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CONVERTISSEUR AC/AC REVERSIBLE

Laboratoire d’EEA - 1 - 1999/2000

PFE N° 3204 ACCES LIBRE

1999 - 2000

CCOONNVVEERRTTIISSSSEEUURRAALLEERRNNAATTIIFF--AALLTTEERRNNAATTIIFFRREEVVEERRSSIIBBLLEE TTRRIIPPHHAASSEE

BEAUFILS Isabelle Directeur de PFE :DEVAUX Eric SOUBIE Alain



ANNEE : 2000

GROUPE : EEA

NUMERO DE PFE : 3204

CENTRE DE RATTACHEMENT : E.N.S.A.M. PARIS

AUTEURS : BEAUFILS IsabelleDEVAUX Eric

TITRE : CONVERTISSEUR ALTERNATIF-ALTERNATIFREVERSIBLE

TRIPHASE

ENCADREMENT DU PFE : Monsieur A. SOUBIEMonsieur R. VERNHET

NOMBRE DE PAGES : 28

NOMBRE DE REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES : 7

RESUME : L’objet du PFE, commencé deux ans auparavant, est laconception et la réalisation d’un convertisseur alternatif -alternatif triphasé réversible d’une puissance nominale de 10KVA apte à assurer les échanges entre le secteur basse tension etune charge triphasée.

La partie puissance terminée, cette année, il faudra compléterla réalisation et l’expérimentation de la partie commande.

MOTS CLES : Convertisseur réversible, TriphaséCommutationIGBT, OptocoupleurAsservissement

PARTIE A REMPLIR PAR LE PROFESSEUR RESPONSABLE DUPROJET

ACCESSIBILITE DE CE RAPPORT (entourer la mention correcte ) :



LIBRE CONFIDENTIEL pendant _____ an(s)

DATE : Nom du signataire : Signature :

REMERCIEMENTS

Nous tenons à remercier les professeurs qui nous ont encadrés tout au long de ce projet

de fin d’études, en particulier Monsieur A. SOUBIE pour les conseils avisés qu’il a pu nous

donner, ainsi que Monsieur R. VERNHET pour son attention.

Notre gratitude s’adresse également à Madame RETY et Monsieur TESTA, agents

techniques du laboratoire d’EEA, pour leur disponibilité.



SOMMAIRE

SOMMAIRE.................................................................................................................. 4

INTRODUCTION......................................................................................................... 6

CAHIER DES CHARGES........................................................................................... 7

1 NOTIONS TECHNIQUES ENGAGÉES ................................................................................ 91.1 Hacheurs .................................................................................................................... 9

1.1.1 Hacheur abaisseur ......................................................................................................... 91.1.2 Hacheur élévateur........................................................................................................101.1.3 hacheur bidirectionnel .................................................................................................11

1.2 Principe de la Modulation de Largeur d’Impulsion (MLI)...................................... 121.3 Processus d’asservissement ..................................................................................... 131.4 Logique synchrone et C.N.A..................................................................................... 14

1.4.1 Logique synchrone ......................................................................................................141.4.2 C.N.A. (Convertisseur Numérique / Analogique).......................................................15

2 ETAT D’AVANCEMENT DU PROJET............................................................................... 162.1 Première année ........................................................................................................ 162.2 Deuxième année ....................................................................................................... 16

3 TRAVAIL EFFECTUÉ ..................................................................................................... 173.1 Etude du système de non-recouvrement des transistors........................................... 183.2 Etude du système d’asservissement.......................................................................... 19

3.2.1 Régulation de la tension du rail continu......................................................................193.2.2 Asservissement de phase.............................................................................................21

3.3 Campagne de tests.................................................................................................... 223.3.1 Carte d’alimentations ..................................................................................................233.3.2 Cartes “optocoupleurs” ...............................................................................................233.3.3 Mode “hacheur” ..........................................................................................................253.3.4 Mode “redresseur” ......................................................................................................263.3.5 Carte “Xilinx” .............................................................................................................27

BILAN...........................................................................................................................28

CONCLUSION ............................................................................................................29

BIBLIOGRAPHIE.......................................................................................................30



INTRODUCTION

Le but de notre PFE est de concevoir et de réaliser un convertisseur alternatif –

alternatif triphasé réversible apte à assurer les échanges d’énergie entre le secteur basse

tension et une charge triphasée.

Cet appareil, totalement symétrique dans sa construction, est composé de deux

convertisseurs (AC/DC et DC/AC) réversibles séparés par un “rail continu”.

Il y a deux ans, les étudiants se sont occupés de la partie côté secteur du système ; ils

ont, dans un premier temps, conçu et réalisé la partie puissance et ont, dans un second temps,

commencé le développement de la partie commande.

L’année dernière, nos prédécesseurs ont modélisé l’asservissement, puis ont tenté de le

simuler pour valider leur modèle. Finalement, ils ont éclairci un certain nombre de détails de

la partie commande, qu’ils ont partiellement testée.

Cette année, après avoir fait un bilan de l’état d’avancement du projet, notre travail a

consisté tout d’abord à mettre à jour les schémas et à corriger certaines erreurs sur les

différentes cartes, puis à terminer la réalisation et l’expérimentation de la partie commande au

niveau de la régulation.



CAHIER DES CHARGES

On se propose de bâtir un convertisseur alternatif-alternatif, triphasé, réversible,

permettant tous échanges d'énergie entre le secteur basse tension (400V) et une charge active

(machine tournante, synchrone ou asynchrone). Dans un premier temps, un transformateur

sera interposé entre le secteur et le convertisseur.

Il s'agit d'un convertisseur à commutation forcée, utilisant la Modulation de Largeur

d'Impulsions (MLI), mettant en œuvre des transistors de type IGBT, d'une puissance

nominale de l'ordre de 10 KVA, dont l’architecture correspond à celle de la figure 1.

Figure 1 : Architecture générale d’un convertisseur

La structure adoptée fait appel à deux convertisseurs AC/DC et DC/AC séparés par un

“rail continu”. Le premier convertisseur est un hacheur élévateur de tension, le second est

hacheur abaisseur de tension. Ils sont constitués tous deux d’un pont de Graëtz à IGBT et

diodes en antiparallèle (cf. figure 2).

Figure 2 : Convertisseur réversible

Uo

Stockage d'énergie

Matrice d'interrupteurs

M1

Matrice d'interrupteurs

M2

Secteur Charge



Une carte est nécessaire pour réaliser la commande “rapprochée” des IGBT. Elle

comporte des optocoupleurs qui vont réaliser l’isolement galvanique entre la partie puissance

et la partie commande.

Du point de vue de la sécurité des personnes et du matériel, les organes classiques de

coupure ont été installés et câblés (disjoncteur, contacteur, relais thermique, arrêt d’urgence).

Il a également été pensé de séparer l’alimentation de la commande de la partie puissance.

Les différentes techniques employées pour fabriquer la commande des transistors, sa

régulation et pour assurer l’isolation galvanique avec la partie puissance sont :

! la logique synchrone, par l’utilisation de L.C.A. (“réseaux de cellules

logiques”) de chez Xilinx,

! le stockage des valeurs numériques des sinus, assuré par une EPROM,

! le verrouillage de phase, réalisé par un P.L.L. (“boucle à verrouillage de

phase”),

! la conversion numérique/analogique via des C.N.A. (Convertisseurs

Numériques / Analogiques),

! la correction par P.I.D. (Proportionnel Intégrateur Dérivateur),

! l’optocouplage.

Ce projet est mené dans le but de respecter les exigences actuelles en matière de

compatibilité électromagnétique, et de concevoir un système moins polluant en terme de

consommation d’énergie réactive, en supprimant la pollution à la source.

On se propose pour cela de contrôler le déphasage courant / tension et d’imposer une

forme sinusoïdale aux courants de ligne.

Nous pourrons ainsi faire fonctionner le convertisseur, par exemple, en compensateur

d’énergie réactive.



1 Notions techniques engagées :

Les notions requises dans un système tel que celui qu’on se propose d’étudier, puisent

leurs sources dans l’électronique aussi bien de commande, que de puissance.

On retrouve principalement les techniques de découpage (hacheurs, commande MLI),

d’asservissement et de la logique synchrone.

1.1 Hacheurs :

Le hacheur est un convertisseur continu – continu, ayant pour fonction initiale la

variation de la valeur moyenne de la tension.

1.1.1 Hacheur abaisseur :

Figure 3 : Hacheur abaisseur

Il est également appelé “hacheur série”. Les courbes de commande et de tension de

charge théoriques correspondent au graphique ci-dessous :

La valeur moyenne de la tension de sortie est :

10 1arg ***1

UdtUT

UT

eCh αα

== ∫

Commande

Ucharge

2TT+αT0

0

αT

αT

T

T 2TT+αT

U1

t

t



1.1.2 Hacheur élévateur :

Figure 4 : Hacheur élévateur

Il est également appelé “hacheur parallèle”. L’inductance est ici indispensable au

lissage du courant, pour éviter tout court-circuit de la source U1 lorsque l’interrupteur K est

fermé. Les courbes théoriques de commande et de tension aux bornes de l’interrupteur

correspondent au graphique ci-dessous :

La valeur moyenne de la tension de sortie est :

11 * UUdt

diLU k =+=

0* =dt

diL , car i est périodique.

Commande

Uk

2T

T+αT

0

0

αT T

Ucharge

t

t

αT T 2T

U1

T+αT



De plus, 0 < α < 1.

dtUT

UT

T echk **1

arg∫=α

1arg*)1( UUU echk =−= α

On a donc :

αααα−−−−====

11

arg

UU ech

1.1.3 hacheur bidirectionnel :

Ce hacheur est en fait l’association des deux précédents.

Figure 5 : Convertisseur bidirectionnel

Il est dit “bidirectionnel”, car il permet à la charge de fournir de l’énergie à la source,

cette dernière devant être réversible en courant.

La sécurité de fonctionnement impose logiquement l’interdiction de commander les

deux interrupteurs simultanément.

Il existe également d’autres types de hacheur, ayant chacun des caractéristiques et des

utilisations spécifiques. On citera le hacheur par accumulation ou “flyback”.

Les interrupteurs, qui sont dans notre cas des transistors IGBT, sont commandés par

un signal MLI (Modulation de Largeur d’Impulsion).



1.2 Principe de la Modulation de Largeur d’Impulsion (MLI) :

La commande des interrupteurs statiques se fait par des signaux MLI. Ceux-ci

permettent de contrôler de façon linéaire et continue les valeurs des tensions et fréquences

appliquées à la charge.

Habituellement, elle s’obtient en boucle ouverte, donc ne s’adapte pas aux variations

de l’environnement. Dans le cas qui nous intéresse, nous utilisons un système en boucle

fermée, afin d’assurer une régulation de la tension du rail continu et d’imposer le déphasage

courant/tension.

Le signal MLI est obtenu par comparaison entre un signal de découpage (porteuse),

qui est en général triangulaire isocèle, et le signal de sortie (modulante). On peut noter qu’il

existe différents types de porteuse triangulaire (dents de scie “à bois”, “à métaux”, …).

Figure 6 : Fabrication du signal MLI

Comme le montre la figure 6, la porteuse est obtenue par intégration d’un signal carré.

Il a, en effet, été montré qu’il est plus simple techniquement d’obtenir un signal de forme

“carrée” que de forme “triangle”.

Voltagesensor

+

integratorvm

comparator

gating signaldistributor

g1

g4

-

Vref Vcar

+

Uo



00 *cos***3 IUIU =ϕ

Cette technique est très largement répandue dans le monde industriel, au niveau des

variateurs de vitesse pour moteurs asynchrones principalement (Altivar, etc.).

Afin de pouvoir adapter cette commande aux attentes de la charge, on régule les

courants et la tension du rail continu en utilisant une boucle fermée.

1.3 Processus d’asservissement :

Le but premier d’un asservissement est d’assurer une grandeur de sortie correspondant

à une consigne, quelles que soient les perturbations rencontrées par le système. Pour cela, on

opère par une boucle de rétroaction : on compare la sortie à une consigne, et on utilise l’erreur

pour engendrer le signal de commande via le système de correction.

On régule la valeur de la tension du rail continu afin de compenser les erreurs dues aux

temps de commutation, aux temps morts et autres tensions de déchets, et de conserver

l’intégrité des transistors. En effet, la configuration en mode redresseur est de type “hacheur

élévateur”, ce qui implique que la tension du rail continu sera supérieure à celle du réseau.

La régulation de la valeur de la tension du rail continu est assurée par les boucles de

courant. En effet, c’est sur les intensités que l’on va agir pour fournir la puissance attendue

par la charge, la tension du réseau étant fixe (tout comme sa fréquence).

Bilan de puissance pour un réseau triphasé équilibré

Valeur deconsigne

Uoc +

-Uom

Boucle en courant

et en phase +MLI

Uo

Boucle de retour

Perturbations Réseau

U : valeur efficace tension (entre phases)I : valeur efficace courant (de lignes)Cos ϕ ϕ ϕ ϕ : déphasage tension/courantI0 : Courant absorbé par la charge (côté continu)U0 : tension du rail continu



Par ailleurs, un contrôle sera exercé sur le déphasage entre courant et tension. Il est

assuré par l’association du Xilinx (cf. paragraphe 1-4-1 ) et du P.L.L. (cf. paragraphe 3-2-2 ) :

le P.L.L. compare la phase du réseau avec celle utilisée pour la constitution des consignes de

courants. Ainsi, on obtient avec précision le “θ = ω.t” du secteur, référence pour le déphasage

que l’on souhaite imposer. Le Xilinx permet de diviser la fréquence du signal sortant par

4096, valeur par laquelle la fréquence du signal entrant est multipliée. Ceci a l’avantage

d’adresser l’EPROM à une vitesse suffisante.

Dans la partie connectée à la charge, on régule les tensions et courants en fonction des

attentes de la charge.

1.4 Logique synchrone et C.N.A. :

1.4.1 Logique synchrone :

L’évolution des sorties d’un système de logique synchrone est autorisée par un signal

de commande appelé horloge. Cette synchronisation peut s’effectuer sur le front montant ou

descendant de l’horloge, ou encore sur une impulsion.

L’avantage d’un tel système est qu’il est beaucoup moins sensible aux parasites. Pour

que ces derniers le perturbent, il faudrait qu’ils apparaissent au même instant que la

commande d’horloge, ce qui est fort peu probable.

Cette technique est utilisée, dans notre projet, par le L.C.A. de Xilinx. Celui-ci nous

permet de réaliser les fonctions suivantes :

" fabrication du signal porteuse carrée 50 KHz pour la MLI,

" adressage et récupération des données stockées dans l’EPROM,

" envoi de ces données vers les trois C.N.A.,

" intégration de la consigne de déphasage dans le processus de régulation,

" fabrication d’un diviseur 12 bits pour la boucle de verrouillage de phase (VCO).

Système triphaséde consigne +

-

Système triphasé

Boucle de retour

Attentes de la charge



Le modèle utilisé est un XC3030A PC68. Ses principales caractéristiques sont :

" 100 blocs logiques configurables,

" 360 bascules,

" 68 broches de connexion.

Le Xilinx fonctionne avec une horloge externe à 10 MHz.

1.4.2 C.N.A. (Convertisseur Numérique / Analogique) :

On peut le représenter ainsi :

Ce convertisseur a pour rôle d’établir la conversion des grandeurs numériques et

analogiques, l’entrée étant l’information numérique.

La caractéristique de transfert du C.N.A. montre que la sortie ne peut prendre que des

valeurs discrètes (0, αVréf, 2αVréf, …).

Dans notre projet, les C.N.A. servent à créer les consignes pour les boucles de courant,

les valeurs de sinus étant fournies par l’EPROM. Vréf correspond à l’écart corrigé de la valeur

de la tension du rail continu et de sa consigne.

N C.N.A.

vs = α.N.Vréf

Vréf

]*2*2*2...*2[** 00

11

22

11 aaaaVv n

nréfout ++++++++++++++++==== −−−−

−−−−αααα



2 Etat d’avancement du projet :

2.1 Première année :

Nos prédécesseurs ont mené l’étude et la réalisation de la partie puissance reliée au

secteur de la façon suivante :

! Choix des éléments : initialement, les transistors devaient supporter des tensions

jusqu’à 1200 V. Il s’avère que ceux effectivement retenus sont prévus pour des

tensions nettement inférieures : 600 V. Ceci nous impose donc de réguler la tension

du rail continu non plus à 800 V, mais à 400 V.

! Isolation galvanique et commande des transistors : celle-ci est réalisée grâce à des

optocoupleurs, ayant des temps de transmission très courts.

! Carte d’alimentation : celle-ci fournit les différentes tensions continues nécessaires

au fonctionnement de l’appareillage électronique.

! Carte d’asservissement de phase : celle-ci comprend le Xilinx, le comparateur de

phase, l’EPROM, et les CNA. Elle est chargée de fournir les consignes de courant à

la boucle d’asservissement et de fournir le signal carré de 50 KHz.

! Réalisation du coffret : implantation des organes de sécurité, des transistors, diodes

et optocoupleurs, du ventilateur et des différentes cartes.

2.2 Deuxième année :

Les étudiants de l’année dernière se sont principalement intéressés à la modélisation et

à la simulation de l’asservissement. Ils ont également programmé l’EPROM et le Xilinx, ce

qui leur a permis de tester et de valider toute la partie numérique.



3 Travail effectué :

Nous nous sommes d’abord intéressés aux travaux déjà réalisés, en décortiquant les

différents rapports et polycopiés qui nous ont été fournis. Ceci nous a amenés à effectuer

quelques recherches annexes. Ensuite, nous avons fait un repérage in-situ des composants de

la maquette.

Puis, nous avons décidé de réaliser un système permettant de commander les

transistors de façon à ce qu’ils ne soient pas commutés en même temps. Pour ce faire, nous

avons représenté les chronogrammes du fonctionnement désiré, et nous en avons déduit les

équations.

Ensuite, nous nous sommes lancés dans l’étude de l’asservissement. A notre grand

regret, nous ne sommes pas parvenus à faire fonctionner la simulation, étudiée l’année

dernière, de celui-ci sous SIMULINK. Ceci est peut-être dû au fait que le logiciel semble

instable sur la machine que nous avons utilisée.

Nous avons étudié la structure à adopter. Une fois celle-ci choisie, nous avons fait

divers calculs (cf. annexes). Une maquette a été ensuite montée par nos soins dans le but de

valider une partie du système.

Au niveau des autres cartes, nous les avons revues, en avons refait les schémas et

corrigé les quelques erreurs détectées.

Attendu qu’aucun système n’avait été prévu pour la consigne de déphasage comme

pour l’image du réseau, nous nous sommes attelés à corriger ces lacunes.



3.1 Etude du système de non-recouvrement des transistors :

Le principe est de créer un “top” d’une certaine durée t0, permettant de décaler

d’autant la commande du transistor concerné. Dans la pratique, il s’est avéré que lors de la

commande à l’extinction d’un transistor, celle du second présentait un pic, correspondant aux

temps de réponse cumulés des circuits.

Pour contrer ce problème, nous avons utilisé des bascules du type “D”. En effet, à

partir du signal MLI, nous avons créé, à l’aide de deux monostables, deux “tops”. Le premier

est réalisé sur le front montant du signal MLI et l’autre sur le front descendant. Puis, nous

avons effectué un OU logique entre ces deux “tops”. Le signal ainsi obtenu servira d’horloge

à la première bascule alors que pour l’horloge de la seconde, nous prendrons le signal

complémenté. Finalement, nous avons effectué un ET logique entre les signaux de sortie de la

première bascule (Q1) et de la seconde (Q2) pour réaliser le signal de commande de

l’interrupteur K1. Nous avons opéré de la même manière pour réaliser la commande de K4, en

utilisant cette fois les signaux Q1 et Q2.

Figure 7 : Schéma de principe

Toutefois, une autre solution se présente : l’utilisation d’un Xilinx, dans lequel les

fonctions désirées auraient été facilement réalisables. Néanmoins, nous sommes restés sur le

premier système, car d’une part, le L.C.A. déjà mis en place n’avait plus de broches libres, et

d’autre part, les tests effectués nous ont satisfaits.

NOR NOR

AND

AND

D

C2

C1

Q1

Q2 D

Q2

Q1 K4

K1

MLI 1



UUredressée *35,1====

3.2 Etude du système d’asservissement :

3.2.1 Régulation de la tension du rail continu :

Comme le montre la figure 8, il y a deux boucles d’asservissement : une en tension

(rail continu) et une en courant (une par phase).

Figure 8 : Schéma de principe de la régulation

Les composants retenus pour le projet ont une limite en tension de l’ordre de 600 V.

Attendu qu’en mode redresseur, on élève la tension, nous nous devons donc de limiter la

valeur de la tension redressée en tenant compte du fait qu’il existe un minimum. Celui-ci

correspond à la valeur obtenue avec un PD3 tout diodes.

Sachant que :

! q=3 (triphasé),

! 3

*2U

VM ====

On a donc :

U représentant la valeur efficace des tensions composées côté secteur.

PID

*

*

* PID

PID

PID

θ = ωt + ϕ

K

K

K

H

F3

F2

F1

pL

1

pL

1

pL

1

3

0

1 δ−V

2

0

1 δ−V

1

0

1 δ−V

Uoc

Uom

+

-

ε.Uo Ioc

Ioc.sin(θ+4π/3)

Ioc.sin(θ+2π/3)

Ioc.sinθ

+

-

+

-

+

-

+-

+

+

-

-

V3

V2

V1

V3*

V2*

V1*

i2m

i3m

i1m

ε.i3

ε.i2

ε.i1

pC.

1 Uo

i3

i2

i1

i0

qV

qU Mredressée

ππππππππ

sin***2====



La solution appropriée s’est avérée être la régulation.

On régule dans un premier temps la tension du rail continu en la comparant à la valeur

de consigne U0c. On corrige ensuite l’écart grâce à l’utilisation d’un correcteur Proportionnel

Intégrateur Dérivateur (PID).

On fabrique ensuite trois consignes de courant déphasées de 2π/3 par l’intermédiaire

de Convertisseurs Numériques Analogiques (C.N.A.). Les valeurs de sinus sont stockées dans

une EPROM. On compare cette fois-ci les consignes avec les courants de ligne, l’écart étant

corrigé par des PID.

On obtient ainsi les signaux MLI qui vont commander les transistors.

Tout d’abord, nous avons effectué des essais sur une maquette, que nous avons

réalisée à l’aide d’amplificateurs opérationnels. Nous avons ainsi pu vérifier le comportement

des différents sous-ensembles indépendamment les uns des autres.

Puis, nous avons réalisé les schémas de câblage. Ceux-ci ont servi à M. Testa pour la

réalisation et l’implantation de la carte définitive. Celle-ci est quasiment finie : il nous reste à

implanter quelques composants.

Nous pensons pouvoir commencer la phase de tests dans le temps qu’il nous reste.



3.2.2 Asservissement de phase :

Celui-ci est assuré en partie par un P.L.L. (abréviation de “Phase Locked Loop”, soit

“boucle à verrouillage de phase”). Un P.L.L. est un circuit intégré comprenant :

! un comparateur de phase,

! un filtre passe-bas,

! un oscillateur commandé en tension.

Le but de l’utilisation d’un P.L.L. dans notre projet se justifie par le besoin de créer un

signal proportionnel au signal du réseau (donc de fréquence environ égale à 50 Hz). Ce

rapport de proportionnalité est de 2^12 (soit 4096), ce qui permet un adressage de l’EPROM à

une vitesse suffisante pour fabriquer la boucle de régulation en courant dans chaque bras du

convertisseur.

Ce schéma montre le montage réalisé :

Figure 9 : Processus de régulation du VCO

On voit que ce montage nécessite un diviseur par N (N=4096) dans la boucle de

régulation du VCO. Ce diviseur a été réalisé dans le Xilinx.

Pour régler le rapport de proportionnalité, des résistances et des capacités sont

nécessaires. Les modalités de choix sont fournies par le constructeur.

La valeur de la phase du secteur étant connue, nous allons nous en servir comme

référence pour imputer un déphasage aux courants par rapport aux tensions respectives. La

consigne de ce dernier est gérée par le Xilinx, et s’applique sur les broches X54 à X57 et X61

à X68 (ϕ0 # ϕ11).

D’un point de vue pratique, nous avons conçu et réalisé un montage permettant de

modifier ces douze bits, avec une visualisation par DEL. Nous avons également implanté sur

cette même carte un optocoupleur, qui nous permet d’avoir une image du réseau.

Ve

fe

f’s=fe

u(t) uo(t) us(t)+

Comparateurde phase

Filtre passe-bas idéal

Amplificateur de tension

Av VCO

Oscillateurcontrôlé en tension

vs

fs=N.fe

/Nfs

Diviseur par N



3.3 Campagne de tests :

Afin d’éviter toute détérioration des composants, nous avons décomposé le système

comme suit (cf. figure 10), et avons défini un ordre de tests :

Figure 10 : Synoptique

Ensuite, nous avons vérifié à la fois le fonctionnement théorique des différentes cartes

et leur câblage. Nous avons ainsi été amenés à corriger certaines erreurs. (cf. annexes)

Nous avons également fait une mise à jour de tous les schémas, car nous ne disposions

pas de tous les éléments. Tout cela sera consultable en annexes.

Carte condensateurs

en étoile

Appareillage de sécurité

Cartes optocoupleurs

Carte d'asservissement

Pont de transistors/diodes

Carte Xilinx

Carte d'alimentations Carte de

consigne de déphasage

Secteur

Porte-fusibles

3 + PE

3

2

30 4

14

4

2

3

1818 5

Rail continu

3

2

105

Image du secteur

1



3.3.1 Carte d’alimentations :

Nous l’avons mise sous tension et avons vérifié les tensions aux bornes dites et en

avons conclu que tout était en ordre. Après connexion avec les cartes “optocoupleurs”, nous

avons constaté un dysfonctionnement (qui s’est manifesté par l’extinction des diodes en face

avant). Nous avons alors vérifié le câblage de l’alimentation des cartes “optocoupleurs”, et

nous avons constaté que les borniers étaient câblés à l’envers.

3.3.2 Cartes “optocoupleurs” :

Après modification, nous avons envoyé un signal à l’entrée “V_IN”, et constaté que

nous avions effectivement en sortie, au niveau de la forme, le complément de l’entrée, ceci

ayant été prévu pour des raisons de sécurité en cas de déconnection.

Nous avons également relevé les temps de montée et de descente, qui correspondent

aux temps cumulés des retards des différents composants :

! montée : 328 ns

! descente : 290 ns

V_IN(2V/div)

V_base(5V/div)



Descente

Montée

V_IN(2V/div)

V_base(5V/div)

V_IN(2V/div)

V_base(5V/div)



3.3.3 Mode “hacheur” :

Afin de vérifier que la forme de la tension de sortie est cohérente, nous avons placé

une charge afin de débiter un certain courant.

Nous avons ensuite fait fonctionner le système à courant nominal (sous tension

réduite).

Figure 11 : Configuration du test hacheur

Commandede K1

(2V/div)

Tensionde sortie(5V/div)



Nous avons pu vérifier la réversibilité du système en inversant la source et la charge.

De même, nous avons effectué ces tests en utilisant l’autre interrupteur de la branche (K4).

3.3.4 Mode “redresseur” :

Nous nous sommes ensuite intéressés au fonctionnement redresseur.

Pour cela, nous avons dû protéger la maquette en réalisant l’isolation galvanique et en

appliquant des tensions d’amplitude variable. Ceci nous a permis d’utiliser l’oscilloscope en

évitant tout risque de court-circuit.

Tout d’abord, en monophasé, nous avons pu vérifier les formes d’ondes des tensions,

sans commande des interrupteurs.

Nous avons également pu nous apercevoir que la mise en place de notre système de

non-recouvrement était justifié, car en diminuant les temps morts, nous avons mis en court-

circuit la source ; ceci s’étant fait bien évidemment sous tension réduite.

Figure 12 : Configuration du test PD2

Puis, en triphasé, nous avons visualisé la forme d’ondes caractéristique d’un

redressement par un Pont Double Triphasé (PD3) tout diodes. En effet, nous ne disposions pas

des 6 commandes d’interrupteurs, qui seront fabriquées par la carte d’asservissement que nous

avons conçue et presque réalisée cette année.



3.3.5 Carte “Xilinx” :

Après avoir réalisé plusieurs petits exercices afin de nous imprégner du

fonctionnement du L.C.A., nous avons chargé le programme “A3.LCA” dans le Xilinx.

On a tout d’abord vérifié la porteuse carrée à 50 KHz.

Figure 13 : Porteuse carrée 50 KHz (CW) (1V/div)

Nous nous sommes ensuite intéressés à la boucle à verrouillage de phase. Après

modifications, nous nous sommes aperçus d’une certaine instabilité (la diode permettant

d’apprécier la stabilité clignotait). Nous avons donc changé une résistance par un

potentiomètre, ce qui nous a permis d’affiner les réglages.

Puis nous avons voulu vérifier le bon fonctionnement des C.N.A. Nous n’avons pas

réussi à obtenir les trois consignes de courant comme nous l’aurions souhaité.



BILAN

La partie commande du premier convertisseur est quasiment finie.

Nous avons essayé de tester un maximum d’éléments aussi bien de commande que de

puissance dans toutes les situations. Cela s’est vu quelque peu retardé par la nécessité de

vérifier le câblage, de mettre à jour les schémas que nous avions à notre disposition et de

corriger certaines erreurs.

De plus, nous nous sommes chargés de la partie “asservissement”, dont nous avons

éprouvé la validité en réalisant une maquette, tout du moins en boucle ouverte. Nous avons

également élaboré un système permettant d’éviter toute commutation simultanée de deux

transistors d’un même bras de pont.

Nous pensons pouvoir finir la carte définitive concernant l’asservissement, et peut-être

pourrons-nous débuter les tests (en établissant certaines procédures, par exemple).

Une fois cette dernière carte insérée au sein du système, il ne restera qu’à ajuster

quelques valeurs de composants. La réalisation de la seconde partie (côté charge) sera alors

envisageable.

Nous avons jugé judicieux de rédiger une notice, jointe aux annexes, qui contiendra

entre autres les modifications à apporter lorsque l’on voudra réguler le rail continu à 800 V.



CONCLUSION

Les notions requises pour un tel projet sont l’électronique de puissance et

l’électronique de commande.

La reprise d’un projet tel que celui-ci nécessite beaucoup de temps avant de maîtriser

les principes de fonctionnement et de comprendre les solutions retenues.

C’est pourquoi il nous a fallu faire preuve de patience avant de voir s’éclaircir certains

points délicats.

Le fait de réaliser des maquettes afin de tester ce que nous avons mis sur le papier

s’est avéré intéressant car cela nous a permis d’avoir une approche plus pragmatique de

l’électronique, qui jusqu’ici, se résumait à la résolution d’équations.

De plus, nous avons mené une campagne de tests relativement enrichissante. Ceci

nous a permis de voir les premiers pas du convertisseur, la partie puissance n’ayant

jusqu’alors jamais été mise sous tension.



BIBLIOGRAPHIE

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compensating switch delays and nonideal D.C. buses in voltage – source inverters

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[2] C.-L. CHEN, C.-M. LEE,R.-J. TU et G.-K. HORNG, A novel simplified space-

vector-modulated control scheme for three-phase switch-mode rectifier

I.E.E.E. Transactions on industrial electronics

Vol. 46 n°3 June 1999

[3] A. SOUBIE, Convertisseur triphasé A.C./A.C.

Polycopié – E.N.S.A.M. Paris

[4] A. SOUBIE, Convertisseurs à commutation forcée

Polycopié de cours – E.N.S.A.M. Paris

[5] A. SOUBIE, Principe de la logique synchrone


[6] A. SOUBIE, Logique synchrone rapide utilisant des L.C.A.


[7] F. MILSANT, Machines électriques

Tome 3 – Machines synchrones et asynchrones, commande électronique

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