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Validation du modèle de diode Chapitre 4 Validation du modèle de diode Les paramètres de la diode extraits à partir des circuits DMTVCA et OCVD doivent être validés dans un circuit de type hacheur, afin de se rapprocher des conditions de fonctionnement réel du composant. Nous comparons les formes d’ondes mesurées et simulées de la diode au blocage dans la cellule de commutation, pour valider la méthode d’extraction et le modèle complet de la diode. 4.1 La cellule de commutation inductive Dans le circuit hacheur de la figure 4.1, le courant qui traverse la diode juste avant l’ouverture, est fixé par l’inductance L. Le courant dans cette inductance va dépendre du rapport cyclique, de la tension V E et de la résistance R. Nous ne pouvons donc pas choisir indépendamment le courant direct qui traverse la diode à l’état passant et la tension inverse appliquée à la diode à l’état bloqué. L D M L V E C D R V S Figure 4.1 : Hacheur dévolteur. Le Professeur H.Foch [FOCH-89] a montré que tous les convertisseurs statiques peuvent être représentés, durant la phase de commutation, par une cellule de commutation (Figure 4.2). La commutation dans ces convertisseurs, correspond au changement d’état de deux interrupteurs. Les travaux de thèse de K.Ammous [AMMO-00] ont permis de démontrer l’exactitude de cette affirmation dans le cas des convertisseurs DC-DC. Les formes d’ondes à l’ouverture et à la fermeture de la diode sont rigoureusement identiques dans les circuits des figures 4.1 et 4.2 si I F désigne le courant dans l’inductance L avant la commutation et V R =V E . THESE - Damien Risaletto - 87 - Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium

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Validation du modèle de diode

Chapitre 4 Validation du modèle de diode

Les paramètres de la diode extraits à partir des circuits DMTVCA et OCVD doivent être

validés dans un circuit de type hacheur, afin de se rapprocher des conditions de

fonctionnement réel du composant.

Nous comparons les formes d’ondes mesurées et simulées de la diode au blocage dans la

cellule de commutation, pour valider la méthode d’extraction et le modèle complet de la

diode.

4.1 La cellule de commutation inductive Dans le circuit hacheur de la figure 4.1, le courant qui traverse la diode juste avant

l’ouverture, est fixé par l’inductance L. Le courant dans cette inductance va dépendre du

rapport cyclique, de la tension VE et de la résistance R. Nous ne pouvons donc pas

choisir indépendamment le courant direct qui traverse la diode à l’état passant et la

tension inverse appliquée à la diode à l’état bloqué.

LD M L VE C D R VS

Figure 4.1 : Hacheur dévolteur.

Le Professeur H.Foch [FOCH-89] a montré que tous les convertisseurs statiques peuvent

être représentés, durant la phase de commutation, par une cellule de commutation

(Figure 4.2). La commutation dans ces convertisseurs, correspond au changement d’état

de deux interrupteurs. Les travaux de thèse de K.Ammous [AMMO-00] ont permis de

démontrer l’exactitude de cette affirmation dans le cas des convertisseurs DC-DC. Les

formes d’ondes à l’ouverture et à la fermeture de la diode sont rigoureusement

identiques dans les circuits des figures 4.1 et 4.2 si IF désigne le courant dans

l’inductance L avant la commutation et VR=VE.

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Validation du modèle de diode

LD D VR M IF

Figure 4.2 : Cellule de commutation MOSFET-diode.

La modélisation fine des semiconducteurs et de la connectique rend illusoire de vouloir

simuler la globalité du fonctionnement d’un convertisseur avec la même finesse que

celle exigée durant les commutations. Il est donc nécessaire de ne faire intervenir ces

modèles qu’à l’échelle de temps d’une commutation. Ainsi l’utilisation de la cellule de

commutation permet de ne modéliser que la connectique « active » durant cette étape de

simulation « fine », et de ne pas surcharger le simulateur avec des composants inutiles.

L’intérêt supplémentaire d’utiliser la cellule de commutation pour l’étude de la diode en

commutation, est de pouvoir fixer le courant à travers la diode à l’état passant IF,

indépendamment de la tension à l’état bloqué VR. Ceci n’est pas possible dans le cas

d’un circuit hacheur (Figure 4.1) pour un faible rapport cyclique car le mode de

fonctionnement devient discontinu, et donc le courant dans l’inductance passe par zéro.

Nous avons choisi le circuit de la figure 4.3 qui utilise deux sources ce qui permet de

fixer indépendamment IF et VR.

LD D L C VR R M IGBT IF

Figure 4.3 : Cellule de commutation inductive MOSFET-diode. Circuit expérimental.

Le circuit de caractérisation des diodes de puissance en commutation (Figure 4.3) est

très proche d’une cellule de commutation. L’interrupteur IGBT conduit la majorité du

temps, ce qui permet de limiter l’autoéchauffement de la diode et du MOSFET, et ainsi

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Validation du modèle de diode

ne pas modifier leurs caractéristiques. Le fonctionnement du montage est décrit par les

chronogrammes de la figure 4.4.

Vcommande IGBT 15V t Vcommande 40µs MOS 15V t IDIODE 76µs IF t τ D = 15µs TS = 30ms

Figure 4.4 : Chronogrammes de fonctionnement de la cellule de commutation inductive.

Par ailleurs il est nécessaire d’ajouter une inductance en série avec la source de courant.

Cette inductance de lissage a pour effet de stabiliser le courant délivré par la source

[LIN-94].

Pour stabiliser la tension nous avons ajouté dans le circuit expérimental une capacité

polypropylène et une capacité céramique en parallèle au générateur de tension. Le

condensateur céramique de grande bande passante est utilisé pour maintenir la tension

suffisamment constante pendant la commutation. De plus c’est lui qui fournit le courant

pendant ces mêmes phases de fonctionnement. Le condensateur polypropylène possède

une valeur plus importante à plus basse fréquence, ce qui permet de stabiliser la tension

pendant la courte durée de conduction de la diode.

La source de tension n’est pas réversible, c’est pourquoi une résistance a été ajoutée en

parallèle au générateur de tension. Cette résistance dissipe l’énergie renvoyée dans la

source lorsque la diode est à l’état passant, ce qui permet la bonne régulation de la

source de tension.

La valeur de cette résistance est déterminée de la façon suivante. Le rapport cyclique

est :

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Validation du modèle de diode

D

STτδ = (4.1)

Avec τ D = 15µs et TS = 30ms.

La source subit un courant moyen de FIδ . Il faut donc une résistance R avec un courant

IR supérieur à FIδ , pour empêcher qu’un courant négatif moyen circule dans la source

de tension VR. Soit RF

V IR

δ> , c'est-à-dire :

R

F

VRIδ

< (4.2)

Avec notre valeur de rapport cyclique 6500 10δ −= × , IF = 10A et VR = 300V, la

résistance doit être inférieure à 60kΩ.

Cette résistance doit aussi être dimensionnée en terme de puissance, et être capable de

supporter la tension VR. Sa puissance admissible ne doit pas être dépassée pour ne pas

modifier la valeur de la résistance.

Un système de commande spécifique pour les deux transistors MOSFET et IGBT a été

conçu. Il est constitué d’un générateur d’impulsions à sortie optique, relié par fibres

optiques aux circuits de commande rapprochée (Figure 4.5). Ce système permet de

réduire considérablement les perturbations des signaux de commande, ainsi que leur

décalage temporel. Les modules de commandes sont isolés grâce à un convertisseur DC-

DC intégré.

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Validation du modèle de diode

+Vcc CI inverseur Générateur d’impulsions (ASIC) Interrupteur Fibre commandés optique masse

Figure 4.5 : Circuit de commande rapprochée.

Le transistor MOSFET (IRF740) est utilisé pour provoquer les commutations de la

diode. Ainsi il est impératif qu’il soit bien plus rapide que la diode, afin de ne pas

masquer les commutations de celle-ci.

Les formes d’onde du courant et de tension d’une diode en commutation dans la cellule

inductive sont représentées à la figure 4.6. Elles montrent les surtensions obtenues au

blocage de la diode de puissance ainsi que le phénomène de recouvrement inverse sur le

courant lors du blocage.

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Validation du modèle de diode

iD [A]

t [ns]

AK [V]

IF tRR dIF / dt dIR / dt v1 IRM tVRM

v dVF / dt VR dVR / dt VRM t0 t1 t2 t3

Figure 4.6 : Caractéristiques transitoires mesurées à l’ouverture de la diode bipolaire en silicium BYT12P600 dans le cellule de commutation inductive.

(IF = 2A, VR = 100V, T = 300K)

A partir des relevés de formes d’ondes de courant et de tension (Figure 4.6), sont

extraits des valeurs caractéristiques de la diode au blocage (Tableau 4.1). VRM, IRM et tRR

sont utilisés dans le critère d’erreur de la méthode d’optimisation des paramètres

technologiques recherchés.

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Symbole Unité Signification IRM A courant inverse maximal VRM V tension inverse maximale tRR s temps de recouvrement inverse

tVRM s durée entre le temps de passage au zéro de courant et le passage à la tension inverse maximale

dVF/dt V/s pente de la tension inverse au moment du passage à IRM

dIR/dt A/s pente du courant de recouvrement au moment du passage à VRM

VRM1 V première crête de tension inverse après le passage à VRM

tVRM1 s durée entre le passage de VRM et le passage à VRM1

dIF/dt A/s pente de la décroissance du courant direct IF A courant direct à l’état passant VR V tension inverse appliquée

Tableau 4.1 : Paramètres transitoires caractérisant la phase de la commutation à l’ouverture de la diode PIN.

L’inductance LD (Figure 4.3) représente l’inductance de la maille constituée par la

capacité, la diode et le MOSFET. Sa valeur détermine la pente de décroissance du

courant de diode lors de son blocage. La vitesse de décroissance du courant est régie par

l’équation de maille :

R D DSF

D

V v vdIdt L

− − += (4.3)

IF : courant de diode dans le sens direct,

VD : tension aux bornes de la diode,

VDS : tension aux bornes du MOSFET.

Si le MOSFET commute rapidement, la tension à ses bornes peut être négligée devant

VR.

Jusqu'à l’instant t1 la tension aux bornes de la diode reste légèrement positive et ce, à

cause de la présence de la zone de plasma dans la région centrale de la diode [GARR-

03]. Ce phénomène perdure tant que la concentration en porteurs minoritaires, au

voisinage de la jonction PN, est supérieure à la concentration ND dans la zone centrale.

Aucune zone de charge d’espace ne peut se développer [GHED-98]. La tension aux

bornes de la diode reste à peu près constante, ce qui permet de négliger la valeur de VD

par rapport à VR.

F R

D

dI Vdt L

−= (4.4)

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Validation du modèle de diode

Le courant de recouvrement qui apparaît à l’instant t1 (Figure 4.6), évacue la charge

stockée dans la zone de plasma qui s’étend essentiellement dans la zone faiblement

dopée (couche N-).

A l’instant t2 le courant de recouvrement passe par un maximum IRM. La surtension aux

bornes de la diode prend naissance dans l’inductance LD et s’ajoute à la tension VR.

DR

D Rdiv v L dt= + (4.5)

La tension inverse atteint sa valeur maximale VRM à l’instant t3. Dans cette phase, le

comportement de la diode est donc déterminé par l’interaction entre la zone centrale, la

ZCE, et le circuit externe. Durant le recouvrement, la diode se comporte comme une

capacité non linéaire en série avec l’inductance et les résistances du circuit. Ceci

entraîne souvent une réponse oscillatoire amortie du système avec une décroissance

rapide du courant [GAMA-92].

La diode à caractériser est fixée dans un support (Figure 4.7) qui permet de réduire au

minimum la valeur de l’inductance due aux pattes du composant, car ce système assure

le contact au ras du boîtier de la diode. Cette inductance s’ajoute à celle du boîtier

représenté figure 4.8, entraînant une chute de tension v1 (Figure 4.6) lors de la

commutation.

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1 2 3 4 5 1 : shunt de mesure du courant de diode 2 : diode sous test 3 : condensateur de filtrage 4 : MOSFET 5 : IGBT avec son radiateur et sa carte de commande

Figure 4.7 : Cellule de commutation inductive avec le support de la diode.

Figure 4.8 : Boîtier de la diode PIN.

Lb1 , Lb2 : inductance des fils de bonding.

Deux longueurs L1=100mm et L2=60mm sont disponibles pour le support de la diode. La

variation de longueur du support permet de faire varier la valeur de l’inductance LD.

Toutes les mesures ont été effectuées en utilisant le support de longueur L1.

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Validation du modèle de diode

En conclusion la cellule de commutation inductive est un excellent circuit pour

caractériser la commutation de la diode PIN. Par exemple d’excellents accords entre la

simulation et l’expérience ont été obtenus dans les travaux de H.Garrab [GARR-05].

Nous allons voir maintenant comment adapter ce banc à la mesure de diodes PIN SiC

haute tension.

4.1.1 Inductance de lissage Le montage expérimental de la cellule de commutation MOSFET-diode comporte deux

inductances en série avec la source de courant, afin de maintenir le courant IF

suffisamment constant dans une large gamme de fréquence (10kHz-100MHz). L’une est

une inductance à air qui possède une bande passante élevée, et l’autre est une inductance

avec un circuit magnétique qui possède une grande valeur à plus basse fréquence.

La phase de blocage de la diode est la plus intéressante, car la plus riche en information.

Mais elle est aussi la plus contraignante, en terme de dimensionnement d’inductance.

Car le temps de commutation très court de la diode impose une grande bande passante,

et la forte tension demande une valeur d’inductance élevée.

L’équation d’état de l’inductance (Equation 4.6) permet de déduire la valeur de

l’inductance minimale pour satisfaire les conditions les plus difficiles, c'est-à-dire

lorsque la tension (V) est maximale avec la valeur minimale d’ondulation du courant

(di/dt).

diLdt

=V (4.6)

Dans la pratique la valeur minimale de di/dt est la plus grande valeur acceptable de

l’ondulation du courant pour que la qualité de la mesure reste satisfaisante.

Nous définissons donc le taux d’ondulation toléré ∆I/I pendant la durée de commutation swDt , le di/dt minimal est donc :

minFswD

Idi Idt I t

∆≈ × (4.7)

L’expression de la valeur minimale de l’inductance est déduite de l’équation (4.6).

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Validation du modèle de diode

max

min

swD

R

F

tL V I II

>∆

(4.8)

La bande passante nécessaire à l’inductance pour lisser le courant est directement liée au

temps de commutation de la diode. Dans la pratique FR devant être supérieur à 100MHz.

1R sw

D

Ft

>> (4.9)

La bande passante d’une inductance est déterminée par le produit LC de son modèle

électrique équivalent (Figure 3.2) tel qu’il apparaît dans sa formulation ci dessous.

12RF

LCπ= (4.10)

Ainsi l’augmentation de la valeur de L doit se traduire par une diminution de C pour ne

pas réduire la valeur de la bande passante FR.

La réduction de la capacité parasite impose d’utiliser une inductance à air monocouche,

d’utiliser du fil de faible section, de réduire au minimum la longueur du bobinage

[MEDH-47].

L’objectif qui nous a été assigné est d’adapter le banc de commutation (Figure 4.3) à la

mesure des diodes SiC. Ces diodes sont de plus en plus haute tension (cf. §1.2) et les

échantillons produits par les laboratoires de recherche sont souvent de faible calibre en

courant, du fait de la difficulté d’obtenir des substrats de grandes dimensions avec peu

de défauts.

Par exemple le CEGELY a comme objectif des diodes 10kV-100mA. L’équation 4.8

donne donc avec , max 10RV kV

= min 100FI mA= =, , 50swDt ns 10%I

I∆

≈ :

3 910 10 50 10 500,1 0,1

L−× × ×

mH= (4.11)

Nous avons donc besoin d’une inductance L de forte valeur avec une bande passante

élevée. Une de nos premières études a donc été la faisabilité de telles inductances.

Les possibilités que nous avons étudié pour stabiliser le courant durant la commutation

sont :

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Validation du modèle de diode

- Inductance avec circuit magnétique : la valeur inductive est importante, mais la

bande passante est réduite du fait de la capacité importante entre les conducteurs

et le circuit magnétique, lui-même assez conducteur.

- Inductance solénoïdale à air : la bande passante est importante, mais ce type

d’inductance nécessite un grand volume pour obtenir une forte valeur inductive.

- Inductance toroïdale à air : le rapport entre la bande passante et la valeur

inductive est moins intéressante que pour l’inductance à air solénoïdale, sans

doute parce que la capacité parasite est supérieure. Les lignes de champs sont

bien canalisées ce qui permet des couplages moins importants avec le reste du

circuit et l’environnement extérieur.

- Composant à semiconducteur en régime de saturation : le niveau du courant est

imprécis du fait de l’autoéchauffement du composant. La variation de tension

entre l’état bloqué et conducteur de la diode entraîne une variation du courant du

fait de la pente de la caractéristique statique du composant.

Il est très difficile de modéliser correctement une bobine à air, puisque l’inductance et la

capacité sont réparties tout au long du bobinage, et comporte un grand nombre de

couplages. C’est pourquoi nous avons utilisé pour son dimensionnement des formules

empiriques extrapolées de celles de H.A.Wheeler [WHEE-28] et de R.G.Medhurst

[MEDH-47] qui font souvent référence. D et H correspondent respectivement au

diamètre et à la longueur de la bobine.

Equation de H.A.Wheeler :

22

2

9 102

DNL

D H

⎛ ⎞⎜ ⎟⎝ ⎠=

⎛ ⎞ +⎜ ⎟⎝ ⎠

(4.12)

L est exprimé en µH, D et H sont en pouces.

Equation de R.G.Medhurst :

0,0965 0,3408HCD

⎛= +⎜⎝ ⎠

D⎞⎟ (4.13)

C est en pF, D et H en cm.

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Validation du modèle de diode

Etant donné que l’inductance et la capacité sont définies en fonction de H et D, nous

avons modifié les équations (4.12) et (4.13) afin de faire intervenir le rapport H sur D

appelé ar.

2

1 r

DNLa

γβ

=+

(4.14)

Avec γ = 2,19µH/m et β = 2,22.

( )1 rC aζ α= + D (4.15)

Avec ζ = 32 pF/m et α = 0,312.

Expression de la bande passante en utilisant l’équation (4.10).

01 111 12

rR

r r

faFa DN aDN

raβ βα απ γζ

+ += =

+ + (4.16)

Avec γζ = 7,01x10-17 s2/m2 et f0 = 19,01x106 m/s.

La figure 4.9 représentant une inductance à air monocouche permet de définir

l’expression (4.17), d et e correspondent au diamètre du conducteur nu et à l’espacement

entre spire (isolant compris).

d e

D H

Figure 4.9 : Représentation d’une inductance à air monocouche.

L’expression du nombre de spires en fonction de la géométrie est donnée par :

. rD aHNd e d e

= =+ +

(4.17)

La longueur du conducteur est définie par :

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Validation du modèle de diode

THESE - Damien Risaletto - 100 - Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium

2 (C

r

N d eL NDa

ππ += =

) (4.18)

L’équation (4.17) implique :

2 3

2(1 )( )r

r

a DLa d eγβ

=+ +

(4.19)

02

( ) 11

rR

r r

f d e aFa D a

βα

+ +=

+ (4.20)

Nous essayons par la suite de déterminer pour quelle valeur de ar on obtient la longueur

minimum de conducteur. L’expression de LC doit prendre en compte l’inductance et la

bande passante.

A partir de l’équation (4.16) nous avons exprimé N en fonction de FR.

1112

r

rR

aNaDF

βαπ γζ

+=

+ (4.21)

L’équation (4.14) implique :

2

(1 )rL aDNβ

γ+

= (4.22)

Les équations (4.14) et (4.16) nous ont permis d’écrire une relation entre N, FR et L.

2 (1 ) 11

R r r

r

F L a aNa

π γζ β αγ β

+ +=

+ (4.23)

L’expression précédente de N est utilisée dans l’équation (4.18) pour obtenir la longueur

du conducteur en fonction de ar ainsi que de FR et L :

3 2 2 ( )4 (1 )(C R rr

d eL F L aa

1 )raζπ αγ

β+= + + (4.24)

2

1C

r r

La a

αβ⎛∂

= − +⎜∂ ⎝ ⎠

⎞⎟ (4.25)

L’annulation de la dérivée de LC par rapport à ar, donne l’expression de ar pour LC

optimale.

1 1, 20156ora

γζ= ≈ (4.26)

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Validation du modèle de diode

Cette valeur optimale de permet de minimiser la longueur du bobinage. Cette

longueur minimale de conducteur signifie que l’on minimise les pertes joules et que l’on

optimise la bande passante pour une valeur d’inductance donnée, puisque R.G.Medhurst

a montré que la capacité parasite est proportionnelle à la longueur du conducteur.

ra

Pour cette valeur optimale de , des abaques (Annexe1) ont été créés afin de faciliter

l’étude et surtout la réalisation d’inductance à air. Ils sont exprimés en fonction des

principaux paramètres d’une bobine, tels que l’inductance et la fréquence de résonance.

Tous font intervenir des grandeurs géométriques telles que le diamètre de la bobine, et

celui du conducteur avec isolant.

ra

Pour les valeurs choisies D=2,8cm, H=3,41cm, d=0,025cm et e=0,033cm, les valeurs

calculées à partir des équations (4.19) et (4.20) sont L=57µH et FR=19MHz. Les valeurs

mesurées sont L=65µH et FR=30MHz, ce qui fait apparaître une importante erreur sur la

valeur de la capacité parasite.

Les équations (4.19) et (4.20) ont permis d’exprimer la valeur inductive en fonction de

la fréquence de résonance pour différentes valeurs de diamètre de la bobine et pour le

rapport H sur D optimal. A partir de ces équations et de l’abaque de la figure 4.10 nous

constatons que l’accroissement des dimensions d’une bobine à air par l’intermédiaire de

D, augmente la valeur inductive au détriment de la bande passante (Figure 4.10).

THESE - Damien Risaletto - 101 - Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium

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Validation du modèle de diode

D=11,5cm D=1,15cm Figure 4.10 : Abaque simulé d’inductances à air solénoïdales monocouche, obtenu à partir des équations (4.19)

et (4.20), avec D le paramètre variable de la courbe. Les inductances à air réalisées apparaissent sur le diagramme à titre de comparaison

( =1,20156, d+e=0,58mm) ra

De nombreuses inductances à air ont été réalisées puis caractérisées, les plus

performantes sont décrites ci-dessous.

- Inductance solénoïdale : D=2,8cm, H=3,41cm, d+e=0,58mm, L=65µH et

FR=30MHz.

- Inductance solénoïdale : D=25cm, H= 28cm, d+e=1,5mm, L=3mH et

FR=1,1MHz.

- Inductance toroïdale : circonférence=28cm, diamètre d’une spire=1cm, L=5,2µH

et FR=30MHz.

Nous notons que pour les inductances à air solénoïdales de grande dimension, la bande

passante observée est proche de celle calculée à partir du modèle. Cela confirme la

difficulté de réaliser des inductances de forte valeur et de grande bande passante.

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Validation du modèle de diode

Il apparaît que pour des niveaux de tension élevés, la bobine à air est insuffisante en

terme de valeur inductive, ou de bande passante, pour assurer la continuité du courant

durant la commutation. Ce qui provoque d’importantes perturbations du courant de

diode lors de la commutation. Il est alors difficile de différencier la contribution de la

diode des perturbations résultantes de l’instabilité du courant IF (Figure 4.11).

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Validation du modèle de diode

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Figure 4.11 : Blocage de la diode PIN SiC dans la cellule de commutation inductive.

(VR = 100V, IF = 100mA, T = 300K)

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Validation du modèle de diode

Un des buts principaux du circuit de caractérisation est sa confrontation facile avec un

modèle. Le cas du circuit de commutation inductif était une impasse dans la mesure où

la modélisation de tous les couplages inductifs et capacitifs était nécessaire mais

extrêmement compliquée.

En revanche nous avons eu l’idée de chercher un circuit dont l’élément qui contrôle

l’état passant soit une résistance, car il est assez facile d’obtenir des résistances très peu

inductives que l’on peut plaquer sur le circuit PCB ou SMI.

4.2 La cellule de commutation résistive La plupart des prototypes de diodes SiC ont un faible calibre en courant et un grand

calibre en tension. Ces caractéristiques rendent nécessaire une inductance de forte valeur

et de grande bande passante pour la caractérisation de diodes dans la cellule de

commutation inductive. Cette inductance étant difficilement réalisable, nous avons

choisi d’utiliser la CCR (Figure 4.12) qui n’utilise pas d’inductance de lissage du

courant et qui fournit de bonnes mesures en commutation. Le circuit est réalisé sur SMI

afin de réduire l’inductance parasite des pistes responsables de surtension au niveau des

interrupteurs. Cette surtension étant nécessaire pour la caractérisation de la diode, une

inductance à air LD a été ajoutée à proximité de la diode. Cette fois l’inductance à air

doit avoir une grande bande passante mais elle est de valeur faible.

MR MI VR CR D R CI VI LD

Figure 4.12 : Cellule de commutation résistive MOSFET-diode.

La valeur du courant à l’état passant de la diode est fixée par l’intermédiaire de la

résistance. Cette résistance film (type radial série MPC) sur support céramique (Figure

4.13) est faiblement capacitive (1,95pF à 40MHz), peu inductive (1,57nH à 40MHz) et

facilement modélisable. Elle possède une tenue en tension de 5kV et dissipe une

puissance de 10W.

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Validation du modèle de diode

1 3 4 2 5 6 1 : MOSFET MR 2 : MOSFET MI 3 : résistance 4 : inductance de maille LD 5 : diode sous test avec son support 6 : shunt de mesure du courant de diode

Figure 4.13 : Vue de dessus du circuit de commutation sur charge résistive.

Sur la figure 4.13 nous pouvons apercevoir le MOSFET MI situé du côté de la source de

tension VI, il permet d’interrompre le courant circulant dans la résistance après le

blocage de la diode. Ce qui a pour but de réduire la puissance dissipée par la résistance

et les interrupteurs. Ces interrupteurs commandés de type MOSFET (2SK1317) sont

identiques et possèdent une tenue en tension de 1500V pour un calibre en courant

impulsionnel de 7A. Les signaux de commande sont représentés sur les chronogrammes

de la figure 4.14.

THESE - Damien Risaletto - 106 - Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium

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Validation du modèle de diode

Vcommande MI 15V t Vcommande t2 40µs t5 MR 15V t3 t4 t IDIODE t1 76µs t6 IF t IRESISTANCE τD TS=30ms ICC IF t τM=12.5µs τM=12.5µs

Figure 4.14 : Chronogramme de fonctionnement du circuit de commutation sur charge résistive.

La figure 4.13 montre que durant un court intervalle de temps (2τM), les interrupteurs

commandés conduisent simultanément. Les sources de tension se trouvent alors en série,

soumettant ainsi la résistance à une tension et un courant importants.

Les interrupteurs commandés et la résistance sont dimensionnés de la manière suivante,

pour supporter le fonctionnement simultané des interrupteurs commandés soit de t2 à t3

et de t4 à t5.

La tension maximale aux bornes de R vaut :

ma x R IU V= +V (4.27)

Le courant maximal traversant R est alors :

Rma x

V VI I

R+

= (4.28)

Le rapport cyclique de la diode correspond à son temps de fonctionnement sur une

période (Equation 4.1). Celui du fonctionnement spécifique du montage vaut :

2 M

STτδ ′ = (4.29)

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Validation du modèle de diode

La puissance dissipée par la résistance vaut :

22maxI VVP

R Rδδ ′

= + (4.30)

Par exemple, en choisissant d’utiliser des interrupteurs rapides de type MOSFET

(2SK1317) d’une tenue en tension de 1500V et d’un calibre en courant impulsionnel de

7A, la résistance de charge du circuit vaut :

max

max

1500 2147

VRI

= = = Ω (4.31)

La valeur normalisée de résistance qui s’en approche le plus est 200Ω. Cette valeur de

résistance permet d’exploiter au mieux les performances de ces MOSFET. La tension

inverse appliquée à la diode et le courant direct sont limités par la puissance que la

résistance est capable de dissiper (Equation 4.30).

Pour les valeurs des rapports cycliques précédemments calculés (δ=5x10-4 et

δ’=8,33x10-4) et pour une résistance de 10W, il en résulte un large éventail de choix sur

le couple [VR-IF] pouvant prendre des valeurs aussi extrêmes que [1480V-0,1A] ou

[100V-5,5A].

Par exemple pour VR = 1480V et IF = 0,1A (VI = 20V car R = 200Ω), la puissance

dissipée par la résistance vaut :

4 2 4 25 10 20 8,33 10 1500 9,37200 200

P− −× × × ×

= + = W (4.32)

Nous avons reporté les paramètres technologiques de la diode PIN SiC extraits à partir

des circuits DMTVCA et OCVD dans le modèle numérique complet DESSIS. Celui-ci

permet de simuler les caractéristiques transitoires de l’ouverture d’une diode. Nous

avons donc comparé ces résultats avec les caractéristiques obtenues à partir de

l’expérience.

La figure 4.15 montre une comparaison entre les signaux de tension et de courant de la

diode PIN SiC, obtenues par la mesure et la simulation DESSIS dans le circuit CCR.

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Validation du modèle de diode

THESE - Damien Risaletto - 109 - Caractérisation électrique en commutation de diodes haute tension en carbure de silicium

Figure 4.15 : Expérience et simulation DESSIS de la diode PIN SiC dans la cellule de commutation résistive.

(VR = 200V, IF = 200mA, T = 300K)

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Validation du modèle de diode

La simulation du blocage de la diode PIN SiC caractérisée dans la CCR correspond de

façon très satisfaisante à l’expérience. Ce bon accord entre simulation et mesure nous

permet de valider la méthode d’extraction, le modèle de la diode, ainsi que les

paramètres technologiques qui sont répertoriés dans le tableau 4.2.

Paramètres technologiques

Surface effective A

Dopage de la base ND

Largeur de la base WB

Durée de vie ambipolaire τ

Diode PIN SiC 1,2 mm2 7,68x1014 cm-3 46 µm 41 ns

Tableau 4.2 : Paramètres technologiques la diode PIN SiC obtenus par identification après validation.

La CCR est bien adapté à la caractérisation des diodes haute tension de faible courant

qui constituent la majorité des prototypes de diodes SiC. Comme nous pouvons le

constater sur la figure 4.16, la CCR s’applique aussi bien aux diodes Schottky SiC, dont

le calibre en courant est très supérieur aux prototypes de diode bipolaire SiC.

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Validation du modèle de diode

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Figure 4.16 : Blocage de la diode Schottky SiC (CSD10120) dans la cellule de commutation résistive.

(VR = 300V, IF = 1A, T = 300K)

4.3 Conclusion Pour valider la technique d’extraction à partir des circuits DMTVCA et OCVD, ainsi

que le modèle et les paramètres de la diode PIN SiC, nous avons utilisé la cellule de

commutation résistive. Le circuit CCR fournit des courbes de tension et de courant

beaucoup moins perturbées que la cellule de commutation inductive pour de fortes

tensions et de faibles courants. Ceci permet d’exploiter plus facilement les relevés de

formes d’ondes. Ce circuit est donc bien adapté à la caractérisation de diodes haute

tension et faible courant qui constituent la majorité des prototypes de diode SiC.

L’inconvénient du circuit CCR est qu’il est nécessaire de surdimensionner la résistance

et les interrupteurs commandés pour supporter leur fonctionnement simultané.