第四章软件无线电的硬件实现 -...

National Lab of Radar Signal Processing- 1 -

第四章软件无线电的硬件实现

SDR概念：是指构造一个具有标准化、模块化、开放性的硬件平台，

将各种功能用软件来完成，同时使宽带A/D转换器尽可能靠近天线，以

充分实现数字化，提高可编程性、可扩展性。

模拟前端 A/D/A技术

滤波放大收发开关 A/D

数字信号

处理器

D/A功率放大

数字下/上变频器

高速数字信号处

理器



4.1 SDR前端电路：接收电路、发射电路

•电路结构

•主要器件：滤波器、放大器、正交混频器、AGC等

•发射部分：功放、笛卡尔环技术等

4.2 SDR中的A/D/A技术

•工作过程：采样、保持、量化、编码、输出

•性能指标：转换灵敏度、信噪比、有效转换位数、孔径误差、无杂散动态、

非线性误差、互调、谐波失真

•ADC选取

•数据采集模块设计

•DAC基本原理



4.3 SDR中的数字前端

•数字下变频器（DDC）

•数控振荡器、数字混频器

•数字上变频器（DUC）

4.4 高速数字信号处理器

•DSP概述

•TS201性能介绍及应用

•TS201软件编程

4. 5 实际软件无线电试验平台

高速数字信号处理器.ppt

高速数字信号处理器.ppt

National Lab of Radar Signal Processing

Software Defined Radio

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4.1 软件无线电前端电路

SDR前端电路的主要任务/功能：

• 1 尽可能多的滤除不需要的信号

• 2 对射频信号进行变换，使频率、电平与ADC相匹配

• 3 把宽带D/A转换器的输出信号变换至能被其他电台接收的频率和电

平范围

射频前端的基本要求：

• 1 引入的噪声尽可能的小（噪声系数小）

• 2 信号的适应能力尽可能的强（工作频段宽、动态范围大）



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4.1 软件无线电的射频前端

不同的SDR结构，对应不同的前端电路结构

对于射频低通采样数字化结构，模拟电路只需要低通滤波器、

功率放大器等；

而射频带通数字化采样结构需要带通跟踪滤波器、功率放大

器等；

对于中频宽带数字化采样结构则需要滤波器、放大器、混频

器、功率放大器等较多的模拟电路。

与普通的窄带接收机相比，SDR ：

• 瞬时处理带宽更宽

• 动态范围更大

• 可扩展性更好



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4.1 软件无线电的射频前端

4.1.1 射频前端的组成结构

射频前端有三种结构:

（1）多次变频的超外差结构

（2）直接变换的零中频结构

（3）不变频结构。

前两种前端结构适用于宽带中频采样的软件无线电体制

，不变频前端结构则适用于射频低通、射频带通采样的

软件无线电体制.



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传统模拟的超外差接收机

Features:

1. 模拟器件多

2. 滤波器的中心频率和带宽通常是固定的

3. 电路比较复杂，接收机的体积重量功能等不尽人意

4. 窄带滤波器引入相位畸变，影响后续处理质量



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A. 多次变频的超外差结构

优点:①灵敏度高(由于有预选滤波器和信道滤波器);②总增益被分配到工作

在不同频率的多级放大器上，降低了放大器的设计难度;③实信号变频只在

一个固定频率上进行，对本振的相位和幅度平衡没有要求。

其主要缺点是:①复杂程度高;②需要多个本地振荡器;③镜频信号干扰的抑

制比较困难，需要特殊的中频(IF)滤波器，故不可能用单片集成电路实现超

外差接收机。



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B. 直接变换的零中频结构

• 主要优点是:

①把射频信号直接混

至基带，输出端不会

出现镜频信号;

②只要求简单的滤波;

③容易实现电路集成。

• 但它存在以下问题:

①本振泄漏较严重，即本地振荡器产生的信号容易通过低噪声放大器反向泄漏到RF端

口，通过天线辐射出去;

②由于为零中频，任何直流偏移都无法从有用信号中分离出来，而且较大的直流电平，

容易使后端饱和;

③如果同相、正交两路的平衡性不好，将严重影响接收机的性能。

• Intersil公司在WLAN中就采用了直接变换的前端结构



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C. 不变频的射频数字化结构

Features:

接近SDR的理想结构

结构简单

对A/D要求很高

适用于射频低通、射频带通采样

的软件无线电体制.

只是滤波器结构不同

射频低通：低通滤波器

射频带通：带通跟踪滤波器



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理想SDR对射频前端的一般要求

工作频率范围为2MHz-- 2200MHz(未来移动通信6GHz，甚至更高)

以1mW为电平的接收信号幅度为-113dB--7dB

镜像抑制100dB

中频抑制90dB

谐波抑制73dB以上

为讨论方便，把射频前端分为接收和发射两部分

接收：包括滤波器、放大器、混频器、振荡器等，比发射部分

复杂得多

发射：滤波器，功率放大器



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接收部分的主要器件（一）

1. 滤波器为提高接收设备的动态范围和满足直接射频采样的需要，通常需要

几组滤波器以减少干扰信号的数量和幅度以及进入接收设备的噪声。

为覆盖整个频段，SDR需要大量固定滤波器（工作频率和带宽固定

或具有有限的调谐能力）。

体积庞大，灵活性差

采用电调谐滤波器

通过改变滤波网络中的可变电容来实现频率响应的变化

Pole-Zero公司Maxi-Pole系列电调滤波器

必然趋势

频率中心控制码：1

1

250dd

h

f fC

f f



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4.1.1 软件无线电中的电调滤波器

电调滤波器的主要技术指标：

频段: 1.5 - 4MHz；4 - 10MHz；

10 - 30MHz；30 - 90MHz；

90 - 200MHz；200 - 700MHz；

400 - 700MHz；700 - 1000MHz;

输入输出阻抗：50Ω

滤波器通带带觉：中心频率的2％一5％；



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软件无线电中的电调滤波器

电调滤波器的应用：

调谐码： 11250 ffffC hdd

• 电调滤波器连接：

电调滤波器

电调滤波器

电调滤波器

电子开关

控制

• 利用电子开关控制，fd调谐频率，f1最低工作频率，fh最高工作频率



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接收部分的主要器件（二）

2. 放大器1）放大是整个前端电路中非常重要的一个环节，SDR接收通

道的宽带性使得只能使用线性放大器，否则会引入许多非线

性产物。

2）宽带放大器中常用的两种技术：

前馈---主要用于提高放大器的杂波指标

反馈---主要用于提高放大器的稳定性和带宽指标

为使放大器工作稳定，并提高带宽、减少失真，经常用反馈技术



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接收部分的主要器件（三）

3 镜像抑制（正交混频器）

传统的窄带接收机中，镜像抑制问题可以用混频器前面的预选滤波器来

解决。

SDR中需要用调谐或分段滤波器，否则由于需要的频率范围和镜像频率

范围可能重叠，而无法消除镜像分量。

镜像抑制混频提供了一种

不依赖于滤波的方法，如左

图

移相器是系统中误差的主要

来源。



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接收部分的主要器件（三）

3 镜像抑制混频器

接收信号：

镜像频率：

0( ) cos ( )x t w t t

0 0S Iw w w w 0 02 ( )I Sw w w w t

0 0

1( ) ( )cos( ) cos 2 ( ) cos ( )

2I t x t w t w t t t

1 0 0

1( )sin( ) sin 2 ( ) sin ( )

2Q x t w t w t t t

1 0

0

1( ) 90 sin 2 ( ) 90 sin ( ) 90

2

1cos 2 ( ) cos ( )

2

Q t Q w t t t

w t t t

( ) ( ) ( ) cos ( )y t I t Q t t

0 0

1( ) ( )cos( ) cos 2 ( ) cos ( )

2II t x t w t w t t t

1 0 0

1( )sin( ) sin 2 ( ) sin ( )

2IQ x t w t w t t t

1 0

1( ) 90 cos 2 ( ) cos ( )

2Q t Q w t t t

( ) ( ) ( ) 0y t I t Q t 保留信号！

抑制镜频！

调制信号镜像频率信号



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接收部分的主要器件（四）

4 AGC设计

SDR要求有较高的动态范围，而ADC在60MHz以上很难做到80～

90dB的动态范围；

在射频输入端加一个步进衰减器或AGC电路可以极大提高接收部

分的动态范围

可以用DSP模拟出AGC快冲慢放的特点，来控制前端的增益

数字步进衰减器现成产品很多，需注意：AGC只能提高单信号的

动态范围，却无法提高瞬时动态范围（同时接收大小信号的能力）。



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4.1.2 SDR发射部分的硬件电路

通常电台发射部分的构成：

正交调制

数据产生D/A

带通

滤波器

功率

放大器

本振

正交输入的两路数据经过正交调制后，进行数模转换，在进行混频，把

信号混至射频，经过滤波和功率放大后，从天线把信号发射出去。

功放是消耗能量的主要设备，其输出功率的大小主要取决于信号所要传

播的距离。

功放设计中，有两个主要问题：１如何提高功放的效率；２如何提高功

放的线性。二者相互矛盾

通用平台，可调制任意类型信号



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功放分类

峰平比的存在对发射机的线性提出了较高的要求。

Ａ类：整个信号周期中晶体管都处于放大区

输入信号很大时，为提高放大器集电极的效率和输出功率，晶体管要工

作到截止区，B类和C类

Ｂ类：晶体管的集电极只在半个周期中导通

Ｃ类：晶体管的集电极的导通时间少于半个周期

ＡＢ类：晶体管的集电极导通时间介于Ａ类和Ｂ类之间

理论上，Ａ类功放的理想效率低于50%; B类为78%; C类大于80%.

近年来入们提出了许多提高功放线性的技术，软件无线电中经常用到的

是笛卡尔反馈(cartesian feedback)技术、前馈对消(feedforward

cancellation)技术、预失真(predistortion)技术、包络消除与恢复

(envelope elimination and restoration)技术。



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从功放输出信号中分离出失真分量，然后用这个信号的反相信号去抵消功

放输出信号中的分量，达到改善功放线性度的目的。

特点：

• 提高杂波指标的难度不大

• 工作带宽可以很宽

• 可以补偿主放大器的增益和相位的非线性

• 可以获得较低的噪声系数：

与校正过程关系不大，主要由系统的各个单元所决定；

为获得低噪声放大器，要优化前馈结构，减少从射频输入到误差放大器通

路的损耗

误差信号

定向耦合器

失真信号

前馈补偿(feed-forward)技术：



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功率合成器

提高输出功率

单个高频晶体管的输出功率限于几十瓦到一百多瓦，要输出更大的功率

时采用功率合成器

功率合成器：采用多个高频晶体管，使它们产生的高频功率在一个公共

负载上相加

左图为4管合成原理：

方形：放大器

菱形：分路（合路）器

放大器之前为功率分配过程，放大器之后为功率合并过程；

为了结构简单、性能可靠，晶体管放大器不带调谐元件，采用宽带工作方式



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• 功率分配和合并电路通常用传输线变压器构成的耦合器来

实现，以保证所需的宽带特性。

• 传输线变压器是用传输线(主要是双导线)在高频磁芯上绕制

而成的。

• 导线的粗细、磁芯的直径的大小根据所需的功率和电感的

大小决定。



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4.1.3 射频前端指标

1 保持SNR足够高

2 确保大信号输入时不过载

3 确保对大功率信号附近的小功率信号进行检测

4 确保所需信号从镜频上分离

衡量接收机性能的指标：噪声系数、灵敏度、(三阶

互调)截点值、动态范围、无杂散动态范围、工作频

段等



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4.1.3 射频前端性能分析

1. 噪声系数：放大器输入端的信噪比与输出端的信噪比之间的比值

噪声系数往往用分贝表示:

宽带射频数字化接收机的指标主要取决于其前端的放大器和A/D转换器

/

/

in in

out out

S NF

S N

噪声系数表明了一个模块或一个

网络固有的噪声影响，说明通过

这些模块、网络时，信号的信噪

比降低的程度。

/10lg 10lg

/

in in

out out

S NNF F

S N



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2. 灵敏度

• 定义为接收到的信息达到规定的性能指标所需要的信号电平。比如

数字通信中，性能指标常用误码率来衡量，这时的灵敏度数学表达

式为:

• 式中，SNR表示信号解调达到所规定的误码率时需要的信噪比。

最小可检测电平（MDS）

• 它表征了系统可检测的最弱信号。

• 从输出的角度来说，可以检测的最小电平就是输出信号的功率与输

出噪声功率相当时的信号功率。

• 于是从接收机输入端来看，最小可检测电平为:

174 10lgMDS dBm B NF

( )S MDS SNR dBm



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4.动态范围(Dynamic Range)

• 动态范围是指接收机在达到规定的信息质量下，能处理的信号电平

范围。

• 在数字通信中，信息质量常用误比特率来表示。动态范围可以用1

dB压缩点与系统噪声电平之差来表示。该动态也称1 dB增益压缩点

动态范围。



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4.动态范围(Dynamic Range)

动态范围表示为:

式中，输入1dB压缩点CP1dBin的单位用dBm。

有时接收机的动态范围用灵敏度代替最小可检测电平

(MDS) ，此时，动态范围变成:

1 1 174 10lgdBin dBm dBinDR CP MD CP dBm B NF

1 1 174 10lgdBin dBinDR CP S CP dBm B NF SNR



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４.2 SDR中的A/D和D/A技术

SDR中，

1 A/D和D/A尽量靠近射频前端

2 为减少模拟环节，在较高的中频乃至对射频信号直接进行数字化，A/D器件要有适中的采样率和很高的工作带宽

3 为适应错综复杂的电磁环境，A/D器件除了要有高速度、大带宽外，还需要有大动态范围

模拟前端 A/D/A技术

滤波放大收发开关 A/D

数字信号

处理器

D/A功率放大

数字下/上变频器

高速数字信号处理器



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4.2.1 A/D转换器原理

模数转换器的工作过程：

采样、保持、量化、编码、输出等

取样（也称采样）是将时间上连续变化的信号，转换为时

间上离散的信号，即将时间上连续变化的模拟量转换为一系列

等间隔的脉冲，脉冲的幅度取决于输入模拟量。

1.取样和保持

取样过程

采样脉冲

输入模拟信号

采样输出信号

maxf2f s

模拟信号经采样后，得到一系列样值脉冲。采样脉冲宽度

τ一般是很短暂的，在下一个采样脉冲到来之前，应暂时保持

所取得的样值脉冲幅度，以便进行转换。因此，在取样电路之

后须加保持电路。

①在采样脉冲S(t)到来的时间τ内，VT导通，UI(t)向电容C充电，假

定充电时间常数远小于τ，则有：UO(t)＝US(t)＝UI(t)。－－采样

②采样结束，VT截止，而电容C上电压保持充电电压UI(t)不变，直到

下一个采样脉冲到来为止。－－保持

取样保持电路及输出波形

场效应管VT为采样门，电容C为保持电容，运算放大器为跟随器，起缓冲隔离作用。



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2. 量化

用离散的电平值表示连续变化的采样值

均匀量化，

量化间隔ΔV=m2-m1=…=(b-a)/M=1LSB;

第i个量化区间的量化电平

量化电平的个数M通常为2的n次幂，可以用

一个n位的二进制数来表示

编码

1 (2 1)

2 2

i ii

m m i Vq a




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编码方法的对应关系

取反加1

从小到大偏移

最高位符号位

原码取反

负数的表示


3 编码

10

1

1

2

10

1

2

( ) 2 ( )

2 , 0

( ) ( )

2 , 1

nn i

i

i

nn i

i

i

nn i

i

i

N a

a a

N

a a

无符号

有符号

原码： 0 1;

1

ia or

i

最高位为

1

10

1

( ) 2 2n

n i n

i

i

N a

偏移码：

补码：

反码：

1

10 1

2

( ) 2 2n

n i n

i

i

N a a

1

10 1 1

2

( ) 2 2n

n i n

i

i

N a a a



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3 编码

编码方式关系式

(/2n或/2n-1)

最大码字对应电压

中间码字对应电压

最小码字对应电压

单极性二进制码（+9.9976V） ----- （0V）

二进制偏移码（+9.995V）（0V）（-10V）

2的补码（+9.995V）（0V）（-10V）

1的补码

（反码）（+9.995V）（0V）（-9.995V）

1

,2

ni

FS ii

aV V

max

1(1 )

2FS n

V V

11

12

ni

FS ii

aV V

112 2

ni

FS ii

aV V a

max 1

11

2FS n

V V

max 1

11

2FS n

V V

max 1

11

2FS n

V V

min FSV V

输入信号范围[-VFS,VFS],12bitADC

111 1

2 2 2

ni

FS i ni

a aV V a

0000 0000 00001111 1111 1111

1000 0000 0000

1000 0000 0000

0000 0000 0000

0111 1111 1111

1000 0000 00000111 1111 1111

min FSV V

max 1

11

2FS n

V V

全0或全1



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4.2.2 A/D转换器的性能指标

１转换灵敏度

假设一个Ａ／Ｄ器件的输入电压范围为（-V,V）,转换位数为n，则量化电平

为

量化电平也可称为转换灵敏度，转换器的位数越多，器件的电压输入范围越

小，其灵敏度越高

nVV 2/2

2 信噪比量化过程中，存在量化误差: 量化噪声功率（均匀分布）

满量程正弦信号功率

对一个满量程的正弦信号，信噪比可表示为

2( ) /12qN V

)2/lg(1076.102.6 BfdBnSNR s

fs↑（扩展量化噪声）模拟信号带宽B↓（带宽内噪声减少）

SNR ↑

2 / 2qS V

有必要在AD采样前加带通滤波器或者采样后加数字滤波



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量化噪声与A/D分辨率的关系（满刻度10V）

转换位数(n）

量化级数0.5LSB

（%）量化噪声（峰峰值）（mV）

量化噪声/满刻度（dB）

8 256 0.19531 39.06 -48.2

10 1024 0.04883 9.77 -60.2

12 4096 0.01221 2.44 -72.2

14 16384 0.00305 0.61 -84.3

16 65536 0.00076 0.15 -96.3

2n 0.5 / 2n 10 0.5V LSB 6.02n



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4.2.2 A/D转换器的性能指标（续）

3 有效转换位数（ENOB）

由于Ａ／Ｄ转换部件不能做到完全线性，会存在零点几位乃至一位的精度

损失，从而影响Ａ／Ｄ的实际分辨率，降低Ａ／Ｄ的转换位数。ENOB可

以通过测量各频率点的实际信噪比（SINAD）来计算。对于一个满量程的

正弦输入信号有：02.6/)761.1( SINADENOB

12bitADC的SINAD,ENOB与输入信号频率输入信号幅度之间的关系,右边坐标表示有效位数

信号越大，频率越低，所能得到的有效转换位数越多



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4 孔径误差

孔径误差是由于模拟信号转换成数字信号需要一定的时间来

完成采样、量化、编码等工作而引起的

对于一个动态模拟信号，在模数转换器接通的孔径时间里，

输入的模拟信号值是不确定的，从而引起输出的不确定误差

在A/D转换时间内，

孔径误差一定出现于信号变化最大处



- 40 -


输入信号

在t＝0时电压变化最大，当转换时间为tcon时,可能出现的最大误差为

故最大相对孔径误差为

若要求转换时间内采样电压的误差小于0.5b，即量化电平的一半，则

可得最大转换速率为

通常在模数转换前加一个采样保持放大器（SHA），采用SHA后的最高转换频

率为

/ 2e conV V f t

ftVty 2sin)( ftfVdtdy 2cos2/

2e conV V f t

2 2 / (2 2 )n

conV f t V

1

2 2n

con

ft

1

2 2n

a

ft

•SHA决定了A/D的最高工作频率，而A/D编码速度决定其采样速率

•有了性能好的SHA，实现射频数字化变为可能；

1

2 2con n

tf



- 41 -

采样时钟稳定度要求

转换位数与采样时钟稳定度之间的关系（孔径误差为0.5LSB)

转换位数(b）稳定度（*10-6）最大时钟抖动/ns(采样频率为

56MHz)

4 19894.4 355.257 6 4973.6 88.814 8 1243.4 22.204 10 310.8 5.551 12 77.7 1.388 14 19.4 0.347 16 4.9 0.087 18 1.2 0.022 20 0.3 0.005

1

2 2 2

s

n

con

f

t

对0.5fs信号采样，采样误差小于0.5b时，

1

2

concon s n

s

tt f

T

故采样时钟稳定度必须优于

1

2p n

t



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5. 无杂散动态（SFDR）

指的是在第一Nyquist区内测得的信号幅度的有效值与最大

杂散分量有效值之比的分贝数。

反映的是在AD输入端存在大信号时，能检测出小信号的能

力。

SFDR(dBc)=输入载波(dB)-最大不希望的杂波（dB）

SFDR通常比信噪比(SNR)大

• 原因：SFDR只考虑了由于A/D非线性引起的噪声，仅仅是信号与最大杂散

分量功率之比的分贝数。而SNR指的是信号功率与各种误差功率之比，误

差包括量化噪声、随机噪声以及整个Nyquist频段内的非线性失真。



- 43 -


20lg 20lg 2 6.021

nREF REFV VDR n

LSB

12

REF REF

n

V VLSB

6. 动态范围（DR）

有多种定义

最常见：定义为最大输出信号变化范围，即最大输出信号

与最小输出信号变化(如1LSB)的比值。

1REF REFV LSB V



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7 非线性误差：理论转换值与其实际特性间的差别

差分非线性误差（DNL）：

• 指对于一个固定的编码，理论上的量化电平与实际中最大电平之差，常用与

理想量化电平之比，用所差的百分比或零点几位来表示；

• 主要由于A/D本身的电路结构和制造工艺等原因，引起在量程中的某些点的

量化电压和标准的量化电压不一致而造成的

积分非线性误差（INL）：

• 指A/D转换器实际转换特性与理想转换特性直线间的最大偏差；常用满刻度

的百分数来表示

• 由于A/D模拟前端、采样保持器以及A/D转换器的传递函数的非线性造成的。

• INL引起的各阶失真分量的幅度随输入信号的幅度变化。输入每增加1dB,二

阶交调失真分量增加2dB，三阶调失真分量增加3dB

标准

误差



- 45 -


8 互调失真由于器件非线性，产生f1 和f2的频率组合mf1+ n f2 ，其中三阶产物难以

滤除

为使两个信号同相时不会导致A/D转换器限幅，两信号幅度应略大于半满量程

二阶产物

三阶产物



- 46 -

f1=1.25MHz, f2=1MHz



- 47 -


9 总谐波失真

由于器件非线性，输出频谱中出现许多输入信号的高次谐波，这

些高次谐波分量称为谐波失真分量；

可用DFT测出各次谐波分量的大小。

为防止做频谱变换时发生频谱泄漏，往往对输入数据进行加窗处

理，即把采样得到的数据和窗函数相乘后再做DFT变换

总的谐波失真（DTH）为2 3

1

2 2 2

2

n

TH

v v vD

v

v1为输入信号幅度（有效值）， v2、 v3、……分别为2次、3次、……谐波的幅度



- 48 -

4.2.3 A/D转换器选取

1 采样率选择

• 为防止带外信号影响有用信号

• 允许过渡带混叠时

2 分辨率好、动态范围大的ADC

• 转换位数越高，输入范围越小，动态范围越大，性能越好

• 尽可能选输入范围小的A/D，可以减轻前端放大器压力，有利于提高动态范围

3 模拟输入带宽宽的ADC：高于输入信号的最高频率，孔径误差小

4 环境条件：功耗（尽可能低）、工作温度等

• 特殊需要时，弹载等

5 接口特征选择

• 并行、串行输出，输出电平（TTL、CMOS、ECL) ，编码方式（偏移码、补

码），有无内部基准源，有无结束状态等

2sf rB

( 1)sf r B

'Br

B



- 49 -

4.2.3 A/D转换器分类

如AD公司：

AD7892(12bit，600KSPS);

AD976/977(16bit，600KSPS)

AD7882(16bit，300KSPS)等

按变换原理可以分为:

逐次比较式(Successive Approximation) 、并行式(parallel或

Flash)、子区式(Subranging)、双积分式(Dual-slope) 和∑-△A/D

转换器等多种类型。

1. 逐次比较（SA）式

应用范围很广，可以用较低的成本得到很高的分辨率和采样速率。

主要适用于中等转换速率(<1 MSPS)和中等分辨率(12位或16位)的场

合。

典型产品：



- 50 -

4.2.3 A/D转换器分类

1 逐次比较（SA）式

• 模拟信号加到比较器的一个输入

端，比较器的另一个输入端与

D/A转换器的输出端相接。DA的

输入就是A/D转换器的输出。

• 其转换过程类似于天平称物体的

质量。转换命令发出以后，DAC

的MSB输出(1 /2满量程值)与输入

信号比较，如果输入高于MSB，

则该位保持“高”。

• 接着对下一比特位(1/4满量程)进

行比较，如果加上第二位后仍小

于输入信号，则第二位为“高”。

• 再进行第三位的比较，一直到最

低位。

• 转换过程结束，转换结束信号指示输出寄存器为有效信号。

• 在A/D转换期间，保持信号稳定很重要，故必须在其前加一个采样保持电路



- 51 -

图2 四位逐次比较型ADC原理框图

图2.20 四位逐次比较型ADC转换时序波形



- 52 -

4.2.3 A/D转换器分类(续)

2 并行式:高速信号采集

• 每个比较器的参考电压都比下一

个的参考电压高出一个LSB所代

表的电压值

• 参考电压低于输入信号电平的，

输出逻辑“1”；反之，输出“0”；

• 内部一般不含参考电压电路，必

须由外部产生

• 当转换速率高于200MHz时输出

数据缓存很重要，输出常采用

ECL电平，需有电平转换电路转

换成TTL后使用

• 采样速率可以做得很高，而分辨

率不高（一般只能做到10位）

12N 个带

锁存的

比较器

如AD公司：

AD9002(8bit，150MSPS);

AD9060(10bit，75MSPS)

AD9020(10bit，60MSPS)等



- 53 -

4.2.3 A/D转换器分类(续)

3 子区式

主要误差源：

第一片并行A/D转换器的增益、偏置与

线性误差

D/A转换器的增益、偏置与线性误差

求和放大器的增益、偏置与建立时间

误差

第一片并行A/D转换器的误差

现代子区式ADC通常使用“数字校正”技术

来消除这些误差

采样速率虽然比并行式慢，但比SRA式要快得多；

在分辨率相同的情况下，电路的复杂性和功耗都要大大低于并行式ADC

如AD公司的AD9042(12bit，41MSPS)，AD872(12bit，

10MSPS)，AD9070(10bit，100MSPS)等

采样保持4位并行式

A/D

4位D/A

4位并行式A/D

数字化高4bit

数字化低4bit

减法器



- 54 -

•适中转换

速率、高

分辨率、

高工作带

宽的ADC



- 55 -



- 56 -

ADC举例

AD6640:• 单片12bit，内含采样保持电路和基准源，单电源供电

• 采样率达65MSPS，SNR典型值68dB，SFDR80dB，功耗710mW

• 两级子区式的转换结构



- 57 -

带通滤波匹配放大 A/D RAM

采样时钟

图4.34 数字采集电路基本组成框图

4.2.4 数据采集模块的设计

要求：低失真、高动态、低功耗

组成：放大器、抗混叠滤波、ADC、RAM、时钟

设计准则：• A/D之前加带通或低通滤波器

• 时钟设计关键

• 采样时钟尽可能与存在噪声的数字系统独立开来

• A/D之前的放大器设计

隔离信号源和ADC，给ADC提供低阻驱动

给ADC提供所需增益，并调理输入信号电平

带宽要宽，幅频特性平坦，失真尽量小



- 58 -

4.2.4 数据采集模块的设计

宽带放大器举例：

AD9632:



- 59 -

• D/A转换器是将输入的二进制数字量转换成模拟量，以电压或

电流的形式输出。

• D/A转换器实质上是一个译码器（解码器）。一般常用的线性

D/A转换器，其输出模拟电压uO和输入数字量Dn之间成正比关

系。UREF为参考电压。

uo或 io

输出

D/A

d0

d1

dn－1

输入

Dn

…

(LSB)

(MSB)

uO＝DnUREF

4.2.5 D/A转换器的基本原理



- 60 -

• 将输入的每一位二进制代码按其权值大小转换成相应的模

拟量，然后将代表各位的模拟量相加，则所得的总模拟量就

与数字量成正比，这样便实现了从数字量到模拟量的转换。

1-n

0i

REF

i

i

REF

0

0REF

1

1REF

2n

2nREF

1n

1n

REFno

U2d

U2dU2dU2dU2d

UDu

1-n

0i

i

i

0

0

1

1

2n

2n

1n

1nn 2d2d2d2d2dD

• 即：D/A转换器的输出电压uO，等于代码为1的各位所对应的

各分模拟电压之和。



- 61 -

• D/A转换器一般由数码缓冲寄存器、模拟电子开关、参考电压、解

码网络和求和电路等组成。

数码缓冲寄存器

n位数控模拟开关

解码网络

n位数字量输入

模拟量输出

求和电路

参考电压

n 位D/A转换器方框图

• 数字量以串行或并行方式输入，并存储在数码缓冲寄存器

中；寄存器输出的每位数码驱动对应数位上的电子开关，将

在解码网络中获得的相应数位权值送入求和电路；求和电路

将各位权值相加，便得到与数字量对应的模拟量。



- 62 -

4.2.5 D/A转换器的基本原理

核心部分：一组电流开关及其位权电流的控制

输出实际上是宽度为转换速率fs倒数的矩形脉冲串，其傅立

叶变换为

当信号频率为转换频率的一半时，输出信号幅度比低频时下降

3.92dB.( f0=fs/2时，F（fs/2）= 2/π= -3.92dB)

在DAC输出端，接反sinc特性滤波器，平滑和校正这一结果

0

0

sin /( )

/

s

s

f fF

f f



- 63 -

4.2.5 D/A转换器的基本原理（续）

构成方案：

• 1.电流开关通以相同的电流，输出电流由权电阻（ R-2R ）网络来调节

• 2. 采用二进制位权电流源，输出叠加

• 在高速D/A器件中常将两种方案组合使用，二进制位权电流开关确定高位，

R-2R网络用于确定低位

A

(MSB) (LSB)

dn-1 dn-2 d2 d1 d0

RF (R)

u0

UREF

Sn-1 Sn-2 S2 S1 S0

2R 2R 2R 2R 2R 2R

R R R R

……

－

+

1. 倒T型电阻网络D/A转换器

数字量输入模拟量输出

电阻解码网络中，电阻只有R和2R两种，并构成倒T型电阻网络。当di=1时，相应的开关Si接到求和点；当di=0时，相应的开关Si接地。但由于虚短，求和点和地相连，所以不论开关如何转向，电阻2R总是与地相连。这样，倒T型网络的各节点向上看和向右看的等效电阻都是2R，整个网络的等效输入电阻为R。

求和点

倒T型电阻网络D/A转换器原理图

A

(MSB) (LSB)

dn-1 dn-2 d2 d1 d0

RF (R)

u0

UREF

Sn-1 Sn-2 S2 S1 S0

2

I

2

I

2

I

2

I

2

I

n1-n2-n21

2R 2R 2R 2R 2R 2R

R R R R

……

n1-n2-n212

I

2

I

2

I

2

I

2

I I

－

+

I

参考电压UREF供出的总电流为：R

UI REF

0I0d

2R2

U

2

II1d

ii

i

n

REF

inii

时，

时， i

n

REFiinii 2

R2

Ud

2

IdI

分流：流入求和点的各支路电流为：

1n

0i

i

in

REF1n

0i

i

in

0

0

1

1

2n

2n

1n

1nn

n01n122n11n

012-n1-n

2dR2

U2d

2

I

2d2d2d2d2

I

2

Id

2

Id

2

Id

2

Id

IIIII

)(

流入求和点的电流为：

虚断，运算放大器的输出电压为：

1n

0i

i

in

REFFFO 2d

R2

URIRu

倒T型电阻网络D/A转换器的特点：

①优点：电阻种类少，只有R和2R，提高了制造精度；而

且支路电流流入求和点不存在时间差，提高了转换速度。

②应用：它是目前集成D/A转换器中转换速度较高且使用

较多的一种，如8位D/A转换器DAC0832，就是采用倒T型电

阻网络。

令 RF=R ，则

nn

REF1n

0i

i

in

REFO D

2

U2d

2

Uu

即：输出的模拟电压uO正比于输入的数字量Dn，从而实现了从数字量到模拟量的转换。



- 68 -


性能指标：1. 静态指标：

• （1）分辨率：ΔA=A/2n

• （2）转换精度: 主要取决于转换位数，还与外围电路有关，

如零点误差、增益误差、非线性误差等

零点误差：输入全零时，模拟输出值与理想输出之间的偏差；

• 单极性：模拟输出理想值0V

• 双极性：负域的满量程值

• 偏差值的大小一般用LSB的份数或用偏差值相对于满量程的百分

数表示；

• 可以通过外部调整措施进行补偿：调零端或外接校正电路加到运

算放大器求和端



- 69 -


性能指标：1. 静态指标：

• （2）转换精度:

增益误差：D/A转换器的输出与输入传递特性曲线的斜率称为D/A 转换增益

或标度系数，实际转换的增益与理想增益之间的偏差值称为增益误差。

• 在消除失调误差后用满码（全1）输入时，用实际输出值与理想输出值

（实际满量程）之间的偏差表示

非线性误差：实际转换特性曲线与理想特性曲线（通过两端的直线）之间的

最大偏差

• 以该偏差相对于满量程的百分数度量

• 一般不能采用简单的外部校正办法实现完全补偿。但是可以通过调整零

点或增益使非线性偏差值均匀散布在理想特性曲线的两侧，从而使非线

性误差大大减小。



- 70 -


性能指标：2. 动态指标：

• （1）建立时间ts：从数字量输入，到DAC输出建立在某个确定的误差范

围内的时间；与各种寄生参数、开关延迟特性、数字量变化大小等有关

满量程变化建立时间（全0变到全1），半量程变化建立时间（01..1到10..0）

超高速ts<100ns；较高速的ts在 1μs~100ns之间；高速的为10~1μs；中速

的为100~10μs；低速>100μs。

• （2）转换速率（刷新速率）：建立时间和传输延迟的倒数

• （3）毛刺脉冲：输入码发生变化时刻产生的瞬时误差

原因：“导通”和“截至”的延迟时间

不同造成的；

采样保持可以有效抑制

高速系统中，差分开关（ECL逻辑驱动）

max 1/ Sf t



- 71 -

6.02 1.76 20lg( ) 10lg dBSNR n A OSR 信噪比

其中，A输出幅度为满量程幅度的百分比，70%时，降低3.1dB;

OSR为过采样率，/ (2 ),sOSR f B B Nyquist 为带宽



- 72 -

数字前端：模数/数模转换与基带处理之间的环节定义为数字前端

与模拟前端实现功能类似，主要完成上/下变频、滤波、取样率变换等

数字接收前端：（A端口-> B端口）数字信道化（感兴趣信号从数字中频下变频到基带）

滤波（滤除倍频分量、其他信号并尽可能匹配滤波）

采样速率转换（降低采样率，减少处理负担）

4.3 软件无线电数字前端

注意：同一时间内，感兴趣信号的个数并不一定只是一

个！



- 73 -

数字发射前端：（C端口-> D端口）数字信道化（将发射信号从基带上变频到数字中频，多信号则叠加）

滤波（滤除虚假成分，并进行成形滤波）

采样速率转换（增大采样速率，与通道带宽相匹配，符合DAC转换）

4.3 软件无线电数字前端

注意：同一时间内，同一个发射通道中发射信号的个数

并不一定只有一个！



- 74 -

4.3.2 数字接收前端

数字下变频器（DDC）

包括数字混频器、数字控制振荡器（NCO）、低通滤波器组成

与模拟下变频的比较

• DDC运算速度受DSP速度的限制，决定了输入信号数据流的最高速率，也限定了ADC

的最高采样率。

• 不用考虑混频器的非线性和本振的稳定度、边带、相噪等

• 控制、修改较容易

影响性能的主要因素

• 1）有限字长

• 2）数字本振相位的分辨率,近似取值

1. 数控振荡器

• 目标：产生频率可变、时间离散的正弦波样本

• 实时计算法、查表法：事先根据NCO正弦波相位计算相位的正弦值

( ) cos 2 ( 0,1,2, )

( ) sin 2 ( 0,1,2, )

LO

S

LO

S

fc n n n

f

fs n n n

f



- 75 -

4.3 数字下/上变频（续）

组成：

• 相位累加器：本振频率和偏移频率

之和转换成相位，每个时钟增加一

个相位增量

• 相位加法器：设置一定初相

• 正弦表只读存储器

相位分辨率：

频率分辨率：

如nb=32,则ΔΦ=0.000 000 084度

Δf =0.015 134 Hz

2 LO

S

fn

f 2 bnLO

S

fF n

f

2

2 bn

2 b

S

LO n

ff



- 76 -


数字本振数据位数与DDC性能间的关系

数据位数：

• 相位数据的位数

（0，2π）， 2nb个取值点

• 相位正弦值数据的位数

• 后者的位数必须能表示相位变化时，其相位正弦值变化的最小值（出现在正

弦值取极大值π/2, 3π/2处）

nb=16时，可得nbs>=28位，否则发生“钝化”

相位发生最小变化值时，能表示其正弦

最大值的正弦值位数，发生在0，π，2 π处



- 77 -


数控振荡器

• 数据位数与NCO正交性关系：

正、余弦本振的相角由同一个数值表示，不会产生误差

可能根源是两个正交本振信号数值的二进制位数，位数小到一定长度，

使得两个正交本振信号的数值都用一定的近似值表示

数字混频器

• 乘法器

实现

• 很方便的利用FPGA或ASIC技术设计实现

• 在软件无线电设计时，可采用软、硬件相结合的方式进行，把计算

量最大的DDC和抽取系统用专门的硬件芯片实现

直接数字中频正交采样实现.ppt

直接数字中频正交采样实现.ppt



- 78 -

典型DDC芯片：HSP50214B（Harris公司）


五级CIC、

五级HB、

255阶FIR、

多相滤波器



- 79 -

DUC：对输入数据进行各种调制和频率变换，即在数字域内实现调制和

混频；

成形滤波器：和匹配滤波器匹配设计、成对使用，用于抑制码间干扰

内插滤波器：滤除内插后引起的各次“镜频”分量，让基带分量通过

一般为低通，数据率高，多用CIC这种高效滤波器




- 80 -

DUC：• 代表性产品: HSP50215（Harris公司），主要由整形和内插滤波器、复

调制器、定时和载波数字振荡器三部分组成


第四章软件无线电的硬件实现 -...

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