Chapitre 4 transistors bipolaire suite.PPT

TRANSISTOR EN RÉGIME DYNAMIQUE

Fonctionnement d’amplificateur à faibles signaux

La polarisation d’un transistor est une opération n’utilisant que des alimentations continues. Le but de la polarisation est d’établir un point de fonctionnement autour duquel les variations en courant et en tensions peuvent survenir en réponse à un signal d’entrée à courant alternatif. Dans les applications où des tensions de faibles signaux doivent être amplifiées, comme celles d’une antenne ou d’un microphone, les variations autour du point de fonctionnement sont relativement faibles. Les amplificateurs conçus pour traiter ces petits signaux à courant alternatifs sont appelés des amplificateurs à faibles signaux.

Les systèmes amplificateurs sont constitués de circuits à base de composants actifs (fig.1)non linéaire tel que le transistor.

S(t)e(t)

b(t)

S(t) = A e(t) + b(t) +…..

A : Gain d’amplification

e(t) : signal d’entrée

S(t) : signal de sortie

b(t) : bruit extérieur

Fig.1

Fig.2

veb

-ie

Comportement dynamique au 1er ordre en montage base commune du transistor bipolaire

E

vcb

B

Cic

Le circuit de la figure.2 représente un transistor bipolaire monté en base commune.

Entrée: ie, veb Sortie: ic, vcb

Base commune : Cela veut dire, que la base est reliée à la masse en régime dynamique

Si la T° est constante, on peut toujours écrire: ic = α ie où α représente le gain en courant en base commune.

ie = IES(Exp( veb/neUT ) -1 )

Vue de l’entrée le transistor se comporte comme une résistance . Elle est définit par :

re= dveb/die = neUT/ (ie+IES)

re: représente la résistance dynamique de la jonction E-B comme le montre le modèle de la figure.3.

reveb

ie

Fig.3B

Vue de la sortie le transistor se comporte comme une source de courant liée . Elle est

définit par :

ic = α ie

α : représente le gain en courant en base commune. Le modèle du circuit de sortie est représenté par la figure.4.

vcb

ic

Fig.4B

α ie gm veb

gm: représente la pente du transistor bipolaire.

gm = α/re

iC = α ie

veb = iere

iC = αveb/re

Le modèle complet du premier ordre du transistor vue de l’entrée et de la sortie est représenté par la figure.5.

vcb

ic

Fig.5B

α ie vebre

ie

Fig.6

vbe

ib

Comportement dynamique au 1er ordre en montage émetteur commun du transistor bipolaire

Bvce

E

Cic

Le circuit de la figure.6 représente un transistor bipolaire monté en émetteur commun.

Entrée: ib, vbe Sortie: ic, vce

Émetteur commun : Cela veut dire, que l’émetteur est relié à la masse en régime dynamique

Si la T° est constante, on peut toujours écrire: ic = β ib où β représente le gain en courant en émetteur commun.

Ib = ic/β = IES(Exp( vbe/nbUT ) -1 )

Vue de l’entrée le transistor se comporte comme une résistance . Elle est définit par :

rb= dvbe/dib = nbUT/ (ib+IES)

rb: représente la résistance dynamique de la jonction B-E comme le montre le modèle de la figure.7.

rbvbe

ib

Fig.7E

Vue de la sortie le transistor se comporte comme une source de courant liée . Elle est

définit par :

ic = β ib

β : représente le gain en courant en émetteur commun. Le modèle du circuit de sortie est représenté par la figure.8.

vce

ic

Fig.8B

β ib gm vbe

gm: représente la pente du transistor bipolaire.

gm = β /rb

iC = β ib

vbe = ibrb

iC = β vbe/rb

Le modèle complet du premier ordre du transistor vue de l’entrée et de la sortie est représenté par la figure.9.

vce

ic

Fig.9E

β ib vberb

ib

Relation entre rb et re.rb = nbUT/ib et re= neUT/ie

ie = ib + icrb = re( 1+β )

Fig.10

v1

Comportement dynamique au 2ème ordre du transistor bipolaire

i2

Le transistor peut être considéré comme un quadripôle non linéaire dont les caractéristiques sont résumées dans un réseau à quatre cadrans ( fig.10).

Entrée

Sortie

v2

i1

i2

v2

v1

i1

Transfert direct

Transfert inverse

Q

Si les grandeurs dynamiques sont de faibles amplitudes, on peut linéariser les relations du transistor , ce dernier se comporte comme un quadripôle linéaire dont les grandeurs d’entrée et de sortie sont reliées par des équations de types matricielles ( M2x2)

La courbe de la figure.11 représente les variations en courant au collecteur et en tension vce pour des signaux de faibles amplitudes.

VCE(V)

IC(mA)

IB= Cste

Fig.11

VBE(V)

IB(µA)

Q

A

B

Q1

Q2

VCE0

IC0

vce(t)

ic(t)

Signaux de faibles amplitudes

Droite de charge

Parmi les matrices les plus utilisées, nous citerons:

Matrice chaîneV1

I1

= AV2

I2

Matrice impédance V1

V2

= ZI1

I2

Matrice admittance I1

I2

= YV1

V2

Très utilisée pour la mise en cascade d’étage amplificateur

Très peut utilisée

Très utilisée dans le calcul de montage amplificateur dans le domaine radiofréquences ( 3 Mhz à 0.3 Ghz) (H.F V.H.F).

Matrice hybrideV1

I2

= HI1

V2

Très utilisée dans le calcul de montage amplificateur dans le domaine audiofréquences et moyennes fréquences ( 300 hz à 30 Mhz) .

En général on utilise surtout la matrice hybride et la matrice admittance.

V1=h11I1 +h12V2

I2=h21I1 +h22V2

I1=y11v1 +y12V2

I2=y21v1 +y22V2

V1 V2

h11

h12V2 h21I1

h22

I1

I2

+

V2

y11y12V2 y21I1

y22

I1

V1

I2

Fig.12

vbe

ib

Comportement dynamique au 2ème ordre en montage émetteur commun du transistor bipolaire

Bvce

E

Cic

Le circuit de la figure.12 représente le modèle d’un transistor bipolaire monté en émetteur commun.

Entrée: ib, vbe Sortie: ic, vce

vbe=h11eib +h12evce

ic=h21eib +h22evce

Vbe Vce

h11e

h12eVce h21eib

h22e

ib

ic

+

Fig.13

vbc

ib

Comportement dynamique au 2ème ordre en montage collecteur commun du transistor bipolaire

Bvec

C

Eie

Le circuit de la figure.13 représente le modèle d’un transistor bipolaire monté en collecteur commun.

Entrée: ib, vbc Sortie: ie, vec

vbc=h11cib +h12cvec

ie=h21cib +h22cvec

Vbc Vec

h11c

h12cVce h21cib

h22c

ib

ie

+

Fig.14

veb

ie

Comportement dynamique au 2ème ordre en montage base commune du transistor bipolaire

E

vcb

B

Cic

Le circuit de la figure.14 représente le modèle d’un transistor bipolaire monté en base commune.

Entrée: ie, veb Sortie: ic, vcb

veb=h11bie +h12bvcb

ic=h21bie +h22bvcb

Vcb Vcb

h11b

h12bVcb h21bie

h22b

ie

ic

+

Définitions des paramètres hybrides

Chaque paramètre h correspond à une mesure en courant alternatif prise à partir des courbes caractéristiques du transistor.

hi est la résistance vue à partir de la borne de l’entrée du transistor avec la sortie cour-cuitée.Pour la configuration à émetteur commun. hie est le rapport entre la tension d’entrée Vbe et le courant à l’entrée ib.

h11e = hie= Vbe/ib

hr est la mesure de la quantité de la tension de sortie qui est réachiminée ( par rétroaction) vers l’entrée, avec l’entrée ouverte. hre est le rapport entre la tension d’entrée Vbe et la tension de sortie Vce.

h12e = hre=Vbe/Vce

hf est le gain en courant direct mesuré avec la sortie en court-circuit. h fe est le rapport entre le courant ic et le courant ib.

β = h21e = hfe= ic/ib

h0 est la conductance vue à partie de la borne de sortie, lorsque l’entrée est ouverte. h0e est le rapport entre le courant de sortie ic et la tension de sortie Vce.

ρ-1 = h22e = h0e= ic/Vce

Rq: Les fiches techniques ne fournissent souvent que les paramètres h pour la configuration à émetteur commun. Il existe des relations liant les paramètres des trois configurations.

h21b = ( h21e(1-h12e) +h11eh22e )/ D

h22b = h22e / Dh11b = h11e / D

h12b = ( h12e(1+h21e) - h11eh22e )/ D

Rq: Si h22e=0 et h12e= 0 ces paramètres deviennent :

D = 1- h12e+h21e +Δhe

Δhe = h11eh22e - h21eh12e

h11b = h11e/ ( 1+h21e)D = 1+h21eh21b = h21e/(1+h21e)

h12b = 0 h22b = 0

Les paramètres hybrides de la configurations collecteur commun en fonction de ceux de l’émetteur commun sont :

Modèle fréquentiel du 2ème ordre.

VbeVcerb gmvbe

ib

Cb

rc

Cc

rce

Le modèle fréquentiel du 2ème ordre du transistor pour la configuration émetteur commun est représenté par la figure.15. On utilise les paramètres admittances pour l’analyse des circuits.

Fig.15

ic

h21c = h21e - 1h22c = -h22e h11c = h11e h12c = 1 - h12e

Rq: Si h22e=0 et h12e= 0 ces paramètres deviennent :

h21c = h21e - 1h22c = 0 h11c = h11e h12c = 1

Modèle d’Ebers-Moll.

C’est un modèle décrit par Ebers-Moll comme le montre la figure.16. Il est non linéaire et valable en forts signaux. Il ne prend pas en considération les effets des charges stockées. Il est valable uniquement en continu dans les quatre états de fonctionnement suivant, bloqué, normal, inverse et saturé.

Fig.16

Premier modèle

B

C

E

IS(Exp( vbe/neUT -1 )/βf

IS(Exp( vbc/neUT -1 )/βr IS(Exp( vbe/neUT - Exp( vbc/neUT )

Ce modèle a pour modèle le modèle précédent auquel on ajoute sept composants comme le montre la figure.17. Ce modèle permet l’analyse en transitoire et en fréquentiel, il fournit également des caractéristiques statiques plus précises.

Fig.17

Deuxième modèle

B

C’

E’

If - IR

IR/βr

RC’, RB’ et RE’ représentent les résistances d’accès, elles affectent les caractéristiques en atténuant les pentes des courbes de réponses statiques et dynamiques.

C

E

B’RB’

RE’

RC’

C1

C2

C1=Cdc+Cjc

C2=Cde+Cje

If/βf

Ce modèle se ressemble a celui d’Ebers-Moll. La valeur des différentes paramètres de ce modèle a été calculée sur des bases plus proches de la physique des semi-conducteurs. Les équations utilisées pour ce modèle sont plus précises que celles d’Ebers-Moll. Elles ont été formulées par Gummel-Poon en 1970 en prenant en compte de la modulation de la largeur de base et de l’effet de la forte injection ( fig.18).

Fig.16

Modèle de Gummel-Poon

B

C’

E’

(If – IR)/Kqb

IR/βr

C

E

B’RB’

RE’

RC’

C1

C2

C1=Cdc+Cjc

C2=Cde+Cje

If/βf

Ibc

Ibe

Ib

Ie

Ic

Ibe=ISe(Exp( vbe/neUT -1 )

If = IS(Exp( vbe/neUT - 1 ) IR=IS(Exp( vbc/nrUT -1 )

Ibc=ISc(Exp( vbc/nrUT -1 )

Ib= If/βf + Ibe + Ibc + Ir/βr IC = If/kqb + Ir/kqb - Ibc + Ir/βr

kkb= kq1[1 + ( 1 + 4 kq2 ) ½]/2 kk1= 1/[1 –Vbc/VAF –Vbe/VAR]

kk2= βf Ibe/IKF + βr Ibc/IKR

VAF et VAR représentent respectivement les tensions d’Early en fonctionnement direct et inverse.

IKF et IKR représentent respectivement le début de la région de forte injection en fonctionnement direct et inverse.

nF et nR représentent respectivement les coefficient de courant d’émission direct et inverse.

Ic # ISExp( Vbe/neUT (1 + VCE/VAR ) )

1>>VCE/VAR

Cbe=τf IS(Exp( vbe/neUT )/ neUT + Cje0/[1 - Vbe/φe ) me] Vbe < Fc φe

Expressions des capacités de jonctions base collecteur et base émetteur

Fc est appelé facteur correctif, il est de l’ordre de 0.5.

Cbe=τf IS(Exp(vbe/neUT)/neUT + (Cje0/F2)/(F3 +meVbe/φe) me Vbe >Fc φe

Cbc=τR IS(Exp( vbc/ncUT )/ ncUT + Cjc0/[1 - Vbv/φc ) mc] Vbc < Fc φc

Cbe=τr IS(Exp(vbc/ncUT)/ncUT + (Cjc0/F2)/(F3 +mcVbe/φc) mc Vbe >Fc φe

F2 = (1 - Fc)mc+1 F3 = 1- Fc(1 - me)

Le modèle de Gummel-Poon a été choisi pour être utilisé dans les simulateurs industriels, notamment ceux de la famille SPICE.

Fig.19

+EC

R1

RC

Études des différents étages amplificateurs

Le circuit de la figure.19 illustre un amplificateur à EC polarisé par un pont diviseur avec les condensateurs de couplage C1 et CL , ainsi le condensateur de découplage CE .

R2RE

M

Amplificateurs à émetteur commun avec RE découplée.

C1

Rg

eg

CE

CL

RL VS

Le circuit de la figure.19 combine un fonctionnement en courant continu et un fonctionnement en courant alternatif: les deux doivent être pris en considération.

iL

Fig.20

EC

R1 RC

IC

IE

IBVCE

VBE

VCB

Analyse en courant continu

VBM= ETh – IBRTh

Vue de point de vue continu, le circuit de la figure.19 est équivalent à celui de la figure.20. Les différentes capacités se présentent comme des circuits ouvert en régime continu.

VEM = VBM- VBE

Déterminations des différentes résistances de polarisation ainsi le point de repos.

R2

Ip-IB

IP

ETh = RTh Ec/R1

IC= (EC–VCE )/( RE+ RC

IE >>IB

RE

RTh= R1 // R2

IE= VEM / RE

M

IE # IC

VCE=EC – IC( RE+ RC )

Fig.21

Analyse en courant alternatif

Vue de point de vue alternatif , les différentes capacités se présentent comme des court-circuits aux fréquences de travail puisque Zc # 0 Ω.

RB= R1 // R2

M

Vbe Vce

h11e

h12eVce h21eib

h22e

ib

+

RB

Rg

eg R0

VeVS

C

E

B

R0= RC // RL

Le circuit de la figure.21 représente le schéma équivalent en courant alternatif pour l’amplificateur EC.

icig

Fig.21M

Vbe Vce

h11e

h21eib

h22e

ib

RB

Rg

eg R0

VeVS

C

E

B

En général le coefficient de réaction interne h12e est négligeable, le circuit de la figure.21 sera représente alors par la figure.22.

icig

Détermination des caractéristiques de l’amplificateur

Tout amplificateur est caractérisé par quatre paramètres à savoir : Impédance d’entrée , l’impédance de sortie, le gain en courant et le gain en tension.

Re= Rg+ RB//h11e Re =eg / ig

Expression de l’impédance d’entrée:

h11e = nUT/IB = nβUT/IC

Le signe moins signifie que les deux signaux sont en position de phase.

AI= [-h11e/(RB+h11e)][h21e /(1 +R0h22e)][RC /(RL+RC)] AI =iL / ig

Expression du gain en courant

Expression du gain en tension

AV= [-R0h21e/(h11e (1+R0h22e)][h11e //RB]/[Rg +(RB//h11e)] AV =VS / eg

Expression de l’impédance de sortie (eg=0)

RS= R0//h-122e = R0//ρ # R0 # RC RS =VS / iL

Fig.22

+EC

R1

RC

Le circuit de la figure.22 illustre un amplificateur à EC polarisé par un pont diviseur avec les condensateurs de couplage C1 et CL , dans ce cas la résistance RE n’est pas découplée.

R2RE

M

Amplificateurs à émetteur commun avec RE non découplée.

C1

Rg

eg

CE

CL

RL VS

Le fonctionnement en courant continu est le même que celui de l’étude précédente.

iL

Fig.23



RB= R1 // R2

M

Vbe Vce

h11e

h12eVce h21eib

h22e

ib

+

RB

Rg

eg R0

VeVS

C

E

B

R0= RC // RL

Le circuit de la figure.23 représente le schéma équivalent en courant alternatif pour l’amplificateur EC avec la résistance d’émetteur RE non découplée.

icig

RE

Re= Rg+ RB//[h11e + RE(1+K) ] Re =eg / ig


Le signe moins signifie que les deux signaux sont en position de phase.

AI= -K[RC/(RC+RL)][RB /(RB + h11e+RE (1+K))] AI =iL / ig



AV= AIRL/{Rg+RB//[h11e +RE(1+K)]} AV =VS / eg

Expression de l’impédance de sortie ( eg=0)

RS= R0//[ρ(1+ (REh21e)/(r+RE ) + r//RE ] RS =VS / iL

Détermination des caractéristiques de l’amplificateur pour RE non découplée

Avec K= iC/ib = (h21e - REh22e)/[1+ (R0+RE)h22e]

RS # RC//ρ(REh21e)/(r+RE ) # RC r = Rg//RB + h11e

Re augmente dans le cas où RE n’est pas découplée.

Dans la pratique pour avoir un fort gain et impédance d’entrée de valeur moyenne on utilise une résistance partiellement découplée comme l’indique le circuit de la figure.24

Conclusion

AV diminue dans le cas où RE n’est pas découplée.

RS pour les deux études garde presque la même valeur.

RE1RE2

RE = RE1 + RE2CE

E RE intervient en statique

RE1 intervient en dynamique

Gain en puissance Ap = AV.AI

Fig.25

+EC

R1

Le circuit de la figure.25 illustre un amplificateur à CC polarisé par un pont diviseur avec les condensateurs de couplage C1 et CL .

R2RE

M

Amplificateur à collecteur commun ou émetteur suiveur.

C1

Rg

eg

CL

RL VS

iL


Fig.26



RB= R1 // R2

M

Vbc Vec

h11e

h21eib h22e

ib

RB

Rg

eg R0

VeVS

C

EB

R0= RE // RL

Le circuit de la figure.26 représente le schéma équivalent en courant alternatif pour l’amplificateur CC .

icig

Re= Rg+ RB//[h11e + R0(1+K) ] Re =eg / ig


Ap = AV.AI # AI

AI= (1+K)RB/[RB + h11e+R0 (1+K)] AI =iL / ig



AV # 1 AV =VS / eg


RS= R0//ρ//[(h11e+RB//Rg )/(1 + h21e )] RS =VS / iL

Détermination des caractéristiques de l’émetteur suiveur

Avec K= iC/ib = (h21e – R0h22e)/(1+ R0h22e)

RS # (h11e+Rg )/ (1 + h21e ) # h11e / (1 + h21e )

Expression du gain en puissance

Grande impédance d’entrée, peut jouer le rôle d’un adaptateur.

Conclusion

AV # 1 , la tension de sortie suit de près la tension d’entrée, à la fois en phase et amplitude, d’où le terme émetteur suiveur.

RS est très faible ; c’est la raison pour laquelle l’émetteur suiveur est utile pour des charges de faibles résistances ( haut parleur ).

AI est sensiblement égal au gain en courant du transistor h21e. h21e représente le gain en courant max pouvant être atteint pour les amplificateurs EC et CC.

Fig.27

+EC

R1

Le circuit de la figure.27 illustre un amplificateur à B-C polarisé par un pont diviseur avec les condensateurs de couplage C1 ,CB et CL .

R2RE

M

Amplificateur à base commune

C1

Rg

eg

CL

RL VS

iL


CB

RC

Fig.28



M

Veb

Vec

h11e

h21eib

h22e

ib

RE

Rg

eg R0

VeVS

B

CE

R0= RC // RL

Le circuit de la figure.28 représente le schéma équivalent en courant alternatif pour l’amplificateur B-C .

icig ie

Re= Rg + 1/{1/RE+ 1/h11e +[(h21e/ h11e ) + h22e]/[ 1+ R0h22e ]} Re =eg / ig


Ap = AV.AI # AV

AI= [RC/(RL +R C)][1/(1+K(1+ h11e /RE ))] #1 AI =iL / ig



AV = AIRL/Re AV =VS / eg


RS= R0//[r0+ρ(1+ r0h21/h11e )] RS =VS / iL

Détermination des caractéristiques de l’amplificateur à base commune

Avec K= ib/ic = (1+ R0h22e)/(h21e + h11eh22e)

RS # R0//(ρ r0h21/h11e ) # R0 # RC


Re# Rg + h11e/(1+h21e)

r0 = Rg// RE//h11e

La résistance d’entrée est faible. La résistance de sortie est de l’ordre de la résistance RC.

Conclusion

le gain en courant maximal est égal à 1 .

Amplifie en tension comme l’amplificateur à émetteur commun. Il n’existe pas d’inversion de phase entre l’émetteur et le collecteur.

Rappel

Pour des raison de normalisation, le bel (B) a été défini par l’équation suivante, qui exprime la relation entre deux puissances, P1 et P2 .

bel = log10 (P2 /P1)

Le terme bel a été choisi en l’honneur de Alexandre Graham Bell. Toutefois, on s’est aperçu que le bel était en pratique, une unité de mesure trop grande. On a donc défini le décibel (dB) de façon à ce que 10 décibels = 1bel.

# (10) bels = 10 log10 (P2 /P1) dB = 10 log10 (P2 /P1)

Par convention, la puissance de référence usuelle est de 1mW; bien qu’en emploie parfois l’ancienne puissance de référence 6 mW. On convient d’associer une résistance de 600 Ω à la puissance de 1 mW, parce que c’est l’impédance caractéristique des lignes de transmission pour audiofréquences. Quand on utilise 1 mW comme puissance de référence, on l’indique souvent en employant le symbole dBm comme abréviation de décibel.

dBm = 10 log10 (P2 /1mW)|600 Ω

ie P1 = 1mW


Vs

Pe, Re

Ve

Ps, Rs

IsIe

Par convention, on définit le gain en puissance en décibel par l’expression:

ApdB= 10 log10 (Ps / Pe) = 10 log10 (Ap)

Pe : représente la puissance d’entrée.

Ps : représente la puissance de sortie.

Expression du gain en tension et en courant

Si les charges sont adaptées, c’est à dire Re = Rs

AvdB= 20 log10 (Vs / Ve) = 20 log10 (Av)

AidB= 20 log10 (Is / Ie) = 20 log10 (Ai)

Tout amplificateur peut être représenté sous la forme du schéma de la figure .29.

Modèle équivalent d’un amplificateur

Av Ve VS

Ve

RS

Re

Re: représente la résistance d’entrée RS: représente la résistance de sortie

AVVe: représente une source de tension contrôlée

AV: représente le gain en tension

Fig.29

+

-

Réponse en fréquence d’un amplificateur

Aux études précédentes, la réactance capacitive des condensateurs de couplage ( liaison ) et de découplage ( dérivation , shunt) était nulle à la fréquence du signal. Par conséquent elle n’avait aucun effet sur le gain ou le déphasage de l’amplificateur. Le modèle du transistor est supposé du 2ème ordre (capacités internes étaient négligeables).Toutes ces simplifications donnent une représentation limitée ( milieu de la bande passante ) du fonctionnement complet de l’amplificateur étudié.

RE CE

Effet des condensateurs de découplage ( dérivation , shunt)E

Pour des fréquences plus basses, la valeur de la réactance n’est plus négligeable, le condensateur de dérivation (fig.30), en parallèle avec RE, crée une impédance ZE à l’émetteur qui réduit le gain en tension .

ZE = RE/( 1+RECEP)

La nouvelle expression du gain en tension s’écrit sous la forme:

Av = Av0[(1+jf/f1)]/[1+jf/f2)]Fig.30

Re

B

Av0: représente le gain au milieu de la bande passante

f1= 1/(2πCERE )

f2/f1# 1+gmRE

f2= [h11e+ RE(h21e+1)]/(2πCERE )

Effet des condensateurs de couplage ( liaison) ( fig.31)

C1

Rg

eg

CCL

RC RL

Aux fréquences basses un amplificateur à couplage ( liaison ) par condensateurs ( C1 et CL) développe un gain plus faible qu’aux fréquences plus élevées.

VBM

VS

Fig.31

Une chute de tension plus élevée apparaît alors aux bornes de C1 et CL, leur réactances augmentent à ces basses fréquences, ce qui réduit le gain en tension. Vue de l’entrée le circuit ce comporte comme un circuit RC. La tension à la base pour le circuit RC à l’entrée est :

VBM / eg = Re/[Re +Rg +ZC1]

L’expression du nouveau gain en tension est :

Av =Vs/eg = Av0/[1+1/jωC1(Re+Rg)]

En termes de mesure en décibels = 20log10(Av) = - 3 dB

Un point critique dans la réponse d’un amplificateur se produit lorsque la tension à la sortie est égale à 70,7 % de sa valeur de l’échelle des fréquences intermédiaires. Cette

condition survient lorsque (Re+Rg)² = 1/(ωC1)²

Av = Av0/2 1/2= 0.707 Av0

La condition pour laquelle le gain est plus faible de 3 dB est logiquement appelée point de – 3 dB de la réponse de l’amplificateur. La fréquence à laquelle cette condition se produit , fc est définie comme étant la fréquence critique inférieure ( ou encore la fréquence de coupure inférieure, la fréquence de bande inférieure, ou la fréquence de – 3 dB inférieure). L’expression de cette fréquence est alors:

Remarque

Fréquence critique ( coupure)

fC1= 1/2π C1 (Re + Rg )

De la même manière, un point critique dans la réponse d’un amplificateur se produit lorsque la tension à la sortie est égale à 70,7 % de sa valeur de l’échelle des

fréquences intermédiaires. Cette condition survient lorsque (RC+RL)² = 1/(ωCL)²

fC2= 1/2π CL (RC + RL )

dB/décade : Correspond un changement par un facteur 10 de la valeur de la fréquence .

dB/octave : Correspond un changement par un facteur 2 de la valeur de la fréquence .

Amplificateurs à plusieurs étages

le circuit de la figure.32 représente un amplificateur à deux étages à couplage R C.

Amplificateurs à couplage RC

Ve Vs

C

Ampli 1 Ampli 2

V

La tension Ve est amplifiée par l’amplificateur 1 pour donner la tension V, Cette même tension est de nouveau amplifiée par l’amplificateur 2 pour donner la sortie Vs. L’amplification totale est :

Av1Av2

AVT = Vs/Ve = (Vs/V) (V/Ve) = Av1 . Av2

Fig.32

AiT = is/ie = Ai1 . Ai2

Conservation de la puissance apparente : S = V1I1 =V2I2

Transformateur

RUV1

n= V2/V1 = I1/I2= n2/n1 rapport de transformation

Transform

ateur

V2

V2= Ru I2

V1= Rq I1

I2I1

Rq= Ru/n²

Rq: résistance ramenée au primaire

Rq = r1 +( Ru + r2)/n²

r1 et r2 : résistance de fuite des deux enroulements du transformateur

Rqsecon = r2 +( Ru + r1)n²

n1

r1

n2

r2

le circuit de la figure.33 représente un amplificateur à deux étages à couplage par transformateur .

Amplificateurs à couplage par transformateur

Ve Vs

Ampli 1 Ampli 2

Vpri

Av1Av2

AVT = Vs/Ve = (Vs/Vsec) (Vpri/Ve)( Vsec/Vpri) = n Av1 . Av2

Fig.32

L’impédance d’entrée de l’amplificateur est celle de l’ampli 1.

L’impédance de sortie de l’amplificateur est celle de l’ampli 2.

Transform

ateur

Vsec

Ve Vs

Ampli 1 Ampli 2

Av1Av2

L’analyse de cet amplificateur est identique à celle du couplage RC.

Fig.34

Même étude que pour l’amplificateur à couplage RC. On utilise le couplage par transformateur lorsqu’on veut adapter l’impédance de sortie du premier étage à l’impédance d’entrée du second étage.

Amplificateurs BF à faible tension d’alimentation, récepteurs et magnétophones portatifs

L’avantage de la liaison par transformateur et le transfert de puissance d’un étage à l’autre.

V

Amplificateurs à couplage direct

le circuit de la figure.34 représente un amplificateur à deux étages à couplage direct.

Ce genre de couplage est sensible à la T°, on utilise généralement des transistors complémentaires pour éviter la saturation de l’amplificateur . Au point de vue statique l’amplificateur 1 influe sur l’amplificateur.2

Fig.35

vbe

ib1

Étude de la paire Darlington

B

vce

E

C

ic1

Le circuit de la figure.35 représente la paire Darlington.

ic2

ib2=ie1

iC

B

C

Evbe

vceT1

T2

T

iC

ib

ie

ie

Vbe = Vb1e1+Vb2e2 , ic = ic1+ic2 , Vc2e2 = Vce = Vc1e1+Vb2e2 et ie = ie1+ic2

Matrice hybride T1Vb1e1

ic1

= hib1

Vc1e1

L’analyse dynamique donne le schéma équivalent suivant :

Vbe

Vc1e1

h11

h12 Vc1e1 h21ib1

h22

ib1

+

Matrice hybride T2Vb2e2

ic2

= h’ib2

Vc2e2

Vb2e2 Vc2e2

h’11

h’12Vc2e2 h’21 ib2

h’22

ib2

+

Vbe

ic1

ic2

ie1

Les paramètres hybrides du transistor équivalent, ou de la paire Darlington est :

h11D = h11 + h’11(h21+1) - [h’11(h21+1)(h12 + h22h’11)]/(1+ h22h’11)

Rq: Si h12= 0 et h’12= 0 ces paramètres deviennent :

h12D = h’12 + [(h12 + h22h’11) (1- h’12)]/(1+ h22h’11)

h21D = h21 + h’21(h21+1) - [(h’11h22 )(1+h’21)(1+ h21)]/(1+ h22h’11)

h22D = h’22 + [h22(1+h’21) (1- h’12)]/(1+ h22h’11)

h11D = h11 + h’11(h21+1) - [h’11(h21+1) h22h’11)]/(1+ h22h’11)

h21D = h21 + h’21(h21+1) - [(h’11h22 )(1+h’21)(1+ h21)]/(1+ h22h’11)

h12D = h22h’11 /(1+ h22h’11)

h22D = h’22 + [h22(1+h’21)]/(1+ h22h’11)

Dans le cas général h22 = h’22 = 0 et h12= h’12 = 0 les paramètres hybrides de la paire

Darlington deviennent alors :

h11D = h11 + h’11(h21+1) h12D = 0

h21D = h21 + h’21(h21+1)

h22D = 0

h11D # h11 + h’11h21

h11D # h’11h21

h21D # h21 + h’21h21

h21D # h21(1+ h’21) h21D # h21h’21

Si T1 est identique à T2 h21D # h²21

La paire Darlington permet d’augmenter l’impédance d’entrée et le courant d’émetteur du transistor T2 est de l’ordre ib h²21.

Adaptation en tension : Attaque en tension

Étude des différentes types d’adaptation

Vg

Ve Ru

Il y’a transfert maximal de tension si Ve est maximale pour une tension Vg donnée.

Rg

Ve= Vg/(1+Rg/Ru) Si Rg = 0 ou bien Ru infinie

On parle d’adaptation en tension si Rg/Ru = 0. En fait ce n’est pas toujours réalisable, on se contente souvent de l’attaque en tension quand Rg/Ru < 0.1.

Adaptation en courant : attaque en courant

ig

i

YuYg

Il y’a transfert maximal de tension si i est maximal pour une tension ig donné.

i= ig/(1+yg/yu) Si yg = 0 ou bien yu infinie

On parle d’adaptation en tension si yg/yu = 0.

Adaptation en puissance : Attaque en puissance

Vg

Ve Ru

Il y’a transfert maximal de puissance si la puissance dissipée dans la charge Ru est maximale pour une tension Vg donnée.

Rg

P= V²g/Ru(1+Rg/Ru)² Pmax = V²g/4Ru= V²g/4Rg

On parle d’adaptation en puissance si Rg/Ru = 1. En fait ce n’est pas toujours réalisable, on se contente souvent 0.1< Rg/Ru < 10.

P= Vei*

i

Ru= Rg

+EC

R2

Le montage Boostrap permet d’augmenter l’impédance d’entrée d’un étage amplificateur

R3 RE

M

Montage Boostrap

C1

Rg

eg

CL

RL VS

iL

L’analyse en courant continu ce fait de la même manière que ceux des configurations précédentes .

CB

RC

R1

C

M

h11e

h21eib

ib

R3

Rg

eg R0

VeVS

C

E

B

En général le coefficient de réaction interne h12e est négligeable de même que l’admittance de sortie h22e, le schéma équivalent est :

icig

L’expression de l’impédance d’entrée est :

Ze# R3//(h11e + (h21e +1)RE ) # R3// h21eRE

R1 RE

R2

En général ce montage permet d’augmenter de 60% l’impédance d’entrée par rapport un montage ordinaire.

Si R1 >> RE et R2>> h11e

+EC

R2

R3

RE

M

Autre montage Boostrap

C1

Rg

eg

CL

RL VS

iL

L’analyse en courant continu ce fait de la même manière que ceux des configurations précédentes .

C

RCR1

M

h11e

h21eib

ib

Rg

eg R0

VeVS

C

E

B

En général le coefficient de réaction interne h12e est négligeable de même que l’admittance de sortie h22e, le schéma équivalent est :

icig

L’expression de l’impédance d’entrée est :

Ze# (h11e + (h21e +1)RE ) # h21eRE

R1 RE

R3

Si (R1// R2) > RE et R3>> h11e

R2

Chapitre 4 transistors bipolaire suite.PPT

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