint pas pendant les phases amorçage de1T (si lacharge est fort inductive).

Pour le schéma avec optocoupleur, à la fermeture de l'interrupteur la diode1D devient conductriceainsi que 1T . Un courant Gi est injecté dans la gâchette de T.

Dans le convertisseur, le thyristor doit se fermer à un moment bien établi.En commutation naturelle (redresseurs commandés, gradateurs), le contrôle de la puisstransmise s'effectue par le réglage du début de conduction du thyristor.

Les deux méthodes utilisées sont le contrôle de phase et le contrôle du nombre de demi - ondconduction pour les gradateurs.

La figure III.18 illustre le principe du contrôle de phase sur une charge résistive. En chanl'angle de commandeα on modifie les valeurs moyenne et éfficace desi , donc la puissanceconsommée dans la charge. Le schéma électronique de réglage deα peut être obtenu par deséléments discrets ou par un circuit intégré spécialisé.La figure III.19 donne une commande simple avec pont déphaseur et le principe de fonctionnement.




87

Figure III.18. Principe du contrôle de phase.

Si R varie, le potentiel du point C se déplace sur le demi - cercle de diamètreABU , faisant varier ledéphasage entre ABU en phase avec sU et la tension CDU appliquée à la gâchette.

Figure III.19. Commande par l'intermédiaire d'un pont déphaseur.




88

Le schéma le plus simple pour les déclencheurs à éléments discrets met en oeuvre le tranunijonction (TUJ). C est alimenté par une tension trapézoidale, obtenue par un redresseur ediode Zener (fig. III.20). zu synchrone avec su charge C exponentiellement par l'intermédiaire deR3 jusqu’à la valeurUP à laquelle, le TUJ polarisé en direct entre en conduction.

La décharge du condensateur se retrouve dans la gâchette du thyristor par l'intermédiaire du T.I.

Quand cu atteint la valeur VU , le transistor se bloque, C se charge et le phénomène se reproduit.

La modification deα se fait par réglage de3R . L'augmentation du rapportZ

s

UU étend la

gamme de réglage deα mais aussi la puissance consommée dans2R

III.9. LIMITATION DE LA SURTENSION DE COMMUTATION.Au blocage, comme pour la diode, une surtension inverseRMV est provoquée par l'inductance ducircuit du courant à éteindre.

La limitation de cette surtension se fait par un circuit1R - 1C monté en parallèle aux bornes duthyristor (fig. III.21).




89

Figure III.20 commande avec contrôle de phase en utilisant un TUJ




90

Figure III.21. Circuit 1R - 1C pour limiter la surtension de commutation.

Le condensateur 1C se charge à travers ( )LR L et 1R .

( ) 11

11 CC

CLi udt

diLiR R U +++=

Avecdt

duCi C

C1

11 = et en posant Le R R R += 1

il vaut:

iCC

eC Uu

dt

duCR

dt

udLC =++ 1

11

12

1

La résolution classique de cette équation donne:

121

2 4LCCR e −=∆

a) 0>∆ , régime apériodique amorti1

2CL

R e > ;

b) 0=∆ , régime apériodique critique1

2CL

R e =

c) 0<∆ , régime oscillante amorti1

2CL

R e < .

Généralement, on choisit1

R et1

C pour avoir un régime oscillant (cas c).

Des réseaux de courbes tels que sur la figure 5.68 permettent le calcul des élémentseR et 1C .

Les valeurs du réseau parallèle se calculent avec les relations:

R

s

M VQ

k C

2121 ≥




91

LM R CL

xR −<1

1 2

avec Mk et Mx valeurs extrêmes tirées de la figure 5.68 de la manière suivante:

• connaissant RRMV et R V , on calculeR

RRM

V

V , valeur maximale acceptable du rapport de

surtension inverse;• on lit la valeur maximale Mk de k respectant cette contrainte et la valeurMx de x associée au

minimum deR

RM

VV (pour Mk k = ).

• on lit sQ , sur un diagramme tel que celui de la figure III.8.

Le circuit1

R -1

C se détermine pour la valeur maximale du courant direct à interrompre.

Ces relations sont également valables pour le calcul des éléments associés nécessaires à limisurtension inverse RMV à une diode.




92

IV.COMPOSANTS DERIVES DU THYRISTOR cours13

IV.1. LE TRIAC.IV.1.1. Symbole. Description.

Certains convertisseurs assurent le réglage de la puissance dans les circuits à courant alte(gradateurs, interrupteurs statiques).Leurs composants doivent être bidirectionnels en courant.Le triac est un composant bidirectionnel commandé à une seule électrode G. Son symbolreprésenté sur la figure IV.1.a et il peut être considéré comme une association de deux thyrimontés tête - bêche (figure IV. l.b).

Figure IV.1. Symbole et schéma équivalent du triac

LA figure IV.2 donne la structure de principe du triac. Une zone N1 est diffusée dans la couche P1 etdeux zones N3 et NG le sont dans la couche P2. Les métallisations réalisées sur N1, N3, NG et leszones P adjacentes forment les électrodes E1, E2 et la gâchette G.

L'ensemble 3221 NPNP constitue le premier thyristor 1T , (figure IV.l.b) pour Tv positif (+ sur 1E , -sur 2E ), tandis que l'ensemble 2211 PNPN forment le thyristor 2T pour Tv négatif (- sur 1E , + sur2E ). Le triac se comporte donc en thyristor pour chacune des alternances de la tension appliquée.

Il peut supporter des tensions élevées à l'état bloqué, en direct ou en inverse, avec des couranfuites d'intensité négligeable devant celle des courants nominaux.

Le triac est mis en conduction par un courant de gâchette positif ou négatif quelle que soit la teappliquée. Sa chute de tension est négligeable et il retrouve son pouvoir de blocage si la valeur Ti baisse au-dessous de celle du courant de maintienHI . Vu la dissymétrie de la structure, ( )+HI à

0>Tv est supérieur à ( )−HI à 0<Tv .Les caractéristiques statiques du triac dérivent de celles du thyristor, les notations étant ident pour les deux composants.




93

Figure IV.2. Construction de principe du triac.

IV.1.2. Caractéristique statique courant - tension

Représentée sur la figure IV.3, elle est composée des caractéristiques des deux thyriéquivalents.

La caractéristique de conduction 1 et celle de blocage 2 (polarisation directe) du thyristor se trodans le quadrant I.On trouve dans le quadrant III les mêmes caractéristiques respectivement notées 3 et 4 pothyristor 2T .

Quelle que soit la polarité appliquée, l'un des deux thyristors est polarisé en direct. Les tensions de claquage( BOV et - BOV ) ont pratiquement la même valeur, les dopages des zones1P , et

2P étant semblables, et les tensions inverses étant supportées par les jonction 22 NP − ou21 NP − selon le cas.

IV.1.3. Caractéristique de commande (ou de gâchette).

Cette caractéristique statique est l'association des deux caractéristiques de même type des thyristors 1T et 2T . Elle est illustrée par la figure IV.4.

IV.1.4. ConclusionsLe triac est un composant monolithique, créé pour la commande de charges de puissanmodérées sur le réseau alternatif. Commode, peu onéreux, il présente l’inconvénient d’avodv/dt faible




94

Figure IV.3. Caractéristique statique courant - tension du triac.

Figure IV.4. Caractéristique de gâchette du triac

IV.2. THYRISTOR A OUVERTURE PAR LA GACHETTE (TOG OU THYRISTOR GTO).

IV.2.1. Symbole. Description.Le GTO (Gate Turn - Off Thyristor) est une structure à quatre couches P.N.P.N. de type spéciacomportant à l'amorçage comme un thyristor (fermeture suite à un courant de gâchette positif) qui, de plus, peut être bloqué par polarisation inverse du circuit gâchette - cathode ("-"~G, "+"c'est à dire par extraction d'un courant de gâchette.Il cumule les avantages du thyristor (calibres élevés en courant et tension) et ceux du tran(blocage par la commande).Cette possibilité est la conséquence de la construction interdigitée, le contact de gâchette estramifié pour agir directement sur la quasi - totalité de la surface de la puce.La figure IV.5 donne le symbole du GTO et le principe de sa structure verticale.




95

Les couches 1P , 2P , 2 N sont fortement dopées alors que 1 N est très peu. La jonction 2J est la jonction de blocage. La valeur de la tension directe blocable dépend de l'épaisseur de la couche1 N .La cathode 2 N est constituée de cathodes élémentaires (bâtonnets), reliés entre eux et entourés une gâchette. Du fait de cette forte interdigitation, le GTO peut être considéré comme constitunombreuses cellules (GTO élémentaires) mises en parallèle. La conséquence immédiate est qucourants GTI , LI , HI sont jusque dix fois supérieurs à ceux du thyristor conventionnel de mêcalibre.

Figure IV.5. Le GTO. a) Symbole; b) Principe de structure.

IV.2.2. Fonctionnement.

Les schémas équivalents à trois diodes et deux transistors sont les mêmes pour le GTO et le thyordinaire (paragraphe antérieur). L'amorçage se déroule de la même façon, l'équation du cod'anode est:

( )pn

CBGnT

III

ααα

+−+=1

0 (IV.1)

Pour annuler ce courant, il faut:00 =+ CBGn IIα (IV.2)

et donc, extraire un courant négatif de gâchette:

n

CBG

II

α

0−= (IV.3)

Si on considère l'apport du courant de gâchette négligeable pendant la conduction, la relation devient:

( )pn

CBT

II

αα +−=10 d'où

( )[ ] TnnCB II αα +−= 10 (IV.4)




96

En reportant (IV.3) dans (IV.4), il résulte:

( )T

n

pnG II

ααα +−−=

1

En conclusion, il faut, pour éteindre le GTO, extraire de la gâchette un courant négatif GR G II =− ,( )T

n

pnGR II

ααα +−−≥

1

Ce courant a d'ordinaire une pointe comprise entreTI51 et TI3

1 selon le composant et un taux de

croissance très élevé (plusieurs ampères par microseconde) pour réduire les pertes à l'ouveCette extraction doit durer tant que le courant d'anode n'est pas nul.

Le gain en courant à l’ouvertureoff G vaut:

( )pn

n

Gr

Tof f I

IGαα

α+−≤= 1

Sa valeur vaut de 2 à 8.

La relation montre que l'obtention d'une valeur importante deoff G impose nα proche de 1 et1<<pα En pratique, les GTO sont construits avec des gainsnα compris entre 0.6 et 0.9 et pα entre

0.1 et 0.2.

Revenons sur la figure III.2.b. En extrayant le courantGR I de la gâchette, le courant de collecteur1CI ( 21 BC II = ) baisse à cause de la diminution des porteurs de charge,2CI diminue aussi, puis 1BI

et 2BI ; cette réaction conduit au blocage de2T puis de 1T .

Les caractéristiques statiques courant - tension du GTO et du thyristor conventionnel sont iden(fig. III.4) mais les valeursHI et LI sont plus élevées pour le GTO.

IV.2.3. Caractéristique de commande ( )GG VI .A l'amorçage, dans le quadrant 1, la caractéristique est identique à celle du thyristor (fig. III.3caractéristique du quadrant 3, correspondant au blocage, est différente (fig. IV.6).




97

Figure IV.6. Caractéristique de commande.

IV.2.3.1. L'amorçage.

Le GTO se ferme comme le thyristor. Pendant l'amorçage, le courant d'anodeTi doit avoir le tempsnécessaire pour dépasser la valeur du courant d'accrochageLI . Le circuit de commande doit fournirun courant de gâchette suffisant et se calcule comme pour le thyristor. Le point de fonctionnedoit être dans les régions A à l’amorçage et B au blocage.

Si les valeurs de GTV sont du même ordre pour le GTO et le thyristor conventionnel rapide, la vade GTI du GTO peut être dix fois plus grande.

Pour être sûr d'amorcer tous les thyristors élémentaires, il faut injecter un courant de gâchette à

valeur de crête (jusque GTI5 ) et à très fort taux de croissance ( sAdt

di G µ/10≥ ).

L'alimentation doit se comporter comme une source de courant, avec des inductances parasitliaison très faibles.

Si une partie seulement des cellules s'amorce, les autres mises en court-circuit ne peuvent s'amorcer, entraînant la destruction du GTO par surcharge des seules cellules conductrices.

L'originalité du GTO est la nécessité de maintenir l'alimentation de la gâchette par un courant Gi suffisant (d'habitudeGTI ) pour garder l'ensemble des cellules en conduction. L'interruption de

courant entraînerait l'extinction de certaines cellules et la destruction des autres alors surchargées.

Cette présence deGi a un effet bénéfique en réduisant la chute de tension directeTV aux bornes duGTO (dans son état passant, la région centrale du cristal est emplie d'un plasma électron - trous, permettant le passage d'un courant important avec une faible chute directe de tension).




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IV.2.3.3. Le blocage.

Pour bloquer le GTO, ce plasma doit être interrompu par une polarisation négative de la gâchettcircuit de commande doit se comporter comme une source de tension négative de faible impédinterne pouvant supporter un courant élevé.

La valeur négative de la tension de source ne doit pas dépasserGRMV (fig. IV.6), valeur maximaleadmissible précisée en tenant compte de la tension de claquage de la jonction J3 gâchette-ca(fig. IV.5).

La structure de gâchette est telle qu'elle puisse supporter un régime d'avalanche inverse peenviron s20µ .

Une tension négative supérieure à la tension de claquage ne favorise pas le blocage. La crois

de GR V augmente la valeur admissible de la pentedt

dvD . La pointe du courant inverse de gâchette

nécessaire dépend du courant d'anode à couper.On donne pour chaque GTO le courant désamorçable admissible maximalTGQMI (noté aussi TGI ou

TQ MI ) pour jT = 125 ° C et DRMD VV 32= .

Cette valeur est liée à la valeur maximale du courant inverse de gâchette par le gain:

GRM

TGQMof f I

IG =

Connaissant off G et le courant à interrompre, il est facile de calculerGRMI . Pour le GTO de puissance élevée, ce courant négatif de gâchette peut atteindre plusieurs centaines d'ampèresGR i doit s'établir rapidement, l'inductance de gâchette doit être donc très faible (inférieure auHµ ).

IV.2.5. Les circuits de commande.Le GTO se détruit facilement, les contraintes imposées aux amplitudes et pentes deGi doivent êtresoigneusement respectées.

La figure IV.7 montre un montage direct utilisant un signal unique de commande pour l’amorçale blocage du GTO. 2T est bloqué quand le signal de commande est BV+ . 1T est conducteur. LeGTO reçoit l'impulsion d'amorçage dont la valeur de crête est déterminée par la résistance R, ccondensateur C qui se comporte comme un court - circuit au début du processus. C se charge enà la valeur de la tension Zener zV de la diode DZ avec la polarité indiquée. Pour la valeurBV− dusignal de commande, 2T est conducteur et 1T , se bloque. C se décharge en inverse par2T dans lecircuit gâchette cathode bloquant le GTO.

DZ est choisie telle que zV est inférieure à GRMV ; C est choisi tel qu'il assure la valeur nécessaire

GRMI .




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Figure IV.7. Montage pour commande unique de GTO.

Figure IV.8. Schéma avec isolation galvanique et deux sources d'énergie pour le blocage.

Généralement, à cause de l'inductance du transformateur d'impulsion, la vitessedt

diG est limitée à

des valeurs trop faibles pour le GTO. Les schémas avec isolement galvanique doivent être c pour éviter ce désavantage. La figure IV.8. indique le principe. La commande est destiné

blocage et a deux sources d'énergie.

Quand le GTO est passant, 1D , 2D et T sont bloquées, le condensateur C est chargéavec la polaritéindiquée. La commande d'ouverture du GTO se fait par la mise en conduction simultanéetransistor TB et du thyristor auxiliaire T. Le diodes1D et 2D sont passantes et le courant négatif decommande du GTO vaut:

2pCGR iii +=

avec Ci : courant de décharge du condensateur;




2pi : courant dans le secondaire du transformateur.

La figure IV.8.b donne les allures de ces courants. Le courantCi augmente la pente et le maximumde GR i , la durée étant établie par 2pi

.Un schéma de commande complet avec isolement galvanique est représenté sur la figure IV.9.

Figure IV.9. Schéma avec isolement galvanique pour la commande du GTO.

1T conducteur à cause de la polarisation directe de la jonction base - émetteur parONV détermine le passage d'un courant par le primaire du T.I. Le courant secondaire induit, passe par le condensC, le charge à la valeur de la tension Zéner créant le courant d'amorçage du GTO. La diode3D enconduction bloque le transistor2T par sa faible chute de tension.Une impulsion négative OFFV bloque 1T , interrompant le courant du primaire du T.L..2T entre enconduction, C se décharge en inverse dans le circuit de gâchette et bloque le GTO.

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