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1001 • E L E K T O R •circuits

0763 Référence de tension pour applications sur batterie

courant de 1 mA R2 La broche 3 du cir-e ouverte dans tous n peut également la t à la broche 2.iale du composant ndensateur externe

ente stabilité pour rge capacitive. Les nts du LM4050 ne

erreur de 0,1 % grâce à un fusible ment de la tension e sens bloqué lors che. La tension de ns bloqué est défini ne très large plage ervice et de courant de courbure de la ature de référence rdite et à la faible e dynamique.stiques est disponi-t de National Semi-

e :

2

3

1IC1a

8

4

C1

100n

R1

15

k

LM4050

R2

2k

5

12V

IU Z

=2V52k5

= 1mA

-2.5

004027 - 11

LM40501

23

R

2k

5 Z

Uout

12 LMC6062,IC1a = /

12/ TLC272

(1...9V)

I =R2

Le courant vaut :IOUT = IZ/R2. Pour un devra valoir 2,5 kΩ.cuit intégré CMS restles cas de figure ; orelier éventuellemenLa conception spécLM4050 élimine le coet offre une excelln’importe quelle chaprincipaux constituaprésentent qu’uneen classe A à 25 °Cspécial et à l’ajustede claquage dans ldu choix de la tranclaquage dans le seavec précision sur ude température de sgrâce à la correctiondérive de la tempérpour la bande intevaleur de l’impédancLa fiche de caractérible sur le site Interneconductor à l’adresswww.national.com.

res industrielles de –40 à +85 °C. De nombreux aspects de sa fonctionnalité améliorent les performances d’un sys-tème. Citons ses 5 tensions de réfé-rence (2,5 V, 4,096 V, 5,0 V, 8,192 V et 10,0 V) et ses 3 classes de précision (0,1%, 0,2% et 0,5%) possédant tou-tes un coefficient de température de 50 ppm/°C au maximum. Le composant LM4050, qui ne consomme qu’un cou-rant minime compris entre 60 et 100 µA max., économise la batterie d’une appli-cation portative. Son minuscule boîtier SOT-23 permet de gagner énormément de place sur la platine, un grand avan-tage pour la miniaturisation encore plus poussée d’appareils portatifs.La conception spéciale du composant LM4050 requiert la présence d’une résistance de limitation externe, Rv, par laquelle doit circuler un courant de 100 µA minimum pour que la référence puisse travailler correctement. Rv devra avoir, pour que l’on obtienne 2,5 V très précisément à partir d’une tension de 5 V, une valeur de :(5 V – 2,5 V) / 100·106 A soit 25 kΩ. Dans la pratique on aura tendance, en

La référence de tension LM4050 à haute précision Micropower-Shunt de National Semiconductor est contenue dans un minuscule boîtier à 3 broches SOT-23 pour montage en surface. Cet élément fonctionne dans la plage de températu-

raison du courant requis par l’étage monté en aval, à choisir une valeur légèrement moindre. Comme l’illustre la figure 2, le LM4050 pourra faire office de source de courant, fonction dans laquelle il excelle.

www.national.com


Comme, en principe, le MGA-72543 est composé d’un étage à FET GaAs, il fau-dra paramétrer les tensions continues appliquées à l’entrée (Gate) et à la sortie (Drain) de manière à obtenir le courant de service requis (entre 10 et 50mA). On pourra, pour ce faire, faire appel à une tension de prépolarisation de grille (Gate) négative. Nous vous proposons ici une approche plus simple encore, à savoir la prise d’une résistance dans la ligne de source. Ici, le courant de drain s’autorégule (effet de contre-réaction). Les précautions prises pour un main-tien des caractéristiques HF prennent la forme d’une application à impédance éle-vée de la tension continue à la grille et au drain par le biais de self de choc HF. La résistance de contre-réaction prise

0079 Amplificateur d’antenne MMIC pontable

est doté le circuit intégré HF à l’arsé-niure de gallium (GaAS) connu sous la dénomination de MGA-72543.Le gain introduit par le MGA-72543 dans le domaine de fréquences allant de 100 MHz à 6 GHz est de 14 dB, son bruit intrinsèque restant inférieur

MGA-72543

SOT-343

SOURCE

SOURCE DRAIN

GATE 3

4

1

2

MGA-72543

S

G D

41

3 2

R

10

k

1n

1n

100p 100p

100nH

BYPASSLNA

I D56Ω 10mA

R I D

22Ω8Ω2

20mA

40mA

004117 - 11

3V

dans la ligne de source peut être court-circuitée pour les signaux HF, c’est-à-dire pontée à l’aide de condensateurs.La mise hors-circuit de l’amplificateur se fait par une annulation du courant de service (c’est-à-dire qu’on l’abaisse à 0 mA). La solution la plus simple consiste à mettre la résistance de source hors- circuit.www.agilent.com

Gregor Kleine

Les étages d’entrée de circuits de récep-tion, de conversion ou de détection sont confronté au dilemme d’une part d’être le plus sensible possible et de l’autre qu’ils ne doivent pas introduire de dis-torsion intrinsèque (qui leur est due) lorsqu’ils sont confrontés à des signaux de niveau important. La solution à ce problème pourrait prendre la forme d’un préamplificateur commutable à taux de bruit faible qu’il serait possible, en pré-sence de signaux de niveau important, de mettre hors-fonction et de ponter. C’est très précisément là la fonction dont

à 2 dB. Lorsque cet amplificateur est coupé et ponté, l’atténuation d’insertion qu’il introduit est de 2,5 dB. Sa plage de tensions d’alimentation va de +2,7 à +4,2 V. Les entrée et sortie sont prévues pour des systèmes aux normes 50 Ω. Un choix judicieux de la taille du courant de fonctionnement permet de jouer sur son comportement face aux signaux de haut niveau. Lorsque le courant de service est de l’ordre de 40 à 50 mA, le point de compression en sortie (P1dB) passe à +16 dBm, alors qu’il se situe à +8 dBm lorsque ce même courant de service n’est que de 10 mA.


0822 Self artificielle de 1 kH

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

R3

33

0k

R4

33

0k

R2

10M

R1

82Ω

R5

330k

R6

330k

C1

680n

C2

27p

50Ω

P1

22k

P2

IC1 = TL082

IC1

8

4

U+

U–

004095 - 11

L = 1000H

Il est relativement facile de simuler, à l’aide d’amplificateurs opérationnels, l’une ou l’autre self. Le montage que nous vous proposons ici a été conçu pour fournir une inductance de 1000 H (Henry) qui de plus ne présenterait qu’une atténuation faible. Il devient possible ainsi de réaliser des réseaux oscillants dont la fréquence de résonance est inférieure à 1Hz, circuits oscillants qu’il est partant possible d’examiner, en temps réel, à l’aide d’instruments à gal-vanomètre ordinaires. On pourrait égale-ment en envisager l’utilisation dans des filtres aux caractéristiques très spécifi-ques, voire spéciales.

L’amplificateur opérationnel A1 travaille en intégrateur, l’amplificateur opéra-tionnel A2 fait lui office d’amplificateur différentiel. On trouve à sa sortie une tension identique à celle qui règne aux bornes de R1 et P1, cette tension étant, partant, proportionnelle au courant de sortie. L’amplificateur opérationnel A1 associé à C1 et R2 sert à différentier cette tension. En trois mots, ce circuit se comporte comme une inductance dont la valeur est ajustable par action sur le potentiomètre ajustable P1. L’ajustable P2 sert quant à lui à ajuster la symétrie de l’amplificateur différentiel et partant à assurer la stabilité du circuit. Il permet en fait de jouer sur le facteur de qualité (le fameux Q) de la self.

Burkhard Kainka


0866 Speedy Darling

T1

BD139 T2

2N3055

R4

4Ω

710W

R3

22

0Ω

R2

1k

D1

BAT85

R1

1k

+5V

014041 - 11

+5V

- 5V

Le Darlington est une petite bête bien pratique qui offre un gain élevé à sou-hait. Mais comme se plaisait à le répéter le géographe du Petit Prince, rien n’est parfait : il est plus lent qu’un transistor simple, surtout quand les deux résis-tances base-émetteur ont une valeur élevée, puisque la charge de la base s’évacue plus difficilement. Les seuls chemins possibles sont la jonction base-émetteur ou la résistance relativement élevée de base à émetteur (R2). Sur un Darlington à trois pattes, construit

comme tel, il n’y a rien à faire, mais sur ceux que l’on assemble soi-même, les deux bases restent accessibles et une petite intervention y est toujours pos-sible. Elle consiste à ajouter (D1) une diode (Schottky) dans le sens bloquant sur la jonction base émetteur. Elle peut faire gagner un temps considérable au moment du blocage du montage Dar-lington. La différence, on peut l’apprécier sur la copie d’écran d’oscilloscope, avec une onde carrée de 113 kHz, avant et après l’adjonction de la diode.

Précisons toutefois que le « truc de la diode », ça ne marche vraiment que si l’on peut amener la tension d’entrée dans le négatif en référence à la masse.


0941 Testeur de télécommande rustique

T1

BC558

T2

BC558D1

R2

1M

R2

47

0Ω

R1

10k

100k

P1

+9V

014073 - 11

BP103

T3

Dans la majorité des cas où l’on ren-contre des problèmes de fonctionne-ment de télécommande, la raison de ce disfonctionnement est élémentaire (Mon cher Watson) : la télécommande n’émet tout simplement pas de lumière. Cette panne peut avoir diverses raisons : des soudures devenues sèches, des LED défectueuses, mais il se peut aussi que cela soit dû à une pile à plat (une touche restée coincée peut en être la raison).L’oeil humain est pas capable de voir de la lumière infrarouge. Un phototransis-tor tout ordinaire tel que le BP103 par exemple, n’a lui, au contraire, pas le moindre problème à travailler dans le spectre infrarouge, de sorte que dans le circuit il fournit tout simplement une tension de polarisation au BC558 qui a son tour force la LED D1 à clignoter au rythme du télégramme émis par la télé-commande. L’ajustable présent dans le circuit sert à ajuster la sensibilité.

F. Jensen


0982 Une radio à transistors économe

T1

T2

T3

T4

C1

250pR2

10

kR6

4k

7

R1

1M

R4

2k2

R5

15

0k

R7

15

0k

R8

22

k

P1

2k

C3

6n8

C6

22n

C9

22n

C2

1µC5

1µ

C7

10µ

C4

1µC8

1µ

8 Ω

LS1

1W

BT1

1V5

S1

L1

A1R3

3k

3

014067 - 11

T1...T4 = BC337

*

zie tekst see text siehe Text voir texte
* * * *Voici un étage Audion à circuit collec-teur. Loin d’amortir le circuit oscillant, il le « désamortit ». Cela conduit à une sensibilité et une sélectivité élevées. À cause de la faible tension d’alimentation, l’amplificateur B.F. qui suit comporte trois étages à transistor. Le potentio-mètre sert à régler le volume. La radio fonctionne bien avec un bâtonnet de fer-rite interne (environ 1 cm de diamètre, 10 cm de long) sur lequel sont enrou-lées environ 50 spires de fil de cuivre émaillé. Mais le nombre d’émetteurs reçus est encore plus élevé avec un fil de 2 m comme antenne supplémentaire.
La radio est économe en composants et dans sa consommation : une pile alca-line R6 dure environ 200 heures car la consommation n’est que de 10 mA.

Les données techniques en bref : – Ondes moyennes

avec antenne ferrite – Possibilité de raccorder

une antenne supplémentaire

– Consommation 1,5 V/10 mA – Quatre transistors – Fonctionne avec haut-parleur

B. Kainka


0946 Testeur de transistor

e de la résistance en ques-c S3 en position 2, on trouve V)/560 kΩ = 10 µA environ. du transistor est de 1000, le e collecteur, et donc à travers nt de mesure, sera de 10 mA, ine déviation. La lecture sur en position 2 de S3 doit donc ipliée par 100 pour trouver le amplification. En position 3 de sistance de base est dix fois

R3

33

0Ω

R25

60

kR1

56

k

R4

33

0Ω

R5

27

0Ω

S1a

S1b

S2

S3

31

2Bt1

6V

M1

10mA

S3:

014051 - 11

NPN

PNP

2 = α = 0 ...1000

α = 0 ...100

TUTc

b

e1 = TEST DE FUITE

3 =

la mesurtion. Ave(6 V–0,6 Si le gaincourant dl’instrumesoit la plel’appareil être multfacteur d’S3, la ré
moindre (R1 = 56 kΩ) si bien que la lecture ne doit plus être multipliée que par 10 pour obtenir le gain.On voit clairement que la position 2 de S3 convient aux facteurs d’amplification élevés, jusqu’à 1 000, et la position 2 pour ceux compris entre 0 et 100. L’in-verseur S1 permet de changer la pola-rité : celle représentée en haut pour les transistors NPN, celle du bas pour les PNP. Si l’on n’a pas d’instrument de mesure à aiguille sous la main, il va de soi qu’un multimètre numérique tiendra aussi bien lieu de M1.
H. Kemp

Cet appareil de test a été conçu en vue de déterminer rapidement si un transis-tor est défectueux, mais il sert aussi à apparier des transistors par rapport à leur caractéristique de gain en courant. C’est un montage pratique, donc volon-tairement simple, il ne faut évidemment pas en attendre la précision de labora-toire. Il doit servir à gagner du temps, à effectuer un contrôle global rapide, quitte à approfondir ensuite avec des moyens plus élaborés. Somme toute, quand un transistor est « grillé », peu importe s’il a peu ou beaucoup souffert !

Le fonctionnement est forcément simple. En position « vérification de la pile », (S2 fermé) l’indicateur à aiguille M1 se trouve branché en série avec une résis-tance de 600 Ω (R4 + R5) sur la pile de 6 V. Il y passe donc un courant de 10 mA et la déviation est totale.Quand on teste un transistor (S2 ouvert, S3 en position 2 ou 3), un courant cir-cule à travers la jonction base-émetteur du transistor inspecté. Ce débit peut s’exprimer par la valeur de la tension aux bornes de R1 ou R2 divisée par


0965 Torche luminescente

sistor de puissance MOSFET envoie des impulsions de 9 V à travers les enroule-ments de 6-0-6 V du primaire du trans-formateur connectés en série, fournissant ainsi un courant alternatif de 115 V en charge. Le demi-cycle négatif est fourni par le biais d’une force contre-électro-motrice (back-EMF). Virtuellement, tout transistor «à logique MOSFET» peut être utilisé à la place du BUZ22. Aucun circuit de protection n’a été jugé nécessaire. Les valeurs nominales du transforma-teur doivent être de 100 mA par bobi-nage secondaire, et de 250 VCA pour le condensateur limiteur de courant et le commutateur S1. Attention aux chocs électriques –ce cir-cuit fournit une tension qu’il est dange-reux de toucher. Le circuit ne doit jamais être touché lorsqu’il est mis sous ten-

R2

4k

7

R1

1k8

C2

220n

C1

100µ16V

S

D

GT1

BUZ22

TR1

6V-0-6V100mA

230V

C3

22n

S1

+9V

ICM7555

IC1

DIS

THR

OUT

TRCV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

BUZ22

GD

S

D

020015 - 11

ELS

De plus, ces feuilles, épaisses seulement de 0,7 mm, ne sont pas encombrantes. RS Electronics dispose d’un certain nom-bre d’unités électro-lumiscentes. D’une façon assez étonnante, on peut égale-ment voir (occasionnellement) les films électro- lumiscents de Toshiba lors des foires à la brocante de produits radio où ils sont offerts à des prix défiant toute concurrence, complets avec un inverseur hautes tensions (HT) fixé au dos.Habituellement, les films électro-lumines-cents ont besoin d’une tension de fonc-tionnement de 115 V en alternatif, aussi un inverseur adéquat est-il nécessaire à leur alimentation. Le schéma du circuit présente un tel inverseur, basé sur un cir-cuit intégré horloge CMOS 7555, conçu spécifiquement pour alimenter les films les plus petits de 5 par 6 cm. Ceux-ci

sion.T. Scarborough

Un film électro-luminescent (ELS = Electro-Luminescent Sheet) est capable d’émettre une appréciable quantité de lumière blanche très froide. Ces unités fournissent une grande variété de tein-tes, y compris le blanc, et peuvent être découpées à la taille voulue ou recour-bées à la forme requise. Une feuille standard de 5 cm par 6 cm fabriquée par Seikosha émet 1,5 candelas (un film bleu-vert 2,2 candelas). Ceci est suffi-sant pour lire la nuit, pour éclairer un passage (pas très fort, cependant), ou pour voir une pièce d’un seul coup d’œil.

tirent environ 120 mA, et peuvent fonc-tionner pendant 5 heures à partir d’une pile alcaline PP3 –ou 24 heures d’affilée à partir de six piles alcaline AA (LR6 de 1,6 V). Un condensateur de 22 nF limite le courant pour un éclairage moins lumineux lorsque S1 est ouvert, afin que la tor-che luminescente puisse durer 36 heures continues en utilisant les six piles alcali-nes AA –avec, cependant, une réduction de 30 % de la lumière environ.Le circuit intégré 7555 est configuré comme un oscillateur astable standard, et fonctionne à environ 600 Hz. Un tran-


0782 Régulateur de shunt négatifpage 1 / 2

R1

R2

D1

TL431R3

004087 - 12U UI O

REF

A

CLASTLOAD

BelastingCHARGE

I(+I

U

ref )R1 I ref

I ref

ref

IO

TL431

REF C

A

R1

4k

7

1%

R2

4k

7

1%

D1

TL431

R3

270Ω

8V5...12V 5V0...10mA

004087 - 11

R1 = (– 5 V – 2,495 V) / – 10– 4 A ≈ 25,05 kΩ.

La seconde résistance vaut alors :R2 = UREF / [(UO-UREF)/R1 - IREF]

≈ 25,46 kΩ.

Pour que le régulateur puisse fonctionner correctement il faut que le courant de cathode se situe entre – 1 et –100 mA, le courant de charge, IO, doit être pra-tiquement constant. Ces deux courants définissent la valeur de la résistance prise en série dans la ligne de signal, R3 :(UImin – UO)/(IOmax + ICmin) ⋅ R3 ⋅ (UImax – UO)/(IOmin + ICmax).

Il faudra également effectuer, pour déterminer la valeur de résistance mini-male, une évaluation de la puissance.

Le montage présenté en figure 1, est en mesure de fournir, avec un nombre très restreint de composants, une ten-sion négative comprise entre –2,5 et –36 V, et ceci à des courants pouvant aller jusqu’à de l’ordre de 100 mA. Le régulateur de shunt TL431 de Fairchild Semiconductor le permet à une précision très acceptable. L’alimentation se fait à l’aide d’une source de tension négative non régulée. La tension de perte (Drop-out) naît aux bornes de la résistance R3. Ce régulateur de shunt requiert, pour fonctionner, une charge de sortie permanente non variable.La tension de sortie négative UO est défi-nie par le biais du diviseur de tension que constituent R1 et R2 :

UO = (1 + R1/R2) ⋅ UREF + R1 ⋅ IREF

formule dans laquelleUREF = – 2,495 V (tolérance incluse)IREF = – 2 µA.

On retrouve ainsi les relations entre la tension de sortie, le diviseur de tension et les valeurs de référence du TL431.On suppose, pour pouvoir déterminer les valeurs des résistances du diviseur, que le courant circulant au travers du diviseur (IR1) doit toujours être beaucoup plus important que le courant de réfé-rence (IREF). Si l’on définit

R1 = (UO – UREF) / IR1

le courant du diviseur comme étant 50 fois supérieur au courant de l’entrée de référence (à – 100 µA) on obtient la tension de sortie requise, – 5 V par exemple, par la formule suivante :

1. 2.


page 2 / 20782 Régulateur de shunt négatif

La résistance R3 doit pouvoir dissiper au minimum une puissance de :PR3 = (UImax– UO)

2 / R3.

La dissipation de puissance du régulateur de shunt répond à l’équation suivante :PTL431 = UO⋅ICmax.

Si l’on désire une tension de sortie de –5 V, on pourra se contenter de calculs plus simples, les résistances R1 et R2 pourront en effet avoir la même valeur. La première formule se simplifie et devient :UO = – 2⋅UREF – R1⋅IREF

R1 = R2 = (UO+2⋅UREF) / IREF.

Si l’on définit une tension de référence

La figure 2 vous propose un schéma d’application pour une tension de sortie de –5 V.Le régulateur TL431 existe en 3 classes de précision : la variante sans suffixe s’accompagne d’une erreur maximale de ±2 %, la version à suffixe –A voit cette erreur maximale tomber à ±1%, la dernière version, le TL1431, est, avec une erreur de ±0,4%, la variété la plus précise.On pourra trouver à l’adresse Internet suivante :http://www.fairchildsemi.com/ds/TL%2FTL431A.pdfla fiche de caractéristiques, malheureu-sement truffée d’erreurs, de ce compo-sant intéressant.

(sans tolérance) de –2,495 V, la résis-tance prend alors une valeur de 5 kΩ. Si l’on utilise une valeur de résistance différente l’influence du courant de réfé-rence devient alors sensible sur la valeur de la tension de sortie.

Notons qu’il existe, pour des tensions de sortie fixes de 5, 3,3 et 3,0 V, à des courants allant de 100 µA à 50 mA, des régulateurs de l’écurie Maxim très intéressants. Il s’agit des MAX6330 et MAX6331. Le diviseur de tension y est intégré à la fabrication.

Klaus Thiesler

http://www.fairchildsemi.com/ds/TL%2FTL431A.pdf

http://www.fairchildsemi.com/ds/TL%2FTL431A.pdf


0985 Valeurs E12 en Excel

tion par le biais de l’option « Tools » ivie des sous-menus « Protection et protect sheet ».n’est pas exclu que vous ayez vous-me imaginé des applications qui

urraient intéresser d’autres lecteurs ire que vous vouliez adapter ce leau à propres exigences. Une fois la tection supprimée (cf. quelques lignes s haut), vous pouvez vous mettre en sogne. Il faudra commencer par faire paraître les colonnes invisibles par une ection des colonnes B et F et l’activa-n de les options successives « Format, lumn, Unhide ». L’extraction du loga-hme de la valeur concernée permet déterminer la puissance de 10, le mbre entré étant ensuite divisé par

tecsuunIl mêpovotabproplubeapséltioCoritdeno
ce facteur, de sorte que l’on se trouve en présence d’une valeur comprise entre 1 et 10. Le programme procède ensuite à une recherche de cette valeur dans un tableau comportant toutes les valeurs selon la norme-E12. Le résultat est ensuite multiplié par la puissance de 10 de sorte que l’on se retrouve en présence d’un nombre comportant le nombre de zéros requis. Il aurait bien évidemment également été possible d’établir un très long tableau reprenant toutes les valeurs possibles dans la série-E12, mais cette solution n’a, de loin pas, l’élégance de celle que nous vous proposons ici.
Karel Walraven

Excel permet toutes sortes de choses telles que, par exemple, le calcul de la valeur la plus proche dans la série-E12. Mettez-vous sur la case « Enter » et entrez-y la valeur dont vous voulez obtenir l’arrondi. Entrez la valeur avec tous les zéros qu’elle comporte ; ainsi, on n’écrira pas 6k8 mais 6800 ; de même, 1M2 s’écrira 1200000. On voit alors apparaître dans la case à droite la valeur-E12 la plus proche. Il est intéres-sant d’installer ce programme à demeure sur votre PC, de façon à toujours l’avoir sous la main et ne pas être obligé de trouver une disquette qui, comme d’ha-bitude ne sera pas à l’endroit prévu.

Le programme travaille tout aussi bien pour les valeurs inférieures à 1 Ω il vous suffira de ne pas oublier d’entrer une virgule comme signe de séparation de la partie entière et de la partie déci-male. Le résultat comporte deux chiffres après la virgule, mais Excel calcule avec un nombre de décimales plus important. Si vous tenez à voir comment les choses se passent il vous suffira d’aller sur la cas et d’activer l’option « Increase deci-mal ». Le tableau étant protégé contre une opération d’écriture malencontreuse, il vous faudra, avant toute chose, pour y accéder, commencer par éliminer la pro-


0783 Régulateur de tension à commutation

V

ADP3610

IC1

VOUT

VOUT

CM1

CP1

CM2

CP2

VIN

VIN

VIN

VIN

VIN

13

14

10

11

12

SD

15

16

3

4 5 6

7

1

2

8

9CP2

2µ2

CP1

2µ2

C

1µ

C

1µ

C

1µ

004016 - 11

3V36V2

320mA

IN1 IN2 O

La puce ADP3610 d’Analog Devices est un doubleur de tension qui travaille par conversion à commutation de conver-tisseur en configuration push-pull. La fréquence de commutation, décelable à la sortie, s’élève à 550 kHz. Le terme push-pull lui a été attribué parce que deux pompes de charge y travaillent en parallèle, mais en sens opposé, pour fournir la tension et le courant de sortie. Pendant qu’un des condensateurs déli-vre le courant, l’autre en profite pour se charger. Une technique qui réduit au minimum les pertes de tension et les ondulations résiduelles. Le conver-

tisseur accepte à l’entrée comprises entre 3 et 3,6 V tension voisine de 6 V (poumaximum) en utilisant deteurs de commutation de 2ESR (résistance série équiventrée de protection permen service ou de couper letension au moyen d’un nivLe CI est livré en boîtier spde dissiper jusqu’à 980 mWrature ambiante.Le schéma illustre unetypique de l’ADP3610, untension non stabilisé. En t

DRIVE LOGIC

OVER-VOLTAGE

PROTECTION1MHzOSC

DRV DRV APD3610

VOUTIN

CP1 CM1 CP2 CM2

SD

GND

004016 - 12

circuit peut fournir en sortie exactement le double de la tension d’entrée, mais en raison des pertes dans les commu-tateurs électroniques et les résistances internes des condensateurs utilisés, elle sera toujours un peu plus basse. Ici, elle décroît de 6 V sans charge à 5,4 V pour une consommation de 320 mA selon une pente pratiquement linéaire.À l’entrée du montage, sur chacune des deux bornes d’alimentation du circuit intégré, on trouve un petit condensateur monté en parallèle pour affaiblir les cour-tes variations de tension aussi bien que les pics de courant lors des commuta-

des tensions et en fait une r 320 mA au s condensa-,2 µF à faible alente). Une et de mettre doubleur de eau logique. écial capable à la tempé-

application doubleur de héorie, pareil


tions de l’ADP3610. Ce condensateur CIN se doit de posséder une basse résistance interne (ESR). Il faudra prévoir une plus grande capacité s’il y a de longs fils de raccordement pour alimenter le CI.Le condensateur de sortie CO de 1 µF se charge aux dépens, à tour de rôle, des deux condensateurs de la pompe de charge, CP1 et CP2. Ici également, la résistance interne revêt beaucoup d’im-

portance. C’est elle qui détermine dans une large mesure la baisse de tension en charge et le ronflement en sortie. Il est conseillé d’opter pour un modèle à la céramique ou au tantale. On peut encore réduire l’ESR en raccordant plusieurs condensateurs plus petits en parallèle. À l’inverse, si la charge reste faible, la valeur de CO peut être réduite.

Application Analog Devices

0783 Régulateur de tension à commutation


0787 Régulateur de ventilateur à capteur de température PN distant

+3V3

C1

2n2

C2

1µ

R1 R2

+4V5...+12VM1

M

WARNING

OVERTEMPT1

024097 - 11

S1

S2

MAX6670

FORCEON

FANOUT

WARN

IC1

PGND

HYST

DXP

DXN

10

OT3

7

8

1

2

6

4

5

9

+3V3

+3V3

12 C

4 C

8 C

OT = Trip + 3

Trip Tem

FANOU

WARN

OT

Trip – HyTrip - 1

Avec le MAX6670, Maxim offre un circuit intégré de commande d’un ventilateur en fonction de la température :http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX6668-MAX6670.pdfLe capteur de température, qui peut être monté à distance, est constitué par la jonction PN d’un transistor. La tempé-rature de seuil (trip temperature) est programmée entre +40 °C et +75 °C par le fabricant selon la version du cir-cuit intégré. Ces composants sont dis-ponibles par pas de 5 °C. L’entrée HYST sert à programmer l’hystérésis : on a

le choix entre 12 °C (H8 °C (ouverte) ou 4 °Cnons par exemple l’hystempérature à laquellede nouveau le ventilateuTrip – 8 °C. Il ne recommner que lorsque la tempest de nouveau atteinteFORCEON permet d’oblteur fonctionnant de +4consommant 250 mA men marche, par exempleLe ventilateur se met enle potentiel de la massecette entrée.

t

t

t

t

T

U

U

U

0 C

p.

T

024097 - 12

st.5 C

Le composant MAX6670 dispose de deux sorties supplémentaires permettant d’afficher la baisse excessive ou l’excès de température : La sortie WARNING passe au potentiel de la masse lors-que la température est plus basse que le seuil de plus de 15°C. OVER TEMP., par contre, passe à la masse lorsque la température détectée par le capteur T dépasse de plus de 30°C la température de seuil.Nous recommandons comme transistor de détection, abstraction faite des jonc-tions PN déjà contenues dans les pro-

YST à +3,3 V), (masse). Pre-térésis 8 °C. La la puce stoppe r est donnée par ence à fonction-érature de seuil . La connexion

iger un ventila-,5 V à +12 V et ax. à se mettre pour des essais. marche lorsque est appliqué à

http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX6668-MAX6670.pdf



0787 Régulateur de ventilateur à capteur de température PN distant

cesseurs, de petits transistors de puis-sances types BC307, BC546, BC557 ou 2N3904.Une version du composant sans sor-ties WARNING ni OT existe aussi sous le nom de MAX6668. L’hystérésis de ce

dernier est fixé à 8 °C et doit dans ce cas aussi être spécifié à la commande par pas de 5°C entre +40 °C et +75 °C. Ces deux circuits intégrés sont fournis en boîtier µMAX 10 broches (MAX6670) et 8 broches (MAX6668).

Gregor Kleine


0853 Sortie symétrique

CeescèbrUtiorecotioapligcan’LateR1l’A10va

K1

1

3

2

XLR

R12

22

0k

R11

68Ω

R11a

68Ω

C14

IC2.A

014053 - 11

tte simple électronique d’adaptation t destinée à un montage à grand suc-s publié dans le numéro 270 (décem-e 2000) d’Elektor, l’« Audio-DAC

SB ». Il suffit en effet d’une modifica-n extrêmement facile à effectuer pour ndre pseudo-symétrique la sortie du nvertisseur N/A du montage en ques-n, ce qui permet de le brancher à des pareils professionnels dotés d’entrées nes de type XLR. Les excellentes ractéristiques de l’« Audio DAC USB » en sont qu’accentuées. modification consiste en fait à ajou-r une résistance, R11a. La résistance 1 existante, présente à la sortie de udio-DAC voit sa valeur abaissée de 0 à 68 Ω. C14 et R12 gardent leur leur d’origine.

Effectuer la modification au niveau de la platine de l’Audio-DAC n’a rien de bien sorcier ; il n’en reste pas moins qu’il fau-dra bricoler : après avoir remplacé R11 par une résistance de 68 Ω il faudra des-souder R12 avant de prendre R11a en série avec cette résistance et d’utiliser le point nodal de cette (nouvelle) paire de résistances comme point de « retour de signal » (broche 3 d’une embase XLR).La pseudo-symétrisation du canal droit se fait très exactement de la même manière, à ceci près que les composants concernés cette fois sont les résistances R16, R16a et R17.


0791 Régulateur linéaire pour tensions élevéespage 1 / 2

LR8

ADJ

D1

1N4007

C1 C2

1µ

R1

R2

15...450V outU

0mA5...10mA

004118 - 11

1V20

LR8

ADJ

C1

D1

1N4007

R

C2

004118 - 12

I CONSTANT320V

230V50Hz

I CONSTANT = 1V20R

de 1 µF au moins et vice adaptée à la tentie. On pourra dimende tension externe dle courant qui le travIl faudra y ajouter lepar l’entrée de régulamule donnée dans leLes deux schémas à sés ici montre, d’unetion en tant que réget de l’autre en tant rant constant. On pdernière applicationple, le pilotage d’unainsi d’une plage deincroyablement étend+12 à +450 V. Le Là l’origine pour la

Les régulateurs de tension linéaires tripodes les plus connus, tels que le LM317 par exemple, ne supportent pas plus de quelque 30 V à l’entrée. Il existe aujourd’hui une nouvelle version de régulateur tripode capable de s’accom-moder d’une tension d’entrée pouvant aller jusqu’à 450 V. Il devient possible ainsi de travailler directement avec une tension alternative de 230 V redressée. Le courant de sortie pourra se situer entre 0,5 et 10 mA. Le composant dont il s’agit ici est le LR8 de Supertex Inc. une compagnie californienne.La tension d’entrée du LR8 doit se trou-ver à l’intérieur d’une plage allant de

+12 à +450 V. Avec une tension de référence de 1,2V, on pourra, par le biais du diviseur de tension externe pris dans la contre-réaction et connecté à la broche ADJ (=Adjust), choisir une ten-sion de sortie comprise entre +1,2 et +440 V. Il faut en tout état de cause que la différence de tension entre l’entrée et la sortie soit supérieure à 10 V.Le régulateur dispose tant d’un dispositif de limitation de courant entrant en jeu à +15 mA (typique) que d’une protection thermique qui se manifeste à une tempé-rature de +125 °C et ne cesse d’abaisser la tension de sortie de manière à limiter les pertes par dissipation. Un fonction-nement stable du régulateur requiert un courant de sortie minimum de 500 µA et un condensateur de sortie d’une capacité

U outR2R1

) + R2 • 10µA= 1V2 • (1 +

LR8N3

ADJ SOT-89

LR8N8

ADJ

à la tension de ser-sion requise en sor-sionner le diviseur

e manière à ce que erse soit de 500 µA. s 10 µA qui coulent tion ADJ (cf. la for- schéma).base de LR8 propo- part, une applica-ulateur de tension que source de cou-ourra utiliser cette pour, par exem-e LED. On dispose tensions d’entrée ue puisqu’elle va de R8 ayant été conçu mise sous tension


progressive d’alimentation à découpage pilotées au primaire, il présente la carac-téristique de bloquer le régulateur en cas d’application d’une tension supérieure à la valeur de la tension de sortie requise. La diode D1 présente dans l’application de régulateur de tension deviendra indis-pensable s’il peut arriver que la tension de sortie prenne une valeur supérieure à la tension d’entrée.La valeur minimale à donner au

Vpk est la valeur de crête de la tension alternative, Vout représentant la tension de sortie recherchée.

Le LR8 existe en deux modèles de boî-tier : le LR9N8 se présente sous la forme d’un boîtier SOT-89 CMS, le LR8N3 pre-nant lui la forme typique du boîtier de transistor TO-92, celui d’un BC 238 par exemple. Le boîtier CMS peut, s’il est refroidi correctement, dissiper jusqu’à 1,6 W au maximum, le modèle à boîtier TO-92 se limitant lui à une dissipation de 0,74 W.www.supertex.com

Gregor Kleine

page 2 / 20791 Régulateur linéaire pour tensions élevées

condensateur d’ entrée C1 répondant à la formule suivante :C1(min) = (IL × t) / (Vpk - Vout -10 V),

formule dans laquelle
IL représente le courant de charge et t l’intervalle séparant deux crêtes ; à 50 Hz et dans le cas d’un redressement mono-alternance t vaudra partant 20 ms.
www.supertex.com


0825 Séquenceur de tension

+VCC

+V'C

MAX6820

IC1GATE

SETV

VCC2

SETD

VCC1

3

5

6

2

4

1

R2

R1

C

SD

G

MOSFET N+V

+VCC1

CC2

+2V2...+5V5

+2V2...+5V5

DELAY

024002 - 11

CircuitSupply

VCC2 VCC1

Dual

CC2+V'

aC

Il arrive de plus en plus souvent qu’il faille, sur un système requérant plu-sieurs tensions d’alimentation, appli-quer ces dernières dans un ordre bien particulier. Un circuit intégré de Maxim, le MAX6820, dont on pourra trouver la fiche de caractéristiques à l’adresse : http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX6819-MAX6820.pdf simplifie très sen-siblement ce processus.Par le biais du diviseur de tension R1/R2 et de son entrée SETV (broche 3), le cir-cuit intégré surveille, une tension, VCC1. Dès que la tension présente sur l’entrée SETV dépasse 0,62 V, on a démarrage d’un décomptage à la fin duquel on a application par le biais du FETMOS à canal n, d’une seconde tension d’alimen-

tation, V CC2 (V’CC2). Il faut en toutcause que les deux tensions en quVCC2 et VCC2, soient supérieures à 2sachant que si ce n’est pas le dispositif de détection de sous-du circuit intégré empêche le Fde conduire. Pour le dimensionn

plication de V’CC2, sa valeur se caà l’aide de la formule suivante :

1

C2

t DELAY 024002 - 12

tDELAY = 2,484 ⋅ 106 ⋅ CDELAY

vecDELAY = capacité en µF

tDELAY = temporisation en secondesLe MAX6820 dispose d’une pompe de état de
charge interne pour la commande du FETMOS ; cette pompe de charge four-nit une tension de commande comprise entre 7 et 10 V pour le pilotage de la grille du FETMOS. Ceci implique partant que le FETMOS utilisé passe en conduc-ion à une tension VGS comprise entre 5 t 6 V. L’un des FETMOS répondant à ce ahier des charges est, par exemple, le SP17 proposé en boîtier SOT-223.achez qu’il existe, outre le MAX691820 temporisation ajustable par choix de omposant externe, un second circuit, MAX6819 doté, en remplacement du ondensateur CDELAY, d’une entrée de alidation (Enable). Sa durée de tempo-
estion, ,125 V, cas, le tension ETMOS ement,

tecBSàcle cv

il faudra commencer par calculer le divi-seur de tension R1/R2 qui doit répondre à la formule suivante :R1 = R2 ⋅ [(VTH / VTRIP)– 1]formule dans laquelleVTH = tension de seuil recherchéeVTRIP = 0,62 V.

Le condensateur CDELAY détermine la durée tDELAY devant s’écouler avant l’ap-

risation est fixée une fois pour toutes à 200 ms.

Gregor Kleine

lculant




0742 Radio à un transistor

C3

100n

C1

500p

L1

A1

2x 32Ω

*

zie tekst*see text*siehe Text*voir texte*

004034 - 11

C210µ T1

BC548

BT1

1V5

R1

10

0k

Voici le circuit d’une radio, dite Audion, qui ne comporte en tout et pour tout qu’un transistor et une batterie 1,5 V. On peut se servir d’un casque basse impé-dance, en mettant de préférence avec les deux moitiés en série pour obtenir une impédance de 64 Ω. La fiche du cas-que joue aussi le rôle d’interrupteur : l’alimentation est coupée lorsqu’on la retire. Le transistor d’un circuit Audion se charge simultanément de la détection et de l’amplification du signal. La sensibi-

lité est si élevée qu’une antenne de 2 m suffit. Le branchement de l’enroulement devrait être situé approximativement au 1/5 des spires du circuit oscillant. Veuillez vous reporter à la contribution Radio à diode pour casque d’écoute à basse impédance pour de plus amples informations sur l’enroulement primaire. Ce circuit peut être utilisé sur toutes les gammes de fréquences AM (en Modu-lation d’Amplitude), des ondes longues aux ondes courtes.

Burkhard Kainka


0765 Refroidisseur pour accu

LiuvdlàVccds

page 1 / 3

S1

R3

6k

8

R4

8k

2

R5

12

k

R6

15

k

R7

18

k

R8

22

k

R2

5k

6

R9

1k

R11

3k

9

R12

1k

8

R1

1k

R13

27

0Ω

R14

1Ω

5

5W

R15

4k7

R10

4k7

D4

3V3500mW

D1

2V7

D2

2V7

C1

100n

C2

100n

C3

100nS2

M1

M

T5

BC557

T3

BD139

T1

BC547

T2

BC557T4

TIP141

IC1.A2

3

1

IC1.B6

5

7

D3

rouge

IC1 = TL072

014126 - 11

7

8

10 12

14

16

nombre de cellules

e refroidisseur pour accumulateur décrit ci a pour fonction de permettre, après ne utilisation dans un modèle réduit olant, naviguant ou roulant, un refroi-issement rapide des sets d’accus voire

eur déchargement éventuel, de manière pouvoir les recharger sans risque. ous aurez sans doute eu l’occasion de onstater par vous même qu’un set s’ac-us servant à l’alimentation du système e propulsion de modèles réduits, qu’il ’agisse d’un avion, d’un bateau ou d’un

véhicule terrestre, peut voir sa tempé-rature augmenter très sensiblement. Il n’est partant pas très judicieux d’opter pour une recharge immédiatement après leur utilisation. Le présent montage se charge de refroidir les accus à l’aide de l’énergie résiduelle dont ils disposent encore après l’atterrissage (réussi sou-haitons-le). On pourra, si les accus dis-posent encore d’un trop plein d’énergie les en débarrasser en toute sécurité à l’aide du déchargeur d’accu qu’intègre

cette réalisation. Tant que le montage est actif (et que la tension moyenne par élément dépasse 0,8 V) cette situation est visualisée par l’allumage de la LED D3. Il est possible ainsi de connaître même à distance l’état de l’accu.Le concept mis en oeuvre est extrême-ment simple. L’accu à refroidir est bran-ché entre les broches d’entrée repérées « + » et « – » du montage. C’est égale-ment l’accu qui se charge de l’alimen-tation du montage, problème facilement


page 2 / 30765 Refroidisseur pour accu

Résistances :R1 = 1 kΩR2 = 5kΩ6R3 = 6kΩ8R4 = 8kΩ2R5 = 12 kΩR6 = 15 kΩR7 = 18 kΩR8 = 22 kΩR9, R12 = 1kΩ8R10, R15 = 4kΩ7R11 = 3kΩ9R13 = 270 ΩR14 = 1Ω5/5 W

Condensateurs :C1 à C3 = 100 nF

Semi-conducteurs :D1, D2 = diode zener

2V7/400 mWD3 = LED (à haut rendement)

rougeD4 = diode zener 3V3/400 mWT1 = BC547T2, T5 = BC557T3 = BD139T4 = TIP141/TIP142IC1 = TL072

Divers :S2 = interrupteur unipolaire

à contact travailS1 = commutateur rotatif

2 circuits /6 positionsM1 = ventilateur 12 Vradiateur pour T4 : 3 K/Wpar exemple, Fischer SK48

Liste des composants

014126-1

D1

HO

EK

4

I

R

R9

R13

R14

S1

S2

T3

T4

T5

réglé ainsi. On a ensuite une division de la tension d’alimentation par un divi-seur de tension dont le facteur de divi-sion est sélectable par le biais de S1. Ce commutateur permet d’indiquer le nombre de cellules que comporte l’ac-cumulateur connecté au système.La tension fournie par le diviseur de ten-sion est comparée, par le biais de l’am-plificateur IC1a monté en comparateur, à une tension de référence fixe de 2,7 V. Lorsque la tension appliquée à l’entrée inverseuse « – » dépasse 2,7 V, les tran-sistors T2 et T5 entrent en conduction.

01

41

26

-1

C1

HO

EK

2

C2

C3

D2

D3

D4

HOEK1

HOEK3

C1

R1

2R3

R4

R5

R6

R7

R8

R10

R11

R12

R15

T1

T2

- +

- +

01

41

26

-1

pour signaler que l’accu n’est pas encore déchargé. C’est à dessein que la LED D3 est attaquée par un courant constant de l’ordre de 2 mA de sorte qu’elle garde une luminosité constante quels que soient le nombre de cellules (pouvant aller de 7 à 16 !) connectées à l’électro-nique et l’état de charge de l’accu.

Le transistor T2 commande le transistor T3 qui passe alors en conduction ce qui se traduit par l’application de la tension de l’accu aux bornes du ventilateur (M1) et son début de rotation.Parallèlement, T3 commande également la source de courant centrée sur le tran-sistor T1. Ce dernier pilote la LED D3 et fournit ainsi une indication optique


De son côté, le transistor T5 détermine si le circuit de décharge centré sur le darlington T4 est actif ou non. En cas de fermeture de l’interrupteur S2, la base de T4 se voit appliquer une tension de 3,3 V. On aura ainsi, aux deux jonctions base-émetteur de T4, une tension de 1,2 V. Dans ces conditions il y aura, aux bornes de la résistance R14, une ten-sion de 3,3 – 1,2 = 2,1 V. Ceci se traduit par la circulation d’un courant de 1,4 A à travers R14. Vu que T4 fournit 99,9% du dit courant, c’est ce même transistor qui

convertira la majeure partie de l’éner-gie en chaleur. Ceci implique qu’il faudra prévoir un refroidissement efficace de T4 par le biais d’un radiateur de résistance thermique inférieure à 3 K/W.Le dessin de circuit imprimé proposé ici simplifie très sensiblement la réalisation de ce montage. Le boîtier pourra prendre la forme d’un morceau de tuyau de PVC que l’on dotera à l’une des extrémités du ventilateur et dans lequel on fera glisser l’accu à refroidir sur une sorte de « rail » intérieur en bois.

page 3 / 30765 Refroidisseur pour accu


0816 Sécurité thermique à Polyswitch

où l’idée d’utiliser un Polyswitch en otection suivant le schéma reproduit pour les modèles de ces deux types ppareils domestiques qui en seraient pourvus ou encore en remplacement la sécurité d’origine.tre Polyswitch, mis en contact ther-

ique avec la résistance chauffante, nstitue une sorte de thermostat asso- au triac qui commande la charge, itant la température à quelque 120°C. calibre du Polyswitch est indifférent, is on préférera le RXE 010, en raison sa petite taille.uteur a utilisé un RXE010 de chez Ray-em aux caractéristiques suivantes :

TRI1A2

A1G

R1

33k

R2

33k

R3

33k

R433

k

R5

22

0Ω

1W

C1

100n100V

C2

100n250V

DI1

DIAC

TRIAC

R6

VARISTOR

RL1

CHARGE

230V

D’pricid’adédeNom cociélimLemadeL’ach

014063 - 11 Courant de maintien : 0,1 A Courant de basculement : 0,2 Résistance initiale : 4,5 Ω.

Un petit tour sur le site Internet de ce fabricant à l’adresse : www.raychem.com de même que chez Bourns à l’adresse : www.bourns.com est partant fortement recommandé, mais on a également de bonnes chances de trouver ce type de composant dans les catalogues des sociétés de vente par correspondance les mieux achalandées.Signalons l’existence, dans ce même CD-ROM, d’une autre application du Poly-switch, intitulée cette fois « Polyswitch pour bobine ».

Jean-Marc Brassart

Les Polyswitch sont des fusibles élec-troniques qui ouvrent le circuit à pro-téger lorsque leur courant nominal est dépassé, mais qui peuvent ensuite revenir à leur état initial après refroi-dissement.Le Polyswitch remplit en fait la fonction assurée, pendant des années par le fusi-ble, à savoir coupure du courant lorsque celui-ci atteint une intensité trop élevée. Dans le cas d’un fusible classique, cela se traduit par sa destruction, il « grille » ; il ne reste plus qu’à le remplacer, après avoir identifié la raison de cette surin-tensité ; le Polyswitch au contraire est réarmé dès que l’on interrompt la boucle de courant par coupure de l’alimentation.

Il n’est plus nécessaire de remplacer le fusible. Les domaines les plus indiqués pour l’uti-lisation du Polyswitch sont les enceintes audio, les accumulateurs, les moteurs, les adaptateurs secteur, les transforma-teurs, les chargeurs et autres bobines.L’examen du fonctionnement des Poly-switch montre que leur résistance, qui est de l’ordre de quelques ohms à froid, augmente très rapidement en formant un coude à partir d’une température de quelque 110 °C. Par ailleurs chacun sait que la résistance chauffante d’une bouilloire ou d’une cafetière électrique grille très rapidement si par malheur elle fonctionne à sec.

www.raychem.com

www.bourns.com


0800 Relais bistable

repos »). Le montage se fonde sur

page 1 / 2

RE1

2 171

IC2.BC1

1µ16V

1 181

IC2.AD1

R1

4 151

IC2.DC2

1µ16V

3 161

IC2.CD2

R2

+12V

+12V

C3

470µ 25V

+12V

IC1.A3

C

6

S5D

4

R

1

2

R4

47

k

R3

47

k

S1

+12V

IC1

14

7

IC2

10

9

+12V

IC1 = 4013

IC2 = ULN2803

024030 - 11 et «

Les relais bistables sont bien pratiques à l’usage, spécialement lorsqu’il est impor-tant de limiter la consommation. Ils ne prennent de l’énergie qu’au moment de la commutation et puis plus rien ! Le basculement est très rapide, il prend à peine 5 ms, généralement. Leur seul inconvénient, c’est qu’ils ne concourent pas à l’autoprotection, parce qu’un relais monostable ordinaire retombe de lui-même en cas de coupure de courant, tandis qu’un bistable reste dans la der-nière position.

On distingue deux types de relaisbles : à une et à deux bobines. Ànage unique, il faut inverser la potion, la commande en est plus comCeux à double enroulement posstrois points de raccordement, docommun aux deux bobinages.notre exemple de montage, nouschoisi un type à deux bobines. Chd’elles réclame une commande,pour positionner le relais dans unl’autre pour le basculer dans la pinverse (on ne parle pas ici de « tr

Ø 1,3

5,05,02,5

2,5 - 2,54

2,5

-2,5

4

une bascule D (ou multivibrateur bista-ble, D flip-flop), IC1, dont chaque sortie est suivie d’un inverseur et d’un étage de puissance. Dans chaque branche, une LED à faible courant identifie la situa-tion.Voici comment tout cela fonctionne. La bobine reliée à la sortie de la bascule qui, à ce moment, présente un « 1 » logique est considérée au repos. La LED de cette branche est éteinte et la sortie de l’inverseur correspondant est donc basse. Si l’on renverse S1, de sorte que la sortie en question passe de « 1 » à

bista- bobi-larisa-plexe. èdent nt un Pour avons acune l’une sens, osition avail »


« 0 », la LED correspondante s’allume et un flanc positif apparaît en sortie de IC1a (ou IC1b, selon le cas). Via C1 (ou C2) ce flanc est appliqué à l’entrée de IC2.A (ou IC2.B). Ce circuit intégré ne contient rien d’autre que quelques Dar-lington, dont l’un d’eux se voit appliquer une impulsion positive sur la base. Il entre alors en conduction et la bobine du relais qui en dépend est alimentée.Après environ 10 ms, l’impulsion à l’entrée retombe parce que C1 s’est déchargé. L’activation du relais cesse, sans conséquence puisqu’il a eu tout le temps (en 5 ms) de commuter. Augmen-ter ou diminuer C1 permet d’élargir ou de rétrécir la période d’activation. IC2 possède d’origine les diodes de roue libre pour rendre inoffensives les pointes de tension provoquées par l’induction.

Le relais proposé présente une résistance de bobine de 240 Ω pour le modèle de 12 V. Le courant de bobine est donc de 50 mA. Si par exemple, nous voulons basculer le relais toutes les secondes, la consommation moyenne ne se mon-tera qu’à 10/1 000ème de 50 mA, soit 0,5 mA ! Les LED consomment davan-tage ! Si l’alimentation est faible, la pointe de courant sera assurée par le condensateur de découplage C3. Si nous acceptons une baisse de tension de 1 V, C3 devra posséder une capacité de 500 µF environ (50 mA·10 ms/1 V).Le relais présenté est de marque Schrack, il est disponible en diverses exécutions. Le type RT314F12 est équipé de deux bobines de 12 V et peut commuter 16 A au maximum. Le type RT114F12, avec deux bobinages de 12 V également, commute deux fois 8 A.

page 2 / 20800 Relais bistable


0818 Sélecteur audiopage 1 / 2

C10

100n

+5V

EEPROM

28C16

IC4

A10

22

19

14

OE

A0

A1

A3

A4

A5

A6

A723

A8

A9

1221

WE

20

24

IO010

IO111

IO213

IO3

IO415

IO516

IO617

IO7

A2

18CE

8

97

5

4

3

2

1

6

BCD/DEC

74HC42

IC6

10

11

15

14

13

12

10

21

32

43

54

65

76

97

8

9

1

2

4

8

8x 10k1

9 8 7 6 2 3 4 5

R8

74HCT245

IC5

3EN2

3EN1

11

12

13

14

15

16

17

18

19G3

2

3

4

7

8

9

5

6

1

1

2

+5V

+5V

74HC193

1CT=15

2CT=0

IC3

G1

G2

10

3D

C3

15

11

14

12

13

2+

1–

1

5

6

2

R

7

3

9

4

R6

10

0k

R71

0k

C6

470n

+5V

IC2.A1

23

&

IC2.C8

910

&

IC2.D12

1311

&

IC1.A1

23

&

IC1.C

8

910

&

IC1.B6

54

&

IC1.D

13

1211

&

IC2.B

5 6

4

&

IC8.A1

23

&

IC8.B

6

54

&

IC7.D

12

1311

&

IC7.B5

64

&

R2

10

k

R4

10

k

C4

100n

C2

100n

IC7.A1

23

&

IC7.C

8

910

&

R1

10

k

R3

10

k

C1

100n

C3

100n

+5V

+5V

IC8.C8

910

&

R5

10

k

C5

100n

+5V

S1

UP

DOWN

SAVE

IC5

20

10

IC6

16

8

C11

100n

C12

100n

IC1

14

7

IC2

14

7

C7

100n

C8

100n

+5V

IC3

16

8

C9

100n

+5V

IC7

14

7

IC8

14

7

C13

100n

C14

100n

+5V

A B C D

+5V

IC8.D12

1311

&

010067 - 11

IC1, IC2 = 4093IC7, IC8 = 4093


Ce circuit pour applications audio permet de présélectionner l’entrée de signal qui sera active lorsque l’appareil sera mis en marche. La sélection utilisée n’est pas fixe : la sélection la plus récente est mémorisée dans une EEPROM et relue lors de la mise en marche suivante. La baisse de prix des EEPROM parallèles permet de s’offrir cette satisfaction à peu de frais. Le sélecteur choisi est un géné-rateur d’impulsions rotatif droite/gauche muni d’une fonction bouton-poussoir (Conrad 70 55 94). La reconnaissance du sens de rotation (un ancien circuit Elektor) est reproduite dans la figure 1. L’anti-rebond de la fonction bouton-pous-soir constitue la seule nouveauté. Au cœur de ce circuit (figure 2) se trouve un compteur décroissant décimal/binaire (IC3, un 74HC193 ou un 74HC192) avec entrées d’impulsions de commande sépa-rées et présélection. Les impulsions de commande du généra-teur d’impulsions rotatif sont tout d’abord inversées par IC1.A et IC1.B. Elles par-viennent ensuite à une logique NAND faisant office de commutateur (IC1.B et IC1.D). Les autres entrées du circuit logique sont définies comme entrées de commande. Le signal de commande est envoyé au compteur IC3 aussi longtemps que l’entrée de commande de la logique

NAND se trouve au niveau haut. Chaque flanc négatif incrémente ou décrémente le compteur. Les sorties du compteur sont reliées au décodeur BCD/décimal IC6. Les sorties 0 et 8 sont à leur tour reliées à la commutation NAND pour comptage vers le bas (DOWN) ou vers le haut (UP). Dès qu’un flanc négatif y est appliqué, la direction de rotation du générateur d’impulsions rotatif est blo-quée. Il n’est alors possible de sélec-tionner que dans la direction de rotation opposée.En pressant sur le générateur d’impul-sions rotatif, on provoque la mémori-sation permanente de l’état actuel du compteur dans l’EEPROM. Le signal engendré en pressant sur le générateur d’impulsions rotatif parvient à l’entrée d’activation du circuit de commande du bus IC5 en passant par la logique NAND IC2.A faisant office d’inverseur. Si l’entrée d’activation est au niveau haut lorsque le bouton n’est pas pressé, tou-tes les sorties sont à haute impédance, c’est-à-dire que IC5 pourrait aussi bien ne pas être là. Mais le flanc négatif sur la broche 19 provoque le transfert de la valeur de 4 bits des sorties du décodeur IC6 aux entrées de la valeur par défaut du compteur IC3 et aux lignes E/S de l’EEPROM IC4.

page 2 / 20818 Sélecteur audio

L’EEPROM est simultanément placée en mode d’écriture (WE = L, OE = H) au moyen de la ligne WE et les don-nées sont mémorisées en permanence à l’adresse 0 (les lignes d’adressage A0 à A10 sont à la masse). Dès que le bouton du générateur d’impulsions rotatif est relâché, les sorties des données de la commande du bus sont repositionnées dans l’état à résistance élevée. L’EE-PROM passe de nouveau en mode lecture (WE = H, OE = L) et envoie la valeur du compteur enregistrée aux entrées de la valeur par défaut de celui-ci. Les sor-ties des données du compteur décimal/binaire ne changent pas tant que l’en-trée de chargement du compteur (IC3) se trouve au niveau haut. Mais lorsque le niveau devient bas, les niveaux pré-sents aux entrées de la valeur par défaut sont transmis aux sorties des données A à D. C’est exactement ce qui se passe lorsque le circuit est remis sous tension. Le condensateur C6 se charge alors et engendre une impulsion H-B-H (haute basse haute) à l’entrée de chargement de IC3. Comme l’EEPROM se trouve en mode lecture lors de la mise sous tension, les données à l’adresse 0 sont transférées aux entrées des valeurs par défaut du compteur et, grâce à l’impul-sion de niveau bas à l’entrée de charge-ment, à ses sorties.

Frank Lux


0027 Adaptateur RS-232 isolé électriquement

cas, des câbles sion de données nécessaires pour microcontrôleurs. ignaux d’accord s. Les raccorde-ndants sont donc on à ce que les ent s’établir sans

saire pour l’isola-gnal est un cou- les données cir-phérique vers le ution est simple. ptrice du micro- niveau de +5 V,

coupleur optique est directement

rtie émettrice du istance R2. Cette le courant à tra-tteur est inactif égatif (en géné- –9 V). Pendant nnées, le niveau

page 1 / 2

K1

1

2

3

4

5

6

7

8

9

6

5

2

3

IC3

8

7

6N136

R1

10k

R2

2k2

R4

470Ω

R3

47

k

D1

BAT85

D4

1N4148

D2

BAT85

D3

BAT85

C1

100µ16V

C4

4µ725V

C3

4µ716V

IC114

7 C5

100n

C2

100n

6N136

IC26

5

2

3

8

7

R5

10

k

TxD

RxD

GND

+5V1 2

1

IC1.A

5 61

IC1.C

9 81

IC1.D

11 101

IC1.E

13 121

IC1.F

3 41

IC1.B

000082 - 11

IC1 = 40106

RxD

TxD

GNDSub-D

Dans la plupart des de réception et d’émissont les seuls élémentscommuniquer avec desHeureusement, des ssont rarement échangéments RS232 correspointerconnectés de façcommunications puissproblème.Le seul élément nécestion électrique d’un sipleur optique. Lorsqueculent depuis un périmicrocontrôleur, la solComme l’entrée récecontrôleur travaille à unil n’est besoin que d’un(IC2) dont la diode LEDcommandée par la sopériphérique via la résrésistance limite aussi vers D4 lorsque l’émeet donc d’un niveau nral aux alentours dela transmission de do

Ce circuit correspond à une interface de conversion entre les broches UART (Universal Asynchronous Receiver-Transmitter, émetteur-récepteur asyn-chrone universel) d’un microcontrôleur (à niveaux TTL) et un port « normalisé » RS232 avec des niveaux symétriques de ±15 V. Contrairement aux circuits

intégrés couramment utilisés, comme le MAX232, il procure en même temps une isolation électrique entre les deux faces du convertisseur. Cette interface de conversion intervertit aussi le signal, permettant ainsi de se passer des inver-seurs habituels sur les côtés du micro-contrôleur.

des impulsions bascule vers une valeur approchant +9 V. Le collecteur du circuit IC2 est connecté directement à l’entrée réceptrice du microcontrôleur. Une résis-tance R5 est nécessaire si cette entrée ne possède pas de résistance de forçage interne. Dans tous les cas, le côté micro-contrôleur du circuit IC2 travaille à des niveaux TTL.


teur du coupleur optique IC3 t à l’entrée réceptrice du port , et est alimenté aux environs de ar R3. Lorsque le microcontrô-ansmet des données, les impul-rovenant de la sortie émettrice du ontrôleur arrivent à la diode LED Son transistor se met en fonction ique la tension positive à l’entrée ice du périphérique.odes normales (1N4148) peu-ussi être utilisées à la place des Schottky, bien que les tensions es soient un peu plus faibles. Le ur optique 6N136 est un coupleur vitesse – les coupleurs normaux

viennent pas. Le circuit peut théo-ent transmettre les données jus-000 bauds, mais en pratique les

du microcontrôleur n’utilisent que auds. Ces taux de transmission n fonctionné avec d’anciens ou de ux modèles de portables.

A. Schiefen

page 2 / 20027 Adaptateur RS-232 isolé électriquement

L’émet conduiRS232–9 V pleur trsions pmicrocd’IC3. et applréceptrDes divent adiodesgénérécoupleà hautene conriquemqu’à 57circuits9600 bont bienouvea

du RS232 soit interceptée par D1 et mise en mémoire par C1, qui agit comme un condensateur de stockage. Le circuit IC1 est un circuit intégré CMOS 40106, comportant six bascules à inversion Sch-mitt.Une de celles-ci (IC1a) est reliée à C2 et R1 pour former un oscillateur. L’ensemble génère une fréquence d’environ 1,5 kHz. Ce signal est fourni aux cinq autres bas-cules Schmitt, qui sont connectées en parallèle et jouent un rôle de pilote. Elles fournissent le courant de sortie néces-saire. Lorsque la sortie est positionnée sur Bas, C3 se charge jusqu’au niveau de la tension d’alimentation à travers D2 (à moins que la tension ne chute en tra-versant la diode). Lorsque la sortie est mise à Haut, la tension sur C3 s’accroît et augmente la tension déjà présente ; D2 se bloque et C4 est chargé à travers D3 jusqu’à presque deux fois la tension d’alimentation. Une tension d’environ +9 V est alors disponible depuis C4, qui

Lorsque nous voulons maintenant envoyer des données du micro contrôleur vers le périphérique, le niveau du micro-contrôleur (+5 V) doit être converti en niveau RS232, au minimum +6 à +7 V. Pour y arriver, il faut que la tension négative présente à la sortie émettrice

est connecté au collecteur du coupleur optique IC3. En principe, le niveau de tension d’une interface RS232 devrait se situer entre +12 et +15 V, mais les PC peuvent généralement travailler avec des tensions significativement plus faibles. Les portables, en particulier, ne disposent parfois que d’une tension de +8 V.


0828 Serrure codée à thyristorspage 1 / 4

K4 K3

K2 K1

+5V

R25

22

k

R26

22

k

R27

22

k

R28

22

k

R29

22

kR

302

2k

R31

22

k

R32

22

k

R33

22

k

R34

22

k

R35

22

k

D1

1N4148

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D8

D9

9x

CTRDIV10/

IC1

CT=0

CT≥5

4017

DEC

14

13

15

12

11

10

4

9

6

5

1

7

3

2

&+

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

S1

S2

S3

S4

S5

S6

S7

S8

S9

S10

S11

S12

D20

jaune

D19

vert

R13

1k

5

R15

1k

5

121

IC3.A

981

IC3.D

11101

IC2.E

5 61

IC3.C

13 121

IC2.F

3 41

IC3.B

13 121

IC3.F

9 81

IC2.D

5 61

IC2.C

3 41

IC2.B

1 21

IC2.A

JP1

C4

1µ

R8

2M2

C3

10n

R6

22

0k

D13

1N4148R7

10

0k

+5V

D12

1V2

D10

1V2

R5

1M

R4

1M

R3

22

0k

C2

10n

D11

1N4148

+5V

C10

100n

R14

2M2

D17

1N4148

+5V

D14

1N4148R9

10

0k

C5

100n

R171

00

k

R21

3Ω

3

R22

3Ω

3

R23

3Ω

3

R24

3Ω

3

T3BC337

T4

BC337

T5

BD140

D16

1N4001

K5

R18

120Ω

R20

1k5

R19

10

kC9

330n

T1

BC327

R10

10

0k

R11

560Ω

IC1

16

8

IC2

14

7

IC3

14

7

C8

100n

C6

100n

C7

100n

R12

2M2

R16

100k

T2

BC337C11

47µ16V

D15

1N4148

D181N4148

relais

K6

014009 - 11

5V

700mA

11 101

IC3.E

+5V

IC2, IC3 = 4069, 40106

C1

100n

entréedu code

La grande majorité des serrures codées électroniques actuelles sont pilotées par microcontrôleur. Si vous préférez une approche discrète, dans le sens électro-nique du terme, vous serez sans doute charmé par le montage alimenté par pile proposé ici. Comme l’électronique se met automatiquement en veille après ouverture de la porte, état dans lequel elle ne consomme pas le moindre cou-rant, de sorte qu’un set de trois piles alcalines (mignon, AA ou R6) devrait permettre quelque 5000 ouvertures de la porte concernée. L’avantage majeur de cette approche : le système d’ouver-ture de la porte pourra lui aussi être alimenté directement par les piles, ce qui évitera d’avoir à tirer des fils.La figure 1 nous propose un schéma subdivisé en deux parties constituées d’une part par un clavier à 12 touches doté d’une paire de LED servant d’or-gane de commande et d’un ensemble de logique/programmation. L’ensemble de commande est relié à l’électronique de la logique par le biais d’un morceau de câble plat à 16 conducteurs. D’un point de vue électrique, le clavier n’a pas la structure d’une matrice mais il est doté de connexions individuelles pour les tou-ches. La programmation du code se fait par le biais des deux embases autosé-cables K1 et K2. Le circuit accepte n’im-porte quelle combinaison de chiffres tant qu’elle ne comporte pas plus de neuf

1.


de T2 et le forçage à la masse de la ligne de base de T1. À partir de là, le relâchement de la touche « Start » n’a pas d’effet. Le condensateur C11 peut alors de charger lentement au travers de la résistance de forte valeur R12 et ce jusqu’à ce que la tension présente sur l’entrée inverseuse soit suffisante entraînant le basculement de la sortie vers le niveau bas, la coupure de l’ali-mentation vers le circuit et partant son passage à l’état de repos. On ne dispose de ce fait que de la durée RC ainsi défi-nie pour entrer le code valide. Dès cou-pure de l’alimentation C11 se décharge brutalement au travers de la diode D18. Cela est important sachant qu’en l’ab-sence de cette diode ce condensateur pourrait garder une charge résiduelle pendant une durée importante. Cela se traduirait, lors d’une nouvelle tentative d’entrée du code en vue d’ouvrir la porte, par une durée de saisie de code sensiblement plus courte.Ce n’est pas là l’unique effet d’une action sur la touche « Start ». Le potentiel de masse arrive en effet également, par le biais de la touche « Start », à l’inverseur IC2d, où elle génère une impulsion qui a pour effet de remettre le compteur IC1 dans un état défini (Q0 = 1) avant la saisie du premier chiffre du code.On peut maintenant entrer le premier chiffre du code. Si l’on actionne la touche correcte le potentiel haut de Q0 arrive,

positions. Une action sur touche donnée, dont le choix vous est laissé mais qu’il faudra câbler en conséquence fait sortir le montage de sa léthargie sans consom-mation de courant. Cette touche n’est plus utilisable pour le code. La program-mation d’une touche se fait par l’éta-blissement d’un pont de câblage entre le contact correspondant de K2 vers le contact 1 de K1.La programmation du code se fait de façon similaire : pour le premier chiffre du code le contact correspondant de K2 est relié à la broche 2 de l’embase K1, le second chiffre étant relié à la broche 3 de K1, le troisième à la broche 4 et ainsi de suite. Les chiffres non utilisés dans le code ne requièrent pas de câblage additionnel. Si l’on force les chiffres non utilisés au potentiel de l’alimentation, VDD, et que l’on appuie sur l’une de ces touches l’électronique suppose que l’on a effectué une erreur de saisie de sorte qu’elle réinitialise le circuit.Une action sur la touche « Start » fait entrer le transistor T1 en conduction de sorte que la source de tension d’alimen-tation se trouve reliée à l’électronique de la serrure codée.Cette situation est visualisée par l’allu-mage de la LED jaune, D20. La circuite-rie de la logique se trouvant maintenant en état de travailler, la sortie de IC3f passe au niveau logique haut, ce qui a pour conséquence la mise en conduction

page 2 / 40828 Serrure codée

au travers de la touche actionnée à la branche qui comporte IC2c à IC2a. On a génération à ce niveau d’une impulsion positive à l’instant de relâchement de la touche. Cette impulsion sert d’horloge pour le compteur de sorte que le niveau haut de Q0 passe à la position suivante, Q1. Ce processus se reproduit jusqu’à ce que tous les chiffres du code aient été entrés.Après entrée du 9ème chiffre le poten-tiel positif saute à Q9 et charge alors le condensateur C4 (si tant est que JP1 soit enfiché). Au cours de la durée requise par cette charge la sortie de IC2e passe, pendant de l’ordre de 2 s, au niveau bas, la sprtie de IC3d passant elle au niveau haut. Le transistor de puissance T5 est mis en conduction au travers de R19 et



014009-1

014009-1

(C)ELEKTOR

C1

C2

C3

C4

C5

C6

C7

C8

C9

C10

C11

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D8

D9

D10

D11

D12

D13

D14

D15

D16

D17

D18

D19

D20

H1 H2

H3

H4

H5

H6

H7 H8

IC1

IC2 IC3

JP1

K1

K2

K3

K4

K5

K6

R3 R

4

R5

R6

R7

R8

R9

R10

R11

R12

R13

R14

R15

R16

R17

R18

R19

R20

R21

R22

R23

R24

R25

R26

R27R28R29

R30

R31

R32

R33

R34R35

S1

S2

S3

S4

S5

S6

S7

S8

S9

S10

S11

S12

T1

T2

T3 T4T

5

+

0

123456789101112

01

40

09

-1

01

40

09

-1

(C)E

LEK

TOR

Résistances :R1, R2 = suppriméeR3 = 220 kΩR4, R5 = 1 MΩR6 = 220 kΩR7, R9, R10, R17 = 100 kΩR8, R12, R14 = 2 MΩ2R11 = 560 ΩR13, R15, R20 = 1 kΩ5R16 = 100 kΩ

R18 = 120 ΩR19 = 10 kΩR21 à R24 = 3Ω3R25 à R35 = 22 kΩ

Condensateurs :C1, C6 à C8, C10 = 100 nFC2, C3, C5 = 10 nFC4 = 1 µFC9 = 330 nFC11 = 47 µF/16 V vertical

Semi-conducteurs :D1 à D9, D11,D13 à D15, D17, D18 = 1N4148D10,D12 = diode zener

1V2/400 mW*D16 = 1N4001D19 = LED verteD20 = LED jauneT1 = BC327

T2 à T4 = BC337T5 = BD140IC1 = 4017IC2, IC3 = 4069 ou 40106

Divers :JP1 = cavalierK1, K2 = embase autosécable

à 2 rangées de 6 contacts ou ponts de câblage

K3, K4 = sans objet (câble en nappe)

K5, K6 = bornier encartable à 2 contacts au pas de 5 mm

S1 à S12 = bouton-poussoirà contact travail

Liste des composants 2.


d’un nombre plus faible. Il faudra dans ce cas-là connecter C4 non pas, par le biais du cavalier, à Q9, mais à une autre sortie (qui serait Q4 dans le cas d’un code à 4 chiffres). La diode prise à la sortie Qn du compteur sera remplacée par un pont de câblage, les diodes de position les plus hautes pourront égale-ment être supprimées.On pourra, si l’on trouve que la durée d’activation du système d’ouverture de 2 s trop courte, augmenter la valeur de R8 ou de C4. Cette modification a cependant des conséquences quant à la durée de vie des piles, sachant que ce ce dispositif est, et de loin, le plus gros consommateur de courant du mon-tage. Il faudra, pour intégrer le montage à un système d’ouverture existant ou commander un système d’ouverture de porte travaillant en alternatif, connecter un relais à l’embase K5.Il faudra, avant de se lancer dans l’im-plantation des composants sur la pla-tine représenté en figure 2, séparer au niveau des embase K3 et K4, les deux parties qui la constituent. Il est recommandé d’éviter de monter l’élec-tronique derrière les touches servant à l’entrée du code. Il est préférable de disposer les touches d’entrée, les LED et le système d’ouverture de porte à bonne distance de l’électronique et de les inter-connecter au travers d’un câble. Il suf-firait sinon d’intercaler un tournevis ou

T4, ce qui a pour effet de mettre le sys-tème d’ouverture de la porte sous ten-sion.Simultanément, IC3a met la LED verte D19 sous tension, qui signale ainsi la possibilité d’ouvrir la porte. T3 assure une fonction de limitation à de l’ordre de 700 mA du courant traversant le sys-tème d’ouverture.Une fois que C4 a atteint un niveau de charge suffisant, la sortie de IC2e passe au niveau haut. Ce basculement a pour effet, non seulement de mettre le système d’ouverture hors-tension, le flanc montant produit, dans la branche IC2f/IC3c, une impulsion qui fait effet au travers de la diode D4 (qui constitue avec D13, D17 et R7, une porte OU (OR) câblée) d’impulsion de remise à zéro pour IC1. Notons que l’inverseur IC3b se charge de la remise à zéro du compteur à la mise sous tension (power up reset). L’électronique se retrouve dans la situa-tion de départ.Dans le cas d’une action sur une touche erronée ce n’est pas le niveau haut de la sortie du compteur qui se voit trans-mise, mais un niveau bas qui a le même effet que l’impulsion née d’une action sur «Start», à savoir une remise à zéro du compteur.Quelques indications sur le plan des modifications possibles : il n’est pas impératif d’opter pour un code à 9 chif-fres, on pourra également se contenter

un morceau de câble entre le collecteur et l’émetteur de T5 pour contourner la serrure codée et ouvrir la porte.L’implantation des composants ne devrait pas poser de problème, les cir-cuits intégrés pourront être placés sur support. L’auteur a utilisé des inver-seurs du type 4049 ; nous avons nous-mêmes, dans notre laboratoire, utilisé des 4069, circuits compatibles au niveau de la fonction mais pas du brochage avant d’essayer des 40106 à entrées à trigger de Schmitt. On pourra, en cas de choix de 4069, utiliser pour D10 et D12 des diodes ordinaires du type 1N4148. La meilleure approche consiste à utiliser le 40106 moins sensible aux parasites. Cela implique cependant d’utiliser, pour D10 et D12, en raison des valeurs de seuil plus élevée, des diodes zener. Des exemplaires de 3V3 sont parfaits dans le cas d’une tension d’alimentation de 15 V. Il faudra tenir compte d’une parti-cularité : dans le cas des diodes zener à faible valeur de tension l’anneau du boî-tier identifie l’anode et non pas, comme d’habitude sur une diode, la cathode. Ceci n’est cependant pas toujours vrais sur tous les types de diodes zener...

Roland Heimann



0829 Serrure de coffre-fort à relais

RE1 RE2 RE3 RE4

S1

"7"

S2

"3"

S3

"4"

S5

"9"

S6

"2"

S9

Reset

M1

M

M2

M

BT1

024061 - 11

Coffre-fort

Porte-piège

à droite. Finalement, un moteur se met en marche dans le coffre-fort et déver-rouille le mécanisme. Une fois que le possesseur des joyaux a retiré ceux-ci, il presse la touche « Reset », ce qui ver-rouille à nouveau le circuit.Que se passe-t-il si un intrus tente de faire de même ? Dès qu’il presse par exemple sur 4 sans avoir introduit au préalable la suite de chiffres correcte 7 et 3, il met involontairement en marche un second moteur qui déverrouille une trappe. Ce circuit semble aussi être fait sur mesure pour protéger la sphère intime des jeunes (des intrusions de leurs parents) et ne pardonne pas (et hop, dans la fosse aux serpents !).

Burkhard Kainka

Certains relais permettent d’accomplir des choses vraiment inattendues. Outre les types « normaux », on trouve dans les catalogues ce que l’on nom me des relais bistables possédant deux états de commutation. Il existe deux sortes de relais bistables : à un ou deux en-roulements. Un relais bistable à un seul enroulement a besoin d’une tension de polarité inverse pour revenir à sa posi-tion initiale. Un relais bistable à deux en-roulements a besoin d’une tension de même polarité sur le deuxième enroule-ment pour revenir à sa position initiale. La version à deux enroulements a son utilité dans le circuit que nous présen-tons ici. Une pointe de courant de courte durée suffit à inverser l’état du relais. Il

y reste jusqu’à ce qu’un courant traverse le second enroulement. Le catalogue de la maison Conrad, par exemple, contient des relais bistables. Il existe des types pour tension de bobine de 6 V (110 mA), 12 V (50 mA) et 24 V (27 mA) avec un ou deux contacts inverseurs. L’auteur ayant reçu récemment toute une caisse de relais bistables en cadeau, il a senti se réveiller le Zuse en lui (Konrad Zuse a réalisé le premier ordinateur digne de ce nom en n’utilisant que des relais).Une serrure de coffre-fort peut être, elle aussi, tout aussi bien réalisée avec des relais plutôt qu’avec les microproces-seurs actuels. Le possesseur (et lui seu-lement !) introduit une suite de chiffres. Les relais commutent alors de gauche


0841 Sonde HF

R1

47

k

C1

100p

C2

10n

D11SS99

M1

1M100mV

0,1 ... 100MHz

024047 - 11

Une sonde HF est un accessoire bien pratique qui permet de prélever un signal à haute fréquence et de convertir son amplitude en une tension continue. Une manière simple de mesurer des tensions à radiofréquence aux fins de vérification ou de réglage.La sonde HF décrite ici convient aux signaux dont la fréquence est comprise entre 100 kHz et 1 000 MHz. La diode qu’elle utilise peut monter jusqu’à 3 GHz, mais à ces fréquences, les mesures sont influencées par le raccord à la masse.La sonde fournit une tension continue égale à l’amplitude de crête du signal HF moins le seuil de la diode qui vaut à peu près 100 mV. Les tensions à mesu-

rer doiv100 mVun mulautant suffisamqu’on vmètre atique qpour trCommenous atre en retiré une poen plasont trodu styl

limer la pointe de mesure pour améliorer le contact. Comme connexion de masse, nous avons pris un bout de fil souple terminé par une petite pince crocodile. Le boîtier métallique, on peut le relier à la masse par un fil serré par l’écrou utilisé pour fermer le stylo. Prévoir aussi un trou à l’extrémité opposé à la pointe pour passer le câble de mesure.La précision de la sonde HF est de 10 %. Ses caractéristiques d’entrée : 47 kΩ en parallèle sur quelques pF.La diode préconisée est une 1SS99, une Schottky à barrière basse de 3 GHz, est disponible, entre autres, chez Barend Hendriksen à Brummen (NL) ou via l’adresse [email protected].

G. Baars

ent donc être supérieures à ces . Comme appareil de mesure, timètre convient très bien, pour que son impédance d’entrée soit ment haute, 1 MΩ ou plus. Lors-

eut effectuer un réglage, un volt-nalogique à aiguille est plus pra-

u’un appareil numérique, surtout ouver le maximum de signal. boîtier pour notre prototype,

vons utilisé un marqueur à feu-aluminium épais. Après en avoir le feutre, nous avons planté inte dans la partie antérieure tique et les quatre composants uvé aisément place à l’intérieur o. Il faut au préalable tailler ou

[email protected]


0847 Sonnette électronique sans problèmes de CEM

R1

1k

R2

22

k

R3

22

k

R4

1k

R6

2k

7 R5

680Ω

Tr1

D1

D2

1N4004

S1 S2

D6

D4

D3

D5

1N4004

D7

18V1W

C1

2200µ 25V

4x

T1

BC547

T2

BC547

C2

33n

C3

33n

D8

1N4004

D9

1N40048 Ω

LS1

250mW

C4

1µ25V

014005 - 11

rotrood

redrouge

Si les sonnettes d’un immeuble compor-tent un modèle préhistorique avec bobine, battant wagnérien et induit qui martèle une « cloche », la pluie d’étincel-les causée par le marteau noie le réseau de sonnettes sous une pluie d’impulsions parasites. Cela peut perturber considéra-blement les sonnettes électroniques ou même les expédier « ad patres ». Faute de persuader son voisin d’utiliser enfin un modèle contemporain ou d’installer tout au moins un dispositif de déparasi-tage, il ne reste plus qu’à recourir à la sonnette décrite ici qui est à l’épreuve des problèmes de CEM (Compatibilité Électro-Magnétique).

Il s’agit d’une simple bascule astable raccordée à un haut-parleur. C4 introduit une isolation galvanique entre le haut-parleur (8 Ω/0,25 W) et la bascule. La fréquence est déterminée par les élé-ments RC R2/C2 et R3/C3 ; elle est ici d’environ 0,7⋅RC = 2 kHz.La tension d’alimentation de la bascule est fournie par le transformateur de la sonnette. Il faut redresser la tension alternative au moyen de D3 à D6. La dio-de Z D7 empêche la tension de dépasser environ 18 V. La sonnette est immunisée par le filtre passe-bas R5/C1. L’interrupteur S2 permet de faire taire la sonnette. Seule D1 s’allumera lors-que quelqu’un appuie sur le bouton de la sonnette S1.

Peter Lay


0849 Sortie coaxiale S/PDIF

Résistances :R1 = 1 MΩR2 = 220 ΩR3 = 75 Ω

Condensateurs :C1,C3 = 100 nF

céramiqueC2 = 47 nF céramiqueC4 = 47 µF/25 V radial

Bobine :L1 = 47 µH

Semi-conducteurs :IC1 = 74HC86

Divers :K1 = connecteur SIL

à deux brochesK2 = prise cinch pour

circuit imprimé (Monacor T-709G, par ex.)

K3 = connecteur SILà 4 broches

Tr1 = noyau toroïdal Philips TN13/7,5/5-3E25 primaire 20 spires, secondaire 2 spires fil CuL 0,5 mm


K1

13

1211

IC1d

=1

10

98

IC1c

=1

5

46

IC1b

=1

2

13

IC1a

=1

R1

1M

R2

22

0Ω

R3

75Ω

K2C1

100n

Tr1

20:2

C2

47n

5V

les deux branches. En outre, deux portes sont connectées en parallèle, à la sortie, question de fournir davantage de cou-rant. Au cas où l’entrée resterait « en l’air », R1 veille à appliquer aux tampons un niveau défini. Le condensateur C1

régulièrement décrit la construction dans nos colonnes. On part d’un noyau toroï-dal, tel que celui proposé par Philips et dont les références figurent dans la liste des composants. On bobine un primaire de 20 spires et un secondaire de deux
IC1 = 74HC86
K3L1

47µH

C3

100n

C4

47µ25V

+5V

GND

GND

+12V

IC1

14

7

5V

Le montage que nous vous proposons ici est une variante de la sortie optique S/PDIF, décrite ailleurs dans ce même CD-ROM. La liaison ainsi obtenue peut normalement se targuer d’une meilleure qualité que le lien optique, parce que l’instabilité (jitter) y est moins grande. Pour éviter les boucles de masse sur les liaisons coaxiales en audio numérique, on fait d’habitude usage d’un transforma-teur de sortie. Nous en avons d’ailleurs

spires, les deux réalisés avec du fil de cuivre émaillé de 0,5 mm. À la sortie, il nous faut 0,5 Vpp sur 75 Ω, nous devons donc disposer à l’entrée d’un signal de 10 Vcc. Il sera formé par une quadruple porte OU Exclusif (EXOR) (74HC86). Nous allons construire pour cela un véritable tampon symétrique en connectant deux EXOR en inverseurs (IC1c et IC1d) et les deux autres, IC1a et IC1b, en non inver-seurs (homophases). De cette manière, le temps de transit est identique dans

(C)ELEKTOR004066-1

C1

C2

C3

C4

H1

H2

H3

H4

IC1

K1

K2

K3

L1

OU

T

R1

R2R3

TR1

004066-1T

5V

+ T

T

(C)ELEKTOR004066-1

sert à éviter un courant de court-circuit en l’absence de signal S/PDIF. L’amor-tissement d’éventuelles oscillations en sortie, surtout si elle n’est pas chargée, c’est R2 qui s’en charge. Quant à C2, sa mission est mettre à la terre, au point de vue haute fréquence, le manteau de blindage du câble. L’alimentation profite d’un sérieux découplage, par L1, C3 et C4. La consommation, avec signal et charge, se maintient à 4 mA ; elle est nulle sans signal S/PDIF.

Ton Giesberts


0852 Sortie optique

K1

K2

TOTX173IC1

1

2

4

3

L1

47µH

C1

100n

C2

10µ63V

R1

8k

2

+5V

GND

GND

+12V

S/PDIF

004065 - 11

Opto

Le présent montage a pour but de ren-dre disponible à l’extérieur une sortie audio numérique (S/PDIF) non utilisée sur le lecteur de CD ou de DVD d’un PC. Nous avons donc prévu, dans ces cir-constances, une isolation galvanique. En outre, ce circuit est bien pratique pour raccorder un enregistreur MD (MiniDisc) portable qui ne dispose généralement que d’une entrée numérique optique.Le montage proposé ici est une applica-tion classique de l’émetteur Toslink et le module est très bien découplé par L1, C1 et C2, pour le mettre à l’abri des pertur-bations que l’on rencontre précisément à proximité d’un PC. On peut relier au connecteur K1 une petite prise d’alimen-tation de PC, en veillant bien au sens de branchement, le fil rouge conduit le +5 V, et K2 sert alors à relier le câble pour la sortie S/PDIF du lecteur de CD ou de

DVD. Ici aussi, on identifiera ment le fil de masse et celui qle signal. Pareil câble blindé sfréquemment comme accessoteurs dotés d’une sortie S/PDpeut aussi s’en fabriquer un àmorceau de fil blindé auqueaux deux bouts un connecteudeux contacts à enficher sur SIL à section carrée.La plupart des lecteurs fournsortie audio numérique un nque normalisé que l’on peutculté appliquer directement àl’émetteur Toslink. La consomd’à peu près 13 mA.Il nous reste à évoquer une certains lecteurs de CD et voient de signal sur la sortie que s’ils jouent un CD audio.quand ils ne sont pas en tr

soigneuse-ui véhicule

e rencontre ire des lec-IF, mais on l’aide d’un l on soude r femelle à les broches

issent à la iveau logi- sans diffi- l’entrée de

Résistances :R1 = 8 kΩ2

Bobines :L1 = 47 µH

Condensateurs :C1 = 100 nF céramiqueC2 = 10 µF/63 V radial

Semi-conducteurs :IC1 = TOTX173 Toshiba

(Eurodis Texim entre autres)

Divers :K1 = connecteur SIL

à 4 brochesK2 = connecteur SIL

à 2 broches


il n’y a mêS/PDIF. La cregistreur mle temps quede phase) acette horlog

mation est

bizarrerie : DVD n’en-numérique D’ailleurs, ain de lire,

004065-1

C1 C2

H1

H2

H3H4

IC1

K1

K2

L1

R1

00

40

65

-1

+5V

TT

T

004065-1

me pas de signal d’horloge onséquence en est que l’en-anque le début du morceau, la PLL (boucle à verrouillage rrive à se synchroniser sur e.

Ton Giesberts


0851 Sortie optique pour CD-ROM

à meilleur compte y raccorder tance série et une LED, comme ure 1.évidemment une LED dont le ent présente assez sensible-

même longueur d’onde que le savoir 660 nm. Fort à propos, ouge ordinaire s’en approche s ont manifestement réussi à liaison optique à l’aide de ces nts. Le courant nécessaire est ent élevé et comme on ne spé-éralement pas combien la sor-rique peut en fournir, l’auteur age préconise d’intercaler un on entre le lecteur et la LED ).

ons mené au laboratoire des ces avec différentes LED que ns sous la main, mais aucune

a donné de résultats probants. nctionné du premier coup, en , avec une LED blanche à haute é de 5 mm et nous avons même e le courant jusqu’à 3 mA ; une ge, aucune sortie numérique ne

page 1 / 2

Lecteur CD ou autresource TTL S/PDIF

024054 - 11

R1

470 ΩDIGITALAUDIO OUT

GROUND(GND)

LED blanche

(CONRAD 153745-60)

Lecteur CD ou autresource TTL S/PDIF

024054 - 12

DIGITALAUDIO OUT

GROUND(GND)

1 21

IC1.A

9 81

IC1.D

5 61

IC1.C

3 41

IC1.B

11 101

IC1.E

13 121

IC1.F

R1

47

0Ω

+5V

IC1

14

7

+5V

IC1 = 7404

LED blanche

ment et une résissur la figIl y faut rayonnemment la Toslink, àla LED ret certaincréer unecomposarelativemcifie géntie numédu montCI tamp(figure 2Nous avexpériennous aviod’elles n’Cela a forevancheluminositpu réduirtelle char

1.

2.

devrait en devenir muette ou subir de détérioration.Thomas de Bruijn donne sur http://www.minidisc.org/cdrom_opticalout.htm une bonne idée de boîtier pour la LED : le manchon en plastique d’une prise de jack de 3,5 mm. Nous dévissons le con-necteur proprement dit et il y a suffi-

De nombreux lecteurs de CD-ROM dis-posent, outre la sortie analogique, d’une sortie numérique S/PDIF (Sony/Philips Digital Interface Format), sous la forme de deux broches, généralement inem-ployées, situées à côté de la prise ana-

logique. Rien de plus simple que de lui ajouter une sortie optique en y raccor-dant un module Toslink. L’alimentation de 5 V dont il a besoin, on doit pouvoir la soutirer de la fiche d’alimentation du lecteur. Mais on peut encore plus simple-

http://www.minidisc.org/cdrom_opticalout.htm

http://www.minidisc.org/cdrom_opticalout.htm


samment de place à l’intérieur pour la LED de 5 mm et la résistance. L’aubaine ne se limite pas à cela : le connecteur Toslink se fixe parfaitement dans le filet du manchon.Informations utiles sur S/PDIF :http://www.epanorama.net/documents/audio/spdif.html

NB : Si vous utilisez le Lecteur Windows Media (version 7 ou plus requise) pour lire le CD, on y propose une « copie numérique ». Cela signifie que le PC copie les données du CD (la musique dans ce cas-ci) par l’interface IDE et non par l’intermédiaire de la sortie S/PDIF. Choisissez alors dans les « Options » du menu « Outils » la proposition « CD Audio ». Décochez alors l’op-tion « copie numérique ».

page 2 / 20851 Sortie optique pour CD-ROM

http://www.epanorama.net/documents/audio/spdif.html

http://www.epanorama.net/documents/audio/spdif.html


0855 Source 2,5 GHz

uit intégré sont découplées par des ondensateurs de 220 pF qui doivent tre disposés aussi près que possible des roches de la puce. La tension d’accord

R4

1k5

R5

47k

R6

10k

R7

10

Ω

R2 R3

R1

MAX2750

IC1

TUNE

SHDN

OSCOUT

GNDGNDBYP

CC1 CC2

3

2

6

V

81

4 5

V

T1

BC

D1

4V7

C1

10µ16V

C2

1µ 63V

C3

220p

C4

220p

C5

220p

C6

100n

100k

P1

K1BT1

9V

S1

238C

50Ω

014075 - 11

+ 4V

7

c cêb

Un nombre toujours plus élevé de systè-mes de communication fonctionnent dans la bande ISM (= Industrial, Scientific, Medical) des 2,4 GHz : Bluetooth, divers réseaux WLAN (= Wireless Local Area Network) et les systèmes HomeRF. Un simple oscillateur d’essai pour la bande de fréquence de 2,4 GHz à 2,5 GHz peut s’avérer utile lors des tests de récep-teurs.Maxim (www.maxim-ic.com) fournit un oscillateur de ce genre sur une seule puce : le MAX2750 couvre la bande de fréquences de 2,4 GHz à 2,5 GHz à l’aide

d’un circuit LC interne qui peut être réglé par les diodes d’accord intégrées elles aussi. Un tampon de sortie fournit un niveau de –3 dBm à 50 Ω. Le compo-sant est placé dans un boîtier µMAX 8 broches.Le circuit est alimenté par une pile monobloc de 9 V. Le transistor BC238C stabilise la tension à environ 4 V. Le composant MAX2750 peut fonctionner entre +2,7 V et +5,5 V, mais la stabi-lité en fréquence de l’oscillateur libre est améliorée par une stabilisation de tension. Toutes les connexions du cir-

Niveau de sortie Amortissement R1 R2, R3

–3 dBm 0 dB 0 Ω –

–5 dBm 2 dB 10 Ω 470 Ω

–10 dBm 7 dB 47 Ω 130 Ω

–15 dBm 12 dB 100 Ω 82,5 Ω

–23 dBm 20 dB 243 Ω 61,9 Ω

à la broche 2 TUNE peut varier entre +0,4 V et +2,4 V, ce qui correspond au balayage de la bande de fréquence entre 2,3 GHz et 2,5 GHz. Le MAX2750 dispose d’une entrée Shutdown (/SHDN) qui doit être reliée au potentiel de masse pour commuter l’oscillateur. La consommation de la puce tombe alors à environ 1 µA. Cette entrée est reliée ici à Vcc par une résistance de charge si bien que l’oscilla-teur est actif.Le niveau de sortie de –3 dBm peut être réduit par un atténuateur en pi. Le tableau ci-dessus présente quelques valeurs des résistances.

Gregor Kleine

www.maxim-ic.com


jecteurs utilisés et de la puissance qu’ils dissipent. Prenons donc, à titre d’exem-ple, une installation de fondu-enchaîné comportant 4 projecteurs de 250 W (avec une puissance dissipée totale de l’ordre de 300 W par projecteur). La totalité de la puissance dissipée (dans le cas d’un fonctionnement « normal ») est donc de 1200 W. Avec la tension secteur stan-dard on a donc un courant légèrement supérieur à 5 A. Sachant que dans un système de fondu-enchaîné il est très rare que tous les projecteurs soient illu-minés simultanément à 100% de leur luminosité, un transformateur capable

jecteurs un peu nsionnés eux à sion secteur de -là une augmen-éjà).

pas le moindre r » cette tension el appareil élec-vec une cer taine e supporter des du secteur. Pour ventilateur cette constitue jamais Si le projecteur ique, il est fort

0088 Amplificateur de puissance pour projecteurs de diapositivespage 1 / 2

s’applique pas aux proplus « anciens », dimel’origine pour une ten220 V (on a dans ce castation de fait de 4,5% dLe projecteur n’aura problème pour « digéresurélevée. N’importe qutrique doit être conçu amarge lui permettant dvariations de la tension le transformateur et le tension plus élevée ne de problème sérieux. comporte de l’électron

Tr1

*

F1S1

*

F2

* zie tekst* voir texte

de fournir au secondaire un courant de 6 A devrait être suffisant.Il ne nous reste donc qu’à calculer le niveau de la tension « supplémentaire » que doit fournir le transformateur. Cette tension est en fait le résultat du rap-port entre la tension d’ampoule nominale (24 V) et la chute de tension aux bornes du triac (1,5 V) :Uextra = 1,5/24 × 230 = 14,3 V.Une tension de 14 V aux bornes de l’en-roulement secondaire du transformateur fournit donc une compensation suffi-sante pour la perte causée par le triac.Il faudra utiliser pour le fusible F1 un exemplaire à action temporisée dont la valeur est égale à 1,25 fois le courant total dissipé par tous les projecteurs connectés (dans le cas de notre exem-ple : 1,25 × 1 200/230 = 6,52 A, soit, arrondi, 6,3 A).

La gradation de l’ampoule halogène d’un projecteur de diapositives, utilisée dans la quasi-totalité des circuits de fondu-enchaîné, fait appel, en règle générale, à un triac, pris en série avec l’ampoule. Comme il se produit, aux bornes du triac, une chute de tension de 1,5 V environ, l’intensité maximale que peut fournir l’ampoule est donc quelque peu limitée. Si on la compare à la valeur de la tension nominale de l’ampoule, à savoir 24 V, une chute de tension de 1,5 V représente une grandeur que l’on ne peut pas négliger. Il faudra donc, pour compenser cette perte de luminosité, ali-menter le projecteur avec une tension (secteur) rehaussée de 6% environ.Attention : vu que la tension secteur actuelle est proche de 230 V, ceci ne

probable qu’elle soit dotée de 1, voire plusieurs, régulateurs de tension.Mais comment faire pour obtenir une tension secteur rehaussée ? La solution la plus simple est en fait de prendre, dans l’une des lignes véhiculant la ten-sion du secteur vers l’électronique du projecteur, en série dans la dite ligne l’enroulement secondaire d’un transfor-mateur secteur classique. Si tant est que l’on ait connecté correctement (en ce qui concerne la « phase ») les enroulements primaire et secondaire de ce transforma-teur additionnel, la tension fournie par son enroulement secondaire s’additionne à la tension du secteur !Intéressons-nous maintenant au dimen-sionnement du transformateur à utiliser. Le courant que doit fournir le transforma-teur dépend en fait du nombre de pro-

934058-11


de terre, il est impératif d’établir éga-lement la connexion de terre de toutes les embases secteur utilisées. Après la réalisation du câblage on peut vérifier le bon fonctionnement de l’amplificateur de puissance en mesurant tout simple-

0088 Amplificateur de puissance pour projecteurs de diapositivespage 2 / 2

Pour calculer ensuite la valeur du fusi-ble F2 on peut faire appel à la formule suivante :Ifusible = 1,25 × Usec × Isec /230.Dans notre système à fondu-enchaîné on utilisera donc (après avoir arrondi
à la valeur standard la plus proche) un fusible de 500 mA à action temporisée. Pour éviter toute situation dangereuse, il est requis, lors de la mise en boîtier du « circuit », de réaliser un câblage très soigné. Il faudra utiliser de préférence des embases secteur CEE. Si les pro-jecteurs sont dotés de prises avec ligne
ment la tension à sa sortie. Si cette ten-sion est effectivement plus élevée que la tension secteur c’est que tout fonctionne correctement.Dans le cas contraire (tension de sortie inférieure à la tension secteur) il suffit d’intervertir les câbles de l’enroulement du primaire ou du secondaire.


0857 Source de bruit symétriquepage 1 / 2

C1

100µ16V

C2

100n

4k7

P1

4k7

P3

4k7

P2

R1

10

k

R2

47

k

R3

10

k

R5

4k

7

R4

47

k

T1

BC547B T2

BC547B

T3BC547B

C3

10µ 16V

C5

10µ 16V

C4

470n

C6

470n

CW CW

CW

12V

004082 - 11

Si nous partons d’un transistor polarisé en zone de claquage, donc quand il se comporte en diode zener, et que nous l’utilisons comme source de bruit, il nous délivre une tension d’amplitude asy-métrique. La parade consiste à utiliser deux transistors qui travaillent en source de bruit indépendamment l’un de l’autre. L’un sera flanqué d’une résistance série vers la masse, l’autre, vers l’alimenta-tion. Les deux sources produisent des tensions de bruit asymétriques, mais

en sens inverse. Comet nous obtenons, dul’amplitude, une tensiotrique.Le schéma propose bruit formées par T1 tances en série sont R2R4 vers le positif de l’aLa tension d’alimentaces dispose d’une plagmanière à choisir la vale mieux aux transistor

sent bruisser à l’envi. C’est que la géné-ration de bruit semble très dépendante de la tension appliquée. Grâce à P1 et R1, on peut ajuster la tension sur T1 entre 8 et 12 V. P3 et R3 font tout pareil au profit de T2. Et les condensateurs C3 et C5 s’en vont lisser les tensions ainsi obtenues.Seulement voilà, dans cette configura-tion, les deux tensions de bruit seront, elles aussi, toujours d’amplitude diffé-rente et il nous faudra les additionner

binons les deux point de vue de n de bruit symé-

deux sources de et T2. Les résis- vers la masse et limentation.

tion de ces sour-e de réglage, de leur qui convient s pour qu’ils puis-


avec un facteur de pondération. Nous pouvons ainsi considérer P2 comme un genre de réglage de balance entre les sorties des deux sources de bruit. Et puis les niveaux en continu ne seront pas identiques non plus, raison pour laquelle C4 a été introduit dans le réglage de balance. Sur le curseur de P2, nous retrouvons le signal de somme pondérée superposé au niveau continu de la source T1. Ce niveau continu va être mis à contribution pour la polarisa-tion de l’étage tampon T3, lequel isole les sources de bruit des circuits reliés à la sortie du montage.

Pour effectuer le réglage, branchons un oscilloscope à la sortie. Tournons d’abord P2 complètement vers la gauche. Réglons alors P1 pour obtenir le maxi-mum d’amplitude à l’écran. Ramenons ensuite P2 vers la droite et cherchons le réglage optimum de P3. Revenons finalement à P2, qui va nous permet-tre d’équilibrer symétriquement le signal de bruit. Le montage fournit quelque 150 mVcc en sortie et sa consommation est de 2 mA.La capture d’écran de la page précé-dente vous montre sur le canal 2 le bruit asymétrique et sur le canal 1 le bruit symétrique obtenu.

Hans Bonekamp

page 2 / 20857 Source de bruit symétrique


0858 Source de courant à faible chute

T1

BC559CR2

10

0k

R1

3Ω

3

D1

C1

100nBT1

4V5

20mA

024083 - 11

LM334

IC1

adj.

V+

V–

1

7

4

(SO8)(TO92)

LM334

adj adj

V+ V–

V–

V+

Il faudra partant, pour un courant de 20 mA donner à R1 une valeur de 3,2 Ω.La présente électronique ne peut servir que dans le cas de différences de ten-sion faibles et de courants peu impor-tants vu que T1 ne peut pas dissiper plus de 100 mW. Nous vous laissons bien entendu la bride sur le cou pour procéder à des expérimentations à partir d’autres dimensionnements. Telle quelle sur ce schéma, cette source de courant convient merveilleusement à l’alimenta-tion d’une LED blanche ayant une ten-sion de service de 3,6 V à partir d’un accu au plomb fournissant une tension de 4 V ou une pile de 4,5 V.

Les sources de courant constant de concept simple fonctionnent pour la plupart de la même manière : on fait circuler un courant par une résistance et on essaie ensuite, par l’intermédiaire d’une boucle de régulation de faire en sorte que la tension aux bornes de la résistance reste constante. Si l’on utilise un transistor à cet effet, on aura une chute de tension de l’ordre de 0,6 V aux bornes de la résistance, chute de ten-sion nécessaire pour obtenir l’ouverture de la base du transistor. Dans certaines applications, cette chute peut s’avérer la source de pertes trop importantes, ce qui est une raison suffisante pour faire appel à un amplificateur opérationnel

disposant d’une source de référence. Le LM334 est une source de courant ajustable présentée sous la forme d’un composant à 3 broches disposant en standard de tout le nécessaire et qui ne nécessite pour la régulation qu’une marge de 64 mV. Le schéma présenté ici est celui d’une source de courant basée sur ce composant quasiment indestruc-tible dont la réalité du fonctionnement a été mise à l’épreuve dans la pratique. Dans le schéma, R1 est la résistance de détection de courant (sense) servant à déterminer la valeur du courant. Celle-ci répond à la formule suivante :R1 = 0,064/courant.


0860 Source de courant commutable

Ce circrant sialimenges à commuOn obpératutor dogaucheApprocsourcenes du

T2

BC846B

R1

680

Ω

R3

10Ω

R2

4k7

R4

10k

C1

100n

UB = +9V

UR1 UR3

ICONST

ON > 1V

OFF 0V

024094 - 11

T1BC857SE1 E2

C2C1

B1 B2

E1B1

C2

C1B2

E2

BC857S

E

C

(SOT23)

B

BC857BA

C

La résistance R3 permet d’ajuster la valeur du courant constant. Il ne faut pas compter tirer beaucoup plus que 100 mA du BC857S. Le transistor double abrite 2 BC857, la version CMS du BC557 bien connu. Cette source de courant peut naturellement être réalisée avec des types « normaux », mais la compensa-tion de température en souffrira.

Gregor Kleine

uit représente une source de cou-mple, à montage discret, pouvant ter à courant constant des char-la masse. Cette alimentation est table par T2.

tient une compensation de tem-re optimale en utilisant le transis-uble PNP BC857S dont la moitié est connectée comme une diode. he utilisée pour le calcul de la

de courant : la tension aux bor- diviseur de tension R1/R2 lors-

que T2 est commuté est égale à la ten-sion de fonctionnement moins la tension à la jonction de la diode pn de la moitié gauche de T1. On peut estimer ce der-nier facteur à environ 0,7 V. Le courant passant par le diviseur de tension est donc: I = (Ub – 0,7 V)/(R1 + R2) D’où l’on calcule la tension sur R1. Celle-ci est, à cause du couplage des bases du transistor double, égale à la tension sur R3. Cette tension devrait être d’au moins 1 V pour que l’ensemble soit stable.


igure 2) montre litude pratique-ur 64 mesures). bande passante

22 kHz, la valeur sortie atteint au entiomètres étant e de 110 mV.la jonction base-tor PNP du type le sens inverse, zener. Sur notre ux bornes de T1 Par action sur P1 ter le niveau de u’il soit tout juste nt sur le poten-e) P2 on ajuste valeur requise.

se ce montage à r P1 purement et e paire d’étages ionnel amplifient ruit produit peut ment importante e (fabricant) du

0538 Injecteur de bruitpage 1 / 2

La courbe de mesure (fune distribution d’ampment plate (moyenne sSi on la mesure sur unes’étendant de 22 Hz à efficace du bruit à la maximum (les deux potmis en butée) de l’ordrLa source de bruit est émetteur d’un transisBC557B qui, pris dansest forcé à travailler enprototype la tension aétait de l’ordre de 10 V.on commence par ajusbruit de manière à ce qaudible, puis, en jouatiomètre (logarithmiqule niveau de sortie à laOn pourra, si l’on utilides fins d’essais, ouvrisimplement à fond. Unà amplificateur opératle bruit. Le niveau du bvarier de façon relativeen fonction de l’origin

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

2

3

1IC2a

6

5

7IC2b

R3

33k

R5

33k

R6

10k

R7

10k

R11

10k

R10

10k

R8

10k

R12

10k

R9

100

R13

100

R4

10

k

R2

10

k

R1

10

0k

C2

2µ2

P2

10k

T1

BC557B

C1

220n

K1

K2

K3

K478L12

IC3

C8

470µ25V

C9

470µ25V

C4

100n

C5

100n

C6

100n

C7

100n

C3

10n

IC1

8

4

IC2

8

4

IC1, IC2 = NE5532CW CW

12V

12V15V

15V

004089 - 11

L

L

R

10V

100k

P1

R

NE5532 utilisé voire du type de tran-sistor utilisé pour T1. La mise en série des deux étages d’amplification offre des perspectives intéressantes : la bande passante est ainsi sensiblement plus grande et IC1a et IC1b constituent les points d’ancrage de filtres dont l’utilisa-teur a la possibilité de définir très lar-gement les caractéristiques des courbes de filtrage.

Le présent montage est principalement destiné aux amateurs, occasionnels ou non, d’expérimentations ayant trait à l’audio.Cette électronique permet en effet de voir, par exemple, s’il existe une diffé-rence au niveau de votre seuil d’audibi-lité avec ou sans musique ou si le fait

d’ajouter un grain de bruit à votre CD n’en améliore pas l’écoute. On pourra également utiliser ce montage, sachant qu’il produit du bruit blanc, lors de mesures en cours de test (différences de sonorité entre plusieurs haut-parleurs, variations entre deux courbes caractéris-tiques de filtrage, etc.).


Le gain de chacun des étages est le même, ceci de manière à garantir la bande passante la plus large possible. Le signal produit par ce double étage est envoyé ensuite, au travers de P2, à un additionneur tout ce qu’il y a de plus simple. Nous avons, dans le cas présent, opté pour une approche stéréophonique de sorte que les deux canaux reçoivent le même signal de bruit. On pourra, si on veut encore aller plus loin dans ses expériences, doter chacun des canaux de son propre générateur de bruit. Il faudra dans ce cas-là, pour P2, utiliser un modèle stéréo pour le dit potentio-mètre.Comme nous le disions plus haut, les amplificateurs utilisés sont ceux dispo-nibles à l’intérieur d’un NE5532, circuit très souvent utilisé dans les montages audio, mais rien n’interdit d’utiliser un autre type d’amplificateur opérationnel

double si tant est qu’il soit bon. L’ali-mentation des amplificateurs opération-nels fait appel à une tension symétri-que de ±15 V. Nous avons prévu une régulation distincte de l’alimentation, en aval du circuit à zener, par le biais de la paire R1/T1, régulation effectuée par IC3, un 78L12, ceci en vue d’éviter une réaction pouvant se faire par le biais de l’alimentation et d’éliminer tout ronfle-ment résiduel qu’elle pourrait véhiculer (les amplificateurs de bruit n’étant pas inverseurs). La tension d’alimentation symétrique de ±15 V est elle découplée séparément à l’aide des condensateurs C8 et C9. IC3 sera à placer le plus près possible de R1/T1 et de IC1.Les condensateurs de couplage C1 et C2 sont requis pour éliminer toute compo-sante continue présente dans le signal disponible à la sortie du générateur de bruit.

Ton Giesberts

0538 Injecteur de bruitpage 2 / 2


0833 Silencieux pour ventilateur de PCpage 1 / 2

tempé-tesse de linéaire

gime du , le ven-ite qu’il

De par régula-eraction de tem-s sur de s (moins rché. Le régime

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

IC1 = TLC272

5k

P2

R2

5k

6

R1

47

k

R5

1M

D2

20k

P1

R3

56

k

R4

10

k

R6

10

0k

R7

1k

R8

1k

R9

10

0k

20k

P3

C2

220µ35V

D3

1N4148

D5

1N4148

D4

1N4148

T1

BC547B

T2

BD242C

D6

1N4004

D1

6V2

C1

10µ63V

K1

K2

R10

820Ω

924009 - 11

BC547BBD242C

CB

E

BC

E924009 - 12

L’association d’un moniteur derature et d’un régulateur de viralenti se traduit par une relationentre la température et le réventilateur. En d’autres termestilateur ne tourne jamais plus vn’est strictement nécessaire.l’existence de deux circuits detion distincts, il n’y a pas d’intentre le ralenti et la régulation pérature, comme cela est le canombreux systèmes concurrentsophistiqués) présents sur le marésultat de cette approche est un
de ventilateur faible (peu de bruit) aux températures peu élevées ansi qu’une ventilation efficace et un bon démarrage en toutes circonstances. Lorsque la tem-pérature augmente à l’intérieur du PC, la chute de tension observée aux bornes de la LED D2 varie avec un gradient de l’or-dre de –2mV/K, ce qui se traduit par une
Le système de ventilation de la plupart des alimentations pour PC (les modèles anciens surtout) est surdimensionné, bruyant, tournant à une vitesse tout à la fois constante et trop élevée. Les auteurs de ce montage ont pu vérifier qu’un PC peut fort bien continuer de

fonctionner parfaitement avec un ven-tilateur qui tourne bien plus lentement. Le contrôleur de régime du ventilateur se décompose en deux sous-ensembles : le premier, le capteur de température, prend ici la forme d’une LED, le second est un régulateur de vitesse de ralenti.


page 2 / 20833 Silencieux pour ventilateur de PC

RésiR1 =R2 =R3 =R6, R10P1, P2 =

tension plus élevée à la sortie de l’ampli-ficateur opérationnel IC1a. L’ajustable P1 sert à définir le niveau de départ, l’ajus-table P2 servant lui à définir la pente de la caractéristique du régulateur. La plage de réglage disponible entre le ralenti et le régime « plein pot » va de 2 à 30°C environ. On règle le ralenti à la valeur requise par action sur l’ajustable P3. Le condensateur C2 garantit une période de fonctionnement à plein régime pendant les quatre premières secondes suivant la mise sous tension de l’ordinateur, la diode D3 relançant le ventilateur après une courte interruption de la tension du secteur. Les sorties du moniteur de tem-pérature et du régulateur de ralenti sont interconnectées à la base du transistor T1 par l’intermédiaire de deux diodes,

D4 eest partentrteurplacnousIl nepoutier préfdireplactemmenpoindeuxsonsprox

stances: 47 kΩ 5KΩ6 56 KΩ

R9 = 100 kΩ = 820 ΩP3 = ajust. 20 kΩ multitour ajust. 5 kΩ multitour

Condensateurs:C1 = 10 µF/63 V radialC2 = 220 µF/25 V radial

Semi-conducteurs:D1 = diode zener 6V2/400 mWD2 = LED 5mm rougeD3 à D5 = 1N4148

D6 = 1N4004T1 = BC547BT2 = BD242CIC1 = TLC272 (Texas Instruments)

Divers:K1, K2 = bornier encartable

à 2contacts au pas de 5mm


t D5. La stabilisation du régulateuobtenue par réinjection d’une faibleie de la tension du ventilateur auxées inverseuses (–) des amplificas opérationnels. L’électronique prende sur un petit circuit imprimé don vous proposons le dessin ci-contre devrait pas y avoir de problème

r lui trouver une place dans le boîde l’alimentation. Il nous sembleérable de ne pas implanter la LEDctement sur la platine, mais de laer en un endroit où les variations depérature sont détectées plus facilet, endroit d’où on la connectera auxts prévus sur la platine à l’aide de fils de câblage souple ; nous pen par exemple à un positionnement àimité immédiate de la CPU.

L. Svenkerud & A. Kristianse

924009

C1

C2

D1

D2

D3

D4

D5

D6

IC1

K1K2 P1P2 P3

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

R8

R9

R10

T1

T2

0 +1

924009

+ -

r

-

t .

-

-

-

n

924009


0872 Stéthoscope électronique

On utstéthoMais uencoreson picapteude vœgénérautilisétensio

2x 32Ω

C1

100µ

T1

BC548

R1

47

0k

BT1

4V5

R2

47

0k

R31k

Bz1

ilise un cornet acoustique ou un scope pour ausculter le cœur. n peu d’électronique améliore les choses. Le transducteur de ézocéramique qui fait office de r peut être récupéré d’une carte ux électronique ou de tout autre teur de mélodie. Le transducteur comme microphone fournit une n de quelque 100 mV. La limite

de fréquence inférieure est très basse à condition que la résistance d’entrée soit élevée. C’est pourquoi l’amplificateur est un émetteur-suiveur. Un casque d’écoute basse impédance peut être utilisé à la sortie. Les battements du cœur s’enten-dent distinctement. On peut même per-fectionner le circuit en utilisant un tran-sistor Darlington qui améliore encore la résistance d’entrée.

Burkhard Kainka


0956 Thermostat avec capteur à diodes PN déporté

+3V0...5V5

C1

100n

J1

5°

10°

(MAX6511)OVER

HYST

t

t

T

T

MAX6511MAX6512MAX6513

Temp.Conv.

Lat

chComp.

IC1

HYSTOVER

DXP

DXN

UDD

GND

ref

T

4

1

6

5

3

2

U

ou

autre C.I.

hystérésis

014078 - 11

Les trois mpar leur co

MAX 651MAX 651

MAX 651

Il est connu que la jonction pn d’une diode possède un coefficient de tempéra-ture de –2 mV/° C et est aussi souvent utilisée pour mesurer la température. La nouvelle famille de circuits intégrés MAX651x de Maxim (www.maxim-ic.com) existe à présent sous forme de ther-mostat intégré à détecteur pn externe. Ce composant est particulièrement bien adapté à la surveillance de température de puces lorsqu’une diode ou un tran-sistor est monté comme capteur sur la puce. Une liaison bifilaire avec le détec-teur déporté est nécessaire même si une des sorties (DXN) se trouve à la masse.

Sinon, des courants de masse pfausser le résultat de mesure.Les MAX651x comportent un conversion qui obtient la tenstempérature à partir de la tenside la jonction pn externe. Un teur compare cette tension à sion de référence et commutes’il y a lieu. La broche HYSTde choisir l’hystérésis de compour empêcher la sortie d’oscivaleur est de 5 °C si HYST se potentiel de la masse. La diffécommutation est de 10 °C sitrouve à VDD.

embres de la famille MAX651x se distinguent nfiguration de sortie :

1 Sortie CMOS active au niveau bas2 Sortie drain ouvert (commute à la masse lors

d’une élévation excessive de température)3 Sortie CMOS active au niveau haut

La température de commutation est pro-grammée à demeure dans le composant par le fabricant. Les valeurs disponibles se situent entre +45 et +125 °C à inter-valles de 10 °C, c’est-à-dire +45, +55, ... jusqu’à +125 °C. Le composant ne consomme que 400 µA pour une tension de service de 3,0 V à 5,5 V. Il est installé dans un boîtier de transistor pour CMS SOT23.

Gregor Kleine

ourraient

étage de ion de la on directe compara-une ten- la sortie permet mutation ller. Cette trouve au rence de

HYST se

www.maxim-ic.com


0881 Sur un I2C à chaud

LTC4300-1

IC1

RDYEN

3 2

8

4

6 7

1 5

R2

10

k

R11

0k

R4

10

k

R3

10

k

C1

10n

+2V7...5V5

ENABLE READY

SCLIN

SDAIN

SCLOUT

SDAOUT

BUS

024045 - 11

Nous commençons à nous habituer à l’USB. Comme il est agréable, avec ce bus, de pouvoir brancher et débrancher un périphérique sans devoir éteindre tout le système ! C’était déjà plus ou moins le cas avec les RS-232 (et pas avec le port parallèle), mais on ne se sentait pas aussi bien à l’aise. Avec un bus I2C ou un SM, il n’est pas question d’intervenir «à chaud», sous tension, le hotswap n’est pas permis.

Une moitié de solution, la possibilité de changer de «partenaire», c’est le tam-pon LTC4300 qui nous l’offre. Il s’agit d’une interface à deux fils proposée par Linear Technology. En jouant la Belle au bois dormant, elle isole le périphérique du bus, si bien que l’on peut s’y rac-corder à tout moment sans faire d’étin-celles. L’épineuse question vous reste cependant sur les bras, à vous de trouver

quand et comment s’assurer qu’il n’y a plus d’activité sur le bus pour pouvoir réveiller la puce d’interface par le signal d’autorisation (enable), de manière à effectuer les présen-tations d’usage entre le nouveau périphérique et le bus.Le tampon est doté de transistors d’excursion haute (active pull-up), qui permettent d’uti-liser des résistances de forçage haut à haute impédance (10 kΩ). Vous saurez tout sur le LTC4300 à l’adresse www.linear.com.

www.linear.com


0884 Surveillance de tension quadruple

MAX6710A

RESET

IC1

IN1

IN2

IN3

IN4

1

6

5

2

3

4

R3

10

0k

R2

10

0k

R1

S1

RESET

(VCC)

VCC1

V

V

V

CC2

CC3

CC4

VCC,Logic

024104 - 11

Processeur

Logiqueou

Le MAX6710 de Maxim (http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX6700-MAX6710.pdf) permet de surveiller quatre tensions de fonctionnement. Le composant émet un signal de réinitialisation lorsque la tension devient plus basse que le seuil programmé par le fabricant. Ce signal reste encore actif pendant les 140 ms qui suivent le dépassement du seuil vers le haut afin que le système connecté soit réinitialisé à coup sûr.La quatrième entrée IN4 peut être pro-grammée à volonté au moyen d’un divi-seur de tension externe. Sa tension de seuil est de 0,62 V. Pour calculer le divi-seur de tension R1, R2, poser R2 approxi-mativement égal à 100 kΩ et calculer R1 par la formule

R RV

VCC th1 2

0 624= ⋅

,

,

La tension sur Ition du circuit inque 35 µA. Un sdépourvu d’ambiglorsque la tension1 V. Ce circuit inboîtier CMS SOT2une liste de typePour un signal deraccorder simplparallèle sur la rtionnement memasse. R1 sert à

Type IN1 IN2 IN3 IN4

MAX6710 A 5 V 3,3 V 2,5 V 0,62 V *

MAX6710 B 5 V 3,3 V 2,5 V 0,62 V *

MAX6710 C 5 V 3,3 V 1,8 V 0,62 V *

MAX6710 D 5 V 3,3 V 1,8 V 0,62 V *

MAX6710 E 0,62 V * 3,3 V 2,5 V 1,8 V

MAX6710 F 0,62 V * 3,3 V 2,5 V 1,8 V

MAX6710 G 5 V 3,3 V 0,62 V * 0,62 V *

MAX6710 H 5 V 3,3 V 0,62 V * 0,62 V *

MAX6710 I 0,62 V * 3,3 V 2,5 V 0,62 V *

MAX6710 J 0,62 V * 3,3 V 2,5 V 0,62 V *

MAX6710 K 0,62 V * 3,3 V 1,8 V 0,62 V *

MAX6710 L 0,62 V * 3,3 V 1,8 V 0,62 V *

MAX6710 M 0,62 V * 3 V 2,5 V 0,62 V *

MAX6710 N 0,62 V * 3 V 2,5 V 0,62 V *

MAX6710 O 0,62 V * 3 V 1,8 V 0,62 V *

MAX6710 P 0,62 V * 3 V 1,8 V 0,62 V *

MAX6710 Q 0,62 V * VCC 0,62 V * 0,62 V *

* ajustable par le biais du diviseur de tension R1/R2

R UV

ALARM1 20 62

1−

= ⋅ −

,

N2 fournit l’alimenta-tégré. Il ne consomme ignal de réinitialisation uïté est déjà engendré
sur IN1 ou IN2 atteint
tégré est disponible en 3. Le tableau contient

s. réinitialisation manuel, ement un bouton en ésistance R2 dont l’ac-ttra l’entrée IN4 à la limiter le courant.

Gregor Kleine




0888 Switch audio/vidéopage 1 / 2

T1

BC547BR3

1k

2

R2

3k9

R1

1M

K1

RE1+12V

D1

1N4148

1

1

T2

BC547BR6

1k

2

R5

3k9

R4

1M

K2

RE2+12V

D2

1N4148

2

2

T3

BC547BR9

1k

2

R8

3k9

R7

1M

K3

RE3+12V

D3

1N4148

3

3

T4

BC547BR12

1k

2

R11

3k9

R10

1M

K4

RE4+12V

D4

1N4148

4

4

JP1K5

common

C1

4µ763V

+12V +12V12V

014120 - 11

L’un des atouts majeurs de ce switch « passif » est qu’il assure une isolation galvanique entre les canaux eux-mêmes de même que par rapport à l’alimenta-tion des relais. Si l’on ne veut pas de cette isolation galvanique il suffit d’in-terconnecter les masses des différentes platines.Chacun des relais est piloté par un tran-sistor lui-même commandé par un divi-seur de tension. Ce diviseur de tension a pour fonction d’assurer une commutation correcte du transistor. La tension d’en-trée requise doit être supérieure à 4 V. Nous proposons, ailleurs dans ce CD-ROM, un récepteur IR taillé sur mesure pour cela. Le récepteur sélecte à chaque fois l’un des quatre relais, mais rien n’in-terdit non plus d’envisager un pilotage différent qui produirait l’activation simul-

RE1 ... RE4

7,62

7,62

5,08 5,08

tanée de tous les relais. Il faudra bien faire attention, lors de l’utilisation de ce circuit, à ne pas créer de court-circuit au niveau des sorties.

L’intérêt majeur de ce montage est sa platine et les possibilités qu’elle offre. L’électronique elle-même est d’une extrême simplicité ; elle se compose de quatre embases Cinch pouvant être

reliées chacune, au travers d’un relais qui leur est propre, à une 5ème embase commune (common). Cette 5ème embase pourra être utilisée, selon les besoins, en entrée ou en sortie.


page 2 / 20888 Switch audio/vidéo

Résistances :R1, R4, R7, R10 = 1 MΩR2, R5, R8, R11 = 3kΩ9R3, R6, R9, R12 = 1kΩ2

Condensateurs :C1 = 4µF7/63 V radial

Semi-conducteurs :D1 à D4 = 1N4148T1 à T4 = BC547B

Divers :JP1 = pont de câblage

(cf. texte)K1 à K5 = embase Cinch encartable,

par exemple, T-709G (Monacor)

Re1 à Re4 = petit relais, bipolaire inverseur,

par exemple, Conrad 505170-24 (12 V/720 Ω)


Nous supposons l’utilisation de relais de 12 V qui consomment chacun, en fonc-tion de leur type, de 15 à 20 mA. Si l’on voulait utiliser ce montage pour la commutation en 5.1-surround + vidéo, il faudra, pour quatre sources, monter sept platines en parallèle (approche qui a son prix !). Le dessin des pistes a été fait de manière à permettre l’extension du nombre d’Entrées/Sorties. En cas d’utilisation d’un nouveau set d’E/S, qui requiert lui un nouveau set de platines dont le nombre dépend du nombre de sources, le commun ne devra pas être connecté; sur l’un des set cette ligne est établie par la mise en place, partout, du cavalier JP1. Les picots se trouvant à proximité du relais sont reliés au circuit imprimé suivant à l’aide d’un morceau de câble blindé.

Il existe également, au niveau de Jd’intercaler un tampon/amplificateurpeut s’agir tout aussi bien d’un tamd’entrée que d’un tampon de sortie.Comme on peut le constater, on trouau niveau des quatre embases, résistances de 1 MΩ prises en paral(R1, R4, R7 et R10). Ces résistanfont office de charge nulle et serventoutre à charger le condensateur de stie d’une éventuelle source coupléecourant alternatif.Les relais mentionnés dans la liste composants ont un brochage standutilisé par d’autres fabricants. Il faubien faire attention, si l’on utilise un tde relais polarisé, à la polarité de l’eroulement d’activation du relais. Notopour terminer que rien d’interdit de tvailler à d’autres tensions.

1, ; il on

014120-1

C1D1 D2 D3 D4

H1 H2

H3H4

K1 K2 K3 K4K5

R1

R2 R3

R4

R5 R6

R7

R8 R9

R1 0

R11

R12

RE1

RE2

RE3

RE4

T1 T2 T3 T4

01

41

20

-1

0

+12V

JP1

1 2 3 4

T0

+12V

com

mo

n

1 2 3 4

T TT

P

p

ve, des lèle ces en or- en

des ard dra ype

01

41

20

-1

n-ns ra-


0894 Système de protection pour pompe

s les bornes les bornes de e trouvant à t être divisée l’alimentation, et le dispositif ment.du circuit est ansformateur ’alimentation é d’une régu- alimentation

n classique de dressement et a LED D5 sert

e fait appel à 0 (« count») e (la pompe ntée. La sor-iveau logique mn, à moins implantation uit, en mode sera la sortie e commande,

page 1 / 2

D1

D4

D2

D3

R1

230V

Tr11VA5

12V

D5

4060

CTR14

IC1

CT=0

RCX10

11

12

15

13

14

11

13

12

CTCX

RX

!G

1

6

4

5

7

9

3

4

5

6

7

8

9

3

2

+

R6

1M

R7

1M

R5

10k

R8

2k

7

D8

1N4148

D9

1N4148

R3

1k

C1

2200µ25V

C2

10µ16V

C3

100n

JP1

T3

BD139

T2

BC550

T1

BC550

D6

D7

1N5408

R2

470Ω

R4

470Ω

D10

Re1D12

1N4148

Re2

S1

R9

2k

7

D11

M1

M

12V

230V

230V

6

30

P

N

16

8

COUNT RESET

RESTART

POWER

4x 1N4001

2x

000133 - 11

schéma, nous découvron230 V d’entrée à gauche, sortie correspondantes sdroite. L’électronique peuen trois sous-ensembles : le circuit de temporisation de détection de fonctionneLa tension d’alimentation dérivée, par le biais du trsecteur Tr1, de la ligne dde la pompe. La nécessitlation n’existant pas, cettese résume à la combinaisotransformateur, pont de recondensateur de filtrage. Ld’indicateur marche/arrêt.Le système chronométriquun 4060, IC1. La LED D1clignote lorsque la chargen l’occurrence) est alimetie Q14 de IC1 passe au nhaut (« 1 ») au bout de 30que l’on ne se trouve, pardu cavalier de court- circ«test» ; dans ce cas-là ceQ6 qui servira d’organe d
cette sortie coupant l’alimentation de la pompe au bout de 6 secondes déjà.Le dispositif de détection de fonction-nement par consommation de courant prend la forme d’une paire de diodes D6/D7 prise en tête-bêche (anti-paral-lèle) dans l’une des lignes d’alimenta-tion. Lorsque la pompe est alimentée, on aura, aux bornes de la paire D6/D7,
La raison de la conception de ce mon-tage est le désir d’éviter qu’une pompe électrique destinée à garder une cave au sec par exemple ne continue de tourner à sec trop longtemps au risque d’être endommagée. Le système de protection de pompe détecte la durée de fonction-nement de la pompe et si ce facteur dépasse une durée prédéfinie (30 mn

dans le cas présent), la tension d’ali-mentation de la pompe est purement et simplement coupée. Cette électro-nique est bien évidemment utilisable, avec l’une ou l’autre modification le cas échéant, pour la protection d’autres appareils.Le circuit est pris en série avec les bor-nes d’alimentation de la pompe ; sur le


une chute de tension suffisante pour faire passer T1 et T2 en conduction. Ces transistors forcent la ligne de remise à zéro (RAZ = Reset) de IC1 au niveau bas de sorte que le circuit de tempori-sation se met à compter. Les diodes D8 et D9 servent de trajet de retour de la broche de RAZ vers la masse; la mise à cet endroit d’un simple pont de câblage aurait pour effet de ponter le dispositif de détection de consommation et cela n’est bien évidemment pas le but de la manoeuvre. De par la présence de ces diodes le niveau de RAZ se situe à quel-que 0,8 V. Le condensateur électrochimi-que C2 a pour fonction d’éviter que les crêtes de tension nées du changement de polarité du courant alternatif, n’aient d’effet néfaste sur le fonctionnement de l’électronique.

Si, après écoulement de la temporisation, la pompe tourne toujours encore, on aura, par le biais du transistor T3, acti-vation du relais 12 V Re1 qui commande à son tour un relais 220 V doté d’une paire de contacts de commutation. L’un de ces contacts sert à couper l’alimenta-tion de la pompe, l’autre est utilisé pour activer la LED « reset », D11.On pourra redémarrer la pompe par une action sur le bouton-poussoir « res-tart ».Quelques remarques pratiques en guise de conclusion. Re1 pourra être un relais encartable de type E. Le bouton-pous-soir « restart » se doit bien entendu d’être de type 230 V. Comme l’ensemble de l’électronique se trouve en contact avec la tension du secteur, la réalisation se doit d’être extrêmement soignée et sa mise dans un boîtier parfaitement isolé est impérative.

Christophe van Lint

page 2 / 20894 Système de protection pour pompe


0902 Télécommande par le secteur : l’émetteurpage 1 / 4

K2

TR1

15V

TR2

3VA3

B1

B80C1500

32mA T

F1

C15

470µ25V

C14

10µ63V

7812

IC2

+12V

R16

220k

R17

220k

C10

1µ

X2

275V

R15

10Ω

D4

4V7 1W3

D5

4V7 1W3

C9

330n

R13

10

Ω

R14

10

Ω

R12

1k

D2

1N4148

D3

1N4148T5

BD140

T4

BD139T2

BF245A

T3

BF245A

6

5

7IC1.B

+12V

R11

4k7

C8

4n7

C13

100n

C5

470p

C1

1n

C2

1n

C4

1n

C11

100n

C7

100pR10

10k

5k

P1

K1

C6

470p

+12V

2

3

1IC1.A

R1

1k10

R2

1k

10

R4

22k

R52k

2

R6

1k

R8

10k

R9

22

0k

R3

47k

R7

1M

D1

1N4148C3

100p

T1

BF245A

C12

10µ63V

R19

2k2

R18

2k2

+12V

(1)

IC1

8

4

+12V

IC1 = AD827JN

024079 - 11

(6)

Ce montage permet la superposition d’une porteuse de 143 kHz sur la ten-sion du secteur, ce qui ouvre des pers-pectives d’applications intéressantes dans toutes sortes de domaines. L’une de ces applications est le « télé-inter-rupteur secteur » décrit ailleurs dans ce CD-ROM. Si l’on fait fi de l’alimenta-tion, ce montage se résume en fait à un oscillateur sinusoïdal, un étage tampon et un transformateur de sortie servant à assurer une isolation galvanique par rapport au secteur.


à un AD827 sachant que ce type de composant est suffisamment rapide pour n’exercer qu’une influence minimale sur les conditions d’entrée en oscillation. Le choix du positionnement à 143 kHz de la fréquence est due au fait que cette valeur se situe approximativement au milieu de la bande allant de 140 à 148,5 kHz (standard Cenelec 50065-1) si l’on utilise des valeurs de la série-E24 pour les composants ayant une influence sur la fréquence. Pour un usage général, la tension ne doit pas dépasser 116 dBµV au maximum.La sortie de l’oscillateur attaque, au travers de l’embase K1, l’étage-tampon que constitue IC1.B. L’embase K1 offre la possibilité de moduler ou de coder ce signal par le biais d’une électronique externe. Il peut s’avérer nécessaire, en fonction de la circuiterie utilisée pour ce faire, de ponter le condensateur C5. Le potentiomètre pris à l’entrée de IC1.B a pour fonction de compenser les tolé-rances de l’oscillateur. Il devient partant possible d’ajuster le montage pour lui faire respecter la norme.Une paire de petits transistors de puis-sance prise à la sortie de l’étage-tam-pon, des BD139/BD140 classiques, est montée en émetteur-suiveur complé-mentaire. Le courant de repos de l’étage de sortie dépend de la chute de tension aux bornes de la paire de diodes D2/D3 et de la valeur des résistances d’émet-

L’oscillateur basé sur IC1.A est du type à pont de Wien. Le quarteron R1/C1/R2/C2 en détermine la fréquence, les résis-tances R3/R4 définissant, de concert avec le dispositif de régulation d’am-plitude basé sur T1, un gain de 3×. Le TEC (Transistor à Effet de Champ, connu également sous l’acronyme FET pour Field Effect Transistor) T1 fait office dans le cas présent de résistance ajustable, la triplette R6/R7/C3 étant chargé d’une linéarisation rudimentaire de la résis-tance de canal. D1 fait subir à la ten-sion de sortie un redressement négatif (par rapport à la masse virtuelle) avant qu’elle ne soit lissée par la combinaison C4/R9 et transmise à la grille de T1 par le biais de la résistance R7. En cas d’aug-mentation de l’amplitude la résistance de canal augmente (en raison de la crois-sance de la tension de grille négative), ce qui se traduit par une diminution du gain de IC1.A. La caractéristiques du FET détermine alors la tension de sortie de l’oscillateur. Dans le cas du BF254A utilisé ici, la valeur crête à crête (top-top) de l’amplitude de sortie se situe aux alentours de la moitié de la tension d’alimentation, mais il ne faut pas passer sous silence les tolérances relativement élevées que peuvent, d’un exemplaire à l’autre, présenter les paramètres de ce type de FET.Nous avons fait appel, en ce qui concerne l’amplificateur opérationnel,

teur R13/R14. Ce courant de repos n’est que de quelques milliampères. Les sour-ces de courant T2 et T4, ainsi que le gain en courant des transistors de sortie déterminent le maximum de modulation. La résistance R12 améliore le compor-tement aux alentours du passage par zéro.Nous avons intercalé un transformateur de sortie, Tr1, de manière à introduire un minimum d’isolation par rapport à la tension du secteur. Il est préférable, pour des raisons de sécurité, de con-sidérer que l’ensemble du montage se trouve en liaison avec la tension du sec-teur et de tenir compte de ce fait lors de sa mise en coffret et de son utilisa-tion ultérieure. L’attaque du primaire du transformateur se fait par le biais de C9. Le rapport des enroulements choisi pour le transformateur est tel que la valeur maximale admissible est atteinte sans être dépassée. Lorsque l’on sait que l’impédance du secteur est de plusieurs dizaines d’ohms, on comprend mieux qu’il faille, à 143 kHz, un condensateur de bonne capacité, C10, pour isoler la porteuse de 143 kHz de la tension du secteur. Le cadre d’utilisation de ce condensateur implique impérativement d’utiliser un condensateur de type X2. Les résistances R16 et R17 prises en parallèle sur C10 servent à faire chuter immédiatement la tension présente sur K2 au cas où, contre toute attente, le

page 2 / 40902 Télécommande par le secteur : l’émetteur



n’en a qu’une. Le noyau, d’origine EPCOS et constitué de matériel N30, possède un diamètre de 16 mm. Les deux enroule-ments sont réalisés à l’aide de fil de cuivre de 1 mm de diamètre à isolation plastique (diamètre total de 2,5 mm). L’enroulement primaire est subdivisé en deux parties égales de manière à pouvoir intercaler le secondaire très exactement entre celles-ci. Les connexions de notre mini-transformateur se trouvent ainsi

fusible F1 devait griller. R15/D4/D5 pro-tègent la sortie de l’étage d’amplification contre des impulsions parasites ou tous phénomènes naissant à la mise sous tension (c’est-à-dire contre un courant impulsionnel potentiel à travers C10).Terminons par quelques aspects pra-tiques. Il vous faudra réaliser vous-même le transformateur Tr1, tâche qui ne devrait cependant pas dépasser vos compétences. Le primaire comporte six spires, le secondaire

(c) ELEKTOR024079-1

B1

C1

C2C3C4

C5

C6

C7

C8

C9

C10

C11

C12

C13

C14C15

D1

D2D3

D4D5

F1

H1

H2 H3

H4

IC1

IC2

K1

K2

P1

R1

R2

R3

R4

R5R

6

R7

R8

R9

R10

R11

R12

R13R14R15

R16

R17

R18

R19

T1

T2

T3

T4T5

TR1

TR2024079-1

32m

A/T

~~

(c)ELEKTOR024079-1

Résistances :R1,R2 = 1 kΩ10/1%R3 = 47 kΩR4 = 22 kΩR5, R18, R19 = 2 kΩ2R6, R7 = 1 MΩR8, R10 = 10 kΩR9, R16, R17 = 220 kΩR11 = 4 kΩ7R12 = 1 kΩR13 à R15 = 10 ΩP1 = ajustable 5 kΩ

Condensateurs :C1, C2 = 1 nF/1 %C3, C7 = 100 pFC4 = 1 nFC5, C6 = 470 pFC8 = 4 nF7C9 = 330 nFC10 = 1 µF/275 VAC, classe X2 au pas de 27,5 mmC11 = 100 nFC12, C14 = 10 µF/63 V radial

C13 = 100 nF céramique au pas de 5 mmC15 = 470 µF/25 V radial

Semi-conducteurs :D1 à D3 = 1N4148D4, D5 = diode zener 4V7/1W3T1 à T3 = BF245AT4 = BD139T5 = BD140IC1 = AD827JN Analog Devices (Farnell)IC2 = 7812

Divers :K1 = embase autosécable à 4 contactsK2 = bornier encartable à 2 contacts au pas de 7,5 mmB1 = B80C1500 verticalF1 = porte-fusible + fusible de 32 mATTr1 = tore ferrite 6:1 N30 16 x 6,3 mm EPCOS

B64290L45X830 (Farnell)Tr2 = transfo secteur 15 V >3 VA, dimensions 35 x 41 mm tel que, par exemple, BV EI 382 1193 (Hahn = 15 V/4,5 VA) ou VB 3,2/1/15 (Block = 15 V/3,2 VA protégé contre les courts-circ.)



diamétralement opposées. On pourra, pour augmenter la tension d’isolement maximale, remplacer le conducteur nu d’origine par du fil de cuivre émaillé.L’alimentation respecte la recette clas-sique transfo + pont de redressement + condensateur électrochimique, le tout monté en amont d’un régulateur de tension, IC2. Comme le circuit tra-vaille avec une alimentation asymétri-

que, on a besoin du diviseur de ten-sion R18/R19 doté de son découplage C11/C12 pour disposer de la moitié de la tension d’alimentation pour IC1. La tension d’alimentation est ensuite éga-lement dérivée vers l’embase K1, de sorte que l’on puisse disposer du +12 V régulé pour d’éventuelles extensions à alimenter.



0904 Télécommande par le secteur : le décodeurpage 1 / 3

+12V

S1

16

13

14

15

12

10

11

1

2

3

4

5

6

7

8 9

S2

1 2 3 4

8 567

C8

100n

HT12D

IC1OSC2

OSC1

DIN

VT

18

A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A7 10AD8

11AD9

12AD10

13AD11

14

15

16

17

(HT12F)

1

2

3

6

7

8

4

5

9

K1

D11

D10

D9

D8

IC3.A

RCXCX

≥1

21

4

3

R

6

7

5

+12V

IC3.B

CX RCX

≥1

15 14

12

13

R

10

9

11

C1

100p

R2

47k

100kP2

25k

P1R11

00

k

+12V

C2

1µ

+12V

R3

1M

+12V+12V

T1

BC547

+12V

T2

BC547

K2

TR1

5 : 5

L1

470µH

C4

22n

C6

2n2

C322n

X2

275V

C5

220p

50k

P3

C7

220p

R5

10M

D2

BAT85

D1

BAT85

1 21

IC2.A

R4

330k

9 81

IC2.D

+12V

15V

TR2

1VA5

B1

B80C1500

C13

470µ25V

C12

10µ63V

7812

IC4

+12V

C17

47n

C16

47n

C14

47n

C15

47nC11

100n

5

6

1

IC2.C

3

4

1

IC2.B

13

12

1

IC2.F

11

10

1

IC2.E

+12V

C10

100n

+12V

C9

100nIC3

16

8

IC2

14

7

024080 - 11

*zie tekst*see text*siehe Text*voir texte*

IC2 = 4069UIC3 = 4538

Le récepteur/décodeur décrit dans le présent article fait partie d’une télé-commande par le secteur sans préten-tion. Ce système de télécommande sec-teur comprend en outre l’« émetteur » et l’« encodeur », deux montages que vous pouvez trouver ailleurs dans ce CD-ROM.Le décodeur repose sur IC1, un circuit intégré de l’écurie Holtek que nous avons déjà utilisé à d’autres occasions, le HT12D ou le HT12F. En mode récep-teur nous avons fait appel au même dispositif passif syntonisé sur 143 kHz basé sur Tr1 et L1/C1 que celui du « télé-interrupteur secteur » car il nous a semblé que l’émetteur était suffisam-ment puissant pour fournir un signal de niveau suffisant.Une paire d’inverseurs du type 4096U, IC2, servent à la mise à un niveau TTL du signal capté. Les diodes D1,D2 assurent une protection contre les impul-sions parasites. L’ajustable P3 permet de régler la sensibilité sachant que toute surmodulation de IC2 peut se traduire par une mutilation des données.L’astuce au niveau de IC2 est, par l’application d’un offset léger au pre-mier tampon, de décaler le second par rapport au centre (ce que l’on pourra vérifier au multimètre) ce qui aura pour effet de fournir au multivibrateur monos-table monté en aval, IC3, un 4538, une salve utilisable pouvant faire office de


page 2 / 30904 Télécommande par le secteur : le décodeur

Résistances :R1 = 100 kΩR2 = 47 kΩR3 = 1 MΩR4 = 330 kΩR5 = 10 MΩP1 = ajustable 25 kΩP2 = ajustable 100 kΩP3 = ajustable 50 kΩ

Condensateurs :C1 = 100 pFC2 = 1 µF MKT au pas de 5/7,5 mC3 = 22 nF/275 VAC classe X2C4 = 22 nF céramique au pas deC5, C7 = 220 pFC6 = 2nF2 céramique au pas de C8, C9, C10 = 100 nF

signal de déclenchement (trigger). IC3.A est redéclenchable ce qui signifie qu’en cas d’arrivée, dans le créneau de temps défini, d’impulsions de déclenchement, l’impulsion en sortie voit sa longueur allongée. Il faut noter cependant que si la largeur de ce créneau est trop impor-tante, les impulsions de sortie sont allongées à un point tel que le décodeur ne pourra pas les considérer comme des données valides.Comme nous le disions, le code d’origine émis arrive partant par le biais de IC3.A. Un second ajustable, P2, sert au réglage très fin des impulsions, sachant que cette opération requiert de disposer d’un oscilloscope. La pratique montre que ce

m

5 mm

5 mm

C11 = 100 nF céramique au pas de 5 mmC12 = 10 µF/63 V radialC13 = 470 µF/25 V radialC14 à C17 = 47 nF céramique au pas de 5 mm


Semi-conducteurs :D1,D2 = BAT85T1,T2 = BC547IC1 = HT12D/F Holtec (Farnell)*IC2 = 4069UIC3 = 4538IC4 = 7812

Divers :K1 = embase autosécable à 4 contactsK2 = bornier encartable à 2 contacts au pas de 7,5 mmS1 = octuple interrupteur DIPS2 = quadruple interrupteur DIP*B1 = B80C1500 verticalTR1 = tore ferrite N30 16 × 6,3 mm EPCOS

B64290L45X830 (Farnell)*TR2 = transfo secteur 15 V/1,5 VA, protégé contre les

courts-circuits, tel que, par exemple, type VB 1,5/1/15 (Block)

* cf. texte


intentions d’activer un résonateur actif il vous faudra assurer un découplage effi-cace de ce composant par prise en série d’une self de 10 mH et en parallèle d’un condensateur de 100 µF/16 V, vu que ces résonateurs peuvent être la source de parasites difficiles à éliminer.Un second multivibrateur, IC3.B, sert en outre à générer une impulsion d’une lon-gueur d’une seconde environ. On pourra modifier cette durée, en jouant sur R3 et/ou C2, au cas où l’application exi-

réglage n’est pas essentiel et que l’on pourra, dans la plupart des cas, mettre P2 tout simplement à mi-course.Le signal en sortie de IC3.A est appliqué au décodeur IC1 qui compare le code reconstitué aux paramètres définis par les contacts des interrupteurs DIL S1 et S2. Si le code reçu est identique à celui ainsi défini, la sortie VT passe au niveau haut de sorte que l’on pourra, par le biais du tampon T2, activer l’une ou l’autre application. S’il était dans vos


gdtCtdHqàdcuba1

page 3 / 30904 Télécommande par le secteur : le décodeur

(C) ELEKTOR

024080-1

B1

C1

C2

C3

C4C5

C6

C7

C8

C9

C10

C11

C12

C13C14

C15C16

C17

D1D2

H1

H2 H3

H4

IC1

IC2

IC3

IC4 K1

K2

L1

OUT1

OUT2

P1P2

P3

R1

R2

R3

R4

R5

S1

S2

T1 T2

TR1

TR2

02

40

80

-1

T

~

~

erait une durée minimum. Au ne cette entrée, T1 sert à nouveaampon classique.omme nous le disions en début icle, il existe, pour IC1, deux typeécodeur, utilisables tous les deuT12D ou HT12F. Le HT12D posuatre sorties de bits de données, AD11. On pourra dériver les done l’embase SIL K1. Il est judicieuxe cas-là de ne pas implanter S2. Stilise un HT12F comme décodeur, ase K1 perd toute raison d’être mai la possibilité de définir une adress2 bits.

(C)E

LEK

TOR

02

40

80

-1

L’alimentation de ce montage reprend la recette classique, sachant cependant que le transformateur Tr2 est légère-ment surdimensionné de manière à lui permettre de fournir, le cas échéant, le courant requis par l’alimentation d’une application faible consommatrice (LED, résonateur piézo-électrique, etc.). Si l’on utilise le dessin de pistes reproduit ici pour réaliser sa platine, l’implantation des composants ne devrait guère poser de problème. De par la présence de l’ali-mentation (transformateur compris) sur le circuit imprimé, le câblage à effectuer est réduit au strict minimum.

iveau u de

d’ar-s de

x : le sède AD8 nées

dans i l’on l’em-s l’on e sur

L’oscillateur du décodeur devra bien évi-demment être accordé sur l’encodeur de l’émetteur. Dans le cas du HT12D/F la fréquence de l’oscillateur doit être 50 fois supérieure à celle de l’encodeur. Ceci signifie que l’oscillateur devra être ajusté à 112 kHz environ. Si l’on en croit la courbe donnée dans la fiche de carac-téristiques l’obtention de cette valeur requiert la prise entre les broches OSC1 et OSC2 d’une résistance de quelque 115 kΩ. L’ajustable P1 permet de peau-finer le réglage de cette valeur tout en permettant de compenser d’éventuelles tolérances.


0905 Télécommande RC5

de fond vu qu’il s’agit de la recette clas-sique utilisée pour réaliser un relais à semi-conducteur (SSR ou Solid-State-

page 1 / 2

TSOP1836

IC3 3

1

2Tri1

TIC206D

ATtiny22

RESET

IC2PB2

PB3

PB4 PB1

PB0

8

4

7 1

2

3 6

5

JP1

R1

560Ω

LEARN

IC1

79L05

C2

10µ16V

C4

470µ16V

C1

100n

C5

22n250V

D2

12V1W3

D1

1N4007R5

470k

R6

470k

R2

150Ω

C3470n250V

K1

R3

47

Ω

1W

R4

47

Ω

1W

K2

230V

000189 - 11

X2

1W

X2

1A T

F1

21 3

Le montage faisant l’objet de cet article permet la mise en et hors-fonction, à l’aide de n’importe quelle télécommande, de lampes et autres charges électriques. Le bouton AB utilisé peut être librement programmé pour n’importe quel code RC5 y compris l’adresse (TV1, TV2, VCR1, etc.). L’adresse par défaut est « KTV1 code 4 ».Comme le trahit le schéma, l’électroni-que mise en oeuvre est extrêmement simple et la recette se résume en fait à la combinaison de 4 ingrédients impor-tants : un module de réception IR, un processeur, une commande à triac et un ensemble d’alimentation.

La tension d’entrée nécessaire à l’ali-mentation est dérivée directement dela tension du secteur par le biais de la« résistance pour courant alternatif »que constitue la combinaison C3/R2ligne protégée par le fusible F1. La diodezener assure une première limitationà 12 V de la tension ainsi obtenue, lerégulateur de tension intégré IC1 en faiensuite une tension de 5 V parfaitemenrégulée.IC3 est un module de réception IR stan-dard assez facile à obtenir (chez Conradentre autres). Ce module ne requierpas de composant externe additionnelLe sous-ensemble basé sur le triac Tri1ne requiert pas non plus d’explications

Relay).Le coeur de ce montage et le seul composant qui ait vraiment de quoi nous intriguer est IC2 : un mini-processeur à 8 broches d’Atmel, qui a été programmé pour détecter le code RC5 et en cas de détection du code correct, faire en sorte que le triac soit, selon le cas, passant ou bloqué. Nous n’entrons pas dans le détail du programme, sachant qu’il est disponible sur ce CD-ROM (voir les ins-tructions sur la page d’accueil). Il en va de même en ce qui concerne le micro-contrôleur Atmel. Si vous n’êtes pas en mesure de le programmer vous-même, vous pouvez en obtenir, sous la dénomi-nation EPS000189-41, un exemplaire programmé auprès des adresses habi-

,

t t

t .


page 2 / 20905 Télécommande RC5

Résistances :R1 = 560 ΩR2 = 150 Ω /1WR3, R4 = 47 Ω/1WR5, R6 = 470 kΩ

Condensateurs :C1 = 100 nF céramiqueC2 = 10 µF/16 V radialC3 = 470 nF/250 VAC, classe X2C4 = 470 µF/16 V radialC5 = 22 nF/250 VAC, classe X2

Semi-conducteurs :D1 = 1N4007D2 = 12 V/1W3Tri1 = TIC206DIC1 = 79L05IC2 = ATtiny22L-8PC Atmel (programmé, EPS 000189-41)IC3 = TSOP1836 Vishay-Telefunken

(ou SFH5110 de Infineonou IS1U60 de Sharp)

Divers :JP1 = embase autosécable mâle

à 2 contacts + cavalierK1, K2 = bornier encartable à

2 contacts au pasde 7,5 mm

F1 = porte-fusible encartable + fusible 1AT


tuelles. Le cavalier JP1 est normalement ouvert. Si on le ferme, le code reçu est stocké dans la mémoire EEPROM comme étant le nouveau code auquel le récep-teur doit réagir.Le dessin de circuit imprimé proposé ici devrait permettre une réalisation sans problème de ce montage. Attention : lors de la réalisation du montage, de son test et de sa mise en coffret, à respecter les

règles de sécurité électrique ; l’endu montage se trouve en effet retension du secteur !Une dernière remarque : ce morequiert, pour fonctionner correctun minimum de charge ohmique,implique qu’il n’est pas utilisablles tubes TL et autres ampoules consommation telles que les PLSL.

J. v

000189-1(C)ELEKTOR

C1

C2

C3

C4

C5

D1

D2

F1

H1

H2

H3 H4

IC1

IC2

IC3JP1K1

K2

OU

T1

R1

R2

R3

R4

R5 R6

TRI1

000189-1

1A

/T

~~

~~

000189-1(C) ELEKTOR

semble lié à la

ntage ement, ce qui e avec faible et les

an Boxtel


0824 Séquenceur de mise sous tension

nsion s’est stabilisée, onctionnement dimi-mmence le décompte à 1 Hz fourni par un é de IC1d, R3 et C3. 7 sont actionnées en e montée de l’impul-ais à l’arrivée de la , la sortie précédente s bascules du verrou Set = Remise à Zéro/ quatre éléments de ttent aux sorties de circuit IC2 arrête le ce que IC1b supprime signal faisant fonc-ur la broche 13. Pour uite du décompte, et orties hors tension,

é, restaurant ainsi le tionner l’horloge sur me les sorties Q5 à

sont connectées sur ouverture des bascu-

CTRDIV10/

IC2

CT=0

CT≥5

4017B

DEC

14

13

15

12

11

10

4

9

6

5

1

7

3

2

& +

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

IC3

4043B

11

14

15

1012

1S

1R

2S

2R

3S

3R

4S

4R

1Q

2Q

3Q

4Q

EN

4

3

6

1

9

2

7

5

R4

1M

R5

1M

R6

1M

R7

1M

J1

5

64

IC1b

&2

13

IC1a

&

12

1311

IC1d

&

8 9

10IC1c

&

R3

4M7

C3

1µ 16VC2

22µ 16V

R2

1M

R1

4k

7

C5

100n

S1

COUNT DOWN

IC1

14

7

IC2

16

8

IC3

16

8

5...15V

5...15V5...15V

IC1 = 4093B C1

100n

C4

100n

004018 - 11

5...15V0mA1

tion. Lorsque la tele signal de non fnue et le 4017 codu signal horloge oscillateur composLes sorties du 401séquence à chaqusion d’horloge – mprochaine pulsationest désactivée. Le(latch) RS (Reset/Positionnement) àtype 4043 permerester actives. Ledécompte à Q4 paralors, via IC1a, letionner l’horloge sautoriser la poursdonc mettre les sS1 doit être fermsignal faisant foncla broche 13. ComQ8 du compteur les commandes d’
les, au fur et à mesure que IC2 poursuit son décompte les bascules sont ouvertes dans la séquence inverse.Le décompte est finalement arrêté à Q9 par IC1c, qui à nouveau supprime le signal de fonctionnement de l’horloge.De faibles résistances de forçage (R4-R7) sont utilisées avec les entrées de fermeture des bascules pour prévenir des conditions de mise en route non définies.
A. Grace

Ce circuit a été développé pour met-tre des alimentations sous tension en séquence, et ensuite hors tension dans la séquence inverse. Ceci peut être utile pour une expérimentation avec des équi-pements et des circuits dont l’alimen-tation doit être appliquée et supprimée suivant un ordre particulier (comme la combinaison du programmateur PC/EPROM utilisé par le département du service des logiciels d’Elektor, ndlr).

Le coeur du circuit est le vénérable compteur décimal CMOS 4017. Les sor-ties Q1 à Q4 ferment les bascules dans l’ordre 1-2-3-4, après quoi le décompte est suspendu. En pressant l’interrupteur S1, on poursuit le décompte. Les sor-ties Q5 à Q8 ouvrent les bascules dans l’ordre inverse, c’est-à-dire 4-3-2-1. La dernière sortie, Q9, est utilisée pour fer-mer le compteur.Quand l’alimentation est appliquée, C2 et R2 conservent le compteur hors fonc-


0906 Télé-interrupteur secteurpage 1 / 2

K1 K2

TR1

5 : 5

L1

470µH

C2

22n

C4

2n2C6

100n

C122n

X2

275V

C8

330n

X2

275V

C3

220p

C5

680pR1

1M5

R3

39

k

R4

6k

8

R22

20

k

R6

470k

R7

470k

10M

P1

T2BC547B

D1

BAT85

D2

1N4148

T1

BC557B

R5

220Ω

+24V

D41N4007

D71N4007

D51N4007

D61N4007

D3

24V 1W3

C7

100µ40V

+24V

A

024078 - 11

B

RE1

(un bien grand mot vu l’extrême simpli-cité du concept) se compose du trans-formateur Tr1 et du réseau accordé L1/C4. La triplette C1/Tr1C2 constitue un réseau couplé accordé sur la fréquence de 143 kHz produite par l’émetteur. La sélectivité est déterminée par la paire L1/C4 sachant que son facteur principal est L1, une self de choc classique.L’amplification permettant la commu-tation du relais est l’affaire du tran-sistor T1. C6 lisse le signal amplifié,
signal qui constitue, pour T2, la tension requise pour lui permettre de passer en conduction et partant d’activer le relais. Le diviseur de tension P1/R1/R2 four-nit déjà au transistor T1 une tension de polarisation de sorte que la sensibilité s’en voit accrue. Cette approche offre également une possibilité d’activer le relais même en l’absence de signal.
Ce projet compact est un interrupteur télécommandable dont le signal de commande est véhiculé par le réseau du secteur. La commande de l’interrupteur se fait par le biais du « télé-émetteur secteur», un autre montage décrit dans ce numéro. Il faudra, sur cet émetteur, prendre un interrupteur entre les bro-

ches 1 et 2 de l’embase K1. En fonction de l’application, cet interrupteur prendra la forme d’un bouton-poussoir à action-ner c’est-à-dire à contact travail.Le but de notre « télé-interrupteur sec-teur » est l’activation d’un relais chargé d’interconnecter la tension secteur pré-sente sur K1 vers K2. Le « récepteur »


0906 Télé-interrupteur secteurpage 2 / 2

Résistances :R1 = 1MΩ5R2 = 220 kΩR3 = 39 kΩR4 = 6kΩ8R5 = 220 ΩR6, R7 = 470 kΩP1 = ajustable 10 MΩ

Condensateurs :C1 = 22 nF/275 VAC classe X2

au pas de 15 mmC2 = 22 nF au pas de 5 mmC3 = 220 pFC4 = 2nF2 au pas de 5 mm

C5 = 680 pFC6 = 100 nF au pas de 5 mmC7 = 100 µF/40 V radialC8 = 330 nF/275 VAC, classe X2 au pas de 22,5/27,5 mm


Semi-conducteurs :D1 = BAT85D2 = 1N4148D3 = diode zener 24V/1,3 WD4 à D7 = 1N4007T1 = BC557BT2 = BC547B

Divers :K1,K2 = bornier à 2 contacts encartable au pas

de 7,5 mmTr1 = 5:5 spires de fil de cuivre

isolé de 1 mm de diamètre sur noyau N30 16 × 6,3 mm, B64290L45X830 EPCOS (Farnell code 311-0266)

Re1 = relais encartable vertical unipolaire 8 A/24 V/1 200 Ω, par exemple, V23057-B0006-A201 (Schrack)


La diode D1 bloque la charge de C5 de sorte que T1 ne peut pas voir sa conduction augmenter. Le principe de fonctionnement du circuit repose sur le fait que le signal entrant est suffisamment important pour dépasser l’hystérésis du relais. Il faut bien entendu que le relais décolle une fois que le signal a disparu.Il nous faut, en toute honnêteté, admet-tre que le montage proposé ici, en raison de l’extrême rusticité de l’électronique mise en oeuvre ici, présente l’incon-vénient, en fonction des circonstances domestiques dans lesquelles il se trouve, de pouvoir présenter une sensibilité un peu trop faible. L’une des solutions possibles pourrait être alors d’abaisser la fréquence de l’émetteur pour l’ame-ner à une valeur comprise entre 95 et 125 kHz. Ceci impliquerait une modifi-cation des valeurs de C1, C2 et C4. De

quoi occuper ceux d’entre nos passionnés par les expérimentaIl faudra bien être conscient du tout comme l’émetteur, l’ensecircuit se trouve (après mise ssion bien évidemment) relié à ladu secteur. L’alimentation de ltransistor et du relais est dérivétement de la tension du secteubiais d’un diviseur de tension cla résistance R5 servant uniqulimiter, lors de la mise sous teune valeur inoffensive l’intensitérant traversant les diodes. LesD4 à D7 assurent le redressemlissage étant la tâche du condeC7. L’impédance de C8 est suffisfaible pour que l’on dispose drant suffisant. La diode zener Dla tension lorsque le circuit sehors-charge (lorsque T2 ne se

024078-1(C) ELEKTOR

C1

C2

C3

C4

C5

C6

C7

C8

D1

D2

D3

D4

D5

D6 D

7

H1

H2 H3

H4

K1

K2

L1

OU

T1

P1

R1

R2R3

R4

R5

R6 R7

RE1

T1T2

TR1

A B

024078-1

024078-1(C)ELEKTOR

pas en conduction et que le relais est décollé). Les résistances R6 et R7 ser-vent à décharger le condensateur C8 dès la coupure de l’alimentation de manière à éviter la présence d’une tension dangereuse sur les bornes d’ entrée.Les bornes A et B sont prévues à des fins de test ; elles peuvent cependant être mises à contribution pour l’activa-tion d’un autre dispositif (sachant cepen-dant qu’il faut bien être conscient du fait que le circuit se trouve en liaison directe avec le secteur !). Le brochage du relais est standard, de sorte que rien n’empê-che d’utiliser un autre type de relais que celui proposé ici. Il faudra se souvenir cependant que la tension d’activation est ici de 24 V et que le courant maximal ne doit pas dépasser 20 mA.

lecteurs tions.fait que, mble du ous ten- tension ’étage à e direc-r par le apacitif, ement à nsion, à du cou- diodes ent, le

nsateur amment ’un cou-3 limite trouve trouve


0896 Tachymètre universelpage 1 / 2

T1

BC547B

T2

BC547B

T3

BC547B

R3

10

k

R4

12

k

R6

1k

5

R9

1k

R8

1k

R5

4k

7

R1

22

k

R2

4k

7

R11

15

k

D2

1N4148

C2

470n

C3

470nC4

470n

C5

470n

R7

10k

- Θ

2k2

P1

R9

1k

C8

1µ

C7

1µ

78L05

IC1

C6

470µ

C1

15p

BT1

9V

S1a

D1BAT49

DVM-210

BT2

9V

S1b

CTR14

IC2

4060CT=0

RCX

10

11

12

15

13

14

11

13

12

CTCX

RX

!G

1

6

4

5

7

9

3

4

5

6

7

8

9

3

2

+

IC3a3

C

5D

4

R

1

2

6

S

IC3b11

C

9D

10

R

13

12

8

S

S2a

R16

4M7R15

1kX1

X1 = 3.276800MHz

C12

68p

C11

56p

IC3

14

7

C10

100n

C13

100n

S3

R12

18k

R13

8k6

R14

3k9

4k7

P22k2

P31k

P4

S2b

M2

PM-4

C9

1000µ

100µA

B

C

B

C

D

A

D

8mA

0V23 5V

5V

nx 10

IC3 = 4013

3

21

1V4f in = 200Hz 0mA8

04004 - 11

zie tekst*see text*siehe Text*voir texte*

1:

2: 100Hz

200Hz n = 12000

50Hz n = 3000

n = 5000

3:

1:

2:

n = 3000

3:

n = 10000

n = 20000

1

2

350Hz

100Hz200Hz

Le tachymètre faisant l’objet du présent article fonctionne sans nécessiter de liaison électrique avec le circuit d’allu-mage (de la bobine). Il se passe même d’enroulement posé sur le câble de bobine. On pourra se contenter, si l’on se trouve en présence d’un allumage électronique, comme « capteur », d’un morceau de câble disposé à une quin-zaine (entre 10 et 30) de centimètres du câble de la bobine, cette distance étant légèrement moindre s’il s’agit d’un allu-mage classique (magnétique).Au départ, ce montage a été conçu comme un appareil autonome alimenté par pile destiné à permettre le contrôle du régime d’une moto (ou encore la valeur affichée par un tachymètre d’ori-gine). De par sa résolution élevée, ce montage permet également de vérifier le régime de ralenti, voire de l’ajuster à la valeur requise.Le dispositif de visualisation est un mul-timètre numérique du commerce ; par-tant, la plage d’affichage du tachymè-tre va jusqu’à 19 999 tr /mn. On peut substituer à ce multimètre un instrument analogique prenant la forme d’un galva-nomètre à bobine mobile de 100 µA.L’électronique du tachymètre fait appel à la technologie discrète, (par opposition à à circuit intégré) et repose sur une triplette de transistors. Le premier étage fait office d’amplificateur, les deux éta-


ges montés en aval ayant pour fonction une mise en forme de l’impulsion. Un réseau RC se charge de l’intégration des impulsions, réseau RC prenant la forme de l’ajustable associé à la résistance de 15 kΩ et du condensateur électrochimi-que de 470 µF pris en parallèle sur le multimètre numérique.L’appareil dispose, pour son étalonnage et un contrôle ultérieur de l’affichage, en option, d’un générateur-étalon intégré. Dans la version utilisant un multimètre numérique l’étalonnage se fait à l’aide de la fréquence de 200 Hz disponible à la sortie d’un oscillateur basé sur un 4060. Ce signal de sortie du généra-teur (point D, S2a se trouvant dans la position représenté sur le schéma) est appliqué à l’entrée du tachymètre (point identifié lui aussi par un « D »). Une fréquence de 200 Hz correspond à un régime de 12000 tr/ms (pour un moteur monocylindre à deux temps). On ajus-tera partant, par action sur l’ajustable, l’affichage du multimètre numérique à cette valeur.

Dans la version à galvanomètre à bobine mobile l’affichage est subdivisé en trois calibres de mesure. Un second circuit du rotacteur sert à la commutation de calibre. Si l’on relie le générateur-éta-lon à l’entrée du tachymètre, le premier circuit du rotacteur D2 définit du même coup la commutation pour disposer de la fréquence d’étalonnage (correcte). L’étalonnage se fait ensuite par le biais du même ajustable que précédemment en faisant en sorte d’obtenir un débat-tement à pleine échelle de l’instrument.L’alimentation du tachymètre se fait à l’aide d’une pile compacte de 9 V asso-ciée à un régulateur de tension 5 V à faibles pertes (LDO = Low DropOut), la diode Schottky montée en aval faisant office de protection contre une inversion de polarité de la tension d’alimentation.Le multimètre numérique devra dispo-ser, pour son alimentation, de sa propre pile compacte de 9 V, cette seconde pile n’étant bien entendu pas nécessaire en cas d’utilisation d’un instrument à gal-

page 2 / 20896 Tachymètre universel

vanomètre à bobine mobile. La consom-mation de courant du circuit du tachy-mètre est de l’ordre de 8 mA. Il n’a pas été tenu compte, dans ce chiffre, de la consommation propre du générateur-éta-lon sachant qu’il n’est en fonction qu’oc-casionnellement, lors d’une action sur le bouton-poussoir S3. Voici, en guise de conclusion à cet article, la relation entre la fréquence d’impulsion et le régime (nombre de tours/mn) d’un moteur :

f = 2nc/60t

formule dans laquelle :f = fréquence d’impulsion,n = nombre de tours,c= nombre de cylindres,t = nombre de temps (2 ou 4) de cha-

que temps.Karlheinz Lorenz


0917 Tension constante

LM33354

IC1

VOUT

-X.X

CFIL

C2–

VIN

C1+

C1–

GND GND

C2+

SD

10

1 8

4

3

2 9

7

5

6

C2

0µ33

C3

0µ33

C4

1µ

C1

10µ

C5

10µ

R1

10

k+2V5...+5V5

SHUTDOWN

OUT = X.X VV

70mA max.

024100 - 11

16V 16V 16V

LM

LM

LM

LM

Le problème des piles utilisées comme alimentation est que leur tension baisse avec l’âge ou plus exactement avec la durée de fonctionnement. Le LM3354 de National Semiconductor (www.national.com/ds/LM/LM3354.pdf) offre une solu-tion. Il contient un convertisseur DC/DC fonctionnant en mode dévolteur comme convertisseur abaisseur de tension (Buck Converter) lorsque la tension d’entrée est trop élevée, mais en mode survol-teur comme convertisseur élévateur de

tension (Boost Convertertension d’entrée est trop bfonctionne sans inductancecondensateur commuté. Unbre de condensateurs sonttension d’entrée avant d’êten une matrice interne sérieou parallèle (dévolteur). Latension de sortie est fonctiode la phase de commutatioest disponible en plusieurstension.

Type Tension d’entrée min. Tension de sortie Courant max.

3354-1.8 2,5 V @ <80 mA +1,8 V 90 mA

3354-3.3 2,5 V @ <70 mA +3,3 V 70 mA

3354-4.1 2,5 V @ <40 mA +4,1 V 90 mA

3354-5.0 2,9 V @ <30 mA +5,0 V 90 mA

Le circuit intégré est cadencé à 1 MHz et fonctionne avec une tension d’en-trée comprise entre +2,5 V et +5,5 V. La tension d’entrée minimale à courant maximum est de 2,9 V (3,4 V dans la version 5 V). Une entrée de mise hors-circuit (Shutdown) permet d’arrêter le convertisseur avec un signal bas. Le ren-dement de ce composant est situé entre 75% et 85%. Une protection thermique contre les surcharges empêche celles-ci d’endommager le composant.

Gregor Kleine

) lorsque la asse. Le tout en technique certain nom- chargés à la re commutés (survolteur) valeur de la n de la durée n. Le LM3354 versions de

www.national.com/ds/LM/LM3354.pdf

www.national.com/ds/LM/LM3354.pdf


0925 Testeur de bus CANpage 1 / 2

82C250

IC1

CANH

CANL VREF

TXD

RXDPCA

RS

56

3

2

1

4

7 8

K1

1

2

3

4

5

6

7

8

9

K2

1

2

3

4

5

6

7

8

9

R1

3k

9R2

3k

9

D1

D2

C1

100nR3

12

0Ω

JP1

004025 - 11

Résistances :R1, R2 = 3kΩ9R3 = 120 Ω

Semi-conducteurs :D1 = LED 3 mm

haut rendement rouge

D2 = LED 3 mm haut rendement verte

IC1 = PCA82C250 (Philips)

Divers :K1 = embase sub-D à 9 contacts

mâle encartable

K2 = embase sub-D à 9 contacts femelle encartable

JP1 = embase autosécable à 1 rangée de 2 contactsau pas de 2,54 mm + cavalier de court-circuit


(C)ELEKTOR

004025-1

C1

D1

D2

IC1 JP1K1

K2

R1

R2

R3

00

40

25

-1

(C)E

LEK

TOR

00

40

25

-1

des heures à courir d’un équipement se trouvant sur l’un des sites à celui présent dans l’autre pièce ou bâtiment pour ten-ter de découvrir la source du problème.Ce dont vous avez besoin dans ce cas-là est un petit appareil portable alimenté en boucle que vous pourrez insérer dans le réseau pour vous assurer de l’arrivée de données au noeud où se trouve l’instrument de test.La présente réalisation fait appel au PCA82C250 un émetteur/récepteur de chez Philips. Cependant, comme notre

Le circuit présenté ici est un prolonge-ment de l’interface CAN présentée par le mensuel Elektor dans son numéro de novembre 1999, pp. 58 à 62.À son taux de transmission le plus rapide de 1Mbit/s la longueur maximale de bus est de 40 mètres, tandis que cette lon-gueur peut aller jusqu’à quelque 1000 m (1 km !) lorsque l’on adopte la vitesse de transmission la plus faible, à savoir 50 kbits/s. Si l’on imagine un bus CAN travaillant à sa vitesse la plus faible, le

câble servant à véhiculer les données pourrait voir sa longueur aller jusqu’à un maximum de 1 km, longueur permettant de passer à travers un certain nombre de bâtiments ! Imaginons un complexe industriel utilisant le bus CAN pour la transmission de données d’un site de production à un autre qui peut fort bien se trouver à un étage différent du même bâtiment voire dans un tout autre bâti-ment et que l’on se trouve brusquement confronté à un problème au niveau du câble. Il est fort probable que l’on perde


page 2 / 20925 Testeur de bus CAN

testeur de bus CAN sert uniquement à suivre (monitorer) des données CAN, l’entrée d’émetteur non utilisée est laissée en l’air – si nous la forçons à la masse il pourrait se transformer en émetteur DOMINANT. Les données arri-vent au testeur par le biais de l’emba-se K2 et ressortent, sans modification, par l’embase K1. IC1 convertit le flux de données du bus CAN en un signal logi-que numérique représenté par deux LED.

Si l’on utilise le testeur de bus CAN en remplacement un équipement doté d’une terminaison, on pourra prendre une résistance de terminaison en circuit par le biais de l’embase à deux contacts JP1, mais en usage normal, JP1 reste ouvert.Il vous faudra utiliser votre technique de gravure de platine habituelle pour réa-liser une platine à partir du dessin des pistes proposé ici.

A. Grace


0813 SDCC (Small Device C-Compiler)

Cet article ne concerne pas un mon-tage mais constitue, à notre avis, un bon « tuyau ». On peut trouver, depuis quelque temps, un compilateur-C pour microprocesseurs sur Internet et qui de plus est, 100% gratuit. Ce programme, baptisé SDCC, est disponible sur le site de Sourceforge à l’adresse :http://www.sourceforge.net. Ce logi-ciel tourne sous Linux et sous Windows (dans une fenêtre DOS).Programmer en C présente d’indénia-bles avantages. Il est possible ainsi de réutiliser des morceaux de programme (des routines) ; des fonctions répétitives peuvent ainsi être converties en routi-nes que l’on pourra réutiliser pour de nouveaux projets. C est de plus devenu un langage standard utilisé intensi-vement dans le monde professionnel. Ceci explique que l’on puisse trouver, sur Internet, de nombreuses fonctions écrites en C et utilisables directement dans les programmes que l’on envisage d’écrire soi-même.

Autre avantage, l’écriture d’un pro-gramme n’est (pratiquement) plus régie par le type de processeur que l’on prévoit d’utiliser. Cette caractéristique ouvre des perspectives intéressantes : il est possible ainsi de tester sur un PC la routine que l’on aura écrite avant de la stocker dans un processeur enfoui (embedded).Ceci raccourcit énormément les temps de développement et dans la grande majorité des cas on pourra se passer d’un débogueur spécialement prévu pour le type de processeur que l’on a à mettre en oeuvre.SDCC est capable de générer du code pour tous les processeurs de la série MCS-51. Ses programmeurs travaillent d’arrache-pied pour supporter les pro-cesseurs suivants : Z80, Gameboy-Z80, AVR, DS390 et PIC.En trois mots comme en 100, SDCC est un compilateur idéal pour tous ceux qui s’intéressent aux microprocesseurs et qui désireraient faire leurs premières armes en C, sans avoir à mettre en danger leur budget « loisirs ».


0940 Testeur de quartz

maximale de 30 MHz environ nsion d’alimentation de 3 V). se contenter, pour les quartz t à 1 MHz ou moins, d’une tension de 1,5 V (l’inverseur is en position L), de sorte que es faites dans ce domaine de s peuvent être faites à très sommation d’énergie. Pour

z oscillant à des fréquences es, l’inverseur S1 sera mis en , la fréquence maximale étant iblement plus élevée. En rai-tte commutation de tension tion par S1, il faudra utiliser, ’interrupteur marche/arrêt, un bipolaire.e ce testeur est un compteur es du type 4060. Le quartz st connecté à l’entrée de la

compteurs, le signal quittant t directement (après tampon-version) le compteur en direc-

page 1 / 2

BT1

1V5

BT2

1V5

S1

R2

4M7

C1

27p

C2

27p

X X R1

22

Ω

D11N4148

D21N4148

T1

BC547C

32Ω

LS1

CTR14

IC1

74HC4060

CT=0

RCX10

11

12

15

13

14

11

13

12

CT

CX

RX

!G

16

1

6

4

5

7

9

3

4

5

6

7

8

9

3

2

+

8

S2.B

S2.A+U

C3

100n

C4

27p

L

HS1: L = < 1MHz

H = > 1MHz

vers le fréquencemètre d’horloge (à une teOn pourratravaillansource deS1 sera mles mesurfréquencefaible conles quartplus élevéposition Halors sensson de ced’alimentapour S2, linverseur Le coeur dà 14 étagà tester echaîne decependannage et in

–U 020076 - 11tion du fréquencemètre. La chaîne de compteur sert uniquement à ramener la fréquence du quartz dans le domaine de l’audible. Les deux sorties de compteur inter connectées en fonction OU logique par le biais des diodes, divisent la fré-quence du quartz, selon le cas, soit par 32 (Q5) soit par 16 384 (Q3). La fré-quence résultante devient audible, lors-que le quartz oscille, à l’aide d’un petit haut-parleur ayant une impédance de 32 Ω (mais on pourra également utiliser un écouteur de baladeur).

Ce testeur de quartz utilisable en tou-tes circonstances permet de tester et mesurer des quartz oscillant à n’im-porte quelle fréquence comprise entre 30 kHz et 100 MHz. On pourra égale-ment utiliser ce montage en amont d’un fréquencemètre. Il permettra ainsi de mesurer directement les quartz oscillant à leur fondamentale, jusqu’à de l’ordre de 24 MHz. Dans le cas d’un quartz oscillant à l’une de se harmoniques,

seul sera affiché la fondamentale. On aura ainsi, par exemple, dans le cas d’un quartz oscillant à 100 MHz sur la 5ème harmonique, affichage d’une fréquence de 20 MHz.Ce comportement, le testeur de quartz le doit, entre autres choses, au fait que la fréquence d’horloge maximale de la famille logique des HC est fonction de la tension d’alimentation. À la température ambiante, on peut espérer une fréquence


La consommation de courant dépend principalement des caractéristiques du haut-parleur et se situe aux alentours de 25 mA. Il suffira, si vous préférez un niveau sonore plus faible, d’augmenter la valeur de R1, ce qui se traduira en outre par une consommation moindre. Si vous n’avez que faire de l’indication

sonore et voulez utiliser ce testeur de quartz uniquement en tant qu’extension pour votre fréquencemètre, vous pourrez également supprimer T1, R1, D1, D2, S2 ainsi que le haut-parleur, ce qui se tra-duira par une consommation de courant encore plus faible.

Karlheinz Lorenz

page 2 / 20940 Testeur de quartz


0943 Testeur de tension pour accu de modélismepage 1 / 2

RX/CX

IC1.A

14

CX

15

13

4&

1

2

3

RX/CX

IC1.B

6

CX

7

5

12&

9

10

11

C1

10n

C2

100n

R3

10

0k

R4

50

0k

R11

15

Ω

5W

R1

47

k

R6

2k

2

R7

2k

2

R8

1k

5

R9

1k

2

R10

33

0Ω

R2

47

k

R5

1k

R12

15

k

100k

P1

T2

BC517

T1

BC557

JP1

JP2

REFOUT

REFADJ

LM3914

IC2

MODE

SIG

RHI

RLO

L10

17

16

15

14

13

12

11

10

L9

L8

L7

L6

L5

L4

L3

L1

18L2

9

5

8

4

6

7

3

2

1

D4

D3

D2

D1

D6

D5

D8

D7

D10

D9

+5V

+5V

SIGNAL

IC1

16

8

IC1 = 74HC123

014071 - 11

La tension de bornes d’une cellule CdNi ou Li-ion est, à charge suffisante, pro-portionnelle à la quantité d’énergie qu’elle stocke. On pourra utiliser ce rapport qui reste linéaire sur une plage relativement étendue comme principe de fonctionnement d’un appareil de mesure de capacité de conception simple.Notre testeur de tension pour accu pour modèle réduit remplit deux fonctions : il assure une charge de l’accu et simulta-nément mesure la tension entre ses bor-nes. Il est en outre possible, de mettre ces deux fonctions en et hors-service par le biais d’un récepteur pour modélisme. Il est possible ainsi, de limiter la réduc-tion de capacité de l’accu qu’implique la mesure, aux seuls instant où celle-ci est requise.


page 2 / 20943 Testeur de tension pour accu de modélisme

Condensateurs :C1 = 10 nFC2 = 100 nF

Résistances :R1, R2 = 47 kΩR3 = 100 kΩR4 = 500 kΩR5 = 1 kΩR6, R7 = cf. texte (1%!)

R8 = 1kΩ5R9 = 1kΩ2R10 = 330 ΩR12 = 15 kΩR11 = 15 Ω /5 WP1 = 100 kΩ

Semi-conducteurs :D1 à D10 = LED à haut

rendement rouge

T1 = BC557T2 = BC517IC1 = 74HC123IC2 = LM3914AN

(National Semiconductor)

Divers :PC1 à PC3 = picotsJP1, JP2 = cavalier

ou bouton-poussoir*


si l’on donne à R6 et R7 une vale2 kΩ. L’échelle de mesure d’un acion à deux cellules ira de 7,2 à 8 V prend pour R6 une résistance de 2 pour R7 une résistance de 1 kΩ.Il faudra, en cas de pilotage parcommande, positionner les deux liers vers le haut (broche 1 au mDans ce cas-là, un flanc montaflanc descendant (en provenance sortie de commutation du récepappliqué à l’entrée de signal démarprocessus de mesure. Un flanc modémarre IC1a dont la sortie bascuniveau haut, démarrant à son tour Un flanc descendant n’a pas d’influsu IC1a, IC1b étant démarré immtement. En tout état de cause, activation de la charge pour la dde la pseudo-période de IC1b. Il fapar action sur l’ajustable P1, régpseudo-période de IC1a de façonqu’elle soit suffisamment longue mtoutes façons plus courte que la pspériode de IC1b.

La branche constituant la charge se limite à bien peu de choses, un transis-tor Darlington BC517 (T2) et une résis-tance de charge, R11, (15 Ω/5 W). En cas d’activation de la charge la base de T1 se trouve quasiment au potentiel de la masse ; dans ces conditions T1 entre en conduction et l’une des LED pourra s’allumer.La LED qui s’allume dépend du LM3914, un voltmètre numérique à circuit de commande de LED par point classique. On dimensionnera les valeurs de résis-tances RR6 et R7 en fonction des carac-téristiques et du nombre de cellules d’accu à tester. Il n’est pas question de visualiser l’ensemble de la plage de ten-sion allant de 0 V à la valeur maximale, mais de se limiter à la partie de la plage comprise entre les maxima de la tension de charge d’une part et de la tension de décharge de l’autre. De par l’utilisation de 10 LED cette échelle peut être très précise. Dans le cas d’un accu CdNi à quatre cellules l’échelle ira de 4,8 à 5,5 V

014071-1 (C) ELEKTOR

014071-1(C)ELEKTOR

C1C2

D1D2D3D4D5D6

D7D8D9

D10

HO

EK

1

HOEK2

HO

EK

3

HOEK4

IC1

IC2

JP1 JP2P1 R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7R8

R9

R10

R11R12

T1

T2

SIGNAL

+0V

014071-1

ur de cu Li-si l’on kΩ et

télé-cava-
ilieu). nt ou de la teur) re un ntant le au IC1b. ence édia-on a urée udra, ler la à ce ais de eudo-
Si l’on prévoit de monter le testeur de tension dans un modèle réduit radio-com-mandé on pourra remplacer les cavaliers par de simples ponts de câblage. À l’in-verse, si l’on prévoit également d’utiliser ce montage pour la mesure de la capa-cité résiduelle d’un accu de caméscope par exemple, il faudra envisager la prise de boutons-poussoirs commutateurs aux embases JP1 et JP2. Le contact de repos correspond au contact supérieur (sur le schéma), le contact travail au contact inférieur de ces deux embases.


0978 Un peu moins fort, S.V.P.page 1 / 2

D2

D3

D1

D4

1N40074x

R1

56k

P1

50k

4N35IC1

5

4

1

2

6S1

BYPASS

R3

10k

R4

12k

R5

1k

R2

82k

C11

4µ750V

T1

BC517

D5

1N4007

RE1D6

1N4007 D7

+12V

RE1a

RE1b

LS L

LS R

R7

22Ω5W

R7

22Ω5W

ANTENNE

RADIO

024021 - 11

R

L

CNY18-2

Nous sommes nombreux, à la maison et au travail, à aimer avoir une radio allu-mée non pas pour l’écouter, mais pour disposer d’une musique ou de nouvelles en arrière-plan. Cependant, il se pourrait bien que le niveau sonore que vous pré-férez puisse s’avérer ennuyeux lorsqu’il s’agit de téléphoner ou de répondre à un coup de téléphone. L’électronique à 3 sous de ce montage réconciliera les amateurs de musique et les accros du téléphone, sachant qu’elle réduit auto-matiquement le niveau sonore de la radio (musique ou nouvelles) lorsque quelqu’un décroche le téléphone. Ter-minés les déplacements incessants pour ajuster le volume du poste radio !Ce circuit est extrêmement simple et réalisé à partir de composants courants. Tant que le combiné du téléphone se trouve sur la fourche, la tension de la ligne téléphonique est haute, de sorte que l’opto- coupleur est en conduction et le relais décollé; la radio est reliée normalement aux hauts-parleurs par le biais des contacts du relais.Une fois que le combiné est décroché, la situation change, la résistance R2 fournissant un courant de base suffisant à T1 pour faire entrer ce transistor en conduction. L’activation du relais, la fer-meture de ses contacts, entraîne la prise en série de résistances de 22 Ω dans les lignes allant vers les haut-parleurs, ce qui se traduit bien évidemment par une


diminution du volume et vous permettra de passer votre coup de fil ou de répon-dre à votre interlocuteur en toute quié-tude, sans avoir à hurler : un peu moins fort, S.V.P., d’où le titre de cet article.S’il est fermé, l’inverseur S1 élimine l’effet de l’opto-coupleur et sert d’ins-trument de pontage (BYPASS).Le relais pourra être un relais 12 V de type bipolaire inverseur ou du type bipo-laire à contacts travail. On jouera sur l’ajustable P1 jusqu’à ce que le relais colle de façon fiable lorsque l’on décro-che le téléphone.

Le schéma propose une alternative au niveau de l’opto-coupleur. Seul le CNY17-2 offre une spécification de ten-sion d’isolement respectant la norme d’équipement de classe 2, le 4N35 respectant quant à lui les normes de la classe 1.L’alimentation de l’électronique pourra se faire par le biais d’un éliminateur de piles, plus connu sous la dénomination d’adaptateur secteur fournissant, en charge, une tension de sortie de quelque 12 V en continu.

A. Baur

page 2 / 20978 Un peu moins fort, S.V.P.


0964 Titreur pour lecteur / enregistreur MDpage 1 / 2

K1

10

11

12

13

14

15

16

17

18

19

20

21

22

23

24

25

1

2

3

4

5

6

7

8

9

11

10

9

6

3 4

2

5

1

12

15

14

13

IC1

0

1

2

3

4

5

6

7

0

1

2

G8 4051

MDX

07

8x

D4

1N4148

D3

D2

D1

C1

10µ 16V

+5V

4x

R2

3k2

R3

3k9

R4

4k7

R5

6k9

R6

10k

R7

15k

R8

22k

R1

6k8

R9

14

0k

IC1

16

8

+5V

STOP = R1FF = R1 + R2RWD = R1 + R2 + R3VOL+ = R1 + .. + R4VOL– = R1 + .. + R5BASS = R1 + .. + R6DISPLAY = R1 + .. + R7PLAY = R1 + .. + R8

024123 - 11en l'absence d'activation de touche = R1 + .. + R9

STOP = R1FF = R1 + R2RWD = R1 + R2 + R3VOL+ = R1 + .. + R4VOL– = R1 + .. + R5BASS = R1 + .. + R6DISPLAY = R1 + .. + R7PLAY = R1 + .. + R8

en l'absence d'activation de touche = R1 + .. + R9

bien longtemps un système bifilaire tout ce qu’il y a de plus simple. Chaque tou-che de la télécommande a pour effet de connecter à ce « bus » une valeur de résistance donnée, facteur qui permet au lecteur/enregistreur d’identifier la touche activée.Le schéma que Thomas H. Meier a déve-loppé (www.iq-tm.de/MD/MD70X.html) pour les appareils de la série MD-MS7XX de

Les lecteurs/enregistreurs pour MiniDisc (MD) portables voient, leur prix chutant régulièrement, leur popularité croître rapidement. Ils offrent, entre autres, la possibilité de saisir les titres de manière à pouvoir identifier rapidement un disque et les morceaux qu’il comporte. Cette saisie est cependant une opération péni-ble vu l’absence de clavier alphanuméri-que et que la saisie se fait par action sur

les touches « + » et « – » pour trouver, dans un set de caractères, le caractère voulu que l’on choisit ensuite par une action sur la touche « ENTER ». Cette fonction peut exister sur l’appareil lui-même, mais également être implémen-tée par le biais des touches se trouvant sur la télécommande. La dite télécom-mande est reliée au lecteur/enregistreur, les fabricants asiatiques utilisent depuis

www.iq-tm.de/MD/MD70X.html


Sharp prouve que l’électronique mise en oeuvre est d’une étonnante simplicité et qu’il ne faut pas grand chose pour ému-ler cette télécommande sur le port paral-lèle d’un PC. Un multiplexeur analogique est piloté par quatre lignes de données du port imprimante. Au repos (aucune touche n’est actionnée) la résistance totale de la télécommande est égale à la prise en série des résistances R1 à R9. En cas d’action sur la touche « STOP » la broche 13 de IC1 est reliée, en interne, à la broche 3, de sorte que la télécom-mande se trouve confrontée à une résis-tance de 6kΩ8. En cas d’action sur la touche « Fast Forward » c’est au tour de la broche 14, ce qui se traduit par une résistance totale de 10 kΩ (R8+R9), etc. D’autres marques utilisent des valeurs de résistances différentes et d’autres types de connecteurs, mais le principe reste le même. Ailleurs, dans ce même CD-ROM, nous expliquons comment il est possible, par quelques mesures simples, d’adapter ce montage aux télécomman-des d’autres types/marques de lecteurs/enregistreurs MD .

Il est évident que ce montage ne sert pas à grand chose si vous ne disposez pas d’un programme qui vous permette de saisir les informations de titres sur votre ordinateur et fasse en sorte que cette information arrive au bon endroit sur le MiniDisc. Malheureusement le prin-cipe de saisie des titres (c’est-à-dire les combinaisons de touches que requiert ce processus) varie d’une marque à l’autre. Pire encore, il arrive qu’il varie, chez le même fabricant, d’un modèle à l’autre. Une recherche sur Internet où l’on commencera à l’adresse :www.minidisc.org offre, sous le point de menu « Hacking », « Filing and Titling » les liens vers des programmes capables d’effectuer cette tâche pour différentes marques et types de lecteurs/enregis-treurs MD. Si votre propre type de lec-teur /enregistreur n’y est pas il vous faudra écrire votre propre programme. Heureusement certains programmeurs proposent sur Internet leur code-source qui pourra vous servir de base pour écrire votre propre programme.

page 2 / 20964 Titreur pour lecteur / enregistreur MD

www.minidisc.org


0970 Transformateur de réglage numériquepage 1 / 2

2,3,3,6+/C7

M2[COUNT]

CTRDIV16

M1[LOAD]

M4[DOWN]

2,3,3,6–

3,5CT=15

74HCT169

4,5CT=0

M3[UP]

[ 1 ]

[ 2 ]

[ 3 ]

[ 4 ]

IC2

1,7D

12

13

14

11

10G5

G6

15

2

7

1

9

3

4

5

6

2,3,3,6+/C7

M2[COUNT]

CTRDIV16

M1[LOAD]

M4[DOWN]

2,3,3,6–

3,5CT=15

74HCT169

4,5CT=0

M3[UP]

[ 1 ]

[ 2 ]

[ 3 ]

[ 4 ]

IC1

1,7D

12

13

14

11

10G5

G6

15

2

7

1

9

3

4

5

6

IC3

2803

VEE

+VS

ULN

11

12

13

14

15

16

17

18I1

I2

I3

I4

I5

I6

I7

I8

O1

O2

O3

O4

O5

O6

O7

O8

10

1

2

3

6

7

8

4

5

9

+12V

RE1

12V

RE2

12V

RE4

12V

RE8

12V

RE16

12V

RE32

12V

RE64

12V

RE128

12V

+12V

R51

0k

C1

1µ

+5V

R3

10

k

R4

10

k

C2

22n

C3

22n

13 121

IC4.F

11 101

IC4.E

R1

560Ω

R2

560Ω

+5V

S1BOURNS

C

A

B

IC1

16

8

IC2

16

8

IC4

14

7

+5V

IC4 = 74HCT14

TR1

RE1.A

RE1.B

RE2.A

RE2.B

RE4.A

RE4.B

RE8.A

RE8.B

RE16.A

RE16.B

RE32.A

RE32.B

RE64.A

RE64.B

RE128.A

RE128.B

1V1A

1A

1A

1A

1A

1A

1A

1A128V

64V

32V

16V

8V

4V

2V

230V 1V...250V

1

2

1

IC4.A

3

4

1

IC4.B

5

6

1

IC4.C

9

8

1

IC4.D

024031 - 11

10V

ECW1JB24AC0024

1A2 T

F1


Ces valeurs permettent, par combinai-son, d’obtenir toute valeur de tension de sortie imaginable. De manière à disposer d’une tension de sortie à valeur variable continûment, façon de parler puisque l’on utilise un pas de 1V, nous avons uti-lisé un rotacteur générateur d’impulsions attaquant un compteur/décompteur. Les impulsions fournies par le générateur sont décalées l’une par rapport à l’autre ce qui permet de déterminer le sens de rotation. En aval d’un réseau servant à l’élimination des rebonds de touches, les compteurs montés en cascade sont pilo-tés, selon le cas, en mode de comptage ou de décomptage.Les sorties commandent les relais par le biais de étages de puissance du type ULN2803, les relais établissant les contacts avec les enroulements requis et partant les tensions qu’ils fournissent. Il faudra contrôler la tension de sortie par la connexion d’un voltmètre placé en calibre alternatif.Il faudra, lors de la réalisation de ce transformateur réglable numériquement, veiller à respecter les règles habituelles ayant trait à l’utilisation de la tension du secteur dans un montage.

Dieter Barth

page 2 / 20970 Transformateur de réglage numérique

Disposer d’un transformateur à tension de sortie ajustable doté d’une isolation galvanique est une nécessité quasi-incontournable dans tout laboratoire d’électronique digne de ce nom. Le prix de ce type d’« instrument » le met mal-heureusement souvent hors de portée du budget de l’amateur. Pour un laboratoire d’amateur, les transformateurs réglables du commerce sont souvent surdimen-sionnés de sorte que l’on pourra, à un coût relativement modéré, réaliser son propre transformateur ajustable, opéra-tion manuelle sans grande complexité permettant d’économiser une somme non négligeable.Pour obtenir ce résultat, il suffit de réunir un transformateur prévu pour l’intensité de courant recherchée et une électroni-que relativement simple (voir schéma). L’ensemble de ces pièces permet de réa-liser un transformateur à pilotage binaire capable de fournir toute tension alterna-tive comprise entre 1 et 255 V et ce par pas de 1 V.Le principe repose sur une série de 8 tensions de sorties différentes étagées de façon binaire, ce qui signifie qu’elles doublent d’une valeur à la suivante (1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128).


0973 Transmetteur pour prolongateur IR à fibre optiquepage 1 / 2

R5

1k

C8

220µ25V

C7

4µ763V

D6

1N4002

7805

IC4

D5

5V> 9V

POWER

IC2

14

7

IC3

16

8

C6

100n

C5

100n

004021 - 11

74HCT4040

CTR12

IC3

CT=0

10

11

13

15

14

12

11

10

CT 4

2

3

5

6

7

9

1

+

9

8

7

6

5

4

3

2

1

0

J1

10

11 12

13 14

15 16

1 2

3 4

5 6

7 8

9

3 41

IC2b

9 81

IC2d

11 101

IC2e

13 121

IC2f

5 61

IC2c

R1

1M

C1

33p

C2

33p

C3

15pX1

18.432MHz

1 21

IC2aR2

1k5

R4

39Ω

R31k

D1 D2

D4

D3

TORX173IC1

3

2 4

1

5 6

C4

100n

L1

47µH

IC2 = 74HCU04

5V

5V

5V

36kHz: 5 - 6

Récepteuren Fonction

Transmission

En l’absence de réception de signal, l’émetteur Toslink présent du côté du récepteur est actif, raison pour laquelle on trouve un niveau haut à la sortie du récepteur Toslink. Le tampon IC2a signale, au travers de la LED D1, cet état d’activation. La remodulation des données reçues se fait par le biais du compteur IC3, un 74HCT4040 dans le cas présent, cela en raison de la pré-sence, sur le module Toslink, d’une sor-tie TTL. Au repos, IC1 procède à une
remise à zéro (RAZ) à répétition du compteur IC3. L’oscillateur basé sur IC2c tourne alors en roue libre, c’est-à-dire en permanence.
Le présent montage rend sa modulation originelle au signal de la télécommande reçu qui sera ensuite démodulé par le

récepteur situé à l’autre extrémité du prolongateur (cf. l’article « récepteur pour prolongateur IR à fibre optique », ailleurs dans ce CD-ROM).


page 2 / 20973 Transmetteur pour prolongateur IR à fibre optique

Selfs : L1 = 47 mH

Résistances :R1 = 1 MΩR2 = 1kΩ5R3, R5 = 1 kΩR4 = 39 Ω

Condensateurs :C1, C2 = 33 pF

C3 = 15 pFC4 à C6 = 100 nF

céramiqueC7 = 4µF7/63 V radialC8 = 220 µF/25 V radial

Semi-conducteurs :D1 = LED à haut

rendement verteD2 = LED à haut

rendement rouge

D3,D4 = LD271D5 = LED à haut

rendement jauneD6 = 1N4002IC1 = TORX173

(Toshiba)IC2 = 74HCU04IC3 = 74HCT4040IC4 = 7805

Divers :J1 = embase

autosécable à 2 rangées de 8 contacts + cavalier de court-circuit

X1 = quartz 18,432 MHz


Lorsque la sortie du récepteur Toslink passe au niveau bas, le compteur est libéré, ce qui se traduit par la géné-ration d’une fréquence de porteuse. Cette fréquence dépend du facteur de division exact et de la fréquence propre de l’oscillateur. Nous nous sommes ici à nouveau basés, tout comme dans le cas du récepteur, sur les codes RC5. Ceci explique le choix d’une combinaison donnant une fréquence de 36 kHz très exactement :18,432 MHz / 29 = 36 kHz (on dispose, sur la broche 12, de la fréquence de l’oscillateur divisée par 29). Nous avons prévu, au niveau du dessin des pistes, une rangée de paires de contacts permet-tant de choisir d’autres facteurs de divi-sion, ceci de manière à rendre ce mon-tage encore plus universel. Il est pos-

sible d’imaginer d’autres comconvenant à d’autres normescas échéant à opter pour un fréquence différente. La sortattaque 4 inverseurs montés lèle et chargés de fournir, dele courant requis par les LEDD4 (de l’ordre de 50 mA). Lecompteur sert également à indle biais de la LED D2, une émcours. Sa fonction est pratiqueverse de celle de la LED D1 qlorsque D2 clignote.Contrairement à ce qui est norle cas, nous avons remplacé la de l’oscillateur par un condensceci en vue de compenser le reduit par IC2c. On peut acceptrègle de base que ce condensrequis à partir d’une fréquence

(C)ELEKTOR 004021-1

C1

C2

C3

C4

C5C6 C7

C8

D1

D2

D3

D4

D5

D6

H1

H2 H3

H4

IC1

IC2

IC3

IC4

J1

L1

R1

R2

R3

R4

R5

X1

004021-1

0+

(C) ELEKTOR004021-1

et que sa valeur sera celle du condensa-teur Cload du quartz, c’est-à-dire la moitié de C1 (C1 étant par ailleurs égal à C2). On pourra, pour les fréquences inférieu-res à ces 6 MHz remplacer C3 par une résistance d’une valeur comprise entre 1 à 2,2 kΩ.L’indicateur marche/arrêt D5 prend la forme d’une LED de couleur jaune ce qui explique que le courant à travers cette LED soit légèrement supérieur à celui véhiculé par les autres. On pourra, si l’on utilise une LED à haut rendement (high efficiency), faire passer la valeur de R5 à quelque 3,3 kΩ.Au repos, c’est-à-dire récepteur en fonc-tion, le montage consomme de l’ordre de 41 mA. Si le récepteur est désactivé la consommation de courant grimpe à quelque 67 mA, vu que l’on passe en mode d’émission permanente.

Ton Giesberts

binaisons , quitte le quartz de ie choisie en paral- concert, IR D3 et signal du iquer, par ission en ment l’in-ui s’éteint

malement résistance ateur, C3, tard intro-er comme ateur est de 6 MHz


0981 Une puce contre les (re)bonds

1.

page 1 / 2

MAX6816

IC1OUTIN

2 3

4

1

100n

S1

2V7 ... 5V5

1 2

004043 - 11

t

t≈ 40ms

1

2

MAX6816

SOT143

1

2 3

4

MAX6817IC1

OUT1

OUT2

IN1

IN2

1 6

5

2

3 4

100n

2V7 ... 5V5

S2S1

004043 - 12

SOT23 - 6

MAX6817

1

4

2

3

5

6

Un problème qui afflige depuis long-temps les touches et autres claviers rac-cordés à des composants numériques est celui des rebonds des contacts. On fait appel à des éléments RC, à des bascu-les ou encore à des solutions logicielles pour maîtriser la fermeture répétée du contact de la touche lorsqu’on l’actionne. Il existe à présent un composant qui remplit à lui seul ce rôle et envoie des impulsions numériques bien définies à l’électronique située en aval.

Les composants MAX 6816818, dont la simplicité de msentée dans la figure 1 espour le cœur, sont des circution élevée contre les rebonches à 1, 2 ou 8 entrées. Toexterne est superflu. Les touaux entrées doivent être commutées à la masse. Lesde charge sont internes. Cestionnent à une tension de 2et consomment moins de

MAX6818

IC1

OUT0

OUT1

OUT2

OUT3

OUT4

OUT5

OUT6

OUT7

IN0

IN1

IN2

IN3

IN4

IN5

IN6

IN7

19

20

10

18

17

16

15

14

13

12

11

CH

EN

2

3

4

5

6

7

8

9

1S8S1

100n

2V7 ... 5V5

004043 - 13

MAX6818

SSOP20

10 11

12

13

14

15

16

17

18

19

201

2

3

4

5

6

7

8

9

2.

entrées sont à l’épreuve de tensions continues (incorrectes) dans la plage allant de +25 à –25 V et des décharges électrostatiques jusqu’à ±15 kV.Les MAX 681x possèdent un oscillateur intégré qui fixe le rythme d’un compteur. Ce compteur est réinitialisé chaque fois que le niveau d’une entrée change au cours d’un délai de 40 ms. Le compteur ne peut arriver au maximum et libérer l’entrée que si le signal est stable pen-dant 40 ms. Voilà tout le secret de la

6, 6817 et ontage pré-t un baume its à protec-ds des tou-ut élément ches reliées simplement résistances puces fonc-,7 V à 5,5 V 20 µA. Les


protection contre les rebondissements lors de la fermeture ou de l’ouverture du contact de la touche.Le MAX 6818 peut être raccordé direc-tement à un bus de données car il pos-sède une entrée d’activation (EN) qui commute les sorties les sorties à haute impédance vers le niveau haut. Il existe aussi une sortie Change (CH) qui indique le changement d’état de la touche pres-sée. La sortie CH peut être directement raccordée à la ligne d’interruption d’un système à microprocesseur. Le brochage de ce composant correspond à celui du

verrou (Latch) 74xx573 bien connu. Le MAX 6817 peut donc être utilisé directe-ment comme pour le remplacer.Le MAX 6816 est disponible dans un minuscule boîtier SMD SOT-143, le MAX 6817 dans un boîtier SMD SOT23 à six broches pour transistor et le MAX 6818 dans un boîtier SSOP20. Les fiches de caractéristiques de ces circuits intégrés de protection contre les rebonds sont disponibles sur Internet à l’adresse de Maxim Integrated Products :www.maxim-ic.com

Gregor Kleine

page 2 / 20981 Une puce contre les (re)bonds

www.maxim-ic.com


0986 Variante de manette de jeu

tale. Si l’on envisage de copier un tel anche de jeu à l’aide de potentiomètres rdinaires qui tournent sur 270 degrés, faut adopter un schéma modifié dans sens de celui qui est reproduit ici. Les aleurs de R1 et R2 sont données à titre dicatif, elles peuvent varier en fonc-on des sensations ressenties à l’emploi.

R1

39k

R2

39k

P125klin.

024064-

11

tomoillevinti

Sur les jeux vidéo comme pour les modèles réduits, les manches de commande utilisés recèlent deux poten-tiomètres d’environ 100 kΩ, capables d’une déflexion de 60 à 90 degrés. En fait, sur ces potentiomètres, on n’utilise qu’un tiers ou un quart de leur résistance

Il ne serait d’ailleurs pas saugrenu de prendre pour R1 et R2 une combinaison d’une résistance fixe et d’un potentiomè-tre ajustable, qui permettra de trouver plus rapidement la valeur idéale, du fait que les deux résistances s’influencent mutuellement.


0988 Variateur de lumière peu complexe à détecteur

mpes à basse tension. Les deux cts de chaque détecteur consis-implement en deux punaises. Une on directe du doigt engendre une ance de 100 kΩ à 1 MΩ. Le circuit onne comme un intégrateur muni ondensateur dans la branche de on inverse. On obtient ainsi une téristique de commande relative-linéaire. Une fois atteinte, l’inten-mineuse ne varie pas pendant des s à condition de s’être servi d’un nsateur à film de bonne qualité.

S1

S2T1

BUZ10

La1

BT1

6V

C1

100n

tes la contatent spressirésistfonctid’un créacticaracment sité luheureconde

Un FET de puissance permet de réa-liser très simplement un variateur de lumière à détecteur pour de peti-

Et ce circuit présente même un avan-tage pour les gens impatients : plus on appuie énergiquement et plus l’intensité lumineuse varie rapidement.

Burkhard Kainka


0994 Visualisation de flancs

Ce circuit est si compact et si simple qu’il peut servir par exemple d’anti-rebond de touches ou de signaux numériques. Il est tout simplement inséré dans le trajet des signaux.Mais il peut aussi être facilement être incorporé dans le boîtier d’un testeur logique pour permettre de visualiser des impulsions de courte durée avec une DEL à haute efficacité.La consommation (environ 9 mA en moyenne) est par ailleurs la plus basse pour un niveau d’entrée bas, car seuls le courant d’entrée de la porte et le cou-rant de fuite de la diode parcourent R2.

aut. Le niveau ine » aussi par roche 3 défini la broche 12

u niveau haut. n signal d’en-

de sortie bas, gé et la sortie eau haut. Les nt alors aussi use à présent aussi stable à entrée soit au

10

98

IC1.C

&

13

1211

IC1.D

&

4

56

IC1.B

&

1

23

IC1.A

&

D1

1N4148 R2

10

0k

3k

3

R1

47

0k

C1

1µ 16V

IC1

14

7

C2

100n

+5V

IC1 = 74HC132 9mA

trouvent donc au niveau hhaut de la broche 8 « domD1 le niveau bas de la bsinon par R2, de sorte quede IC1d est aussi placée aL’état n’est stable qu’avec utrée de niveau haut.Par contre, avec un niveaule condensateur est décharde IC1a se trouve au nivbroches 9 et 12 se trouveau niveau haut car D1 caun blocage. Cet état est condition que le signal d’niveau bas.

Dans le cas contraire, un courant beau-coup plus élevé passe de la broche 8 à la broche 3 par D1 et R2. Il est facile d’inverser ce comportement en permu-tant D1 et R2.On peut pousser encore plus loin le souci d’économie en remplaçant D1 et R2 par une véritable porte OU. Dans ce cas, le circuit peut constamment rester à la tension d’alimentation : un commutateur marche/arrêt est superflu.La valeur des niveaux logiques permet d’alimenter le dispositif de visualisation de flancs à partir du circuit à tester. Il faut tenir compte du comportement de commutation (HC ou HCT) et des valeurs limites du circuit utilisé.

Friedrich Rimatzki

Un signal numérique doit se maintenir pendant un certain temps si l’on veut pouvoir le surveiller avec une DEL (= Diode ÉlectroLuminescente, LED). De courtes impulsions ne font briller la DEL que trop brièvement pour nos yeux. Le circuit auxiliaire décrit ici ne comprend que quatre portes NON-ET (NAND) à deux entrées chacune sous forme d’un 74HC(T)132, deux résistances, une diode et un condensateur ; il prolonge suffisamment une impulsion brève pour la rendre visible dans la DEL.Le niveau de sortie de la broche 8 pré-pare le circuit pour le flanc suivant. La sortie à «1» logique signifie que C1 est complètement chargé et que la sortie de la porte 1a se trouve au niveau bas. La sortie de IC1b et la broche 9 de IC1c se

Les choses ne commencent à bouger que lors d’un changement de niveau du signal d’entrée. Un flanc positif ou néga-tif fait en effet basculer immédiatement la broche 9 ou 12 au niveau bas tout en ne modifiant pas l’état de l’autre. Le niveau de sortie varie donc en fonction du signal d’entrée. Un nouveau chan-gement de niveau immédiat n’a alors aucune influence car il ne serait transmis à la sortie que si les broches 9 et 12 se trouvaient toutes deux au niveau haut. Cette dernière condition ne peut tou-tefois être réalisée avant que le délai défini par les valeurs de R1 et C1 se soit écoulé (dans notre cas, de l’ordre de 100 ms). Au cours de ce temps mort, un changement de niveau d’entrée n’a aucun effet sur la sortie !


1000 VU-mètre 60 dB à LEDpage 1 / 3

S1.A

S1.B

C3

100n

C7

100n

+5V

+5V

R3

68

0Ω

R5

82

0Ω

R6

2k2

R7

22

Ω

100ΩP1

C5

22n

R2

10kC4

2n2

R1

2k7

C1

1µ

D6

D5

D8

D7

D10

D9

D2

D1

D4

D3

D16

D15

D18

D17

D20

D19

D12

D11

D14

D13

+5V

R4

22k7805

IC3

C2

10µ16V

C6

10µ16V

D21

1N4001

+5V+5V

000083 - 11

DOT

REFOUT

REFADJ

LM3915

IC1

MODE

SIG

RHI

RLO L10

17

16

15

14

13

12

11

10L9

L8

L7

L6

L5

L4

L3

L118

L2

9

5

8

4

6

7

3

2

1

REFOUT

REFADJ

LM3915

IC2

MODE

SIG

RHI

RLO L10

17

16

15

14

13

12

11

10L9

L8

L7

L6

L5

L4

L3

L118

L2

9

5

8

4

6

7

3

2

1

La plupart des médias audio analogi-ques, y compris la radio, restent dans des frontières dynamiques de 60 dB. Ce VU-mètre a été conçu comme un appa-reil de table pour des applications audio familiales, aussi a-t-il sa propre alimen-tation. Commandé par un signal musical alternatif intercepté directement sur les connecteurs de hauts-parleurs de basse impédance – c’est-à-dire en parallèle avec ces hauts-parleurs– et disposant d’une réponse linéaire de fréquence, il couvre une gamme dynamique de 60 dB par incréments de 3 dB en utilisant 20 diodes LED (Light Emitting Diode = diode électro-luminescente) montées en barregraphe. Le faible nombre de ses composants et sa simplicité permettent au circuit d’être hébergé dans une petite boîte, ou derrière un écran transparent tel qu’un support de photos en acrylique à poser sur une table.Le circuit intégré LM3915 de National Semiconductor détecte les niveaux de tension et pilote 10 LED, offrant un affichage analogique logarithmique à pas de 3 dB. La commande du courant des LED est programmable et régulée. Le circuit intégré comporte une source de référence de tension ajustable et une matrice de division de tension 22 kΩ à dix pas précise. Un amplificateur tampon d’entrée de ±35 V garantis, référencé par rapport à la masse, capable de détec-ter les tensions jusqu’à la valeur de la masse, pilote dix comparateurs référen-


page 2 / 31000 VU-mètre 60 dB à LED

Haut-parleur 4 Ω 4 Ω 4 Ω 8 Ω 8 Ω 8 Ω 16 Ω 16 Ω 16 Ω

Puissance 10 W 50 W 100 W 10 W 50 W 100 W 10 W 50 W 100 W

R1 2kΩ7 18 kΩ 30 kΩ 6kΩ8+1kΩ1 30 kΩ 47 kΩ 15 kΩ 47 kΩ 68 Ωk+2kΩ2

C4 2nF2 470 pF 330 pF 1 nF 330 pF 330 pF 470 pF 330 pF 270 pF

Tableau 1.

Le signal audio à mesurerbroche 5 d’IC1 et d’IC2 paC1-R1-R2-C4. R1 et R2 formseur de tension et C4 est supprimer les hautes fréquAvec R1 à 2,7 kΩ comme prle schéma, l’indication de dévmale est atteinte à 6,4 Veff travers 4 Ω). Selon la puisstie de votre amplificateur,appropriées de R1 et de C4 sélectionnées dans le tableal’entrée du VU-mètre est cparallèle aux hauts-parleusance P et la tension U prrelation suivante :

P = U2 / Z

où Z est l’impédance du hexprimée en ohms. Chaquerang inférieur dans la chaînediminution de puissance de tension de 70,71 % par rappimmédiatement supérieure.Le seuil de la première diotout juste de 7,0 mV, perm

cés auprès du diviseur de tension. En appliquant une résistance supplémen-taire en série avec l’entrée, on augmente la protection de l’entrée jusqu’à ±100 V. Deux circuits LM3915N (IC1 et IC2) sont montés ici en cascade pour couvrir la plage de 60 dB. R5 programme le cou-rant des LED au niveau du circuit IC2 tandis que le réseau R5-R6-P1-R7 règle la tension de référence qui détermine le niveau du signal d’entrée d’IC2 pour une déviation maximale. Dans notre cas, il est fixé à 5,0 V. Le niveau de déviation pleine échelle du circuit IC1 est dérivé de cette référence et installé 30 dB plus bas que celui d’IC2. Il est ajusté préci-sément par le potentiomètre P1, avec la résistance R3 programmant le courant de la diode LED fourni par IC1. La valeur de R3 est inférieure à celle de R5 pour compenser le diviseur de tension interne d’IC2 qui est connecté en parallèle avec la source de tension de référence dans IC2. La valeur adaptée de R3 garantit qu’il n’y a aucune différence de lumino-sité des LED entre IC1 et IC2.

arrive à la r le biais de ent un divi-ajouté pour ences (HF).

Résistances :R1 = 2kΩ7 (cf. texte)R2 = 10 kΩR3 = 680 ΩR4 = 22 kΩR5 = 820 ΩR6 = 2kΩ2R7 = 22 ΩP1 = 100 Ω

Condensateurs :C1 = 1 µF/63 V

(MKS, MKC)

C2,C6 = 10 µF/16 V radial

C4 = 2nF2 (cf. texte)C3, C7, C9 = 100 nFC5 = 22 nF

Semi-conducteurs :IC1, IC2 = LM3915N(National Semiconductor) IC3 = LM7805 (National

Semiconductor)D1 à D20 = LED


ésenté dans iation maxi-

(soit 10 W à ance de sor- les valeurs peuvent être u 1. Comme onnectée en rs, la puis-ésentent la

aut-parleur diode d’un indique une 50 % ou de ort à la LED

de LED est ettant ainsi

malheureusement et au bruit et aux ten-sions d’offset (de décalage) du tampon interne et du comparateur d’influencer l’affichage en bas d’affichage du bar-regraphe à LED (les toutes premières LED). Les condensateurs C4 et C5, un câblage adéquat et une conception cor-recte du circuit imprimé de la platine peuvent assurer un bon niveau d’immu-nité au bruit.Pour une version stéréo du VU-mètre, les circuits de mesure présentés ici doivent être dupliqués. L’alimentation a déjà été prévue pour une version stéréo. Un adaptateur secteur avec une tension de sortie d’environ 8 Vcc est un moyen bon marché et sécurisé d’alimenter le circuit. La tension des LED est réduite à +5,0 V par le régulateur IC3 afin de contenir la puissance de dissipation des circuits IC1 et IC2 dans des limites sécurisées.


Un interrupteur bipolaire, S1, de commuter l’affichage du modregraphe » vers le mode « popoint». Le circuit imprimé de laconçu pour le VU-mètre à LED n disponible tout prêt. IC3 se pradiateur.Le VU-mètre n’a besoin que d’unsimple réglage. Connectez un vnumérique à la broche 6 du ciret réglez l’ajustable P1 pour lire(5,0 V / 31,62), c’est-à-dire –30rapport à la tension présentebroches 7 et 8 d’IC2.Enfin, ce VU-mètre ne doit putilisé avec des amplificateurs atype BTL que l’on peut rencontquelques récepteurs radio de mais uniquement avec des amplidisposant d’une masse commun

page 3 / 31000 VU-mètre 60 dB à LED

permet e «bar-int par platine ’est pas asse de

seul et oltmètre cuit IC1 158 mV dB par

sur les

as être udio de

rer dans voiture,

000083-1

(C)ELEKTOR

C1

C2

C3

C4 C5

C6

C7

D1D20

D21

IC1 IC2

IC3

P1R1

R2R3

R4

R5R6R7

S1

S2

000083-10+

T

T

000083-1

(C)E

LEK

TOR

ficateurs e.Rikard Lali


0779 Régulateur à découpage élévateur de tension à limitation de courant intégrée

laquelle Vsense=50 mV.DJ permet, par l’applica-sion comprise entre 0 et éduction linéaire de la limi-ant. La tension de détec- 50 mV aux bornes de R3 t maximum diminue selon

4 × 63 V – 0,8 x V_IADJ).

le ainsi, après avoir fixé 3 une fois pour toutes, de r sur la limitation de cou-is de la tension V_IADJ.quer, en ce qui concerne auche, que la résistance 3 se trouve prise entre le

LT1618

IC1

SHDN

IADJ

GND

ISN

ISP

VIN

VC

SW

FB

10

1

5

3

9

2 7

8

4

L1

10µH

R3

0Ω1

R19

09

k

R2

10

7kR4

2k

2

C2

10n

C1

10µ35V

C3

10µ35V

D1MBR0520+1V8...+5V

+12V

J1

V_IADJ

150mA

014107 - 11

L1

10µH

R1

2M

R2

12

1kC2

100n

C1

10µ35V

C3

10µ35V

D1MBR0520+2V7...+5V

+22V

J1

V_IADJLT1618

IC1

SHDN

IADJ

GND

ISN

ISP

VIN

VC

SW

FB

10

1

5

3

9 2

78

4

R3

0Ω619

014107 - 12

R L

= 80mAI const

openV =formule dans La broche IAtion d’une ten+1,58 V, une rtation de courtion (Vsense) depour un couranla formule : Vsense = 0,0

(1,2

Il reste possibla valeur de Rpouvoir influerant par le biaIl est à remarle schéma à gde détection R

1. 2.

condensateur d’entrée et la bobine. Si l’on place R3 en amont du condensa-teur électrochimique il devient difficile de contrôler correctement le courant de bobine.Le LT1618 travaille à des tensions d’en-trée comprises entre +1,6 et +18 V. La plage de tensions de sortie admissibles va de Vin à +35 V. Dans le cas d’un courant de découpage de 1 A de la bro-che SW vers la masse il est possible de disposer, en fonction de la tension de sortie requise, des courants de sortie de plusieurs centaines de milliampè-res. La fréquence de découpage de ce composant qui est proposé en boîtier MSOP compact à 10 broches se situe à 1,4 MHz.

Gregor Kleine

Pour la première fois on dispose, avec le LT1618 de Linear Technology (www.linear-tech.com), d’un régulateur à découpage rehausseur de tension (step-up) doté d’un mécanisme de limitation de courant intégré. Il devient possible ainsi de protéger de façon simple, le régulateur à découpage qui, de par le principe mis en oeuvre, n’est pas pro-tégé contre les courts-circuits (la tension d’entrée est en effet accessible depuis la sortie par le biais de la bobine et de la diode). Il devient possible ainsi de placer la limitation de courant à l’entrée du circuit (figure 1), ce qui permet du même coup de limiter la consommation de courant de l’ensemble de l’électroni-que. Le schéma représenté en figure 2

permet de doter la sortie d’une limitation de courant. Cette approche permet de réaliser des sources de courant constant travaillant à un niveau de tension supé-rieur à celui de la tension d’entrée. Avec le dimensionnement du schéma, notre rehausseur à découpage fournit une tension de sortie nominale de quelque 22 V.La valeur de la tension de sortie se cal-cule à l’aide de la formule suivante :

Vout = 1,263 V (1+ R1/R2).

Le courant de sortie de laisse ajuster par le biais de la résistance R3 ; il répond à la formule :

Imax = Vsense/R3

www.linear-tech.com

www.linear-tech.com


0886 Surveillance de ventilateur

ventilateur possédant une protection ntre les blocages stoppe de lui-même cas de dérangement (= blocage). Si est le cas, la durée du signal FAIL est ale à celle des tentatives de redémar-e su ventilateur. Si la reconnaissance

la diminution excessive du nombre de rs ne fonctionne pas parfaitement, un

ndensateur électrolytique (100 µF) en rallèle sur le ventilateur peut amélio-r les choses. L’entrée OFF peut servir

ettre en marche et à arrêter le ven-teur.

Gregor Kleine

MAX6684SENSE

IC1

FAIL

PEND

OFF

FC+

FC–

7 2

3

6

8

4

5

1

+3V3

C2

1µ

C1

100n

R1

10k

R2

10k

C3

100n

M1

12V250mA

M

+12V3mA4 (24V max.)

max.

024096 - 11

FAILOFF

16V

Uncoentelégragdetoucopareà mtila

sert à capter les impulsions du moteur du ventilateur et les traite selon la forme et la fréquence de leur courbe. Un MOS-FET de puissance avec une résistance à l’état passant d’environ 1 Ω est placé entre SENSE et PGND.Le signal FAIL (drain ouvert) indique une erreur par un état bas (d’où la barre d’activation caractérisant le signal) lors-que :a) la consommation du ventilateur chute

au- dessous de 35 mApp (composante alternative)

b) la consommation du ventilateur dépasse 600 mA

c) le nombre de tours du ventilateur chute au-dessous de 700 tours/min environ (composante alternative de 25 Hz)

d) la température de la puce dépasse +160 °C (protection contre le suré-chauffement)

Maxim (http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX6684.pdf) propose le compo-sant MAX6684 pour la surveillance de ventilateurs. Ce circuit intégré en boîtier 8 broches SO CMS réagit à un blocage du ventilateur mais aussi à une dimi-nution excessive du nombre de tours. La tension d’alimentation du composant lui-même se situe entre +3,3 et +5,5 V, mais on peut y raccorder des ventila-teurs jusqu’à +24 V 250 mA. Une résis-tance détectrice vers la masse (PGND)

Dans le premier cas, le ventilateur reste en circuit ; dans le cas b), une tenta-tive de remettre le ventilateur en mar-che est effectuée toutes les 62 ms. Si la surcharge de courant n’a pas dis-paru, le MAX6684 déclenche encore une fois dans les 2 ms et attend à nou-veau 60 ms. Le ventilateur reste aussi enclenché dans le cas c). Dans ce cas, la limite inférieure du nombre de tours est déterminée principalement par le con-densateur de couplage entre FC+ et FC–. Il est parfois nécessaire de déterminer expérimentalement cette quantité.

http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX6684.pdf

http://pdfserv.maxim-ic.com/en/ds/MAX6684.pdf


0778 Régulateur à découpage double

c de charge L1 et L2 doivent être µH pour une tension de sortie de t de 150 µH pour 9 V à 15 V. C2 sont des condensateurs électrolyti-ermettant un démarrage progres-

lon une fonction de rampe de la

T1

BC547B

STA801M

SOFT1

SOFT2

V2SEL

IC1

FB2B

FB2A

SW1

GND

VIN

SW2

FB1

10

5

78

3

6

4

1

2

9

STA802M

C2

0µ47

R1

10k

T2

BC547B

C3

0µ47

R2

10k

C1

220µ 35V

C4

470µ 16V

L1

L2

JP2

JP1

C5

470µ 25V

VIN

(min. OUT2V + 2V)

OUT2V

+5V+9V

(STA801M)(STA802M)

500mA max.

500mA max.

ON/OFF1

ON/OFF2

siehe Text*see text*voir texte*

zie tekst*

014076 - 11

*

*

*

*

*

Br1

ouvert

ouvert

fermé

fermé

de chode 100+5V eet C3 ques psif se

Il existe actuellement un grand nombre de circuits intégrés servant de régulateur à découpage. Le STA801/802 (de SSG Halbleiter Vertriebs-GmbH) offre quant à lui deux régulateurs à découpage dans le même boîtier avec un courant maxi-mum de 0,5 A pour chacun d’eux. La série STA 800 d’Allegro Microsystems (www.allegromicro.com) comporte un pre-mier abaisseur de tension (step down)

à découpage fournissant une tension de sortie de +5V (STA 801M) ou +9V (STA 802M). Le second dévolteur peut être programmé par câblage pour les 4 tensions de sortie de +9, +11,5, +12V et +15 V. Les cavaliers 1 et 2 du schéma du circuit doivent être positionnés selon le tableau ci-dessus. La tension d’en-trée doit dépasser la tension de sortie d’au moins 2 V. Les valeurs des bobines

Br2 STA 801M STA 802M Vin requise

broche 9 9,0 V 9,1 V > 11 V

broche 10 11,5 V 11,7 V > 14 V

broche 9 12,1 V 12,1 V > 14 V

broche 10 15,5 V 15,7 V > 18 V

tension de sortie. Les étages à transistor T1 et T2 permettent de mettre hors-cir-cuit le régulateur à découpage associé à chacun d’eux (Haut = Shutdown). Les composants STA800 sont disponibles auprès, de SSG (www.ssg-halbleiter.de) et des distributeurs Spoerle et Insight GmbH. On trouvera par exemple des bobines de choc appropriées dans la série DO3316P de Coilcraft (www.coil-craft.com).

Gregor Kleine

www.ssg-halbleiter.de

www.coilcraft.com

www.coilcraft.com

www.allegromicro.com


0910 Temporisateur à bascule bistable

e), transition qui se traduit par une ction de la LED. Le condensateur

e décharge ensuite très rapidement avers de R3 et de D1. Cet état de se à zéro reste stable jusqu’à une elle action sur la touche S1.onsommation de courant dans cet d’attente d’activation est de quel- petits microampères seulement. nsité de courant mis en jeu lors de

vation de la sortie passe à de l’ordre mA (la LED consomme la part la importante de ce courant). Si, à la sous tension, le compteur passe à tat autre que celui de l’initialisation, dra actionner la touche le nombre is requis pour obtenir l’extinction LED. Si l’on implante C2 comme

ique le dessin en pointillés de ce osant sur le schéma, l’initialisation

R5

47

k

R3

47

0Ω

5MP1

R4

1k

R1

33

k

R2

4k

7

C1

4µ716V

C2

100µ16V

D1

1N4148CTRDIV10/

IC1

CT=0

CT≥5

4017

DEC

14

13

15

12

11

10

4

9

6

5

1

7

3

2

&+

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9S1

D2

5...12V

004002 - 11

12V/1V5

0V

5V

8mA

16

8

Q

massextinC2 sau trreminouvLa cétat quesL’intel’actide 8plus miseun éil faude fode lal’indcomp
(remise à zéro) du circuit intégré se fait automatiquement lors de l’application de la tension d’alimentation. L’inconvénient de cette approche est que des parasites au niveau de la tension d’alimentation peuvent influer de façon néfaste sur la précision du temporisateur.
Jürgen Graßmann

Ce temporisateur à bascule bistable fait appel à un compteur décadique CMOS du type 4017. Son fonctionnement est le suivant : une action sur la touche T1 se traduit par la décharge du conden-sateur électrochimique C1 au travers de la résistance R2. Dès le relâchement de cette touche on a apparition d’une impulsion positive sur l’entrée d’horloge de IC1. Ceci a pour conséquence un pas-sage à l’état haut (niveau de la tension d’alimentation) de la sortie Q1. On alors

circulation d’un courant par R4 et D2, de sorte que la LED s’allume. Pendant le même temps le condensateur C2 se charge au travers de l’ajustable P1 et de la résistance R5. P1 permet de définir la durée de charge sur une plage allant de 5 secondes à quelque 7 minutes. Dès que le condensateur a atteint un niveau de charge égal à la moitié de la tension d’alimentation, le 4017 est remis à zéro par le biais de sa broche 15. La sortie Q1 repasse au niveau bas (potentiel de la


0814 Secrets de la télécommande des MiniDisc

LD, cet interrupteur permet r les mesures. HOLD court-effet la télécommande pour action malencontreuse sur

uches ; il suffit dans ce cas-là la mesure en mode « testeur té ».e l’on a identifié les contacts, ’actionner successivement ouches et de relever la cor-e entre la touche actionnée r de résistance relevée. Il e classer les valeurs mesu-’ordre croissant. La valeur la correspond à R1, la suivante et ainsi de suite. En l’ab-ion sur une touche la valeur t la somme de R1 à R9. La n des résistances correspond

sée sur le schéma du titreur

R1

S1

R2

S2

R3

S3

R4

S4

R5

S5

R6

S6

R7

S7

R8

S8

R9

K1

S9

HOLD

024128 - 11

fonction HOde simplifiecircuite en éviter toutel’une des tod’effectuer de continuiUne fois quil suffira dtoutes les trespondancet la valeufaut ensuitrées dans lplus faible à R1 + R2sence d’actmesurée esnumérotatioà celle utilipour MD.

office de cordon prolongateur pour le casque d’écoute. Côté MD on découvre un connecteur spécial avec une embase jack pour le son et une série de contacts pour fonctions additionnelles, contacts dont deux sont utilisés par la télécom-mande pour ses touches. Chaque touche applique une valeur de résistance à ces deux contacts, ce qui permet à l’appareil de reconnaître la fonction activée.Ailleurs dans ce CD-ROM nous décrivons un montage simplifiant la saisie des titres des pistes d’un MiniDisc grâce à un programme tournant sur PC. Cet article évoque les différences existant entre les télécommandes de marques différentes. Il existe même, pour une même marque, des différences d’un modèle de lecteur/enregistreur à un autre, le principe à base de valeurs de résistances reste lui le même. Le schéma illustre la structure interne d’une télécommande.Il faut commencer par identifier les deux contacts qui servent à la commande du MiniDisc. Il suffira pour cela, en

Les lecteurs/enregistreurs MiniDisc por-tables sont accompagnés d’une télé-commande permettant d’exécuter les fonctions les plus courantes. Dès que l’on évoque la notion de télécommande on pense presque automatiquement au boîtier de zapping d’un téléviseur, mais il s’agit ici d’un boîtier minuscule dotés de boutons et qui fait en même temps

s’aidant d’un ohmmètre, de relever la valeur de résistance de toutes les combinaisons de contacts possibles. Il faudra, lors de chaque mesure, appuyer sur une touche pour voir si cette action se traduit par un changement de la valeur mesurée. Si cela est le cas, nous avons identifié les contacts dont nous avons besoin. Une petite astuce : si la télécommandée concernée dispose d’une


0859 Source de courant balisée

S’il n’y a vraiment pas de courant llecteur, ou trop peu, la chute de on sur la résistance R2 diminue. nsion d’émetteur diminue égale- et le transistor, par la jonction émetteur, essaie de rehausser la n d’émetteur. En conséquence, le nt ne passera plus par la LED, mais ulera par la base. Moins de courant la LED, elle va s’éteindre et four-e excellente indication optique du fonctionnement réel de la source urant. Et pourquoi y aurait-il trop e courant débité par la source ? ce de tension d’alimentation, cou-

du câble ou résistance trop grande le circuit, par exemple.

R1

1k

5

R2

12

0Ω

D1

T1

BC547B

+5V

10mA

R1

1k

5

R2

12

0Ω

T1

BC547B

+5V

10mA

CNY17IC1

R3

10

k

6N135

024024 - 11

A B

2mA

base.de cotensiLa tementbase-tensiocouras’écodans nir un(dys)de copeu dAbsenpure dans
Une indication optique, c’est bien, mais parfois, on préférerait une indication logique pour l’utiliser dans un micro-processeur ou un circuit d’alerte. Dans ce cas, nous pouvons remplacer la LED discrète (et pourtant bien visible) par celle d’un photo-coupleur. Tant que la LED reçoit un courant suffisant, le pho-totransistor intégré sera conducteur (la sortie sera basse). Dès que la source de courant ne fonctionne plus, la LED est privée de courant et le transistor bloque, la sortie logique devient haute. Le type de photo-coupleur n’est pas critique, pratiquement toutes les versions usuel-les conviennent.
Une source de courant composée d’un transistor, d’une résistance et d’une LED comme référence de tension, rien de nouveau ! Mais rares sont celles dont la LED offre en plus une précieuse indication sur le bon fonctionnement de l’ensemble.Revoyons un instant comment ça mar-che. Aux bornes de la LED, une ten-sion constante voisine de 2V affectée approximativement du même coefficient de température que le transistor. Grâce à quoi la chute de tension sur la résis-tance d’émetteur reste constante, elle aussi, puisque la tension entre base et émetteur est constante (du moins pour

le même courant de base, ce qui est normalement le cas aussi longtemps que le courant de collecteur est uni-forme, objectif poursuivi). Une tension constante aux bornes d’une résistance, c’est la garantie d’un courant constant. Tout est limpide, jusqu’à présent.Le courant dans la LED, nous le choisis-sons de manière à ce qu’elle s’éclaire déjà visiblement, du moins s’il s’agit d’un modèle à haut rendement (HR, high efficiency), soit 1 à 2 mA. Il faut aussi du courant au transistor. Si par exemple la source de courant fournit 10 mA et que le gain du transistor vaut 200 (un type B), il prendra 50 µA par la


0808 Réveil en musique

e le volume à zéro. Il est pour obtenir une meilleure nflement induit, de souder

posants additionnels direc- potentiomètre d’origine.e du transistor se fait le scule bistable, un flip-flop isation de signal réalisée rtes ET (AND). La bascule constituée par les portes .B est forcée, par l’im-veau bas produite par la C R2/C2, au niveau haut e la sortie de la porte IC1.rrive directement, encore t retardé par la résistance

densateur C3, aux deux 1.C. Si ces deux entrées niveau haut, IC1.C bloque n raison de l’introduction orisation, le réveil se fait

lume restreint, puis, une

R1

10

k

R2

10

k

S1

D1

1N4148

C2

10µ40V

C3

220µ25V

R4

3k

3

C1

100n

IC1

14

7

D2

1N4148

R3

100k

T1

BC237

P1

1

23

IC1.A

&

5

64

IC1.B

&

8

910

IC1.C

&

12

1311

IC1.D

&

A

B

024050 - 11

IC1 = 4093

3...

15V

du

réce

pte

ur

de bien mettrrecommandé, réjection du roces deux comtement sur leLa commandbiais d’une baRS, à temporà l’aide de pobistable RS, IC1.A et IC1pulsion de ni combinaison Rà la hauteur dA. Ce signal aque légèremenR3 et le conentrées de ICprésentent unle transistor. Ede cette tempd’abord à vo
fois la temporisation écoulée, au volume prédéfini. Le bouton de remise à zéro S1 permet de limiter manuellement le volume prédéfini : l’entrée de la porte IC1.B est forcée au niveau bas, de sorte que la bascule RS bistable change d’état et bascule dans l’état inverse. Cet état est mémorisé par le biais de l’étage de commutation bistable jusqu’à ce que l’on coupe la tension d’alimentation.
Uwe Reiser

Les radio-réveils les meilleur marché sont incapables de faire une différence de volume entre le coucher et le lever. Il suffit pourtant d’une électronique de 3 sous pour garantir une mise en sommeil douce et un réveil assuré ! Cette technique ne requiert pas la mise en place délicate et mécaniquement compliquée d’un second potentiomètre ; ce que fait le montage est de rehaus-ser quelque peu le volume par rapport à la valeur prédéfinie. Pour ce faire, on

déconnecte la ligne reliant le potentiomè-tre à la masse et on intercale un poten-tiomètre ajustable dans la dite ligne. La « position » à donner à cet ajustable est une affaire de goût et dépend aussi de l’ouverture du « vrai » potentiomètre de volume. On pourra partir sur la base d’un ajustable ayant une résistance égale au quart du potentiomètre d’origine. On a pris un transistor en parallèle sur l’ajus-table P1 de manière à court-circuiter ce potentiomètre et garantir la possibilité


0885 Surveillance de tension triple par signal « Power Good »

Pour sfonctiocompalogiquesignaude réinun proLe coTechno17278fexiste guent Les tetes :

Type Vcc1 Vcc2 Vcc3

LTC 1727-2.5 3,08 V 2,34 V 1,0 V

LTC 1727-5 3,08 V 4,67 V 1,0 V

LTC1727-X

COMP3

COMP2

COMP1

IC1

RST

IN1

IN2

IN3

1

6

4

2

3 5

7

8

Power Good

Logic

RESET

+V

10

k

10

k

R2

R1

+V

+V

+V

CC, Logic

CC1

CC2

CC3

024098 - 11

Dans le cas du composant LTC1727, le résultat de chaque comparateur est dis-ponible sur des broches séparées drain ouvert COMP1, COMP2 et COMPA. Ces broches peuvent être interconnectées et fournissent alors aux bornes d’une résis-tance de charge un signal «Power Good» passant à l’état haut lorsque toutes les tensions ont dépassé la valeur de seuil.

Gregor Kleine

urveiller plusieurs tensions de nnement, on peut recourir à un rateur pour chaque tension et à une supplémentaire qui combine les

x de sortie et engendre un signal itialisation destiné par exemple à cesseur. mposant LTC1727 de Linear logy (www.linear-tech.com/pdf/a.pdf) simplifie les choses : il en plusieurs versions qui se distin-par les combinaisons de tension. nsions de seuil sont les suivan-

La sortie à drain ouvert RST reste au potentiel de la masse aussi longtemps qu’une des trois tensions se trouve au-dessous de la valeur de seuil, ce qui provoque une réinitialisation de la logique raccordée. Si les trois tensions dépassent le seuil, RST reste encore à l’état bas pendant 200 ms pour assurer la réinitialisation du système. Un signal de réinitialisation (Reset) indéniable est engendré lorsque l’une des deux ten-sions d’alimentation prédéfinies atteint au moins 1 V.

www.linear-tech.com/pdf/17278fa.pdf

www.linear-tech.com/pdf/17278fa.pdf


0915 Temporisateur Start-Stop universel

déchargé. Si entre-temps quelqu’un appuie sur la touche Stop, la sortie est immédiatement désactivée et le conden-sateur déchargé.On peut adapter la période maximale en changeant le condensateur électrolytique C2. Doubler sa capacité revient à peu près à doubler la période. On pourrait

IC1DIS

THR OUT555

TRCV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

R6

4k

7

R41k

R1

1k

R3

4k

7

R2

10

k

R7

1k

R5

10k

2M2

RV1

SW1

START

SW2

STOP

C2

100µ 25V

C1

100n

T1

BC547

RY

V23027-B0002

LD1 D1

1N4148

12V

005098 - 11

A

B

C

C’est grâce à son relais électromagnéti- tion C2 est court-circuité à la masse par
que que ce montage miniature peut être mis à toutes les sauces. La gamme de réglage s’étend de quelques secondes à une quinzaine de minutes. Quelques modifications simples vous permettront d’ailleurs d’en adapter à vos vœux per-sonnels la plage et la durée maximale.La temporisation proprement dite est confiée au classique du genre, le 555. Les entrées Start (broche 2) et Stop (broche 4) du 555 sont normalement maintenues au niveau haut par les résis-tances de forçage R4 et R6. À l’état de repos, le condensateur de temporisa-
l’électronique interne de la puce. que l’on appuie sur le bouton de démrage, la sortie (broche 3) devient haavec pour conséquence que le transT1 active le relais. Et pour ne rien cacher, la LED LD1 s’allume aussitôcondensateur C2 est alors en pérde charge par le chemin de R1 et Plus la capacité de C2 et la résistde RV1 sont grandes, plus longtemfaudra attendre avant que la tensio condensateur n’atteigne le seuil reau nœud R2-R3, que la sortie ne repà zéro et que le condensateur ne

aussi doubler la valeur du potentiomètre RV1, mais dans ce cas, le courant de fuite du condensateur risque de fausser l’échelle en la raccourcissant du côté des longues temporisations.Le relais sélectionné peut commuter jusqu’à 2 A sous 230 V. Il faut prévoir une alimentation stabilisée de 12 V pour donner vie à ce circuit.

La firme Velleman propose une boîte de construction complète pour ce montage (kit n° K2579), disponible dans la plupart des maga-sins d’électronique.

©2000 Velleman

Dès ar-

ute, istor vous t. Le iode RV1. ance ps il n du quis asse soit


0903 Télécommande par le secteur : l’encodeurpage 1 / 2

IC2.A

13

2 1

CTR12

IC3

CT=0

4040

10

11

13

15

14

12

11

10

CT 4

2

3

5

6

7

9

1

+

9

8

7

6

5

4

3

2

1

0

R1

1k

K1

+12V

+12V

S1

16

13

14

15

12

10

11

1

2

3

4

5

6

7

8 9

S2

1 2 3 4

8 567

S3

IC2.D

6

8 9

IC2.C 12

10 11

IC2.B 5

4 3

+12V

IC2

14

7

C2

100nIC3

16

8

+12V

C1

100n

IC2 = 4066

HT12E

IC1OSC2

OSC1

DOUT

AD10

AD11

AD8

AD9

18

A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A710

11

12

13

14TE

15

16

171

2

3

6

7

8

4

5

9

appel, dans le cas du HT12E, à l’oscilla-teur interne par la prise d’une résistance entre les broches OSC1 et OSC2. Dans le cas présent, nous utilisons au contraire la fréquence de la porteuse de l’émet-teur. Pour ce faire nous interconnectons l’embase K1 de l’émetteur avec l’embase de même dénomination de l’encodeur. Le signal de 143 kHz produit par l’oscilla-teur de l’émetteur subit une division par 64 dans le compteur IC3, de sorte que la fréquence d’oscillateur de IC1 est de 2,2 kHz environ. Important : il faut dans ce cas-là ponter le condensateur de cou-plage C5 de l’émetteur. Cette opération a en effet pour effet d’appliquer à IC3,

024081 - 11 comme signal d’horloge, une sinusoïde qui change à proximité de la moitié de la tension d’alimentation. Le 4040 de Phi-lips que nous avons utilisé ici est doté, au niveau de son entrée d’horloge, d’un trig-ger de Schmitt de sorte qu’il est possible d’utiliser, sans la moindre arrière-pensée, une sinusoïde en tant qu’impulsion d’hor-loge parfaitement valide.

On peut, en fait, considérer la présente application comme étant une petite adaptation de l’application standard de l’encodeur HT12E de Holtek (www.hol-tek.com). Ce circuit intégré a déjà été utilisé dans différents montages, de sorte que nous n’entrerons pas ici dans

le détail de son fonctionnement. Le pré-sent montage est une sorte d’extension de l’«émetteur de la télécommande sec-teur» décrit ailleurs dans ce CD-ROM, mais il prouve éloquemment qu’il est possible d’utiliser ce composant autre-ment que prévu. Normalement il est fait

www.holtek.com

www.holtek.com


page 2 / 20903 Télécommande par le secteur : l’encodeur

(C)ELEKTOR

024081-1

C1C2

H1

H2

IC1IC

2

IC3

K1

R1

S1

S2

S3

024081-1

(C)E

LEK

TOR

024081-1Résistances :R1 = 1 kΩ

Condensateurs :C1, C2 = 100 nF

Semi-conducteurs :IC1 = HT12E Holtek

(Farnell)IC2 = 4066IC3 = 4040

Divers :K1 = embase

autosécable à 4 contacts

S1 = octuple interrupteur DIP

S2 = quadruple interrupteur DIP

S3 = bouton-poussoir unipolaire à contact travail


Le HT12E possède une sortie non modu-lée en interne (DOUT, broche 17). La modulation de la porteuse dans l’émet-teur se fait maintenant par le biais d’un commutateur analogique du type 4066 qui, alternativement, laisse passer et bloque la porteuse. L’intérêt de cette opération est qu’elle se fait de façon syn-chrone vu que (le signal de commande de) la sortie de données de l’encodeur est dérivé de la porteuse. Au lieu d’uti-liser une LED IR (infrarouge) modulée à 36 kHz, on module ici à 143 kHz et on transmet le signal de télécommande par le biais de la tension du secteur.S3 permet d’activer l’encodeur. Les interrupteurs DIL S1 et S2 détermi-

nent l’adresse du code émis, sachant qu’en fonction du type de décodeur utilisé (HT12D), les paramètres de S2 au niveau du récepteur servent de don-nées émises. R1 assure un minimum de découplage du condensateur à l’entrée d’oscillateur du HT12E. Le reste des interrupteurs présents dans le 4066 restent inutilisés. La consommation de courant maximale, S3 enfoncé, est de 0,6 mA. Le dessin des pistes représenté ici a le format d’une boîte d’allumettes et garantit une réalisation sans problème de l’encodeur (à condition de ne pas faire d’erreur par ailleurs bien entendu).


0776 Régulateur à découpage abaisseur de tension

R2

10

0kR1

10

0k

+3V3+1V6...+5V5

C2

0µ33

+3V3

POWER OK

C1

10µ 16V

C3

10µ 16V

GND

SHUTDOWN

100mA max.

014109 - 11

MAX1759

IC1

SHDN

PGNDGND

OUT

POK

CXN CXP

IN

FB10

5

3

2

9

1

6

4

7 8+1V

Lorsque l’on veut convertir une plage de tensions d’entrée en une plage de tensions de sortie située à l’intérieur de cette plage on a besoin d’un régu-lateur de tension capable de commu-ter automatiquement entre les modes rehausseur (step-up) et abaisseur de tension (step-down). Le MAX1759 de Maxim (www.maxim-ic.com) est très pré-cisément le type de circuit intégré que nous avons à l’esprit. Il possède en effet une plage de tensions d’entrée allant de +1,6 à +5,5 V, tensions qu’il peut rame-ner à une plage de tensions de sortie allant de +2,5 à +5,5 V. Il travaille par commutation de condensateur, C2.

Une autre caractéMAX1759 est qu’il tion automatique dR3/R4. Dans ce ctension de sortie ajpar le biais de ce tension comprise eL’action de ce diviseà la formule suivan

VOUT = 1,235 V

On utilisera ici unvaleur proche de 1

R2

10

0kR1

10

0k

+2V5...+5V56...+5V5

C2

0µ33

+3V3

POWER OK

C1

10µ 16V

C3

10µ 16V

GND

SHUTDOWN

MAX1759

IC1

SHDN

PGNDGND

OUT

POK

CXN CXP

IN

FB10

5

3

2

9

1

6

4

7 8

R3

R4

VOUT

014109 - 12

En cas de forçage de l’entrée de contre-réaction FB à la masse, le MAX1759 met en fonction un diviseur de tension interne ce qui se traduit par une tension de sor-tie de +3,3 V. La sortie POK (Power-OK) est une broche en drain ouvert qui bas-cule vers la masse en l’absence de régu-lation au niveau de la boucle de régu-lation. La sortie de potentiel de sortie (Vout-Potential) indique elle au contraire que la tension de sortie est stable et qu’elle a bien la valeur requise.

Gregor Kleine

ristique raffinée du dispose d’une détec-u diviseur de tension as-là il génère une ustable de l’extérieur diviseur de tension, ntre +2,5 et +5,5 V. ur de tension répond te : × (1 + R3/R4).

e résistance d’une 00 kΩ.

www.maxim-ic.com


0819 Sélecteur d’impulsion

IC1.A

3C

4

S

2D

1

R

5

6 IC1.B

11C

10

S

12D

13

R

9

8

+5V

13

1211

IC2.D

&

9

108

IC2.C

&4

56

IC2.B

&1

23

IC2.A

&SELECT

INPUT

OUTPUT

TRIGGER

014008 - 11

IC1

14

7

IC2

14

7

+5V

IC2 = 7400IC1 = 74F74

IC1a à zéro, la sortie inverseuse passant au niveau haut. Le second flanc montant ramène le signal de sortie au niveau bas. Cet état (de sortie) est stable lui aussi, de nouveaux flancs n’ayant pas d’effet sur la situation.Le résultat de tout cela est la capture de la première période du signal d’en-trée suivant l’impulsion en aiguille. Cette électronique fonctionne également avec des portes CMOS, l’important étant de veiller à ce que la durée de l’impulsion en aiguille soit brève par rapport à la période du signal d’entrée.

Bernd Schädler

Le présent circuit pourra s’avérer d’un grand intérêt pour des circuits de mesure ou de déclenchement ainsi que lors d’opérations de test. Il capte, lors d’un flanc montant, une période d’un signal rectangulaire en plein milieu d’un train d’impulsions.L’application d’un flanc montant d’une impulsion TTL à l’entrée SELECT se traduit par l’apparition à la sortie de la porte IC2d, d’une impulsion en aiguille, impulsion dont la longueur est de

quelques nano-secondes, cette durée dépendant des durées de transfert des portes NAND montées en inverseur IC2a à IC2c. Cette impulsion en aiguille posi-tionne la bascule bistable IC1b. Comme l’entrée D est forcée à la masse, la sor-tie (broche 9) bascule au niveau bas, ce qui se traduit par un positionnement de la bascule bistable IC1a. Cet état reste stable même après écoulement de l’im-pulsion en aiguille.Le premier flanc montant appliqué à l’entrée de déclenchement INPUT remet

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