Caractérisation électrique en commutation de diodes haute ...

Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension

Chapitre 3 Platines de caractérisation de diodes SiC haute tension

Deux thèses se sont préparées au laboratoire AMPERE dans ce domaine : la thèse de

T.Ben Salah [SALA-07] et la mienne. Une importante collaboration a eu lieu. J’avais en

charge le développement, l’analyse et la modélisation des circuits de mesure, Tarek Ben

Salah avait en charge les techniques d’extraction de paramètres à partir des mesures

obtenues sur les platines que j’avais développées.

Ce chapitre décrit les méthodes de modélisation des éléments qui constituent les circuits

de caractérisation des composants semiconducteurs de puissance, ainsi que la

modélisation des éléments de mesures, puisqu’ils interagissent avec le circuit de test.

Enfin nous présenterons les platines de caractérisation utilisées pour l’extraction des

paramètres de la diode et du MOSFET, puisqu’il influe sur la commutation de la diode.

3.1 Modélisation des circuits Après le choix des modèles de semiconducteurs utilisés, vient l’étape d’extraction des

paramètres. Elle consiste à identifier les paramètres par comparaison des formes d’ondes

expérimentales et simulées aux bornes du composant sous test. Pour simuler le

fonctionnement du composant sous test il est nécessaire de modéliser l’ensemble des

composants du circuit tel que les éléments passifs, les sondes de mesure, ainsi que le

câblage.

3.1.1 Modélisation des éléments passifs Lors de la modélisation d’un convertisseur, il est important de se rendre compte

qu’aucun composant n’a un comportement idéal sur toute la plage de fréquence. Si l’on

considère les composants passifs uniquement par un schéma électrique équivalent qui

constitue sa fonctionnalité (par exemple une capacité électrochimique représentée par

une capacité idéale), on peut commettre une grave erreur. Une simulation avec un tel

modèle peut donner des résultats qui n’ont aucune ressemblance avec la réalité. Dans ce

paragraphe on abordera successivement la modélisation des résistances réalisées en

technologie CMS et en technologie carbone, la modélisation d’inductances et finalement

la modélisation des capacités céramiques et en technologie électrochimique.

THESE - Damien Risaletto - 51 - Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium


3.1.1.1 Les résistances A l’heure actuelle, la réalisation des résistances se fait principalement à l’aide de quatre

technologies différentes, à savoir la technologie carbone, la technologie film métallique,

la technologie fil bobiné et la technologie film planaire. Du fait que les résistances

bobinées ont toujours une inductance parasite élevée, dans le cas d’application en

électronique de puissance (où il y a des fronts de courant très raides) cette inductance

parasite devra être prise en compte.

La résistance, comme tout composant passif, possède 2 fils de connexions par où

transitent des courants de valeurs égales, et de signes opposés. Il est possible de

modéliser leurs connexions par un circuit équivalent de type modèle de lignes de

transmissions. En utilisant une représentation simplifiée des interconnexions, on a

l’avantage de pouvoir combiner la capacité parasite des interconnexions avec la capacité

de fuite de la résistance même, comme le montre la figure 3.1.

Cparasite Lconnexion R

Figure 3.1 : Modèle simplifié de la résistance avec ses interconnexions.

Les résistances employées dans les circuits de caractérisation de cette thèse sont toutes

en technologie film planaire sur substrat céramique, ce qui permet un montage en

surface. L’avantage de ce type de résistance est d’être très peu inductive, ce qui lui

permet de se comporter pratiquement comme une résistance pure en dessous de

100MHz, et par conséquent elle peut être modélisée comme une résistance idéale.

Par exemple la résistance de 200 Ohms utilisée dans la cellule de commutation résistive

(type radial série MPC 5W 5kV) a un déphasage de 0,79° à 40MHz, avec

Lparasite=1,57nH et Cparasite=1,95pF.

3.1.1.2 Les inductances Contrairement aux condensateurs, le comportement désiré d’une inductance consiste en

une impédance élevée à partir d’une certaine fréquence. Afin de réaliser des valeurs

d’inductance importantes avec un nombre réduit de spires, on utilise un noyau

magnétique. Cependant, l’emploi de noyaux magnétiques a au moins trois

inconvénients :



- la résistance série augmente à cause des pertes fer,

- le noyau peut être saturé, ce qui réduit beaucoup la valeur de l’inductance,

- la capacité parasite est susceptible d’augmenter.

Le deuxième inconvénient affecte beaucoup les applications en électronique de

puissance. A cause des valeurs élevées des courants, les inductances peuvent entrer en

saturation. De plus, puisque la saturation est un phénomène non linéaire, de nouveaux

harmoniques de courant parasite sont créés, alors que le but était de les supprimer. C’est

pourquoi dans beaucoup d’applications en électronique de puissance, on préfère les

inductances à air. Même si l’inductance à air peut résoudre les problèmes dus à la

saturation, elle connaît toujours le problème de capacité parasite, qui peut laisser passer

des perturbations haute fréquence. Un modèle simplifié d’inductance à air et de ses

connexions est donné dans la figure 3.2.

Cparasite Lconnexion L Rs

Figure 3.2 : Circuit équivalent simplifié d’une inductance à air.

Dans ce modèle Lconnexion représentent à nouveau l’influence des connexions, L est la

valeur de l’inductance parfaite et Rs est la résistance série du bobinage. Cparasite

représente l’inductance parasite des spires et des fils de connexions. En pratique on

modélise une inductance à air par le circuit équivalent simplifié de la figure 3.2.

L’inductance de connexion est englobée dans l’inductance des pistes du montage et la

résistance du bobinage est négligée.

Par exemple l’inductance à air toroïdale (d=1,3cm, D=4,5cm et N=64 spires) de valeur

6,12µH utilisée dans la cellule de commutation résistive, a un déphasage de 90,14° à

40MHz, avec Cparasite=0,592pF.

3.1.1.3 Les capacités Il existe de nombreux types de condensateurs dont les plus connus sont les

condensateurs électrochimiques, les condensateurs au tantale, les condensateurs en

céramique et les condensateurs en film de polypropylène. Les condensateurs



électrochimiques et tantales peuvent avoir des valeurs de capacité relativement élevées,

mais s’éloignent du condensateur idéal même à des fréquences relativement basses. Les

condensateurs céramiques ne peuvent pas réaliser de valeur de capacités très importantes

(Cmax ≈ 1µF), mais ont un bon comportement capacitif jusqu’à une fréquence bien plus

élevée (FR ≈ 10MHz). C’est pourquoi ces capacités sont préférées lorsqu’on souhaite

stabiliser la tension durant la phase de commutation.

Même pour des valeurs de fréquences relativement faibles, aucun condensateur n’a un

comportement purement capacitif. Ces comportements non idéaux peuvent être

modélisés par plusieurs types de circuits électriques équivalents. Ces schémas

équivalents incluent le comportement non idéal du condensateur lui-même ainsi qu’un

éventuel modèle des fils de connexion. Le modèle des fils de connexion, qui servent à

relier le condensateur au reste du circuit, peut généralement être associé au modèle de

celui-ci. En reconnaissant que la valeur de la capacité des connexions est faible devant

la capacité C propre au condensateur, et que la résistance de fuite est très grande devant

la résistance série Rs, on peut effectuer la simplification comme le montre la figure 3.3.

Lconnexion Rs C

Figure 3.3 : Modèle élémentaire simplifié d’un condensateur.

Dans ce modèle, l’inductance série de la connectique est constituée par les pattes, et la

résistance série Rs par la résistance des pattes et la résistance d’armature.

Le cas d’un condensateur céramique est beaucoup plus simple que le cas du

condensateur électrochimique. Le condensateur céramique se rapproche beaucoup mieux

du comportement capacitif idéal que le condensateur électrochimique de part sa

technologie différente. Les imperfections étant essentiellement dues à la manière de

connecter le composant (fils ou pistes d’amenée de courant). Les condensateurs

céramiques en technologie CMS possèdent une fréquence de résonance bien supérieure

au même condensateur non CMS, grâce à l’absence de pattes de connexion.

3.1.1.4 Conclusion

Les paramètres des modèles de ces éléments passifs s’obtiennent en effectuant des

mesures d’impédance sur un pont d’impédance. Il est nécessaire d’effectuer une



compensation en circuit ouvert puis en circuit fermé, afin que la connectique soit

compensée pendant la mesure.

Pour effectuer nos mesures nous avons utilisé le pont de mesure d’impédance HP4194A.

Il permet de couvrir une bande de fréquence étendue (100Hz – 40MHz) et d’obtenir une

grande précision sur des impédances s’étalant entre 0,1mΩ et 1,6MΩ.

Le pont HP4149A fournit la valeur des éléments du modèle simplifié des composants

passifs utilisés dans les circuits de commutation. Après la mesure d’impédance d’un

composant, il est possible de simuler son comportement fréquentiel avec le pont

d’impédance pour le confronter à la mesure.

3.1.2 Modélisation du câblage L’interconnexion des composants d’un convertisseur entre eux et avec le monde

extérieur constitue ce que nous appelons le « câblage ». Le rôle important du câblage

intervient lors de la phase de commutation, puisqu’il est responsable de surtensions aux

bornes des interrupteurs. Il est essentiel d’en tenir compte lorsqu’on compare la

simulation à la mesure pour la validation d’un modèle.

La longueur des conducteurs employés dans les structures d’électronique de puissance

est faible par rapport aux longueurs d’ondes des fréquences équivalentes dues aux

fronts. De plus on veut étudier la commutation des convertisseurs avec des simulateurs

électriques pour pouvoir utiliser les modèles de semiconducteurs et autres. C’est

pourquoi une méthode bien adaptée permettant de représenter les imperfections dues au

câblage est l’approche PEEC [RUEH-74]. Cette méthode consiste à subdiviser le

conducteur en portions représentées par des réseaux de composants passifs tel que les

résistances, les inductances et les condensateurs. La subdivision dite « 2D » d’une piste

en éléments passifs est représentée sur la figure 3.4.



R L Piste C Diélectrique Plan de masse

Figure 3.4 : Maille élémentaire pour une subdivision 2D d’une piste.

Lorsque l’on utilise un plan de masse, le couplage entre une piste et son image par

rapport au plan de masse est beaucoup plus forte que le couplage de cette piste avec

d’autres pistes ou conducteurs [SCHA-94-a]. Cet effet s’explique facilement par la

méthode des images. Si le plan est considéré comme parfait (conductivité tendant vers

l’infini), le problème d’un conducteur situé à une distance d’un plan de masse peut

être remplacé par celui de deux conducteurs, distants de 2 , dont les effets s’opposent.

Cette méthode s’applique si la densité de courant peut être considérée comme uniforme

dans le conducteur. Dans le cas contraire, l’image devra être décalée d’une distance

correspondant à l’épaisseur de peau [SCHA-94-a].

d

d

Cela signifie que l’inductance d’une piste est réduite par l’utilisation d’un plan de

masse. Cette réduction d’inductance est d’autant plus importante que le plan de masse

est proche. En plus, puisque le couplage avec les pistes éloignées (au retard non

négligeable) est très faible, la méthode PEEC est fiable dans ce cas. L’inclusion des

phénomènes de retard au moyens de sources actives retardées est appelée méthode

rPEEC [HEEB-93]. La faible longueur des pistes des circuits de commutation nous

permet de négliger les effets de retard.

La version du logiciel InCa (Inductance Calculation) [CLAV-96] utilisée au laboratoire

AMEPRE dans le cadre d’une collaboration avec le LEG, ne modélise que les aspects

résistifs et inductifs. C’est pourquoi nous séparons dans ce qui suit la modélisation du



câblage en deux parties distinctes : calcul des éléments inductifs et résistifs par la

méthode PEEC et le calcul des éléments capacitifs faisant appel à des expressions

analytiques simples.

3.1.2.1 Les résistances, les inductances et les mutuelles En 1972 A.E.Ruehli a introduit la notion d’inductance partielle, à la base de la méthode

PEEC, qui permet de calculer la contribution de chaque élément d’un circuit à son

inductance totale [RUEH-74].

En électronique de puissance les pistes sont le plus souvent de largeur non négligeable

devant la longueur, les effets de peau et de proximité modifient la répartition du courant.

Il devient alors nécessaire de subdiviser les conducteurs en portions élémentaires, puis

d’effectuer un calcul d’impédance sur chacun d’entre eux [SCHA-94-b].

La présence d’autres conducteurs peut entraîner des répartitions de courant non

uniformes par des effets de proximité et des angles, ou par l’effet de peau. La

subdivision de toute la géométrie en un nombre d’éléments partiels suffisamment grand,

permet de représenter une géométrie quelconque par des circuits électriques équivalents,

sans calculer la répartition du courant ou de la tension dans chaque partie de cette

géométrie.

La première étape dans l’utilisation du logiciel InCa consiste à décrire la géométrie des

conducteurs et la nature des matériaux utilisés. La figure 3.5 montre la description

géométrique dans InCa du circuit de commutation résistif de diode PIN SiC caractérisée.



Figure 3.5 : Description de la géométrie du circuit de commutation de diode résistif.

Après avoir décrit la géométrie des conducteurs du circuit, il faut définir le maillage par

le nombre de subdivision 1D ou 2D de chaque conducteur.

Le choix du nombre de morceaux (subdivisions) dans lequel un conducteur filiforme

doit être subdivisé dans sa longueur, est basé sur la longueur d’onde du signal à la

fréquence équivalente (Equation 3.1) [REUH-74].

cv

λ = (3.1)

λ : longueur d’onde de l’onde (m)

c = 3x108 m/s : vitesse de la lumière dans le vide

ν : fréquence de l’onde (Hz)

Si la fréquence augmente, la longueur d’onde diminue, et nécessite une subdivision

longitudinale de plus en plus fine. La longueur d’une interconnexion modélisée est

donnée par :

interconnexion 10L λ

= (3.2)

Par exemple un temps de montée du signal de 2ns correspond à une fréquence de

175MHz et donc la longueur d’interconnexion ne doit pas dépasser 17,14cm.



Pour des conducteurs carrés où d’un rapport de côtés proche de 1, la répartition et le

sens du courant ne sont pas connus a priori. Il va donc falloir mailler le conducteur selon

deux dimensions. La taille des mailles est un compromis entre la précision et la rapidité

de résolution. En pratique le nombre de mailles est actuellement limité à 1000 pour un

conducteur, et à 4000 pour l’ensemble d’une simulation.

Pour obtenir un schéma électrique global d’un conducteur, il est nécessaire de définir

plusieurs points d’accès à la structure. Le schéma électrique équivalent sera calculé

entre ces points. Il semble intéressant de les placer au niveau des entrées-sorties externes

du composant traité.

Après la résolution pour une fréquence donnée, le logiciel InCa fournit la valeur de

toutes les résistances et les inductances propres des conducteurs considérés, ainsi que la

valeur des inductances mutuelles entre chacun d’eux.

La modélisation du câblage ne serait pas complète sans la modélisation des capacités

parasites situées principalement entre les pistes et le plan de masse.

3.1.2.2 Les capacités parasites Les capacités parasites en électronique de puissance sont essentiellement celles :

- entre une piste et le plan de masse

- entre deux barres d’amenée de courant

Dans le cas de pistes au-dessus d’un plan de masse, les capacités entre pistes sont

négligeables devant les capacités entre chaque piste et le plan de masse [SCHA-94-a].

Ceci facilite beaucoup la modélisation, car chaque piste peut alors être représentée par

une capacité entre cette piste et le plan de masse.

Dans les structures que nous étudions, les pistes ont une forme assez proche d’un carré,

avec une surface de plusieurs cm2 et une épaisseur de diélectrique inférieur à 100µm.

Nous avons donc négligé les effets de bord et considéré la capacité parasite comme

strictement proportionnelle à la surface de la piste. Nous utilisons donc la formule du

condensateur plan ci-dessous.

0.

rl WCh

ε ε= (3.3)



Les notations utilisées dans la formule du condensateur plan sont décrites dans la figure

3.6.

W l Piste Diélectrique h Plan de masse

Figure 3.6 : Structure d’un circuit sur SMI.

Lorsque l’énergie dissipée devient importante ou lorsqu’on souhaite réduire les

inductances parasites du câblage, il est nécessaire de remplacer le substrat époxy par un

SMI, composé de pistes en cuivre et d’un diélectrique le plus fin possible et d’une tôle

d’aluminium (plan de masse) qui joue le rôle de dissipateur thermique.

Si cette structure a l’avantage de réduire les inductances parasites, les capacités entre les

pistes et le substrat d’aluminium sont bien plus importantes qu’avec un circuit imprimé

PCB [SCHA-94-a]. A titre de comparaison le substrat PCB en époxy double couche de

1,6mm d’épaisseur a une capacité surfacique de 3,04pF/cm2, tandis que le SMI de

76,2µm d’épaisseur a une capacité surfacique de 63,8pF/cm2.

3.1.2.3 Conclusion

Le câblage a une grande influence sur la commutation des interrupteurs au sein des

convertisseurs de puissance, il est notamment à l’origine de surtensions et ralentit la

commutation en agissant sur le temps de montée du signal (Equation 4.4). Il est donc

important de le modéliser pour obtenir des simulations suffisamment proches de

l’expérience pour extraire les paramètres du modèle du composant sous test.

La méthode PEEC utilisée par le logiciel InCa est bien adaptée aux convertisseurs de

puissance car ils utilisent des pistes courtes et larges. Elle permet d’obtenir rapidement

un modèle électrique précis du câblage utilisable par les logiciels de simulation de

circuits électriques.



Dans le cas de circuits comportant un plan de masse tel que le SMI, on peut négliger la

capacité entre conducteur par rapport à la capacité entre conducteur et plan de masse

[SCHA-94-b]. De plus, dans les structures que nous étudions, les pistes ont une surface

de plusieurs cm2. Cela nous a permis de négliger les effets de bord et considérer la

capacité parasite comme strictement proportionnelle à la surface de la piste. Cette

simplification permet d’utiliser des formules analytiques simples pour déterminer les

capacités du modèle de câblage pour la simulation de ces circuits.

3.1.3 Modélisation des éléments de mesure L’insertion de sondes modifie l’architecture et la géométrie du circuit, donc son

fonctionnement. Elles déforment le signal mesuré en modifiant l’amplitude et en

introduisant un retard.

Pour éliminer les distorsions du signal, il est nécessaire de modéliser la sonde de courant

et de tension en incluant les câbles de liaison à l’oscilloscope. Les sondes de courant et

de tension ont été caractérisées en utilisant un analyseur d’impédance (HP4194A).

La modélisation des sondes de tension et de courant correspond à une longue tradition

au CEGELY, notamment avec la thèse de K.Ammous [AMMO-02].

3.1.3.1 La sonde de tension

Les principaux défauts des sondes de tension sont : l’atténuation et le retard (engendré

par le câble) [AMMO-02]. Des modèles précis de ces sondes sont nécessaires pour

obtenir des simulations temporelles fidèles aux mesures.

La sonde se décompose en trois parties qui sont : la tête, le câble et le corps. Les

modèles de lignes (câble) sont caractérisés par les constantes linéiques R1, L1, C1 et G1

qui sont : la résistance et la self par unité de longueur, la capacité et la résistance de

fuite entre les brins d’une unité de longueur de la ligne. La figure 3.7 décrit le modèle

d’une sonde de tension.



Ct R1 L1 R1 L1 Rt RC C1 G1 C1 G1 CC Tête Cable Corps

Figure 3.7 : Modèle complet de la sonde de tension.

Dans le modèle du câble, le retard introduit par la ligne dépend de la longueur de la

ligne. Pour une longueur donnée, le nombre d’élément est déterminé de façon que le

retard n’augmente plus. Pour la sonde de tension Tek P6139A, K.Ammous [AMMO-02]

a déterminé un nombre de 14 éléments pour modéliser le retard introduit par le câble.

Les valeurs des différents éléments du modèle de la sonde sont données ci-dessous.

- Tête de sonde : Rt = 10MΩ, Ct = 8pF

- Câble : R1 = 275Ω, C1 = 38pF, L1 = 538nH, G1 = 1.2pS

- Corps : RC = 100Ω, CC = 8pF

La mesure de tension de diode est effectuée par deux sondes identiques pour assurer une

utilisation en mode différentielle.

3.1.3.2 Le shunt Le shunt utilisé pour la mesure du courant est représenté sur la figure 3.8. Il ne comporte

pas d’isolation galvanique entre le circuit d’insertion et la sortie de mesure. Ainsi son

blindage fixe le potentiel de référence de l’oscilloscope auquel il est relié.

masse connecteur BNC ame blindage isolant

Figure 3.8 : Shunt de mesure de courant SDN-414-025.

Il est facile de modéliser le shunt car il correspond à une résistance avec sa capacité

parasite, en série avec l’inductance des fils de connexions au circuit. Le fil de masse et

l’âme sont modélisés par l’inductance de connexion représentée sur la figure 3.9.



Cparasite Lconnexion R

Figure 3.9 : Modèle équivalent du shunt de mesure.

La valeur des différents éléments du modèle de shunt est différente pour chacun, par

exemple :

- Shunt SDN-414-025 : R = 25mΩ, C = 5,45nF, L = 30nH

- Shunt SDN-100 : R = 1Ω, C = 204,5pF, L = 30nH

Le shunt est connecté à l’oscilloscope par un câble coaxial d’une longueur de 1m, son

modèle est celui d’une ligne de transmission (Figure 3.7) avec 7 cellules de valeurs :

R1 = 80mΩ, C1 = 100pF, L1 = 240nH, G1 = 30µS.

3.1.3.3 Conclusion

Les sondes de tension et de courant déforment le signal mesuré en modifiant l’amplitude

et en introduisant un retard (engendré par le câble). Il est nécessaire de modéliser les

sondes pour comparer la simulation et l’expérience en régime de commutation rapide.

Les sondes de courant et de tension ont été caractérisées en utilisant un analyseur

d’impédance (HP4194A).

3.2 Extraction des paramètres du MOSFET La majorité des circuits de commutation de diodes utilisent un interrupteur de type

MOSFET pour commuter. Il est important de le modéliser avec précision pour étudier

son influence sur la commutation de la diode.

Pour modéliser le transistor MOSFET, il est utile de bien maîtriser son fonctionnement

en commutation. Ceci nous permettra d’expliquer de façon relativement précise les

phénomènes physiques qui se produisent au sein du dispositif lors de la commutation.

Les paramètres statiques et dynamiques de son modèle seront extraits à partir d’une

étude comparative entre les formes d’ondes expérimentales et simulées aux bornes du

transistor MOSFET sous test. Nous considérons d’abord le fonctionnement en régime

statique, puis le fonctionnement en régime dynamique.



3.2.1 Caractérisation statique Les courbes IDS = f(VDS,VGS) caractéristiques du MOSFET en régime statique, sont

obtenues par un traceur Tektronix 371A. Il est capable de balayer le plan U-I jusqu'à

3kV et 400A. La mesure est effectuée en « 4 points » afin de compenser la résistance du

câblage. Le traceur soumet le MOSFET à un échelon de tension entre le drain et la

source, et mesure le courant correspondant, pour différentes valeurs de tension de grille.

Sur cet appareil il est possible d'appliquer des impulsions de polarisation dont la durée

est généralement de l'ordre de la milliseconde. Cette technique permet de s'affranchir en

partie du problème d’autoéchauffement du transistor, posé par la détermination des

caractéristiques courant-tension des composants de puissance. Le problème

d’autoéchauffement du composant lors de mesures en continu, se traduit par une

diminution de la transconductance de sortie avec la température; ceci est lié à la

décroissance de la mobilité des électrons lorsque la température augmente [OMAR-03].

La caractéristique statique mesurée en impulsion avec un faible rapport cyclique nous a

permis de limiter l’influence de l’autoéchauffement du MOSFET sur la mesure. Sur le

traceur Tektronix 371A, il est possible de sélectionner le rapport cyclique (3kW: 0,25

ou 300W: 0,50) des impulsions, la période étant fixe (500µs).

Les paramètres statiques sont identifiés en minimisant l’écart entre les caractéristiques

statiques expérimentales et simulées pour diverses tensions appliquées sur la grille du

composant. Ce réseau de caractéristiques statiques est mesuré par le traceur Tektronix

371A. La figure 3.10 montre un bon accord entre les résultats expérimentaux et de

simulations pour les paramètres statiques optimisés.



Figure 3.10 : Caractéristiques statiques expérimentales et simulations DESSIS du transistor MOSFET 2SK1317.

Le modèle SPICE à la différence du modèle 2Kp, utilise le même coefficient pour

décrire le courant dans le canal en régime linéaire et en régime de saturation.

L’utilisation d’un modèle de transistor MOSFET de puissance à 2Kp au lieu du modèle

SPICE, permet une meilleure prise en compte de l’état statique. Mais le modèle SPICE

du MOSFET est le seul disponible dans le simulateur DESSIS. Cela explique l’écart

entre simulation et expérience en régime linéaire observé sur la figure 3.10.

Les valeurs optimisées des paramètres agissant sur le régime statique sont données dans

le tableau 3.1.

Paramètres VT [V] θ [V-1] Kp [A/V2] RDS [Ohm]

MOSFET 2SK1317 3,12 0,06 0,78 0,15

Tableau 3.1 : Valeurs des paramètres statiques identifiés du MOSFET 2SK1317.

Nous venons de rappeler brièvement la technique de mesure qui a été utilisée, pour le

comportement statique du transistor de puissance. Il nous reste maintenant à extraire les



paramètres dynamiques du transistor pour obtenir un modèle complet du MOSFET

2SK1317.

3.2.2 Circuit de commutation sur charge RL Les méthodes classiques de caractérisation dynamique C = f(V) présentent en effet

plusieurs inconvénients, notamment leur grande sensibilité aux conditions de mesure,

leur mise en œuvre complexe, et leur éloignement des conditions réelles d’utilisation.

Les méthodes temporelles développées au laboratoire AMPERE s’affranchissent de ces

limitations, tout en donnant des résultats très proches et moins bruités [OMAR-03].

Les interrupteurs commandés tel que le MOSFET peuvent être caractérisés en régime

dynamique dans un circuit de commutation sur charge RL (Résistive et Inductive)

(Figure 3.11). Cela permet d'extraire de nombreuses informations sur le comportement

du transistor MOSFET de puissance en commutation (surtension, fréquences

d'oscillations, etc.).

R L MOSFET E C VGS

Figure 3.11 : Circuit de commutation sur charge RL.

Ce circuit est constitué d’une source de tension continue E, du MOSFET à caractériser,

d’une résistance de charge R et d’une inductance de charge L.

Le transistor MOSFET est commandé en tension sur sa grille à travers une résistance,

par un signal qui provient d'une logique de commande basse puissance. Afin d'effectuer

au mieux la commutation du transistor, il est nécessaire de placer un driver entre la

logique et la grille du MOSFET.

Le principe du banc repose sur l’emploi de brèves impulsions pour limiter

l’autoéchauffement du composant, afin de ne pas modifier ses caractéristiques. La durée

et la récurrence des impulsions doivent remplir les spécifications suivantes :




- la durée de l’impulsion (167µs ou 250µs) doit être courte pour que la

température du composant n’ait pas le temps de changer de façon

conséquente,

- la durée de l’impulsion doit rester suffisamment grande (supérieur à 10µs)

pour garantir un régime établi et assurer ainsi une mesure reproductible des

tensions et des courants,

- le temps hors impulsion (période 30ms) doit être très grand devant la durée

des impulsions pour que le composant ait le temps de se refroidir. C’est à dire

que le rapport cyclique est toujours inférieur à quelques pourcents.

Le MOSFET à caractériser est fixé dans un support (Figure 3.12) qui permet d’étudier

son comportement en température, en chauffant uniquement le composant sous test. De

plus il assure le contact au ras du boîtier.

1 2 3 4 1 : inductance 2 : condensateur de filtrage 3 : MOSFET sous test 4 : shunt de mesure de courant

Figure 3.12 : Circuit de commutation d’interrupteurs commandés sur charge RL.

En se basant sur la même approche d’optimisation et en disposant des paramètres

statiques optimisés, les paramètres dynamiques CDS, CGS, Cox, NB et AGD sont identifiés

à partir des courbes expérimentales de tension et de courant, du transistor MOSFET

2SK1317 en commutations sur charge RL. Un exemple de courbes expérimentales et


simulées, après identification des paramètres du modèle du MOSFET 2SK1317 sont

données sur la figure 3.13.

Les ondes de courant et de tension (Figure 3.13) font apparaître une ondulation

résultante de la résonance de l’inductance L avec les capacités du MOSFET. Il est ainsi

nécessaire d’adapter l’inductance au composant à caractériser, pour obtenir une

ondulation amortie de façon significative, pour que la mesure soit riche en informations.




Figure 3.13 : Expérience et simulation DESSIS du MOSFET 2SK1317 dans le circuit de commutation RL.

(V = 500V, I = 4,25A, T = 300K)


Un bon accord entre simulation et mesure est obtenu pour les paramètres dynamiques

optimisés qui sont donnés dans le tableau 3.2.

Paramètres AGD [mm2] NB [cm-3] CGS [nF] Cox [nF] CDS [nF]

MOSFET 2SK1317 4,1 3x1014 1,27 0,78 1,4

Tableau 3.2 : Valeurs des paramètres dynamiques identifiés du MOSFET 2SK1317.

Les valeurs des capacités extraites à partir des courbes de commutation sur charge RL

différent des valeurs fournies par la fiche technique (Tableau 3.3). Ces dernières sont

probablement obtenues par des mesures capacitives à faible niveau de puissance. Il a été

démontré que la méthode temporelle est plus précise que la méthode classique C (V)

pour les composants haute tension [OMAR-02].

Fiche technique CGS [pF] CGD [pF] CDS [pF]

MOSFET 2SK1317 930 60 65

Tableau 3.3 : Capacités internes du MOSFET obtenues à partir de la fiche technique.

3.2.3 Conclusion Nous venons de voir une méthode permettant de mesurer les caractéristiques statiques et

en commutation du MOSFET. Ces mesures ont permis d’extraire les paramètres

statiques et dynamiques utilisés dans le modèle du MOSFET 2SK1317.

Les courbes IDS = f(VDS,VGS) caractéristiques du MOSFET en régime statique, sont

obtenues par un traceur Tektronix 371A. Contrairement à la méthode classique de

caractérisation dynamique C = f(V), la caractérisation en commutation sur charge RL

permet d’effectuer des mesures en haute tension et d’obtenir la valeur des paramètres

technologiques : AGD et NB.

Les simulations DESSIS du MOSFET 2SK1317 en régime statique et en commutation

sont suffisamment proches de la mesure pour permettre de valider les paramètres du

modèle.

3.3 Extraction des paramètres de la diode Notre objectif est d’identifier les différents paramètres technologiques de la diode de

puissance PIN SiC avec le logiciel de simulations de dispositifs à éléments finis THESE - Damien Risaletto - 70 - Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium


DESSIS. Ces simulations fourniront des résultats en comparaison des données

expérimentales d’ondes de courant et de tension.

Dans ce paragraphe, nous décrirons la procédure adoptée pour extraire les paramètres

technologiques WB, ND, A et τ. Les paramètres Xjp et Xjn (Figure 2.10) des deux

régions P+ et N+ ne sont pas identifiés.

Lors de la commutation de la diode dans la cellule de commutation tous les paramètres

sont optimisés simultanément, l’approche demeure très lourde car elle demande de très

nombreuses simulations (des milliers) et plusieurs jours de temps de calcul [LIN-94].

Une autre procédure d’extraction a été utilisée par S.Ghédira [GHED-98] en se basant

sur un découplage entre l’identification de la durée de vie ambipolaire et l’identification

de la surface effective, la concentration du dopage et la largeur de la région faiblement

dopée de la diode PIN. Cette procédure a été développée dans le cadre de la thèse de

T.Ben Salah [SALA-07]. Seules les grandes lignes sont rappelées ici.

La procédure utilisée est basée sur les mesures des formes d’ondes du courant et de la

tension aux bornes de la diode lors de son ouverture. Elle est appliquée en plusieurs

étapes pour optimiser les couples de paramètres simultanément. Par conséquent, notre

méthode d’identification demande moins de données expérimentales et la procédure

d’extraction est plus simple. Puisque la simulation précise des composants de puissance

peut être obtenue par des simulateurs numériques résolvant les équations des dispositifs

à semiconducteur. Le simulateur DESSIS basé sur la méthode des éléments finis est

choisie pour simuler le comportement statique et transitoire de la diode PIN.

Les plages de recherche des différents paramètres du modèle sont estimées en fonction

du calibre en courant et en tension, et de la rapidité de commutation de la diode.

3.3.1 Caractérisation statique Le but de la caractérisation statique de la diode est d’obtenir le calibre en courant et la

tenue en tension. Ces informations servent en premier lieu à dimensionner les éléments

des circuits de commutations.

La caractéristique statique ID = f(VD) est obtenu par un traceur Tektronix 371A. Il est

capable de balayer le plan U-I jusqu'à 3kV et 400A. La mesure est effectuée en « 4

points ». A partir de la caractéristique statique en direct et en inverse de la diode (Figure



3.14), nous pouvons déduire la valeur du calibre en courant (IF) et la tenue en tension

(VBR).

IF VBR

Figure 3.14 : Caractéristique statique mesurée dans l’air de la diode PIN SiC étudiée.

L’abaque de la figure 3.15 montre l’évolution de la tension de claquage en fonction de la

concentration de dopants et de l’épaisseur de la région centrale pour une diode PIN en

carbure de silicium. Les simulations des caractéristiques inverses de la diode PIN en

fonction de la concentration du dopage et de la largeur de la région faiblement dopée

sont prélevées. Ensuite les tensions de claquages du dispositif simulé sont déduites et

dressées en fonction des paramètres WB et ND dans la figure 3.15.

D’une manière classique, un bon compromis entre une faible chute de tension en direct

et une tension de claquage élevée correspond à un couple de paramètres WB et ND situés

dans les régions de coudes, comme montré dans la figure 3.15. Ainsi connaissant la

tension de claquage de la diode à partir de sa caractéristique statique inverse, on peut

déterminer une plage de variation de la concentration et de l’épaisseur de la zone

centrale (ND, WB), ce qui servira à initialiser ces paramètres.




Figure 3.15 : Simulation de la tension de claquage en fonction de la concentration et de l’épaisseur de la zone centrale d’une diode PIN en SiC-4H. Zone encerclée : compromis entre VBR élevée et RON faible. VBR est définie

par le coefficient de ionisation par impact. La diode est considérée comme infiniment plane.

3.3.2 Circuit de caractérisation DMTVCA La technique DMTVCA est utilisée pour étudier le blocage de la diode sous fort champ

électrique et en régime de désertion. La diode n’est pas en régime de forte injection

puisqu’elle n’est pas polarisée en direct.

La comparaison des formes d’ondes de courant et de tension permet d’extraire les

paramètres technologiques suivants : le dopage de la région faiblement dopée (ND), la

largeur de la zone centrale (WB) et la surface effective de la diode (A). Ces paramètres

peuvent être obtenus dans ce montage car la zone faiblement dopée de la diode interagit

fortement avec l’inductance L lors de son blocage.

Le circuit de commutation DMTVCA est représenté sur la figure 3.16. Il utilise un

condensateur pour stabiliser la tension lors de la commutation en réduisant l’effet de

l’inductance de câblage Lm.


Lm L M VR C D R

Figure 3.16 : Circuit de commutation DMTVCA.

Ce circuit permet d’appliquer aux bornes de la diode initialement en équilibre

thermodynamique une tension inverse variant de 0 à 1500V. L’utilisation d’un MOSFET

haute tension permet une fermeture rapide de la maille du circuit, et provoque une

importante variation de tension dV/dt aux bornes de la diode.

Pour permettre l’oscillation de la tension, il est nécessaire d’ajouter une inductance L

qui va entrer en résonance avec la capacité de jonction de la diode. Elle va d’autre part

avoir pour effet de ralentir la commutation (Equation 4.4). Sa valeur doit être ajustée en

fonction du calibre en courant de la diode à caractériser. La résistance située en parallèle

de la diode sert à établir à l’instant initial, une tension quasiment nulle à ses bornes,

lorsque le MOSFET est à l’état bloqué. En effet le courant de fuite dans le MOSFET est

très supérieur au courant de fuite dans la diode SiC. Aussi nous devons ajouter une

résistance suffisamment faible (R=10kΩ) pour que traversée par le courant de fuite du

MOSFET, la chute de tension aux bornes de la diode soit suffisamment faible.

Sans courant direct initial, la diode se comporte comme une capacité non linéaire. La

décharge de la capacité interne de la diode au travers l'inductance totale du circuit et la

résistance provoque une réponse résonnante. Les effets d’atténuation des formes d'ondes

de courant et de tension dépendent de la résistance totale du circuit.

Les fortes variations de tension et le faible niveau de courant, rendent nécessaire la

modélisation capacitive des pistes (Figure 3.17). La capacité parasite de câblage située

en parallèle de la diode est la plus influente sur la forme d’onde de courant de diode.

Cette capacité parasite ralentit la commutation de la diode. Sa modélisation, traitée au

paragraphe 3.1.2.2., est nécessaire pour obtenir des simulations précises.



1 2 3 4 5 6 1 : MOSFET 2 : résistance 3 : inductance 4 : diode sous test et son support 5 : condensateur de filtrage 6 : shunt de mesure de courant

Figure 3.17 : Circuit de commutation DMTVCA.

En polarisation inverse la ZCE, siège d’un champ électrique, s’élargit de part et d’autre

de la jonction métallurgique et entraîne la désertion en porteurs libres à l’intérieur de ses

limites. Dans l’hypothèse d’une jonction asymétrique, la distribution du champ

électrique est dans des conditions normales, presque triangulaire, le champ étant

maximal à la jonction. Lorsque la tension inverse appliquée augmente, le champ

électrique maximal augmente avec l’extension de la ZCE. La forme du champ est

trapézoïdale lorsque cette extension est supérieure à l’épaisseur de la zone centrale

[AMMO-02].

Pour pouvoir identifier WB il faut qu’il y ait au moins une mesure dans des conditions de

champ triangulaire (faible tension), et qu’il y ait au moins une mesure dans des

conditions de champ trapézoïdal. Il faut donc que la diode soit PT c’est à dire que

l’avalanche ait lieu pour un champ de forme trapézoïdal [SALA-06]. Pour cela nous

avons choisi d’appliquer la méthode d’optimisation des paramètres du modèle sur deux

mesures, dont la tension appliquée sera choisie dans les deux zones : champ triangulaire

et champ trapézoïdal.




VRM tRR IRM

Figure 3.18 : Expérience et simulation DESSIS de la commutation VD (t) et ID (t) de la diode PIN SiC caractérisée au blocage dans le circuit DMTVCA sous champ électrique triangulaire.

(VR = 100V, T = 300K)



VRM tRR IRM

Figure 3.19 : Expérience et simulation DESSIS de la commutation VD (t) et ID (t) de la diode PIN SiC caractérisée au blocage dans le circuit DMTVCA sous champ électrique trapézoïdal.

(VR = 200V, T = 300K)


La simulation et les résultats expérimentaux sont en bon accord, excepté à la fin du

blocage. Jusqu'ici l'accord entre la simulation et l'expérience valide les valeurs des

paramètres de conception de la diode pour les objectifs de simulation. La méthode

présentée est basée sur la mesure de VRM, IRM et tRR pendant le recouvrement inverse.

Par conséquent il n'est pas nécessaire d’affiner la simulation pour obtenir un accord

significatif à la fin du recouvrement inverse. Une simulation aussi précise implique

d’évaluer tous les phénomènes parasites, et en particulier le comportement capacitif non

linéaire de la diode PIN. Ce dernier comportement peut être lié aux phénomènes 2D par

exemple.

Les résultats d’identification des paramètres technologiques de la diode PIN en SiC sont

fournis dans le tableau 3.4.

Paramètres technologiques

Surface effective A

Dopage de la base ND

Largeur de la base WB

Diode PIN SiC caractérisée 1,2 mm2 7,68x1014 cm-3 46 µm

Tableau 3.4 : Paramètres technologiques obtenus par identification pour la diode PIN SiC caractérisée.

3.3.3 Circuit de commutation OCVD La durée de vie ambipolaire notée τ, est un paramètre prépondérant dans la phase de

conduction et de commutation d’une diode.

Le graphique de la figure 3.20 montre l’augmentation des charges stockées avec

l’accroissement de la durée de vie τ. L’augmentation du nombre de charges stockée fait

croître la valeur du courant de recouvrement et ralentit la commutation de la diode, ce

qui engendre de plus importantes pertes en commutation.




τ = 20ns τ = 30ns τ = 40ns ? ND–NA?

Figure 3.20 : Simulation MEDICI de la concentration en électrons pour différentes valeurs de durée de vie ambipolaire d’une diode PIN SiC polarisée en direct sous 5V.

En polarisation directe la diode passe en forte injection. Cela veut dire que les porteurs

minoritaires injectés à travers la ZCE sont en nombre supérieur au dopage dans la zone

la moins dopée (Figure 3.20). Rapidement, pour quelques milliampères dans la pratique,

la zone la moins dopée est complètement remplie par une zone en forte injection que

l’on appelle aussi la zone de plasma. C’est une zone neutre où l’équilibre électrostatique

est réalisé entre les concentrations en électrons et en trous. La différence essentielle

avec le régime de faible injection est que la contribution du terme de diffusion dans la

conduction des porteurs devient significative. Il en résulte alors une diminution

importante de la chute de tension aux bornes de la zone faiblement dopée, qui est

devenue la zone de plasma. Malgré une grande épaisseur de la zone de plasma, la chute

de tension à l’état passant peut être très faible. La chute de tension devient une fonction

complexe qui dépend de la quantité de charges stockées, de la largeur de la zone de

plasma et de la durée de vie ambipolaire. Celle-ci est la somme des durées de vie des

électrons et des trous.

En forte injection les concentrations en électrons et en trous sont liées (n=p) et le

transport des porteurs est décrit par l’équation de diffusion ambipolaire [BEND-67] :


2

2( , ) ( , ) ( , )ap p px t D x t x tt x τ

∂ ∂= −

∂ ∂ (3.4)

avec les conditions aux limites :

(0, ) . ( )p t it

η∂= −

∂t (3.5)

( , ) . ( )p w t i tt

χ∂=

∂ (3.6)

où 2 n p

an p

D Tuµ µ

µ µ=

+ est la constante de diffusion ambipolaire,

12 p Tq u A

ηµ

= et 12 n Tq u A

χµ

= avec A la surface effective du dispositif.

La zone faiblement dopée de la diode passe en forte injection avec l’accroissement du

nombre de porteurs, causé par une durée de vie plus importante, ce qui se traduit par une

augmentation du niveau de courant et de la chute de tension à ses bornes (Figures 3.21).

τ = 20nsτ = 30nsτ = 40ns

Figure 3.21 : Caractéristique simulée avec MEDICI d’une diode PIN SiC pour différentes valeurs de τ.

Il est ainsi nécessaire de connaître la valeur de la durée de vie ambipolaire, afin

d’obtenir des simulations précises notamment pour la commutation à l’ouverture.



La technique d’extraction la plus fréquemment utilisée pour sa simplicité de mise en

œuvre, est la technique OCVD [BELL-05]. Elle fournit de façon simple des signaux

VD(t) très sensibles à la durée de vie ambipolaire. De plus, la méthode CRT fournis des

résultats erronés lorsqu’elle est appliquée aux diodes SiC [LEVI-01].

La méthode d’OCVD (Figure 3.22) consiste à annuler le courant direct qui circule dans

la diode, et à observer le taux de variation de la chute de tension directe aux bornes de la

diode. Dans ce circuit la diode n’est pas polarisée en inverse.

D R K E C

Figure 3.22 : Circuit de commutation OCVD expérimental.

Comme nous pouvons le constater sur la tension de diode de la figure 3.23, l’utilisation

d’un interrupteur K de type MOSFET interagit de façon trop importante avec la diode.



Figure 3.23 : Commutation de la diode PIN SiC caractérisée dans le circuit OCVD avec MOSFET IRF740.

L’interrupteur K utilisé dans le circuit OCVD expérimental est un relais à contact

mercure (F81A5500). L’intérêt d’utiliser un tel relais est d’avoir une coupure très rapide

du courant, son temps de coupure doit être très inférieur à la valeur de la durée de vie

ambipolaire. En effet la rapidité de ce relais nous a permis d’avoir un temps de coupure

de l’ordre de 20ns. Cela permet d’avoir une bonne précision sur l’estimation de la durée

de vie ambipolaire. Ce circuit de commutation est réalisé sur SMI (Figure 3.24) pour

réduire l’inductance des pistes qui perturbe le signal de tension de diode. L’ouverture de

l’interrupteur K permet d’annuler rapidement le courant dans le dispositif sous test.



1 2 3 4 5 1 : shunt de mesure de courant 2 : support de diode 3 : résistance 4 : relais à contact mercure 5 : condensateur de filtrage

Figure 3.24 : Circuit de commutation OCVD.

Lorsque la diode est polarisée en direct les porteurs excédentaires sont stockés dans la

région faiblement dopée. Après l’ouverture du circuit OCVD les charges vont se

recombiner. La recombinaison est influencée par la durée de vie de la zone faiblement

dopée. La variation de charge des porteurs majoritaires dans le volume de la diode peut

être décrit par :

( )dQ QI tdt τ

= − (3.7)

La variation de tension de diode après extinction du courant est déterminée par la durée

de vie ambipolaire. L’expression de la durée de vie ambipolaire donnée par P.G.Wilson

[WILS-67] (Equation 3.8) considère un profil de dopage uniforme dans la zone

intrinsèque, ce qui n’est pas le cas pour les diodes rapides.

2D

kT tq V

τ ∆= ×

∆ (3.8)

Dans les diodes haute tension en SiC, le rapport de WB/La varie habituellement entre 2.5

et 4 [LEV-01]. Ici, WB est la largeur de la base, La=(Daτ)1/2 est la longueur de diffusion

ambipolaire, Da=2b/(b+1)Dp est le coefficient de diffusion ambipolaire, Dp est le



coefficient de diffusion des trous, b=µn/µp, µn et µp et respectivement la mobilité des

électrons et des trous, et τ est la durée de vie des porteurs en forte injection. En forte

injection la durée de vie ambipolaire peut être calculée à partir de l’équation de Wilson

(Equation 3.8) seulement dans le cas où WB/La<1 [LADE-55]-[SCHL-72]. Dans le cas

où WB/La>1 la décroissante de la tension après extinction du courant dans le circuit

OCVD n’est pas constante ce qui ne permet pas d’appliquer la formule de Wilson.

La durée de vie est obtenue par comparaison de la chute de tension mesurée à celle

simulée par le logiciel DESSIS. Celle-ci prend en compte la non uniformité du profil de

concentration dans la zone intrinsèque, lorsque la diode subit la coupure du courant. La

modélisation des inductances et des capacités des pistes du circuit OCVD est nécessaire

pour obtenir des simulations suffisamment précises de la commutation de la diode. La

superposition de la mesure et de la simulation valide la valeur de la durée de vie

ambipolaire ainsi obtenue.

Pour estimer la valeur de la durée de vie ambipolaire nous utilisons les paramètres

technologiques obtenus à partir du circuit DMTVCA.

La figure 3.25 montre une comparaison du courant et de la chute de tension directe

mesurée dans le circuit OCVD avec la simulation DESSIS, pour déterminer la durée de

vie ambipolaire de la diode PIN SiC caractérisée.




Figure 3.25 : Mesure et simulation DESSIS de la diode PIN SiC caractérisée dans le circuit OCVD.

Le circuit expérimental utilise un relais à mercure Celduc F81A5500.


Le critère d’optimisation de la durée de vie est basé sur la pente de la chute de tension

lorsque le courant est égal à zéro. La durée de vie ambipolaire de la diode PIN SiC

caractérisée est comprise entre 41ns et 46ns, puisque dans cet intervalle de valeurs la

tension de diode mesurée et simulée reste identique.

3.3.4 Conclusion Nous venons de présenter une technique d’extraction des paramètres technologiques

utilisés dans le modèle de la diode PIN SiC caractérisée. La procédure d’extraction

consiste dans un premier temps à estimer les paramètres de la diode de puissance

bipolaire tel que WB, ND et A obtenus par le circuit DMTVCA. Ensuite la durée de vie

ambipolaire τ est estimée dans le circuit OCVD.

Dans les circuits DMTVCA et OCVD la simulation DESSIS est suffisamment proche de

l’expérience pour valider les paramètres technologiques de la diode PIN SiC. Cette étape

de validation du modèle de la diode est effectué au chapitre 4.


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