1001 Circuitos [Parte02]

1001 • E L E K T O R •circuits

0193 Chauffage pour bac de révélateurpage 1 / 2

Ce montage, destiné à l’origine au chauf-fage d’une cuvette à révélateur utilisée pour le développement de circuits impri-més, ne manquera pas d’être utile pour un grand nombre d’entre nos lecteurs, amateurs endurcis de photographie, vu qu’il leur permettra de maintenir à température les bains photographiques qu’ils utilisent dans leur chambre noire. On se trouve ici en présence d’une pla-que chauffante dotée d’un thermostat et prenant l’aspect physique suivant: un boîtier métallique comportant l’électro-nique et le transformateur faisant office de « support » pour une plaque d’alu-minium de 25 x 15 cm disposée à 2 cm environ du coffret. L’élément chauffant prend la forme de quatre résistances de 22Ω / 25 W vissées contre la face infé-rieure de cette la plaque en aluminium. Un relais, faisant partie de l’électronique

LM311

IC1

3

2

7

8

4

6

5

1

R5

10M

R6

10M

R7

10M

R8

47k

R1

10

k

R2

68

k

R3

22

k

R4

10

k

R10

1k

R11

10

k

R9

47k

5k

P1

LM335

D1

1

23

IC2a

&5

64

IC2b

&

8

910

IC2c

&

13

1211

IC2d

&

C2

100n

C1

220n

T1

BC547

T3

T2

BC557

D2

D3

1N4148

Re1

K1

B1

B80C1500

K2

C4

22n

C3

22n

C5

22n

C6

22nC7

1000µ40V

C8

1µ25V

IC3

7812

IC2

14

7

R12

R

LM335

2x 15V2x 2A66

2x

voir texte

siehe Textzie tekst

see text****

*

12V

12V

944031 - 11

IC2 = 4093

* voir texte


présente dans le coffret, se charge de la commutation du courant traversant ces résistances. Un capteur de tempé-rature, monté lui aussi sous la plaque d’aluminium, sert d’organe fournissant la grandeur d’entrée à l’électronique de régulation placée à l’intérieur du boîtier métallique.Le schéma montre que l’électronique est de conception relativement simple. Le capteur de température du type LM335 (D1) fait partie d’un comparateur. La ten-sion présente aux bornes de cette diode thermodétectrice est proportionnelle à la température. En cas de refroidissement de la plaque chauffante, la tension aux bornes de D1 tombera, à un moment donné, à une valeur inférieure à celle de la tension de référence, définie à l’aide du potentiomètre P1 et présente sur l’en-trée non-inverseuse(+) du comparateur IC1. La sortie du comparateur basculera donc au niveau haut, ce qui résulte, après une triple inversion (introduite par les portes NON-ET à trigger de Schmitt IC2a à IC2c), par la présence d’un niveau bas sur la base du transistor T2. Le dit transistor étant de type PNP, il deviendra passant. Cette commutation

du transistor T2 se traduit par le passage à l’état conducteur de T3 et, par consé-quent, par l’excitation du relais Re1. R12, l’ensemble des quatre résistances de puissance de 22Ω / 25 W connecté au circuit via le bornier encartable K1, est relié maintenant (via le bornier K2) à l’enroulement secondaire du transfor-mateur et la plaque se met à chauffer. Dès que la température aura atteint une valeur telle que la tension aux bornes du capteur D1 devient supérieure au niveau de tension (lire température) défini à l’aide de P1, la sortie du comparateur prend un niveau bas, les transistors T2 et T3 bloquent et les contacts du relais sont relâchés. L’hystérésis introduit par la résistance R5 garantit que les seuils de mise en et hors-fonction sont suffi-samment « espacés » pour éviter toute entrée en oscillation du relais.L’ensemble constitué de IC2d, de T1 et de D2 et de leur électronique périphéri-que constitue un petit détail du circuit fort intéressant. Tant que l’élément chauffant est hors-fonction et que la sortie du comparateur présente donc un niveau bas, la broche 13 de IC2d se trouvera également au niveau bas

page 2 / 20193 Chauffage pour bac de révélateur

et cette porte fonctionne uniquement en inverseur : T1 est conducteur et la LED D2 s’illumine. Si, au contraire, l’élé-ment chauffant est actif, la broche 13 se trouve au niveau haut et le réseau R7/C2 entraînera un fonctionnement de IC2d comme oscil lateur rectangulaire. Cette technique astucieuse se traduit donc par un clignotement de la LED D2, indiquant que la plaque n’a pas encore atteint la bonne température.Dans notre prototype nous avons uti-lisé un transformateur torique de 2 * 15V/2 * 2,66 A. Les résistances bobi-nées en boîtier dissipateur conviennent particulièrement bien pour la réalisation de l’élément chauffant : leur boîtier est déjà doté des orifices de fixation requis. Il faudra faire appel, en ce qui concerne le relais, à un type à 24 V, capable de commuter un courant de 6A au minimum (tel que le type V23057-B0006-A201 de Siemens par exemple). L’alimentation de l’électronique est des plus classiques : un pont de redressement (B1) et un con-densateur électrolytique (C7), le tout suivi d’un régulateur de tension du type 7812.


0656 Nez pour champs électriques

Bt1 9V IC1

16

8

CTRDIV10/

IC1

CT=0

CTς5

4017

DEC

14

13

15

12

11

10

4

9

6

5

1

7

3

2

& +

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

R1

270

D1

Un circuit intégré logique tout ce qu’il y a de plus courant, une résistance, une LED et une pile compacte de 9 V pour l’alimentation, il n’en faut pas plus pour disposer d’un petit appareil de mesure à la précision honorable, permettant la détection de la présence d’un champ électrique pulsé ou d’un champ alterna-tif, détection visualisée par l’illumination de la LED.Il n’est même pas nécessaire, pour cela, qu’il circule un courant dans le conduc-teur, la présence d’une tension suffit à produire le clignotement de la LED. L’« appareil » se compose d’un comp-teur décimal à 10 sorties décodées du type 4017.

À l’intérieur du « capteur de mesure »–on pourra se contenter d’un petit mor-ceau de câble– le champ influence une charge qui, en raison de l’impédance d’entrée extrêmement élevée de ce compteur, constitue un signal d’horloge pour ce dernier. La LED dotée de sa résistance de limitation prise à une sor-tie quelconque du circuit intégré clignote au rythme du dixième de la fréquence du champ alternatif. La consommation de courant de l’ensemble du circuit, LED clignotante y comprise, est de 10 mA.

M. Baireuther


Le circuit décrit dans lesuivre peut, dans un réréo, servir soit d’indicatiotion (accord) soit de VULa première de ces foncpar une action sur la toupourra remplacer éventuinterrupteur standard).mode de fonctionnemencuit travaille comme uneunique (visualisant le nsion d’accord) ou commstéréo doté d’une doubllogarithmique.Les amplificateurs opéraIC2b font office de détecchargent les condensatece en fonction du niveadu signal présent sur lG –signaux dérivés desrécepteur. Si l’on suppche S1 n’est pas activéde crête redressées sonentrées– des comparadans les deux LM324, transistors T2 et T3 sol’entrée non-inverseusecomparateur présente ude référence –défini à ltances R21 et R22 et à D17– destiné à obtequasi-logarithmique. Esignal d’entrée aucune n’est allumée. En présensignal audio le plus faib

0031 Affichage à LED bi-fonctionnelpage 1 / 2

s paragraphes à cepteur FM sté-n de syntonisa-

-mètre.tions est activée che S1 (que l’on ellement par un En fonction du t choisi, le cir- échelle linéaire iveau de la ten-e un VU-mètre

e échelle quasi-

tionnels IC2a et teur de crête et urs C3 et C5 et u de la tension es entrées D et sorties LINE du ose que la tou-e, les tensions

t appliquées aux teurs intégrés

IC3 et IC4. Les nt passants et (+) de chaque n certain niveau ’aide des résis-des diodes D13 nir une échelle n absence d’un LED de l’échelle ce du niveau de le, seule la LED

2

3

1IC3a

6

5

7IC3b

9

10

8IC3c

13

12

14IC3d

13

12

14IC2d

2

3

1IC4a

6

5

7IC4b

9

10

8IC4c

13

12

14IC4d

2

3

1IC2a

6

5

7IC2b

9

10

8IC2c

R1

10k

R2

10

0k

R3

1k

R4

10

0k

R5

4k7

R6

100k

C1

100n

C2

1µ25V

C3

1µ25V

D10

1N4148

IC1a

13

1 2

R7

10kR8

10

0k

R9

4k7

R10

100k

C4

100n

D11

1N4148

C5

1µ25V

IC1b

5

4 3

IC1c

12

11 10

R11

768k

1%

R12

10

0k

R13

1M8

R14

10

0k R15

100kIC1d

6

9 8

0...30V

R45

100Ω

R17

22

k

T1

BC547

R16

100k

R19

4k7

R20

10

k

T2 BC547

T3

BC547

R23

1k

8

R24

1k

8

R25

1k

8

R26

1k

8

R27

1k

8

R28

1k

8

R29

1k

8

R30

1k

8

R31

1k

8

R32

1k

8

R34

27

0k

R35

27

0k

D13

1N4148

D14

1N4148

D15

1N4148

D16

1N4148

D17

1N4148

R21

2k7

R22

2k2

R18

1k8

R33

1k8

R36

1k2

R37

1k2

R38

1k2

R39

1k2

R40

1k2

R41

1k2

R42

1k2

R43

1k2

R44

1k2

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D8

D9

G 0V

D 30V

R D

L G

IC57812

C6

100µ25V

C7

100n

C8

100n

C9

100µ16V

D12

1N4001

14...20V

IC1

16

8

IC2

4

11

IC3

4

11

IC4

4

11

C10

100n

C11

100n

C12

100n

C13

100n

944010-11

IC1 = 4066

IC2...IC4 = LM324

12V

12V

12V

12V

12V

12V

12V

12V

12V

12V

S1


centrale de l’échelle, D5, s’illumine. Une augmentation du volume se traduira par l’illumination progressive des LED à gau-che et à droite de D5. De par leur pré-sence, les résistances R34 et R35 font en sorte que l’illumination de la LED cen-trale (D5) corresponde au volume moyen des canaux gauche et droit.Il faudra, pour faire passer le circuit en mode d’indication d’accord, appuyer sur la touche S1. Vu qu’alors le transistor T1 devient conducteur, T2 et T3 bloquent et la polarisation directe (forward bias) à travers les diodes D13 à D17 disparaît. Les interrupteurs électroniques IC1a, IC1b et IC1d s’ouvrent simultanément et les tensions de crête redressées n’ar-rivent donc plus aux LM324. La tension d’accord du récepteur (comprise en général entre 0 et 30 V) commence par subir une atténuation d’un facteur neuf introduite par les résistances R11 et R12 puis une amplification introduite par l’amplificateur opérationnel IC2c.

Le signal de sortie de cet amplificateur opérationnel est appliqué, via IC1c, aux entrées inverseuses (–) des compara-teurs IC3a à IC3d et IC4a à IC4d.Les entrées non-inverseuses de ces comparateurs étant reliées aux diffé-rents points nodaux de l’échelle R23 à R33, une augmentation de la tension d’accord se traduira donc par l’illumi-nation, de la gauche vers la droite, des LED D1 à D9. La résistance R13 intro-duit, de par sa valeur, une faible tension de décalage pour IC2c, ce qui se traduit par l’illumination de la première LED de l’échelle en présence d’une tension d’accord de 1 V environ. La valeur de R11 par contre fait que toutes les LED de l’échelle seront actives en présence d’une tension d’accord de 29 V environ. Si la tension d’accord de votre récepteur est différente des 0 à 30 V « classiques » il faudra adapter en conséquence les valeurs des résistances R12 et R13. La consommation du circuit reste inférieure à 150 mA.

V. Mitrovi

page 2 / 20031 Affichage à LED bi-fonctionnel


0977 Un 7805 alimenté sous 45 V

La tenspar un est, d’alimitée reusemsensiblemaximasecondplutôt qactuels approchla solutdiode zLa prisetensionune prépour leaméliorla tensidu brui

IC1

7824

IC2

7805

C1

10µ63V

C2

10µ40V

C3

10µ10V

32...45V 5V

944073-11

7805. Pour garantir une bonne régula-tion il faudra alimenter le 7824 à l’aide d’une tension supérieure de 3 V à 29 V, soit 32 V au minimum.Du fait qu’il existe une différence relati-vement importante entre la tension d’en-trée du circuit et sa tension de sortie, l’intensité maximale du courant de sortie est, bien évidemment, limitée. Sachant qu’il existe une différence en tension constante de 24 V entre l’entrée et la sortie du 7805, un courant de 80 mA entraînera déjà une dissipation de 2 W ! Cette valeur constitue en fait, pour un 7805 sans radiateur, le maximum. Si tant est que l’on ait besoin d’un courant d’intensité plus importante il faudra donc doter les deux régulateurs d’un radiateur de dimensions et de résistance thermi-que appropriées.

ion d’entrée maximale admissible régulateur tripode du type 7805 près les données constructeur,

à 35 V. Si l’on ne dispose malheu-ent que d’une tension d’entrée ment supérieure à cette valeur le, on pourra faire appel à un

régulateur de tension tripode u’à une diode zener. Vu les prix des régulateurs de tension, cette e revient à peine plus cher que ion standard faisant appel à une ener. en série de deux régulateurs de a cependant l’avantage d’établir -régulation de la tension d’entrée 7805. Ceci se traduit par une ation sensible et de la stabilité de on de sortie et de la suppression t.

Dans notre montage, nous avons pris un 7824 en amont du 7805. Pour pouvoir utiliser une tension d’entrée la plus éle-vée possible, la broche centrale (la bro-che de réglage donc) du 7824 n’est pas reliée (comme d’habitude) à la masse, mais à la sortie du 7805 (et donc à 5 V). La tension d’entrée maximale admissible pour le 7824 est donc de 45 V, valeur supérieure de 5 V aux 40 V mentionnés dans les fiches techniques du 7824.Quant à la tension d’entrée minimale requise, il faudra se référer à la règle approximative qui dit que, dans le cas d’un régulateur de tension, il doit exis-ter une différence en tension de 3 V au minimum entre la tension d’entrée et la tension de sortie. À la sortie du 7824 –et donc à l’entrée du 7805– on a une tension constante de 24 V + 5 V=29 V, valeur largement suffisante pour un


0208 Commande d’aiguillage pour modélisme ferroviaire

au niveau bas ce qui fait que leurs es présentent également un niveau ue bas et que les transistors T1 et loquent. Dès que le signal d’entrée ge, IC1a fournira, lors de la durée éplacement de charge du réseau

C1, un niveau haut à sa sortie. En tion du niveau présent à cet instant, rtie de IC2a (« 1 » à l’entrée), ou la e de IC2b (« 0 » à l’entrée) passera iveau haut. Via IC1b, la porte ET reçoit sur l’une de ces entrées le al d’entrée inversé ! IC2a ou IC2b mande alors, par l’intermédiaire transistor Darlington (T1 ou T2 ectivement), l’électro-aimant (Re1 e2).arlingtons utilisés peuvent commuter

R1

470Ω

C1

1000µ16V

R2

1k

R3

1k

T2

BC617T1

BC617

Re2

Re15V IC1

14

7

IC2

14

7

C2

100n

C3

100n

944023-11

D2D1

BC617

CB

EIC1 = 74HC86IC2 = 74HC08

1

23

IC1a

≥1

4

56

IC1b

≥1 4

56

IC2b

&

1

23

IC2a

&

doncsortilogiqT2 bchande dR1/foncla sosortiau nIC2bsign comd’unrespou RLes d
un courant de 1 A au maximum. Cette intensité suffit largement, en règle générale, pour assurer la commande d’un aiguillage électrique.Il est important de faire appel, pour les circuits intégrés IC1 et IC2, à des exem-plaires du type HC. Le point de commu-tation de ce type de circuits intégrés se trouve tout près de la moitié de la tension d’alimentation, caractéristique qui évite que la durée d’activation de T1 soit sensiblement plus longue que celle de T2. Le point de connexion V++ sert à l’application de la tension d’alimentation externe requise par les électro-aimants de l’aiguillage. Cette tension se situe, en général, à quelque 15 V.
M. Averkvist

Ce circuit, qui ne comporte en fait guère plus que quatre portes HCMOS et deux transistors, permet de commander, à l’aide d’un signal (niveau) logique, un aiguillage électrique pour train miniature.Lorsqu’il s’agit de commander un aiguillage électrique il est important de savoir que le changement de voies se fait à l’aide de deux électro-aimants. Le positionnement de l’aiguillage est réalisé par l’excitation brève (d’une durée de 0,5 s par exemple) de l’un de ces électro-aimants. Pour la réalisation d’une commande électronique nous avons donc besoin d’un circuit tradui-

sant un changement de niveau logique en une impulsion brève destinée à l’un des électro-aimants.Le signal d’entrée numérique arrive simultanément aux entrées des portes OU-EXCLUSIF (EXOR) IC1a et IC1b (cette dernière fonctionnant en inver-seur) et de la porte ET IC2a. Via un petit réseau RC (R1/C1), le signal d’entrée arrive également, avec un certain retard, sur la seconde entrée de IC1a. Tant que ce signal d’entrée est constant (« 1 » ou « 0 ») les deux entrées de IC1a présen-tent un niveau identique et sa sortie se trouve au niveau bas. L’une des entrées des portes ET, IC2a et IC2b, se trouve


lisation d’une connexion mal câblée. La résistance R2 protège en outre la sor-tie TxD de l’interface contre un éventuel court-circuit. La ligne RxD est elle aussi protégée. Si la sortie TxD du PC véhicule une tension négative, la diode D2 bloque et la résistance R1 met l’entrée de l’in-verseur à la masse.En cas de tensions trop élevées, c’est le circuit de protection interne de l’in-verseur qui prend la relève et entre en fonction. À l’inverse de la mini-interface d’E/S décrite dans le numéro 188 d’Elektor, février 1994, il n’est même pas nécessaire de disposer d’une tension d’alimentation externe pour IC1.On fait appel, pour ce faire, à la ligne DTR du PC, vu que celle-ci ne remplit aucun rôle dans l’échange des

0545 Interface PC pour Organizer de Casio

K1

1

2

3

4

5

6

7

8

954

1

IC1b

R1

47

kD2

1N4148

3 21

IC1aR2

470Ω

D1

5V6

C1

100µ16V

C2

1µ16V

IC2

78L05

D3

1N4148

IC1

1

8

5V

TxD

RxD

GND

7 10 11 14

944062 - 11

IC1 = 4049

Sub-D 9P.

données et qu’elle n’a aucun problème à satisfaire le besoin extrêmement modéré en courant du circuit intégré mis en œuvre. Un régulateur intégré (à faible chute de tension le cas échéant) limite la tension d’alimentation à 5 V. L’auteur n’a pas rencontré de problème avec ce mon-tage qui travaille avec une SF5300. Il n’a pas effectué d’essais avec d’autres mem-bres de la famille des Organizer, mais sachant que l’interface vendue dans le commerce est la même pour tous ces différents appareils... on en déduit que cela devrait marcher...

A. Schiefen

Sans la moindre intention vexatoire ni celle de couper l’herbe sous le pied à Casio, ses ordinateurs de poche Organi-zer des types SF5100, 5300 et 9300 et bien d’autres, impliquent, pour pouvoir procéder à l’échange des données entre l’Organizer et un PC, par l’intermédiaire de l’interface RS-232 de ce dernier, l’uti-lisation d’une interface spéciale. Cette interface, baptisée Super-Datalink par son fabricant, coûtait, lors de la paru-tion de cet article, environ 500 FF, soit 80 euros d’aujourd’hui, une somme sans le moindre rapport avec l’électronique nécessaire à la réalisation d’une interface

RS-232 de ce genre. Le schéma montre que l’ensemble se résume en fait à une paire d’inverseurs chargés de tamponner les lignes de données TxD et RxD. Nous n’avons pas eu comme objectif, ceci pour éviter de compliquer inutilement le montage, de respecter les normes RS-232 (tensions de ±10 à ±15 V) vu que de toutes façons la grande majorité des ordinateurs de la famille du PC se débrouillent fort bien avec des niveaux de 5 V.La diode D1 et la résistance R2 protègent le circuit en cas d’inversion des lignes RxD et TxD, à la suite, par exemple de l’uti-


0712 Potentiomètre actifpage 1 / 3

OPA627

IC12

3

6

7

4

1

5

R1

47

k

R2

1k

00

R3

1k24

C2

100n

C1

100n

OPA627

IC22

3

6

7

4

1

5

R41

MR5

1k

00

R6

1k24

C4

100n

C3

100n

10kP1a

R7

100Ω

C5

100n

C7

1000µ25V

C6

100n

C8

1000µ25V

L1

47µH

L2

47µH

15V

15V

OPA627

IC32

3

6

7

4

1

5

R8

47

k

R9

1k

00

R10

1k24

C10

100n

C9

100n

OPA627

IC42

3

6

7

4

1

5

R11

1M

R12

1k

00

R13

1k24

C12

100n

C11

100n

10kP1b

R14

100Ω

C13

100n

C15

1000µ25V

C14

100n

C16

1000µ25V

L3

47µH

L4

47µH

M

15V'

15V'

Moteur

On trouve depuis peu sur le marché de l’audio des potentiomètres à plas-tique conducteur dont la qualité n’est dépassée que par les potentiomètres Penny+Giles dont le prix est rédhi-bitoire. Les nouveaux potentiomètres de Panasonic comportent des bandes résistives constituées de plusieurs couches de plastique conducteur et de carbone alternées reliées aux points de connexion par l’intermédiaire de pla-quettes d’argent. Le curseur quintuple lui-même également en argent garan-tit une précision élevée (synchronisme de marche meilleur que 0,8 dB) et un confort de rotation étonnant. Les audio-philes amateurs de réalisations per-sonnelles disposent maintenant d’une bonne solution de substi tution –même si elle n’est pas beaucoup moins oné-reuse– aux commutateurs de haut de gamme. Il existe en Europe quelques rares distribu teurs des potentiomètres Panasonic, dont Thel (Staufenberg en RFA).L’électronique représentée par la figure1 est celle d’un potentiomètre actif doté d’un amplificateur d’entrée placé en amont et d’un tampon de sortie. Le potentiomètre actif peut être intercalé à un endroit quelconque d’une liaison Ligne de sorte qu’il devient possible de transformer des appareils tels qu’un Audio-DAC –sans réglage de volume–en un préamplificateur complet. Le gain de tous les étages à amplificateur opé-


à l’entrée on pourra supprimer R1 et R8 soit encore les remplacer par des résistances de valeur plus élevées. Il faudra cependant veiller à ce qu’il y ait toujours possibilité de circulation d’un courant de polarisation de l’entrée. La platine dont nous vous proposons la représentation de la sérigraphie de l’implantation des composants a été conçue pour pouvoir être utilisée avec plusieurs types de potentiomètres de

page 2 / 30712 Potentiomètre actif

Caractéristiques techniques : (mesurées à Uent = 200 mV, Ub = ±15 V) Tension de sortie nominale : 1 V Tension d’entrée maximale : 4 V Tension de sortie maximale : 9 V DHT+B (bande passante 80 kHz, 1 kHz, 1 V sortie) : 0,0011 %DHT+B (bande passante 80 kHz, 20 kHz, 1 V sortie) : 0,0012 % DHT (2de + 3ème harmonique, 1kHz, 1 V sortie) : 0,00012 % DHT (2de + 3ème harmonique, 20 kHz, 1 V sortie) : 0,00054 %Rapport signal / bruit P1 ouvert en butée (linéaire 22 Hz à 22 kHz) : >106 dB >108 dB(A)Rapport signal/bruit avec 0,5 V sortie (linéaire 22 Hz à 22 kHz) : >94 dB >95 dB(A)Diaphonie (20 Hz, 1 V sortie) : –140 dBDiaphonie (20 kHz, 1 V sortie) : –115 dB Diaphonie (20 Hz, 0,5 V sortie) : –120 dB Diaphonie (20 kHz, 0,5 V sortie) : –75 dB Erreur de synchronisme de P1(jusqu’à –60 dB) : <0,8 dB(–60 à –80 dB) : <1 à 3 dB Bande passante (0,5 V sortie) : 2,7 MHz(1 V sortie) : 9 MHz Vitesse de montée (slew rate) : 19 V/ µsConsommation par canal (4 V entrée) : 15,5 mA

rationnel utilisés ici est, avec le dimen-sionnement adopté, de 2,24, de sorte que le gain de chaque canal est de 5. Dans ces conditions la tension Ligne de 200 mV se trouve adaptée à la sensibi-lité d’entrée de 1 V d’un étage de sortie. Il est bien évidemment possible d’adap-ter le gain d’ensemble à une valeur dif-férente ; il n’en reste pas moins cepen-

dant que l’on ne devrait pas touchel’amplificateur d’entrée (soit le monen tampon) et limiter les modifictions au tampon de sortie uniqueme(A2 = 1 + R6/R5). Dans le cas d’signal d’entrée de 2 V (fourni par exeple par un lecteur de DAN) on dispod’une marge de 6 dB. Si l’on prévoit monter un sélecteur de source de sig

marques différentes. On peut y monter non seulement les potentiomètres de Panasonic avec ou sans moteur évoqués plus haut mais aussi des potentiomètres ALPS (eux aussi motorisés ou non).L’idéal consiste à combiner cette réa-lisation avec le réglage de volume à commande IR décrit dans Elektor de mai 1994, montage qui permet la commande par infrarouge du potentiomètre de

r à ter a-nt un m-se de nal


page 3 / 30712 Potentiomètre actif

C

C6

C8

H1

H4

L2

OU

T1

R1

R2

R4

R5

R6R7

T

T

-

0

Résistances :R1, R8 = 47 kΩR2, R5, R9, R12 = 1 kΩ001%R3, R6, R10, R13 = 1 kΩ241%R4, R11 = 1 MΩR7, R14 = 100ΩP1 = potentiomètre log stéréo à moteur

(Panasonic)

Condensateurs :C1 à C6, C9 à C14 = 100 nFC7, C8, C15, C16 = 1000 µF / 25 V radial

Selfs :L1 à L4 = 47 µH

Semi-conducteurs :IC1 à IC4 = OPA627AP (Burr-Brown)

Liste des composants :

volume. La platine garantit une isola-tion galvanique totale entre les deux canaux ; de plus la masse du signal et la masse de la tension d’alimentation sont séparées, ne se rencontrant qu’au niveau des condensateurs électrochi-miques. Cette approche élimine tota-lement un risque de dégradation de la qualité sonore du signal due par exem-ple à des courants de découplage.La tension d’alimentation est découplée efficacement à l’aide de quelques selfs.

954099-1

C1

C2

C3

4

C5

C7

C9

C10

C11

C12

C13C14

C15 C16

H2

H3

IC1

IC2

IC3

IC4

L1 L3 L4

OU

T

P1

R3

R8

R9

R10

R11

R12

R13R14

Motor

T

T

+ + -

0

954099-1

954099-1


0945 Testeur de transistor de fortune

Ce teêtre mentUn trla gépar l’Il estd’oeiétat dcircuT2, l condemultifréquvaillePNP.

c

b

e

T1BC547

R1

1k

R6

1k

R2

22

0Ω

R31k

R4

1k

R5

22

0Ω

C1

560n

C2

560n

Bz1

C3

220n5k

P1

S1b

S1a

70mA

NPN

PNP954110-11

5...15V

T2

BC557

K1

steur de transistor simple pourra utilisé pour vérifier le fonctionne- tant de transistors NPN que PNP. ansistor fonctionnel se traduit par nération d’un signal acoustique intermédiaire du résonateur piézo. possible de voir au premier coup l si un transistor est encore en e marche ou non. Le concept du

it est simple : les transistors T1, es résistances R1 à R5 et les nsateurs C1 et C2 constituent un vibrateur astable oscillant à une ence de quelque 1 kHz qui tra- tant avec des transistors NPN et Le transistor à tester est connecté

à l’oscillateur par le biais du connec-teur K1. Si l’oscillateur fonctionne – le transistor en cours de test fonctionne donc correctement lui aussi– il apparaît un signal rectangulaire aux bornes de la résistance ajustable P1. Ce « poten-tiomètre » permet d’ajuster le signal fourni par le « buzzer » à un niveau acceptable. La commutation de type de transistor, NPN ou PNP est réali-sée de façon très simple. L’inverseur double S1 assure une inversion de la polarité de la tension d’alimentation mettant dans le cas d’un transistor NPN le transistor T2 en circuit avec le multivibrateur.

W. Breuherr


0636 Module phasemètre pour multimètre numérique

e des diodes D1 à -bêche. Les compa-C1a et IC1b conver-nsions sinusoïdales laires. Les résistan-4 veillent à ce que duction des diodes r l’impédance d’en-es conduisent cette

MΩ alors qu’elle est les sont bloquées. rnissent également isation nécessaire verseuses de IC1a antages de la confi-entrée adoptée ici leur sensibilité aux lorsque les diodes ormalement R1 est e qui se traduit par la tension d’entrée nt bloquées).

R (OU EXclusif), fait ur numérique qui a

parer les tensions C1a et IC1b et de sortie lorsque ces nt pas identiques.

page 1 / 3

TLC271

IC3

2

3

6

7

4

5

1

8

TLC271

IC4

2

3

6

7

4

5

1

8

R2

1M

R5

470k

R6

470k

R11

10Ω

R10

10k

R1

1M

R7

10

k

R8

10

0k

R9

10

0k

C3

1µ

C4

1µ

C6

100n

C5

1µ

C7

100n

C8

10p

C11

100n

C1

1µ

C9

10µ16V

C10

10µ16V

78L05

IC5

K1

D1 D2

1N4148

1

23

IC2a

=1 9

108

IC2c

=1

4

56

IC2b

=1

12

1311

IC2d

=1

2x

2

3

1IC1a

2V5

R4

1M

R3

1M

C2

1µ

K2

D3 D4

1N41482x

6

5

7IC1b

2V5

P1

P210k

M1

DVM

BT1

9V IC1

8

4

IC2

14

7

A A

A

B

5V

5V

2V5

5V

IC1 = TLC3702IC2 = 74HC86

A 2V5

B 0V9

964032 - 11

9V

9V

comparateurs à l’aidD4 montées en têterateurs analogiques Itissent ensuite les teen signaux rectanguces R1/R2 et R3/Rles variations de conrestent sans effet sutrée ; lorsque les diodimpédance atteint 1de 500 kΩ lorsqu’elCes résistances foule courant de polaraux entrées non-inet IC1b. L’un des avguration d’étage d’est que l’on garde comparateurs mêmene conduisent pas (nsise en aval de R2 cune division par 2 delorsque les diodes soIC2a, une porte EXOoffice de comparatepour fonction de comrectangulaires de Ifournir un « 1 » à sadeux tensions ne so
Le rapport cyclique du signal de sortie de IC2a sera de ce fait proportionnel au déphasage entre les deux signaux. Le reste des portes de IC2, montées en parallèle, sont utilisées en tampon de manière à maintenir l’impédance d’en-trée à une valeur aussi faible que pos-
Il est possible, après avoir connecté cette réalisation à un multimètre numé-rique des plus abordables, de détermi-ner par son intermédiaire la différence de phase entre deux tensions alter-natives sinusoïdales. L’électronique se subdivise en quatre parties, à savoir un

comparateur analogique, un compara-teur numérique, un filtre passe-bas et, il fallait s’y attendre, une alimentation bien évidemment.Les signaux d’entrée sont appliqués aux embases K1 et K2. On commence par limiter les tensions d’entrée des


page 2 / 30636 Module phasemètre pour multimètre numérique

sible. La dernière étape du traitement consiste à faire d’un rapport cyclique variant en fonction de la phase une tension continue, variant elle aussi en fonction de la phase et que l’on pourra ensuite visualiser à l’aide d’un voltmè-tre numérique. C’est la tâche du filtre passe-bas basé sur IC3. Ce filtre actif du 2ème ordre débarrasse le signal de sa composante alternative, de sorte qu’il ne reste plus que la composante continue. On positionnera l’ajustable P2 de façon à ce que le dispositif de visualisation donne le déphasage correct.Nous avons, pour éviter de compliquer inutilement cette réalisation, fait fi d’un certain nombre d’aspects. Sur les pha-semètres professionnels on procède, à l’entrée du comparateur, à une division

964032-1

C1

C2

C3

C4

C5

C6

C7

C8

C9

C10

C11

D1D2

D3D4

H1

H2H3

H4

H5

H6

IC1

IC2

IC3

IC4

IC5

K1

K2

P1

P2

R1

R2

R3

R4

R5

R6R

7

R8

R9

R10R11

+

BT

T T

-+-

M1

964032-1

964032-1

Résistances :R1 à R4 = 1 MΩR5, R6 = 470 kΩR7, R10 = 10 kΩR8, R9 = 100 kΩR11 = 10 ΩP1 = ajustable 20 kΩP2 = ajustable 10 kΩ

Condensateurs :C1 à C5 = 1 µF MKTC6, C7, C11 = 100 nF sibatitC8 = 10 pFC9, C10 = 10 µF / 16 V radial

Semi-conducteurs :D1 à D4 = 1N4148IC1 = TLC3702

(Texas Instruments)

IC2 = 74HC86IC3, IC4 = TLC271IC5 = 78L05

Divers :K1, K2 = embase BNCM1 = voltmètre

numériqueBT1 = pile compacte 9 V

Liste des composants


Ces derniers sont bien entendu d’utili-sation plus confortable. Le positionne-ment de P2 exige impérativement l’uti-lisation d’un signal de référence connu et /ou d’un phasemètre fiable en tant que source d’étalonnage. L’ajustable P1 sert à éliminer l’offset de IC3. À l’inverse de ce qui est normalement le cas lors de tels réglages ce réglage se fera en présence du signal d’entrée (et non pas à 0 V), en raison de l’alimentation asy-métrique de l’amplificateur opérationnel. La platine pourra trouver place dans un boîtier transparent Heddic. On pourra fort bien envisager de combiner cette réalisation avec le « millivoltmètre CA » décrit ailleurs dans ce numéro. C’est la raison de la présence, sur cette platine-ci, de deux orifices de fixation addition-nels permettant un montage en gigogne des deux platines.

par 2 du signal de manière à garantir une meilleure symétrie. Comme ceci n’est pas essentiel, nous en sommes passés. Notre comparateur numérique est, lui aussi, moins sophistiqué que ses homologues professionnels. En effet, nous ne procédons pas à une détec-tion de l’avance ou du retard du signal, caractéristique qu’il faudra observer sur un oscilloscope.L’alimentation du montage se fait à l’aide d’une pile compacte de 9 V. IC3 est ali-menté directement à partir de la dite pile. Le régulateur tripode IC5 fournit une tension régulée de 5 V à IC1 et IC2. L’amplificateur opérationnel IC4 consti-tue le composant actif d’un diviseur de tension simple fournissant les +2,5 V nécessaires à l’étage d’entrée.Le dessin de la platine est tel que l’on pourra, pour P1 et P2, utiliser soit des ajustables ordinaires soit des multitour.

page 3 / 30636 Module phasemètre pour multimètre numérique


est positif, le clamp négatif empêche la circulation du courant par le circuit de contre-réaction. Ce mode de fonc-tionnement est obtenu par l’application à l’entrée non inverseuse (en aval du clamp) le même signal que celui appli-qué à l’entrée négative. En conséquence de quoi le signal de sortie est identique au signal d’entrée.La variation de l’impédance d’entrée due à l’action du clamp constitue un problème potentiel. Dès activation du clamp l’entrée inverseuse reçoit le même signal que l’en-trée du circuit de sorte que l’impédance d’entrée grimpe à une valeur égale ou supérieure à celle de R3. Il faudra donc veiller à attaquer le redresseur à partir d’une source à impédance très faible.La symétrie de la tension de sortie est ajustée par action sur P1. L’entrée non inverseuse n’est active que tant que le

L’amsanodeLeescifoopl’ADdo

0758 Redresseur double alternance Grande Vitesse

AD8037

IC1

2

3

6

7

48

5

C1

10n

C4

10n

C2

10µ10V

C3

10µ10V

R5

274Ω1%

R3

274Ω1%

R2

15

0Ω

R1

10k

R4

33k

10kP2

10kP1

AN

964078 - 11

5V

5V

clamp négatif n’est pas lui-même activé. En d’autres termes uniquement lorsque le signal d’entrée est négatif.L’autre ajustable, P2, sert à annuler la tension d’offset en sortie. Cet ajustable commande l’offset par le biais de l’en-trée inverseuse, de sorte qu’il est actif pendant la totalité du signal d’entrée.La consommation de courant du redres-seur rapide est de l’ordre de 25 mA. La bande passante efficace mesurée est supérieure à 5 MHz. La tension d’entrée doit être inférieure à 2,8 Vcrête.

Analog Devices

AD8037 est à n’en pas douter un plificateur opérationnel plutôt spécial

chant que ses entrées inverseuse et n inverseuse sont dotées dispositifs fixation de niveau (clamp) internes. clamp présent sur l’entrée inverseuse t essentiel pour le fonctionnement du rcuit proposé ici, électronique qui ne nctionnera pas avec un amplificateur érationnel conventionnel autre que D8037.

’après Analog Devices ce redresseur uble alternance travaille jusqu’à au-

delà de 20 MHz. La distorsion est sensi-blement inférieure à celle que connais-sent des redresseurs double alternance basés sur des diodes, en particulier aux fréquences élevées. Les domaines d’ap-plication du circuit sont la détection de signal en modulation d’amplitude, les voltmètres alternatifs haute fréquence et diverses opérations arithmétiques.Lors de l’application de la demi-période négative le circuit travaille en amplifica-teur inverseur classique à gain unitaire (a = – R5/R3 = – 1). Lorsque le signal


0063 Alimentation symétrique pour véhicule

ur transformer une tension positive en e tension négative on commence en incipe par hacher la première. La ten-n négative est ensuite obtenue entre bornes d’un condensateur ou d’une

ductance. S’il faut un peu de puis-nce, on utilise pratiquement toujours s inductances. Le montage présenté délivrera 100 mA en moyenne mais urra au besoin fournir 300 mA. L’on-lation résiduelle, en principe limitée 50 mV, dépassera certes ce maximum l’on n’augmente pas la capacité de pour y remédier. Voyons comment

nctionne le circuit intégré.tre son entrée (Uin, broche 1) et sa rtie (Uout, broche 2), le transistor de mmutation qu’il intègre hachera le urant qui traverse l’inductance L1, blée entre sa sortie et la masse, une fréquence de 50 kHz. Chaque is que le transistor tentera de cou-r le courant à la bobine, une force ectromotrice d’auto-induction naî-

page 1 / 2

C1

47µ25V

C2

220µ25V

L1

100µH

D1

BYW29

11...15V

12V

100mA954091 - 11

LM2575-12

1 2 3 54

OSCILLATOR

COMPARATOR

FIXED GAIN

REGULATOR

REFERENCE

ERROR AMP

LM2575-12

INTERNAL

BAND-GAP SHUTDOWNTHERMAL CURRENTON/OFF

ON/OFF

DRIVER

SWITCH

1.23V 52kHzRESET LIMIT

8k84

FEED

IC11k

0

GND

OUT

≥1

1A

R1

R2

INU

U

1

4

5 3

2

Pounprsiolesinsadeicipoduà si C2foEnsocococâà fopeél
tra dans celle-ci pour s’opposer à sa disparition. La différence de potentiel qui en résultera entre les bornes de la bobine ne s’élèvera pas outre mesure puisqu’un chemin est offert au courant à travers C2 et D1. Le condensateur va se charger à une tension négative par rapport à la masse, tension aussi appli-quée entre les broches 4 et 3 du circuit intégré. Dès qu’elle dépassera 12 V, le circuit intégré réduira la cadence de
La plupart des montages audio décrits dans Elektor nécessitent une alimen-tation symétrique de ±12V au moins, pour leurs amplificateurs opérationnels. Il n’est pas rare que des lecteurs dési-rent les installer dans cette annexe de leur domicile ou de leur bureau qu’est leur voiture ou leur camion. S’ils veulent y installer un préamplificateur, un ampli

égaliseur, un régulateur de largeur de stéréo, enrichir les harmoniques... il leur faut bien souvent un circuit, si possible simple, qui leur permette de fabriquer une tension symétrique de celle de leur véhicule. Le LM2575 de National Semi-conductor n’aura besoin que de cinq autres compo sants pour les satisfaire, en toute simplicité.


commutation du transistor, limitant la tension de sortie au voisinage de –12 V.Le gros problème qui se pose lorsque l’on veut réaliser une telle alimentation, c’est de trouver la bobine. Dans le cas présent, elle présentera une inductance de 100 µH, supportant des courants de l’ordre de l’ampère. On en trouve : la ZKB 616/100-80-310 de VAC, dou-ble bobine, chaque moitié câblée en dérivation sur l’autre, ou la 616/103-80-310, dont les deux bobines seront câblées, elles, en série. La 141 04 54 de Newport Electronics convient aussi. On en trouve, certes, mais comme pour les cercueils à deux places, l’ap-provisionnement reste difficile. Une telle application ne vise toutefois pas un rendement optimal, raison pour laquelle on pourra se replier sur une simple bobine d’antiparasitage pour

triac comme la SFT12-50 de TDK par exemple. Ces sortes de selfs, d’une inductance de 50 µH à 100 µH, tiennent des courants de quelques ampères. Celles que nous avons utilisées pour notre prototype se sont parfaitement comportées. Le choix de D1 n’est pas non plus critique et toute diode rapide de 1 A convient. Rapide, avons-nous écrit, des diodes comme les 1N4002 et 1N3501 sont donc exclues d’office.Le câblage de ces quelques compo-sants n’est pas difficile et le montage fonctionnera parfaitement si toutes les masses convergent en étoile vers le même point. La même chose pour les liaisons au –12 V. Les liaisons seront, comme toujours, aussi courtes que pos-sible, en particulier entre la broche 3 du circuit intégré et l’armature négative (le –12 V) de C2.

page 2 / 20063 Alimentation symétrique pour véhicule


0674 Oscillateur à quartz push-pull modulable à GAS-FET

T1

BF981

T2

BF981

R1

12

0k

R2

12

0k

R51

00

k

L1

C1

33p

C2

27p

C3

27p

R3

22

Ω

R4

22

ΩC4

22n

C5

22n

X1

27MHz

5V

R6

1M

C6

3n3

C7

3n3

K1

954064-11

BF981

G2

G1

D

SBF981

tionnels voire celui d’une antenne, au cas où l’on voudrait par exemple fabri-quer un émetteur de télécommande, se fait inductivement par la mise en place de 2 à 3 spires de fil de cuivre émaillé sur la self du circuit résonant. On observe, à une tension d’alimentation de 4,5 V, une consommation de courant de 150 mA environ, ce qui se traduit par une puissance de sortie HF relati-vement élevée. Il faudra, si l’on veut travailler à des tensions d’alimentation plus élevées, adapter en conséquence les valeurs des résistances R3 et R4 si l’on veut éviter une surcharge des transistors à effet de champ.

U. Kunz

Comparés à leur homologues conven-tionnels, les oscillateurs monophasés, les oscillateurs push-pull présentent un avantage important : ils fournissent, à une tension d’alimentation donnée, une puissance sensiblement plus impor-tante. L’oscillateur push-pull proposé ici est basé sur des transistors à effet de champ (FET) et possède, de par son pilotage à quartz, une constante de fré-quence très élevée. Le montage utilise une réaction capacitive synonyme de puissance de sortie élevée et garantie d’une stabilité de fréquence très élevée. Le quartz 27 MHz pour résonance-série est pris en série avec l’un des deux condensateurs de contre-réaction. Les

selfs sont constituées de 20 spires d’un double fil de cuivre émaillé de 0,3 mm de diamètre, bobinées sur un corps Neosid 7TIS.Ce circuit convient aussi bien comme oscillateur de pilotage puissant que comme émetteur rustique pour télé-commandes. On peut appliquer un signal destiné à la modulation d’am-plitude de l’oscillateur à une entrée de modulation qui attaque directement une grille de l’un des transistors à effet de champ. Le concept parfaitement symétrique du circuit permet l’attaque directe d’autres étages push-pull. Le couplage d’étages d’amplification addi-


s descendants de ces impulsions nchent à leur tour le monostable , dont la largeur d’impulsion est ée variable de par la présence de

deux portes NAND IC2b et IC2c tées en bascule bistable (flip-flop) oient appliquer deux signaux que retrouve sur le chronodiagramme. orte NAND IC2a compare les lsions des deux monostables. Il

tionne le flip-flop lorsque, avant e que ne soit écoulée la seconde do-période, le premier monostable jà été repositionné, ce qui implique la limite de régime a été dépassée. le cas lorsque la fréquence d’entrée sse :0,45⋅(R4+P1)⋅C3]-1.lors, la sortie de IC2b reste au u haut jusqu’à ce que le régime

e à nouveau sensiblement. Après

1001 Weight-watcher (surveillant de régime... moteur)page 1 / 2

flancdécleIC1bgardP1.Les monse vl’on La pimpuposimêmpseua déque C’estdépa [Dès niveachutNotre surveillant de régime moteur Nous n’avons pas, lors de la conception

RX/CX

IC1a

14

CX

15

13

4

&

1

2

3

RX/CX

IC1b

6

CX

7

5

12

&

9

10

11R2

4k

7

R31

0k

R1

5k6

R4

18k

R6

4k7

R5

680k

R7

4k

7

C2

22n

C3

470n50k

P1

1

23

IC2a

&

5

46

IC2b

&

10

98

IC2c

&

D2

1N4148

T2

BC337T1

BC547B

D4

1N4001

D1

6V8

500mW

C1

10nC5

10n

C6

10n

C7

10n

C4

100µ25V

D5

1N4001

7805

IC3

D3

RE1

12V100mA

K1

IC1

16

8

IC2

14

712 13

11

IC2d&

A

D

5V

5V

5V

5V

5V

5V12V

UbA

Ub

964090 - 11

B

C

D

E

A B

C

E0V/ 5V

0V/ 0V6

11V4

12V

D

A

0V06/ 11V4

IC1 = 74HC123IC2 = 74HC132

écoulement de la seconde pseudo-période le flip-flop est remis à zéro par le « 0 » logique présent à la sortie de IC1b. Il a été prévu une hystérésis due à D2 et R5 pour éviter un battement du relais et un clignotement de la LED dans les parages de la limite de régime. Tant que le flip-flop n’est pas encore positionné, R5 se trouve en parallèle sur P1/R4, le positionnement du flip-flop supprime la prise en parallèle, de sorte que l’ob-tention d’une remise à zéro exige une diminution du régime d’au moins 100 à

signale l’atteinte d’un régime prédéfini– un régime maximal, voire un régime de croisière optimal du point de vue de la puissance ou de la dissipation par exem-ple. La limite de régime se laisse, par le biais d’un potentiomètre P1 et l’adapta-tion éventuelle de la valeur d’une résis-tance fixe, ajuster sur une plage éten-due. Le relais prévu en sortie peut servir à l’activation d’un générateur de signal optique ou acoustique voire également un dispositif de limitation de régime par interruption du courant d’excitation.

du ce montage, opté pour l’approche conversion fréquence/tension, le suivi du régime se faisant numériquement avec une résolution (théorique) de 0,1 Hz. La triplette R1/C1/D1 prise à l’entrée rem-plit une fonction de limitation de tension, les impulsions d’excitation étant mise en forme pour un traitement logique par T1 et R2. Ce transistor commute au rythme des impulsions d’excitation et déclenche la première bascule monostable (redé-clenchable) IC1a, à la sortie duquel apparaissent de courtes impulsions. Les


il faudra déterminer expérimentalement ces valeurs. L’étalonnage du circuit doit se faire moteur tournant avec un compte-tours calibré voire mieux encore avec un générateur de fonctions (peut importe la forme d’onde, niveau >1 V). La fréquence d’entrée Fent à adopter

page 2 / 21001 Weight-watcher (surveillant de régime... moteur)

964090 - 12

IC1 - 13

IC1 - 5

150 tr/mn. On garantit ainsi une bonne détection même de courts dépassements de régime. En cas de positionnement du flip-flop T2 devient passant, produisant l’activation du relais. Notons que le relais n’est pas alimenté par la tension régulée par IC3 à 5 V mais tire directement la tension de bobine du réseau de bord. Si l’on choisit de n’utiliser qu’une LED on pourra bien évidemment supprimer le relais. La consommation de courant chute dans ce cas là de quelque 110 mA à moins de 30. La résistance R4 devra être adaptée à la plage de régime requise. À titre

n = limite supérieure de régime (tr/mn),cyl = le nombre de cylindres etm = nombre de temps.

Il est aisé de calculer les valeurs de R4

Le signal d’entrée du circuit pourra être appliqué au côté basse-tension de la bobine. On peut, en principe, envisa-ger d’utiliser un couplage inductif sur le contact-maître de la tête de distribution (delco) sous la forme de quelques tours de fil d’acier effectués sur le câble d’al-lumage. Il est important en tout état de cause de prendre les précautions nécessaires et suffisantes pour éviter de

d’exemple : 2 000 à 7 800 tr/m pour R4 = 18 kΩ.

Il faudra, si l’on veut disposer d’une limite de régime supérieure ajustable, doter P1 d’une échelle. Si l’on veut utiliser ce montage avec un moteur à 2 temps voire avec un moteur possédant un nombre de cylindres différent de 4,

répond à la formule suivante : fent = (n⋅2⋅cyl) / (60⋅m),

et de P1 si l’on sait également que : fent = [0,45⋅(R4+P1)⋅C3]-1.

prendre des décharges électriques. Les niveaux atteints par les tensions d’allu-mage peuvent être mortels ! Le montage devra être implanté dans un coffret plas-tique étanche le mettant à l’abri de toute humidité, pluie, éclaboussures, etc.

M. Matz


0447 Flash à LED de 3 sous

Le cirintègcomminvermettqui nles mpréseseursnombrésissérieont pblempairela deest fcelle C1/Rce qu

R1

1M

R2

10M

R3

1k

R5 1M

R41M

R6

22

0Ω

C1

330n

D1

1N4148

D2

S

D

G

T1

BS1709V

9V

964058-11

4007IC1

10

111213 14 1 2

3

4 5

6

7 8 9

cuit intégré CMOS de type CD4007 re une double paire de FET de utation complémentaires et un

seur. Ces simples composants per-ent la réalisation d’un flash à LED e jette pas l’énergie par-dessus oulins. On se trouve en fait ici en nce d’un oscillateur à trois inver- pour lequel on a pris un certain re de mesures additionnelles. Les

tances R4 et R5 de 1 MΩ prises en avec les drains d’une paire de FET our fonction d’abaisser très sensi-ent le courant de commande de la de FET située en aval. La durée de mi-période positive de l’oscillateur ixée par la combinaison C1 /R3, de l’autre demi-période l’étant par 2 (à ce moment la diode D1 bloque, i met la résistance R3 hors-circuit).

Un BS170 se charge ensuite de l’alimen-tation en courant de la LED D2 pendant les demi-périodes positives. La valeur de ce courant dépend de celle de la résistance R6. Le dimensionnement des composants C1, R2 et R3 est tel que la durée d’extinction des LED est de 1 s et la durée pendant laquelle elles sont illu-minées, 1 ms. De par l’intensité relative-ment élevée (30 mA environ) du courant qui traverse la LED à haut rendement, celle-ci s’éclaire de façon très visible. Le circuit devrait pouvoir fonctionner quel-que trois ans sans discontinuer avec une pile compacte de 9 V. Si l’on augmente la valeur de R6 pour la faire passer à 1 kΩ, la LED brille moins fort il est vrai, mais la durée de vie de la pile devient quatre fois plus longue.


0121 Automate d’application du secteur

que le fusible secteur rend l’âme ou d’autres appareils aient à encaisser ic de courant. Le montage décrit ici a fonction d’éliminer ce genre de pro-es. Il décale dans le temps la mise tension des différents appareils, ettant cependant simultanément

hors-fonction de sorte que l’on a charge de mise sous tension éta-ans le temps et que l’on ne risque de situations bizarres telles qu’une d’imprimante ne se trouvant pas au s.ompteur du type 4060 constitue eur de l’électronique de commu-n graduelle. Le dimensionnement composants externes de l’oscilla- interne est tel que celui-ci oscille e fréquence de l’ordre de 10 Hz. Laie Q3 (broche 7) du diviseur 4060 à disposition la fréquence de l’os-eur après division par 16. Ce signal nit les impulsions d’horloge pour un tre à décalage à 8 bits que consti-t IC1a et IC1b. Comme l’entrée D C1a est reliée au +5 V, toutes les rties passent successivement au au haut à un intervalle de 1,5 ns (le me du signal d’horloge). Le transis-

page 1 / 2

CTR14

IC2

4060

CT=0

RCX

10

11

12

15

13

14

11

13

12

CT

CX

RX

!G

1

6

4

5

7

9

3

4

5

6

7

8

9

3

2

+

IC1a

SRG4

C1/

2

1D15

14

1

11

12

13

R

IC1b

SRG4

C1/

10

1D7

6

9

3

4

5

R

R9

1M

C2

470n

C11µ

R11

47k

R10

1M

R1

47k

R2

47k

R3

47k

R4

47k

R5

47k

R6

47k

R7

47k

R8

47k

T1

T2

T3

T4

T5

T6

T7

T8

D1 D2 D3 D4 D5 D6 D7 D8

Re1 Re2 Re3 Re4 Re5 Re6 Re7 Re8B1

B80C1500

C4

470µ40V

R13

10

k

D10

R12

1k

D9

15V1W3

C3

10µ63V

24V 15V24V

15V

15V

IC116

8

IC216

8

15V

964059-11

IC1 = 4015T1...T8 = BC337

D1...D8 = 1N4148Re1...Re8 = V23056-A0105-A101

AAAAAAAAA = 60mV

Tr1

18V/4VA5

K1 K2 K3 K4 K5 K6 K7 K8K9

tant que un ppourblèmsousles mtousune lée dpas tête repoUn cle cotatiodes teurà unsortmetcillatfourregistuende I8 soniveryth
tor de commutation branché à chacune des sorties, T1 à T8, active ensuite un relais, Re1 à Re8, qui alimente en ten-sion secteur l’appareil qui lui est relié. Une fois que la sortie du huitième regis-tre à décalage (QD, broche 10 de IC1b)
C’est dans les mondes de la micro-infor-matique et de l’audio en particulier que l’on a besoin de mettre simultanément plusieurs appareils sous tension. La pre-mière idée consiste à connecter tous les

appareils concernés à une prise multiple de sorte qu’il suffit de manoeuvrer un seul interrupteur général. Cette approche peut cependant avoir comme conséquence un courant d’enclenchement tellement impor-


est passée au niveau haut le compteur IC2 est remis à zéro. Les relais restent activés jusqu’à la disparition de la ten-sion d’alimentation. Le réseau C2/R9 assure une remise à zéro du registre à décalage à l’application de la tension d’alimentation.L’alimentation du montage prend la forme d’un transformateur secteur asso-cié à un pont de redressement et un condensateur, Tr1, B1 et C4. C’est par leur intermédiaire que se fait l’alimen-tation des relais. On a prévu une sta-bilisation de tension rustique pour les deux circuits intégrés à base de diode zener, D9, associée à la résistance R12. La LED D10 se charge de l’indication de la présence de la tension du secteur indispensable.

Abordons quelques aspects pratiques de ce montage. Le type de relais donné dans le schéma permet la commutation de 2000 W. On préférera une réalisation en classe d’isolation I, faisant appel à des prises dotées d’une terre. Pour le transformateur secteur on utilisera de préférence un modèle protégé contre les courts-circuits (un Block PT4,5/1/18 par exemple). On pourra prendre un fusible par appareil en série avec les borniers. Si l’on n’a que faire de 8 connexions, on pourra supprimer les derniers relais inutilisés (à commencer par Re8) ainsi que les borniers, les diodes de roue libre et les transistors de commutation avec résistance de limitation correspondants (K8/Re8/D8/T8/R8 par exemple).

page 2 / 20121 Automate d’application du secteur


en-dessous des 2/3 de la tension d’ali-mentation –ceci en l’absence de charge est-il nécessaire de le préciser ? Si, sous l’effet de la charge, la tension présente à la broche 8 descend trop loin, la tension sur la broche 6 surpassera celle existant sur la broche 5. Le comparateur relié à la broche 6 bascule et la bascule est remise à zéro : la broche 3 passe au niveau bas. Cet état est maintenu jusqu’à ce qu’une action sur la touche de remise à zéro mette l’entrée inverseuse (-) du second comparateur brièvement à la masse ; c’est à son tour de basculer et de repo-sitionner la bascule.Notre prototype fonctionnait fiablement à n’importe quelle tension d’alimentation

ce circuit est l’utilisation es » du temporisateur 555. effet les comparateurs et

istable intégrée dans le dit Le fonctionnement est très ésistance R2 sert de détec-rant. Comme il n’est pas e commander la mise en ’un transistor à l’aide de la ente aux bornes de la dite n peut se contenter d’une sion très faible. La tension

on est de ce fait pratique-à la tension d’entrée et le à dissiper qu’une puissance La tension dérivée en aval ppliquée comme tension

0590 Limitation de courant à 555

L’intérêt de« hors-normOn utilise enla bascule bcomposant. simple. La rteur de counécessaire dconduction dtension présrésistance, ochute de tend’alimentatiment égale capteur n’a très faible. de R2 est a

RIC1

DIS

THR

OUT555

TR

CV

2

7

6

4

R

3

5

8

1R3

10

0k

R1

10

k

100k

P1

R2

4Ω7

S1

RESET

load

964095 - 11

9...12V

comprise entre 5 et quelque 14,5 V. À 10 V, la consommation de courant était de 7 mA environ. Une remarque critique en guise de conclusion : le branchement choisi ici a pour conséquence que la ten-sion sur la broche 8 est plus faible que celle existant sur les autres broches du circuit intégré. D’après les spécifications fabricant les choses se passent bien tant que la différence ne dépasse pas 300 mV.

A. Lüttgens

Prise au pied de la lettre, la dénomina-tion « limitation de courant » n’est pas, tout à fait exacte. En effet, le circuit proprement dit ne limite pas, sachant qu’il ne fait que détecter. Dès qu’il cir-cule un courant trop important à travers la charge la broche 3 de IC1 passe au niveau bas. Une action sur le bouton-poussoir S1 suffit à refaire passer cette sortie au niveau haut, à condition bien évidemment que le courant soit à ce moment-là retombé en-deçà de la valeur critique. La technique d’utilisation du changement de niveau de la broche 3 pour l’activation d’un circuit d’indication ou de limitation de courant est laissée à l’imagination de chacun des utilisateurs potentiels de ce circuit.

d’alimentation à la broche 8 de IC1. À l’intérieur du 555 il existe entre la bro-che 8 et la masse un diviseur de tension constitué de trois résistances, ensemble qui fournit une tension de référence à une paire de comparateurs. Les entrées non-inverseuses (+) des comparateurs (broches 6 et 2) sont reliées respecti-vement à l’ajustable P1 et au bouton-poussoir S1. Les sorties de comparateurs attaquent les entrées de positionnement (set) et de remise à zéro (reset) de la bascule interne ; la sortie de cette der-nière est à son tour reliée à la broche 3.Le but de la manoeuvre est maintenant, à l’aide de P1, d’ajuster la tension sur la broche 6 à une tension qui soit juste


le résultat de la comparaison effectuée entre un signal d’entrée et une valeur de consigne.Outre cette évaluation d’un signal en provenance d’un capteur on peut s’ima-giner d’autres systèmes. Une possibi-lité est la détection d’événements par exemple. Dans bien des cas il n’est pas seulement intéressant de savoir si l’une ou autre valeur a franchi un seuil, mais également de connaître la durée pendant laquelle la valeur a été trop élevée. Prenons l’exemple d’un congélateur. En général, le thermostat se charge de maintenir la température en-dessous d’une certaine limite. Il est cependant intéressant de savoir, en revenant de ses vacances par exemple, si, pendant votre absence la tempéra-ture à l’intérieur du congélateur n’a pas

En sersonà ucontionsoitComcomimpd’utemple.pou

0251 Comparateur de tensionpage 1 / 2

LM311

IC1

3

2

7

8

4

6

5

1C2

10n

C4

100n

C3

100µ 25V

C1

10µ25V

R1

10

0k

R4

1k

R2

10k

R5

10k

100k

P1

T1

BC547B

D3

1N4148

D11N4148

D21N4148

R3

150Ω

D5

9V1

Re1

954006 - 11

12V

RESET

S1

été trop élevée (à la suite d’une panne du secteur par exemple) et, si tel a été le cas, pendant combien de temps !Pour réaliser un tel circuit de détec-tion il faudra, en aval du comparateur, prévoir une bascule bistable qui sera positionnée au moment où le compa-rateur détecte une transgression de la valeur limite. On peut cependant se faci-liter notablement la vie! L’adjonction à l’électronique standard du comparateur d’une résistance et d’une diode suffit pour « intégrer » un fonctionnement de bascule bistable. Le schéma montre à quoi ressemble un comparateur doté

règle générale, un comparateur t à voir si la tension appliquée à entrée est supérieure ou inférieure ne certaine tension dite valeur de signe. En fonction de la configura- du comparateur sa sortie présente un niveau haut, soit un niveau bas. me un comparateur est capable de parer deux tensions, un nombre

ortant de circuits à capteur est doté n tel circuit ; pour indiquer qu’une péra ture est trop élevée, par exem- Le signal de sortie du comparateur rra servir, dans ces conditions, pour

démarrer un ventilateur. Si la tempé-rature redevient ensuite inférieure à une certaine limite, le comparateur le constate et met le ventilateur hors-fonction.Cet exemple n’est qu’une seule des très nombreuses applications où les signaux d’entrée du comparateur sont fournis par un capteur. Il n’est pas sorcier de trouver des applications très pratiques pour un tel circuit. Tous ces circuits se caractériseront, sans exception, par le fait que la sortie du comparateur pren-dra une valeur en relation directe avec


de cette adjonction. Via la diode D1 le signal d’entrée arrive sur l’entrée du comparateur. En fonction de la position du curseur de l’ajustable P1 la tension présente sur l’entrée positive sera supérieure ou inférieure à celle exis-tant sur l’entrée négative. Si la tension sur l’entrée positive est plus élevée, le niveau du signal de sortie devien-dra quasi-identique à la tension d’ali-mentation. Via la diode D2 ce niveau arrive ensuite à l’entrée avec comme conséquence une stabilisation de l’état du comparateur, peu importe le niveau du signal d’entrée. Une action sur l’in-terrupteur fait revenir le comparateur à l’état de repos.

Nous avons, à titre d’exemple, doté le circuit d’un transistor permettant de commander un relais. Cette adjonction n’est pas nécessaire à strictement par-ler. Le niveau du signal présent sur la broche 7 du LM311 peut servir directe-ment à la commande d’autres circuits.Sachant que le LM311 possède une sortie à collecteur ouvert, il est requis de mettre en place la résistance R4. La consommation du circuit se limite à quelques mA seulement tant que le relais se trouve à l’état inactif.

M.S. Nagaraj

page 2 / 20251 Comparateur de tension


0239 Commutateur piloté par signal I

courant, 10 µA typique, lorsqu’il travaille en comparateur (broche 8 forcée au potentiel de la tension d’alimentation). Au repos, les deux entrées sont mises, par l’intermédiaire du diviseur de ten-sion R1/R2/R3, à un potentiel proche de la moitié de la tension d’alimentation, sachant cependant qu’en raison de R2, la tension présente à l’entrée inver-seuse est légèrement supérieure à celle appliquée à l’entrée non inverseuse. De ce fait, la sortie du comparateur est forcée à « 0 ». En l’absence de tension sur sa grille le transistor T2 ne peut pas conduire, de sorte que le darlington T1 est bloqué. Associé à C2, le diviseur de tension constitue un filtre passe-haut de manière à éviter une activation acciden-telle due à des parasites à fréquence faible, le ronflement du secteur par exemple.Le réseau RC R4/C3 remplit une fonction importante : si un signal de fréquence faible n’a pas le moindre problème pour

page 1 / 2

TLC271

IC12

3

6

7

4

8

1

5

R5

22

0Ω

R1

47

0k

R2

22

0Ω

R3

47

0k

R74M

7

R8

1k

R4

100k

R6

1k

C1

10µ25V

C3

1µ25V

C4

1µ 25V

C5

1µ25V

C6

10µ35V

C2

4n7

D1

1N4148

T2

BS170

T1

BD680

964028 - 11

Ub

4V< <16VUb

B

Us

A 6V

5mV6B

C

A

A

C

C

D

E

12V

D

E

0V; 11V

0V; 11V2

arriver à l’entrée inverseuse, il se trouve confronté au réseau RC au cours de son trajet vers l’entrée non inverseuse. De par la fonction d’intégration (moyenne) du réseau RC par rapport au signal, il naît une tension (additionnelle) entre les entrées du comparateur. Dès que le signal dépasse une amplitude de quelque 65 mV, la tension à l’entrée non-inverseuse tombe, au cours de la demi-période négative, en-dessous de la

Notre commutateur piloté par signal sert à (dés-)activer toute sorte d’appareils audio tels que préamplificateur, amplifi-cateur ou autre filtre. C’est en particulier dans le cas d’équipements alimentés par piles que l’avantage de cette solution est flagrant : en effet, de par la très faible consommation de courant à l’arrêt de ce circuit, 12 à 14 µA, un oubli de sa mise hors- fonction n’aura pas pour consé-

quence un épuisement rapide des piles. Notre commutateur spécial interrompt l’alimentation lorsqu’il ne détecte pas de signal audio pendant un intervalle de 10 secondes. L’amplificateur opérationnel TLC271 de Texas Instruments dispose d’une broche BIAS SELECT (broche 8) permettant de fixer la consommation de courant et le comportement de transfert. Le circuit intégré consomme le moins de


tension présente sur l’entrée inverseuse, de sorte que la sortie du comparateur bascule à un niveau haut. C6 se charge au travers de R6, T2 devient passant et assure la présence d’une Ibe suffisante pour T1 de sorte que ce dernier devient passant lui aussi. La tension Uce grimpe à quelque 0,8 V à un courant de collec-teur de 1 A. En l’absence de signal d’en-trée la sortie du comparateur retombe à « 0 » de sorte que C5 peut se décharger à travers R7 jusqu’à ce que la tension

retombe en-deçà de la valeur minimale de Ugs ce qui se traduit par le blocage de T2. Il fallait à notre prototype 10 s avant que ne se produise la mise hors-fonction, cette durée pouvant cependant varier en raison des tolérances impor-tantes existant entre deux exemplaires de FET. Il faudra, lorsqu’il faut commuter des courants supérieurs à 1 A, choisir un transistor darlington plus « costaud » de manière à limiter la dissipation.

C. Auerwald

page 2 / 20239 Commutateur piloté par signal I


atts ou plus) sont les les établissements se t d’amplificateurs audio,

et autres systèmes de

tances est souvent doté en forme de radiateur ettre un refroidissement u le prix relativement

pe de composant et le , étant rares, délicats à e soi qu’il est préférable, cela soit possible, d’en ction à la suite d’une

0454 Garde-chiourme thermique pour charges de forte puissancepage 1 / 3

l’ordre de 50 wlaboratoires etchargeant du tesd’alimentationspuissance.Ce type de résisd’une enveloppedestinée à permplus efficace. Vélevé de ce tyfait qu’ils soientdénicher, il va dsi tant est que éviter la destru

T2BC547B

T3

BC557B

R2

10

0k

R3

4k7

R4

390kR5

22

0Ω

C1

10µ16V

C6

10µ16V

D1

6V2

Bz1

5V

D4

1N4148

D3

1N4148

LM

35

IC1

D2

1N4148

2

3

1IC2a

6

5

7IC2b

13

12

14IC2d

R8

3k

3

R9

47k

R12

470k

R13

2k2

R11

10

k

D9

12V

C7

100n

R16

1M

R1

10

k

C2

100µ25V

T4

BC547B

T1

BD140

D10

1N4001

Bt1

9V

R15

1k

M1

M

M2

M

K1

D7

6V2

R10

2k

29

10

8IC2c

R7

1k

5

D6

R14

10

0k

K1

B1B40C1500

12V

/ 8

VA Tr1

C3

1000µ25V

R173

9Ω

D11

15V

C4

100n

C5

100µ25V

R6

1k

5

D5

IC24

11

LM35 BC547B

CB

E

BC557BBD140

E

C

B

IC2 = TLC274

15V

15V

15V

15V

UBt

UBt

500mA T

F1

D8

BAT85

La fonction de l’électronique que nous vous proposons est destinée à protéger les résistances de forte puissance (sou-

vent coûteuses) contre une surchauffe.Les domaines d’application privilégiésdes résistances de forte puissance (de

944014-11
surchauffe. Le petit circuit proposé ici remplit cette fonction pour un coût négligeable. Il déclenche une alarme par l’activation d’un résonateur pour signaler que la température du radiateur


d’atteinte de la température critique. Cette contre-réaction se traduit en outre par une hystérésis de 2 °C environ.Dès l’activation de la tension du secteur, de la tension du secteur, le circuit de commande de l’alarme est mis hors-fonction. L’amplificateur opérationnel IC2d amplifie la tension fournie par le capteur avec un gain de 15. La tension de sortie résultant de cette opération n’arrive au circuit de commande du ventilateur, que constituent IC2b, T4 et T1, que si elle est supérieure à 6 V (tension de fonctionnement minimale du ventilateur).Toute tension dépassant 12 V (tension de service maximale du ventilateur) est limitée à cette valeur. Le choix d’un gain relativement faible pour la tension fournie par le capteur permet l’obtention d’un fonctionnement souple du circuit. Bien que l’erreur absolue résultant de

page 2 / 30454 Garde-chiourme thermique pour charges de forte puissance

1

0.8

0.6

0.4

0.2

0

Us [V]

10

8

6

4

2

0

Uv [V]

0 20 60 T [°C]

0 20 40 60 80 100 T [°C]

12

40 80 100

ce mode de fonctionnement soit relati-vement grande, cela ne constitue pas de problème vu que l’objectif du circuit est de maintenir la température du radiateur en-deçà de la limite de sécurité et non pas de faire en sorte qu’il garde une température constante. Les deux graphi-ques montrent, d’une part la tension du capteur et, de l’autre, la tension du ven-tilateur, ces deux grandeurs étant repré-sentées en fonction de la température du radiateur. La LED D6 s’illumine en cas d’activation de la tension du secteur et

atteint une valeur critique. Pour peu que le garde-chiourme soit alimenté en ten-sion secteur, il mettra alors en fonction une paire de ventilateurs qui assureront le refroidissement des résistances de puissance.Le circuit dispose d’une commutation automatique entre une pile compacte de 9 V et l’alimentation-secteur. On fait appel à un capteur de température du type LM35 de manière à maintenir à une valeur très faible, de l’ordre de 60 µA, le

courant de veille. Dans ces conditions, on peut espérer une durée de vie de près d’un an d’une pile PP3 d’une capacité de 450 mAh. L’alarme sonore est activée à une tension de sortie du capteur de l’ordre de 0,5 V, ce qui correspond, dans le cas d’un LM35, à une température de radiateur de quelque 50 °C.Une légère contre-réaction positive introduite par la résistance R4 garantit l’application au résonateur de la pleine tension de service (5 V environ) en cas


page 3 / 30454 Garde-chiourme thermique pour charges de forte puissance

Résistances :R1, R11 = 10 kΩR2, R14 = 100 kΩR3 = 4kΩ7R4 = 390 kΩR5 = 220 ΩR6, R7 = 1kΩ5R8 = 3kΩ3R9 = 47 kΩR10, R13 = 2kΩ2R12 = 470 kΩR15 = 1 kΩR16 = 1 MΩR17 = 39 Ω

Condensateurs :C1, C6 = 10 µF / 16 V radialC3 = 1 000 µF / 25 V radialC4, C7 = 100 nFC2, C5 = 100 µF / 25 V radial

Semi-conducteurs :B1 = B40C1500D1,D7 = diode zener 6V2 / 500 mWD2 à D4 = 1N4148D8 = BAT85

D9 = diode zener 12 V / 500 mWD10 = 1N4001D11 = diode zener 15 V / 1WD5, D6 = LED rougeT1 = BD140T2, T4 = BC547BT3 = BC557BIC1 = LM35CIC2 = TLC274CN

Divers:K1,K2 = bornier encartable

à 2 contacts au pas de 7,5 mm

BT1 = pile compacte 9 VM1,M2 = ventilateur miniature,

12 V / 200 mA CC (KD1208PTS1 SUNON, source : Velleman)

BZ1 = résonateur 5 V CC (Citizen12C-5)

F1 = fusible 50 mA / TTR1 = transformateur secteur

12 V / 8 VA (Monacor / Monarch VTR8112)


de chute de la tension de la pile en-deçà de 6 V. Le courant maximal qu’il soit pos-sible de fournir au(x) ventilateur(s) est, approximativement, de 500 mA.Est-il bien nécessaire de préciser qu’il faudra monter la platine de manière à ce

que le côté plat du LM35 assure un contact thermique avec le radiateSi tel était le cas nous l’avons fait araison, sinon, veuillez nous pardond’enfoncer des portes ouvertes...

944014

B1

BT1

BZ1

C1

C2

C3

C4

C5

C6

C7

D1

D2

D3

D4

D7

D8D9

D10

D11

F1

IC1

IC1’

IC2

K1

K2 R1R2

R3R4

R5

R6

R7

R8

R9

R10R11

R12R13

R14

R15

R16

R17

T1

T2

T3 T4

TR1

- +

D6D5

~

~

3 2 1

3 2 1

+

944014

50mA/T

-

+

-

bon ur ? vec ner

944014


0254 Compresseur pour guitarepage 1 / 2

R1

10k

R3

22k

R5

15k

R6

47k

R7

100k

R8

4k7

R9

39k

R10

100k

R11

100k

R12

560Ω

R2

1M0

R4

22

k

S1

S2b

S2a

P1a

100k

P1b

100k

R13

10

0k

2

3

6

IC1

TL0712

3

1IC2a

6

5

7IC2b

C1

100p

C2

22n

C5

1µ

C6

100p

C7

1µ

C4

10µ25V

D1

D3

D5

D2

D4

D6

IC2

8

4

IC1

7

4

C10

100n

C11

100n

C8

100n

C9

100n

IC2 = TL072

D3..D6 = BAT85D1, D2 = 1N4148

15V

15V

944048 - 11

C3

10µ25V

* *

voir texte

siehe Textzie tekst

see text****

* voir texte

Les puristes de la Hi-Fi ne manqueront naturelle ment pas de hausser les épau-les et d’affirmer sans ambages que les semi-conducteurs permettent de fabri-quer des amplificateurs aux caracté-ristiques techniques dépassant nette-ment celles des amplificateurs à tubes.

Dans le monde des amplificateurs pour guitares électriques, les lampes (tube) sont loin d’être « out » (hors de mode ?). Les guitaristes qui s’attachent à la musi-calité du son qu’ils produisent – même en cette époque où l’on ne jure plus que par les ordinateurs et autres micro-contrôleurs – con ti nuent d’être d’avis qu’un amplificateur à tubes produit un

son plus agréable que n’importe quel amplificateur à transistors, pour ne pas parler des amplificateurs à circuits inté-grés, et s’il leur faut, pour une raison ou une autre, utiliser un amplificateur transistorisé, ils feront des pieds et des mains pour lui faire produire un son « à la rondeur des tubes ».


Il n’en reste pas moins vrai que, sans insister sur l’aspect qualité, un ampli-ficateur à tube « sonne », fondamen-talement, différemment qu’un amplifi-cateur à transistors. Cela tient au fait qu’avec les tubes la transition entre les domaines linéaire et non-linéaire se fait pour ainsi dire fluidement et qu’il reste possible d’obtenir une certaine dynami-que même dans la partie distordue de la plage de modulation.On pourrait presque considérer la dis-torsion croissant avec l’augmentation de modulation comme une sorte de compression de dynamique. Il man-que inévitablement ce trait de carac-tère aux amplificateurs à transistors. Ces derniers continuent en effet de se comporter très linéairément jusqu’au point où ils sont confrontés à une sur-modulation : à partir de cet instant on a écrêtage du signal (qui se voit donc raboté) et on a apparition de la distorsion si pénible à supporter par nos oreilles gâtées. Avant l’apparition d’amplificateurs modernes à commande en tension intégrés dans leurs cir-cuits, les compresseurs de dynamique comportaient souvent, comme organe de réglage, des diodes. On acceptait

sans trop rechigner la distorsion pro-duite par ces composants. Vu qu’ici on recherche un certain niveau de dis-torsion, les diodes tombent à point pour la réalisation d’un compresseur pour guitare à son ayant une texture « tubes ». Le schéma montre qu’un tel compresseur peut être réalisé à l’aide d’un petit nombre de composants dont les caractéristiques sont tout ce qu’il y a de plus courantes.L’amplificateur d’entrée, IC1, attaque, via la résistance R5, deux paires de dio-des : les diodes D1/D3 pour la demi-période positive, et D2/D4 pour la demi-période négative. Les condensateurs électrochimiques C3 et C4 constituent, pour la tension alternative, un court-circuit ; ils conservent la tension de régulation et déterminent ainsi l’inertie de la régulation. Les paires de diodes reçoivent, via les diodes D5 et D6, une tension de polarisation (variant en fonc-tion de la modulation) en provenance de IC2a. Si l’inverseur S2 est ouvert, la compression est désactivée. La par-tie du circuit basée sur IC2b sert uni-quement à la compensation du niveau de sortie en cas de choix de positions différentes pour le potentiomètre et

page 2 / 20254 Compresseur pour guitare

l’interrupteur – les deux moitiés du potentiomètre agissent à contresens. On peut éventuellement « piquer » le signal directement à la sortie de IC2a. Le potentiomètre P1 permet de déter-miner le point d’entrée en fonction du compresseur ; on donnera à cet organe de commande une position telle que l’on ait une légère déformation des pics d’attaque du signal à l’entrée. L’inver-seur S1 permet une commutation du gain de IC1 et offre donc le choix entre des éléments à une ou deux bobines. Avec le dimensionnement adopté ici, le montage fonctionne, en pratique, de façon très satisfaisante. On peut bien entendu toujours envisager ses propres modifications ; il ne saurait cependant être question de remplacer les BAT85 par des diodes ordinaires telles que des 1N4148.Une telle substitution entraîne une réduction très sensible de la texture « tube » de l’effet sachant que la dis-torsion n’entre en jeu qu’à un niveau plus important et qu’il présente en outre une nature sensiblement plus abrupte.

W. Teder


0314 Décodeur stéréophonique

jonction d’un nombre non négligeable de composants et que la procédure de réglage qu’ils impliquaient n’était pas une sinécure. Les nouvelles générations de décodeurs stéréos intégrés sont remarquables par leur étonnante sim-plicité. Comme le montre le schéma, le décodeur de Toshiba, un TA7343P, ne demande (pratiquement !) plus de composant externe. Le signal MPX entre par la broche 1, les signaux G et D étant eux, après passage par un filtre passe-bas simple, disponibles aux bro-ches 8 et 9 de ce circuit intégré. Lors-que le détecteur de fréquence-pilote interne détecte la présence du signal de 19 kHz il commande l’illumination de la LED D1 et active le commutateur stéréo interne. En cas d’absence du

page 1 / 2

R1

10

k

R2

1k

R32

20

k

R4

3k

3R53

k3

R6

1k

C1

10µ25V

C2

2µ225V

C3

1n

C4

4µ725V

C5

15n

C6

15n

C7

4µ725V

C8

4µ725V

C9

220µ25V

5k

P1D1S1

MONO

TA7343P

PILOT

OUT L

OUT RIC1

LPF1LPF2

Vcc Vco

GND

IN1

2

3 4

5

6

7

8

9

MPXD

G

8V

944050-11

C10

1µ25V

signal pilote la LED D1 reste éteinte et le circuit passe en mode mono.L’inverseur S1 permet de passer manuel-lement en mode mono. Lorsque cet inverseur est fermé, la broche 7 du TA7343P se trouve alors à +8 V, les deux sorties fournissent le signal de somma-tion « G+D ». Le réglage du VCO se fait à l’aide de P1 et n’implique ni de dispo-ser d’un appareillage complexe ni de connaissances spéciales : après avoir syntonisé le récepteur sur un émet-teur stéréo, on joue sur l’ajustable P1 jusqu’à avoir l’allumage de la LED D1 ; voilà c’est tout. En dépit du choix d’un concept minimum, le TA7343P possède

L’extraction différentiée des signaux G(auche) et D(roit) présents dans un signal stéréophonique multiplexé exige un traitement complexe. La première étape du processus consiste à l’extrac-tion du signal G–D, opération qui néces-site une porteuse auxiliaire de 38 kHz possédant exactement les mêmes fréquence et phase que l’émetteur. Il ne suffit pas de faire appel à un simple VCO (Voltage Controlled Oscillator = oscillateur commandé en tension) pour la génération de cette porteuse auxi-liaire. Il faut, pour que la fréquence soit au pas de la fréquence originale, que

l’on ait synchronisation du VCO avec la fréquence-pilote de 19 kHz présente dans le signal MPX. Il faut en outre, que l’on ait, aux ordres du signal-pilote, une commutation mono/stéréo, et de préfé-rence avec visualisation optique.Il est heureux que l’électronicien dési-rant réaliser un circuit de ce genre n’ait pas à se casser la tête sur tous ces détails, vu qu’il existe, depuis bien des lustres presque, des décodeurs stéréo tout faits prenant la forme de l’un ou l’autre circuit intégré. Il n’en restait pas moins vrai que la majorité des dits circuits intégrés exigeait l’ad-


des caractéristiques techniques fort acceptables. La valeur de distorsion harmonique donnée par le fabricant est de 0,08 % (typique) ; avec res-pectivement 70 et 74 dB, la réjection de la porteuse auxiliaire et le rapport signal/bruit n’ont aucune raison de se cacher. La plage des tensions d’ali-

mentation admissibles s’étend de 3,5 à 12 V, les spécifications mentionnées quelques lignes plus haut s’entendent pourtant à une tension d’alimentation de 8 V. La consommation de courant moyenne est, LED éteinte, de 11 mA, pour atteindre 18 mA au maximum.

Toshiba

page 2 / 20314 Décodeur stéréophonique


0442 Filtre subsonique pour caisson de graves actif

L’un graveen fréqu’à aussi égalele casété padditijusquune pen-dede 10atténuTout haut-pcité deextrêmcas av

page 1 / 2

C1

2µ2

C2

2µ2

C3

2µ2

C4

2µ2

C5

2µ2

C6

100n

C7

100n

R1

1k

96

R23

k5

7

R3

2k

67

R4

5k

90

R5

14

k0

R6

2k

00

R72

k0

0

2

3

6

IC17

4

TL081

15V

15V964051-11

1. 2

des points forts d’un caisson de s actif est sa courbe de réponse quence bien rectiligne et cela jus-20 Hz. L’obtention d’une réponse grave présente malheureusement ment certains inconvénients. Dans du caisson de graves actif cela n’a ossible que par une amplification onnelle des sons graves, gain allant ’à 10 dB à 20 Hz. Ceci implique ossibilité de gain notable même çà de 20 Hz. Ce n’est qu’en-deçà Hz que le gain se transforme en ation.

ceci peut se traduire, du côté du arleur par des problèmes de capa- charge en cas de signaux d’entrée es. Ceci ne devrait guère être le

ec de la musique normale, sachant

que l’on n’y renctionnellement desà 30 Hz. Il en vale cas de pistes-sen technique Surrpas rare de se trfréquences de 5d’appliquer régulsignaux au caissoinutile de le doteune atténuation aen-deçà de 20 Hzla fonction du filarticle. Il s’agit enpasse-haut du 5èn’introduit encornégligeable de 1s’accentuer très secette fréquence. L

964051-12

-32-30-28-26-24-22-20-18-16-14-12-10-8-6-4-202468

AMPL

(dBr

)

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100FREQ(Hz)

.

à 17,3 Hz, sachant qu’à une fréquence de 13,6 Hz on dispose déjà d’une atté-nuation de – 10 dB. La figure 2 donne la courbe mesurée.Le schéma de la figure 1 montre l’élec-tronique impliquée pour la réalisation du filtre (actif). Un coup d’oeil suffit pour constater qu’il ne s’agit en fait de rien de plus que d’un amplificateur opérationnel entouré de quelques composants passifs. Il est important de veiller à ce que la valeur de C1 à C5 ne diffère pas de plus de 1%. La tolérance absolue par rapport à la valeur indiquée peut être légère-ment plus grande sachant qu’elle influe uniquement sur le point de coupure. Des variations importantes de valeurs entre ces condensateurs se traduit cependant par une influence négative sur la forme

ontre que très excep- fréquences inférieures tout autrement dans on de films enregistrés ound-Sound où il n’est ouver confronté à des Hz (!). Si l’on prévoit ièrement ce genre de n de graves il n’est pas r d’un filtre entraînant dditionnelle importante . C’est très exactement tre subsonique de cet l’occurrence d’un filtre me ordre qui, à 20 Hz, e qu’une atténuation dB, mais voit sa pente nsiblement en-deçà de e point – 3 dB se situe


de la courbe qui, dans le cas présent, suit de très près une caractéristique de Butterworth. Les résistances ont toutes une tolérance de 1%. On obtiendra la meilleure correction si l’on remplace la résistance R31 du filtre du caisson de graves par un pont de câblage. La consommation de courant du filtre est de quelque 2 mA. On pourra améliorer ce circuit par l’utilisation, pour C1 à C5, de condensateurs MKP et pour IC1 d’un amplificateur opérationnel haut de

page 2 / 2

gamme. Ceci se traduit par une augmen-tation sensible du prix de revient de ce montage. Rien n’interdit, en principe, d’utiliser ce filtre pour d’autres applica-tions. Ainsi, si on l’intercale –en version stéréo– entre un préamplificateur et un amplificateur de puissance, on pourrait protéger efficacement des haut-parleurs ordinaires contre des fréquences subso-niques, ce qui peut, selon les goûts musicaux de chacun, être une idée très raisonnable.

0442 Filtre subsonique pour caisson de graves actif


0310 Décibel-milliwatt (dBm)-mètre 50 MHzpage 1 / 3

LCD1DP3 DP2 DP1

BAT

32

G3

31

F3 E3

10

D3

11

C3

29

B3

30

A3

27

G2

26

F2

13

E2

14

D2

15

C2

24

B2

25

A2

23

G1

22

F1

17

E1

18

D1

19

C1

20

B1

21

A1

39

38OF

12 16

BP

40

282P

37AC

9

X

8

2

Y

3

K

1

MAX138CPL

REF HI

REF LO

IN LO

IN HIO

SC

1

OS

C 2

OS

C 3

C R

EF

C R

EF

BU

FF

COMM

TEST IC2

F 3

PO

L

INT

A/Z

A1

B1

D1

E1F1G1

12

A2

11

B2

10

C2

D2

14

E2

13

F2

25

G2

23

A3

16

B3

24

C3

15

D3

18

E3

1722

G3

19

AB

20

21BP

30

31

26

36

35

40 39 38 272829

32

37

3334

C1

5428679

1V

V

3

C9

1µ63V

T1

BC547B

R11

10

0k

R12

10

0k

C10

1µ

C11

47n

C12

100n

C8

100n

C7

1µ

R7

10

0k

R8

10

0k

R5

54

k9

R4

54

k9

R9

22

0k

R13

27

0Ω

R14

82

0Ω

R1

10

0Ω

R2

10

0Ω

R10

18

0k

10kP1

C13

1µ63V

5kP2

R5

1MAD606

FIL

T1

FIL

T2

IC1

INHI

INLO

LAD

J

OP

CM

PR

UP

VLOG

LM

LO

LM

HI

BFIN

IAD

J

ILO

G

16

13

1510

14

11 12

1

27

6

8 9

5

3 4

R3

22

0Ω

C3

220p

C2

220p

C1

100n

C5

150p

C6

100nC4

100n

C14

100µ25V

C15

10µ63V

LM317

IC3

TP

5V

5V

5V

5V

5V

A

BA 3V75

B

C

4V9

D

E

F

0V3

2V6

2V4G

2V5

2V7

0V4

2V5

2V5

–2V5

1V...2V

2V

2V1

–5V

964039 - 11

C

C

3V9

3V

D

E F

G

H

H

I

J

K

L M N N

O P

PH

I

J

K

L

M

N

O 1V5...2V5

2V5P

Q R

S

Q

R

S

Deux circuits à haut niveau d’intégration, le AD606 de chez Analog Devices et le MAX138CPL de chez Maxim, permettent de construire à partir d’un minimum de composants un volt- et puissancemètre (powermeter) précis et à large bande. L’instrument décrit ici offre un affichage LCD à 3 1⁄2 chiffres et une bande pas-sante de 50 MHz. La plage du niveau d’entrée est assez large et s’étend de – 80 à +10 dBm avec une résolution de 0,1 dBm. L’impédance d’entrée est de 50 ohms.

Le signal d’entrée est découplé en DC par C1 avant d’atteindre la paire R1-R2 qui définit l’impédance d’entrée de 50 ohms. Le signal est acheminé aux entrées INHI et INLO du AD606, un amplificateur logarithmique démodula-teur 80 dBm à sortie de limitation dis-posant d’une bande passante de 50 MHz (selon la dénomination de Analog Devi-ces). Ce circuit utilise une technique de détection successive à 9 étages et dispose de sorties tant logarithmiques que linéaires. Comme nous sommes à la recherche d’une échelle logarithmique,

seule la sortie VLOG sera utilisée dans cette application. La tension de sortie logarithmique provient d’un filtre passe-bas tripôle à post-démodulation intégré sur la puce et fournit une tension de sor-tie de +0,1 V à +4 V. L’échelle logarith-mique est calibrée de sorte que la sortie est à +0,5 V pour une entrée sinusoïdale de –75 dBm et à +3,5 V pour une entrée de +/–5 dBm (note : 0 dBm égale 1 mW dans 50 ohms). Tout au long de cette échelle, la linéarité logarithmique reste à l’intérieur des +5 dBm. Tous les para-mètres d’étalonnage sont proportionnels à la tension d’alimentation.


page 2 / 30310 Décibel-milliwatt (dBm)-mètre 50 MHz

Condensateurs :C1, C4, C6, C8 = 100 nFC2, C3 = 220 pFC5 = 150 pFC7, C10 = 1 pFC9, C13 = 1 pF / 63 V radialC11 = 47 nF 5 mmC12 = 100 nF 5 mmC15 = 10 µF / 63 V radialC14 = 100 pF / 25 V radial

Résistances :R1, R2 = 100 ΩR3 = 220 ΩR4, R5 = 54kΩ9 1%R6 = 1 MΩ 1%R7, R8, Rll, R12 = 100 kΩR9 = 220 kΩR10 = 180 kΩR13 = 270 ΩR14 = 820 ΩP1 = ajustable 10 tours de 10 kΩP2 = ajustable 10 tours de 5 kΩ

Semi-conducteurs :T1 = BC547BIC2 = MAX138CPL (Maxim)IC3 = LM317TIC1 = AD606 (Analog Devices)

Divers :LCD1 = afficheur LCD 3 1⁄2 chiffres8 bornes à souderboîtier 112 x 62 x 30 mm tel que, Hammond 1590B


Le signal VLOG du AD606 traverse un convertisseur de niveau, R4-R5-R6, avant d’être appliqué à l’entrée du convertisseur analogique / numérique contenu dans le MAX138CPL. Ce MAX138CPL est utilisé de manière standard en tant que voltmètre à 3 1⁄2 chiffres et pilote l’affichage LCD. Ce circuit est pratiquement identique à l’ICL7106 que l’on retrouve partout mais dispose en plus d’un générateur interne de tension négative. L’ICL7106 ne peut donc pas servir pour cette application.L’appareil est monté autour du circuit imprimé double face proposé ici. L’affi-cheur LCD est installé du côté piste de la platine. Si vous avez un doute quant à l’orientation de l’afficheur, retirez la feuille de protection de la face avant et placez l’afficheur sous une lampe.

Tournez l’afficheur de manière à voirle dessin des chiffres apparaître sur laplaque de fond, ce qui vous indiquerala manière de monter correctement cecomposant sur la platine.Garnissez la platine de tous ses composants, à l’exception de IC1 et IC2.Vérifiez la tension d’alimentation en dif-férents points du circuit ; celle-ci devraitêtre de l’ordre de 5 V. Coupez ensuitel’alimentation et installez le MAX138. Laconsommation en courant devrait grim-per à environ 6 mA et le LCD devraitfonctionner. Ajustez l’ajustable multi-tours P1 de façon à obtenir une tensionde 100 mV entre les broches 35 et 36du MAX138. Ajustez ensuite P2 jusqu’àce que la différence de tension entreles entrées (bornes 30 et 31) atteigne80 mV. L’affichage devrait alors indiquerune valeur négative.

964039-1

C8

C14C15 IC3

P2R11R12

T1

964039-1

C1C2

C3

C4

C5

C6

C7

C9

C10

C11

C12C13

H1

IC1

IC2

P1

R1

R2R

3

R4

R5

R6

R7

R8

R9

R10

R13 R14

964039-1

+0

T

TTP

T

LCD1


Coupez à nouveau l’alimentation et ins-tallez le AD606. La consommation en courant devrait maintenant atteindre environ 20 mA. Appliquez à l’entrée un signal de 20 à 30 MHz à –35 dBm non modulé. Ajustez soigneusement P2 jus-qu’à ce que le niveau correct apparaisse sur l’afficheur LCD. Vérifiez les valeurs affichées à d’autres niveaux dBm. Si nécessaire, appliquez de légères correc-tions de sensibilité en agissant sur P1. Il pourrait aussi s’avérer nécessaire de répéter la procédure d’ajustage complète de P1 et P2 plusieurs fois.À cause de sa grande sensibilité et de sa plage de fréquence étendue, ce circuit devra être monté dans un boîtier métal-lique. En ce qui concerne l’alimentation, optez pour une alimentation par piles car c’est cette formule qui garantira la plus grande immunité contre le bruit. Le connecteur d’entrée sera du type BNC (à embase ou à pas de vis central) et sera

raccordé à la borne d’entrée à l’aide de câbles les plus courts possible ou d’un morceau de câble coaxial fin (par exem-ple RG174/U).La sortie (optionnelle) du limiteur peut servir à attaquer un fréquencemètre. Veillez cependant bien à éloigner cet ins-trument du dBm-mètre afin de minimiser les risques d’interférences numériques. La platine dispose d’une borne de test afin de mesurer le signal de sortie VLOG du AD606. Ceci pourra s’avérer pratique pour des besoins de calibration ou d’ajustage.Les résultats de mesures effectuées sur toute l’étendue de la plage de fréquen-ces sont donnés dans le graphique de réponse en fréquence. L’échelle verticale montre les niveaux dBm affichés par l’instrument.Les tensions de test indiquées ne sont valables qu’en l’absence de signal à l’en-trée du circuit.

H.C. Weddig

page 3 / 30310 Décibel-milliwatt (dBm)-mètre 50 MHz


0248 Companseur réglable

571 offre deux circuits identiques le même boîtier. Il permet donc lisation d’un companseur stéréo-que très compact. Chaque moitié n’en traiterons qu’une, comme ntre le schéma), comporte un sseur qui commande le gain cellule amplificatrice (gain cell, peut comparer à une résistance le). On se doute aussi de la pré-

page 1 / 2

Elektor DEFAU

-80.00

-70.00

-60.00

-50.00

-40.00

-30.00

-20.00

-10.00

0.0

10.00

20.00

-40.0 -35.0 -30.0

NE571

IC1

13

10

11

12

14

15

16

4

2

3

7

6

8

9

1

5

P1a

P1 = 2x 10k

P1b

C41µ 63V

C32µ2 63V

C22µ2 63V

C1

4µ763V

C8

1µ63V

C5

10µ 63V

C10

220µ25V

C9

1µ63V

C11

100n

C6

68p

R3

47

k

R2

47

k

C7

2µ2 63V

D1

D2

3V9500mW

R1

1M

R4

1M

R5

100Ω

2x

15V

954097 - 11

Le NEdans la réaphoni(nousle moredred’unequ’onréglab

Nous appelons companseur (de l’anglais compander) un compresseur-expanseur. Celui-ci commande une voie. Son taux de « compansion » variera à la demande de 2:1, compression, à 1:2, expan-sion. Le réglage s’effectue à l’aide d’un

potentiomètre stéréophoniqIl faudra donc un quadrupmètre linéaire si l’on veut deux voies d’une installationnique (ou deux potentiomèphoniques parfaitement co

LT vsBANDPASS(dBr)

-25.0 -20.0 -15.0 -10.0 -5.00 0.0 5.00 10.00

AMPL(dBr)

sence d’un amplificateur opérationnel. Le point nodal des trois sections fonc-tionne autour d’une tension de 1,8 V, réglée sur une référence à barrière de potentiel (band-gap voltage reference). Les tensions d’alimentation utilisables, pourvu qu’on adapte en conséquence

ue linéaire. le potentio-commander stéréopho-tres stéréo-uplés).


que joue alors l’impédance des poten-tiomètres. Sur papier logarithmique, le transfert ne s’avère plus tout à fait linéaire. Le point de référence y est en outre déplacé de quelques dB : un peu plus élevé en expansion, un peu plus bas en compression. C’est sur-tout aux niveaux les plus faibles qu’on constate un écart vers un transfert linéaire (légère tendance vers 1 /1). Si l’on souhaite réduire compression et expansion aux faibles niveaux, on câble un potentiomètre de 1 MΩ entre la broche 2 et la masse.La bande passante du circuit est comprise entre environ 13 Hz et 25 kHz (à 0 dB et pour un taux de compression de 1/1). L’expansion et la compression la modifieront, bien évidemment. Des penchants à osciller, toujours à envisa-ger, seront réprimés par C6. Hors satu-ration, sa consommation sera d’environ 4 mA.

la contre- réaction, vont de 6 V à 18 V. La contre-réaction que nous avons ici (R2+R3) convient à une tension d’ali-mentation de 15 V. Elle n’est nécessi-tée que pour la polarisation en continu de l’amplificateur opérationnel, raison de son découplage en alternatif par le condensateur C5. La contre-réaction effective est déterminée par la cellule de gain et le réglage de P1.Pour l’expansion, le signal d’entrée doit être amené au redresseur et la cellule de gain sert d’entrée. Ce sera l’inverse en compression. La position du curseur de P1a déterminera s’il y a expansion ou au contraire, compression. L’autre potentiomètre du couple, P1b, appli-quera l’entrée inverseuse de l’amplifi-cateur opérationnel par l’intermédiaire d’une résistance intégrée de 20 kΩ soit sur l’entrée, soit sur la sortie. La cellule de gain et cette résistance échangeront donc leur place quand les curseurs des potentiomètres passeront d’une butée à l’autre. C’est la rai son pour laquelle les potentiomètres seront connectés tête-bêche de façon que leurs curseurs évoluent, d’un point de vue électrique, en opposition. Lorsque P1 sera en posi-tion médiane, le rapport de « compan-sion » sera de 1/1 : l’influence de la cellule de gain sera nul.Le plus grave défaut de ce circuit, c’est son impédance d’entrée relativement faible (d’environ 2,5 kΩ). Un tampon

à l’entrée y remédiera le cas échéant. Les autre caractéristiques sont raison-nables. La sortie est en mesure de fournir 20 mA. Le signal appliqué à la cellule de gain ne dépassera pas 8 dBm (décibels par rapport à 1 mW, c’est-à-dire un petit 2 Veff), au-delà, il y aurait saturation. Lors de la compression de signaux de relativement grande dyna-mique en particulier, le signal de sortie risque fort de dépasser ce maximum du fait du gain moyen de l’amplificateur (de dix pour –40 dBm). On prévient dans ce cas l’écrêtage, ou la satura-tion de la cellule de gain, en câblant deux zener tête-bêche (D1-D2-C7) en dérivation sur la boucle de contre-réaction. Il n’y aura pas d’écrêtage dur mais les signaux de sortie de plus de 6 dBm le paieront d’une distorsion plus importante (de l’ordre de 0,25%). Si une diminution de la capacité de C9 corrige promptement cette sur-attaque, elle aura pour effet d’augmenter la dis-torsion aux basses fréquences.La cellule de gain fonctionne avec une référence de 0 dBm (775 mV). À ce niveau, le signal d’entrée aussi comprimé qu’expansé se retrouvera inchangé en sortie. On peut le lire sur le graphe où sont représentées les positions extrêmes et la position médiane, neutre. On note un écart des positions entre compression extrême et expansion extrême. Il est dû au rôle

page 2 / 20248 Companseur réglable


0615 Mini-amplificateur à commande de volume numérique

re – 60 dB, à 12 bits – 72 dB. les bits se trouvent à « 1 » le d’entrée analogique arrive à la analogique, la broche 4, sans ratiquement subi d’atténuation.e la plage de réglage disponible as, sauf dans le cas d’une réso-à 12 bits, suffisante pour des tions audio, il faut prendre un r de tension ajustable, constitué résistance R1 et le potentiomè- à la sortie du CAN, ceci en vue ler la sensibilité nominale (le maximal). Ce n’est que dans le ne résolution de 12 bits que l’on remplacer le dit potentiomètre e résistance de valeur fixe que urra dimensionner à son goût. impérativement disposer d’un amont et d’un étage de sortie. ficateur opérationnel d’entrée est en suiveur de tension. Le mon-tant alimenté à l’aide d’une ten-alimentation asymétrique, il faut

page 1 / 2

VREFOUT

VREFIN

AOUT

ZN426E-8IC2

13

10

12

11

BIT1

BIT2

BIT3

BIT4

BIT5

BIT6

BIT7

BIT8

14

2

1

96

5

43

7 R1

68

k

R2

18

0k

C1

220nTLC271

IC1

2

3

6

7

48

1

5

LM386N-4

IC32

3

5

6

4

1

7

8

C4

22µ40V

C2

100n

C3

68p

C5

100nR12

10

Ω

R11

47

k

47k

P1

C6

220µ10V

C7

100n

C8

100n

C9

100n

S1

R3

1k

R4

1k

R5

1k

R6

1k

R7

1k

R8

1k

R9

1k

R10

1k

C10

100µ 10V

5V

5V

>4Ω

954090-11

LSB

MSB

atteindSi toussignal sortie avoir pCommn’est plution applicadiviseupar la tre P1,de régvolumecas d’upourrapar unl’on poIl fautétage L’amplimontétage ésion d’
prévoir un condensateur d’entrée, C1, pour le découplage en tension continue ainsi qu’un diviseur de tension, consti-tué des résistances R1 et R2, servant à fixer le point de fonctionnement au quart environ de la tension d’alimen-tation de 5 V. Il faudra dimensionner le diviseur de tension de telle façon que l’entrée de référence du CAN, l’entrée vers le réseau R-2R, ne soit pas sur-modulé. D’après la fiche de caractéris-
L’un des composants les plus intéres-sants dans le domaine des dévelop-pements personnels est sans aucun doute le convertisseur N / A R-2R du type ZN426-8. Nous y faisons appel ici pour réaliser un atténuateur numérique pilotable destiné à remplacer un poten-tiomètre de volume. Le choix du taux d’atténuation se fait par l’intermédiaire d’un octuple interrupteur DIL ; rien n’interdit cependant de piloter notre

convertisseur Numérique/Analogique (CAN) à l’aide d’un microprocesseur. Le CAN à 8 bits permet une atténua-tion maximale de 48 dB lorsque tous les bits, exception faite du bit de poids faible (LSB = Least Significant Bit), se trouvent à « 0 ». Une résolution plus importante se traduirait non seule-ment par une meilleure linéarité, mais encore permettrait une atténuation plus importante : à 10 bits on pourrait


tiques du fabricant on peut appliquer à cette entrée une tension comprise entre 0 et 3 V. On pourrait envisager de doter la sor-tie du tampon d’une diode zener de 3 V servant de dispositif de protection. Il faudra faire attention à ne pas surchar-ger trop fortement la sortie du CAN vu que c’est le réseau R-2R qui constitue l’impé dance de sortie. L’étage de sortie prend la forme d’un amplificateur de puissance intégré du type LM386-4. Ce circuit intégré est en mesure de four-nir, alimenté sous 5 V, une puissance de quelque 125 mW (1/8 W) dans 8Ω. Le condensateur C6 définit la bande pas-sante ainsi que l’impédance de charge.Les condensateurs C1 et C2 exercent eux aussi une influence à ce niveau. Avec une charge de 8Ω la bande pas-sante va de 10 Hz à 100 kHz environ. Le condensateur C3 qui dérive les signaux

de fréquence élevée détermine la limite supérieure de la bande passante. C4 découple l’étage d’entrée interne du LM386N-4. Le condensateur C5 associé à la résistance R12 servent à garantir la stabilité de l’amplificateur en toutes circonstances.La consommation de courant du mon-tage atteint, au repos, atténuation maximale, tous les bits à « 0 », 10 mA, passant à quelque 100 mA (dans 8 Ω) lorsque tous les bits se trouvent à « 1 ». Il faudra, lors du dessin de la platine, non seulement veiller à un bon découplage mais encore à réduire au strict indispensable les connexions de la masse en étoile ainsi qu’à un décou-plage suffisant des courants de retour de l’amplificateur. On risquerait, si l’on ne prêtait pas suffisamment attention à ces points, de se trouver confronté à des oscillations HF.

C. Wolff

page 2 / 20615 Mini-amplificateur à commande de volume numérique


0931 Testeur de charge rustique

Il est à quard’une rer trèd’un a(CdNi)On utilque refit l’und’un rcesserd’alimeIl s’agiciser, det nons’y preet on dont orésistadéfinit

ent de départ inale de 1,2 V,

BT

1V2

R

possible, en s’aidant d’un réveil tz normalement alimenté à l’aide

Si l’on prend comme élémune tension de cellule nom

unique pile de 1,5 V, de mesu-s facilement la capacité réelle ccumulateur au cadmium-nickel .ise pour ce faire, la mini-électroni-produite ci-dessus. Elle met a pro-e des caractéristiques classiques éveil à quartz, à savoir celle de de fonctionner lorsque la tension ntation chute en-deçà de 1,05 V. t, est-il bien nécessaire de le pré-’un réveil à quartz doté d’aiguilles pas d’un affichage LCD. Comment nd-t-on ? On met le réveil à 00.00 y connecte l’accu bien rechargé n veut connaître la capacité. La nce R prise en parallèle sur l’accu un courant de décharge étalon.

la capacité C de l’accu répond à la for-mule suivante :C [mAh] = durée de fonctionnement

du réveil [h] . 1,2 V / R

Le fait d’utiliser pour R une résistance de 12 Ω simplifie très sensiblement les calculs. Le courant de décharge atteint alors de l’ordre de 100 mA de sorte que l’accu perd, par heure, 0,1 Ah (100 mAh) de sa charge. Partant, une durée de fonctionnement du réveil de 5,5 h indique donc une capacité de 550 mAh.Il faudra, pour éviter une décharge profonde, déconnecter l’accu dès que le réveil se sera arrêté.

J.D. Dietrich


0513 Indicateur d’épuisement de pile

Toute porte qgros inticemene s’eon ne n’y a pplus imexiste bilités permaaccu. Isimple d’une pnous vsignalefait quou de une ceL’électrgurée La LED

essous de

Bt1

9V

ICL8211

IC1

1

2

3

8

5

4

6

7

C1

10µ16V

R1

82

0k

R2

18

0k

R3

10M

D1

954017 - 11

pile quelle qu’elle soit ou n’im- sortie de la pile descend en-d
uel accu se caractérise par le
convénient de s’épuiser subrep-nt, c’est-à-dire sans que l’on n aperçoive. Et bien entendu, s’en rend compte que lorsqu’il lus rien à faire, au moment le portun. Il va sans dire qu’il

bien une, voire plusieurs possi-électroniques pour surveiller en nence l’état d’une pile ou d’un l suffit en fait d’un circuit très pour garder la tension de sortie ile à l’oeil. Le petit circuit que

ous proposons dans cet article , par l’illumination d’une LED, le e la tension de borne de la pile l’accu est devenue inférieure à rtaine valeur limite.onique du schéma a été confi-pour une pile compacte de 9 V. s’illumine lorsque la tension de

5,9 V. Elle ne s’éteindra qu’au moment où cette tension sera (à nouveau) supérieure à 6,3 V.La consommation du circuit est de 40 µA environ lorsque la LED est inactive et ne constitue donc pas de charge supplémentaire pour l’appareil à alimenter.Lorsque la LED entre en action, la consommation grimpe à une valeur de quelque 10 mA. Il sera parfaitement clair que cette consommation consti-tue inévitablement le « coup de grâce » pour la pile.Les trois résistances que comporte ce montage servent à définir les valeurs de seuil. La formule suivante, valable pour la tension de seuil inférieure (celle donc à laquelle la LED s’illu minera), permet de déterminer les valeurs à attribuer aux résistances :

Ut 1 × 1,115 V.+ R2 ×=R1× R3

R1+ R3

1

R2( )

La seconde formule sert à déterminer le niveau auquel la LED se rééteindra :

Ut 2 × 1,115 VR2

=R2+R1

.

En faisant appel à ces deux formules on pourra adapter le circuit à n’im-porte quelle configuration de piles ou d’accus. Le circuit intégré mis en oeuvre, le ICL8211, provient de l’écu-rie Intersil, une marque qui fait partie actuellement du portefeuille de Harris Semiconductor.


0489 Générateur wobulateur spot

amplitude stable. Le géné-t de cet article produit un e genre et convient de ce binaison avec le sonomètre

rit ailleurs dans ce CD-ROM, se de mesures acoustiques. comporte trois sous-ensem-CO linéaire, un metteur en soïdale et un générateur

. Le VCO prend la forme d’un de dents de scie. Le conden-e voit chargé en permanence ce de courant constant que IC2/T2. À un moment donné rs dépassement du seuil de ndensateur se décharge alors C1b et T1 et l’ensemble du reprend. La source de cou-sente pas de caractéristique . IC2 compare la tension aux

R7 qui fait office de tension e à cette existant aux bornes nce d’émetteur de T2 (R3 +

résistance d’émetteur étant st possible, par action sur P1, r cette fréquence dans une t de 40 à 65 Hz environ. La référence aux bornes de R7

page 1 / 2

IC3bSRG4

C1/

10

1D7

6

9

3

4

5

R

IC3aSRG4

C1/

2

1D15

14

1

11

12

13

R

R16

215k

R17

143k

R18

124k

R15

619k

R20

143k

R19

124k

R21

215k

R22

619k

C6

220n

C1

5n6

C2

1n

C3

10n

C7

330n

C9

330n

C11

270n

C13

47n

C10

180n

C12

120n

C15

100n

C8

1n5

C4

1µ

C5

47µ25V

C14

22µ40V

R1

10

Ω

R14

1M

R23

1M

R24

1M

R3

8k

2

R5

4k

7

R7

1k

R12

10

k

R10

10M

R25

9k

31

R30

1k

00

R31

2k

00

R32

2k

00

R34

10

k

R2

1k5

R6

10k

R4

10k

R8

15k

R9

220k

R11

1M5

R26

12k1

R27

9k76

R28

9k53

R29

10k7

R33

100Ω

T1

BD140

T2

BC547

1

21

IC1a

3

41

IC1b

5 61

IC1c

13

121

IC1f

11

101

IC1e

98

1

IC1d

2

3

1IC5a

2k2

P3

log

5kP1

TLC271

IC22

3

6

7

4

5

1

8

6

5

7IC4b 1M

P2

6

5

7IC5b

IC1

14

7

C17

100n

IC3

16

8

C18

100n

IC4

8

4

C19

100n

IC5

8

4

C16

100n

IC3 = 4015IC1 = 40106

IC4 = CA3260IC5 = TL082

15V15V 15V

15V

15V

A

A A

15V

15V

FREQUENCY

WOBBEL SPEED

A

B

D CB A A

A A

AA

0V

7V5

B 0V5

C 3V4

D 1V07

964075 - 11

2

3

1IC4a

R13

10k15V

senter unerateur objesignal de cfait, en comlinéaire décà l’entrepriLe montagebles : un Vforme sinutriangulairegénérateur sateur C1 spar la sourconstituent on aura aloIC1a. Le coà travers Iprocessus rant ne préremarquablebornes de de référencde la résistaP1). Cette variable il ede jouer suplage allantension de
présente une forme de triangle et pro-vient de l’oscillateur triangle/rectangle construit autour de IC4. La fréquence de ce dernier, dite fréquence de wobu-lation, est ajustable entre 1,5 et 7,5 Hz par action sur P2. La sortie de IC4b se trouve à la moitié de la tension d’ali-
On ne peut pas utiliser, pour procéder à la mesure d’enceintes acoustiques dans une pièce d’habitation, un sinus standard. Il faut, pour minimiser l’in-fluence de l’acoustique de la pièce, faire la moyenne des résultats obtenus à un certain nombre de fréquences. On uti-

lise bien souvent pour cette raison des signaux de bruit limités à une bande de tierce. Les sinus modulés en fréquence constituent eux aussi un signal de test utilisable sachant qu’ils se comportent pratiquement comme du bruit rose et qu’ils ont en outre l’avantage de pré-


mentation, de sorte que le rapport R7/R8 détermine la composante continue de la tension de référence. La tension triangulaire aux bornes de R7 sert à varier le courant traversant T2. Ceci se traduit par une fréquence de modulation d’1/3 d’octave environ, valeur fonction de la fréquence définie par la position de P1. Le signal de sortie du VCO se compose d’impulsions en aiguille ayant une longueur de 0,2 µs environ et une fréquence 16 fois supérieure à celle du signal sinusoïdal. Ce signal est trans-mis, via IC1c, au registre à décalage IC3. Ce registre sert à la commande d’un réseau à courants pondérés dimen-sionné de telle façon que la tension de sortie se rapproche de très près d’une forme sinusoïdale idéale. On peut en fait considérer la combinaison de IC3 et du réseau R15 à R22 comme une sorte de convertisseur N/A. Le dernier composant du générateur prend la forme d’un filtre Butterworth du 5ème ordre syntonisé à 100 Hz, ce qui permet une élimination très efficace des harmoniques de la fré-quence d’échantillonnage. Si l’on veille à l’utilisation de valeurs précises pour C9 à C13, comme cela était le cas avec notre prototype, il est possible, nous l’avons vérifié, d’atteindre un facteur DHT+B inférieur à 0,05 %. P3 permet d’ajus-

ter la puissance du signal de sortie. Ce potentiomètre est dimensionné, en asso-ciation avec le facteur de gain de 2 du filtre, pour un niveau de sortie de 1 Veff maximum. C14 bloque la composante de tension continue, R34 servant à faire en sorte que C14 puisse aussi être chargé même en l’absence de charge en sortie. La résistance R33 protège IC5b contre des charges trop capacitives. Quelques remarques en guise de conclusion. Les inverseurs/trigger de Schmitt intégrés dans un grand nombre de circuits inté-grés de type 40106 (IC1) présentent des tolérances d’hystérésis considérables. Il peut dès lors se révéler utile d’adapterquelque peu la valeur de C1 voire aug-menter un peu la plage de réglage de la combinaison R3 + P1. Dans l’article du sonomètre mentionné plus haut nous indiquons comment, en utilisant simul-tanément le sonomètre et le générateur décrit ici, il était possible d’apparier un caisson de graves à un système d’en-ceintes déjà existant. Pour ce faire il est cependant recommandé de faire en sorte qu’il soit possible de commuter la fréquence (du VCO et du filtre) entre la valeur prévue ici, 40 à 65 Hz, et une valeur quelque 10 fois plus élevée. La consommation de courant du circuit est de 12 mA environ.

page 2 / 20489 Générateur wobulateur spot


0394 Ersatz d’inverseur

74HCT139IC1a

DMUX2

3

1 7

6

5

40

1

2

3

0G

031

74HCT74IC2a

3C

4

S2D

1

R

5

6

C1

100p

R1

1k

X

X X

X

X

X

5V

Il est recommandé, pour éviter une asymétrie du signal de sortie, de limiter la fréquence d’entrée, avec le dimen-sionnement proposé ici, à des valeurs inférieures ou égales à 1 MHz. On peut imaginer un substitut de bascule bistable encore plus radical en utilisant un déco-deur de ligne du type 74(HC(T))139. Ce composant se sort d’affaire sans néces-siter le moindre composant externe. Le signal d’entrée est appliqué à l’entrée A, les sorties Y1 et Y1 fournissant respec-tivement le signal inversé et le signal non inversé.

La particularité de ce circuit est que l’on utilise ici une bascule bistable D (flip-flop) en inverseur. Lorsque le niveau à l’entrée bascule d’un niveau haut vers un niveau bas on a initialisation de la bascule et passage de la sortie Q au niveau haut. Lorsque l’entrée passe au niveau haut la remise à zéro est inhi-bée et la sortie Q passe au niveau bas. Le retard entre l’entrée de RAZ et l’entrée d’horloge introduit par la pré-sence du réseau RC constitué de R1 et C1 permet de déclencher la bascule sur le flanc montant d’un signal d’entrée.

Il faut à une bascule bistable D double du type 74HCT74, après libération de l’entrée de RAZ, au minimum 5 ns de temps de récupération avant qu’elle ne puisse prendre une impulsion d’horloge en compte. Dès lors que le réseau RC introduit un retard supérieur à 7,5 ns, la marge de manoeuvre est plus que suffisante. La diminution de raideur de flanc de l’im-pulsion d’horloge qui en résulte ne pose pas le moindre problème vu que la durée maximale de montée admise par l’entrée d’horloge pour un signal est de 500 ns.


0085 Amplificateur de mesure à gain programmable

IC1b à l’une des valeurs suivantes : 1/100, 1/10, 1 et 10. Après que le signal de sortie ait traversé la seconde section de multiplexage de IC2 il ren-contre un nouvel étage tampon, IC1c. IC1d amplifie ensuite le signal avec un gain de 100 x. Les entrées A et B permettent de définir les gains donnés

maintenu faible à dessein pour évi-ter que la valeur de la résistance de contre-réaction ne devienne pas trop

4052IC2

MDX

G4

10

11

12

1314

15

4X

10

22

3

43

51

6

91

0 03

R8

10

0Ω

R7

1k

00

R6

10

k0

R5

10

0k

R3

10

k

R4

10

k

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

R1

10

0k

R2

10k

AB

9

10

8IC1c

13

12

14IC1d

R9

1k00

R10

100k

0V0V

0V0V

100k

P1

R11

10M

C5

10µ16V

C6

10µ16V

C1

10n

C2

10n

C3

1µ

C4

10nIC1

4

11

IC2

16

8

L1

100µH

7

5V D5V

5V D

5V

5V 5V

5V

5V

IC1 = TL084

9640024-11

1% 4 x 1%

1%

1%

L’amplificateur à gain programmable (PGA = Programmable Gain Amplifier) que nous vous proposons ici convient à merveille pour les applications faisant appel à des enregistreurs de données (datalogger) et autres instruments de mesure. Son gain se laisse ajuster, à l’aide d’un microprocesseur, entre l’unité et 1 000 x. La bande passante de l’amplificateur est toujours supérieure à 30 kHz, quel que soit le facteur d’am-plification choisi, la consommation de courant totale étant inférieure à 7 mA.

Le schéma montre que le signal appli-qué à l’entrée commence par être tam-ponné par IC1a. Le gain de l’amplifica-teur opérationnel monté en aval, IC1b, dépend de la résistance prise dans la ligne de contre-réaction, R5, R6, R7 ou R8, composant intercalé entre l’en-trée et la sortie du dit amplificateur par l’intermédiaire de la section X de ce double multiplexeur. La position du multiplexeur dépend des niveaux logi-ques appliqués aux entrées A et B. Il est possible ainsi de définir le gain de

dans le tableau ci-après :

A B Gain

0 0 1 (R8 / R2 · R9 / R10)

0 1 10 (R7 / R2 · R9 / R10)

1 0 100 (R6 / R2 · R9 / R10)

1 1 1 000 (R5 / R2 · R9 / R10)

Le gain de la première section a été

importante et faire ainsi en sorte que l’influence du courant de fuite du mul-tiplexeur soit pratiquement négligeable. L’influence sur la résistance RDSon du multiplexeur est éliminée par la déri-vation du signal d’entrée de IC1c des sorties du premier multiplexeur via le second multiplexeur. L’offset du circuit est amené à zéro par action sur P1 dans la position de gain maximal (A=1, B=1). Si on laisse les entrées A et B en l’air le gain est, de par la présence de R3 et R4, automatiquement forcé à 1 000 x.


type de transformateur pour la simple et bonne raison que nous n’avons pas pu accumuler la moindre expérience quant à leur utilisation dans l’appli-cation considérée. Le condensateur C4 constitue, associé au transformateur, un circuit résonant, et partant source potentielle d’oscillations. Les résistan-ces R4 et R5 servent à mettre la sortie du circuit à haute impédance. Il n’en

L’avantage primordial de ce nouveau être utilisé plastique. de l’eau conduites de deux n champ électrique. ubliés jus-it appel à llait pour ur autour montage aintenant trique. Ce circulant e par l’in-es collées

nique suf-nnement. monté en

0321 Détartreur pour eaux calcairespage 1 / 2

détartreur est qu’il peut aussi avec des conduites d’eau en Le détartrage électroniquepotable véhiculée par des domestiques peut se fairefaçons : à l ’aide soit d’umagnétique soit d’un champ Les circuits que nous avons pqu’à présent ont toujours faun champ magnétique. Il facela embobiner un conductede la conduite en cuivre. Leque nous vous proposons mtravaille avec un champ élecchamp est transmis à l’eaudans la conduite en plastiqutermédiaire de deux plaquettsur celle-ci.Un rapide examen de l’électrofit pour en imaginer le fonctioLe coeur du circuit est un 555

IC1

T R

DIS

THR

OUT

TLC555

CV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

R2

1k

R3

4k

7

10kP1

C3

100n

C2

10n

C4

56nTr1

9V/3

50m

VA

22

0V

R4

1M

R5

1M

K2

K1

R1

100ΩD5

12V500mW

C1

470µ25V

6...

12V

D1 D2

D3 D4

4 x 1N4001

954080-11

Il semblerait que le détartrage de l’eau véhiculée par les conduites domesti-ques soit devenu, ces derniers temps, un passe-temps à la popularité sans cesse croissante. Cela serait-il dû au fait que la tenue en calcaire de notre eau potable est elle aussi en hausse ?Nous vous avons déjà proposé un détar-treur dans ce CD-ROM. Nous récidivons et vous proposons ici un détaillé électro-nique au concept réactualisé sensiblement plus efficace que ses prédécesseurs.

multivibrateur astable. Lorsque la résis-tance ajustable P1 se trouve en position médiane la fréquence du signal de sor-tie se situe aux alentours de 700 Hz. Il faut, pour l’obtention d’une efficacité optimale, disposer d’un champ électri-que puissant. Ceci explique que nous rehaussions par transformateur jusqu’à quelque 400 Vcc le signal de sortie du multivibrateur. Nous avons utilisé un transformateur de la marque Hahn – il nous faut émettre des réserves quant à l’utilisation éventuelle d’un autre

reste pas moins vrai qu’il faut éviter d’entrer en contact avec la tension de sortie. La liaison entre l’électronique et les plaquettes « condensateur » char-gées de générer le champ électrique se fait à l’aide de deux petits morceaux de conducteur soudés aux plaquettes. Cel-les-ci pourront être faites à l’aide d’un petit morceau de tôle de cuivre ou de fer blanc de faible épaisseur que l’on positionne fermement sur la conduite et que l’on fixe par collage voire à l’aide de ruban adhésif.


page 2 / 20321 Détartreur pour eaux calcaires

La taille des plaquettes sera telle qu’el-les recouvrent chacune un tiers envi-ron du pourtour de la conduite. Le choix d’une taille plus importante se traduit inévitablement par une diminution de la largeur de la fente d’air présente entre les plaquettes et un risque d’une per-turbation de la répartition homogène du champ. Une fois les plaquettes fixées sur la conduite il faudra bien les enve-lopper à l’aide de ruban isolant et ceci pour une deux raisons : on évite ainsi d’une part une entrée en contact acci-dentelle avec la tension élevée et de l’autre la formation de condensation sur la conduite pouvant se traduire par un court-circuit entre les deux plaquettes.La photo ci-dessus montre comment nous avons procédé lors de nos essais. Une fois la réalisation du montage ter-minée il faudra le mettre dans un boîtier en plastique. La source d’alimentation pourra être un simple transformateur

Liste des composants :

Semi-conducteurs :D1 à D4 = 1N4001D5 = diode zener 12 V/0,5 WIC1 = TLC555

Résistances :R1 = 100 ΩR2 = 1 kΩR3 = 4 kΩ7R4, R5 = 1 MΩP1 = 10 kΩ, ajustable horizontal

Condensateurs :C1 = 470 µF/25 V radialC2 = 10 nF MKTC3 = 100 nF MKTC4 = 56 nF MKT

Divers :K1, K2 = bornier encartable,

2 contacts au pas de 5 mmTr1 = transformateur encartable

9 V / 0,35 VA (tel que Hahn BV200009)

954080-1

C1

C2C3

C4

D1

D2

D3

D4

D5

IC1K1

K2

P1

R1

R2

R3

R4

R5

TR1

6-12V

954080-1

954080-1

à la sortie du montage et de jouer sur P1 pour avoir l’amplitude maximale. L’amplitude mesurée sera sans doute inférieure aux 400 Vcc mentionnés plus haut, mais cela est dû au fait que le multimètre constitue une charge pour le montage amortissant le circuit résonant.

de sonnette. Cette possibilité ouvre des perspectives intéressantes vu que bien souvent la conduite d’eau passe dans le cagibi à compteurs endroit où l’on trouve également le transformateur de sonnette.Le réglage de ce montage n’appelle pas de remarque particulière. Il suffit de connecter un multimètre (numérique)


0203 Clignotant à CMOS

1

23

IC1a

≥15

64

IC1b

≥1

8 9

10IC1c

≥1

12 13

11

IC1d

≥1

R1

1M

R2

1k

5

R3

1k

5

R4

1M

R5

1k

5

R6

1k

5

D1

D2

D3

D4

C3

10µ25V

C1

1µ

C2

1µ

BD

AC

15V

IC1 = 4001

108

0

108

0

10

0

10

0[s]t [s]t [s]t [s]t

[v]U [v]U [v]U [v]UB DA C

Il suffit d’une paire de portes NON-OU (NOR) CMOS pour faire clignoter 4 LED à un rythme défini par les combinaisons RC R1/C1 et C2/R4. Avec le dimensionne-ment du schéma la fréquence des impul-sions est de 1 Hz environ. La sortie de chacune des porte attaque une paire de LED, l’une d’entre elles étant reliée à la ligne d’alimentation positive, l’autre l’étant à la ligne de masse. Dans ces

conditions on aura illumination pendant la première demi-période des LED D1 et D4 et des LED D2 et D3 pendant la seconde demi-période.Avec cette configuration la pile devra fournir un courant constant de quelque 20 mA. La tension d’alimentation du circuit pourra prendre n’importe quelle valeur comprise entre 5 et 15 V.


0548 Interface pour capteur

sous une charge très faible (1 mA). On notera que la version CP, sensiblement moins coûteuse, de ce circuit intégré se caractérise par des spécifications quel-que peu moins remarquables que celles des types A et B.L’examen du schéma montre que nous avons utilisé, pour la « tension de réfé-rence », une tension d’alimentation de 5 V, découplée, mais non régulée. Vu que nombre de convertisseurs A/N tré-passent lorsque la tension de référence n’est pas suffisamment proche de la ten-sion d’alimentation, nous avons ajouté les diodes D1 et D2.L’une des branches du pont de mesure

r de température il est rs de se baser sur une

nce à coefficient de tem- et d’intégrer cette PTC

à pont de résistances. À nter ce circuit à pont de

même source que celle ension de référence, le t du convertisseur A/N aux faibles variations solue de la tension de ntage principal de cette fait que l’on n’aura plus er d’une source de réfé-ent stable.température se contente

page 1 / 2

IC12

3

6

7

4

TLC2201(CP)

R1

10

0Ω

R2

4k

02

KTY81-2

Θ-

R3

R4

39

k

R5

15

k

R6

150k

C1

1000µ 16V

C2

100n

2k

P1

D2

2 x 1N4148

D15V

V REF HIGH

V REF LOW

IN

A / D

944036-11

cas d’un capteufort pratique aloPTC (une résistapérature positif)dans un circuit condition d’alimerésistances à laqui fournit la trésultat émanansera insensiblede la valeur abréférence. L’avaapproche est le besoin de disposrence parfaitemSi le capteur de

comporte un ajustable (P1) utilisé pour le réglage de la tension de décalage. L’autre branche intègre la PTC (P3), composant faisant office de capteur de température. La résistance R2 ne fait pas uniquement partie du pont de mesure, elle sert également à la linéari-sation de la courbe température/tension de la PTC. Si l’on utilise la PTC KTY81-2 (Philips Composants) indiquée dans le schéma la résistance R2 devrait avoir une valeur de 4100 Ω pour obtenir une linéarisation dans le domaine centré sur 20°C. Si l’on opte pour une KTY81-1 on devra diviser cette valeur par 2 ; la résistance d’une KTY81-1 n’est en effet que la moitié de celle d’une KTY81-2.Le condensateur C2 sert à éliminer d’éventuels parasites.

La connexion d’un capteur à un conver-tisseur A/N (un capteur de température par exemple ) est souvent une opération relativement complexe. On aura besoin, dans la plupart des cas, d’une interface qui amplifie le signal et qui dispose d’une compensation de décalage. L’interface pour capteur décrite ci-après répond excellemment au cahier des charges ainsi défini.La quasi-totalité des convertisseurs A/N possède une entrée de référence et applique à un diviseur de tension interne la tension appliquée à cette entrée. En fait, le convertisseur A/N ne prend pas en compte des valeurs absolues, mais plutôt le rapport entre la tension d’en-trée et la tension de référence. Dans le

d’une sensibilité de 0,75 %/degré, le pont à résistances décrit plus haut convient parfaitement. Si au contraire on a besoin d’une précision plus grande, la tension du pont de résistances pourra être amplifiée par l’intermédiaire d’un amplificateur opérationnel, sans pour autant perdre l’avantage mentionné plus haut. On pourra faire appel à n’importe quel amplificateur opérationnel fonction-nant sous une tension d’alimentation de 5 V. Nous avons, sur notre prototype, utilisé un membre de la famille TLC2201 de Texas Instruments, circuits modernes et peu gourmands. Ce composant asso-cie un faible bruit à un décalage minime et permet une commande jusqu’à 0,2 V, tant de la tension d’alimentation posi-tive que de la tension négative, et ceci


La valeur de la résistance de réinjec-tion, R6, détermine le gain introduit par l’amplificateur opérationnel et l’on pourra choisir librement (tout en restant à l’in-térieur de certaines limites bien entendu)

la valeur exacte de cette résistance. En respectant le dimensionnement du schéma le gain sera de 14 environ. La consommation du circuit est modeste, se limitant à quelques mA seulement.

page 2 / 20548 Interface pour capteur


depuis le secteur. Les deux bornes ~ sont tout simplement prises en série avec l’interrupteur-secteur du moteur. La tension du secteur arrive d’abord sur un varistor qui élimine les crêtes de tension susceptibles d’endomma-ger l’électronique. Le circuit intégré U208B de Telefunken reçoit sa tension d’alimentation continue via la diode de redressement D1, la résistance R5 et le condensateur de lissage C3. Le bloc interne « LIMITEUR DE LA TENSION D’ALIMENTATION » se charge de la limi-tation et de la stabilisation de cette ten-sion d’alimentation. La synchronisation en tension et en courant du U208B se fait par l’intermédiaire des résistances R2 et R3, connectées aux broches 8 et 7 respectivement. Le bloc « COMMANDE

Le déforte blèmede l’aencorélectrcouraque lque gentréréseament trouveceau sectio

0318 Démarrage en douceur pour moteurs universelspage 1 / 2

R1

82

ΩR2

470k

R3

22

0k

R4

18

0k

R5

18

k

1W5

R6

56

k

R7

82k

C1

150n600V

C4

10n

D2

1N4007

D1

1N4007

R8

S20K250V

A2

A1G

Tri1TIC253M

M

230V

944015-11

1W

C3

22µ25V

C2

10µ16V

POST-DÉCLENCHEMENT

COMMANDE DÉCOUPAGE

SORTIE IMPULSION

D'ALIMENTATION D'ALIMENTATION

LIMITEUR DE LASUIVI DE LA

DE TENSION DE COURANTCIRCUIT DE

= f (U6)

DÉTECTEUR DÉTECTEUR

DE PHASETENSION TENSION

U208B

IC1

1

2

3

4

5

6

7 8

Ψ

DE DÉCOUPAGE DE PHASE » fournit l’impulsion d’amorçage pour le triac Tri1 à la « SORTIE IMPULSION » (broche 3). L’angle de phase de cette impulsion dépend de la tension en dents de scie synchrone au secteur sur la broche 5 et de la tension sur la broche 6. Le courant de charge pour le condensateur C4 qui circule à travers la résistance R4 fixe à 180° la pente de la dent de scie. Si le niveau de la tension présente sur la broche 5 devient identique à la valeur de référence sur la broche 6, il se produit une impulsion d’amorçage d’une lon-gueur de t = 8 µs·C4 [nF] = 80 µs.

marrage d’un moteur électrique de puissance pose toujours des pro-s : cela tient au fait qu’au moment pplication de la tension il n’y a pas e eu d’induction de contre-forces omotrices et qu’il circule donc un nt d’une intensité tellement forte e fusible de l’installation domesti-rille ou que le disjoncteur, par son e en fonction, isole le moteur du u. Il n’est pas rare, malheureuse-pour la sécurité il faut l’ajouter, de r, dans une telle situation, un mor-de fil de câblage dénudé de forte n à la place du fusible d’origine.

Outre le fait qu’une telle « solution » soit légalement strictement interdite, elle est, de plus, extrêmement dangereuse ! Le circuit de mise en fonction progressive décrit dans ces lignes permet le démar-rage, en quatre secondes, d’une charge ohmique ou inductive d’une puissance pouvant atteindre jusqu’à 4,5 kW et ceci sans faire risque de voir griller le fusible du réseau secteur domestique.Par l’utilisation d’un découpage de phase symétrique (à onde entière), le circuit évite en fait qu’il ne se produise de pointe de courant à la mise en fonction. Le montage est alimenté directement


Au moment de l’application de la ten-sion secteur au circuit le condensateur C2 n’est pas encore chargé. La tension de régulation sur la broche 6 aura, via les résistances R6 et R7, sa valeur maxi-male de 7 V. L’angle de découpage de phase sera de ce fait de 180°. En quatre secondes le condensateur C4 se charge ensuite au niveau de la tension présente sur la broche 1. L’angle de phase dimi-nuera, lors de cette période, de 180° vers 0° et le courant circulant à travers la charge (ohmique ou inductive) grim-pera au maximum.Le « DÉTECTEUR DE COURANT » (bro-che 8) empêche la génération d’une impulsion d’amorçage tant qu’il circule encore du courant de la demie-période précédente. Le bloc « CIRCUIT DE POST-DÉCLENCHEMENT » évite que le triac ne bloque instantanément lorsque, pour une raison ou une autre, une impulsion d’amorçage est restée sans effet. Le réseau R1/C1 protège le triac contre

des pics de tension. Si l’on coupe la tension-secteur, le condensateur C2 se décharge via la diode D2, ce qui garan-tit, lors de la mise en fonction suivante, que le condensateur C2 est bien « vide » et que l’angle de phase recommence bien à 180°.Finissons cette description avec quel-ques remarques d’ordre pratique. Il est recommandé, lors du dessin de son propre circuit imprimé, de limiter au strict minimum les liaisons entre le condensateur C2, la broche 5 et la bro-che 1. Il faudra éviter à tout prix que le courant de charge ne circule à travers la liaison vers la broche 1 ! Le coef-ficient thermique (variation de valeur lors d’un changement de température) du condensateur C4 doit être aussi faible que possible. Il est impératif, pour finir, de doter le triac d’un radiateur de carac-téristiques convenables : 5 K/W pour un moteur de 4,5 kW et 12 K/W pour un moteur de 2 kW par exemple.

J. Kircher

page 2 / 20318 Démarrage en douceur pour moteurs universels


0532 Indicateur de tension à 3 LED

nt se ment nsion ED à t une ’aura si la

r cor-tteur

ent et -série nsion asse

t ainsi muta-

R1

10k

R2

2k2

R3

2k2

R4

2k2

R5

47

0Ω

T1

BC547BD1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D8

D9

D4...D9 = 1N4148

9V

6V

4V4

3V0

1V6

964054-11

5V3

un certain nombre de LED viennebrancher en des points parfaitedéfinis de notre « totem ». La teà mesurée est appliquée à ces Ltravers un émetteur-suiveur, T1, erésistance-série. De ce fait, on nillumination d’une LED donnée quetension d’entrée dépasse la valeurespondant à la tension base-émedu transistor à laquelle s’additionnla chute de tension sur la résistanceprise dans la ligne de la LED et la tede LED et le montage-série vers la md’un certain nombre de diodes. C’esque l’on obtient les points de comtion suivants :LED D3 :4 V (2·UD+ULED+UR4+Ube)LED D2 :5,7 V (4·UD+ULED+UR3+Ube)LED D1 :7,4 V (6·UD+ULED+UR2+Ube).

Il n’est pas toujours nécessaire, lors de la mesure de tensions, de mesurer leurs valeurs exactes en volts. On peut fort bien se contenter, dans bien des cas, de vérifier que la tension à garder à l’oeil se situe à l’intérieur d’une plage de tension donnée. Ce circuit de trois fois rien indi-que par le biais de trois LED, si la tension mesurée dépasse 4, 5,7 ou 7,4 V.Les tensions de référence sont fournies par un certain nombre de diodes prises en série, D4 à D9, construction sur laquelle

L’inconvénient de cette approche est que l’intensité des LED ne reste pas constante en cas de variation de la tension d’entrée, cette caractéristique étant impossible à éliminer dans le cas d’une électronique aussi simple que celle présentée ici.


0589 LED-témoin de condition de batterie

4. La tension de la batterie dépasse 15 V : la LED clignote rapidement.Problème grave du côté du circuit de recharge. Il ne faut pas rouler !Les trois comparateurs, IC2a, b et c,

page 1 / 2

7805

IC3

6

5

7IC2b

9

10

8IC2c

2

3

1IC2a

13

12

11IC2d

2

13

IC1a

&13

1211

IC1d

&

9

810

IC1c

&

5

64

IC1b

&

C4

10µ63V

C1

10µ63V

C2

4µ7 63V

C3

2µ263V

R3

2k

2

R4

1k

R5

68

0Ω

R1

10

k

R9

22

0Ω

R7

100k

D1

1N4001

R2

33

k

D2

1N4001

D3

D4

1N4001

T1

BC547B

R8

220k

R1

10

k

D5

2x

IC1

14

7

IC2

4

11

IC1 = 4093IC2 = LM324

5V

A

B

C

D

E

A 3V48

B

C

D

E2V79

2V31

0V/3V8

0V/0V7

964079 - 11

5V

Tout conducteur connaît sans doute le voyant de contrôle de tension de batterie dont dispose toute voiture. Ce fameux voyant se manifeste optiquement lorsque la batterie n’est plus, pour une raison ou une autre, rechargée par la dynamo. Le circuit proposé ici remplit une fonction similaire, à la différence près que l’on n’utilise pas ici une ampoule mais une LED qui en outre fournit une information bien plus riche que le voyant classique. La LED connaît les quatre modes sui-vants :

1. La tension de la batterie est tombée en-dessous de 10 V : la LED clignote doucement pour signaler que la batterie est sur le point de rendre l’âme. 2. La tension de la batterie se situe entre 10 et 12 V : la LED reste allumée de façon continue pour signaler que la dynamo ne recharge pas suffisamment la batterie. 3. La tension de la batterie se trouve entre 12 et 15 V : la LED est éteinte puis-qu’il s’agit là de la situation normale.

constituent le coeur du circuit. Ils reçoi-vent leur tension de référence du divi-seur de tension formé par R3 à R6 qui à son tour est alimenté par un régulateur intégré de 5 V, IC3. Les comparateurs comparent les tensions de référence avec une partie de la tension définie à l’aide de R1/R2. Les diodes D1 et D2 épaulent le diviseur de tension pour éliminer d’éventuelles crêtes de tension négatives. La traduction des niveaux disponibles aux sorties des compara-teurs en signal optique adéquat de la


LED que opérquatintégoscildiffébloqde sla fret pT1 eLa cpartfaiblassoles dquatle co

page 2 / 20589 LED-témoin de condition de batterie

964079-1

C1

C2

C3

C4

D1

D2

D3

D4

H1 H2

H3H4

IC1

IC2

IC3

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

R8

R9

T1 96

40

79

-1+

0

LED- +

96

40

79

-1
se fait à l’aide de la circuiteconstituée du dernier ampationnel restant, IC2d, assre portes NAND à trigger derées dans IC1. IC1a fonctlateur travaillant à deux frérentes. Lorsque le transue C2 et C3 se trouvent orte que la capacité dontéquence de l’oscillateur eartant la fréquence élevée.st conducteur C3 est courtapacité est ainsi plus impoant la fréquence de l’oscillae. Les portes NAND IC1bciées à la porte OU constiiodes D3 et D4 font en sortre différents états se tradumportement requis de la L
S

lo

i

ie s -rt teiE.

Résistances :R1 = 10 kΩR2 = 33 kΩR3 = 2kΩ2R4 = 1 kΩR5 = 680 ΩR6 = 3kΩ3R7 = 100 kΩR8 = 220 kΩR9 = 220 Ω

Condensateurs :C1,C4 = 10 µF / 63 V

radialC2 = 4 µF7 / 63 V radialC3 = 2 µF2 / 63 V radial

Semi-conducteurs :D1 à D4 = 1N4001D5 = LEDT1 = BC547BIC1 = 4093IC2 = LM324IC3 = 7805

Divers :PC1 à PC4 = picot de

soudure

rie logi-ificateur cié aux

Schmitt onne en quences stor T1 n série dépend t faible Lorsque circuité. tante et eur plus et IC1c uée par que les


sent par D D5.

Martinsson


0746 RàZ de mise sous tension

T1

BC557

R1

47

0Ω

R2

2M2

R3

2M2C1

10µ10V

5V

RESET

964068 - 11

*

see text*voir texte*

siehe Text*zie tekst*

La majorité d’entre nos lecteurs connaît la combinaison classique de résistance + condensateur utilisée pour la remise à zéro d’un microprocesseur ou d’un microcontrôleur. Il se veut, malheureu-sement que ces circuits de remise à zéro à la mise sous tension (POR = Power On Reset) ne fonctionnent pas toujours aussi fiablement qu’on le voudrait. Le circuit de POR présenté ici convient aux contrôleurs remis à zéro par l’application d’un niveau bas sur la broche concernée et présente l’avantage, par rapport à la combinaison R/C classique de maintenir le processeur en état de RAZ jusqu’à ce que la tension ait atteint sa valeur nomi-nale. Cela tient au fait que le transistor T1 ne devient conducteur et ne force la ligne de RAZ au niveau haut qu’après

que le diviseur de tension R1/R2 n’ait fourni une tension de base de valeur suffisante. Le résultat de l’utilisation de ce circuit amélioré est un démarrage plus fiable de certains microcontrôleurs, caractéristique essentielles pour les sys-tèmes autonomes où l’on ne peut pas tolérer un redémarrage capricieux.Le fonctionnement du circuit est amé-lioré par le condensateur C1 qui empê-che la ligne de remise à zéro de passer au niveau logique haut tant que la tension d’alimentation n’a pas, à quel-que moment que ce soit, retrouvé sa valeur nominale. La valeur à donner à ce condensateur dépend de l’application –les 10 µF proposés ici servent unique-ment d’exemple.

Parallax Inc.


0195 Chenillard pour présentations actives

ous voulions, en ce qui nous concerne, tenir une illumination alternée des

ajets ABD et CBD. Cela implique que trajet partiel BD –constitué par les D D29 à D36 –doit participer au cycle clignotement complet et que l’on doit nérer une sorte de fonction OU entre

s morceaux AB (LED D13 à D20) et CB ED D21 à D28) du système d’affichage.

page 1 / 2

CTRDIV10/

IC2

CT=0

CT≥5

4017

DEC

14

13

15

12

11

10

4

9

6

5

1

7

3

2

& +

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

IC1

T R

DIS

THR

OUT555

CV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

R1

1k

R2

68

0k

C1

10n

C2

1µ

D1

D3

D5

D7

D2

D4

D6

D8

R3

10k

R4

10k

R5

10k

R6

10k

T1

BC547

T2BC547

T3

BC547T4

BC547

D9

D10

D11

D12

T5

BC547

T7

BC557

R7

47

k

R10

1k

R11

10k

R8

10k

T6

BC547

T8

BC557

R12

10

0k

R13

10k

R9

100k

R14

82

Ω

R15

82

Ω

R16

82

Ω

R17

82

Ω

R18

82

Ω

R19

82

Ω

R20

82

Ω

R21

82

Ω

R22

82

Ω

R23

82

Ω

R24

82

Ω

R25

82

Ω

D13

D14

D15

D16

D17

D18

D19

D20

D21

D22

D23

D24

D25

D26

D27

D28

D29

D30

D31

D32

D33

D34

D35

D36

D1...D12 = 1N4148

IC216

8

C3

100n

C4

100n

BC557

CB

E

BC5475V

5V

5V

944081-12

NobtrleLEdegéle(L

1. 2

Le chenillard très spécial proposé ici convient tout particulièrement aux démonstrations et autres situations où l’on veut montrer de façon originale comment deux flux (d’information) arrivent alternativement à un même point. Le dispositif de visualisation comporte un total de 24 LED, subdivisé

en 3 branches de... 8 LED (en effet). La figure 2 montre la disposition que nous avons adoptée pour notre prototype. On peut bien évidemment imaginer toute autre disposition selon l’objectif visé. On se trouve là en présence d’un montage offrant d’énormes possibilités d’expérimentation.

944081-11

B

A

D

C

D28D26D24D22D27D25D23D21

D29

D31

D33

D35

D30

D32

D34

D36

D13

D15

D17

D19

D14

D16

D18

D20

.

On voit, à l’examen du schéma de la figure 1, que cela peut être obtenu avec un nombre de composants étonnamment faible.Le coeur du montage est constitué par un compteur décimal du type 4017, IC2, monté ici, par la connexion de la neu-vième sortie ((Q)8) à l’entrée de remise à zéro, en compteur jusqu’à 8. Un tem-


porisateur du type 555, IC1, monté en multivibrateur astable fournit la base de temps nécessaire au compteur. Les sor-ties ((Q)0 à (Q)7) de IC2 attaquent, par le biais des transistors T1 à T4, les paires de diodes concernées. Quelques-unes de ces LED, D29 à D36 sont mises en circuit « normalement » vu que leurs anodes sont reliées directement (enfin via une résistance de limitation de courant, R22 à R25) au plus de la tension d’alimenta-tion du circuit. Ces LED s’illuminent donc sagement à chaque fois que IC2 décide qu’il doit en être ainsi.Les choses se présentent différem-ment en ce qui concerne les doubles quartets de LED D13 à D20 et D21 à D28. Comme on le voit à l’examen du schéma, les résistances de limitation de ces LED ne sont pas reliées directe-ment au pôle plus, mais sont attaquées par les étages de commande T5/T7 et T6/T8 respectivement. Ces deux éta-ges constituent la fonction logique OU évoquée en début d’article. Tant que

l’une des sorties (Q)4 à (Q)7 présente un niveau haut, les transistors T5 et T7 sont conducteurs, ce qui se traduit par l’illumination de l’une des paires de LED D13 à D20. Le collecteur de T5 se trouve alors au niveau bas de sorte que les transistors T6 et T8 restent bloqués. Cependant, dès que les sorties (Q)4 à (Q)7 se trouvent au niveau bas, le tran-sistor T5 bloque. Son collecteur se voit alors appliquer un potentiel élevé, de sorte que les transistors T6 et T8 entrent en conduction et que l’une des paires D21 à D28 va s’illuminer. On peut bien entendu envisager d’augmenter le nom-bre de LED mis en oeuvre en ajoutant à la douzaine de circuits-série de deux LED un, voire deux circuits-série additionnels. Il faudra recalculer alors la valeur de la résistance de limitation (82 Ω dans le cas présent) en fonction de la tension d’alimentation. La consommation de cou-rant de l’ensemble du montage dépend en grande partie des caractéristiques des LED et devrait être inférieur à 50 mA.

page 2 / 20195 Chenillard pour présentations actives


0907 Témoin de marche arrière ultra-simple

Il suffit dtroniquesture d’unpassage fait ici d’uil y a quetension dautomobiLe schémcomposaclignotantune diodeLED dansd’une élegnotemenNous troLED, un (encore utaine éleble cette sonore).

Bz1

5V(MEB12-05)

D1

CQX21

C1

100µ10V

*

voir texte

siehe Textzie tekst

see text****

D2

3V3

12V

944045 - 11

e quelques composants élec- seulement pour doter sa voi- indicateur visuel et sonore de en marche arrière. Il s’agit en n schéma décrit dans Elektor

lques années, et adapté ici à la e 12 V du réseau de bord d’une le.a ne compte en fait que quatre

nts. La diode D1 est une LED e. Un tel composant est en fait électroluminescente (DEL ou sa version anglophone) dotée ctronique en produisant le cli-t.

uvons, pris en série sur cette résonateur courant continu n composant doté d’une cer-

ctronique intégrée, responsa-fois de la génération du signal

Lors de l’illumination de la LED D1, la consom mation de courant de ce composant grimpe brutalement (jusqu’à 10 mA environ) et le résonateur Bz1 se manifeste. Si la LED est éteinte le flux de courant est si faible que le résonateur est silencieux. Le condensateur C1, pris en parallèle sur la LED D1 sert de tam-pon de la tension présente aux bornes de la LED.Sachant que la chute de tension aux bornes de l’ensemble constitué par la LED et le résonateur n’est que de 9 V environ, nous avons ajouté la diode-zener D2 qui, de par sa tension zener de 3,3 V, adapte le circuit à la tension de bord de 12 V.

Le montage du circuit sur le véhicule est encore plus simple, si tant est que cela soit possible, que le concept à la base de cette électronique.Il suffit en effet tout simplement de prendre le circuit en parallèle sur l’am-poule du feu de marche arrière. Dès que l’on enclenche la marche arrière le feu de recul s’illumine et fournit ainsi la ten-sion d’alimentation de 12 V à notre petit montage.


0278 Convertisseur d’interface pour automate programmable de Siemens

0 mA que notre convertisseur trans-e en une tension de –15 à –5 V. Si

interrompt, lors de la transmission de bits, la boucle de courant, il faut que onvertisseur fournisse +5 à +15 V.s ce but, le signal TxD du PC atta- le transistor T1. Au repos il se voit liquer un potentiel négatif et partant oque » totalement. Dans ces condi-s T2 devient totalement conducteur avers R2 permettant la circulation du rant de repos de 20 mA, les diodes et D2 et la résistance R4 servant de rce de courant constant. Si, lors de ission, TxD se retrouve à un potentiel itif, T1 est mis en conduction drainant ourant de base de T2 qui cesse alors onduire. La LED D3 s’illumine en cas irculation de courant signalant ainsi

ablissement d’une liaison correcte c l’AP. Le côté émetteur de l’AP pilote transistor au repos en conduction de e qu’il circule un courant à travers la D4 qui l’amène à s’illuminer. La base 3 se trouve au potentiel de l’émet- de sorte que le transistor bloque et la ligne RxD se trouve à –12 V. En tion, l’AP ouvre le transistor, T3 peut

page 1 / 2

K1

1

2

3

4

5

6

7

8

9

R1

10

k

R2

3k

3 R3

47

0Ω

R4

33

Ω

R5

10

0Ω R6

3k

3

R7

3k

3

D1

D2

1N4148

T1

BC547BT2

D3

T1

BC547B

D4

DCD

RxD

TxD

DTR

GND

DSR

RTS

CTS

RI

+12V

2x

2x

12V

12V

12V

8

21

24

25

22

10

S5-SPS

PG685

R8

2k

2D7

C1

220µ25V

D5

D6

R9

2k

2

D8

C2

220µ25V

12V

12V

964015 - 11

D5

1N4148

S5-PLC

de 2forml’APses le cDanqueapp« bltionà trcouD1 soul’émposle cde cde cl’étavesonsortLEDde Tteurquefonc
être mis en conduction, en conséquence de quoi le niveau bondit à de l’ordre de +12 V. Le montage ne comporte que des composants standard de sorte que sa réalisation ne devrait pas poser de problème. La connexion au PC se fait par le biais d’une embase sub D à 9 contacts
Cette électronique convertit les signaux de tension de l’interface RS-232 en signaux de courant. Au repos le signal d’émission TxD dont le niveau se situe entre – 15 et – V est converti en un cou-rant de repos de 20 mA. Lorsque le PC

émet des données il passe, en fonction du bit positionné à un niveau compris entre +5 et +15 V. Avec cette valeur, la boucle de courant doit être interrompue. À l’autre bout de la liaison l’AP (Automate Programmable) envoie au repos de l’ordre


que l’on pourra prolonger à l’aide d’un câble vers 25 contacts standard. Du côté de l’AP on utilise une embase à 25 contacts dont le brochage correspond aux Automates Programmables PG685 de Siemens. Les LED seront montées de manières à être visibles de l’extérieur. On pourra voir ainsi si l’alimentation est présente et si la liaison avec l’AP est établie correctement.L’alimentation du montage pourra se faire à l’aide d’un adaptateur secteur modifié avec les précautions nécessai-res. Pour ce faire on l’ouvrira douce-ment et on soudera sur son secondaire, en amont du pont redresseur, une paire

de conducteurs isolés flexibles pour l’alimentation de la circuiterie d’alimen-tation représentée ici et constituée de D5/D6, C1/C2 et des LED de signali-sation D7/D8. Il ne saurait en aucun cas être question d’utiliser le primaire. En règle générale il ne devrait pas être difficile sachant que les picots de la fiche incorporée vont directement au côté pri-maire du transformateur. Il ne sera bien entendu pas nécessaire de procéder à la modification de l’adaptateur secteur si l’on utilise une alimentation symétrique fournissant ±12 V à une charge faible de quelque 30 mA.

W. Kasten

page 2 / 20278 Convertisseur d’interface pour automate programmable de Siemens


0743 Radio portative O.M. à deux circuits intégrés

Catfa(Sr(rlp

L1C1

200p

C3

10n

C6

470n

C2

100n

ZN416

IC17

6

4

5

23

1

8

C9

100n

C10

100µ10V

C7

100n

C8

100µ10V

TDA7050

IC2

7

8

5

1

3

2

4

6

C5

100n

C4

10n 10kP1

log

64Ω

K1 8 Ω

LS1

1W

BT1

BT2

1V5

1V5

964067 - 11

3V

1V5

1V5 3V

2

1

1

2

1 ≈ 0V9

≈ 0V7

*

see text*siehe Text*

zie tekst*voir texte*

S1

L’amplificateur de puissance audio, un TDA7050, n’est à mettre en place que si l’on préfère un mini-haut-parleur au cas-que d’écoute. L’adjonction de cet ampli-ficateur audio a l’avantage de doter le récepteur d’une commande de volume. Le circuit intégré du récepteur se contente d’une tension d’alimentation de 1,5 V four-nie par l’une des deux piles AA prises en série, le TDA7050 requérant lui la totalité des 3 V disponibles. La consommation de courant est de l’ordre de 8 mA.

G. Pradeep

royez-le ou non, il est très « cool » ujourd’hui, de prêter l’oreille aux sta-ions émettant en Ondes Moyennes (le ameux AM de tous les baladeurs et utres Discman). Le ZN416 de Ferranti marque reprise depuis par Plessey emiconductor) intègre un récepteur adio complet avec démodulateur AM Modulation d’Amplitude). Tout ce qu’il este à faire est de « semer » par ci par à quelques condensateurs de décou-lage à l’alentour du circuit intégré,

de connecter une antenne à l’entrée HF symétrique (broches 1 et 8) et de bran-cher une paire d’écouteurs à la sortie BF (broche 5). L’antenne est constituée de quelque 60 spires de fil de cuivre émaillé de 0,2 mm de diamètre (SWG36) bobi-née sur un barreau de ferrite d’un dia-mètre de 12 mm et d’une longueur de quelque 12 cm. L’inductance est accor-dée à l’aide d’un condensateur variable à diélectrique plastique de 500 pF (ref. 582315-88 chez Conrad), C1.


0681 Oscillateur sinusoïdal programmable

compteur avec oscillateur HC4060 qui fournit à la

d’horloge du générateur l’impulsion de mémorisa-registre à décalage IC2. ortie Q5 de IC1 passe à mence à décaler huit bits ns l’entrée de données ) du ML2035, suivis de aleur «1». L’entrée des

synchronisée par le flanc ignal d’horloge appliqué CK. Quand les seize bits

le mot déterminant la fré-ansféré dans la mémoire

page 1 / 2

74HC4060

CTR14

IC1

CT=0

RCX10

11

12

15

13

14

11

13

12

CTCX

RX

!G

1

6

4

5

7

9

3

4

5

6

7

8

9

3

2

+

R11k

X13.579545MHz

R2

10M

C5

33p

C1[LOAD]

74HC165

IC2

SRG8

C2/

10

11

12

13

14

≥1

2D

1D

1D

1D

15

7

9

3

4

5

6

2

1

ML2035

IC3

5

2

3

4

1

6

7

8

5V 5V

C1

100µ10V

C2

100µ10V

C3

22µ10V

L1

0µH475V

5V

IC116

8

IC216

8

C4

100n

60Hz

954054-11

Vout

VssGNDVcc

LATI

CLKin

SCK

SID

C’est IC1, un embarqué 74fois le signalsinusoïdal et tion pour le Lorsque la s«1», IC2 comprécâblés dasérielles (SIDhuit bits de vdonnées est montant du sà la bro che Ssont arrivés, quence est tr

fquartz

[MHz]fout

4,00 50

4,00 60

4,194304 50

4,194304 60

6,00 50

6,00 60

8,00 50

8,00 60

Le circuit intégré ML2035 de Micro Linear est un générateur sinusoïdal monolithique. On l’emploie ici sans le

microcontrôleur qu’il accompagne d’ha-bitude pour produire le code opératoire servant à déterminer sa fréquence.

D10 DHEX

code 74HC165Erreur

ABCD EFGH

105 69 1001 0110 0,14%

126 7E 1000 0001 0,14%

100 64 1001 1011 0,00%

120 78 1000 0111 0,00%

70 46 1011 1001 0,14%

84 54 1010 1011 0,14%

52 34 1100 1011 –0,82%

63 3F 1100 0000 0,14%

interne de données du ML2035 sur le flanc descendant de l’entrée LATCH. La fréquence de sortie du générateur, fsor, se calcule par la formule suivante :


Le circuit peut produire des signaux sinu-soïdaux de 50 Hz ou 60 Hz à partir d’un cristal bon marché prévu pour le NTSC. Les valeurs à programmer dans le regis-tre à décalage pour d’autres fréquences

page 2 / 20681 Oscillateur sinusoïdal programmable

fsor = fCLKin ⋅ 223

(D 1 5 . . . D 0 ) d e c

L’octet de poids faible du code de fré-
quence est précâblé aux entrées de sélection (A à H). L’octet de poids fort vaut toujours 255 (1111 1111). Comme on se sert de la sortie Q du HC165, la logique doit être inversée et la valeur code de la fréquence doit s’écrire NON (1111 1111) dans l’ordre HGFE DCBA.
de quartz courantes sont indiquées dans le tableau. Le signal de sortie du généra-teur présente une distorsion harmonique totale inférieure à 0,5 %. La consomma-tion de courant est de 7 mA sur le +5 V et de 2 mA sur le –5 V.

Micro Linear


0703 Platine d’expérimentation pour PIC

1

page 1 / 3

PIC16C54

CLKOUTOSC2/

IC1

OSC1

MCLR

RTCC

RA0

RA1

RA2

RA3

RB0

RB1

RB2

RB3

RB4

RB5

RB6

RB7

17

18

13

12

11

10

16 15

14

1

3

9

8

7

6

2

4

5

PIC16C56

K2K1

K3

R1

27

0Ω

X112MHz

C1

22p

C2

22p

C5

100n

C4

100n

C3

10µ16V

R2

10k

C6

100µ16V

IC2

7805D1

1N4002

5V

5V

5V

5V5V

K2

5V

K4

PIC16C55

CLKOUTOSC2/

IC1

OSC1

MCLR

RTCC

RA0

RA1

RA2

RA3

RB0

RB1

RB2

RB3

RB4

RB5

RB6

RB7

RC7

RC6

R23

RB4

RC3

RC2

RC1

RC0

17

16

15

14

27 26

25

24

23

22

21

20

19

18

13

12

11

10

28

6

7

2

8

1

9

4

C5

100n

5V

K1

R1

27

0Ω

X112MHz

C1

22p

C2

22p

C3

10µ16V

R2

10k

5V

5V

K3

C4

100n

C6

100µ16V

IC2

7805D1

1N4002

5V

944105 - 11

Ce n’est pas la première fois, si tant est que vous soyez un lecteur assidu de ce CD-ROM, que vous vous trouvez confronté aux processeurs de type PIC fabriqués par Microchip. Vu la carac-téristique d’universalité de ces types de micro contrôleurs nous avons pensé qu’il pouvait être intéressant de vous proposer deux platines d’expérimenta-tion que nous avons développées à leur intention.La figure 1a vous propose le schéma du circuit prévu pour le processeur à 18 broches, la figure 1b vous propo-sant celui à base du processeur à 28 broches. Nous avons essayé de con-server, autant que faire se pouvait, une numérotation identique des composants. Nous avons dessiné à l’intention des

a. 1b.


page 2 / 30703 Platine d’expérimentation pour PIC

944105-1

944105-1944105-1

C1

C1

C2

C2

C3

C3

C4

C4C5

C5

C6

C6

D1

D1

IC1

IC1 IC2IC2

K1

K1

K2

K2

K3

R1

R1

R2

R2

X1

X1

K4

K3

PIC16C55/57

PIC16C54/56944105-1a

944105-1b

2. 3.

PIC16C54/C56 à 18 broches une platinsur laquelle peut prendre place le resdes microcontrôleurs à 18 broches dla famille des PICxxx. Les plus intéresants membres de cette famille sont PIC16C71 (à convertisseur A/N intégret le PIC16C84, un microcontrôleur EEPROM. Le second circuit imprimé eprévu pour les PIC16C55 et PIC16C57

944105-1

e te e

s-le é) à st ;

ces microcontrôleurs à 28 broches dispo-sent d’un port d’E/S à 8 bits additionnel qui est ici relié à l’embase K4.La figure 2 vous propose la sérigraphie de l’implantation des composants de ces deux platines. Comme le montre un bref examen, la figure 2 propose les deux versions de la platine d’expérimentation pour PIC. De par leur concept flexible,

ces platines conviennent parfaitement à une utilisation en parallèle avec le cours µPIC et tutti quanti publié dans le men-suel Elektor. Elles constituent également un point de départ parfait dès lors qu’il s’agit de fabriquer sa propre application à base de ce type de microcontrôleur.Comme le montre le schéma, chaque platine en dotée d’une alimentation


5 V régulés avec protection contre une inversion de la polarité. Ceci permet la connexion de n’importe quel adap-tateur secteur fournissant une tension comprise entre 9 et 15 V à un courant minimum de 300 mA. On trouve en outre un générateur d’horloge travaillant à 8 MHz, un circuit de remise à zéro et un condensateur de découplage. Les embases de connexion prévues sur la platine permettent un accès facile aux lignes d’E /S du processeur. Chacune des platines est en outre dotée d’une surface royalement dimensionnée d’îlots de soudure, champ d’expérimentation largement ouvert à vos idées, permet-

tant l’adjonction de toute électronique nécessaire à l’une ou l’autre application. Il nous reste, en guise de conclusion, à faire une remarque importante : il n’a pas encore été fait, pour la version à EPROM des contrôleurs PIC, de choix de type d’oscillateur. Il faudra donc, lors de la programmation, lorsque l’on en sera à l’étape de la configuration des fusibles (fuses), choisir et programmer le type d’oscillateur correct –XT dans le cas présent.

page 3 / 30703 Platine d’expérimentation pour PIC


0820 Sélecteur de transistor NPN / PNP complémentaire

de la présence de la résistance R3 est de permettre, par l’intermédiaire d’un second galvanomètre, M1, une mesure exacte du courant de base du transistor en cours de test. Cette option supplé-mentaire permet une sélection des tran-sistors quant à une hFE (gain en courant) identique. Un gain différent entraîne une chute de tension différente aux bornes de R3. Si cette option ne présente pas d’intérêt, on pourra tout simplement supprimer R3 et M1.Il faudra, pour obtenir, les meilleurs résultats, lire la valeur affichée par M2 immédiatement après l’application de la tension d’alimentation. Il ne faut pas en effet, laisser au transistor le temps de chauffer, vu que chaque degré de tem-

ermet de passer d’un un mode PNP (NPN : r du transistor à tester nodal R2/R4).écessaires à la compré-ionnement de ce sélec-èneront pas trop loin. ous prenions un tran-e cobaye. Dans ce cas diodes D2 et D3, un s la source de courant tance R2. Le courant à fixé à 5 mA, on a, aux e chute de tension de

nsion sert à comman-tance R3, la mise en ransistor à tester, par

page 1 / 2

R1

47

0Ω

R222

0Ω

R422

Ω

R3

1k00

D1 D2

D3 D4

T1

BF256C

C

E

B

M2

U

M1

IB BE

/ 0+

+

25V*4x 1N4148

voir texte*

NPN/PNP

0 /

d’alimentation pmode NPN vers« + » au collecteuet « – » au point Les explications nhension du fonctteur ne nous amSupposons que nsistor NPN commil circule, via lescourant à traverT1/R1 et la résistravers T1 étant bornes de R2, unl’ordre de 1,1 V.Cette chute de teder, via la résisconduction du t

pérature additionnel de la jonction du transistor se traduit par une erreur de mesure de 2 mV. Lorsque l’on commencer par tester une paire de transistors NPN et que l’on en relève la tension UBE, et que l’on procède de la même façon pour un certain nombre de PNP, on aura vite fait de réaliser l’un ou l’autre mariage d’intérêt. Il nous semble évident que l’on commencera par se limiter à une seule et unique source de transistors. L’ex-périence nous a appris qu’il existe de très grosses différences entre le même type de transistors de sources différen-tes : quelques dizaines de millivolts de UBE à courant identique sont loin d’être exceptionnels !

L’amplificateur de puissance décrit ailleurs dans ce CD-ROM donne le meilleur de lui-même lorsque l’on veille à ce que ses transistors de commande, les BD139/BD140, aient des caractéristi-ques aussi proches que possible. Cet amplificateur n’est pas le seul dans son cas, de nombreux amplificateurs ne peu-vent que profiter du choix d’une paire de transistors push-pull parfaitement complémentaires. Le petit circuit de test que nous vous proposons ici permet d’apparier des paires PNP-NPN quant à leur tension base-émetteur. L’électroni-que du montage est telle qu’une simple inversion de la polarité de la tension

l’application d’une tension sur la base de ce dernier. Le dit transistor devenant passant, il naît aux bornes de R4 une chute de tension de quelque 0,4 V. Le courant de collecteur atteint de ce fait un petit 20 mA. Le galvanomètre M2 permet de lire la valeur exacte de la tension base-émetteur du transistor en cours de test. Lors du test d’un transis-tor PNP, le courant circule via R2 et les deux autres diodes, D1/D4, par la même source de courant. On est assuré ainsi que la tension aux bornes de R2 pos-sède bien la même valeur, qu’il s’agisse du test d’un transistor NPN ou PNP, si tant est que ces deux transistors sont bien complémentaires. La seule raison


La tension d’alimentation optimale pour le sélecteur de transistors est de 30 V. Avec le dimensionnement du schéma la consommation de courant se situe aux alentours de 25 mA. Il est prudent, avant d’utiliser ce montage pour procé-

der à de vraies mesures, de mesurer la tension aux bornes de R1 : on devrait avoir de l’ordre de 2,35 V. En raison des tolérances importantes existant entre les JFET, il peut s’avérer

page 2 / 20820 Sélecteur de transistor NPN / PNP complémentaire


0443 Filtre universel

3.1. 2.

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

C1R1

R1

10

0k

10

0k

1M

R2

C1 100Ω

IC1 = TL072

IC1

8

4

100n

100n

15V

15V

944066-11

Les circuits de filtre proposés en figu-res 1 et 2 sont destinés aux applications Basse Fréquence (BF) et font appel à des amplificateurs opérationnels doubles bon marché et à faible bruit archi-connus, le TL072 pour ne pas le nommer.L’électronique de la figure 1 est celle d’un filtre passe-bande dont on retrouve la courbe de réponse en fréquence (mesurée) en figure 3. Les composants déterminant la fréquence sont les résis-tances R1 et R2 et le condensateur C1.Les composants de même dénomination tels que R1 et C1 présents sur le schéma ont la même valeur. Une interversion des

–1

–

–

–

–

A[dB]

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

C1R1

R1

10

0k

10

0k

1M

R2

100ΩR2

C1

IC1 = TL072

IC1

8

4

100n

100n

15V

15V

944066-12

4.

dlobe(N

composants R2 et C1 à l’entrée du filtre transforme celui-ci en filtre passe-haut.Le schéma de la figure 2 est celui d’un filtre coupe-bande ; on en retrouve la courbe de réponse en fréquence en figure 4. Il n’est pas difficile non plus dans ce cas-là, de donner une autre fonction à ce filtre-ci.Il suffit en effet de ne pas implanter, à l’entrée du filtre, la résistance R2 (prise à l’origine en parallèle sur C1) pour dis-poser d’un filtre passe-tout.Si l’on utilise les amplificateurs opé-rationnels indiqués dans le schéma, la consommation de courant du circuit est

0

00

80

60

40

20

120 200190180170160150140130

944066-13 f [Hz]

–20

–25

–15

–10

–5

0

500 3k2k1k

944066-14

600 800700

f [Hz]

A[dB]

5

e l’ordre de 4 mA. Il faudra s’assurer, si ’on envisage d’utiliser des amplificateurs pérationnels d’un autre type, qu’ils sont ien dotés d’une compensation interne n fréquence et ce même à gain unitaire unity gain) ce qui n’est pas le cas du E5534 par exemple.

K. Kraus


contre D est, urant, Le cir- pilote

ées en il a été e LED ions il diode ion de proche d’une suffi-sieurs

diode). st que à haut nsom-nté ici

moitié savoir procé-utiliser fférent mple. r une che 7, iel IC1 érence e 0 et trée de nversé ucture

é suffit

0132 Barregraphe à LED économiquepage 1 / 2

L’un des obstacles majeurs que renl’utilisation de barregraphes à LEdans le cas d’applications faible coleur besoin en courant important. cuit de commande de LED LM3914un certain nombre de LED montparallèle et non pas, ce pour quoi conçu à l’origine, une poignée dprises en série. Dans ces conditsuffit, en principe, d’un courant deseulement pour obtenir l’illuminatplusieurs LED. Le prix de cette apest bien évidemment de disposertension d’alimentation de niveausant vu qu’il va falloir ponter plutensions de seuil (de jonction de L’effet d’économies d’énergie n’en erenforcé par l’utilisation de LED rendement. C’est ainsi que la comation de courant du circuit préseest, avec ses 15 mA pas même lade celle de l’application standard, à32 mA. On pourra, à condition de der aux modifications nécessaires, un circuit de commande de LED didu LM3914, un UAA180 par exeLe LM3914 est programmé poutension de référence de 12 V (broREFOUT). L’amplificateur différentsoustrait de cette tension de réfla tension d’entrée comprise entr10 V de sorte que l’on trouve à l’enIC2 (broche 5, SIGIN) un signal ide 12 à 2 V. Un coup d’oeil à la strinterne du circuit intégré concern

R1

100k2

3

6IC1

R2

100k

R3

10

0k

R4

100k

R5

1k

R6

1k

R7

6k

8

R8

27

k

25kP1

0...10V

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D8

D9

D10

T1

BC

557B

T2

BC

557B

R9

27

0Ω

R10

10

k

R11

27

0Ω

D11

1N4148

D12

2 x

15VC1

100µ25V

C2

10n

964030-11

A

B

C

D

F

E

E

A = 6VB = 12VC = 10V75

D = 12-2VE = 14V4F = 13V8

15V

15V

COMPARATOR

REFERENCE

1 OF 10

VOLTAGE

SELECT

LM3914

SIG IN

SOURCE1.25V

MODE MO

DE

RHI

RLO

REFOUT

ADJREF

V-

V-

11

12

13

14

15

16

17

18

10

V+

V+

6

2

41

5

9

7

8

3

+

IC2

IC17

4

pour comprendre la raison de la nécessité


niveau bas. Le courant de la source de courant constant traverse toutes les LED en direction de la masse. Intéressons-nous à quelques détails de cette réali-sation: la chaîne de LED est subdivisée en deux trajets de courant de sorte que l’on doit compter sur une consommation de courant plus élevée de quelque 2 mA. La consommation de l’ensemble ne dépasse pas les limites de l’acceptable : en fonction du type et de la couleur des LED on arrive, dans le cas de 10 LED, à, pour une application mobile, une tension de 25 V, valeur pour le moins délicate à manipuler. Les deux résistances de 1 kΩ, R5 et R6, sont une extension de la chaîne de diviseur de tension et font que l’on dispose à chaque résistance d’une chute de tension de 1 V très exactement, et que l’on ait au premier seuil de comparaison une tension de 2 V et au dernier une tension de 11 V. On veillera à ce que la tension de référence se trouve, comme c’est le cas ici, un rien au-delà de la tension d’entrée maximale, de même qu’il faudra définir la tension d’alimentation à un niveau sensiblement supérieur à celui de la tension de réfé-rence si l’on veut réaliser une régulation de référence correcte. Pour la présente application, 15 V font parfaitement l’af-faire. Lors du réglage on positionnera P1 de manière à mesurer très exactement 12 V sur la broche 7 de IC2.

V. Bäurer

de cette inversion. La chaîne de compa-rateurs est active au niveau bas : une sortie passe au niveau haut lorsque la tension d’entrée en broche 5 tombe en-dessous de la valeur de référence, et la LED s’éteint, vu que toutes les LED se trouvent, dans l’application d’origine, avec leur anode forcée au niveau de l’alimen-tation positive.Dans le cas présent les LED sont mon-tées en série. Le courant des LED leur est fourni par une source de courant constant dimensionnée à quelque 2 mA. Le courant circule par la chaîne de LED, exception faite des LED dont l’anode est reliée à une sortie au niveau bas. À cet endroit le courant « disparaît » dans le circuit intégré ; les LED traversées par un courant brillent, les autres sont étein-tes. Ce mode de fonctionnement n’est cependant possible qu’à condition de commencer par inverser le signal d’en-trée. Dans le cas d’un signal d’entrée faible (0 V), l’entrée de signal se trouve à 12 V. Même la tension de référence du comparateur de poids le plus fort se voit dépassée. La sortie de ce dernier (broche 10) se trouve au niveau bas, toutes les LED sont éteintes. À l’inverse, lorsque le signal d’entrée se trouve à sa valeur maximale, la tension présente à l’entrée SIGIN est de 2 V, de sorte que même le comparateur de poids le plus faible (s sortie donc) ne bascule pas au

page 2 / 20132 Barregraphe à LED économique


0257 Compteur / décompteur à portes XOR

On voit ici binaire à 4de compteadjonction sive OR = Le principeentrées intdéterminenon le niv compteur. Den sorte qudécomptenque de com

74HC93

IC1

DIV2

DIV8

CT=0

CTR

14

11

12

CT1 8

9

&3

2

+

+

0

1

2

1

23

IC2a

=1

4

56

IC2b

=1

9

108

IC2c

=1

12

1311

IC2d

=1

CLK

RST

U/D

QA

QB

QD

QC

IC2

14

7

IC1

5

10

C1

10n

C2

10µ16V

5V

964043 - 11

IC2 = 74HC86

comment doter un compteur bits classique d’une fonction

ur / décompteur par la simple de quatre portes XOR (eXclu-OU EXclusif). est simple : le niveau des

erconnectées des portes XOR si les portes inversent ou eau des sorties QA à QD du e cette manière on peut faire e les sorties des portes XOR t de 1111 vers 0000 plutôt pter de 0000 vers 1111.

L’inconvénient de cette électronique de substitution par rapport à un véritable compteur /décompteur est le saut se produisant lorsque le niveau de l’entrée de commande U/D change. La somme des états ‘anciens’ et des nouveaux états est toujours égale à 15. Prenons un exemple : si le compteur se trouve à l’état « 3 » en mode de comptage, cet état devient un « 12 » lorsque l’on met la ligne U/D au niveau logique haut en vue de démarrer un décomptage.


dans le commerce et permet donc oter un ordinateur, qui présente-des risques latents de problèmes mpérature, de cet accessoire fort ue. Grâce au circuit décrit dans cet e il devient superflu de se faire le dre soucis quant au fonctionnement ct de ce ventilateur : en effet il surle fonctionnement du ventilateur

unité centrale. Le montage est en apable de détecter deux situations eur : ventilateur ne tourne pas, que soit à la suite d’une erreur de blage ou en raison de la destruc-

on d’un enroulement (ce qui se aduit par une interruption du flux courant). ventilateur ne tourne pas parce e ses pales sont bloquées par un jet quelconque.

stinction entre ces deux situations se faire par évaluation du flux de nt traversant le moteur du venti-r. Une absence de courant indique uation 1, la présence d’un courant t une intensité notablement supé-e à la normale oriente les soup- vers la situation 2. Les erreurs

0645 Moniteur de ventilateur d’unité centralepage 1 / 2

chéede drait de tepratiqarticlmoincorreveillede l’fait c d’err1- le

cecâtitrde

2- lequob

La dipeutcouralateula sitayanrieurçons

2

3

6IC2

7

41

8

5CA3160

2

3

6IC1

7

41

8

5CA3160

C4

1n

C2

1n

C3

100n

C1

100n

R91k

R51k

R10

22

0Ω

R6

22

0Ω

R1

8k

2

R3

47

0Ω

R7

4Ω

7

R8

1k

R4

1k

T1

BC547B

T2

BC547B

D6

1N4148

D3

1N4148

T3

BC547B

D1 D2

D4 D5

R2

22

0Ω

1k

P1

BZ

R11

100k

C5

100n

BZ1

M1

M

5V

5V

5V

954032 - 11

BLOQUÉ

RUPTURE

verterouge

rouge verte

sont signalées à l’aide de deux LED rouges (D1 et D4) et un résonateur (BZ1) avertit l’utilisateur du fait que son UC risque, de par la disparition de la circulation d’air, de prendre une

La quasi-totalité des PC est actuellement dotée d’un mini-ventilateur monté à même l’Unité Centrale (UC, la CPU) ceci en vue de limiter à une valeur accepta-

ble la température de ce composant ô combien crucial pour le fonctionnement de l’ordinateur. Ce genre de ventilateurs est également disponible en pièce déta-


page 2 / 20645 Moniteur de ventilateur d’unité centrale

température trop élevée. Le montage comporte également, pour indiquer que tout va bien, deux LED vertes (D2 et D5).La résistance R7 fait office de capteur pour le courant traversant le moteur. Le réseau R11/C5 se charge de lisser la tension naissant aux bornes de la résistance R7. La valeur exacte de R7 devra être choisie de façon à dispo-ser d’une tension de 0,5 V aux bornes de C5 lorsque le ventilateur tourne normalement.S’il se produit une interruption du flux de courant à travers le moteur, la ten-sion présente sur l’entrée non-inver-seuse (positive) de IC1 devient supé-

Semi-conducteurs :D1,D4 = LED verte 3 mmD2,D5 = LED rouge

3 mmD3, D6 = 1N4148T1, T2, T3 = BC547BIC1, IC2 = CA3160

Condensateurs :C1, C3, C5 = 100 nFC2, C4 = 1 nF

Résistances :R1 = 8 kΩ2R2, R6, R10 = 220 ΩR3 = 470 ΩR4, R5, R8, R9 = 1 kΩR7 = 4 Ω7 (voir texte)R11 = 100 kΩP1 = 1 kΩ ajustable

Divers :BZ1 = résonateur

piézo actif 5 V


rieure à celle présente sur son entréinverseuse (négative). Par conséquela sortie de ce comparateur prendra univeau haut et fait passer le transistT1 à l’état conducteur. Dans ces condtions la LED rouge, D1, s’illumine et LED verte, D2, s’éteint. Si par contre ventilateur est bloqué, la sortie de ICpasse au niveau haut et on aura donillumination de la LED D4 et extintion de la LED D5. Si le petit pode câblage BZ a été mis en place résonateur BZ1 entrera également efonction pour indiquer l’existence, danles deux cas, d’une situation potentielement dangereuse.

954032-1

BZ1

C1

C2

C3

C4

C5

D1D2

D3

D4D5D6

IC1 IC2

P1

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

R8

R9

R10

R11

T1 T2 T3

BZ

-

0

+

+

954032-19540

Il faudra régler l’ajusà ce que les deux LEéteintes tant que le vcorrectement. Le cirpour des ventilateurest que l’on envisageun modèle de ventiltension de service defaire passer la valeurcelles de R6 et R10 àdire que dans ces coremplacer le résonaexemplaire à 12 V.

e nt n

or i-la le 2 c

c-nt le n s l-

32-1

table P1 de façon D rouges restent entilateur tourne cuit a été conçu s de 5 V. Si tant de « contrôler » ateur ayant une 12 V il suffira de de R1 à 15 kΩ et 1 kΩ. Il va sans nditions il faudra teur BZ1 par un


0728 Protection anti-court-circuit pour régulateur intégré

Que smentéteur inun coun’a papuremlà made sorcas, esants soientLe cirmet àlorsqulateuron a aqui in

T2

BC547B

T1

BC547B

T3

BC547B

C1

100n

R1

4k

7

R5

4k

7

R6

3k

3

R2

22k

R3

22k

T4

TIP147

S1

RESET

78XX

IC1

954078 - 11

R4

100k

D1

BAT85

Cette situation se traduit immédiatement par un blocage de ce transistor et par-tant un changement d’état de la bascule bistable, basculement entraînant le blo-cage du transistor T4. L’application de la tension à l’entrée du régulateur est interrompue. Une fois le court-circuit de l’électro nique montée en aval éli-miné, on peut re posi tio nner la bascule bistable par une action sur le bouton-poussoir S1 ce qui se traduit par une réactivation du régulateur intégré.

e passe-t-il dans un circuit ali- par l’intermédiaire d’un régula-tégré du type 78XX lorsqu’il y a rt- circuit ? Ce type de composant s en effet l’habitude de griller ent et simplement dans ce cas-

is continue de fournir un courant tie limité pouvant, dans certains ndommager certains des compo-concernés, pour peu que ceux-ci fragiles.cuit de protection décrit ici vous l’abri d’une telle mésaventure : e la tension de sortie du régu- tombe à une valeur trop faible ctivation d’une bascule bistable

terrompt, par le biais d’un inter-

rupteur électronique, l’application de la tension à l’entrée du régulateur. Lors de la mise sous tension la bascule bista-ble constituée par les transistors T1 et T2 est mise, par le biais du condensa-teur C1, en mode de fonctionnement c’est-à-dire la mise en non-conduction du transistor T1. La tension dérivée alors du collecteur de T1 arrive, par l’inter-médiaire du transistor T3 sur la base du transistor darlington T4. Ce transistor travaille comme un interrupteur série. La tension d’alimentation arrive sans en c ombre à l’entrée du régulateur. En cas de court-circuit on n’observe plus, de par la présence de la diode D1, qu’une tension de 0,3 V sur la base de T2.


circuit spécialisé, the busmaster ou le circuit central, un microprocesseur, pourra s’adresser à chacun. Il lui suf-fira d’émettre une adresse sur le bus pour sélectionner le circuit correspon-dant. Seul le circuit dont l’adresse aura été émise répondra au circuit central jusqu’à la prochaine ré-initialisation : il sera par exemple consulté sur la tem-pérature qu’il mesure à moins que l’un ou l’autre des seuils qu’il doit détecter soit redéfini.Le circuit central peut aussi interroger les composants installés sur son bus à tour de rôle ou, les consultant de même, détecter le franchissement d’un

à une toute nouvelle génération de uits intégrés produits par Dallas qui distinguent de la multitude par un veau boîtier. Ils lui doivent le nom microcan (microboîte) et leur aspect

0169 Capteur de température microcanpage 1 / 2

foiscircse noude

C

Rx

Tx

5µA

4k

75V

µP

954101-11

MICROCAN

BS250

S

D

G

Le DS1920 est un capteur (sensor) de l’Américain Dallas Semiconductor utili-sable pour la mesure de températures comprises entre –55 °C et +100 °C, avec une précision de 0,5 °C que quel-ques artifices permettent au besoin d’améliorer. Il peut déclencher une alarme quand des seuils de température programmés sont franchis. Le déclen-chement s’effectura au choix lors du franchissement par valeurs croissantes, décroissantes ou les deux. Ces seuils restent enregistrés même en l’absence d’alimentation : le capteur dispose en effet de deux EEPROM de huit bits de large. Jusqu’ici, rien que d’assez ordi-naire. Le composant appartient toute-

seuil en un endroit bien précis. Matériellement, un tel dispositif est très simple à réaliser. Tous les cir-cuits du réseau sont raccordés au bus, circuit central inclus (système à microcontrôleur, le plus souvent) par deux fils (référence et lignes de signaux). Le potentiel de la ligne est fixé à environ 5 V par une résistance d’excursion haute (pull-up resistor) de 5 kΩ et chaque membre du réseau peut, par l’intermédiaire d’une liaison à collecteur ouvert, la tirer à zéro : cha-que membre, mais un seul à la fois. C’est la raison pour laquelle le circuit central consultera toujours d’abord un composant du bus avant qu’un autre composant ne soit autorisé à utiliser la ligne.

de pile bouton. Ces composants très robustes s’utilisent seuls (stand alone) ou en réseau. S’il intègre une mémoire, le microcan, laissons-lui son nom de baptême, porté au poignet d’un malade par exemple, remplacera avantageu-sement sa feuille de température. La lecture et le stockage des données en seront passablement simplifiés.Ils sont aussi remarquablement faits pour être montés en réseau, malgré les apparences puisqu’ils ne disposent que de deux connexions. Il ne faut qu’un câble à deux fils pour en rac-corder plusieurs en parallèle. Chaque circuit intégré dispose d’une adresse intangible, codée sur 48 bits, de sorte qu’on peut en câbler le nombre que l’on veut sur les deux fils du bus. Un


Les microcans tirent leur alimenta-tion de la ligne de signaux, à travers la résistance d’excursion haute de 5 kΩ. Tant que leur consommation reste de quelques microampères, tout se passe bien. Lors d’une mesure de température, cette consommation passe toutefois à 1 mA. Un courant d’une telle intensité provoquerait dans la résistance une chute de tension trop importante, surtout si plusieurs capteurs procédaient à une conver-sion simultanément. La résistance sera donc court-circuitée dans ces occasions-là par un BS250, transis-tor qui permettra la circulation d’un courant suffisant. Quand le BS250 est passant, la circulation sur le bus est interrompue. Reprenons la procédure en détail.Le circuit central s’adresse à un circuit (ou à tous, simultanément, ce qui est aussi possible) et demande une mesure de température. Immédiatement après cette instruction, il débloque le BS250 pour une durée d’une seconde au moins. Ce délai écoulé, les températu-res sont prises et la consommation du courant redevient normale. Le circuit central bloque alors le FET puis inter-roge chaque microcan à tour de rôle sur la tempéra ture qu’il a mesurée. Ces températures sont mesurées avec neuf bits de résolution et transmises sur deux octets : un octet de poids faible

(LSB, dont le bit de poids faible seradonné en premier) et un octet de poidsfort (MSB) dont un seul bit est signifi-catif. Zéro correspond à 0°C et 01FF

HE

(–1 décimal) à –1/2 °C.Le protocole est un peu plus compli-qué que l’introduction ne le laissaientendre puisqu’aux adresses succèdeun code de famille sur huit bits eune clé cyclique (CRC character pouCyclic Redundancy Check ou contrôlede redondance cyclique) de huit bitsAvant l’émission d’une instructionle circuit concerné par celle-ci doien outre être activé. Le débit (bau-drate), fixe, est de 16,3 Kbits/s. Si lebus reste au niveau bas pendant unedurée qui excède celle de deux bits(environ 120 µs), tous les circuits son ré-initialisés.Le minutage (bus-timing) est un peuparticulier : c’est le circuit central qudéclenche la lecture ou l’écriture d’unbit en mettant le bus à zéro. 30 µsaprès ce flanc, le récepteur consulte lebus. Si le bus est revenu à « 1 » après15 µs, c’est un « 1 » qui est lu, si lebus ne retourne à « 1 » qu’après 60 µsle récepteur lit un « 0 ». Lorsqu’il veulire, le circuit central émet un « 1 », ine maintient donc la ligne de transmis-sion au niveau bas que pendant 15 µsPour transmettre un zéro, le DS1920maintiendra encore le bus à zéro pen-dant au moins 45 µs supplémentaires

page 2 / 20169 Capteur de température microcan

X

t

t r

. , t

+5V

0V

+5V

0V

+5V

0V

60µs45µs30µs15µs0µsSAMPLE

MASTERWRITE "1"

MASTERWRITE "0"

MASTERREAD

MASTER

SENSOR 954101-12

Le circuit central, reconnaissant que le bus ne revient pas à « 1 », reconnaît un zéro. Il y aura ensuite une pause (main-tien à « 1 » de la ligne de transmission) d’au moins 1 µs (en fait 15 µs) avant l’émission d’un nouveau bit.Il est malheureusement impossible d’expliquer en détail l’utilisation des microcans. Pour un complément d’infor-mation sur ce passionnant composant, nous renvoyons à la documentation de son fabricant représenté en France par AVNET. Le circuit est aussi disponible en boîtier DIP à huit broches sous la référence DS1620. Sur cette version, alimentation et sorties de commutation sur seuil sont séparées. Une petite application est publiée ailleurs dans ce CD-ROM.

t

i

, t l

.

.


et 19 avec les broches 12 et 11 du dit composant. Nous vous proposons une représentation de la sérigraphie de l’im-plantation des composants et un dessin des pistes d’une platine comportant un double exemplaire de cette réalisation. Il vous faudra graver votre propre cir-

NoCDou satle sonsenlyscetde gréconliai

0844 Sonde logique pour tamponspage 1 / 2

74HCT245

IC1(IC2)

3EN2

3EN1

11

12

13

14

15

16

17

18

19G3

2

3

4

7

8

9

5

6

1

1

2

B7

1

B6

1 2

3 4

5 6

7 8

9 10

11 12

13 14

15 16

17 18

19 20

K1(K2)

A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A7

A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A7

B7

B6

B5

B4

B3

B2

B1

B0

19

us vous proposons, ailleurs dans ce -ROM, plusieurs circuits d’adaptation d’extension destinés à faciliter l’utili-ion de l’analyseur logique décrit dans numéro de mai 1996 d’Elektor. La de logique décrite ici augmente très siblement l’universalité de notre ana-eur. Il devient en effet possible, avec adaptateur –qui en fait n’est rien plus qu’un support pour circuit inté- et une embase à deux rangées de tacts– de relayer, par le biais d’une

son à 16 bits, les canaux d’un circuit

intégré tampon directement vers un ana-lyseur logique. Le brochage de l’embase K1 correspond à celui de l’ «adaptateur d’extension » pour l’analyseur décrit ailleurs dans ce CD-ROM. Notons que certains fabricants, au nombre desquels Hewlett- Packard, respectent le même brochage. Nous avons prévu la possibi-lité, en vue de pouvoir procéder à des mesures sur toutes les broches du circuit intégré tampon en question, d’interver-tir sélectivement, par le biais de deux cavaliers de court-circuit, les broches 1

cuit imprimé mais cela ne devrait guère poser de problème. Il en va de même en ce qui concerne l’implantation des composants. En vue de pouvoir enficher la « sonde logique » dans le support du circuit intégré à tester il faudra utiliser pour le support de IC1 deux rangées de contacts en tulipe grande longueur de sorte que leurs extrémités dépassent par le dessous de la platine. Une fois que ces contacts ont été soudés sur la platine on les enfichera dans un sup-port pour circuit intégré qui viendra à son tour s’enficher dans le support d’où aura été extrait le circuit intégré tampon


page 2 / 20844 Sonde logique pour tampons


IC1, IC2 = 74HCT245 à testerK1, K2 = embase à 2 rangées

de 10 contacts 4 cavaliers de court-circuit

–cette précaution est destinée à évd’affaiblir le ressort des contacts du port d’origine. Le circuit intégré tamvient lui s’implanter dans la dourangée de contacts, l’ensemble-gigoainsi constitué venant s’enficher dansupport utilisé à l’origine par le cirintégré tampon.

964107-1

964107-1

IC1

IC2

K1

K2

B7

B6

1

B7

B6

11919

96

41

07

-19

64

10

7-1

96

41

07

-19

64

10

7-1

iter sup-pon ble gne s le cuit

Il va sans dire qu’il est également possi-ble de tester des circuits intégrés numé-riques comportant moins de 20 broches. La seule condition à respecter est de faire en sorte que la connexion de masse du circuit intégré concerné corresponde à la broche 10 de IC1 de cette sonde logique pour circuit intégré tampon.


0460 Générateur audio

T1

BC

T2

BCR3

1M5

R2

4k

7

R1

4k

7

R4

1k

C2

12n

C1

12n

C3

12n

C4

10µ16V

547B

547B

5kP1

9V

5V

0V6

2V5^

964064 - 11

C5

10µ16V

4V4

Le générateur proposé ici génère un signal sinusoïdal d’une fréquence pro-che de 1 kHz. On pourra donc s’en servir pour toutes sortes de mesures, en particulier celles d’amplificateurs audio en tous genres. Il est du type à déplacement de phase (phase shift). Chaque section RC, C1/R1, C2/R2, C3/RX, introduit un déphasage de 60°, de sorte que l’on se trouve ici en présence, nous ne vous ferons pas l’injure de vous donner la formule servant à ce calcul, d’un déphasage total de 180°. Le tran-sistor introduit à son tour un déphasage de 180° de sorte que l’on se trouve en présence d’un déphasage total de 360°,

c’efaipeRXesd’eauexla deà ucill

Caractéristiques techniques :

Uο 2,5 Vcrête

fο 1 kHz

DHT < –30 dB

Consommation de courant 6 mA

L’atténuation introduite par l’ensemble des réseaux RC est, à fο, de 29 x, atté-nuation compensée par le gain du tran-sistor T1.Pour le réglage il suffira de jouer sur P1 pour obtenir en sortie une tension de 2,5 Vcrête soit 1,78 Veff.

st-à-dire en fait nul. On répond de ce t à la première des deux exigences rmettant une mise en oscillation. La inconnue de la dernière section RC t en fait constituée par l’impédance ntrée de T1, dont la valeur est elle ssi de l’ordre de 4 k7. La seconde igence d’entrée en oscillation prend forme de l’ajustable P1. Cet organe commande permet d’ajuster le gain ne valeur unitaire. La fréquence d’os-ation répond à la formule ci-contre.

fR C

kHzo =⋅ ⋅ ⋅ ⋅

=⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅

=−1

2 61

2 6 4 7 10 12 101 153 9π π ,, .


L’adaptateur d’accu, objet de cet article, remplit deux fonctions : il transforme, d’abord, la tension de l’accu en une ten-sion au niveau acceptable par le lecteur de D.A.N. (3,4 ou 6 V). Sa seconde tâche consiste à introduire un automatisme de mise hors-fonction qui coupe la tension d’alimentation après une certaine durée réduisant ainsi la consommation du lec-teur à zéro. L’adaptateur se caractérise de plus par une protection contre des erreurs de polarité, et à son entrée, et à sa sortie.Pour la transformation vers 6 V (certains lecteurs de D.A.N. fonctionnant avec un set de quatre piles Mignon) de la tension de l’accu, comprise entre 8 et 16 V, nous faisons appel à un régulateur de tension du type 7806. Si votre lecteur fonctionne

0010 Adaptateur d’accu à Gold-Cappage 1 / 2

1A F

F1

C1

470µ16V

C2

220µ16V

C5

C4

100n

C3

100n

R2

10

0k

R1

2Ω2

R4

220Ω

R3

22k

D1

SB520

D1

T1

BC517

780X

Re1

6V

re1b

re1a

S1b

S1a

Bt1

8...16V

0...600mA

1

2

3

1

2

3

S1944008 - 11

BC517

CB

E

3V4/6V

0,1F/5V5; 0,1F/6V3

2x 1N4001

0.1F/5V5; 0.1F/6V3

sous une tension de 3,4 V (deux piles Mignon), un régulateur 7805 fera par-faitement l’affaire. On notera que l’uti-lisation d’un accu au plomb de 6 V pour alimenter l’adaptateur vous oblige à faire appel à un régulateur à faible chute de tension intrinsèque du type LM2940T-5.0 ou comparable. On pourra même, de manière à réduire à zéro, dans ces con-ditions, toute perte de tension en amont du régulateur, supprimer D1, la diode Schottky SB520. En aval de la sortie du régulateur deux diodes du type 1N4001, prises en série, réduisent la tension de 5 V aux 3,4 V requis (sous charge, bien entendu) par le lecteur de D.A.N..

Le plus grand inconvénient de la plupart des lecteurs de D.A.N. (Disques Audio Numériques ou CD) portatifs est sans aucun doute leur consommation relati-vement importante qui, en deux heures au maximum, draine un set complet de piles Mignon puissantes ou d’accus CdNi. Outre le fait que cela soit, dans le premier cas, une affaire relativement coûteuse, on se trouve forcé de toujours disposer d’un set de piles neuves ou d’accus rechargés d’avance.D’après les mesures effectuées par l’auteur, un lecteur de D.A.N. nécessite

un courant de démarrage de 600 mA au minimum et connaît un courant de service de 400 à 500 mA. Au bout d’une durée de deux heures d’utilisation continue, la capacité résiduelle des piles ou des accus ne suffit plus pour fournir le courant de (re)démarrage. Si l’on veut avoir une durée de service plus longue et indépendante de la tension secteur, on pourra faire appel à un accu de capacité sensiblement plus importante tel qu’un accu au plomb (de voiture ou d’une autre perceuse autonome à accus par exemple) fournissant une tension de 6 ou 12 V.


Il est indispensable, en tout cas, de doter le régulateur utilisé, d’un radiateur. La diode Schottky, avec sa faible chute de tension, protège le circuit contre une erreur de polarité lorsque du branche-ment de l’accu. Le fusible F1 (1 A, action rapide) limite l’intensité du courant à une valeur de 1 A. Cette valeur devrait être suffisamment importante, même pour le démarrage du moteur du lecteur.L’automatisme de mise hors-fonction, centré sur le transistor T1, est mis en ou hors-fonction à l’aide une touche de contact bipolaire S1a + S1b. Si les contacts « 2 » du milieu de cette touche se trouvent reliés aux contacts « 1 », on aura un flux de courant de l’accu, à travers le régulateur, vers le lecteur de D.A.N.. Comme les contacts « 1 » et « 2 » de S1b sont reliés, la sortie du régulateur est également connectée à la résistance R1. Le transistor T1 devient de ce fait conducteur et le relais Re1 est excité. Le contact travail Re1b du relais « ponte» maintenant le circuit S1a de

la touche S1. Le contact repos (Re1a) du même relais coupe simultanément la connexion du réseau R4/C5 vers la masse. Ce fait se traduit par le char-gement, en moins d’une seconde, du condensateur Gold-Cap, C5.Si, maintenant, on relâche la touche S1, le relais reste excité et le chargement du condensateur cesse. Le condensateur C5 se décharge alors, d’une part à travers R2 et de l’autre via la résistance R3 et la jonction base-émetteur du transistor T1. Sachant que le condensateur Gold-Cap, C5, se caractérise par une capacité énorme (0,1 F !) sa décharge jusqu’au niveau de 1,1 V prend, en fonction de la tension d’alimentation, une heure environ. Après cette durée de décharge les contacts du relais sont relâchés et le circuit est complètement désactivé. La charge résiduelle dérisoire de C5 dispa-raîtra via la résistance R2 et la consom-mation du circuit au repos sera réduite à ... zéro !

W. Zeiller

page 2 / 20010 Adaptateur d’accu à Gold-Cap


0760 Redresseur idéal

Certains cplus exigeacomme c’edynamiquelisation impble alternaquestion, pd’accepterou autre cUn examemanquera l’existenceLe premierIC1b, assudispose audu signal rl’amplifica

2

3

1IC1a

2

3

1IC1b

D1

4x1N4148

D2

R1

4k7

R2

4k

7

R3

100k

R4

100k

R5

10

0k

R6

100k

10V

10V

IC14

8

944079-11

IC1 = TL082

D1...D4 =

D3 D4

ircuits électroniques sont nts que d’autres et peuvent, st le cas d’un compresseur par exemple, demander l’uti-érative d’un redresseur dou-nce idéal. Il ne saurait être our l’application envisagée,

des seuils de commutation omportement non-linéaire. n critique du schéma ne pas de mettre à la lumière de deux sous-ensembles. amplificateur opérationnel, re le redressement actif. On x bornes de la résistance R2 edressé. De par sa présence, teur opérationnel a alors

assuré aux quatre diodes un comporte-ment de composants idéaux sans seuils de commutation. Vu que la majorité des circuits électroniques requiert, par rapport au niveau de la masse, une tension continue, le second amplifica-teur opérationnel, IC1a, remplit une fonction d’amplificateur différentiel. À la sortie du dit amplificateur opération-nel on dispose de la version redressée du signal disponible aux bornes de la résistance R2. Dans le cas d’une ten-sion d’alimentation de ±10 V, le niveau de la tension alternative appliquée à l’entrée ne doit pas dépasser 16 Vcc. Le circuit ne consomme que quelque milliampères.


mit de rehausser les signaux numéri-ques très faibles pris en compte lors de la lecture, pour leur donner un niveau mesurable. D’accord, cela fonctionnait, mais était-ce là le but de la manoeu-vre ? Le sentiment d’insatisfaction avec lequel le concepteur rentra ce soir chez lui fit place, le lendemain matin, lors-qu’il se rendit compte de l’erreur, à un sentiment d’étonnement joyeux qui fut rapidement remplacé par de l’incrédu-lité. Comment pouvait-il se faire qu’une

0601 Mémoire sérielle à cellule CdNipage 1 / 2

IC1a1

2 3&

IC1c8

9 10&

IC1b

5

6

4&

IC1d12

1311

&

D2

1N4148

LM741

IC2

2

3

6

7

41

5

8

10k

P1

R1

1kR2

10

k

C1

1000µ10V

Bt1

DATA

ENABLE IC114

7

5V

5V

IC1 = 4093

954106-11

D1

1N4148NiCd

cellule CdNi se comporte comme une mémoire non-volatile ? Plusieurs de ses collègues, ingénieurs de développe-ment eux aussi, ne se sont pas trouvé en mesure de répondre avec certitude à cette question. Il est connu que le chargement d’une cellule-bouton CdNi s’accompagne d’un déplacement d’une charge électrique. On sait également que ce type d’accu connaît un effet de mémoire. Ce phénomène caractéristi-que des accus CdNi, si ennuyeux en d’autres circonstances, semble faire en sorte que l’on puisse faire réapparaî-tre, sous la forme de fluctuations de courant très faibles, la façon dont s’est effectuée le transfert de charge élec-trique (l’écriture des données), lors de la décharge (la lecture des données). Il ne reste plus ensuite qu’à procéder à une amplification à gain élevé pour disposer d’un niveau de signal numéri-que utilisable.

Il existe depuis quelque temps dans le commerce des composants de mémoire qui, à première vue, semblent être des accus-bouton CdNi –une mini-pile rechargeable. Ces composants appelés «Touch Memories» (cf. ailleurs dans ce CD-ROM) sont du type sériel : l’écri-ture et la lecture des données se fait sériellement par l’intermédiaire d’une liaison bifilaire. Le plus drôle dans l’af-faire est que cette mémoire non-vola-tile récupère, par l’intermédiaire de la même liaison bifilaire, son alimenta-tion qu’elle extrait des données. Étant donné qu’une Touch Memory ressemble comme deux gouttes d’eau à une pile-bouton du type cadmium-nickel, l’iné-vitable n’a pas manqué de se produire lors de nos premières expériences en laboratoire, une substitution malheu-reuse prit place : nous espérions d’une

pile-bouton au CdNi le comportement décrit par la fiche de caractéristiques d’une Touch Memory ! Réflexion faite il est parfaitement naturel que cet accu CdNi n’ait pas été en mesure de tenir les dites promesses. Du moins pas tout au début.Le mot imprimé est digne de foi. Ceci est, pour un concepteur de montages électroniques, vrai également en ce qui concerne les spécifications indiquées par les fiches de caractéristiques. N’étant pas conscient de la substitution ayant eu lieu, celui-ci expérimenta encore de plus belle, changeant les valeurs de composants, corrigeant par-ci par-là, essayant un peu n’importe quoi pour arriver au résultat escompté.Un rien d’électronique analogique consti-tua la clef du succès : un amplificateur tout ce qu’il y a de plus ordinaire per-


Les expériences qui ont suivi cette découverte nous ont appris que les accus-bouton CdNi ne pouvaient pas prétendre à une dénomination de mémoire non-volatile à 100 %. En raison de certains phénomènes d’auto-décharge et d’étalement de la charge l’information numérique stockée s’affai-blit progressivement. Au bout de deux semaines les données étaient devenues vagues au point que leur niveau en était devenu illisible. L’effet d’étalement de la charge est le facteur de limitation en ce qui concerne la vitesse à laquelle peut se faire l’écriture et la lecture des données sérielles : il apparut que l’on ne pouvait pas dépasser 1 kbaud.La quantité d’informations stockable dépend de la capacité de la cellule-bouton. Une cellule de 128 mAh pou-vait stocker 512 bits de données. Le circuit proposé ici offre la possibilité d’utiliser une cellule CdNi pour une fonction très diffé rente de celle que prévoyait son fabricant. Les « 1 » et les « 0 » appliqués à l’entrée de don-nées (DATA) sont, dès l’activation de l’entrée de validation (ENABLE), stoc-kés dans l’accu sous la forme d’un courant d’écriture bipolaire de 1 mA,

par l’intermédiaire des diodes D1 et D2 et de la résistance R1. Il faudra, avant de procéder au stockage de données, commencer par vider l’accu en s’aidant d’un courant alternatif.Cet effacement s’obtient par la mise, pendant quelques minutes, de l’entrée de données au niveau logique haut. Il faudra penser à remettre l’entrée de validation au niveau bas immé-diatement après la fin du processus d’écriture pour éviter un écrasement accidentel des données stockées en mémoire par une écriture malencon-treuse. Voici comment s’y prendre pour la lecture des données : on branche un oscilloscope à la sortie de données et l’on ajuste la position de P1 jusqu’à avoir visualisation sur l’écran de l’osci-llo scope d’un signal rectangulaire au rapport cyclique de 50 %. Ceci suppose que les données de test stockées ont été alternativement un un et un zéro.Lorsque l’on aura trouvé le positionne-ment correct de P1, on pourra connec-ter la mémoire sérielle à l’ordinateur chargé du décodage des données. Nous vous souhaitons bien de la chance lors de vos expériences avec d’autres types de cellules.

E. Lbayorcni

page 2 / 20601 Mémoire sérielle à cellule CdNi


0707 Pont de Wien sans potentiomètre stéréo

Dans l’oWien prR1, C1, l’amplifictue en eLa fréqude Wien

6

5

7IC1b

2

3

1IC1a

R2

10k

R3

10k

R4

120k

R5

10k

R6

390Ω

D1

D2

C2

100n10kP1

954020 - 11

IC1

8

4

15V

IC1 = TL072

C1

100n

R1

10

k

2x 1N4148

Le gain en boucle est de ce fait de 1. Nous suppo sons ici que le gain du pre-mier étage est unitaire. Ceci n’est vrai qu’en cas de conduction des diodes D1 et D2. Il faut en effet un gain supérieur pour obtenir une mise en oscillation de l’oscillateur.Bien que cette méthode de régulation du gain soit éprouvée, elle n’en connaît pas moins certaines limitations. La troisième harmonique se situe à –42 dB. Avec le dimensionnement proposée ici il est pos-sible d’ajuster la fréquence entre 160 Hz et 1,6 kHz. L’amplitude de sortie est de

scillateur décrit ici le pont de end la forme des composants P1 et C2. L’entrée inverseuse de ateur opérationnel IC1b consti-ffet un point de masse virtuel. ence d’oscillation fo de ce pont répond à la formule suivante :

Le gain de IC1 répond à la formule A1 = R2/P1. Les résistances R2 et R1 ayant une valeur identique on a également A1 = R1/P1. Lorsque les diodes D1 et D2 conduisent, le gain de A2 est proche de l’unité. Le signal de sortie est alors de :

fo =1

2·π · R1 ·C1 ·P1 ·C2

HP1

o =2 ·P1+R1

Uo = U'o

·· + 2 · ] [ R1P1 2·P1+R1

P12·P1+R1

P1

Uo = U'o

l’ordre de 400 mV (valeur efficace).


0196 Chien de garde pour PC

LdscqtcaaDàmd i

page 1 / 2

T2

BC237T1

BC237

D3

BAS16D1

BAS16

D2

BAS16D4

R5

1k

R4

4k

7

R1

10

0k

R3

10k

R2

10k

4

20

7

RESET

PC-GND

964025 - 11

C2

10µ16V

C1

100n

a fonction d’un chien de garde (watch og) est de surveiller un microproces-eur pour s’assurer qu’il travaille encore orrectement ou qu’il ne produit plus ue des résultats sans queue ni tête si ant est qu’il produise encore quelque hose. Le circuit présenté ici tourne, vec le logiciel de fabrication-maison, en rrière-plan, sur tous les PC, tant sous OS que sous Windows. Le logiciel pilote cet effet l’interface sérielle, le système atériel à suivre à l’aide de notre chien e garde venant se brancher sur la dite nterface.

Après mise en lignes de donnse trouvent auau programmemini-programm commande lesterface sérielleen permanencsur la broche 2conduisant de que la broche de manière à teur ne reçoiveà zéro. On se t

#include <stdio.h>

#include <dos.h>

#include <bios.h>

#define com2 0x02f8 COM2

void main(void)

int i;

while(1)

outp((com2+4),3); BROCHE 4 et BROCHE 20 HIGH

delay(2);

if(bioskey(1)) RESET Test bei Tastendruck

return 0;

outp((com2+4),2); BROCHE 4 HIGH,BROCHE20 LOW

delay(2);

if(bioskey(1)) RESET Test

return 1;

ble qui le reste tant que le programme tourne. Si l’ordinateur se plante le signal rectangulaire disparaît de même que la charge de C1 qui s’écoule à travers R1. T1 bloque entraînant un passage au niveau haut de la base de T2. Ce transistor devient conducteur mettant la ligne de remise à zéro du processeur au potentiel de la masse. L’ordinateur redémarre. Notons que ce montage ne fonctionne que si une remise à zéro produit également une initialisation de l’interface sérielle. Ce n’est en effet que dans ces conditions que le niveau haut

fonction de l’ordinateur les ées de l’interface sérielle niveau bas. Parallèlement d’application on lance le e du chien de garde qui

broches 4 et 20 de l’in-. Le programme produit e un signal rectangulaire 0. C2 peut se charger, T1 ce fait. Ce n’est qu’après 4 est mise au niveau haut être certain que l’ordina- pas de signal de remise rouve là dans un état sta-


de la broche 4 disparaît. Ce n’est que lorsque cette ligne perd son potentiel que l’impulsion de remise à zéro cesse ce qui permet à l’ordinateur de redémar-rer. Le programme écrit en C++ procède à un test du matériel, l’écriture du pro-gramme proprement dit ne devrait pas poser de problème. Il n’est pas difficile

de trouver les picots de remise à zéro du processeur sachant qu’il suffit de sui-vre la liaison câblée allant du bouton de remise à zéro présent sur le boîtier de l’ordinateur et allant vers la carte-mère. Ce circuit ne draine que 5 mA à fournir par l’alimentation de l’ordinateur.

J. Ochs

page 2 / 20196 Chien de garde pour PC


0445 Filtres du 4ème ordre : la pratique

Nofilamonréoncosetrveleappate

page 1 / 2

R7

1M

R52

k0

0

R1

*R2

*R3

*R4

*

R6

2k00C1

*

C2

*

C3

*

C4

*

C5

100n

C6

100n

15V

15V

TL081

IC1

2

3

6

7

4

1

5

**

**

954009 - 11

zie tabel 1, 2

siehe Tabelle 1, 2

see table 1, 2

voir tableau 1, 2

us vous avons déjà proposé deux tres du 4ème ordre basés sur un plificateur opérationnel. Nous avi-

s à l’époque supposé l’utilisation de sistances de même valeur. Nous avi-s donné les valeurs théoriques des ndensateurs. Les schémas indiqués raient également utilisables après ansformation de filtre passe-bas rs passe-haut, mais dans ce cas-là s dites valeurs ne seraient à obtenir proximativement que par mise en rallèle et en série de condensa-urs.

Pour nous simplifier la vie opté, pour la nouvelle sérprésentée ici, pour l’utilisadensateurs de la série E-12.en outre, pour les deux sortlors du choix du rapport deteurs, fait en sorte que lesrésistances soient aussi prde l’autre que possible. Lal’amplificateur opérationnla plus faible possible. Legain de deux pour l’amplifrationnel minimise le rappque des deux condensateu

Tableau 1. Filtre de Bessel, point de coupure 1kHz (gain +6 dB).

C1 C2 C3 C4 R1 R2 R3 R4

1 10 nF 22 nF 8nF2 4nF7 10kΩ540 12kΩ433 9kΩ974 11kΩ011

2 12 nF 27 nF 10 nF 5nF6 9kΩ148 9kΩ886 8kΩ075 9kΩ209



5 22 nF 47 nF 18 nF 10 nF 4kΩ429 6kΩ256 4kΩ470 5kΩ294








dans le même filtre. Les tableaux 1 et 2 donnent, pour un rapport identique des condensateurs C1 à C4, les valeurs correspondantes de la série E-12, don-nant également les valeurs exactes des résistances R1 à R4 ; les dites valeurs sont assez faciles à approcher de près à l’aide de résistances de la série E-96 (tolérance de 1%).Il est sensé, si l’on veut réduire au minimum la tolérance totale de la caractéristique de transfert du filtre, d’opter également, pour les condensa-teurs, pour des composants ayant une

nous avons ie de filtres tion de con- Nous avons es de filtres, s condensa- valeurs des oches l’une charge de

el est alors choix d’un icateur opé-ort intrinsè-rs présents


tolérmesulemebaséà C4les rédivermenopérNousficat

page 2 / 20445 Filtres du 4ème ordre : la pratique

Tableau 2. Filtre de Butterworth, point de coupure 1kHz (gain +6 dB).

C1 C2 C3 C4 R1 R2 R3 R4













ance de 1% (on pourra sinon les rer). Il est bien évidemment éga-nt possible d’imaginer un tableau sur un rapport différent entre C1 , mais cela revient à utiliser pour sistances R1 à R4 des valeurs plus gentes ce qui a pour effet d’aug-ter la charge de l’amplificateur ationnel. avons choisi, pour IC1, un ampli-eur opérationnel du type TL081,

composant consommant de l’ordre de 2 mA ; on pourra bien évidemment utiliser n’importe quel amplificateur opérationnel présentant une stabilité convenable à partir d’un gain dou-ble. Le point de coupure de toutes les combinaisons a été fixé à 1 kHz. On peut calculer un point de coupure dif-férent par modification proportionnelle convenable des résistances et ainsi de suite ou condensateurs.


0834 Simulateur de diode

2

3

1

IC18

4

R1

22

0k

S

D

GT1

BUZ11

C1

100n

LM393 =

954089 - 11

18V10V

La «pseudo-diode» ne conduit donc que dans un seul sens. La tension de drain et de source pour le BUZ11 doivent rester 1,5 V en-deçà de la tension d’alimenta-tion de manière à rester dans les limites de la plage d’entrée du LM393. La résis-tance R1 sert de résistance de forçage au niveau haut (pull up) pour la sortie à collecteur ouvert du comparateur.

Il peut s’avérer intéressant, pour limiter au minimum les pertes de puissance, de disposer, pour certaines applications, d’une diode possédant une tension de seuil plus faible que les 0,7 V classiques. La petite électronique proposée ici répond très exactement à ce cahier des charges.Ce montage à deux composants actifs seulement se comporte pratiquement comme une diode idéale et ne produit, à un courant de 1 A, qu’une chute de tension de 0,04 V, c’est-à-dire 10 ou 20 fois moins qu’une diode « normale ».Normalement, dans le cas d’un FETMOS à canal N, le courant circule du drain vers la source. Ici, le courant circule très exactement dans le sens inverse,

ce qui correspond à la polarité de la diode de protection interne prise entre le drain et la source. Ceci sert à éviter que l’ensemble du circuit n’entre en conduction dans le sens inverse. Lors-que la source est positive par rapport au drain le comparateur fait entrer le FETMOS en conduction. On constate, pour des courants inférieurs à 1 A, une chute de tension de 0,04 V dans le sens passant à travers le FET. Si la polarité de la tension change et que, partant, le drain devient positif par rapport à la source, la sortie du comparateur bas-cule d’un niveau haut vers un niveau bas, de sorte que le courant à travers le FET est interrompu.


0354 Doubleur de résolution

nd le sens du dit s que l’on dispose il devient possible nnement précis.sé ici montre qu’il édant à une inter-bénigne de doubler ateur d’impulsions, itionnement encore de sortie des deux ié sur le schéma ns respectives de ) et E2 (sens de ascules monosta-énèrent à chaque E1 une nouvelle ve durée. La porte IC3a combine ces urnir un nouveau le. Ce nouveau

al d’horloge pour compteur du type

de sens de dépla-ement similaire se solution double de ue le signal ait été

e IC3c, un 74LS86, représentant le i est stocké dans 4a. Le signal Q de

page 1 / 2

13

1211

IC3d

=1

1

23

IC3a

=1

4

56

IC3b

=1

C1

10p

RX/CX

IC1a

14

CX

15

13

4

&

1

2

3

RX/CX

IC1b

6

CX

7

5

12

&

9

10

11

R1

4k7

C2

10p

R2

4k7

E1 5V

5V

9

108

IC3c

=1

C3

10p

RX/CX

IC2a

14

CX

15

13

4

&

1

2

3

RX/CX

IC2b

6

CX

7

5

12

&

9

10

11

R3

4k7

C4

10p

R4

4k7

5V

5V

E2

2,3,3,6+/C7

M2[COUNT]

CTRDIV16

M1[LOAD]

M4[DOWN]

2,3,3,6–

3,5CT=15

74LS169

4,5CT=0

M3[UP]

[ 1 ]

[ 2 ]

[ 3 ]

[ 4 ]

IC5

1,7D

12

13

14

11

10G5

G6

15

2

7

1

9

3

4

5

6

IC4a

14 12

13

1C

J

3K

2

R

5V

5V

IC4b

7

9 8

5

C

J

10

K

6R

IC1

16

8

IC2

16

8

IC3

14

7

IC4

14

7

IC5

16

8

5V

Bit 0

Bit 1

Bit n

Bit n+1

IC1 = 74LS123IC2 = 74LS123IC3 = 74LS86IC4 = 74LS73IC5 = 74LS169

954086 - 11

R5

2k

2

R6

2k

2

5V

pas effectué, le secomouvement. Dès lorde ces deux signaux d’effectuer un positioLe petit circuit propoest possible, en procvention relativement la résolution du générce qui permet un posplus précis. Le signal capteurs est identifsous les dénominatioE1 (nombre de pasdéplacement). Les bbles IC1a et IC1b gflanc d’impulsion deimpulsion de très brèOU EXclusif (EXOR) signaux pour en fode fréquence doubsignal sert de signIC5, un compteur/dé74LS169. Le signal cement subit un traitvoyant doté d’une récelle d’origine. Après qcombiné par le biais davec les impulsionsdéplacement, celui-cla bascule bistable IC
la dite bascule permet au compteur de savoir s’il lui faut compter ou décomp-ter. Le compteur/décompteur est doté, par le biais de la bascule bistable de commutation IC4b, d’un bit additionnel
Lors du pilotage de systèmes électromé-caniques tels que par exemple un bras de robot, on utilise, pour le positionne-

ment, un disque générateur d’impul-sions associé à une paire de capteurs. Le premier capteur donne le nombre de


de poids fort. La position de poids faible est elle aussi dotée d’un bit supplémen-taire, le bit 0. Ce bit est obtenu par la combinaison des signaux E1 et E2. Vu que la relation de phase entre les deux signaux n’est pas toujours la même, il

peut se faire que le niveau de sortie du bit 0 soit inversé. Le remède correct à ce phénomène consiste à jouer légèrement sur le disque générateur d’impulsions et à remettre le compteur à zéro.

H. G. Verstegen

page 2 / 20354 Doubleur de résolution


0862 Source de courant mono-ampli op

de l’idée que la charge, Rb1, est un court-circuit. Dans ces conditions le courant à travers les résistances R1 et R2 aura une intensité de Uref / 3 kΩ. Sur l’entrée positive on aura alors présence d’une tension de Uref / 3. Le dimensionnement des résistances R3 et R4 résulte donc en une tension de sor-tie de 2·Uref / 3. Dans ces conditions le

à un niveau constant et la charge et imentation. Si cela n’est tensité du courant chan-ment. Le niveau de ces ten sité dépend de tous s du circuit. Il est clair tion ne constitue certai- source de courant adé-ation s’améliore si l’on t d’un composant aistor par exemple. Ie, dans certaines lims différents paramètde la température ela tension de fuite terminent ici la préce courant.

TL081

IC1

2

3

6

7

4

1

5

R3

1k

00

R4

1k00

R5

1k00

R2

1k00

R1

2k00

Rb1

954012 - 11

5V

5V

Uref

Io

Io =Uref

R5

la tension d’alpas le cas, l’ingera inévitablevariations d’inles composantque cette solunement pas dequate. La situdote le circuitel qu’un transalors plus facilde contrôler leLes influences variations de jonctions PN déde la source d

Il existe un nombre important d’appli-cations faisant appel à une ou plusieurs sources de courant. Un chargeur d’ac-cus CdNi est l’exemple le plus évident des dites applications. On notera que l’obtention de la tension en dents de scie requise implique de faire appel à une source de courant qui charge et décharge un condensateur avec un courant constant.Le nombre de techniques concevables pour la réalisation d’une source de cou-rant est relativement grand. La façon la plus simple est de faire appel à une seule résistance. On notera cepen-dant que dans le cas de cette solution « rustique» il est requis de maintenir

On pourra faire appel également àamplificateur opérationnel, compose caractérisant, en outre, par l’atage d’être bipolaire. Le schémacontre montre une source de couréalisée à l’aide d’un seul amplificaopérationnel. Les résistances R5 eet la résistance du couplage à réacR2, transforment un amplificateur ninverseur en source de courant doncourant de sortie correspond à Uref

Ceci n’est cependant valable quR2 = R3 = R4 et que R1 = R5 + R2.Le fonctionnement exact de csource de courant pourrait être equée à l’aide calculs mathématiqrelativement complexes. Pour nsimplifier la vie un peu, nous par

courant à travers R5 aura une intensité de :

2·Uref / (3 ·R5).

Le courant à travers le court-circuit, Rb1, se caractérise alors par une intensité de :

Uref / 3 kΩ+ 2·Uref / (3 ·R5).

Si R5 a une résistance de 1 kΩ le résultat est :

Uref / R5.

La source de courant semble se carac-

ctif l est ites, res. t les des

ision

un sant van- ci-rant teur

tériser par une gestion relativement bonne des différents paramètres. Les tolérances inévitables des valeurs des résistances auront comme conséquence une certaine variation de l’intensité du courant. Dans ce CD-ROM nous décrivons éga-lement une source de courant à trois amplificateurs opérationnels, destinée à tous ceux d’entre nos lecteurs qui désirent réaliser une source de courant encore plus stable.

t R1 tion, on-t le

/R5. e si

ette xpli-ues ous tons


0537 Inhibiteur de copybit autonome

L’inhibiteur de copybit ainsi réalisé consti-tue un montage autonome capable de reconnaître les trois fréquences d’échan-tillonnage en usage, à savoir 32 kHz , 44,1 kHz et 48 kHz ; il présente en outre l’avantage indiscutable de ne pas nécessiter d’opération à « coeur ouvert »

L’un l’utildécriphie lecteimplicertaplatintransl’utilisl’on ioptiq

page 1 / 2

IC1a3

C

4

S2D

1

R

5

6

IC1b11

C

10

S12D

13

R

9

8

1 14

2 13

3 12

4 11

5 10

6 9

7 8

K2*

1 2

3 4

5 6

7 8

9 10

K1

1

2

1

IC2a

IC114

7

IC214

7

C1

47n

C2

47n

13121

IC2f

11101

IC2e

981

IC2d

341

IC2b

561

IC2c

944052-11

IC1 = 74HC745VIC2 = 74HC04

5V5V

5V

5V

5V

5V

voir texte

siehe Textzie tekst

see text****

* voir texte

des problèmes rencontrés lors de isation de l’inhibiteur de copybit t en référence [1] de la bibliogra-est la nécessité de l’intégrer dans le ur/enregistreur DAT ou DCC, ce qui que l’ouverture de l’appareil, et dans ins cas, sa modification. La petite e d’extension décrite ici permet de former l’inhibiteur de copybit pour er comme un dispositif externe que ntercale dans la liaison coaxiale ou ue reliant un lecteur de DAN et le

lecteur/enregistreur de CAN (DAT ouDCC). Pour cela il nous faudra combinerles montages suivants :

1. le « jitter-killer», suppresseur d’instabilité de signal numérique (réf. [2])

2. l’inhibiteur de copybit (réf. [1])

3. la mini-platine d’extension décrite ici.

de l’appareil auquel il est relié.L’inhibiteur de copybit nécessite une fré-quence d’horloge 128 fois supérieure à la fréquence d’échantillonnage. On dispose de cette fréquence sur la broche 11 du double bistable IC3 présent dans le « jit-ter-killer ». Il faut cependant procéder à une inversion de la phase de ce signal pour pouvoir l’utiliser avec l’inhibiteur de copybit, fonction remplie par l’inverseur IC2a présent sur la platine d’extension décrite ici.Comme il n’était pas possible d’utiliser l’embase mâle présente sur le « jitter -


killer » pour la connexion de cetextension il nous a fallu trouver uautre solution. La platine d’extensivient s’implanter dans le support detiné à l’origine à IC3, après bien entenque le dit circuit intégré ait été extrdu support. De cette façon, l’inhibitede copybit est inséré dans le trajet signal en amont de IC3b, bascule D dola fonction est reprise par IC1b présesur la platine de l’extension. Cetapproche présente l’avantage additionnde permettre au « jitter-killer » d’élimintout signal parasite introduit par l’inhiteur de copybit.Le support de IC3 du « jitter-killer » mà disposition tous les signaux nécessairau fonctionnement de la platine d’extesion: la tension d’alimentation, le signd’horloge reconstitué et bien entendusignal S/PDIF à niveau TTL. L’inhibitede copybit est connecté à une embamâle à 10 contacts, K1, sur la platid’extension par le biais d’un morceau câble plat de faible longueur.Bien que l’on puisse utiliser le 74HCextrait du « jitter-killer » pour l’implandans le support de IC1 de la platine d’etension, il est préférable de le remplacpar un exemplaire du type 74HCT74. extrait IC3 du support correspondant « jitter-killer ». Le connecteur K2 présesur la platine d’extension prend la formd’une série de 14 conducteurs rigidcoupés à une même longueur et soud

page 2 / 20537 Inhibiteur de copybit autonome

C

S

te ne on s-du ait ur du nt nt te el er bi-

et es n-al

le ur se ne de

74 ter x-er

On du nt e

es és

côté « pistes ». Une fois la réalisation de la platine d’extension terminée on ali-gne soigneusement les dits conducteurs avant de les couper tous à la même longueur et de les enficher dans le sup-port prévu à l’origine pour IC3. On peut également envisager, opération plus délicate, de supprimer le support de IC3 sur le « jitter-killer » de débarrasser ses orifices des restes de soudure, d’enficher les conducteurs de notre « connecteur »

ondensateurs :C1,C2 = 47 nF céramique

emi-conducteurs :IC1 = 74HC74 ou 74HCT74IC2 = 74HC04

Divers :K1 = embase encartable

à 2 rangées de 5 contacts (HE-10)

K2’ = 14 conducteurs


C1 C2

IC1

IC2

K1111

et de les souder en place. Ceci répond à l’un des souhaits les plus fréquemment exprimés ces derniers temps.

Bibliographie

[1] Inhibiteur de copybit, Elektor n°188, février 1994, page 17 et suivantes

[2] « Jitter-killer », suppresseur d’instabilité pour signal audio numérique, Elektor n°176, février 1993, page 55 et suivantes


0120 Auto-générateur de tension d’alimentation négative

pompe de charge. Nous avons, autour de l’amplificateur opérationnel IC1a, réalisé un oscillateur. Au moment de la mise en fonction du circuit la connexion de la tension d’alimentation négative de l’amplificateur opérationnel présente, via les diodes D1 et D2 et ce par rapport à la masse, un niveau de tension supé-rieur de deux fois la tension de seuil

page 1 / 2

IC1a2

3

1

4

11

R3

10

k

R1

10

k

R4

47k

R2

100k

R5

1k

C1

100n

C3

100n

C5

100n

C2

10µ16V

C4

10µ16V

C6

4µ716V

D1

BAT85

D2

BAT85

K1

+12V

0V

A B

≈ – 6V

9

10

8IC1c

6

5

7IC1b

13

12

14IC1d

IC1 = LM324

944007 - 11

12V

Très rares sont les vrais amateurs d’électronique, à ne pas s’être, un jour ou l’autre, retrouvés confrontés au problème de devoir alimenter un circuit à amplificateurs opération-nels à l’aide d’une tension unique (asymétrique).Plutôt que de réaliser un circuit auxiliaire complexe en faisant appel soit à un cer-tain nombre de diviseurs de tension et

de condensateurs de couplage, soit à uncircuit intégré aussi exotique que coû-teux, on pourra, pour la génération dela tension d’alimentation requise, utili-ser l’un des amplificateurs opérationnelsprésents dans un circuit intégré si tantest qu’il en comporte deux, voire même quatre.Comme le montre le schéma, on setrouve ici en fait en présence d’une

47Ω

47Ω

47

0Ω

12V 12V

944007 - 12

A

B

A B

de diode. Les condensateurs C4 et C6 ne sont pas encore chargés. Si alors, la sortie de l’amplificateur opérationnel, et partant automatiquement la broche négative de C6, passe à une tension inférieure à 0 V, la diode D2 devient passante et le condensateur C4 peut se charger au niveau de la tension d’ali-mentation négative. Si l’amplificateur opérationnel bascule, D2 bloque et le condensateur C6 se décharge via la diode D1. De cette façon le condensa-


teur C4 peut se stabiliser à un niveau de tension d’alimentation négative qui dépend du type d’amplificateur opé-rationnel utilisé. Dans le cas de notre prototype nous avons utilisé un LM324 qui nous permettait à générer une tension négative de –6 V. Des essais effectués avec un TLC274 n’ont pas donné de résultats satisfaisants. Il faudra, en tout cas, veiller à ce que cette tension négative ne soit pas trop chargée (intensité drainée inférieure à 5 mA). La consommation de la pompe

page 2 / 2

de charge est de 5 mA environ, inten-sité à laquelle il faudra ajouter le dou-ble de l’intensité du courant de sortie. Si l’on a besoin d’un courant de sortie plus important, il faudra prendre, entre les points A et B, un étage à tampon (page précédente)On notera qu’il est nécessaire de choi-sir pour l’oscillateur une fréquence telle qu’elle ne se situe pas à l’intérieur de la bande de fonctionnement du circuit alimenté.

E. Berberich

0120 Auto-générateur de tension d’alimentation négative


moteur les mini-flashes pro-s LED éclaireront le volant valle fixe de 1 à 2 degrés. Ce pose également d’une sortie

dont la tension est propor- régime du moteur.ue est alimentée par la bat-moto. IC1 fournit à sa sortie n d’alimentation stable de tection des impulsions d’al-ait par l’intermédiaire de L1, tituée de 100 spires de fil de illé de 0,3 mm de diamètre mètre intérieur de 30 mm,

nt que l’on glissera sur le bougie. Cette bobine est roboscope par le biais d’un e câble blindé. La résistan-rtit la tension induite dans

0876 Stroboscope pour motopage 1 / 3

régime du duits par lesur un intermontage distamponnéetionnelle auL’électroniqterie de la une tensio10 V. La délumage se fbobine conscuivre émaavec un diaenroulemecâble de lareliée au stmorceau dce R11 amo

R9

100k R6

100k

R10

22

k

R13

22

0k

R11

47

0Ω

R5

22

k

R17

1k

R1

10

0Ω

R2

10

0Ω

R3

10

0Ω

R4

10

0Ω

R12

22

k

100kP1

C3

470n

C1

47n

C4

100n

C2

4n7

C5

1µ

2

3

1IC3a

6

5

7IC3b

T3

BC547

T1

BC557

T2

BC557

IC2a

RCX CX

≥1

2 1

4

3

R

6

75

IC2b

RCX CX

≥1

14 15

12

3

R

10

911

R10

22

k

500ΩP2

D1

D2

D3

D6

D5

D4

D7

D8

D9

D12

D11

D10

K1

K2

L4810

IC1

C6

100µ25V

10V

IC3

8

4

IC2

16

8

M1

L1

10V

10V

10V 10V

10V10V

10V

IC2 = 4098

IC3 = CA3260

964088 - 11

4

1

2

3

5

14ms6ms

14ms6ms

60µs

2

1

3

4

5

6V

≈ 5V7

A 50Hz

Le stroboscope à LED décrit ici a la parti-cularité de connaître un rapport cyclique constant. Il convient de ce fait tout par-

ticulièrement au contrôle de l’allumage de motocyclettes (motos) dotées d’un allumage électronique. Quel que soit le

la bobine ; si l’on veut disposer d’une sensibilité ajustable on pourra remplacer cette résistance par un potentiomètre de 1 kΩ. On obtient sur le collecteur de T3


page 2 / 30876 Stroboscope pour moto

Résistances :R1 à R4 = 100 ΩR5, R8, R10, R12 = 22 kΩR6, R9, R13, R14 = 100 kΩR7 = 1 kΩR11 = 470 ΩP1 = 100 kΩ multitour verticalP2 = 500 Ω multitour vertical

Condensateurs :C1 = 47 nFC2 = 4nF7

C3 = 470 nFC4 = 100 nFC5 = 1 µFC6 = 100 µF/25 V radial

Semi-conducteurs :D1 à D12 = LED à haut rendement

telle que, par exemple, L-53SRC-E (Kingbright)

T1, T2 = BC557T3 = BC547IC1 = L4810

IC2 = 4098IC3 = CA3260

Divers :L1 = 100 spires de fil de cuivre

émaillé de 0,3 mm de diamètre, diamètre de la bobine, 30 mm environ

K1, K2 = barrette autosécable à 1 rangée de 6 contacts

M1 = galvanomètre à bobine mobile


des impulsions d’une longueur de quel-que 5 µs, impulsions qui attaquent le multivibrateur monostable (MVM) IC2b. Il réagit aux flancs descendants et ne se laisse pas redéclencher, de sorte que des impulsions parasites suivant une impul-sion d’allumage ne peuvent pas poser de problème.L’une des sorties de IC2b sert à charger le condensateur C5, de sorte que l’on dispose aux bornes de ce dernier d’une tension proportionnelle au régime, ten-sion qui, après tamponnage par IC3b, est amenée vers l’extérieur pour le cas échéant être lue à l’aide d’un multi-mètre ou d’un galvanomètre à bobine mobile. L’autre sortie de IC2b attaque le second MVM, IC2a. Le rappor t impulsion / pause de ce dernier est maintenu constant par le biais de l’am-

plificateur intégrateurT1. La pla50 Hz. L’ajsur le rapde IC2a (bla commanT2, de 12 Lle dimensiles résistacrête à trade 30 mA. à 68 Ω la vaugmenterL’étalonnagOn utiliserasion de sorou d’une arelie la ditedu montag

opérationnel IC3a monté en et de la source de courant ge de réglage va de 1 Hz à ustable P2 permet de jouer port cyclique. La sortie —Q roche 7) est utilisée pour de, via l’émetteur-suiveur ED à haut rendement. Avec onnement du schéma pour nces R1 à R4 le courant de vers les LED est de l’ordre On pourra, en faisant passer aleur des dites résistances, la luminosité des LED.e du stroboscope est simple. comme signal de test la ten-tie d’un transformateur 5 V

964088-1

964088-1

C1

D1D

2

D3

D4 D5

D6

D7

D8

D9

D10

D11

D12

H7

H8 H9

H10

K1

X

C2

C3

C4

C5

C6

H1

H2

H3

H4

IC1

IC2

IC3

K2

P1

P2

R1

R2

R3

R4

R5R6

R7

R8

R9

R10

R11

R12

R13

T1

T2

T3

964088-1

L1

M1

+T

0+

limentation alternative. On tension de 50 Hz à l’entrée

e au travers d’une résistance


de 1 kΩ et on joue sur P1 pour avoir une tension de sortie de 6 V dans le cas d’un moteur produisant un allumage tous les deux tours, et de 3 V pour un moteur produisant une étincelle par tour. On ajuste ensuite par action sur P2 la longueur d’impulsion sur les LED à res-pectivement 30 ou 60 µs.Le dessin du circuit imprimé est tel qu’il est possible de séparer la partie destinée aux LED du reste de la platine. Cette approche donne plus de liberté pour la mise en boîtier de ce montage. On pré-férera un boîtier métallique de manière à protéger le montage des parasites du mieux possible. Sur notre prototype nous avions monté une loupe en plasti-que au-dessus des LED. Pour ce faire il

faudra réorienter les LED vers l’intérieur de manière à observer à quelque 8 cm de la loupe un point lumineux d’une bonne concentration. Cette opération demande des efforts additionnels mais cela vaut la peine de procéder à des expérimentations avec ce genre de loupe plastique ne serait-ce qu’en raison de la luminosité relativement faible des LED à un rapport cyclique aussi court que celui rencontré ici.Une petite astuce en guise de conclu-sion : avant de procéder au réglage de l’allumage, rehaussez à l’aide de Tipp-Ex ou d’un peu de peinture blan-che la marque faite sur le volant et, lors des mesures, protégez le volant le mieux possible contre la lumière ambiante.

E. v.d. Eb

page 3 / 30876 Stroboscope pour moto


0366 Éclairage de secours bon marché

diode D1 et le condensateur d’amor-sement constituent un circuit de dressement simple alternance four-sant une tension de sortie de quel-e 6 V. Cette tension sert à la recharge rmanente d’une paire d’accus CdNi ntés en série à un courant de 80 à 0 mA circulant par le biais de R1 et . À ce courant, un accu CdNi de 2 Ah ut être chargé pendant une durée s longue sans qu’il n’y ait le moindre

4V5

TR1

200mA

D11N4001

D21N4001

C1

1000µ10V R2

47

0Ω

R1

33Ω

S1

T1

BD140La1 La2

BT1

BT2

NiCd2x 1V52...4Ah

2V520mA

2V520mA

964002 - 11

Latisrenisqupemo10D2petrè

L’électronique simple proposée ici charge une paire de cellules CdNi à partir du secteur mettant ainsi à disposition une alimentation de réserve pour un éclai-rage de secours à deux ampoules qui s’allume automatiquement en cas de disparition de la tension du secteur. L’endroit qui tombe sous le sens pour le montage de ce circuit est sans doute le placard de l’installation électrique de votre habitation. C’est également l’en-droit le plus adéquat sachant que la tension alternative de 4,5 V nécessaire pourra être dérivée du transformateur de la sonnette de la porte d’entrée.

risque. La chute de tension aux bornes de D2 polarise en inverse la jonction base-émetteur du transistor pnp T1. De ce fait ce transistor est bloqué et les ampoules connectées à son collecteur restent éteintes.En cas de disparition de la tension du secteur T1 reçoit un courant de base (fourni par les accus) par l’intermé-diaire de R2, de sorte que, les ampou-les miniatures étant alimentées, elles s’allument. Dès la réapparition de la tension du secteur T1 est à nouveau bloqué et la recharge des accus via R1 et D2 reprend.

G. Pradeep


0526 Indicateur de puissance pour haut-parleurs professionnels

Si l’on souhaite qu’elles restent plus longtemps allumées, on augmentera la capacité de C1. Ce n’est toutefois plus la puissance de crête débitée au haut-parleur qu’on lira avec ce disposi-tif mais une grandeur hybride puisque la constante de temps du réseau R7-C1 sera plus grande. Quelques essais de condensateurs permettront de la fixer de façon optimale.

ur qu’elles ren-fourniront donc

soit peu attentif indication de la teur n’est « éta-onorisation pro-ine donc pas sur

a correspondent e sur une charge du haut-parleur puissance sera i est indiquée. ne sera visible de temps pour e de l’observa-

donc redressée (R7-D6-C1), le

argera pendant

R53

30

Ω

R4

39

0Ω

R3

56

0Ω

R2

1k

R1

2k

2

C1

47µ63V

R6

5k6

R7

56Ω

D6

1N4004 D5

150W

D1

10W

D2

25W

D3

50W

D4

100W

944077 - 11

et module ainsi la luevoient. Ces cinq LED à un observateur tantet informé, une bonnepuissance. Cet indicalonné » que pour une sfessionnelle, qui ne lésles watts.Les valeurs du schémà des tensions de crêtde 8 Ω. Si l’impédancen’est que de 4 Ω, lale double de celle quEnsuite, l’indication que si elle dure assezimpressionner la rétinteur. La tension seraen mono-alternance condensateur se ch

Ce montage des plus primitifs est d’abord conçu comme indicateur de puissance pour de « vrais » haut-parleurs de sonorisation professionnelle (PA-speakers). Il se branche tout bête-ment en parallèle sur la sortie de haut-parleur d’un amplificateur et, par une série de cinq LED, indique à l’auditeur la puissance fournie : le nombre de LED allumées en dépend.La puissance débitée à la sortie de l’amplificateur fait aussi varier l’inten-sité du courant qui traverse les LED

une alternance et se déchargera pen-dant l’autre à travers R6 et les LED, en retardant l’extinction pendant quelques dixièmes de seconde. La résistance R7 limitera à 1 A ou moins le courant de crête de charge du condensateur. Les LED sont des modèles à faible inten-sité qui, traversées par un courant de 1 mA, luiront distinctement. Le choix des composants du montage dépend essentiellement de cette caractéristi-que des LED. La résistance R6 limitera ainsi le courant maximal à travers elles à pleine puissance (7 mA, pour 150 W sur 8 Ω).


0345 Discriminateur de tension d’alimentation

compris, sera dû aux résistances R1 et R2. Dès que la d.d.p. entre les bornes de R2 (donc entre les bornes de R1, qui voit pratiquement le même courant la traverser) atteint un coude de diode (0,6 V), T2 conduit. La résistance R6 établira une certaine hystérésis.Le choix des résistances de mesure R1 et R2 définira entre des limites dépen-dant de D1 les seuils de commutation. Avec les valeurs du montage, la fenê-tre est comprise entre 5 V et 12 V. Pour une lucarne de 2 V à 5 V, il faut diviser les résistances par deux, soit 2,2 kΩ. Pour des limites de 0 et 2 V, la bonne valeur est 1 kΩ. Et dix fois plus, soit 10 kΩ, nous donnerons la fenêtre 12 V à 20 V.Il faut bien sûr que la tension de

teurs, pour ne citer Ni les amplificateurs n’apprécient ces bien sûr stabiliser la d’avoir de l’énergie uvoir faire face aux

ose la dissipation nté à ce genre de ouhaiter n’appliquer entiel que si elle est re ne rien appliquer vée ou trop faible. otre petit montage. cuit, il mesurera la ion. Si elle est telle pour l’appareil ali-ra, si elle n’est pas détellera. L’appareil e si la tension d’ali-

K1K2

R1

4k

7

R2

4k

7

R4

10

k

R5

1k

D1

12V500mW

T2

BC547

T3

BC547

D2

1N4148

R7

22k

R8

22k

R6

560k

RE1

6V

D3

954105 - 11

*

zie tekst*siehe Text*

see text*voir texte*

T1

BC559

recharge d’accumulaque ces ex emples. ni les oscillateursvariations. On peut tension, à conditionà revendre ou de poproblèmes que pd’énergie. Confrosituation, on peut sla différence de potcorrecte, c’est-à-disi elle est trop éleC’est ce que fera nInséré dans un cirtension d’alimentatqu’on la souhaite menté, il l’appliquejugée correcte, il lane sera alimenté qu

bobine du relais soit adaptée à la tension d’alimentation !

P. Bosma

« Alimentation numérique », ou « par tout ou rien», c’est ainsi que l’on pour-rait appeler le présent montage si l’on en considère la fonction principale. Son efficacité n’a d’égale que sa simplicité de fonctionnement. Pourquoi cette alimentation ?Parce qu’il est rare que celles que l’on utilise pour ses circuits délivre une ten-sion suffi samment constante : la ten-sion dépasse parfois la valeur souhaitée ou lui est inférieure. C’est ce que l’on constate en effet à l’établissement ou à la coupure du courant ou lors de la

mentation est comprise entre certaines limites.Deux triggers de Schmitt définiront les limites supérieure et inférieure de la fenêtre des tensions tolérées. Quand T1 sera ouvert, T3 conduira (le relais fermera alors le circuit du dispositif à alimenter), quand T2 conduira, T3 se bloquera (le relais relâchera ses armatures, supprimant la tension au dispositif alimenté). Dans le premier cas, la tension d’alimentation sera pratiquement égale à la tension de zener de D1, dans le second, 1,2 V environ seront ajoutés à la tension de zener. Le 1,2 V, vous l’avez sans doute


0299 Coupure audio automatique

intégré limite en effet la plage de fré-quences à 5 kHz au maximum en ce qui concerne les TLC24701 et TLC24721 et jusqu’à 3,5 kHz seulement pour les autres membres de la famille, à savoir les TLC24711 et TLC24731. Ils sont en outre en mesure de traiter direc-tement des signaux MLI (modulation en largeur d’impulsion PWM = Pulse Width Modulation). On peut appliquer ce signal sous forme symétrique entre les broches 7 et 8. L’organe de réglage de volume prend la forme d’un poten-tiomètre per mettant d’ajuster entre 0

ai que le courant de repos est ment moins élevé que le cou- circule lorsqu’il faut générer un de « bruit » élevé ; cependant cateur charge les piles ou accus anence, même lorsque cela ne e pas le moindre intérêt. Dis-’un système procédant à une fonction à l’instant d’entrée en du silencieux est, d’un point de la consommation d’énergie, éressant. Ce dispositif a l’in-nt de générer un ploc à chaque n fonction du silencieux, ce qui

C1

100n

C2

220n

C3

4µ716V

C4

10µ16V

8 Ω

LS1

10k

P1

4V...6V5

954003-11

IC1

6

41

2

3

57

8

TLC2470IC1 =

Il est vrsensiblerant quiniveau l’amplifien permprésentposer dmise enfonctionde vue plus intconvénieentrée e

et 2/3 VDD la tension appliquée à la broche 2. Nous avons, dans le schéma présent, choisi de traiter un signal analogique standard dont on ajuste le volume par action sur P1.La consommation de courant du circuit est de 250 mA au maximum et à une tension d’alimentation de 5 V cet ampli-ficateur est en mesure de fournir une puissance de crête de 500 mW.

Pour peu que l’on s’inquiète de voir réellement à quelle fréquence l’am-plificateur audio d’un scanner, d’un portaphone mobile ou d’un talkie-walkie a effectivement à amplifier un signal, on aura vite fait de constater que ceci est bien plus rare qu’on ne le pensait. C’est en particulier dans le cas des talkie-walkies que le récepteur se trouve sur un canal « inoccupé » et que le dispositif de silencieux (squelch) assure un certain silence. Il n’en reste pas moins que l’ampli ficateur audio est quand même en veille, consommant en permanence le courant de repos requis. L’étage audio est réglé en classe B pour le moins si elle ne l’est pas en classe AB.

n’est aucunement le but recherché. Il existe heureusement une solution à ce problème. Il existe en effet des circuits intégrés amplificateurs spéciaux dotés d’un circuit de mise en veille automa-tique intégré sur la puce, dispositif qui met le circuit hors-fonction si l’entrée ne se voit pas appliquer de signal pen-dant plus de 0,5 s. La consommation de courant tombe alors de quelque 15 mA à de l’ordre de 100 µA. Texas Instruments fait quelques-uns de ces composants : la série TLC247X. L’exa-men du schéma montre que l’électro-nique addi tionnelle se résume à cinq composants. Tous les circuits de cette famille sont prévus pour des applica-tions « parole ». Un filtre passe-bas


stor. Ce dernier s'est subs-ct de S1 puisque celui-ci a osition de repos. Ce nou-

e, ce qui justifie le nom de montage, va se prolonger 'une action sur le contact le blocage successivement le retour à l'état initial.harge reste alimentée jus- lieu une action sur le bou- S2, à contact travail lui lle action produit la mise

e la base de T1 qui bloque sant, la base de T2 n'est e et ce transistor bloque

e sorte qu'il ne peut plus ourant dans la charge. Si ir une nouvelle mise sous dra actionner S1. La ten-

0554 Interrupteur bistable à ILS

second transititué au contaretrouvé sa pvel état stablbistable de cejusqu'à ce quS2 provoque de T1, T2 et En effet, la cqu'à ce qu'aitton-poussoiraussi. Une teà la masse dalors. Ce faiplus alimentéà son tour dcirculer de cl'on veut avotension il fau

Ce circuit en cascade permet la mise sous tension d'une charge avec un bou-ton-poussoir à contact travail, et la mise hors-tension de cette même charge à l'aide d'un deuxième contact fugitif. C'est S1 qui permet la mise sous tension de la charge. T2 est un transistor de puissance fonctionnant en interrupteur. Une action sur S1 produit la mise en conduction de T2. Ce faisant, il circule un courant dans la charge et la base de T1 est attaquée, entraînant la mise en conduction de ce

sion d'alimentation n'est pas critique, pouvant aller de 5 à 20volts. Le type de transistor à utiliser pour T2 dépend du courant qu'il doit pouvoir supporter : il pourra passer 100 mA à travers un BC327, alors qu'un BD140 pourra véhi-culer jusqu'à 500 mA. La consommation de l'électronique est nulle au repos –si l'on ne tient pas compte des courants de fuite des transistors ; on peut également envisager de s'en servir pour la mise en marche d'un appareil étanche avec un aimant.

O. Bailleux


0220 Commande de triac à l’aide de deux boutons-poussoirs

On pourra le supprimer si l’on utilise un triac du type haute commutation (suffixe W). Si l’on n’arrive pas à une gradation correcte d’une ampoule à incandescence il faudra impérativement mettre en place le dit réseau. Cette remarque vaut également dans le cas de gradateurs lorsque l’on constate, à faible luminosité, un scintillement de l’ampoule. La désignation de type adoptée par SGS-Thomson dans le cas des triacs respecte une certaine struc-ture logique. Prenons un exemple, celui d’un BTA06-600BW. Les composants de la série BTA sont fournis en boîtier TO-220 avec languette dorsale isolée,

de la tension aux bornes ce R1. En conséquence de alement disparition de la mmande de la gâchette. la tension du secteur se aux bornes de la charge circulation, à travers R2 courant qui prend à son mmande de la gâchette. ant en retard par rapport e courant de commande ur de crête aux passages

a tension du secteur, ins-ls, normalement, le triac fait, le triac reste amorcé talité du cycle. Une action

A2

A1G

TRI1

R2

10

0Ω

10W

R3

15

0Ω

1W

C1

330n630V

C2

100n630V

R1

1k

S2

LOAD

954014-11

BTA04-600C(W)

A1A2

G

TRI1

S1

CHARGE

LAST

et disparitionde la résistanquoi on a égtension de coLa totalité detrouve alors produisant laet C1, d’un compte la coLa tension étau courant, latteint sa valepar zéro de ltants auxquebloque. De cependant la to

ce qui explique qu’ils aient une résis-tance thermique légèrement supé-rieure. Dans le cas des composants BTB la languette métallique est reliée à la broche centrale. Le « 06 » donne le courant permanent maximal exprimé en ampères. Le « 600 » indique la ten-sion maximale exprimée en volts. Dans la pratique les types 400 V peuvent être utilisés pour les applications à base de tension secteur de 230 V ; les types « 600 » sont à peine plus cher et assurent un niveau de sécurité plus élevé. Le suffixe a, en ce qui concerne le courant de gâchette, grossièrement, la signification suivante : A=25 mA ; B=50 mA ; C=35 mA ; D/S/K=10 mA ; T=5 mA ; W=sans réseau snubber, haute commutation.

Application SGS-Thomson

Cette électronique active une charge alimentée par le secteur à l’aide d’une paire de boutons-poussoirs. Lorsque le triac est bloqué il n’y a pas de chute de tension aux bornes de la charge. Dans ces conditions la gâchette du triac ne présente pas de potentiel par rapport à sa broche A1.Lors d’une action brève sur le bou-ton-poussoir S1 on a application de la tension du secteur instantanée à la gâchette du triac. Le courant résultant entraîne l’amorçage du triac. Comme la charge ne se trouve pas, à l’inverse de se qui se fait normalement, « au-des-sus » du triac, on a maintenant chute de la tension aux bornes de la charge

sur le bouton-poussoir S2 entraîne la disparition du courant de commande de la gâchette et, partant, la désactivation du triac.Le courant de gâchette circulant par C1 a été fixé ici à 35 mA de manière à permettre l’utilisation de triacs ayant un courant de gâchette de 35 mA (suffixe C). L’inconvénient de cette approche est que la résistance R2 doit dissiper quelques watts, une approche peu économique. On pourra éliminer ce phénomène par l’utilisation d’un triac ayant un courant de gâchette de 5 mA (suffixe T). Dans ce cas-là le conden-sateur C1 prend une valeur de 47 nF et les pertes sont fortement diminuées. La paire R3/C2 est un réseau d’amor-tissement (snubbernetwork) classique.


0604 Mesure de capacité simple

lecteurs connaissent le circuit inté-baptisé 555 utilisé au coeur de l’os-eur. Un rotacteur à 6 positions per- une double augmentation en suc-ion de la fréquence de l’oscillateur n un facteur 10. Cette commutation équence est nécessaire pour éviter pour des capacités extrêmement ées ou, inversement, très faibles, uille de l’instrument ne reste coin-à zéro ou n’aille en butée à droite. ffet, ce ne sont pas seulement des cités plus importantes mais éga-

ent des fréquences plus élevées se traduisent par une croissance a tension alternative appliquée à rée non-inverseuse de IC2b. Les positions de rang élevé de S1a ient inutiles en l’absence du second it du dit rotacteur, S1b. Un coup il au câblage du second circuit du

page 1 / 2

IC1

T R

DIS

THR

OUT555

CV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

TLC

R2

27

k

R1

1k

R3

2k

7

C1

10n

13 1

4 3

25

6 S1a

C2

1µ

C3

100n

C4

10n

R4

2k

7

5k

P1

2

3

1IC2a

S1b 14

7

10 9811

12

R5

46

4Ω

1%

R6

46

4k

1%

D1

BAT82

R7

1kCx

6

5

7IC2b

R8

10

0k

R9

100k

C5

100µ10V

D2

1N4148

R10

2k

2

9...12VD3

1N4001C6

100µ25V

C7

10µ10V

C8

100n

IC37805

IC2

8

4

1 – 100p2 – 1n3 – 10n4 – 100n5 – 1µ6 – 10µ

954065-11

IC2 = TLC272

+ M1

100µA(1k9)

nos gré cillatmetcessselode frque élevl’aigcée En ecapalemqui de ll’enttroisseracircud’oe
commutateur rotatif S1 nous apprend que l’on a deux fois trois positions successives à être interconnectées. En positions 4, 5 et 6, la composante ohmique du diviseur de tension est multipliée par un facteur 1 000.Cette technique permet de mesurer des capacités sur une plage de 6 décades. P1 sert à l’étalonnage du circuit et défi-nit l’amplitude de la tension alternative présente sur le diviseur de tension. IC1a fait office de tampon : résistance d’entrée élevée, résistance de sortie faible, gain unitaire. La diode D1 court-
Vu que la résistance au courant alterna-tif d’un condensateur diminue lorsque la capacité de ce dernier augmente, on pourra utiliser ce facteur pour déter-miner cette grandeur. La mesure de cette résistance est d’une simplicité étonnante. La sortie d’un oscillateur est connectée à un diviseur de tension constitué d’une résistance ohmique et d’une résistance capacitive. La dite résistance capacitive est en fait cons-tituée par le condensateur à mesurer. La chute de tension (alternative) mesu-

rée au point nodal des deux résistan-ces subit un redressement avant d’être visualisée à l’aide d’un galvanomètre à bobine mobile. Le débattement de l’aiguille augmente parallèlement à la croissance de la capacité du conden-sateur en cours de test. Si l’on prend soin de calibrer le circuit à l’aide de condensateurs-étalon de la tolérance la plus faible possible on peut se doter d’un capacimètre pouvant, en dépit de sa simplicité, rendre de bons services. Nous pensons que la (quasi-)totalité de


circuite la composante de signal néga-tive que présente la tension alternative à mesurer. IC2b est un amplificateur opérationnel non-inverseur à caracté-ristiques de commutation identiques à celle de IC2a, à ceci près qu’il intro-duit un gain de 2. Le filtre passe-bas constitué par la résistance R10 associée au condensateur C5 évite une oscilla-tion entretenue de l’aiguille de l’ins-trument de mesure lorsque l’oscillateur travaille à fréquence faible. De par la régulation de tension d’alimentation déjà introduite par IC3 il n’est pas nécessaire de disposer d’une tension de référence additionnelle stable pour le maintien à valeur constante de l’am-plitude de l’oscillateur. Le réglage de l’appareil peut se faire de différentes façons. Nous vous proposons une tech-nique éprouvée : on utilise un conden-sateur dont la capacité est proche de la valeur représentée par un débattement à pleine échelle de l’aiguille du galva-nomètre, disons 100 nF, et on le prend entre les points marqués Cx. Ceci fait, on positionne le sélecteur de calibre S1 dans la position se traduisant par un débattement de l’aiguille au dixième

environ de l’échelle (10 µA). Cette opé-ration ne doit être possible que dans une seule position de S1. Le positionne-ment précis de l’aiguille se fait à l’aide de la résistance ajustable P1. Si l’on remplace Cx par des condensateurs de capacité plus importante (jusqu’à 1 µF au maximum), on devrait observer un débattement plus important de l’aiguille dans la proportion correspondante. On reprend la même procédure, avec mise en place entre les contacts Cx d’un condensateur de 10 nF (et 1 nF ensuite) et rotation de S1 d’une (de deux) position(s) dans le sens horaire. L’augmentation de la fréquence de l’oscillateur compense à nouveau la modification de l’équilibre du pont. Si l’on utilise des condensateurs-étalon de valeurs étagées d’un facteur 10, il faut que l’on ait à effectuer une rotation dans le sens horaire – si l’on se réfère au câblage représenté sur le schéma– du sélecteur S1. L’erreur de notre instrument de mesure est, si tant est que l’on ait utilisé des condensa-teurs à tolérance faible pour C2, C3 et C4, inférieure à 10 %.

page 2 / 20604 Mesure de capacité simple


Le 555 est sants les pmonde de Dans l’apparticle le 5à-dire un tension (VoNous faisonplication dsur l’entrétension deun léger dtension inta pour condes points changemende l’oscillat

0979 Un VCO rustique

IC1

T R

DIS

THR

OUT555

CV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

R1

4k

7

R2

4k

7

C1

100n

C2

100n

9V

954109 - 11

La tension de commande appliquée sur l’entrée CV doit être comprise (c’est ce que dit la fiche technique du fabricant) entre 1,7 V et VCC. La consommation du circuit se limite à 3 mA environ.

E. Chicken

sans doute l’un des compo-lus utilisés que connaisse le l’électronique.lication décrite dans cet

55 fait office de VCO, c’est-oscillateur commandé en ltage Controlled Oscillator). s appel ici au fait que l’ap-

’une tension de commande e CV (Control Voltage =

commande) se traduit par éséquilibre du diviseur de égré. Le décalage du seuil séquence un changement de commutation et donc un t de la fréquence de sortie eur.

Avec le dimensionnement que mon-tre le schéma on obtient un décalage linéaire de la fréquence, à l’intérieur d’une plage de 25 % de part et d’autre de la fréquence centrale. Dans le cas du schéma ci-contre, le dimensionne-ment des différents composants résulte (avec la broche 5 en l’air) en une fré-quence centrale de 1 kHz environ. Si l’on désire une plage de fréquences plus étendue il est faudra charger et décharger le condensateur C2 à l’aide d’une source de courant pour linéari-ser ses caractéristiques de charge et de décharge.


0330 Détecteur de la tension du secteur

Il estavec dispac’est s’éteimaisoque vtant dLes oélectrsignatout sla tence qusont

page 1 / 2

IC2

T R

DIS

THR

OUTTLC555

CV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

PC814

IC1

4

3

1

2

R11

50

k

R2

15

0k

R3

15

k

R4

10

0k

C1

1µ16V

C2

100n

K1

954001-11

relativement facile de connaître une grande précision l’instant de rition de la tension du secteur : très exactement à l’instant où nt la lumière à l’intérieur d’une n ou lorsque se coupe la radio ous écoutez toute la journée avec ’attention. Trêve de plaisanteries. rdinateurs et d’au tres systèmes oniques peuvent nécessiter un

l extrêmement rustique signalant implement la présence ou non de sion du secteur. Contrairement à e l’on pourrait penser, les choses loin d’être aussi simples qu’elles

ne le paraissent à premièreraison en est la sécurité élcaractéristique primaire du proposé ici qui offre une isolatpar rapport au secteur.La tension du secteur arrive d’un opto-coupleur par l’intede deux résistances de valeument élevée, R1 et R2. L’optoen question intègre deux LEDen tête-bêche qui s’illuminentivement au rythme des demices de la pulsion du secteur. conditions le phototransistor maintenu en conduction pe

quasi-totalité du cycle de la tension du secteur. Le condensateur C1 amor-tit la tension résultante présente sur l’émetteur du phototransistor, tension qui est ensuite convertie en un signal de commutation numérique compati-ble TTL à l’aide d’un temporisateur du type (TLC)555 configuré ici en trigger de Schmitt. La résistance R3 sert à la décharge du condensateur C1. La sortie du circuit présente un niveau logique bas (« 0 ») en cas de présence de la tension du secteur, se trouvant au niveau logique haut (« 1 ») dans le cas contraire (absence de la tension du secteur).

vue. La ectrique, montage ion totale

à l’entrée rmédiaire r relative-- coupleur montées t alterna--alternan-Dans ces se trouve ndant la


page 2 / 20330 Détecteur de la tension du secteur

CLS

keys$ = ÇÈ

OUT &H378, 0

LOCATE 12, 29

COLOR 7

PRINT Çstate:È

WHILE key$ <> CHR$(27)

x% = INP (&H378)

LOCATE 12, 38

IF x% > 0 THEN

COLOR 0, 7

PRINT Ç offÈ

ELSE

COLOR 0, 2

PRINT Ç onÈ

END IF

key$ = INKEY$

WEND

L’encadré vous propose un petit pro-gramme en BASIC permettant à un PC, ou tout autre ordinateur personnel connaissant ce langage, de suivre la sortie de ce circuit de détection. Pour des raisons évidentes on ne branchera pas l’ordinateur à la même prise que celle que surveille cette électronique– c’est l’occasion ou jamais de sortir votre portable de son sac ! La sortie du détecteur est reliée à une ligne de donnée quelconque du port Centronics présent à l’adresse LPT1 ainsi que bien entendu à la ligne de masse de la dite interface. Nous vous proposons

Résistances : R1, R2 = 150 kΩR3 = 15 kΩR4 = 100 kΩ

Condensateurs :C1 = 1 µF / 16 V radialC2 = 100 nF

Semi-conducteurs :IC1 = PC814 (Sharp Semiconductors)IC2 = TLC555

Divers :K1 = bornier encartable à 2 contacts

au pas de 7,5 mm


ici un dessin de circuit imp rimé qu’il vous faudra reproduire par vos propres moyens.Attention ! Le circuit doit être implanté dans un boîtier en plastique pour éviter tout risque d’entrée en contact avec l’un des points véhiculant la tension du sec-teur. On optera de préférence pour un boîtier à fiche et prise secteur incorpo-rées, ceci facilitera très notablement la réalisation du ce montage, son câblage en particulier.Une dernière remarque : ne travaillez jamais sur le circuit lorsqu’il est relié au secteur.

O. Rennen

954001-1

C1 C2

IC1

IC2

K1

R1

R2

R3

R4

T

+ 0

954001-1

~~

954001-1


0399 Étage amplificateur de tension simplissime

cursion de maximum ignal et sa

rallèle, sont éaction du acement la ntant ainsi ilités d’ex-oucle exige ur l’entrée ficateur. Le déphasage les oscilla-duire dans oduit gain-culièrement e fonction- capacitive

ensation de

a sortie du

IC2a

1 21

IC2b

3 41

IC2c

5 61

IC2d

9 81

IC2e

11 101

IC2f

13 121

2

3

1IC1

8

4

IC1 = LT1013CN8

R1

10k

R2

10

k

R4

10

0Ω

C1220p

C2

2n2

C3

100n

R3

10

0k

C4

100n

C5

10µ10V

IC214

7

5V

954067-11

IC2 = 74HCU04

l’on souhaite améliorer l’exla sortie pour augmenter aula plage de traitement du smarge de commande.Les inverseurs, câblés en painclus dans la boucle de rLT1013. Ils diminuent efficrésistance de sortie, augmeconsidérablement les possibcursion. L’inversion dans la bque celle-ci se referme snon inverseuse de l’ampliréseau R4/C2 compensera leavance/retard. Il éliminerations susceptibles de se prol’étage inverseur dont le prbande × passante est partiélevé dans son domaine dnement linéaire. La réactiondue à C1 suscite une comp boucle.L’excursion en tension de l

On peut exploiter la caractéristique résistive des sorties complémentaires d’un inverseur CMOS pour fabriquer un étage amplificateur de tension permet-tant une excursion de la sortie pres-qu’égale à la tension d’alimentation. Dans le présent circuit, des opérateurs CMOS étendront l’excursion de la sor-tie d’un amplificateur à près de 5 V. L’intérêt est certain pour des systèmes analogiques alimentés sous 5 V lorsque

montage sera de 0 à 4,92 V sur une charge de 5 kΩ. Seul défaut de ce pro-cédé, une consommation relativement importante des inverseurs quand la tension de sortie est voisine de la moi-tié de la tension d’alimentation. Il ne convient d’autre part qu’à des montages fonctionnant en courant continu puisque les distorsions atteindront des valeurs inacceptables au-dessus de 100 Hz. Sa consommation restera inférieure à 50 mA.

Application Linear Technology


0836 S-mètre (indicateur du niveau de réception)

sortie du mesureur de champ du 604 (broche 5) délivre un courant

intensité comprise entre 0 et 50 µA. différence de potentiel, comprise tre 0 et 5 V qui résulte de ce cou-nt à travers une résistance de 100 kΩ 3 + R4), est appliquée à l’entrée de mplificateur tampon IC2. résistance de 100 kΩ vous chagrine ? composition vous apprendra quelque ose. Nous l’avons faite avec deux sistances de la série E96 (1 %) et une de (D1). Ce n’est pas seulement pour précision de la d.d.p. mais aussi pour mpenser les effets de variations de la mpérature. Si les résistances que nous iquons vous font défaut dans la série 6, remplacez R3 par l’association de ux résistances de 120 kΩ en parallèle R4, par l’association en série de 39 kΩ 1 kΩ (1 % toujours).Le domaine utile convertisseur logarithmique/linéaire NE604 correspond à un courant de rtie d’une intensité comprise entre µA et 40 µA, soit, sur la broche 6 IC2 à une tension de sortie variable

page 1 / 2

NE604IC1

13

16

15 12 14 11

10

4

1

2

5

3 6 7 8 9

C14

10n

C5

100n C11

100n

C2

100n

C4

1n

C3

1n

C13

100n

C12

10n

C1

100n

C10

4n7

C7

100n

C6

100n

R6

2k

2

L1

12µH

R3

60

k

R4

40

k2

R5

5k

6

R1

1M

R2

1M

1kP1

50k

P2

CA3130

IC2

2

3

6

7

41

8

5M1

50µA

K1

D1

1N4148

7809

IC3

C8

100µ40V

C9

22µ25V

9V

9V12V

954103 - 11

LaNEd’Laenra(Rl’aLaSachrédiola coteindE9deetetduduso5d’
entre 0,5 V et 4 V environ, recouvrant un domaine de près de 70 dB. La limite inférieure de ce domaine cor-respondra au niveau du bruit, la limite supérieure, à la saturation de l’ampli-ficateur moyenne fréquence IC1. C’est très suffisant pour une telle application puisque des valeurs inférieures à trois
Ce S-mètre de précision pour récepteur d’ondes courtes est une application du NE604 de Valvo (Philips), et plus par-ticulièrement de son convertisseur loga-rithmique/ linéaire. Le réseau L1/C12 accordera l’amplificateur de ce circuit

intégré sur la fréquence intermédiaire du récepteur, 455 kHz, ici et dans la plupart des cas. Le signal de fréquence intermédiaire du dit récepteur s’appli-quera sur K1 (BNC), donc à travers le condensateur C14 à l’entrée d’IC1.


unités S n’ont plus qu’un très faible intérêt en ondes courtes. Rappelons que le cadran d’un S-mètre est gradué en « unités S » (S pour signal-Strength), que l’intervalle entre deux graduations successives correspond à 6 dB et neufs unités S (S9) à 50 µV sur 50 Ω.Le filtre passe-bas R1/C10 étouffera les perturbations et le bruit de haute fréquence. Les deux potentiomètres entourant l’ampèremètre à cadre mobile M1 permettront enfin d’étalonner le S-mètre. On ajustera pour commencer la résistance de P2 de façon que la dévia-

tion de l’aiguille soit maximale quand la tension est de 4,5 V sur la broche 6 d’IC2. Si le signal d’entrée sur K1 est de 50 µV, la déviation correspondra à S9. On réglera ensuite, à l’aide de P1, les débattements de l’aiguille pour les très petits signaux d’entrée (inférieurs à S3).Un adaptateur secteur/12 V ordinaire alimentera le montage. Toutefois, si l’on intègre le S-mètre à un récepteur, il vivra aux dépens de l’alimentation de son hôte. Sa consommation d’à peine 10 mA, ne la fera guère souffrir.

D. Blenski

page 2 / 20836 S-mètre (indicateur du niveau de réception)


0947 Testeur de transistors flexible

native de valeur pratiquement triple de celle présente sur l’émetteur (source). Il faut, pour obtenir une entrée en oscillation de l’oscillateur, appliquer à la base (grille), par le biais du potentio-mètre P1, la tension, variable d’un type de transistor à l’autre, requise. Selon les circonstances il peut se faire que cette tension soit négative par rapport au potentiel de l’émetteur (source). Le commutateur rotatif S1 sert à choisir la polarité de la tension d’alimentation en fonction du type de transistor concerné. Dans la position inférieure l’instrument de mesure se trouve hors-fonction. Le montage dispose, pour la visuali-sation des oscillations de l’oscillateur, d’un ampèremètre sensible relié, par l’intermédiaire du condensateur C3 à l’émetteur (source) du transistor à tester (DUT = Device Under Test). L’amplitude du signal est maximale lorsque le potentiomètre P1 est posi-

Idsanmib b

page 1 / 2

S1a

S1b

BT1

9V

BT2

9V

R210

k

C1

820n

C2

390n

C3

1µ

R3

6k8

D1

BAT85

10k

P1

lin.

R1

3k3

+ M1

100µA1k9

L1

100mH

13

3

2

1

14

6

5

4

S1: 1 = OFF

DUT

D,C

G,B

S,E

3 = PNP/P-CHANNEL

2 = NPN/N-CHANNEL

954066 - 11

tionné correctement. Dans le cas idéal, la valeur crête à crête de la tension alternative dérivée à l’émetteur est de 2,25 V (à une tension d’alimentation de 9 V). Lors du test d’un BC547B, nous avons trouvé, lors de nos essais en laboratoire, une valeur de 90 µA. Ceci correspond à une tension de 1,6 Vcc. Si l’on tient compte de la tension de seuil de 0,3 V inévitablement introduite par D1, cela nous donne une valeur totale

l est bien souvent possible, à l’aide e moyens très simples, d’arriver à es fins, à savoir des résultats fort cceptables. Le circuit simple décrit ici e comporte qu’un nombre étonnam-ent faible de composants et pourtant

l permet de tester non seulement le on fonctionnement de transistors ipolaires mais encore celui des FET.

Le secret de ce succès : le transistor à tester constitue lui-même une partie active d’un circuit d’oscillateur Colpitt à l’entrée en oscillation garantie. Le mon-tage en parallèle sur la self L1 des con-densateurs C1 et C2 pris en série consti-tue un diviseur de tension capacitif dont la présence a pour effet la présence sur le collecteur (drain) d’une tension alter-


de 1,9 V, qui approche d’assez près la valeur idéale calculée. Le fait que le débattement de l’aiguille reste, pour certains transistors, en-deçà de la valeur calculée, tient à la faiblesse de l’impédance entre l’émetteur (source) et la masse. Cette impédance dépend des composants utilisés et exerce une

influence sur le gain en tension du tran-sistor concerné. Nous avons testé ce montage avec des transistors des types suivants : BC547A, B, BC557B, BSX20, BF245, BS170, BS250, BD139, 2N3055. La consommation du circuit est de 3 mA environ.

G. Schellhorn

page 2 / 20947 Testeur de transistors flexible


0685 Oscillateurs à quartz

dénomination dans laquelle le U indique qu’il s’agit d’une version non dotée de tampon, U=Unbuffered, cette famille de composant se prêtant mieux à la réa-lisation d’oscillateurs que les typesHC. Le quartz utilisé possède une capacité Cl de 30 pF. La valeur de cette capacité constitue un facteur important vu qu’elle forme, associée à la self L1, un circuit résonant accordé sur une fréquence qui se situe très légèrement en-deçà de la fréquence de travail requise du quartz. Ceci permet d’éviter que le quartz ne se mette à osciller spontanément sur sa fréquence fondamentale. La valeur de la résistance prise dans le circuit n’est pas critique et peut se situer entre 1 et 10 MΩ. Nous avons opté, plus pour des raisons tant pratiques que techniques, pour une résistance de 3 MΩ3.Le schéma proposé est utilisable pour

Utllqsqdhcg

page 1 / 2

1 21

IC1a

3 41

IC1b

5 61

IC1c

R1

3M3

R2

3M3

R3

3M3

C1

27p

C2

56p

C3

56p

X1

27MHzL1

1µH5

C4

27p

C5

56p

C6

56p

X2

10MHz

R4

2k

C7

56p

C8

56p

X3

2MHz

1 2 3

944013-11

IC1 = 74HCU04

9

8

1

IC1d

11

10

1

IC1e

13

12

1

IC1f

IC1

14

7

5V

une tension d’alimentation de 5 V et à des fréquences allant jusqu’à 40 MHz. Au-delà de 40 MHz le l’inverseur HCU04 n’est plus utilisable, ce qui explique la valeur précise de cette limite. Un quartz qui oscille à sa fréquence fondamen-tale – ce qui est le cas jusqu’aux fré-quences de l’ordre de 17 MHz– n’a pas besoin de boucle accordée.Dans ces cas-là on pourra faire appel aux circuits des figures ➁ et ➂. La différence entre ces deux schémas est l’utilisation soit d’un condensateur soit d’une résistance à la sortie du tam-

n unique inverseur de type HC, sans ampon, il n’en faut pas plus pour réa-iser un oscillateur à quartz d’une stabi-ité, c’est le cas de le dire, de roc. Les uartz utilisables dans un tel montage e subdivisent en deux catégories : les uartz oscillant à leur (fréquence) fon-amentale et les quartz travaillant à une armonique (overtone). On fait appel à e dernier type de quartz lorsqu’il faut énérer des fréquences élevées, les

quartz travaillant à leur fréquence de base, fournissant en règle générale des fréquences relativement faibles.Le schéma ➀ montre comment implan-ter le quartz pour le faire osciller à une harmonique, la troisième dans le cas présent. Il n’est pas rare, pour les fréquences extrêmement élevées, que l’on fasse osciller un quartz à sa 7ème, voire sa 9ème harmonique. Le circuit fait appel à un inverseur du type HCU04,


page 2 / 20685 Oscillateurs à quartz

10 DIM I$(8):PI=3.141593:R1=3.3

20 CLS: PRINT ”Calcul d’oscillateurs à quartz”

30 LOCATE 3,1:PRINT ”Utilisant un inverseur 74HCU04 (non

tamponné).”

40 LOCATE 6,1:INPUT ”Fréquence du quartz en MHz ”,F:IF F=0

THEN 20

50 LOCATE 9,1:INPUT ”Capacité C(l) du quartz (Retour = 30 pF)

”,CL

60 LOCATE 12,1:PRINT ”R1 = ”,R1, ” Mohm;”

70 IF CL=30 OR CL=0 THEN C1=27:C2=56:GOTO 150

90 IF CL=12 THEN C1=10:C2=22:GOTO 150

100 IF CL=15 THEN C1=12:C2=27:GOTO 150

110 IF CL=20 THEN C1=18:C2=33:GOTO 150

120 IF CL=50 THEN C1=39:C2=82:GOTO 150

130 IF CL=100 THEN C1=82:C2=180:GOTO 150

140 C1=.45*CL:C2=2*C1

150 PRINT ”C1 = ”,C1,” pF;”:PRINT ”C2 = ”,C2,” pF;”:PRINT

”C3 = ”,C2,” pF;”

160 IF F<17 THEN PRINT ”Inductance inutile.”:GOTO 180

170 T=1111/F:K=T*T/(4*PI*PI):L=K/C1

175 PRINT ”L1 = ”,:PRINT USING ”###.##^^^^”;L,:PRINT ” µH.”

180 LOCATE 20,1:PRINT” Autres calculs (O/N) ”;:INPUT I$

190 IF I$=”N” OR I$=”n” THEN END ELSE 20

pon. On donnera la préférence, pour les fréquences allant jusqu’à 2 MHz, au schéma numéro ➂, le schéma numéro ➁ convenant mieux pour les fréquences supérieures à 2 MHz.Nous avons, pour faciliter le calcul des valeurs à donner aux composants du schéma, en raccourci son dimension-nement, écrit un programme sans pré-tention en BASIC donné en figure 4. Ce programme calcule, à partir des données de fréquence et de capacité de charge (Cl) du quartz, éléments

entrés par l’utilisateur, les valeurs des condensateurs C1 à C3. En règle géné-rale, C1 a une valeur égale à la moitié de celle de C2 et C3.Une remarque en guise de conclu-sion : les schémas d’oscillateurs pro-posés ne sont pas utilisables avec un quartz horloger oscillant à 32 kHz. Les caractéristiques de ce type de quartz diffèrent tellement de celles des quartz travaillant à des fréquences plus éle-vées qu’il faut opter pour une approche différente.


0126 Automatisme d’éclairage de locomotive

changement de sens de circulation train. Nous réparons ce manque formation qui, à l’épo que, ne nous it pas frappé. Le schéma représenté montre comment, par la simple onction de deux diodes, il devient sible de coupler le comportement ampoules au sens de déplacement la locomotive. Précisons, pour appe-les choses par leur nom, que les poules La1 et La2 du schéma repré-tent les ampoules des feux avant de ocomotive.

++

A

B

La1 La2

D1

1N4001

D2

1N4001

M1

M

du d’inavaici adjposdesde ler amsenla l

Dans le magazine d’électronique Elek-tor il a été décrit plusieurs dispositifs électroniques d’inversion de sens de circulation pour les locomotives de chez Märklin. Le dernier exemplaire avait été l’inverseur électronique de sens de circu-lation pour locomotive « telex » (n°169/170, juillet /août 92, page 97). Nous avions indiqué, sans trop insister sur les tenants et les aboutissants, qu’il était également possible de commuter automatiquement l’éclairage lors d’un

Un petit truc à l’intention de ceux d’entre nos lecteurs qui envisageraient d’adapter le circuit mentionné plus haut à une locomotive sans couplage automatique. On pourra dans ce cas-là laisser tomber purement et simple-ment la partie du circuit centrée sur T5. Pour maintenant réduire le cycle de commutation à deux modes (marche avant/marche arrière) on interrompt la piste de cuivre reliant la broche 10 de IC1 à sa broche 15 et l’on pose un pont de câblage entre la broche 7 et la broche 15 de ce circuit intégré.


0638 Moniteur d’impression

sait ration emps. ’un tel uper à impri-n voir nt.rit ici l’opé-repré-nante pel au E et à deux t l’or-os la logi-re de l indi-s) ; le biais ce R1

circuit vu de aire à marre ligne

ourtes isent, r, une diaire ration ROBE e que toute

page 1 / 2

R4

100k

R5

100k

CTR14

IC1

4060

CT=0

RCX10

11

12

15

13

14

11

13

12

CTCX

RX

!G

1

6

4

5

7

9

3

4

5

6

7

8

9

3

2

+

C2

22n

R3

10

k

R1

10

0Ω C1

100µ 16V

D1

1N4148

R2

12k

T1

BS170

D2

1N4148

Bz1

C3

100n

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15

16

17

18

19

20

21

22

23

24

25

K2

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15

16

17

18

19

20

21

22

23

24

25

K1

16

8

954088 - 11

Tout uti l isateur d’ordinateur combien l’exécution d’une opéd’impression peut prendre longtIl vaut mieux bien souvent, lors dprocessus, se décider d’aller s’occfaire autre chose. Une fois que l’mante en a terminé on peut enfile résultat de ce long enfantemeLe moniteur d’impression décsignale « bruyamment » la fin de ration d’im pression. Le schéma senté ci-dessus est d’une étonsimplicité. Il fait uniquement apsignal d’échantillonnage STROBla masse, signaux qui sont tousdisponibles sur le câble reliandinateur à l’imprimante. Au repligne STROBE présente un niveauque haut (pour mémoire la barnégation que comporte ce signaque qu’il est actif au niveau ba condensateur C1 se charge, par lede la diode D1 et de la résistanjusqu’à une tension de 5 V. Le intégré IC1 est de ce fait pourla tension d’alimentation nécessson fonctionnement. Dès que déle processus d’impression la STROBE véhicule une série de cimpulsions. Ces impulsions produà intervalle plus ou moins régulieremise à zéro de IC1 par l’intermédu transistor T1. Une fois l’opéd’impression terminée la ligne STretrouve son niveau haut de sortle compteur IC1 peut terminer en


quiétude un cycle de comptage normal. Les sorties Q5 (broche 4) et Q11 (bro-che 1) de IC1 attaquent un résonateur piézo-électrique. De ce fait, on aura, à l’apparition d’impulsions à la sortie Q5, génération de 8 brefs signaux sonores. Dès que la sortie Q13 (broche 3) passe au niveau haut, la diode D2 réduit au silence l’oscillateur présent dans IC1. L’électronique attend l’instruction d’im-pression suivante. Il est possible, de

par la compacité de ce montage, de l’intégrer facilement dans le câble d’im-primante existant. On réalise un petit boîtier doté de deux connecteurs sub D à 25 contacts.On pourrait également envisager d’inter-connecter un connecteur sub D à 25 bro-ches mâle à son partenaire femelle et à doter le tout du circuit intégré monté en sandwich sur l’ensemble et de met-tre le tout dans de la résine.

G. Galles

page 2 / 20638 Moniteur d’impression


lon la concentration d’oxygène dans s gaz d’échappement, le signal de la nde (ou « tension lambda ») s’établit tre 0 et 0,9 V, le milieu de l’échelle présentant grosso modo la concentra-n idéale. Une tension lambda haute

dique un déficit en oxygène (mélange riche », trop de carburant), tandis ’une tension basse est indicatrice d’un cès d’oxygène (mélange « pauvre », op d’air). Il est toutefois important noter que la sonde lambda ne réagit x changements de la composition des z d’échappement qu’à sa température fonctionnement optimale, soit envi-n 600 degrés centigrades. La tension mbda mesurée indique une situation rmi quatre possibles :1. Fonctionnement normal. Selon temps de réponse de la boucle de ntrôle, la tension lambda oscillera fai-ement autour de 0,5 V. Une fréquence oscillation entre 1 Hz et 5 Hz indique fonctionnement correct de la sonde.2. Sonde inactive. Une tension sta-e de 0,5 V indique un défaut de la

0644 Moniteur de sonde lambdapage 1 / 3

Selesoenretioin«quextrdeaugaderolapa le cobld’un bl

9

10

8IC1c

R6

10k

R3

39k

R2

1k

47k

P3

10kP1

10kP2

R7

47

0Ω

R1

1M

R10

15

0k

2

3

1IC1a

T1

BC547B

D1

1N4148

D6

1N4001D5

6V8

R12

10ΩR11

2k2

C4

100n

C5

47µ25V

C3

1µ16V

C1

10µ63V

D3

13

12

14IC1c

R8

10k

R5

39k

R4

1k

47k

P4

R9

47

0Ω

6

5

7IC1a

T2

BC547B

D2

1N4148C2

10µ63V

D4

IC1

4

11

LO

HIredroodrotrouge

greengroengrünvert

400mW

12V

964016 - 11

A

B

CD

E F G

A 0V4

B

C

D

E

F

G

H

I

J

60mV

0V/9V7

0V/9V7

0V/9V6

0V/0V77

9V6/0V1

H

IJ

K

9V6/8V7

10V8/11V2

6V9

0V8

IC1 = LM324

ILED = 17mA

I = 3mA

K

L

M

L

M

0V7

0V3

sonde ou de la boucle de contrôle. Cela peut aussi signifier que la sonde n’a pas encore atteint sa température de fonctionnement, par exemple quand le moteur est froid ou quand le véhicule est en descente depuis un certain temps et que les gaz sont coupés. 3. Tension de la sonde supérieure à 0,5 V en permanence. Le mélange du carburateur est trop riche. Soit le moteur

La sonde lambda (λ) est l’un des composants du système d’échappement des véhicules équipés d’un catalyseur. Elle est physiquement située entre le collecteur et le catalyseur proprement dit et s’occupe de mesurer la quan-tité d’oxygène présente dans les gaz d’échappement. Le signal qu’elle produit est utilisé par le système d’injection pour

déterminer la proportion de mélange air/essence auquel le catalyseur produit son meilleur effet de filtrage.Ce circuit permet aux techniciens expéri-mentés et spécialisés en électricité auto-mobile de s’assurer du fonctionnement de la sonde lambda, composant essentiel de la boucle de contrôle constituée par le système d’injection.


est encore froid, soit les gaz sont ouverts en grand et un surplus de carburant est injecté alors que le moteur est à pleine charge. Cette tension peut aussi indiquer un dysfonctionnement du système d’injec-tion, par exemple un moteur qui est en réalité déjà chaud alors que l’électronique le considère comme froid à cause d’un senseur de température défectueux. 4. Tension de la sonde inférieure à 0,5 V en permanence. Le mélange en provenance du carburateur pré-sente un déficit en carburant (régime moteur > 1 500 t /m, accélérateur au repos) ou le moteur lui-même est défec-tueux (par exemple manque de pression dans l’alimentation en carburant).

Le circuit rend compte de ces quatre situations au moyen de deux LED, l’une rouge et l’autre verte :

1. Fonctionnement normal : pas d’indi-cation, les deux LED sont éteintes.

2. Sonde inactive (moteur froid) : les deux LED sont allumées.

3. Mélange trop riche (surplus de carburant à pleine charge) : la LED rouge est allumée.

4. Mélange trop pauvre (gaz coupés) : la LED verte est allumée.

Le fonctionnement du circuit est relati-vement simple. Seuls des composants faciles à se procurer ont été utilisés.La diode zener D5, la résistance R11 et la capacité C3 fournissent une tension

stabilisée d’environ 6,8 V. Les divide tension constitués par les ajbles P1 et P2 réduisent cette teà des niveaux d’environ 0,7 V et respectivement aux entrées – et +amplis opérationnels IC1c et IC1dsorties de ces deux amplis opératiopilotent un réseau à retard. Chacuceux-ci est conçu de manière à celes capacités C1 et C2 soient rapidechargées à travers des résistancestivement faibles, R2 et R4, et les dqui leur sont associées, D1 et D2mêmes capacités sont lentement dégées à travers des résistances de vbeaucoup plus élevée (R3-P3 et Rà cause du blocage imposé par lesdes. Le retard ainsi obtenu est ajusentre 1 et 2 secondes. Les tensioncapacités sont comparées à une tede référence de 0,8 V à l’aide des amplis opérationnels restant du LMSi ces tensions descendent en desde ce seuil, la LED correspondanteD4) s’allume.Normalement, la tension lambda ofaiblement autour de 0,5 V, fransant tout juste les seuils infériesupérieur définis à l’aide de P1 eLes amplis opérationnels IC1c et délivrent donc en permanence und’impulsions qui maintiennent C1 chargés à un niveau supérieur aude 0,8 V. Il résulte de tout cela qudeux LED restent éteintes. Quand lasion lambda n’atteint pas l’un des

page 2 / 30644 Moniteur de sonde lambda

seurs usta-nsion 0,3 V des . Les nnels n de que ment rela-iodes . Ces char-

inférieur ou supérieur, le condensateur correspondant n’est pas déchargé et la LED voulue s’allume. De cette manière, les deux LED sont en mesure d’indiquer les quatre conditions du moteur mention-nées précédemment. Si la sonde lambda n’est pas connectée, la résistance R1 maintient les entrées de IC1c et de IC1d à la masse. La tension de test de 60 mV est due au courant de polarisation (bias) des deux amplis opérationnels et n’entre en ligne de compte que lorsque la sonde lambda n’est pas connectée.Les durées de temporisation choisies à l’aide de P3 et P4 devraient être suf-fisamment longues pour empêcher les LED de clignoter à l’occasion de brefs changements de la tension lambda. Les réglages des délais et des seuils supérieur/inférieur dépendront du véhi-

aleur 5-P4) dio-table s des nsion deux 324. sous (D3,

scille chis-ur et t P2. IC1d

train et C2 seuil e les ten-

seuils


cule et du type du système d’injection de carburant et devront être ajustés en conséquence. Dans la pratique, les ajus-tables contrôlant les délais pourront être placés à mi-course et ne devront être modifiés que si un clignotement notable des LED apparaît durant la conduite.La tension de sortie de la sonde lambda est prélevée et acheminée au circuit à l’aide d’un court morceau de câble blindé. Le circuit lui-même peut être placé à n’importe quel endroit convena-ble dans ou derrière le tableau de bord du véhicule. Il faut tout spécialement veiller à disposer d’une résistance mini-mum au niveau de la masse. Il vaudra mieux prélever celle-ci directement sur le moteur ou à la borne négative de la batterie du véhicule. Si vous utilisez la connexion de masse d’une autre charge, la tension lambda mesurée pourra se trouver biaisée de plusieurs centaines de millivolts, ce qui impliquera des réglages de seuils sensiblement différents de ceux mentionnés précédemment. L’alimenta-tion positive est prélevée sur un point situé au-delà du contact du véhicule, par exemple au niveau de l’interrupteur du système de dégivrage de la vitre arrière.L’auteur a utilisé ce circuit avec succès sur plus de 200 000 km avec une Fiat Uno 75i.e. équipée d’un système d’in-jection Bosch Jetronic.

page 3 / 30644 Moniteur de sonde lambda

964016-I

C1

H2

C2

C3

C4

C5

D1

D2

D3

D4

D5

D6

H1

H3H4

IC1

P1 P2

P3

P4

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

R8

R9

R10

R11

R12

T1

T2

+ 0

T

96

40

16

-I

ATTENTION ! Il est dvailler sur un moteurfonctionnement sans pprécautions.ATTENTION ! Ne préglage du circuit en roATTENTION ! Les gasont hautement toxiqpas le moteur tournerclos ou utilisez un systdes gaz et un prolongatd’échappement.ATTENTION ! L’installapeut entraîner l’annulatde la voiture. Un raccopeut entraîner des domau système d’injectioet/ou au catalyseur. Pet les réglages, dema mécanicien automobile

96

40

16

-I

ang chren

rocula

z d’ue daèmeur

tioionrdemmagn ound qu

ereux de tra-aud et/ou en dre certaines

édez pas au nt.échappement s. Ne laissez ns un espace e d’extraction pour le tuyau

n de ce circuit de la garantie

ent incorrect es au moteur,

Résistances :R1 = 1 MΩR2, R4 = 1 kΩR3, R5 = 39 kΩR6, R8 = 10 kΩR7 = 470 ΩR9 = 560 ΩR10 = 150 kΩR11 = 2kΩ2R12 = 10 ΩP1, P2 = 10 kΩ cermet

10 toursP3, P4 = 47 kΩ ajustable

Condensateurs :C1, C2 = l0 µF / 63 V

radialC3 = 1 pF / 16 V radialC4 = l00 nFC5 = 47 µF / 25 V radial

Semi-conducteurs:D1, D2 = 1N4148D3 = LED verteD4 = LED rougeD5 = zener 6V8/

400 mWD6 = 1N4001T1, T2 = BC547BTC1 = TMR 94


du carburant r l’installation ez l’aide d’un alifié.

W. Schmidt


0963 Tirelire

des moniteurs sont alimentés à travers l’ordinateur. Le câble d’alimentation du moniteur comporte à son extrémité libre une fiche euro qui viendra s’enficher dans une embase prévue à cette intention dans le dos de l’ordinateur. En s’aidant de cette sortie commandée par l’ordinateur il est facile d’obtenir une mise en et hors-fonc-tion simultanée d’autres appareils. Tout ce dont nous avons besoin à cet effet est une prise multiple comportant le nombre de prises dont on a besoin. On intervertit la fiche euro du moniteur et la fiche secteur de la prise multiple, la fiche euro montée sur le câble d’alimentation de la prise multiple venant s’enficher dans l’embase euro du PC. Les câbles d’alimentation du

Il n’est vous fair convaincéconomile nom dce que letallation mis en fmaître aC’est paraudio doreil-maîtde mettrsous tenmême revouloir é

moniteur, de l’imprimante, du scanner etc viennent ensuite tous s’enficher dans l’une des fiches de la prise multiple. Il vous fau-dra, s’il devait se faire que l’extrémité du câble d’alimentation de votre moniteur était dotée d’une prise moulée, tâcher de mettre la main sur une fiche euro pour réaliser l’interversion mentionnée plus haut. On pourrait également imaginer d’intervertir purement et simplement les deux câbles du moniteur et de la prise multiple, mais cela demande déjà d’avoir une certaine expérience en la matière, sachant que certains moniteurs exigent d’être ouverts pour donner accès à l’autre extrémité du câble d’alimentation (et qui dit ouverture dit également bien souvent perte de garantie...).

sans doute pas nécessaire de e de grands dess(e)ins pour vous re du fait que l’on peut faire des es –à mettre dans sa tirelire d’où e cette réalisation– en veillant à s appareils auxiliaires d’une ins-quelle que soit ne soient jamais onction qu’après que l’appareil-it lui aussi été mis sous tension. exemple le cas d’une installation nt l’amplificateur constitue l’appa-re. Il ne sert pas à grand chose e son lecteur de CD ou son tuner sion tant que l’amplificateur lui-ste privé de tension (à moins de couter au casque bien évidem-

ment). Ce principe vaut également dans le cas d’un ordinateur. La grande majo-rité des systèmes micro-informatiques comportent, outre un moniteur, égale-ment une imprimante, un scanner, voire d’autres lecteurs additionnels, etc, qui sont à commander individuellement. La solution la plus simple et la plus économique en ce qui concerne la consommation d’énergie serait que les appareils auxiliaires soient automatiquement mis en et hors-fonction en même temps que l’ordinateur lui-même. Dans le cas d’un système micro-informatique ce mode de fonctionnement n’est pas très difficile à réaliser. En effet, ces dernières années la grande majorité


0574 Isolateur galvanique pour bus I2C

Il faut donc trouver une « combine » pour contourner ce problème. Le schéma présenté ici propose une solution simple que nous allons examiner. Il se compose de deux lignes strictement identiques (ligne SDA et ligne SCL), chaque ligne étant parfaitement symétrique.Prenons comme point de départ la bro-

LIlrcioD(

page 1 / 2

K2

2 5

43

1 67

K1

25

4 3

167

6N139

IC1 6

5

2

3

8

7

6N139

IC26

5

2

3

8

7

D6

BAT82

D5

D1

R5

1k

R1

3k

32x

D8

BAT82

D7

D3

R6

1k

R2

3k

3

2x

5V 5V'

5V' 5V

5V 5V'

6N139

IC3 6

5

2

3

8

7

6N139

IC46

5

2

3

8

7

D10

BAT82

D9

D2

R7

1k

R3

3k

3

2x

D12

BAT82

D11

D4

R8

1k

R4

3k

3

2x

5V 5V'

5V' 5V

A

A A

A

A

964062 - 11

SDA SDA'

SCL SCL'

0V7

5µs 5µs

3V

es avantages et la simplicité du bus 2C n’étant plus à démontrer, il restait e problème de l’isolation galvanique à ésoudre d’une manière simple et effi-ace. Ce bus étant bidirectionnel, il est ndispensable d’avoir au moins deux pto- coupleurs pour la ligne SDA (Serial Ata) et deux autres pour la ligne SCL

Serial CLock). La première idée venant

à l’esprit, à savoir les mettre tête-bêcs’avère vite être un casse-tête puisqquand la LED du premier opto-couplest allumée par le bus à zéro, le trsistor de sortie allume la LED du secoopto-coupleur et le transistor du secoopto-coupleur auto- alimente la LED premier...

che 2 de K1 ; supposons qu’elle passe à « 0 » ; la LED de l’opto-coupleur IC1 s’allume au travers de la résistance R1 et le transistor de sortie fait passer la broche 2 de K2 à « 0 » (0,7 V exacte-ment) par le biais de la diode D7. En même temps la diode D8 shunte la LED de l’opto- coupleur IC2 afin de l’empê-cher de s’allumer et d’auto-alimenter le système. Le transistor de sortie de IC1

he, ue

eur an-nd nd

du


page 2 / 20574 Isolateur galvanique pour bus I2C

964062-1

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D8

D9

D10

D11

D12

H1H2

H3 H4

IC1

IC2

IC3

IC4

K1 K2

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

R8

964062-1

allume également la LEtion D3. Il est à noter qucommandée uniquement de IC1 et qu’elle n’est psupplémentaire pour le btionnement décrit dans levalable pour l’autre sensOn aura compris que l’aLED indique qu’il y a réc

964062-1

d’un côté puis émission de l’autre artant, transfert de données.opto-coupleurs utilisés sont du type 39, ce choix se justifie par le fait ces composants ont une vitesse de tionnement élevée (100 Kbits) et ourant de commande très faible ; ont donc directement pilotables par s I2C sans impliquer l’utilisation d’un lificateur.

néeset pLes 6N1que foncun cils sle buamp

Résistances :R1 à R4 = 3 kΩ3R5 à R8 = 1 kΩ

Semi-conducteurs :D1 à D4 = LED 2 mA

faible courant (haut rendement)

D5 à D12 = BAT82IC1 à IC4 = 6N139

(Telefunken)

Divers :K1, K2 = embase Mini-

DIN encartable à 6 contacts


D de visualisa-e cette LED est par le transistor as une charge us I2C. Le fonc- sens de K1 est .llumage d’une eption de don-

Quelques remarques techniques en vrac : la consommation de courant est de l’or-dre de 2,5 mA par sens. On utilisera pour les LED des LED à haut rendement (courant de service de 2 mA). Les diodes BAT (Schottky) peuvent le cas échéant être remplacées par des diodes 1N4148 « ordinaires ».

C. Bajeux


0635 Module millivoltmètre CA

ure s’étend de 0 à 1000 mV (eff) lage de fréquences va elle de à 40 kHz. La présence de l’am-ur opérationnel IC1b garantit une

ance d’entrée constante élevée Ω. En aval de l’étage tampon on

un redresseur mono-alternance sur IC1c. Nous avons opté en at de cause pour un redressement alternance sachant qu’il n’est pas e compenser le comportement éal de diodes. Le signal de sor-ce redresseur est moyenné par grateur (non-idéal) avant d’être é avec un gain de π/2 (2,22).nière partie du montage, l’élec-e centrée sur IC1a, a été ajoutée ermettre l’alimentation à partir unique pile compacte de 9 V. ificateur opérationnel est monté seur de tension actif et définit un e masse à faible impédance situé hemin de la tension d’alimenta-’existence d’un dessin de circuit é facilite très sensiblement la tion de ce module d’extension. u’il soit prévu, pour P1, la possi-

page 1 / 2

6

5

7IC1b

9

10

8IC1c

13

12

14IC1d

2

3

1IC1a

R2

1k

R3

1k00

1%

R4

1k00

1%

R5

100k

R8

12k1

1%

R11

100Ω

R12

10k

R1

10M

R7

10

k0

1%

R6

10M

R9

10

0k

R10

10

0k

D1

BAT85

D2

BAT85

100k

P1

D3

1N4148

C3

10n

C1

1µ

C447p

C5

100n

C2

100µ10V

BT1

9V IC1

4

11

AA A

DVMB

C

D

E

+U

–U

–U +U

A 1V

B

C

D

460mV

+4V2

–4V2

E 0V

IC1 = TLC274

964031 - 11

de meset la p100 Hzplificateimpédde 10 Mtrouvecentrétout étmono-aisé dnon-idtie de un intéamplifiLa dertroniqupour pd’une L’amplen divipoint dà mi-ction. LimprimréalisaBien q
bilité d’utiliser soit un ajustable standard soit un multitour, nous donnons notre préférence à ce dernier pour des raisons de précision.La technique d’étalonnage la plus simple utilise un transformateur de sonnette de porte (tension de sortie de 9 V environ) auquel on aura connecté un diviseur
De nombreux multimètres numériques bon marché n’ont, pour la mesure de tensions alternatives, qu’une bande passante limitée, bien souvent à 1 kHz environ. L’électronique proposée ici comporte un tampon, un redresseur mono-alternance, un diviseur de ten-

sion actif et un adaptateur de niveau. La bande passante des tensions alterna-tives mesurables passe alors à quelque 40 kHz, valeur plus que suffisante pour la majorité des applications. Si le réglage est effectué correctement, l’erreur de mesure ne dépasse pas 4 %. Le calibre


page 2 / 20635 Module millivoltmètre CA

T

de tension constitué d’une résistance de 1 MΩ et d’une seconde de 1 kΩ. On mesure, à l’aide d’un multimètre placé en calibre tension alternative, la tension régnant aux bornes de la résistance de 1 kΩ (10 mV environ). On branche ensuite le circuit de mesure et par le biais de celui-ci on mesure la tension, multimètre placé en calibré tension continue. On joue sur P1 jusqu’à ce que les résultats de mesure soient identi-ques. L’imprécision que l’on peut espérer obtenir est de 6 % environ.

Onm4(framlevofrédetr co

964031-1 C1

C2C3

C4

C5

D1

D2

D3

H1

H2 H3

H4

IC1

IN1

P1

R1

R2

R3

R4

R5 R6

R7

R8

R9

R10

R11

R12

BT

T

-

+

964031-1

pourra obtenir un résulteilleur (erreur de mesure in%) en utilisant une tension séquence de l’ordre de 20 kHplitude efficace de 10 mV. O

niveau de la tension à l’ltmètre capable de travaillquence. On ajuste ensuite P1 de manière à ce que le

e donne le même résultat.nsomme 3 mA au maximum

964031-1

at efériinusz) n m

aideer àla p mu Le .

Condensateurs :C1 = 1 µF MKTC2 = 100 µF/10VC3 = 10 nFC4 = 47 pFC5 = 100 nF

Résistances :R1,R6 = 10 MΩR2 = 1 kΩR3, R4 = 1 kΩ00 1 %R5, R9, R10 = 100kΩR7 = 10 kΩ0 1%R8 = 12 kΩ1 1%R11 = 100 Ω

R12 = 10 kΩP1 = ajustable 100 kΩ,

10 tours

Semi-conducteurs :D1,D2 = BAT85D3 = 1N4148IC1 = TLC274 (Texas

Instruments)

Divers :Bt1 = pile compacte 9 V

avec connecteur à pression

ncore eure à oïdale et une esure d’un cette osition ltimè-circuit



0093 Amplificateur opérationnel à gain programmable

par un second amplificateur opération-nel, IC1a, qui fait office de tampon. La résistance R1 associée aux diodes D1 et D2 protège l’entrée contre toute sur-charge, alors qu’à l’opposé l’impédance d’entrée élevée de IC1a évite que la sor-tie de l’appareil connecté en amont ne soit surchargée par notre amplificateur

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R1

1k

R3

1k

R4

1k

1%

R5

1k65

1%

R2

10

0k

R6

2k87

1%

R7

2k87

1%

R8

1k65

1%

R9

665ΩR10

340Ω1% 1%

DRAINMUX08IC2

13

S1

S2

S3

S4

12

S5

11

S6

10

S7

S8

A0

16A

115

A2

14

3

8

45679

1 2

E

6

5

7IC1b

D2

1N4148

D1

1N4148

C1

22µ 25V

C3

22µ 25V

C2

100n

C4

100n

Q0

Q1

Q2

16V5

16V5

16V5

16V5

IC1 = NE5532

5V

2

3

1IC1a

IC1

8

4

16V5

16V5

Le principe de ce montage est d’une simplicité biblique : on prend un amp-lificateur à amplificateur opérationnel tout ce qu’il y a de plus classique et l’on fait en sorte que son réseau de contre- réaction soit commutable à l’aide d’un multiplexeur. Il devient ensuit possible, par l’application au multiplexeur d’un mot binaire à 3 bits, de choisir entre six facteurs d’amplification (gain) différents. Voici, dans les grandes lignes, la fonction

de ce montage. Dans le schéma, c’est en fait IC1b qui constitue l’étage d’am-plification proprement dit. Son réseau de contre-réaction est scindé en un certain nombre de résistances distinctes, R4 à R10, prises dans le circuit par l’intermé-diaire du multiplexeur IC2. On dispose, avec le dimensionnement proposé, d’un choix entre 6positions: +20, +10, 0, –10, –20 et –30 dB. La combinaison amplificateur/multiplexeur est précédée

Q2 Q1 Q0 Gain

1 1 1 +20 dB

1 1 0 +10 dB

1 0 1 0 dB

1 0 0 –10 dB

0 1 1 –20 dB

0 1 0 –30 dB

0 0 1 0 dB (inférieur à –90 dB à 1 kHz et 10 Veff

en entrée)0 0 0 0 dB

programmable.Bien que la résistance de canal du mul-tiplexeur soit, avec ses 220 Ω, relative-ment élevée par rapport aux valeurs des résistances R4 à R10, cette situation est sans conséquence néfaste pour le circuit vu que la dite résistance est tout sim-plement prise en série avec l’impédance d’entrée élevée de IC1b. Les capacités des différents commutateurs analogiques intégrés dans le multiplexeur pris indé-pendamment exercent bien une certaine influence sur le signal mais tout cela n’a


rien de désastreux ; le comportement du montage est très bon jusqu’à 100 kHz, ce n’est qu’au-delà de cette fréquence qu’un sinus commence progressivement à ressembler plus à un triangle. Rien de tel que quelques chiffres pour convaincre les plus sceptiques: la distorsion harmo-nique évolue, en fonction de la tension de sortie et du gain choisi, entre 0,001 (1 kHz) et 0,01 % (20 kHz).À un gain de +20 dB le rapport signal /bruit est supérieur à 95 dB (signal de 1 V et entrée en court-circuit). Le choix

de la valeur quelque peu exotique de la tension d’alimentation, à savoir ±16,5 V, a une raison précise ; il permet d’attein-dre, dans les positions –20 et –30 dB une tension d’entrée maximale de 10 Veff.Si cela vous est indifférent, vous pouvez fort bien opter pour la tension d’alimen-tation standard de ±15 V. La consom-mation de courant atteint +18 et –9 mA. Le tableau, page précédente donne la relation entre la combinaison de bits et le gain obtenu.

page 2 / 20093 Amplificateur opérationnel à gain programmable


0291 Convertisseur S-VHS > VHS

De dotprésurcomblanrepleursépde signquel’inn’exentl’infnientanne pne ces

T1

BC547

T2

BC557

R1

75

Ω

R2

75

Ω

R3

470Ω

R4

1k

R6

10

k

R5

27

k

R7

47

0Ω

R81

50

Ω

R9

470Ω

R10

15

0Ω

R11

75ΩC1

220µ16V

C4

220µ16V

C2

100n

C5

100n

C3

100µ16V

K1C

K2Y K3

5V

944004-11

une amplitude de 2 Vcc environ. Le pont diviseur, constitué ici par la résistance R11 d’une part et l’impédance d’entrée (75 Ω) du téléviseur de l’autre, divise par 2 le signal capté par le récepteur. Le résultat de cette division est donc un signal ayant une amplitude de 1 Vcc très exactement.Si l’on est certain que le téléviseur pos-sède, à son entrée, un découplage en tension continue adéquat on pourra sup-primer les condensateurs C4 et C5 ainsi que la résistance R10. Dans ces condi-tions l’impédance d’entrée de 75 Ω est valable et pour la composante en tension alternative (CA) et pour la composante en tension continue (CC).La consommation totale du convertisseur est de l’ordre de 25 mA.

J. Kircher

plus en plus d’appareils vidéo sont és d’une sortie S-VHS ou Y/C. En sence d’une telle sortie on dispose, des broches distinctes, d’un signal portant les informations en noir et c (la luminance ou Y) et d’un signal

résentant les informations des cou-s (la chrominance ou C). Grâce à la aration de ces informations, la qualité l’image vidéo générée à l’aide d’un al S-VHS est sensiblement meilleure dans le cas d’une génération par termédiaire d’un signal CVBS. Il iste plus cette interférence gênante

re l’image en noir et blanc (N&B) et ormation de chrominance. L’inconvé-t principal du signal S-VHS est pour-

t le fait qu’un (vieux) téléviseur qui ossède pas d’entrée spéciale S-VHS

peut pas traiter un tel signal. Dans conditions il faudra faire appel à un

convertisseur S-VHS vers VHS. Ce petit circuit recombine la composante N&B avec celle de chrominance, le résultat de cette opération étant le signal CVBS connu.Les deux composantes du signal S-VHS arrivent dans le circuit via les embases K1 et K2. Le signal de luminance se caractérise par une amplitude de 1 Vcc, celui de la chrominance de 0,5 Vcc. Ceci explique pourquoi, lors de l’addition, nous faisons appel à une pondération. Le signal de sortie se compose pour 1 /3 de la composante de luminance et pour 2/3 de la composante de chro-minance. Le signal présent sur la base du transistor T1 possède une amplitude de 666 mVcc. Les résistances R8 et R9 définissent à trois le gain total du cir-cuit. Le signal présent sur le collecteur du transistor T2 possède lui, de ce fait,


0938 Testeur de polarité audio

Uneque formmumisoladanpar uneteurs’agtioncettdistpassn’esle faentrcas ce p

page 1 / 2

IC1a

2

3

1

IC1b

6

5

7

R5

470ΩR4

150k

R1

22M

R2

22M

R6

330k

R3

33

0k

R7

2k

7

D2

D3

D1

D4

S1

C1

1µ

C2

10n

D5

D1...D4 = 1N4148

S2

bonne règle d’approximation dit la résistance d’isolation d’un trans-ateur doit être de 2 MΩ au mini- et de 4 MΩ lorsque l’on veut une tion renforcée. Cela implique que,

s la pratique, il arrivera toujours, le biais de la résistance d’isolement, faible partie de la tension du sec- au circuit électronique. Lorsqu’il it d’installations audio cette situa- est relativement ennuyeuse vu que e tension résiduelle fait naître des orsions dont on se serait fort bien é. Sachant qu’un transformateur t jamais parfaitement symétrique, it d’inverser l’orientation de la fiche ant dans la prise secteur peut, le échéant, ramener au strict minimum otentiel de masse.

Il suffit d’un circuit de teple pour être en mesure dl’amplificateur de façon à cun couplage minimal entr secteur et l’appareil audio.test que nous vous présentarticle se caractérise par und’entrée de 44 MΩ ; il pouvir pour tracer une tensiondimensionnement du circumontre le schéma permetune différence de potentseulement (lorsque la diencore plus faible, une invpolarité du cordon-secteuplus la moindre amélioratioIl faudra, pour effectu connecter l’une des pincescircuit au conducteur de p

C3

100nIC1

8

4

BT1

S2

9V

terre) du résà un point d(le coffret ol’entrée par on appuie suse charge juque présentfaudra ensusecteur de l’la fiche de 1LED s’allumeC1 est plus fde C2. On a connexion olume pas, il180° la fichrendre son oLa sortie deêtre branché

st très sim-e connecter e qu’il existe e la tension- Le circuit de ons dans cet e impédance

rra donc ser- de fuite. Le it tel que le de détecter iel de 1,5 V fférence est ersion de la r n’apporte n !).

er un test, d’entrée du rotection (la

IC1 = TLC272

1

2

3

4

A

B

5

6

7

8

eau-secteur, l’autre l’étant e masse de l’amplificateur u le point de masse de

exemple). Si, maintenant, r S1, le condensateur C2 squ’au niveau de tension ent les bornes de C1. Il ite débrancher le cordon-appareil audio, en tourner 80° et le rebrancher. Si la , la tension aux bornes de aible que celle aux bornes alors trouvé le sens de ptimal. Si la LED ne s’al- vous faudra retourner de e du cordon-secteur et lui rientation d’origine. moniteur est destinée à e à un multimètre. Cette


option permet donc de mesurer très exactement le niveau de la tension. Il faudra, pour charger le condensateur C2 au niveau correct, appuyer sur S1 lors de chaque mesure de potentiel.Nous avons fait appel, à l’entré du circuit, à deux résistances du type VR25. La raison en est très simple : ce type de résistances supporte sans broncher l’application d’une tension de

1 150 V entre ses bornes. Le pont de redressement est réalisé à l’aide de quatre diodes du type 1N4148 qui se caractérisent par un courant de fuite plus faible que les diodes normalement utilisées dans un pont de redressement « fait d’une pièce ».La consommation du circuit est très faible ; on aura, en cas d’illumination de la LED, circulation d’un courant de quelque 2,5 mA.

page 2 / 20938 Testeur de polarité audio


0125 Automatisation d’une commande d’essuie-glace AR manuelle

De très dont la qu’elle,arrière ment) ppoussoirchaque d’essuiefaut recde comm

page 1 / 3

5

64

IC1b

&

1

23

IC1a

&8

9 10

IC1c

&12

1311

IC1d

&IC2a

3 C

6

S

5D

4

R1

2

R1

10

0k

R2

10

0k

R3

10

k

T1

BC

547B

S2

R4

100k

C1

100n

D2

1N4148

D1

1N4148

C2

1

R5

2M2

R7

10

0k

C3100n

C4

100n

R61

M

R8

47

k

D3

1N4148

1MP1

C5

4725V

R9

4k7

T2

BC547B

D4

1N4148

Re1

B

A

D

CL1

1 H

D5

1N4004

R10

10

D6

27V

C6

1025V

C7

100n

C8

100n

C9

100n

IC114

7

IC214

7IC2b

11 C

8

S

9D

10

R13

12

IC1 = 4093

IC2 = 4013

12V

12V

12V

BC547B

CB

E

944095-11

M1

M

S1

12V

1.

qu’elle ne nécessite pas de modifica-tion des boutons existants et partant de risque pour l’esthétique originale du tableau de bord, caractéristique originale que ne manqueront pas d’apprécier les épouses de ceux d’entre les lecteurs d’Elektor qui auront décidé de procéder à cette automatisation. Vu en outre que le choix entre les modes balayage AR unique et balayage intermittent à tem-

nombreux véhicules modernes, Renault Espace pour ne citer disposent d’un essuie-glace (AR) commandé (manuelle-ar l’intermédiaire d’un bouton- placé sur le tableau de bord. À fois que l’on a besoin d’un coup -glace pour y voir plus clair, il hercher à tâtons le dit organe ande pour l’actionner. Chaque

action se traduit par un balayage de l’essuie-glace. Dès que l’on a besoin d’un nouveau balayage on reprend à son début le processus tout juste décrit.Le petit montage décrit ici se propose d’automatiser la mise en fonction de l’essuie-glace AR.L’un des intérêts additionnels et non négligeables de l’approche adoptée est


porisation fait au niveaaction brèvaction proloretours) dacompte de tionnemenbalayage sul’essuie-glacpasser un «cule), commpilote lorsqude le faire pêtre « automodifié. La se fait elle L’utilisateurconservant igine à laquune option s

page 2 / 3

2.

0125 Automatisation d’une commande d’essuie-glace AR manuelle

définie par l’utilisateur, se u du bouton-poussoir –une

e dans le premier cas, une ngée (plus de deux allers-ns le second, la prise en ce nouveau mode de fonc-t étant visualisée par un pplémentaire (3ème coup) de e– il n’est pas nécessaire de examen de type » (de véhi-e cela est le cas pour un

’il change de type d’avion, ni asser par les « Mines » pour risé » à utiliser le véhicule sortie du mode intermittent aussi par une action brève. ne perd pas ses habitudes, ntacte la fonctionnalité d’ori-elle il a simplement rajouté upplémentaire.

[2] le bouton-poussoir est relâché (mode mono-balayage AR ou RAZ) : la bascule D est remise à zéro elle aussi et l’oscillateur est inhibé.

Un circuit de remise à zéro à la mise sous tension (Power On Reset) constitué par le condensateur C4 et la résistance R6 force la bascule D en mode mono-coup lors de la mise sous tension du système.Un dispositif anti-rebond, R4/C1/D1/D2, supprime toute velléité de génération d’impulsions additionnelles en cas de rebondissement des contacts de S1. On veillera, lors de la réalisation de ce montage, à ne pas oublier de forcer à la masse les broches non utilisées de IC2.Le bouton-poussoir S2 est à négliger (sa position restera ouverte) par les

Voyons comment cela marche en nous aidant du schéma de la figure 1. Dès action sur le bouton-poussoir S1 on a déclenchement d’un monostable, IC2a, dont la pseudo-période est de 1,5 s, ce qui correspond à légèrement moins que la durée de deux allers-retours de l’es-suie-glace. À l’issue de cette temporisa-tion, l’électronique s’intéresse à l’état de la touche de commande.Deux situations possibles :

[1] le bouton-poussoir est encore actionné ; dans ce cas on a basculement de la bascule D en mode intermittent (—Q = 1) : l’oscillateur peut alors démar-rer avec une impulsion automatique (fré-quence de répétition ajustable par l’uti-lisateur entre 2 et 22 s par modification de la position du potentiomètre P1 ;


utilisateurs du circuit dans sa version d’origine. Il est uniquement destiné aux utilisateurs dont la commande de l’es-suie-glace arrière se fait via la masse. Il faudra dans ce cas-là faire abstrac-tion de l’ensemble d’inversion constitué par les résistances R1/R2 et le transis-tor T1, relier le contact actif du relais à la masse et relier le second contact, celui identifié par la ligne pointillée, au point nodal du bouton-poussoir S2 et des résistances R3/R4.Le schéma de l’alimentation représenté dans la partie inférieure de la figure 1 se caractérise par la présence d’une self, L1, destinée au blocage des crêtes parasites véhiculées par le réseau de bord, et d’une diode zener D6, char-gée d’éviter que la tension appliquée au montage de l’automatisme ne dépasse jamais 27 V.Les croquis de la figure 2 permettent de voir comment intégrer le petit mon-

tage décrit ici dans le réseau électrique d’un véhicule tel que la Renault Espace 2000 GTS (mod 90). Il va sans dire qu’il faudra, avant de tenter cette modifica-tion sur un autre véhicule, s’assurer que son réseau électrique correspond, en pratique, à celui représenté ici, ce qui devrait être le cas bien souvent. Comme l’illustrent bien les deux schémas auto de la figure 2, il faudra interrompre la ligne reliant le second contact de la commande d’essuie-glace à la masse et prendre dans la dite ligne l’électronique de l’automatisme faisant l’objet de cet article.On pourrait, pour finir, également envisager le positionnement du poten-tiomètre P1 sur le tableau de bord, ce qui est cependant en contradiction avec la règle n°1 du cahier des charges, à savoir ne pas modifier l’aspect extérieur du tableau de bord.

J.Y. Seyler

page 3 / 30125 Automatisation d’une commande d’essuie-glace AR manuelle


0075 Amplificateur 50 W mono-circuit intégré

du circuit intégré. Nous avons disposé le circuit intégré sur l’un des côtés de la platine de façon à permettre un montage plus facile du radiateur. Il est important, pour la stabilité de fonction-nement de l’amplificateur, que l’on définisse un découplage efficace de la tension d’alimentation, fonction rem-

Tuibfdsqspvtl

page 1 / 3

C1

2µ2

C3

22µ40V

C4

47p

C6

*

R1

1k

R2

18

k

R3

1kR4

18k

R5

18k

R7

10Ω

R6

*

L1

0µH7*C2

220p

IC13

9

108

LM3876

8 Ω

LS1

R8

22k

R9

22k

MUTE

30V

30V

C7

100n

C8

100n

C9

1000µ40V

C10

1000µ40V

1 5

7 4

IC1

30V

voir texte*zie tekst*siehe Text*see text*

954083-11

C5

100µ 40V

30V

out comme le LM3886, le LM3876 est n membre de la famille de circuits

ntégrés que National Semiconductor a aptisée « Overture » ; il s’agit d’ampli-icateurs BF de puissance intégrés. Les ifférents membres de cette famille ont compatibles tant broche à broche ue d’un point de vue fonctionnel. Le eul élément qui les différencie est la uissance de sortie. Ils sont tous pour-us d’un nouveau dispositif de protec-ion baptisé « SPiKe-Protection » par eur fabricant.

Nous avons conçu le dessin de la pla-tine de manière à ce que l’on puisse y implanter tant le LM3876 (puissance de crête de 100 W) que le LM3886 (150 W en crête). De manière à garantir une compatibilité avec le LM3886 la bro-che 5 du circuit intégré IC1 est reliée à la tension d’alimentation positive. Cette interconnexion est inutile dans le cas du LM3876, mais elle n’a pas de consé-quence néfaste vu que sur le dit circuit la broche 5 reste en l’air à l’intérieur

Caractéristiques techniques:

Sensibilité d’entrée (pour modulation totale): 1 Veff environ Puissance de sortie: 43 W/8Ω (DHT+B = 0,1%) Facteur d’atténuation: 350 à 1 kHz 220 à 20 kHz Taux de montée: 11 V/µs Largeur de la bande de puissance: 8,5 Hz à 117 kHz Rapport signal /bruit (à 1W): >95 dB (linéaire 22 Hz à 22 kHz) >98 dB (pondéré en A)

plie sur le montage par les paires de cond en sateurs C7/C9 et C8/C10. Les pistes de masse se retrouvent en étoile au point de masse central de la pla tine. La self L1 prise à la sortie est constituée de 13 spires de fil de cuivre émaillé de 1 mm de diamètre formées sur un corps de 10 mm de diamètre. On glisse la self ainsi fabri-quée sur la résistance de 5 W R7 et l’on soude les deux extrémités de la self aux connexions de la résistance de manière à ce que l’inductance de la bobine soit prise en parallèle sur la


page 2 / 30075 Amplificateur 50 W mono-circuit intégré

RésisR1, RR2, RR6 = R8, R

CondeC1 = C2 = C3 = C4 = C5 = C6 = C7, CC9, C

Selfs L1 = 0

d

dite résistance. Tous les condensateurs sont de type radial ce qui en permet un montage vertical aisé ; C2 et C4 sont des condensateurs de type styroflex.On peut doter l’amplificateur d’un dis-positif de silencieux par la prise d’un interrupteur entre les points « MUTE » présents sur la platine. L’amplificateur se trouve en mode silencieux lorsque l’in-terrupteur concerné est ouvert. Il faudra, si l’on ne veut pas mettre cette possibi-lité à profit, relier les deux broches de silencieux à l’aide d’un pont de câblage. Il s’est avéré, avec le dimensionnement proposé, que le réseau Boucherot R6/C6 pris à l’entrée était non seulement inu-tile, mais pire encore qu’il exerçait une


tances : 3 = 1 kΩ 4, R5 = 18 kΩ voir texte 9 = 22 kΩ

nsateurs : 2 µF2 MKT au pas de 5 mm 220 pF/160 V styroflex 22 µF/40 V radial 47 pF/160 V styroflex 100 µF/40 V radial voir texte 8 = 100 nF 10 = 1000 µF/40 V axial

: µH7 (13 spires de fil de cuivre émaillé e 1 mm de diamètre diamètre intérieur

de 10 mm, cf. texte)

Semi-conducteurs : IC1 = LM3876T (National Semiconductor)

Divers :radiateur de résistance thermique <1,5 K/W (par exemple le SK71/50 de Fischer)éventuellement 1 interrupteur unipolaire pour le silencieux

954083-1

C1

C2

C3C4

C5C6

C7

C8

C9

C10

IC1

LS1 MUTE

R1

R2

R3

R4R5

R6

R7

R8

R9

954083-1

+

-

0

T

954083-1

sant appel à des gains plus importants, que ces composants sont nécessaires, de les implanter aux positions prévues à leur intention sur la platine. National Semiconductor recommande l’utilisation de haut-parleurs de 8 Ω avec les ampli-ficateurs intégrés. En cas d’utilisation d’une résistance de charge de 4 Ω

influence néfaste, effet qui se tradui-sait par une légère instabilité à pleine modulation, phénomène qui prenait la forme de salves d’oscillation décelables dans le signal. Nous avons purement et simplement supprimé ces deux compo-sants. Il suffira, s’il devait apparaître, pour des applications différentes fai-


nt la puissance de sortie ute de façon très impor-

encore elle est atteinte à d’alimentation plus faible. arge de 4 Ω, dans le cas

d’alimentation égales ou à 27 V non seulement le PiKe-Protection entre en ramène la puissance de ale à 10 W à peine à une

mentation de 30 V. Il n’est commandé d’utiliser des rs ayant une impédance érieure à 8 Ω.

page 3 / 30075 Amplificateur 50 W mono-circuit intégré

non seulememaximale chtante mais une tension Avec une chde tensionssupérieuresdispositif Sfonction et sortie maximtension d’alidonc pas rehaut-parleunominale infN

C(+

) 5

Vin

+ 1

0

MU

TE

8

Vin

– 9

LM3876

OU

T 3

GN

D 7

NC

11

V+

1

NC

2

V–

4

NC

6


0189 Chargeur pour batterie (accu) au plomb

L’électronique du chargeur est centrée sur un régulateur de tension intégré 3 A du type LM350. Le fonctionnement d’un tel régulateur tripode se base sur le fait que ce circuit intégré fait de son mieux pour maintenir à une valeur stable de 1,25 V la tension présente entre sa sor-tie et l’entrée de régulation. Il circule donc un courant continu à travers la résistance R1. En règle générale on profite de cette régulation automati-que pour définir la tension de sortie requise en connectant une résistance fixe de valeur adéquate entre l’entrée de régulation et la masse. Dans ce montage la prise en série, avec cette résistance, du capteur de tempéra-ture T1 a comme résultat une version variable de la résistance fixe classique. Pour des raisons de stabilité le diviseur de tension R3/R4/P1 est utilisé pour rendre le transistor T1 plus ou moins

page 1 / 2

R1

12

0Ω

R2

82

Ω

R3

10

k

R4

33

k

D1

D21N5401

T2

BC547

T1

BD140

C1

10µ35V

C2

10µ16V

R5

22

k

12V

944033 - 11

17V5...30V

3A

2k2P1

LM350

IC1

adj.

LM350

adj.

conducteur.Sachant que la jonction base/émetteur de T1 possède, comme n’importe quel autre semi-conducteur d’ailleurs, un coefficient de température de quelque –2 mV/°C, la tension de sortie se carac-térisera également par un coefficient de température négatif. Étant donné que la variation base/émetteur de T1 est multipliée par le facteur de division de R3/R4/P1, il faudra, pour obtenir la valeur requise de –8 mV/°C, multiplier par quatre seulement le coefficient de –2 mV/°C.

Le chargeur de batterie que nous vous proposons dans cet article peut servir non seulement de chargeur « classi-que », c’est à dire pour la (re)charge d’une batterie, mais également comme chargeur « continu », maintenant en condition optimale une batterie (ou accu) 12 V au plomb. Il s’agit en fait d’une source de tension haute précision, dotée, par l’intermédiaire d’un capteur de température, d’un coefficient de température. Ceci veut dire que la tension de (re)charge diminue lorsque

la température ambiante et/ou la tem-pérature de l’accu augmente. Bosch, société de renom dans le monde des batteries et autres dispositifs électri-ques s’il en est, a déterminé que le coefficient de température idéal pour le rechargement d’un accu au plomb est de –8 mV/°C. Le simple fait de faire appel à un transistor comme capteur de tension nous permet de faire fonc-tionner le chargeur avec ce coefficient de température idéal.


Intéressons-nous, en guise de conclu-sion, à quelques détails de ce montage. La LED D1 indique par son illumination la présence de la tension d’alimentation. Le transistor T2, bloquant en absence d’une tension d’alimentation, évite que l’accu connecté ne puisse se décharger à travers la résistance R1. L’ajustable P1 permet de régler la tension de sor-tie à une valeur comprise entre 13,5 et 14,5 V. Il suffit d’adapter la valeur de résistance R4 pour modifier cette plage de tensions. Pour éviter que le capteur

de température T1 ne s’échauffe suite à son propre courant de régulation, il est recommandé de le monter sur une petite plaquette métallique. S’il s’agit de compenser uniquement la température ambiante il suffit de monter T1 de façon à ce qu’il soit exposé à l’air ambiant. Si par contre on envisage de compenser la température de l’accu il faudra monter le capteur de température à proximité immédiate de, voire purement et sim-plement contre, la batterie connectée au chargeur.

Linear Technology

page 2 / 20189 Chargeur pour batterie (accu) au plomb


0772 Régulateur 15 V à montée en tension progressive

le transistor T1 bloque et n’entre plus en ligne de compte jusqu’à l’instant où l’on coupe la tension d’alimentation. À ce moment le transistor garantit une décharge rapide du condensateur C2 dans la charge connectée à la sortie du circuit.En respectant le dimensionnement des composants tel qu’il est donné dans le schéma, la montée de la tension de sortie de 1,25 V jusqu’à 15 V prendra trois secondes environ.Si l’on veut réduire cette durée d’éta-blissement il suffira de prendre, pour le condensateur C2, un exemplaire d’une capacité plus faible. Si au contraire on

On trouve, prise en parallèle sur la ce R1, la jonction émetteur-r du transistor T1 ainsi que n série de la résistance R3 et nsateur C2. Au moment de la s tension du circuit ce conden-st encore « vide » et la base du r T1 se trouve donc au niveau e. T1 est de ce fait conducteur t-circuite » la résistance R1. La entrale du régulateur se trouve lement au niveau de masse. Un ’efforçant de régler la tension entre sa broche de régulation rtie à une valeur de 1,25 V, la e sortie sera, dans ces condi-

LM317

IC1R2

24

3Ω

R1

2k

67

R3

5k6

C2

22µ16V

C1

100n T1

BC557B

≤40V 15V

944072-11

D1

1N4001

résistancollecteula mise edu condemise sousateur etransistode masset « courbroche cdonc égaLM317 sprésenteet sa sotension d

veut augmenter cette durée, il faudra attribuer à la résistance R3 une valeur plus élevée (sans se perdre dans des valeurs infiniment grandes bien entendu).La tension d’entrée maximale du circuit est de 41,25 V et sa valeur minimale de 18 V (pour obtenir une tension de sortie de 15 V). Le LM317 est protégé contre des courts-circuits et capable de fournir un courant de sortie de 1,5 A au maximum.

Le petit circuit décrit dans cet article est en fait une application standard du LM317, un circuit intégré très connu, doté d’un rien d’électronique supplémen-taire. Cette électronique additionnelle ne comporte en fait que quatre compo-sants : R3, C2, D1 et T1. Les résistan-ces R1 et R2 font partie de l’application standard et constituent un diviseur de tension définissant à 15 V la tension de

tions, 1,25 V. En présence d’une tension d’alimentation, le condensateur C2 sera chargé via les résistances R2 et R3 et la tension présente sur la base de T1 augmentera progressivement.Du fait que la tension présente sur l’émetteur de ce transistor –T1 est monté en émetteur-suiveur – croî-tra également, la tension de sortie du régulateur verra sa valeur aug-menter progressivement. Dès que le condensateur C2 est chargé à 100%,
sortie du régulateur :
Us 1,25 V ×=

1,25 V × 1+243 Ω

2 kΩ 67= = 15 V

1+R2

R 1( )

( )


de l’astre solaire, de l’ombre au reste du linge, ce qui nuit à l’uniformité du séchage. Il ne faut pas oublier non plus que le côté du linge exposé plusieurs heures au soleil risque, à la longue, de pâlir. Tout ceci explique que nous ayons pensé à automatiser ce fameux système. L’appareil présenté ici est de la lignée de ceux décrits depuis des lus-tres dans des magazines de bricolage tels que Système D et autres Mécanique Populaire.Le moteur utilisé pourra être soit un moteur électrique de volet roulant électrique doté d’un réducteur (20 : 1),

ContpensQuelqsent son test lpourrL’utilrotatô coavanmaîtren togrâcenombrésistche dle codu lin

0967 Tourniquet sèche-linge solairepage 1 / 2

IC1

7808

C1

100n

R1

4k

7

R2

4Ω

7

C2

470µ16V

R3

62

0k

R4

27

k

C3

100µ16V

250k

P1

100k

P2

T1

BC517

T2

BC517

D1

1N4002

C4

220µ16V

C5

47n

BC517

CB

E

M1

12V

M

954022-11

RE19V6...12V

soit un moteur d’essuie-glace. Toutes les 5 minutes la couronne tourne de 180° environ. On peut également envi-sager de ne pas utiliser de réducteur et de faire faire à la couronne un tour et demi toutes les 5 minutes. L’énergie est fournie par un accu CdNi rechargeable utilisé normalement avec une perceuse électrique portative, accu très souvent inutilisé, rechargé à l’aide d’un panneau solaire fournissant la tension et le cou-rant nécessaires. La consommation de courant du dispositif est telle que l’on peut obtenir une rotation du sèche-linge des jours durant à partir d’une seule recharge d’accu.Venons-en à l’aspect électronique de cette réalisation. On se trouve en fait ici en présence d’un multivibrateur asta-ble constitué de 2 BC517 tout ce qu’il

rairement à ce que l’on pourrait er, il ne sagit pas là d’une farce. ues secondes de réflexion suffi-

pour voir que l’idée de motoriser ourniquet sèche-linge de plein air oin d’être aussi saugrenue qu’il ait y paraître au premier abord.

isation d’un dispositif de mise en ion de cet ustensile domestique, mbien utile, présente plusieurs tages, majeurs aux yeux d’une esse de maison avisée : l’hygiène, ut premier lieu, par la destruction, au rayonnement UV, d’un certain re de bactéries de plus en plus antes – l’amincissement de la cou-’ozone facilitera le travail de Râ–, nfort par une meilleure aération ge, la diminution du travail de la

ménagère par absence de froissage, caractéristique qu’elle appréciera fort lors du repassage. Et tout cela au prix d’une quantité d’énergie infinitésimale lorsqu’on la compare à celle consom-mée par un sèche-linge classique (3,2 kW/h pour 4,5 kg de linge).La tendance actuelle est à la protection de l’environnement par tous les moyens possibles. La moindre économie contri-bue à la sauvegarde de la nature. En été on choisira donc presque auto-matiquement de suspendre le linge à l’extérieur plutôt que de l’enfourner à l’intérieur d’un sèche-linge électrique. L’utilisation d’un sèche-linge fixe à 4 ou 5 bras présente cependant l’un ou l’autre inconvénient. Certaines pièces de linge font, en fonction de la position


y a de plus classique. Si l’on utilise un moteur du type de celui mentionné plus haut, on pourra définir des durées requi-ses (pause = 5 mn, rotation = 8 s) par mise dans la bonne position des poten-tiomètres P1 (pause) et P2 (rotation). Voyons comment les choses se passent. Lorsque le moteur reçoit du courant par le biais du contact travail 1 du relais RE1, on a simultanément, par l’inter-médiaire du second contact, décharge du condensateur de 470 µF qui définit la durée de la pause. La résistance de 4 Ω7 sert à protéger les parties sensibles du contact intérieur du relais. La capacité du condensateur de 100 µF définit, en combinaison avec le potentiomètre, la durée de fonctionnement du moteur. Il est important de laisser au condensateur de déparasitage C4 une valeur suffisante pour garantir un fonctionnement souple du multivibrateur astable.Le régulateur intégré IC1, un 7808, n’a bien entendu de raison d’être que si l’on prévoit d’utiliser différents types d’accus ayant des tensions de service

divergentes, 9,6 et 12 V par exemple. La consommation de courant du 7808 est de 5 mA au repos, c’est-à-dire sen-siblement plus que les 0,5 mA environ nécessaires aux BC517, hors courant de relais. Le moteur consomme lui 1 A à une tension de 9,6 V. Il est important de veiller à prévoir un dispositif évitant tout risque d’inversion de polarité tant à l’entrée (alimentation de l’électroni-que) qu’à la sortie (moteur). On pourra upiliser une paire de fiche + prise Cinch à contacts dorés.Quelques informations techniques addi-tionnelles. Le montant vertical du sèche-linge sera monté dans un support pour parasol bien lesté. N’ayez crainte, les voisins ne viendront pas se plaindre du bruit produit par votre sèche-linge électrique vu que le moteur n’est plus audible au-delà de 2 mètres. Notons à l’intention de plus curieux d’entre nos lecteurs que notre sèche-linge solaire consomme 6 000 fois moins que son homologue domestique (3000 W/h et 0,5 W/h).

W. Zeiller

page 2 / 20967 Tourniquet sèche-linge solaire


0482 Générateur FSK

C2

33n

R11k

R3

1k

2

R2

3k9

12

1311

IC1d

&

4

56

IC1b

&

9

108

IC1c

&

1

23

IC1a

&

C1

1n

d

a

b

c

IC25

10

IC114

7

IC1 = 74HCT00

74HCT93

IC2

DIV2

DIV8

CT=0

CTR

14

11

12

CT1

8

9

&3

2

+

+

0

1

2

954060-11

Ce montage pourra intéresser ceux d’entre vous qui voudraient enregistrer un signal FSK sur bande. Un signal FSK (Frequency Shift Keying) se compose de paquets d’impulsions de deux fré-quences différentes où l’une des fré-quences représente le « 0 » et l’autre le « 1 » d’un signal numérique. Le cri-tère décisif lors de la génération des trains d’impulsions est la suppression des erreurs de phase. Et c’est là très exactement le point fort de ce circuit.Deux signaux rectangulaires présentant un rapport cyclique de 50% très exac-tement servent de matériau de base pour la génération du signal FSK. Le premier signal rectangulaire possède une fréquence 16 fois supérieure à celle

que l’on veut voir psortie pour indiquerbroche 5 de IC1c).second signal rectactement le double dusignaux attaquent cd’une porte NON-ETsence d’un niveau hentrée produit au chsignal rectangulaire tire ce signal directedonnées sériel, IC1b(IC1a). La quatrièm74HCT00 effectue uque entre les deuxtransmet au compte74HCT93 monté en diviseur de tension R

a

b

c

954060-12d

a

b

c

d f1 f2 f1 f2 f1 f2 f1 f2 f1

f1 x 16

f2 x 16

tie QD adapte le signal au niveau normé de 1 V (crête à crête) pour les magné-tophones. Le réseau constitué par R2, R3 et C2, fait également office de filtre passe-bas, filtre dont la fréquence de coupure –3 dB se situe à F2.Le choix de fréquences 16 fois supérieu-res aux fréquences requises en sortie associé à leur division par 16, réduit au 16ème l’erreur de phase. On notera en outre qu’à chaque flanc descendant on commence par avoir une remise à zéro du compteur ce qui interdit la naissance de demi- impulsions, voire celle d’im-pulsions partielles. La consommation de courant du circuit est de quelque 10 mA.

rendre le signal de un « 0 » (f1 x 16, La fréquence du ngulaire est exa- premier. Les deux hacun une entrée (NAND). La pré-

aut sur la seconde oix le transfert du vers la sortie. IC1c ment du signal de en format inversé e porte NON-ET du ne opération logi- fréquences et les ur binaire du type diviseur par 16. Le 2/R3 pris à la sor-


nte à cette sortie est comparée à une leur de référence qu’il faudra, une fois ur toutes, définir à l’aide de l’ajustable . Le comparateur IC1 fournit à sa sor- un niveau bas ou haut selon que le gment ou la LED concerné est ou non tif. Le système à µP lit ce niveau et, rès avoir parcouru toutes les entrées quises de K1/K2, reconvertit logiciel-ment le résultat de ce balayage en chiffre. Le logiciel devra être adapté x circonstances (type du contrôleur et s afficheurs). Comme il est plus que obable que l’on retrouve sur le circuit usieurs tensions d’alimentation – les ficheurs 7 segments nécessitent bien uvent plus de 5 V, il nous faut disposer une adaptation de niveau de +5 V du stème à microprocesseur vers la ten-on d’alimentation de l’affichage. C’est fonction avec leurs sorties en collec-

0541 Interface d’affichage pour µPpage 1 / 2

IC24067

16x

G16

MDX

24

12

16

17

18

19

20

21

22

23

10

11

14

13

15

15

2

3

4

5

6

7

8

9

0

3

1

0

K1

IC1

2

3

6

7

4

741

R4

47

k

R2

47

kR6

10

k

R5

10

k

R81

0k

R9

10

k

10

k

10

k

10

k

R12

R1

470k

R3

10kR7

220k

10k

P1

D1

4V7400mW

IC3a1 21

IC3b3 41

IC3c5 61

IC3d9 81

IC3e11 101

IC3f13

12

1

K3

IC3

14

7

JP1

1

2

3 A

A

A

A

A

B

C

D

E

A 0V/5V

B

C

D

E

0V/VCC2

VCC2

0V/4V7

A0

A1

A2

A3

/2

3

VCC2/31

VCC

VCC2

DATA IN

K2

0

1

2

3

4

5

6

7

0

1

2

3

4

5

6

7

0

1

2

3

4

5

6

7

IC3 = 7407

sevapoP1tieseacapreleunaudeprplafsod’sysila
teur ouvert, des tampons IC3a à IC3e, forcés à l’aide des résistances pullup R9 à R12. Le 4067 n’est pas très délicat, acceptant n’importe quelle tension d’ali-mentation entre 3 et 18 V. À la sortie vers le système à µP la diode zener D1 ramène le niveau à quelque 5 V. Le cava-lier de court- circuit JP1 permet de choisir le mode de travail du 4067 : soit de le laisser en permanence en fonction soit d’en commander le réveil par le biais de la ligne d’Interface 0. Cette possibilité prouvera toute son utilité lorsque l’on
De nombreux instruments de mesure sont dotés d’afficheurs sept segments à LED, de barregraphes à LED voire de LED individuelles pilotés directement par l’intermédiaire d’un convertisseur A/N tel que le ICL7107 ou tout autre circuit de commande (driver) de barres de LED tel que le très connu LM3914. L’intégration à posteriori d’une interface pour un système à microprocesseur est loin d’être une sinécure, vu que dans la plupart des cas les données ne sont pas

disponibles sous forme binaire comme il le faudrait. Le montage décrit ici remédie à cette situation.Les 16 entrées de K1 et K2 sont reliées aux LED ou segments (à anode commune) à lire. Le système à micro-processeur pilote, à travers K3 et IC3b à IC3e, les quatre entrées de sélection A à D (broches 10, 11, 13 et 14) du démulti-plexeur 16 vers 1, choisissant ainsi l’une des 16 entrées qui est alors mise en liaison avec la sortie X. La tension pré-


aura mis en parallèle plusieurs de ces cir-cuits. Lorsque l’on se trouve en présence d’un affichage multiplexé la complexité du logiciel de pilotage sera sensiblement plus grande, sachant qu’il faudra à cha-que fois procéder à plusieurs mesures si l’on veut être certain que le segment

est allumé ou non. La consommation de courant du circuit est de 10 à 20 mA en ce qui concerne la ligne d’alimentation de +5 V, étant inférieure à 5 mA en ce qui concerne la ligne d’alimentation à tension plus élevée, Vcc2.

D. Dittman

page 2 / 20541 Interface d’affichage pour µP


0646 Mono-carte à 80C451page 1 / 4

74HCT573IC2

12

13

14

15

16

17

18

19

EN

11C1

1D

2

3

4

7

8

9

5

6

1

10A0

9A1

7A3

6A4

5A5

4A6

3A7

25A8

24A9

21A10

23A11

2A12

26NC

1422

OE

20

CS

281

VPP

27

PGM

11D0

12D1

13D2

15D3

16D4

17D5

18D6

19D7

IC3

EPROM

8A2

27C64

MAX232

R1OUT

R2OUT

T1OUT

T2OUT

IC4

T1IN

T2IN

R1IN

R2IN

C1–

C1+

C2+

C2–

11

12

10

13

14

15

16V+

V-

7

89

3

1

4

5

2

6

K1

10

11

12

13

14

15

16

17

18

19

20

21

22

23

24

25

26

27

28

29

30

31

32

33

34

35

36

37

38

39

40

1

2

3

4

5

6

7

8

9

X1

16MHzC1

33p

C2

33p

AD0

AD1

AD2

AD3

AD4

AD5

AD6

AD7

AD0

AD1

AD2

AD3

AD4

AD5

AD6

AD7

AD0

AD1

AD2

AD3

AD4

AD5

AD6

AD7

K7

2 5

43

1 6

JP3JP2

C4

100n

C3

100n

8x 10k

1

2 3 4 5 6 7 8 9

R1

AD

0

AD

1

AD

2

AD

3

AD

4

AD

5

AD

6

AD

7

1JP1

P1.0

P5.7

P1.1

P5.6

P1.2

P5.5

P1.3

P5.4

P1.4

P5.3

P1.5

P5.2

P1.6

P5.1

P1.7

P5.0

RESET

P3.0

ALE

P3.1

PSEN

P3.2

P4.7

P3.3

P4.6

P3.4

P4.5

P3.5

P4.4

P3.6

P4.3

P3.7

P4.2

P4.1

P4.0

K6

10

1 2

3

4

5

6

7

8

9

K2 1012

3 4 5 6 7 8 9 K3 1012

3 4 5 6 7 8 9 K4 1012

3 4 5 6 7 8 9 K5 1012

3 4 5 6 7 8 9

R4

330ΩR6

330Ω

R3

3k

3

R7

3k

3

R5

33

0Ω

C5

4µ710µ

R2

100Ω

C10

10µ16V

C9

10µ16V

C6

100µ16V

C710µ

16V

C8

10µ16V

P3.

1

P3.

0

P1.

7

PS

EN

AL

E

P1.

6

P3.

3

K8

L1

100µH

P1.

0

P1.

1

P1.

2

P1.

3

P1.

4

P1.

5

P1.

6

P1.

7

P3.

0

P3.

1

P3.

2

P3.

3

P3.

4

P3.

5

P3.

6

P3.

7

P4.

0

P4.

1

P4.

2

P4.

3

P4.

4

P4.

5

P4.

6

P4.

7

P5.

0

P5.

1

P5.

2

P5.

3

P5.

4

P5.

5

P5.

6

P5.

7

K9

D11N4001

C12

100µ25V

C11

10µ16V

IC5

7805

IC2

20

10

S1

RESET

RE

SE

T

RESET

P1.0

P1.1

P1.2

P1.3

P1.4

P1.5

P1.6

P1.7

P3.0

P3.1

P3.2

P3.3

P3.4

P3.5

P3.6

P3.7

P4.0

P4.1

P4.2

P4.3

P4.4

P4.5

P4.6

P4.7

P5.0

P5.1

P5.2

P5.3

P5.4

P5.5

P5.6

P5.7

PSEN

ALE

944069 - 11

P6.0

P6.1

P6.2

P6.3

P6.4

P6.5

P6.6

P6.7

5V

5V 5V

5V 5V

5V

"1" "1"

5V

5V

5V

TxD

RxD

5V5V5V5V

P3.0/RXD

P3.1/TXD

ALE/PROG

P3.2/I0

P3.3/I1

P3.4/T0

P3.5/T1

P3.6/WR

P3.7/RD

80C451

EA/VPP

BFLAG

AFLAG

IC1

P1.0

P1.1

P1.2

P1.3

P1.4

P1.5

P1.6

P1.7

P4.0

P4.1

P4.2

P4.3

P4.4

P4.5

P4.6

P4.7

P5.0

P5.1

P5.2

P5.3

P5.4

P5.5

P5.6

P5.7

PSEN

P0.0

P0.1

P0.2

P0.3

P0.4

P0.5

P0.6

P0.7

P2.0

P2.1

P2.2

P2.3

P2.4

P2.5

P2.6

P2.7

P6.0

P6.1

P6.2

P6.3

P6.4

P6.5

P6.6

P6.7

VSS

VCC

RST

ODS

IDS

5452

X2

53

X1

18

35

27

28

29

30

31

32

33

34

36

37

38

39

40

41

42

43

26

25

24

23

22

21

20

19

44

45

46

47

48

49

50

51

67

68

17

16

15

14

13

12

11

10

59

60

61

62

63

64

65

66

55

56

57

58

2

3

4

5

6

7

8

9

1

RS

R/W

E

DATA4

DATA5

DATA6

DATA7

80C451

*zie tekst*see text*siehe Text*voir texte*

SD

A

SC

L

Le 80C451 de Signetics – qui est, comme tout le monde le sait sans doute, une filiale de Philips Semi-conductors – est l’un des nombreux dérivés du 8051 fabriqué à l’origine par Intel. Nous avons eu l’occasion de vous proposer une réalisation basée sur le SC80C451CCN64 (cf réf [1] de la bibliographie), ce composant étant depuis lors dépassé. Le ‘451 possède, si on le compare au 8051, un certain nombre de ports additionnels. Sachant combien les mono-cartes de toute sorte sont appréciées par nos lecteurs « microphiles » nous leur proposons ici une mono-carte basée sur la version PLCC à 68 broches du ‘451, le bien nommé SC80C451CC / GA68, où le second C identifie la version 12 MHz, et le G la version 16 MHz.

1.

10 12 14 16 18 20 2422 26


à 40 broches. Cependant, pour éviter tout problème nous n’avons pas amené le signal d’horloge du ‘451 jusqu’à la dite embase. Le cavalier de court-cir-cuit JP1 permet de relier l’alimentation du système à 451 au système à 8051. Le support DIP à 40 broches permet de transformer cette mono-carte en un émulateur de 8751 sans prétentions (cf. réf. [1] de la bibliographie). Dans

page 2 / 40646 Mono-carte à 80C451

80C451

15

20

25 35 45

50

55

6515

ALE

PS

EN

VCC

RxD

TxD

GNDX1X2

Ansicht von unten

onderaanzicht

Bottom View

vu dessus

10 12 14 16 18 20 2422 26

11 15 19 2313 17 21 25 27

29

31

33

35

37

39

41

43

28

30

32

34

36

38

40

42

61 454749515355575962

444648505254565860

64

66

68

63

65

67

1

3

5

7

9

2

4

6

8

80C451

vu du dessus

LecèledeaiteêtseseIl pa«chcaceexraDIunbrde

Comme permet de le voir le schéma représenté en figure 1 notre mono-carte comporte tous les ingrédients classiques, nécessaires et suffisants, pour la réalisation de tout système auto-nome qui se respecte : une mémoire sous la forme d’une EPROM, IC3, un verrou d’adresses, IC2, et un régula-teur intégré fournissant la tension d’ali-mentation, IC5, un circuit de remise à zéro, S1/R2/C5, une interface RS-232, IC4, et une ribambelle de connecteurs (embases encartables mâles aux normes HE-10 pouvant également prendre la forme de barrettes autosécables à deux rangées de contacts, K1 à K6, connecteurs permettant la connexion à la mono-carte d’extensions de tou-tes sortes. L’interface débouchant sur le connecteur mini-DIN K7 est (pour le moment encore) moins classique ; il s’agit de l’interface I2C embarquée.

Broche 27C64 27C128 27C256 27C512

1 (JP2) Vcc Vcc Vcc A15

26 xx A13 A13 A13

27 (JP3) Vcc Vcc A14 A14

Tableau 1.

s embases K1 à K6 permettent l’ac-s à la pléthore de ports que comporte SC80C451. L’embase K6 est câblée manière à permettre la connexion sée d’un affichage LCD courant. Un l affichage LCD pourra uniquement re utilisé en mode 4 bits, l’ajustable rvant au réglage du contraste devant trouver sur l’affichage lui-même. faudra noter en outre qu’il n’est s prévu de connexion de la broche

contraste » correspondante, la bro-e 3 de l’affichage LCD, sur la mono-rte à 80C451. Si l’on utilise un mor-au de câble plat doté à l’une de ses trémités d’un connecteur DIL à deux ngées de 20 contacts et d’un support P à 40 broches, l’embase K1 fournit brochage correspondant broche à oche avec celui du microcontrôleur type 8051 proposé en boîtier DIL

cette configuration, le port 0 du 8751 émulé correspond au port 5 du ‘451 ; de la même façon, le port 2 du 8751 émulé correspond au port 4 du ‘451.Il ne faut pas déduire de la présence d’une embase I2C sur la platine que le 80C451 dispose de la circuiterie interne en permettant l’interfaçage avec un bus I2C. Il est bon de se rappeler que les lignes I2C de la mono-carte propo-sée ici peuvent fournir un courant de 1,5 mA maximum, valeur inférieure à celle d’une ligne I2C standard (3 mA). Heureusement, vu la présence de résistances de forçage au niveau haut de 3 kΩ 3, cela ne devrait pas consti-tuer de problème.Dans le même ordre d’idées, les seuils de commutation des entrées du ‘451 ne répondent pas aux spécifications de la norme I2C, mais cela non plus ne devrait pas, en pratique, poser de problème. Il existe heureusement un



C1

C2

C3

C4

C5

C6C7

C8

C9

C10

C11

C12

D1

IC1

IC2

IC3

IC4

IC5

JP1

JP2

JP3

K1

K2

K3

K4

K5K6K7

K8

K9

L1

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

S1

X1

944069"1"

+

0

TxD

RxD

T

944069

Résistances :R1 = réseau SIL de 8 x 10 kΩR2 = 100ΩR3, R7 = 3 kΩ3R4 à R6 = 330Ω

Condensateurs :C1, C2 = 33 pFC3 = 100 nFC4 = 100 nFC5 = 4 µF7/10 V radialC6 = 100 µF/10 V radialC7 à C11 = 10 µF/16 V radialC12 = 100 µF/25 V radial

Semi-conducteurs :D1 = 1N4001

IC1 = SC80C451CCA68 (12 MHz)SC80C451CGA68 (16 MHz)

(Signetics/Philips Semicond.)IC2 = 74HCT573IC3 = 27C64 (cf. texte)IC4 = MAX232IC5 = 7805

Selfs :L1 = self 100 µH

Divers :JP1 = embase mâle

à 2 contacts avec cavalier de court-circuit

JP2,JP3 = embase mâle à 3 contacts avec cavalier de court-circuit

K1 = embase mâle à 2 rangéesde 20 contacts (HE-10)

K2 à K6 = embase mâle à 2 rangées de 5 contacts (HE-10)

K7 = embase mini-DIN encartable à 6 contacts

K8 = bornier encartable à 3 contacts au pas de 5 mm

K9 = bornier encartable à 2 contacts au pas de 5 mm

S1 = bouton-poussoir à contact travail type 3CTL3 (MEC)

X1 = quartz 12 ou 16 MHz



cuit, JP2 et JP3 (cf. les informations du tableau 1). Il est à signaler que la broche 26 de l’EPROM (n.c. dans le cas de la 2764) est en permanence reliée à la ligne d’adresses A13.Dernière remarque, la fréquence du quartz. On utilisera, en fonction du type de microcontrôleur utilisé, un quartz de 12 ou de 16 MHz. Le condensateur C3 sera monté côté « pistes » pour lui per-mettre d’assurer le découplage le plus efficace possible. La consommation de courant de la mono-carte est de l’or-dre de 30 mA ; elle varie cependant en fonction de la vitesse de travail du contrôleur et des extensions connectées au systè me. En pratique, une alimenta-tion de 100 mA devrait être suffisante pour la quasi-totalité des applications envisageables.

Bibliographie: [1] Émulateur de 8751, Elektor n°164, février 1992,

page 56 et suiv.

certain nombre de routines logicielles élémentaires pour établir une commu-nication I2C en utilisant un 80C451. Les dites routines, I2CBITS2.EXE, peu-vent être déchargées du serveur de Philips Semiconductors (http://www.semiconductors.philips.com/markets/mms/products/microcontrollers/support/software_download/8051/index.html). La sortie RS-232 est une application standard du MAX232, circuit intégré permettant la réalisation d’une interface RS-232. Bien que l’on ne dispose ici que des lignes RxD et TxD, l’interface ainsi réalisée devrait être fonctionnelle, dès lors que tout ce que l’on cher-che est d’établir une liaison avec un PC travaillant en mode émulation de terminal.Cette mono-carte accepte tous les types d’EPROM courants allant de la 2764 à la 27512, la sélection du type d’EPROM utilisé se faisant par la mise en place de 2 cavaliers de court-cir-


http://www.semiconductors.philips.com/markets/mms/products/microcontrollers/support/software_download/8051/index.html





moitiés de la tension alternative du secteur. Le réseau RC, R1/C1, et le diac Di1 se chargent de la commande de la gâchette du thyristor. Au début de chaque demie-période le conden-sateur C1 est chargé rapidement via la résistance R1. Dès que la tension à ses bornes est montée à quelques dizaines de volts, le diac fait passer une impulsion de courant qui déclenche le thyristor. Ce dernier reste conducteur jusqu’au passage par zéro suivant, moment auquel il reçoit une nouvelle impulsion de gâchette, etc. Dès que le transistor T1, pris en parallèle sur le condensateur C1, devient passant la tension aux bornes de C1 reste pra-tiquement nulle et il n’y aura plus de

L’intvoupar coml’emsenspagde l

•

•

0558 Interrupteur crépusculaire rustiquepage 1 / 2

R1

47

k

1W

R2

10

0Ω

*R3

T1

BC557

C1

100n

Di1

BR100/03

K

A

G

Th1

TIC126D

B1

B250C1500

TIC126D

K

A

G

944017-11 déclenchement du thyristor. Entre la base et le collecteur du transistor T1 est prise une LDR (Light Dependent Resistor), R3, une résistance dont la valeur varie en fonction de la lumière qui la frappe, donc la lumière ambiante si tant est qu’elle ne soit pas position-née d’une façon spéciale.En présence de lumière la LDR se caractérise par une résistance faible et le transistor T1 est passant. Dans ces conditions le thyristor bloque et l’am-poule est éteinte. Dans l’obscurité, la résistance de la LDR étant élevée, le transistor T1 bloque et le thyristor est déclenché : l’ampoule est allumée. La valeur de la résistance R2 détermine

errupteur crépusculaire que nous s proposons ici est remarquable le nombre étonnamment faible de posants qu’il nécessite, ce qui ne pêche pas d’être caractérisé par une ibilité élevée. Sa rusticité s’accom-

ne cependant par un certain nombre imitations :

le circuit ne convient que pour les ampoules à incandescence, donc pas de TL et autres PLD, le circuit ne possède pas de tem-porisation de mise en fonction de sorte que l’ampoule s’allumera

aussi lorsque, en cours de journée, le capteur est, pour une raison ou une autre, obscurci et l’on aura,

• en raison de l’absence de seuil de mise en fonction, un allumage pro-gressif de l’ampoule.

Après avoir posé le cadre de travail, intéressons-nous maintenant au fonc-tionnement de ce petit circuit. L’élec-tronique est tout simplement prise en série sur l’ampoule à commander. Le pont de redressement B1 donne la possibilité de commander, par l’inter-médiaire du thyristor Th1, les deux


le moment de commutation et impli-que donc de prendre le temps de faire quelques expériences.La sensibilité du circuit est tellement élevée qu’il en devient possible de monter la LDR derrière le bouton de l’interrupteur-secteur d’origine. La LDR « regarde » tout simplement à travers le capuchon de l’interrupteur, à condition bien évidemment que celui-ci soit translucide. Pour éviter qu’il ne se produise un effet d’oscillateur, il faudra veiller à ce que la LDR ne « voit » pas la lumière de l’ampoule commandée.La LDR utilisée dans ce montage devra avoir une résistance de 60 Ω quand elle est éclairée et de 2 MΩ dans l’obscurité. On utilisera (impérativement), pour le

thyristor, un TIC126D. L’utilisation d’un TIC106D, ce type de thyristor étant beaucoup plus sensible, se traduira par une illumination constante de l’am-poule. Si tant est que l’on n’arrive pas à se procurer un TIC126D on pourra faire appel à un TIC106D à condition de prendre une résistance de 220 Ω entre la gâchette et la cathode.On notera que l’ensemble du circuit est relié directement à la tension- secteur. Il est donc requis de le monter, en res-pectant toutes les mesures de sécu-rité, dans un boîtier en plastique ou un autre coffret non conducteur parfaite-ment fermé assurant l’isolation requise par ce type de montage.

J. Voûte

page 2 / 20558 Interrupteur crépusculaire rustique


dans le schéma n’étant que l’un des sistors utilisables. Le IRF540 et le 11 constituent en fait des alternati-parfaitement viables. C’est à dessein nous avons opté pour une appro-dans laquelle le flux de courant à ers le FET est inverse (de la source rain). Cette technique évite que la e de protection intégrée ne devienne uctrice à la suite d’une inversion

0733 Protection contre les erreurs de polarité

Bt1 R1

1M

T1

IRF520

SD

G

944044 - 1

*voir texte

olarité. Confrontée à des courants

Tout électronicien ayant transpiré sousharnais d’une réalisation personnelle, scombien il est facile de faire une errequi, certaines conditions aidant, peavoir des conséquences bien souvedramatiques. S’il se produit, par exemple, une erreur de polarité de la tensid’alimentation lors de la connexion à circuit électronique, les conséquencsont, en règle générale, désastreuseIl suffit pourtant d’un dispositif de prtection contre les erreurs de polarité toce qu’il y a de plus simple pour élimindéfinitivement et à un prix défiant touconcurrence, tout risque de dommageNous faisons appel, dans ce montageun transistor MOSFET à enrichissemepris immédiatement en amont de connexion de polarité « négative » (de la tension d’alimentation du circui

ple tranBUZves queche travau ddiodcondde p

Courant Chute de tension sans radiateur

Chute de tensionavec radiateur de ±21 K/W

12 mA 2,2 mV 2,4 mV

0,12 A 21,9 mV 26 mV

0,24 A 43,3 mV 50 mV

0,45 A 87,3 mV 90 mV

0,98 A 223 mV 210 mV

1,87 A 0,5 V 0,42 V

2,61 A 1,1 V …

2,74 A … 0,64 V
d’intensité importante cette diode passe, même maintenant, à l’état conducteur. Ceci ne constitue heureusement pas un inconvénient : cette diode est capable de supporter un courant dont l’intensité est identique à celle du courant indiqué pour le canal drain/source du FET. Ainsi, dans le cas d’un IRF520, ce courant est de 9,2 A. Un IRF540 peut même « digérer » un courant de 28 A !Le tableau illustrant cet article indique la chute de tension aux bornes du FET (élément décisif pour la production de chaleur, rappelez-vous) et montre ainsi éloquemment qu’en présence de cou-rants importants un radiateur est loin de constituer un luxe superflu.Lors des mesures effectuées pour obte-nir ces données nous avons pris comme base de calcul une tension de pile (Bt1) de 12 V. Une tension de pile plus faible pourra se traduire par une certaine aug-mentation de la résistance de perte dans le transistor FET.
le ait ur ut nt -

on un es s. o-ut er, te .

, à nt, la –) t à

protéger. Ce transistor FET ne conduit que s’il reçoit, via la résistance R1, une tension de grille positive.Grâce à cette approche, on peut faire appel dans le cas présent à un FET à canal-N, type de transistor qui se caractérise en général par une RDS(on) plus faible que celle présentée par un exemplaire à canal-P. Cette résistance de passage plus faible est extrêmement intéressante puisqu’elle diminue, même sous des charges élevées, la perte de puissance. S’il n’est pas possible d’in-terrompre la ligne « – » de la tension d’alimentation on pourra faire appel à un transistor MOSFET à canal-P, pris cette fois dans la ligne d’alimentation positive.La palette de transistors MOSFET à canal-N utilisables est relativement riche, le IRF520 indiqué à titre d’exem-


à dessouder. Le circuit intégré n’aura pas survécu à l’opération, mais la pla-tine n’aura pas souffert et c’est là l’im-portant vu que le circuit intégré était supposé être défectueux. Ce mode opératoire n’est pas utilisable dans le cas d’un composant CMS –à moins que l’on ne dispose d’une pince coupante extrêmement fine. La seule solution consiste à opter pour une technique rudimentaire consistant à réchauffer une par une chacune des pattes du circuit intégré pour ensuite la replier

0038 Aide au dessoudage de composants CMSpage 1 / 2

954092 - 11b 954092 - 11a

vers le haut, un véritable travail de moine, surtout si l’on tient à récupérer le circuit intégré.Il existe heureusement une astuce relativement simple qui ne nécessite rien de plus qu’un petit morceau de fil de cuivre émaillé de 0,2 ou 0,3 mm de diamètre. Voici comment opérer. On fait glisser le fil de cuivre émaillé derrière la rangée de broches que l’on veut dessouder et on fixe son extrémité –solidement vu qu’il va falloir tirer des-sus– à un îlot disposé un peu plus loin. On effectue une traction ferme sur l’ex-trémité restée libre du fil de cuivre de manière à ce qu’il vienne appuyer sur la première broche du circuit intégré et qu’il repose bien à plat sur le circuit imprimé. On chauffe ensuite une à une chacune des broches du circuit intégré. On verra à chaque fois le fil de cuivre sauter par dessous la broche en cours

Si le soudage de circuits intégrés CMS demande déjà certaines aptitudes, si tant est que l’on veut que les composants en question se trouvent aux endroits pré-vus, sans que toutes les broches ne se trouvent en court- circuit, le dessoudage de ces composants minuscules est une opération mettant les nerfs à fleur de peau. Si l’on veut éviter de plier les broches du composant ou d’abîmer le circuit imprimé il faut travailler avec grand soin.Il existe bien entendu tout un outillage professionnel à cet effet, tels que des embouts pour fer à souder qui chauf-fent simultanément toutes les broches du circuit intégré concerné, instruments que leur prix (professionnel) met hors de portée de la plupart des amateurs aussi enthousiastes soient-ils. On peut

envisager l’utilisation de tresse à des-souder à condition de disposer d’une patience d’ange; si cette approche per-met bien de dessouder le circuit intégré on a vite fait de constater que l’élimi-nation des restes de soudure entre les broches ou les îlots de soudage exige un réchauffement conséquent et dura-ble des points concernés avec tous les risques de dommages que cela sous-entend : ni le composant ni la platine n’apprécient.Lorsqu’il s’agit de circuits intégrés « ordi naires » il reste toujours la pos-sibilité de couper purement et sim-plement toutes les broches au ras du boîtier (et non pas de la platine) et d’extraire l’un après l’autre les « chi-cots » ainsi constitués. On peut ensuite dégager les trous à l’aide de la tresse


de chauffage lorsque la température atteinte aura produit la fusion de la soudure, processus qui soulèvera la broche en question et la désolidarisera de la platine. C’est en forgeant que l’on devient forgeron. Après un rien d’entraînement on pourra dessouder un circuit intégré en un rien de temps sans qu’il ne souffre inconsidérément.

Le dessoudage de la dernière broche demande encore plus de précautions que celui des autres broches ; en effet, vu que la traction du fil n’est plus contrée par un nouvel obstacle, le risque de repliement voire de rupture même de la dernière broche n’est pas à sous-estimer.

page 2 / 20038 Aide au dessoudage de composants CMS


bre minimal d’impul-de 2, le maximum de t toujours sur le flanc impulsion. Si donc le uve en position « 9 »

l’intervalle de temps escendant de la pre- flanc descendant de

ps fait appel à une availlant à une fré-e 1 MHz. Pendant la

on applique le signal ie du circuit de sorte t possible d’effectuer d’un fréquencemètre

uit associe simplicité bouton-poussoir S1 e à zéro du diviseur action se traduit par au bas de la broche 1 n convertisseur BCD- que toutes les autres it intégré présentent conséquence de tout tie de IC1d se trouve niveau haut forçant LED D2. Les impul-1 MHz en provenance ps construite autour onté ici en diviseur

0693 Périodemètre programmablepage 1 / 2

R4

220k

R5

2k2

C9

100p

C10

22p

X116MHz

74HCT

CTR14

IC4

CT=0

RCX10

11

12

15

13

14

11

13

12

CTCX

RX

!G

1

6

4

5

7

9

3

4

5

6

7

8

9

3

2

+

4060

A

S3

1

2

IC3

74HCT42

10

21

32

43

54

65

76

97

108

119

151

142

134

128

BCD/DEC

S2

13

1011 12

1

6

7

5

43

2

8

9

CTRDIV10

74HCT192

1CT=9

2CT=0

IC2

1–

2+

10

11C3

12

13

14

153D

G1

G2

1 2

3

4

5

6

79

R

S1

R1

10

0k

1

23

IC1a

&

B

4

5

6

IC1b

&9

10

8

IC1c

&

12

13

11

IC1d

&

R2

4k7

R3

22

0Ω

T1

BC547B

D2

IC57805

C1

470µ16V

C4

100µ25V

C2

100n

C3

100n

D1

1N4001

8...15V

IC1

14

7

IC2

16

8

IC3

16

8

IC4

16

8

C5

100n

C6

100n

C7

100n

C8

100n

IC1 = 74HCT132

944002-11

5V

5V

5V

5V

C

1MHz

de mesure. Le nomsions concerné est 9. La mesure se faidescendant d’une périodemètre se trole circuit mesure séparant le flanc dmière impulsion dula neuvième.La mesure de tembase de temps trquence d’horloge ddurée de mesure de 2 MHz à la sortqu’il soit égalemenla mesure à l’aide autonome.Le concept du circet efficacité. Le permet une remispar 10, IC2. Cette le passage au nivede IC3 (sortie 0), uvers-décimal, alorssorties du dit circuun niveau haut. Laceci est que la soren permanence aul’illumination de lasions d’horloge de de la base de temde IC4, un 4060 m
par 16 –soit encore, en fonction de la position de l’inverseur S3– celles four-nies par un oscillateur externe, sont
Le périodemètre programmable objet de cet article permet de mesurer l’intervalle séparant un certain nombre d’impulsions successives.

L’ « opérateur » peut, à l’aide d’un commutateur rotatif, définir le nombre d’impulsions à inclure dans le processus


bloquées par la porte NON-ET à trigger de Schmitt IC1d. Dès que la première impulsion suivant la remise à zéro arrive au circuit on a, sur le flanc descendant de la dite impulsion, passage à « 1 » de IC2. La broche 1 de IC3 passe au niveau haut, ce qui a pour conséquence de provoquer l’apparition du signal d’hor-loge à la sortie du circuit. À la seconde impulsion d’horloge c’est la broche 3 de IC3 qui passe au niveau bas et la transmission des impulsions d’horloge est à nouveau interrompue par IC1d –si tant est que le commutateur rotatif S2 se trouve dans la position du schéma. La mise de ce rotacteur dans une posi-tion différente détermine à la suite de

quelle impulsion d’horloge on a blocage de la transmission du signal de 1 MHz. Le blocage de l’entrée se fait alors via le contact central du rotacteur S2 et la porte IC1a. L’affichage du fréquence-mètre pris à la sortie indique la durée de l’intervalle séparant la première impulsion de la seconde à prendre en compte (2...9). En cas d’utilisation de la fréquence de référence de 1 MHz on dispose de pas de 1 µs, la taille de pas passant à 1 ms en cas d’utilisation d’une fréquence externe de 1 kHz. L’ensemble du montage consomme de l’ordre de 20 mA, de sorte que son alimentation par pile est parfaitement envisageable.

K. Dietrich

page 2 / 20693 Périodemètre programmable


ques impaires. Comme le montre le schéma, il est fait appel ici, pour le circuit oscillateur, à un 74HCU04 stan-dard. Le signal généré subit ensuite une légère amplification via IC1b. Ce gain se traduit par une augmentation de la raideur des flancs, de sorte le signal rectangulaire comporte, après amplifi-cation, une composante d’harmoniques plus importante. On choisit ensuite, à l’aide du réseau LC constitué par la self L1 et le condensateur variable C5, l’harmonique convenable. L’harmoni-que choisie est ensuite amplifiée par l’inverseur IC1c et, par l’intermédiaire de l’inver seur IC1d, transformée en un joli signal rectangulaire. Au coeur de notre prototype trônait un quartz de fonda-

Lqsfmqppropru

0667 Oscillateur à mode partiel (overtone)

1 21

IC1a

3 41

IC1b

5 61

IC1c

9 81

IC1d

R1

4M7

R2

4M7

X1

4MHz9C1

27p

C2

27p

C3

10p

C4

10p

C5

40p

C6

100n

L1

2µH2

IC1e

11

10

1

IC1f

13

12

1

IC114

7

5VIC1 = 74HCU04

944084-11mentale de 4,9 MHz, que nous avons pu, sans problème particulier, faire osciller à sa 3 e et à sa 5 e harmonique. Il ne fait pas de doute que ce circuit soit également utilisable pour d’autres fréquences, à ceci près qu’il peut être nécessaire de devoir rechercher expé-rimentalement la valeur de la self L1.La consommation de courant du circuit ne dépasse pas quelques milliampères, de sorte que toute alimentation 5 V régulée pourra fournir la tension néces-saire à ce montage.

ors de sa fabrication, un cristal de uartz est taillé de manière à ce qu’il e mette à osciller soit à sa (fréquence) ondamentale, soit sur l’une de ses har-oniques (overtone). Les fabricants de uartz ont atteint un tel niveau d’ex-ertise qu’il n’est pas rare qu’un quartz révu pour osciller à sa fondamentale efuse absolument d’osciller à sa 3 e u 5 e harmonique. Si l’on ne dispose as, à un instant donné, d’un quartz de emplacement adéquat et que l’on est niquement intéressé par l’une des har-

moniques du quartz prévu pour travailler à sa fondamentale, la situation peut être extrêmement frustrante. Ce petit circuit d’oscillateur mettra fin à un stress dont on se serait fort bien passé, vu qu’il per-met toujours d’obtenir la mise en oscilla-tion d’un quartz sur ses harmoniques, que le quartz en question soit prévu à cette intention ou non ne change rien à la situation.L’astuce à la base de cette électronique est qu’un signal rectangulaire comporte toujours, par définition, des harmoni-


Il existe utels que co(U/f) ou amiques (ode la tensen dB parcourant dsoit de polorsque l’s’agisse dcuit de miun courantout simplcourant prdénominasens de ci

0568 Inverseur de courant

SS

M2

21

0

T1b

3

2

1

6

7

82

3

6

IC17

4

TL081

C1

10µ16V

C2

10µ16V

15V

15V

1V

1V

964063-11

T1a

I i

oI

1V6

n certain nombre de circuits, nvertisseurs tension/fréquence utres convertisseurs logarith-

ù la tension de sortie est le log ion d’entrée, pour un affichage exemple), qui exigent que le ’entrée qu’on leur applique larité positive. Que faire alors électronique en amont, qu’il ’un capteur ou d’un autre cir-se en forme de signal, fournit t de polarité négative ? Eh bien ement intercaler l’inverseur de oposé ici, qui, comme le dit sa tion, produit une inversion du rculation du courant. Les deux

transistors, T1a et TSSM2210, un comdeux transistors apde diodes. Le courentrant par l’entréel’amplificateur opéraune tension positivamplificateur opératest égale à la tensiotransistor T1a. Si l’transistors des carques, raison pour lpour un SSM2210, eIC1 un amplificateuune tension d’offset aller vers l’électroni


Uout = Uin

Iout =–Iin

Iout et Iin sont unipolaires

Iin(Iout) max < 10 mA

Bande passante 3 MHz

Consommation de courant < 25 mA

point de sortie, vers lequel pointe la flè-che du courant de sortie Io, un courant de polarité positive et d’intensité quasiment égale à celle du courant négatif circulant à l’entrée vers laquelle pointe la flèche du courant d’entrée Ii. Le schéma suppose la présence d’une tension de 1 V à l’entrée, les valeurs indiquées sur le schéma, le 1,6 V à la sortie de l’amplificateur opé-rationnel par exemple, dépendent bien évidemment de cette valeur. Le SSM2210 étant doté de diodes de protection inter-nes il n’est pas nécessaire d’en prévoir dans le schéma.

1b, intégrés dans le posant spécifique à pariés, font ici office ant d’entrée négatif non-inverseuse de tionnel IC1, produit e à la sortie du dit ionnel. Cette tension n base-émetteur du

on attribue aux deux actéristiques identi-aquelle il a été opté t que l’on utilise pour r opérationnel ayant négligeable, on verra que prise en aval du


Tant que le fusible est intact la diode D2 trouve pratiquement en parallèle sur ED (la très faible résistance du fusible dans le cas présent, négligeable). La te de potentiel sur D2 est de 0,6 V iron. Il faut à la LED 1,5 V au minimum r en obtenir l’illumination de sorte lle reste éteinte. Dès la destruction du ble D2 ne se trouve plus en parallèle la LED de sorte que la LED peut s’allu-r. Peu importe que l’ampoule intercalée omme charge soit ou non mise en cir- par le biais de l’interrupteur. Vu que bloque lorsque l’ampoule est intacte ue l’interrupteur est fermé, le courant

0533 Indicateur de trépas de fusible

D1

R1

5k

6

F

D1

1N4148

S1

La1

12V

964109 - 11

se la Lest,chuenvpouqu’efusisurmeici ccuitD2 et q

Ce n’est pas uniquement dans la voiture, les caravanes et autres « mobil-homes » que les fusibles se trouvent le plus sou-vent à un des endroits les moins acces-sibles. En dépit de sa simplicité le circuit décrit ici constitue un auxiliaire précieux dans de telles situations. L’électronique se limite à une résistance, une diode et une LED. Le principe de fonctionnement est aussi simple qu’efficace.

de LED circule uniquement à travers la résistance R3 qui, dans le cas d’une ten-sion de bord de 12 V, fixe à 1,9 V le dit courant. Ce courant a été limité à dessein à une valeur aussi faible pour réduire le plus possible la consommation de courant additionnelle due à cette résistance. En effet, ce courant circule en permanence à travers R3. La mise en oeuvre d’une LED faible courant permet de ramener ce courant à une valeur quasiment négli-geable.

W. Cohaupt


ssant d’en imaginer une version dont pourrait doter soi-même son lecteur.

électronique nécessaire se résume à en peu de choses. Un examen super-iel du schéma suffit pour se rendre mpte que le coeur du montage est un uble temporisateur du type NE556. tension d’alimentation nécessaire à lectronique est dérivée directement lecteur de DA. En cas de fermeture l’interrupteur S1 et que l’interrupteur cteur du lecteur est en fonction, le rcuit auxiliaire présenté ici se verra,

0914 Temporisateur pour lecteur de DApage 1 / 2

CNTR

IC1bDIS

THR OUT

TR8

13

12

10

R

9

11

CNTR

IC1aDIS

THR OUT

TR6

1

2

4

R

5

3

C7

1µ 16V

C2

10µ25V

C1

1µ16V

C4

1µ25V

C8

10µ25V

C5

10n

C6

10n

C9

100n

C3

1n

R2

10

0k

R1

15

k

R3

47

k

R4

15

0k

R8

47

0Ω

R6

47

0Ω

R7

47

Ω

R5

100k

D1

CNY17

IC25

4

1

2

6

K2

K1

IC1

14

7

S1

5V

5V+5V

944016 - 11

IC1 = NE556

reonL’bificcodoLal’édudeseci

De nombreux lecteurs de DA (Disque Audionumérique plutôt que CD, d’après le nouveau dictionnaire des termes offi-ciels cuvée janvier 94) disposent d’une commande de temporisation (timer). Cet organe de commande permet un démar-rage automatique du lecteur de DA dès

l’application, par l’intermédiaire d’un chrono program mateur par exemple, de la tension d’alimentation, lire la tension du secteur, de l’appareil concerné. Vu cependant qu’il existe encore un certain nombre de lecteurs ne possédant pas un tel dispositif, il nous a semblé inté-

à l’apparition de la tension du secteur, alimenté lui aussi. Très peu après la mise en fonction, le temporisateur IC1b reçoit, via le réseau RC que constituent la résistance R1 et le condensateur C1, un signal de déclenchement. IC1b fournit une impulsion d’une longueur de quelque 1,2 s –durée fonction des


valeurs de R2 et de C2. Au cours de cet intervalle le lecteur a le temps de s’« initialiser ». Cette temporisation écoulée, IC1b déclenche un second temporisateur, IC1a, qui à son tour fait entrer en conduction, pendant une durée de 0,2 s –définie par les valeurs de R4/C4– le transistor intégré dans l’opto-coupleur IC2. Le dit transistor est monté en parallèle sur les contacts de la touche de « lecture » (PLAY) du lecteur, de sorte que celui-ci se met à lire, et que partant, si tant est que le reste de la chaîne est sous tension, on aura de la musique – fournie par le disque audionumérique présent dans le chariot de transport du lecteur.La présence de l’opto-coupleur est indispensable vu que, dans la plupart des cas, le circuit des touches d’un lec-teur de DA est, d’une façon ou d’une autre, multiplexé. Cette approche évite toute influence sur les signaux voire leur mise en court-circuit à la masse. Il vous faudra, sachant que le transistor intégré dans l’opto-coupleur IC2 ne conduit que dans une direc-tion, rechercher expérimentalement le câblage à effectuer sur les contacts de la touche PLAY. Si le circuit ne fonc-tionne pas il vous faudra intervertir

les deux fils de liaison. On peut éga-lement envisager de commen cer, via IC2, par commuter un interrupteur à lame souple (ILS ou relais reed) qui à son tour ferme les contacts de la tou-che PLAY. La LED D1 sert de dispositif de visualisation des impulsions. Cette LED s’illumine à l’instant de généra-tion, par IC1a, d’une impulsion. La dite LED n’est pas indispensable au fonctionnement du montage, de sorte que l’on pourra (éventuellement) s’en passer, auquel cas on pourra également supprimer la résistance R8. IC1 devra impérativement être un NE556 et non pas un TLC556, vu que ce second type de temporisateur n’est pas capable de fournir le courant de sortie nécessaire à la commande de deux LED.L’ensemble du montage prendra place à l’intérieur du lecteur de DA. Son alimentation sera dérivée de l’alimen-tation 5 V numérique du dit appareil. La consommation du circuit est infé-rieure à 40 mA, de sorte que lecteur ne devrait pas être gêné par cette connexion « parasitaire ».On pourra monter l’interrupteur S1 soit sur la face avant soit sur la face arrière du lecteur de DA.

G. Renker

page 2 / 20914 Chronotemporisateur pour lecteur de DA


Le capteur Sprague permteur de chamqu’il soit postoute l’électrocapteur proprLED de visuatance de limidu UGN3140Hall à propreteur différenhystérésis intLa sortie du cse présente sà collecteur

0325 Détecteur de champ magnétique

UGN3140

IC1 1

3

2

D1

R1

33

0Ω

5V

944100 - 11

Pour info :

Tesla : induction magnétique uniforme qui répartie normalement sur une surface de 1 m2 produit à travers cette surface un flux d’induction magnétique total de 1 weber.

Weber : Flux d’induction magnétique qui tra-versant un circuit d’une seule spire y produit une force électromotrice de 1 volt, si on l’annule en 1 seconde par décroissance uniforme.

à effet Hall UGN3140 de et la réalisation du détec-

p magnétique le plus simple sible d’imaginer. En effet, nique nécessaire, outre le

ement dit, se résume à une lisation dotée de sa résis-tation de courant. La puce intègre, outre le capteur ment parler, un amplifica-tiel et un comparateur à égrée.apteur, dotée d’un tampon, ous la forme d’un dispositif ouvert, ce qui lui permet,

sans le moindre problème, d’attaquer une LED. L’activation du UGN3140 se fait à une densité de flux magnétique comprise entre 4,5 et 27 mT, l’hystérésis étant de l’ordre de 2 mT (le symbole T étant, pour ceux d’entre nos lecteurs qui ne le sauraient pas ou ne s’en rap-pelleraient plus, celui du tesla).La tension d’alimentation du capteur ne doit en aucun cas dépasser 24 V ; il faudra bien évidemment adapter la valeur de la résistance de protection de la LED à la valeur de la dite tension d’alimentation.


d’expéri-a figure entation critique, de 9 V

s oublier der qu’à

n’est pas rizontale oi il est

équence ne base our une eci évite à l’autre s forme ans les

aussi de rigger). signaux clenche-e sur la au lieu bserver. clenche-lème. Le itue pas oscillos-pédance Ω alors oscopes ue pour

est déjà e part, il

0649 Multiplexeur pour oscilloscopepage 1 / 2

R1

10

0k

R4

10

0k

R3

1k5

R6

1k5

R2

4k7

R5

4k7

P1

1k

P2

1k

12

1311

IC3d

&5

64

IC3b

&1

23

IC3a

&

LT1227

IC1

2

3

6

7

48

1

5

LT1227

IC2

2

3

6

7

48

1

5

R7

10

0Ω

10kP3

R8

47k

C1

10n

8

9 10

IC3c

&

C2

100n

C3

100n

IC3

14

7

A

B

954047 - 11

10V 10V 10V

10V

10V10V10V

10V

10V

10V

lin.

IC3 = 4093

tion et il est toujours loisible menter sur la valeur de C1. Lrenseigne une tension d’alimde 10 V. Cette valeur n’est paselle peut tout aussi bien êtreou de 12 V. Mais il ne faut paque le 4093 ne doit se raccorla tension positive.Le générateur d’ondes carrées synchronisé sur la déflexion hode l’oscilloscope. C’est pourqupréférable de choisir une frélevée de commutation pour ude temps lente et l’inverse pdéviation horizontale rapide. Cque les passages d’un signal ne soient visibles à l’écran soud’une série d’interruptions dformes d’ondes. Il convient surveiller le déclenchement (tEn raison du décalage des deuxsur l’écran, il se peut que le dément de l’oscilloscope se fassfréquence du multivibrateurde celle d’un des signaux à oL’utilisation de l’entrée de dément externe élimine le probmontage proposé ici ne constune véritable extension pour cope. Par exemple, son imd’entrée n’est que de 100 kque sur la plupart des oscillelle est de 1 MΩ. Il faut dire qles applications vidéo, 100 kΩune valeur fort élevée. D’autr

La plupart des nouveaux amplificateurs opérationnels rapides à rétroaction en courant possèdent une entrée d’activa-tion qui permet de mettre l’amplifica-teur en ou hors service. Elle permet de rendre la sortie flottante ce qui auto-rise le couplage de plusieurs sorties ensemble, pour autant qu’un seul des amplificateurs soit actif à la fois.C’est cette propriété que nous allons exploiter pour réaliser très facilement un multiplexeur capable, grâce à la vitesse intrinsèque des circuits, de commuter des signaux à plusieurs dizaines de MHz. Voilà qui est parfait dans les applications vidéo ou comme ici pour augmenter le nombre de canaux d’entrée d’un oscilloscope. On peut ainsi transformer par exemple un oscilloscope simple voie en bicanal.La structure de ce montage est toute simple. IC1 et IC2 forment deux amplificateurs qui combinent chacun une entrée de signal et une tension de décalage réglable par P1 pour l’un, P2 pour l’autre. C’est le multivibrateur astable construit sur IC3 qui déter-mine à tout moment, par ses sorties complémentaires, lequel des canaux est transmis vers l’extérieur. La porte IC3d se charge de l’inversion du signal de commutation de telle sorte qu’un seul des amplificateurs soit actif à la fois. P3 permet de choisir dans une large plage la fréquence de commuta-


faut attendre à peu près 1,5 µs avant que les amplificateurs n’aient terminé leur commutation. Ce qui est le plus gênant dans ceci, c’est la pointe dans la tension de sortie au moment de la commutation qui apparaît parfois comme un voile flou. Et puis il y a aussi le fait que sur un appareil peu

lumineux, l’image peut se trouver assombrie. Il faut encore veiller à ce que les signaux d’entrée soient limités à 1 ou 2 Vpp pour éviter un verrouillage des amplificateurs. La consommation totale de courant se situe aux environs de 15 mA.

page 2 / 20649 Multiplexeur pour oscilloscope


La forme et la couleur de l’affichage dépend entièrement du goût personnel de chacun. Pour notre prototype nous avons réalisé un affichage comportant quatre LED jaunes pour indiquer un moteur froid (on aura donc toujours illumination de la première LED jaune), deux LED vertes et quatre LED rouges. On notera que la courbe caractéristique d’une NTC n’est pas linéaire et que l’on n’obtiendra donc jamais un affichage linéaire. Un peu d’expérience (voire un éta lonnage) devrait résulter en un affi-chage indiquant le moment réel auquel le moteur aura pris une température vraiment trop élevée.

s appel, pour ce thermomè-ircuit intégré très connu : le n voltmètre linéaire capable der, en mode barre-graphe

e point, un affichage sous la e série de 10 LED. Le choix ’affichage se fait par l’inter-e la broche 9 de ce compo-interconnexion à la broche 3 par un affichage en mode oche 9 en l’air donne un affi-ype barre-graphe. d’entrée, visualisée par le gré sur l’affichage, est déri-iviseur de tension réalisé à NTC (une résistance à coef-

0531 Indicateur de température pour moteur de moto

R2

1k

2

R147k

Θ-

10k

P1

REFOUT

REFADJ

LM3914

IC1

MODE

SIG

RHI

RLO

L10

17

16

15

14

13

12

11

10

L9

L8

L7

L6

L5

L4

L3

L1

18L2

9

5

8

4

6

7

3

2

1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D8

D9

D10

D1

12V

D1...D4 = rougeD5...D6 = vertD7...D10 = jaune

954019 - 11

Nous faisontre, à un cLM3914, ude commanou en modforme d’undu mode dmédiaire dsant : son se traduirapoint ; la brchage du tLa tensioncircuit intévée d’un dl’aide d’une

Terminons cet article avec quelques mots concernant la consommation du circuit. Le courant à travers les LED est dix fois plus important que celui tra-versant la résistance R2. En présence de la tension de référence de 1,25 V du circuit intégré on aura donc circulation d’un courant de quelque 10 mA à tra-vers les LED. Si l’on opte pour un affi-chage en mode point, la consommation se limitera à 20 mA au maximum. En mode barre-graphe elle peut grimper à plus que 100 mA si toutes les LED sont actives.

J. Bosman

Un nombre important de motos ne pos-sède pas la moindre indication quant à la température du moteur. L’utilisateur d’une telle machine doit donc faire appel à son propre jugement pour déterminer le moment où il – ou elle, bien entendu– peut tourner à fond la poignée du gaz (action peu favorable si le moteur est encore trop froid).Il n’est cependant pas requis, pour pro-longer au maximum la vie du moteur, de toucher de temps en temps les cylindres ; il suffit d’un circuit électro-nique simple pour réaliser un bon ther-momètre indiquant, à l’aide d’une série de diodes électroluminescentes, quand on pourra ouvrir à fond les gaz.

ficient de température négatif) et d’une résistance ajustable. Il faudra régler ce diviseur de tension de manière à ce que l’on obtienne l’illumination de la première LED verte à une températrue de 80°C (ce réglage pourra se faire à l’aide d’un bac d’eau chaude ayant cette température).On est relativement libre en ce qui concerne le choix de la NTC à utiliser. Le plus facile sera peut-être de faire appel à un exemplaire à fixation par vis. En règle générale le moteur peut atteindre une températrue relativement élevée, comprise entre 80 et 120 °C. Il va sans dire qu’il faudra impérative-ment faire appel à une NTC capable de supporter de telles températures.


donc relativement grand. Dans le cas d’une fréquence de coupure élevée C8 deviendra si petit qu’il peut être impossible de trouver un condensa-teur de type MKT : il sera nécessaire alors de faire appel à un condensateur céramique ou polystyrène. Cet impé-ratif peut être quelque peu ennuyeux, vu qu’il n’est pas recommandé de faire appel, pour des applications audio, à des condensateurs céramique et que d’autre part les exemplaires au polys-tyrène sont relativement coûteux. Si l’on utilise IC1b comme amplificateur à gain double, ce problème n’en est plus un. Le rapport entre les capacités des condensateurs C6 et C8 n’est plus qu’un facteur 4,6 environ.On pourra faire appel, pour la réalisa-tion du circuit, à un NE5532. Un TL072 convient également et ce type d’ampli-ficateur opérationnel double a de plus

0416 Filtre Bessel du 8e ordre à double amplificateur opérationnel

C1

9n6637

C3

6n5876

C2

18n7585

C4

3n3414

R2

10k0

R1

10k0

R3

10k0

R4

10k0

2

3

1IC1a

R13

1M

R9

1k

00

R10

1k

00

C5

11n712

C7

32n961

C6

12n343

C8

1n116

R6

10k0

R5

10k0

R7

10k0

R8

10k0

6

5

7IC1b

(R11)(1k00)

(R12)(1k00)

(8n8585) (6n7304)

(20n322) (4n3886)

*

*

* voir texte

la seconde section de ce filtre nous vous proposons même deux possibilités de dimensionnement.Dans le premier des cas, l’amplifica-teur opérationnel IC1b est monté en

C3

100n

C4

100n

IC1

8

4

15V

15V

IC1 = NE5532

l’avantage de se contenter d’un cou-rant d’alimentation sensiblement plus faible (4 mA environ, soit la moitié de ce qu’exige le NE5532). On notera que, comparé à un filtre du 4e ordre, le bruit augmente sensiblement dans un filtre du 8e ordre. Si l’on réalise un tel filtre à l’aide d’un unique amplificateur opé-rationnel le bruit doit, théoriquement, être plus faible. Dans ces conditions, le dimensionnement des résistances sera tel que le bruit aura tendance à croî-tre à nouveau. En pratique, la solution proposée ici fait parfaitement l’affaire.

Il est relativement facile de « redresser », jusqu’à lui donner une pente de raideur double, un filtre du 4e ordre à un seul amplificateur opérationnel : il suffit de prendre en série deux sections identi-ques. Vu cependant que la technique des filtres n’est pas aussi simpliste, il est évident qu’il faudra, dans ces conditions, redimensionner l’ensemble.Le schéma illustrant cet article montre un tel filtre, dit du 8e ordre, avec une fréquence de coupure de 1 kHz. Pour

suiveur de tension ; il faudra rempla-cer la résistance R11 par un pont de câblage et supprimer tout simplement la résistance R12.La seconde possibilité (valeurs entre parenthèses) peut être utile si l’on envisage d’utiliser IC1b comme ampli-ficateur introduisant un gain de 2. Dans ces conditions les résistances R11 et R12 auront une valeur identique.Si la seconde section fonctionne comme suiveur de tension, le rapport entre les capacités des condensateurs C7 et C8 est d’un facteur 30 environ et


i -u s ir à -

t e e , e

0995 Visumètre de fréquencepage 1 / 2

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

9

10

8IC1c

13

12

14IC1d

R1

12

k

R3

10

0k

R4

1k

R5

10k

C1

3n3

C2

330p

C5

3n3

R7

1k

R8

10k

C4

33n

C3

330n

C6

330n

C7

33n

R10

22

k

R12

10k

R11

1k

R13

22

0Ω

R14

22

0Ω

R6

33

0Ω

R9

33

0Ω

D2

D4

D1

D3

R2

47

k

4k7

P1

C8

100µ16V

C9

100µ16V

9V

9V

IC1

4

11

944088-11

IC1 = TL084

9V

LF59EBGBWD1...D4 = Ce sont ces réseaux de filtrage qu

définissent la relation entre la luminosité des LED et la fréquence dsignal. Les petits réseaux additionnelprésents dans le montage, à savoR4/C2, R7/C5 et R11/C7, servent éliminer toute instabilité des amplificateurs opérationnels.La luminosité d’une LED bleue esnotablement moindre que celle dses homologues de couleur rougou verte. Ceci explique la présencecomme nous l’indiquions plus haut, d2 LED de couleur bleue dans cette LED« tricolore ».

En chimie, on utilise souvent le papier de tournesol pour déterminer le degré d’acidité d’un liquide quelconque. Le circuit proposé ici remplit une fonction similaire; la couleur d’une LED spéciale rend la fréquence du signal appliqué au circuit. Le coeur de notre montage est une LED tricolore spéciale, la LF-59EBGBW de Kingbright, disponible entre autres chez Velleman.Aux fréquences de signal à partir de 50 Hz on verra les LED, oui il s’agit bien dans ce cas-là d’une double LED, bleues s’illuminer ; à partir de 500 Hz, c’est au tour de la LED de couleur rouge de s’allumer ; au-delà de 5 kHz c’est pour terminer la LED verte qui entre en fonction.Le mélange de couleur ainsi obtenu est représentatif de la fréquence du signal appliqué à l’entrée du montage. La ten-sion ajustable par l’intermédiaire de la résistance ajustable P1 correspond à la tension de seuil de la diode de couleur rouge. Les LED verte et bleues néces-sitent une tension de seuil plus élevée, obtenue par augmentation de la tension de décalage de la LED rouge du gain en tension de l’amplificateur opérationnel. On trouve en outre, dans les lignes de contre-réaction des amplificateurs opé-rationnels, des mini-réseaux de filtrage définissant des points de coupure, à 50 Hz (IC1c), 500 Hz (IC1b) et 5 kHz (IC1a) respectivement.

D1GNDD4

D3GNDD2

LF59EBGBW


La seconde LED bleue s’est vue dotée de son propre amplificateur opération-nel-tampon, IC1d. En dépit de l’exis-tence de deux LED bleues, chacune de ces LED a besoin d’un courant une fois et demie supérieur à celui requis par les LED des autres couleurs pour

atteindre une luminosité comparable. Ceci explique que les résistances R13 et R14 aient une valeur moindre que R6 et R9. Le signal d’entrée doit avoir un niveau de 1 Vcc. Lorsque toutes les LED sont actives le circuit consomme de l’ordre de 100 mA.

page 2 / 20995 Visumètre de fréquence


indication de tension correcte, de pren-dre une seconde diode 1N4148 en série sur D2 et Dx, voire encore de suppri-mer la diode Dx. Un chargeur standard pour batterie de 12 V fait monter la tension de (re)charge de celle-ci jus-qu’à une valeur maximale de 13,8 V. Dans le cas d’un chargeur rapide cette valeur maximale est, en général, de 14,4 V. Il faudra faire appel, pour la réalisation du montage, à des LED de type standard (pas d’exemplaires à faible consommation donc). Les points de connexion + et – seront

LED verte, D1, indique que la larité de la batterie connectée au argeur est correcte. La diode D4 ésente ici évite qu’en cas d’une reur de polarité lors de la con-xion de la batterie, la LED D1 se it confrontée à une tension de larité inverse. LED rouge, D2, s’illumine lorsque tension aux bornes de la batterie atteint la valeur nominale prévue. eci sera le cas lorsque la batterie ra retrouvé son niveau de pleine

e)charge.

0346 Dispositif de visualisation pour chargeur de batterie

R1

10

0Ω

R2

1k

2

R3

68

0Ω

D5

12V

D1D2 D3

D4

1N4001

D6

1N4148

944037-11

ROUGE VERT JAUNE

Dx

1N4148

• Lapochprernevopo

• Lalaa Cau (r

reliés tout simplement aux bornes de connexion correspondantes du char-geur auxquelles viennent, normalement se brancher la batterie. Il faudra relier le point doté du symbole de tension alternative à l’une des extrémités de l’enroulement secondaire du transfor-mateur-secteur du chargeur.Il faudra donc, pour ce faire, ouvrir le boîtier du chargeur. Il est recommandé de faire appel à du fil de câblage, bien isolé et de section adéquate, tel celui que l’on utilise en général pour les lignes véhiculant la tension-secteur. Avant de connecter l’ensemble au sec-teur il faudra vérifier et revérifier que l’on a bien connecté le point ~ à l’en-roulement secondaire du transformateur. Toute erreur à ce niveau se traduira iné-vitablement par une situation extrême-ment dangereuse !

Aujourd’hui, les chargeurs pour bat-terie au Pb au prix ridiculement bas, ont envahi le marché. Si le sujet vous intéresse, vous n’aurez pas manqué de remarquer qu’il en existe de toutes sor-tes, des modèles les plus sophistiqués aux exemplaires les plus spartiates : ces derniers ne disposent bien souvent pas même d’un interrupteur secteur, sans vouloir parler d’une éventuelle indica-tion de charge. Le dispositif de visua-lisation pour chargeur de batterie que nous vous proposons ici est en fait un circuit auxiliaire dont on pourra doter ce type de chargeurs « rustiques ».Bien que relativement simple, ce mon-tage, une fois connecté au chargeur, fournit des informations extrêmement utiles dont on s’étonne qu’elles ne soient pas prévues d’origine sur tous les chargeurs de batterie :

• La LED jaune, D3, fait office, pour finir, de témoin de la présence de la tension d’alimentation.

Les tâches à remplir par les LED D1 et D3 sont des plus simples et ne deman-dent pas d’explications additionnelles.Dans le cas de la LED D2 les choses sont un peu plus complexes : une indi-cation de niveau de tension réalisée à l’aide d’une électronique si rustique ne peut bien évidemment avoir qu’un caractère général. Sur l’un de nos prototypes la LED D2 s’illuminait fai-blement en présence, aux bornes de la batterie, d’une tension de 13,5 V. Lorsque cette tension avait atteint un niveau de 14,4 V environ la LED « brillait » nettement. Il pourra être nécessaire, en raison des tolérances présentées par la tension de zener et la tension de la LED, pour obtenir une


sur les broches 3 et 4, que pendant les pauses, et donc pas en cours d’émission.

LesOrsonn’êsuenmed’astélesunraimeliainiv

0549 Interface pour Casiopage 1 / 2

K1

1

2

3

4

5

6

7

8

9

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

R1

47

k

R44

k7

R5

10k

R3

10k

R2

1k

C1

47µ 16V

D1

1N4148

D4

1N4148

D2

D3

1N41482x

IC1

8

4

A

B C

D

E

F

F

964017 - 11

A +10V

B

C

D

E

F–10V

+9V/ –9V

+10V/ –10V

0V7

0V/ 5V

IC1 = TL082

+9V/ –9VG

G

AB

A B

pico-ordinateurs modernes tels que ganizer et autres banques de données t extrêmement pratiques et loin de tre qu’un simple jouet technologique, rtout lorsque l’on peut les mettre liaison avec un PC. La plupart des mbres de la famille Casio de ce type ppareils possède une petite embase réo pour jack (3 mm) permettant de interconnecter entre eux voire avec PC. Contrairement à ce que l’on pour-t croire, cette embase met étonnam-nt à la disposition de l’utilisateur une son RS-232 classique, encore que les eaux ne se situent pas à ±12 V mais

à 0 et 5 V (niveaux TTL). Il suffit de réaliser une petite interface disposer de quelques routines logicpour marier en bonne et due formOrganizer de Casio et un PC, et ceune liaison durable. La consommaticourant du circuit est, avec de l’ord1 mA pour l’amplificateur opératiotrès faible. L’interface tire la tepositive des broches 7 et 8 de l’inteRS-232 du PC, la génération de lasion négative se faisant à l’aide dastuce. Si la tension positive est préen permanence, cela n’est le cas, qui concerne la tension négative ( –

Nous avons ajouté D2, D3 et C1 en vue de ponter la dite période d’absence de tension.Les données émises par la Casio arrivent à IC1a, un amplificateur opérationnel monté en comparateur inverseur. Le niveau du signal d’entrée est comparé à une tension de référence de 0,7 V environ présente sur l’entrée non inver-seuse. Le signal de sortie arrive sans détour à l’interface RS-232. Les niveaux des données RS-232 (±10 V) voyageant en direction de l’Organizer subissent une atténuation introduite par R4 et R5, eux aussi comparés à une tension de réfé-rence et inversés. Comme la tension

donc et de ielles e un

pour on de re de nnel, nsion rface ten-’une

sente en ce 10 V)


de sortie du comparateur IC1b est elle aussi de ±10 V, R3, D4 et R2 fixent à 0 et +5 V respectivement les niveaux du signal allant vers l’Organizer. Tous les fabricants de PC ne respectent pas au pied de la lettre les tensions normées de l’interface RS-232. Il peut se faire qu’il vous faille modifier quelque peu ce circuit. Le matériel a beau être au point, il nous reste encore à régler le problème

du logiciel. Nous ne sommes pas arri-vés à établir une communication fiable à l’aide de programmes d’émulation de terminal tel que ProComm, Kermit et bien d’autres sachant qu’ils utilisent un protocole différent de celui de la Casio. Il ne vous reste donc pas d’autre solution que de mettre la main sur un logiciel adéquat (cf. Casio).

G. Klein

page 2 / 20549 Interface pour Casio


0020 Adaptateur manche de commande vers sourispage 1 / 2

IC1

T R

DIS

THR

OUT555

CV

2

7

6

4

R

3

5

8

1

TLC

C1

10n

C2

100n

R2

10

k

R1

10

k

CTRDIV10/

IC2

CT=0

CT≥5

4017

DEC14

13

15

12

11

10

16

4

9

6

5

1

7

3

2

& +

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

8

470k

P1C3

100n

C4

100n

CNY74-4

IC5

10

11

12

13

14

15

16

1

2

3

4

5

6

8

7 9

XA

XB

YA

YB

5VC7

10µ16V

R7

4k7

R8

4k7

R9

4k7

R10

4k7

IC3a

10

EN

4

6

9

7

5

3

1

2

IC4a

10

EN

4

6

9

7

5

3

1

2

IC3b

14

EN

13

11

15

12

IC4b

14

EN

13

11

15

12

S4

S3

S1 S2

R4

10

k

R3

10

k

R6

10

k

R5

10

k

IC3

16

8

IC4

16

8

C5

100n

C6

100n

5V

IC3,IC4 = 4503

944040-11

C

C

C

C

E

E

E

E

Bien que la plupart des logiciels ludi-ques (jeux) pour PC et de nombreux programmes plus sérieux soient par-faitement adaptés à l’utilisation d’une souris, un certain nombre d’applications, dont les simulateurs de vols en particu-lier, seraient bien plus réalistes si l’on disposait d’un manche de commande. Malheureusement, tous les programmes

1. Biesoit squat dla sim2. Le mn’est et le tfourniriquem

impliquant logiquement l’utilisation d’un manche de commande ne disposent pas en fait du logiciel de commande (device driver) adéquat. Le seul dispositif de contrôle utilisable dans ce cas-là est et reste la souris. Les amateurs de simu-lateurs de vols connaissent sans doute un ou plusieurs des problèmes évoqués ci-après :

n que la résolution de la souris uffisante pour un contrôle adé-e l’appareil concerné, il manque ulation de la sensation de vol ;anche de commande analogique

de loin pas suffisamment précis raitement des informations qu’il t se fait de toutes façons numé-ent ;


3. Le manche de commande numérique à convertisseur N/A simule en principe le débattement complet du manche de commande analogique.L’électronique présentée ici vous per-met d’utiliser un manche de commande numérique (ex-Commodore 64 = C64) pour jouer des jeux ne connaissant rien d’autre qu’une commande par souris. L’interface repose sur l’électronique récupérée sur une souris opto-méca-nique bon marché, d’une cinquantaine de francs.La platine principale, les LED (ou leurs résistances-série) et les phototransis-tors sont extraits des entrailles de la souris. Les phototransistors sont rem-placés (d’un point de vue électrique s’entend) par 4 opto-isolateurs intégrés dans IC5. Pour ce faire on connecte les points XA, XB, YA et YB à l’émetteur ou au collecteur de chacun des phototran-sistors ex traits. La platine d’adaptation décrite ici comporte un certain nombre de cavaliers de court-circuit permettant de mettre le collecteur et l’émetteur de chacun des phototransistors intégrés dans le CNY74-4 soit au +5 V soit à la masse.Les cavaliers E/C déterminent ainsi si le signal de commande arrive de l’émet-teur ou du collecteur. Les connexions exactes à effectuer dépendent de l’élec-tronique disponible sur la souris.

page 2 / 20020 Adaptateur manche de commande vers souris

Résistances :R1 à R6 = 10 kΩR7 à R10 = 4kΩ7P1 = 470 kΩ

Condensateurs :C1 = 10 nFC2 à C6 = 100 nFC7 = 10 µF/16 V

Semi-conducteurs :IC1 = TLC555IC2 = 4017IC3,IC4 = 4503IC5 = CNY74-4

Divers :S1 à S4 = interrupteurs d’origine du manche de commande du C64


Le montage fait appel à un multivibra-teur astable basé sur un temporisa-teur du type TLC555 et un diviseur du type 4017 pour la génération d’un train d’impulsions qui simule le disque à fen-tes rotatif de la souris opto-mécanique. Le dit signal est transmis aux opto-iso-lateurs via une paire de tampons du type 4503.Le choix de la direction requise (haut/bas, gauche/droite) se fait par utilisa-tion du manche de commande numé-rique via les entrées de validation (enable) des tampons. La vitesse du curseur sur l’écran est définie à l’aide de l’ajustable P1, vu qu’il s’agit là du composant qui détermine la fréquence d’horloge du TLC555.La tension d’alimentation de l’interface est dérivée de la souris ; on peut la trouver à l’endroit où étaient, à l’ori-gine, connectées les LED et leurs résis-tances-série. Les touches de la souris et

944040

C1C2

C3

C4

C5 C6

C7

IC1

IC2IC3IC4

IC5

P1

R1

R2

R3

R4 R5

R6

R7

R8

R9

R10

S1

S2

S3

S4

1

111

1

T

+CE

944040 YB

YA

XB

XA

0

+
944040
de feu (fire) sont câblées directement, la seconde touche de feu (absente sur le manche de commande numérique) peut être intégrée dans le boî tier dans lequel doit trouver place l’adaptateur.

C. Wolff


0392 Entrées / sorties élémentairespage 1 / 3

CHRDY

IBM A

CHCK

AEN

A12

A13

A14

A15

A16

A17

A18

A19

A10

A11

29

28

27

26

25

24

23

22

31

30

D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A7

A8

A9

11

19

18

17

16

15

14

13

12

21

20

10

9

8

7

6

5

4

3

2

1

74HCT688

IC4

1P=Q

COMP

11

13

15

19

G1

18

12

14

16

17

1

2

4

6

8

7

0

37

5

7

9

0

P

Q

D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

S1

5

64IC1b

≥1

8

910IC1c

≥1

11

1213IC1d

≥1

32

1

IC1a≥1

K3

10

11

12

13

14

15

16

17

18

19

20

1

2

3

4

5

6

7

8

9

R51k

R61k

R71k

R41k

R81k

R91k

R101k

R111k

4 151IC5d

5 141IC5e

6 131IC5f

7 121IC5g

8 111IC5h

3 161IC5c

2 171IC5b

1 181IC5a

74HCT541IC3

11

12

13

14

15

16

17

18

19

EN

2

3

4

7

8

9

5

6

&1

R2

10

k

R3

10

k

R1

10

k

IBM B

RESET

MEMWR

MEMRD

DACK0

DACK2

DACK1

DACK3

IORD

IOWR

IRQ3

IRQ2

IRQ4

IRQ6

IRQ5

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DRQ1

DRQ3

DRQ2

+12V

-12V

+5V

GND

GND

+5V

CLK

OSC

ALE

T/C

GND

–5V

OWS

14

13

10

29

20

30

28

25

24

22

23

21

11

12

18

16

19

26

17

15

27

31

3

1

2

4

6

9

7

5

8

IC5

10

9

C2

100n

C3

100n

C1

100n

C4

10µ63V

D1

BZT03C15

IC1

14

7

IC2

20

10

IC3

20

10

IC4

20

10

IC1 = 74HCT02IC5 = ULN2803

5V

5V

5V5V

1

8

2

7

3

6

4

5

MSBLSB

"1"

"2"

"3"

954074 - 11

74HCT573IC6

12

13

14

15

16

17

18

19

EN

11C1

1D

2

3

4

7

8

9

5

6

1

D7

D6

D5

D4

D3

D2

D1

D0

Des cartes d’entrée / sortie, on en trouve partout et Elektor vous en a déjà présenté de nombreuses. Elles présentent cependant toutes certains inconvénients : si elles disposent d’un registre à verrouillage qui permet la conservation des données en sortie, ce qui n’est pas fréquent, elles ne peuvent débiter que des courants lilli-putiens.Et si elles offrent toutes les possibilités souhaitables, elles ont un caractère si étrange et si particulier qu’il est impos-sible de leur faire entendre quoi que ce soit sans recourir aux feuilles de carac-téristiques de leur fabricant.


Pn

sassa

page 2 / 30392 Entrées / sorties élémentaires

954074-1

B31

B1

C1

C2

C3

C4

D1

IC1

IC2

IC3

IC4

IC5

K1

R1

R2

R3

R4R5R6R7

R8

R9

R10

R11

S1

954074-1

124

A1A31

our changer un peu cet état de fait, ous vous proposons pour une fois une

eront utilisés pour sélectionner les dresses d’entrée /sortie. Lorsqu’ils eront les trois fermés (on), l’adresse era 300H. Le tableau suivant donne les utres adresses :

C’est ses qulues sdonné

954074-1

B31

B1

carte sans détour avec les caractéristi-ques suivantes :

• k8 entrées à niveau TTL ; • k8 sorties sur registre à verrouillage

et tampon de puissance ; • k8 adresses d’entrée/sortie configurables.

Trois interrupteurs d’un boîtier DIP

adresses 4 2 1

300HEX

on on on

304HEX

on on –

308HEX

on – on

30CHEX

on – –

310HEX

– on on

314HEX

– on –

318HEX

– – on

31CHEX

– – –

à l’une ou l’autre de ces adrese les données seront écrites our cette carte. En écriture, lees sont entreposées dans IC2 e

Résistances :R1,R2,R3 = 10 kΩR4...R11 = 1 kΩ

Semi-conducteurs :D1 = BZT03C15IC1 = 74HCT02IC2 = 74HCT573IC4 = 74HCT688IC5 = ULN2803IC3 = 74HC541

Divers :K1 = embase HE10,

2 x 10 cts. coudésS1 = triple ou quadruple

interrupteur DIL

Condensateurs :C1, C2, C3 = 100 nFC4 = 10 µF/63 V


mises à disposition à l’extérieur aux sorties du tampon IC5. Les caracté-ristiques de ce tampon sont assez impressionnantes : sorties à collecteur

-u s t


ouvert, 50 V et 500 mA au maximum. Les sorties se font en fait sur des dar-lington qui commutent à la masse. Les conséquences sont appréciables : il sera possible de commuter des tensions supérieures ou inférieures aux habituels 5 V. Ces tensions devront être appli-quées de l’extérieur: les charges seront alimentées entre une autre source de tension et la masse (broche 20 de K1). Des diodes intégrées dans l’ULN2803 en protègent les transistors de sortie con-tre les surtensions inductives. Ces diodes aboutissent toutes à la broche 10 d’IC5 où nous trouvons la zener rapide D1. La tension de cette zener sera toujours supérieure à celle de la source de ten-sion externe. Celle de 15 V du schéma par exemple est prévue pour une tension externe de 12 V. Si nous voulions une tension externe de 24 V, la zener serait de 30 V. Si la zener n’est pas adaptée à la tension appliquée, elle risque de partir en fumée. Prévoir des diodes de roue libre pour les charges inductives n’est pas non plus une mauvaise idée : le res-pect de cette bonne vieille tradition n’a que des avantages.En entrée, on accède depuis K1 au tam-pon IC3 à travers des résistances de

protection. On préférera un circuit HC à un circuit HCT bien que ce dernier se soit bien comporté sur notre prototype. Si l’on utilise ces entrées pour vérifier le niveau logique des sorties darlington, on se heurte au problème suivant : comme la sortie d’un darlington n’est jamais inférieure à 0,7 V, il peut se produire qu’IC3 n’y détecte jamais de zéro. Pour un composant HCT en effet, un zéro correspond à une tension infé-rieure à 0,8 V. Le seuil est un peu plus élevé pour les circuits HC et les risques de non détection moins importants.Les niveaux aux entrées doivent être TTL, ce qui veut dire qu’il n’est pas recommandé de leur appliquer des ten-sions supérieures à 5 V. On adaptera au besoin le niveau de tensions plus éle-vées à l’aide d’un diviseur de tension. Les résistances R4 à R11, placées sur les entrées d’IC3 en assurent certes la protection, mais il est peu vraisembla-ble que le circuit intégré survive à l’ap-plication continue d’une tension de 12 V sur ses entrées.Le circuit imprimé de ce montage, joliment compact, est disponible aux adresses habituelles. Sa réalisation est donc permise aux plus dépourvus d’expérience en chimie !

page 3 / 30392 Entrées / sorties élémentaires


comprise entre 3,5 et 15 V. Le montage la commande tant de e TTL.t appel à un 4521. Ce ssède des caractéris-mparables à celles du . La seule différence u niveau du train de re le dit composant.à l’entrée du circuit, une fréquence de

on aura, sur la sor- de sortie requis de uelque peu les cho-

est très exactement n question possède dard et devrait être t dans le commerce,

0457 Générateur 1 Hz

C2

82p

C1

22p

X1

4,194304MHz

R2

2k

2

R1

4M7

IC1

4521

Q18

RST

Q19

Q20

Q21

Q22

Q23

Q24IN1

OT1

OT2

IN2

16

10

11

12

13

14

15

8 2

19

3

5

7

4

6

C3

100n

5...15V

954113 - 11

1Hz

peut servir pour circuits CMOS quLe générateur faicircuit intégré potiques qui sont co4060 archi-connuse situe en fait adiviseurs qu’intègSi l’on applique, un signal ayant4,194304 MHz, tie Q22 le signal1 Hz. Précisons qses : 4 194 304 222. Le quartz eune valeur standisponible partou

Il arrive que, dans certains cas il soit impératif de disposer d’un signal rec-tangulaire ayant une fréquence faible. Le petit montage faisant l’objet de cet article est capable de générer, et ce avec une précision élevée, un signal rectangulaire ayant une fréquence de 1 Hz et présentant un rapport cyclique de 50%. Un atout supplémentaire du circuit est sans doute le fait qu’il fonc-tionne avec une tension d’alimentation

à un prix tout à fait raisonnable. Par l’utilisation du train de diviseurs numé-riques intégrés, l’obtention du rapport cyclique de 50% ne pose pas le moin-dre problème.Les deux résistances (R1 et R2) et les deux condensateurs (C1 et C2) achèvent l’oscillateur à quartz. Si l’on respecte le dimensionnement du schéma pour les différents compo-sants, le générateur ne manquera pas de fonctionner correctement en toutes circonstances.

V. Himpe


choisir entre 3 niveaux de tension. Si la tension du secteur chute de, (ou dépasse de plus de) selon la position du sélecteur S1, 10, 30 ou 100 V, par rapport à sa valeur nominale, on a illu-mination de la LED. Un pont redresseur de tension constitué par les diodes D1 à D4 est relié au secteur par l’intermé-diaire des condensateurs C2 et C3. La charge prise en aval du pont de redres-sement prend la forme d’une résistance de 100 Ω, R4. L’ensemble condensa-teurs + résistance constitue une sorte de filtre passe-haut entraînant une atténuation importante de la tension alternative de 50 Hz de sorte que l’on

0328 Détecteur de crêtes secteurpage 1 / 2

R1

1M

R2

1M

R3

D1

D1...D5 = BAV21

D2

D3

D4

R4

100ΩR5

1k2

C2

47n1500V

C3

47n1500V

R6

15

0Ω

R7

47

ΩR8

15

Ω

S1

1 32

R9

100Ω

D5 C1

100n

T1

BSX20

R10

1k

IC1

DIS

T R

THR

OUT

TLC555

CV

7

2

6

4

R

3

5

8

1

R11

1M

R12

3k

9

C4

100n

C5

1µ

D6

C6

100µ16V

D7

1N4148S2

Bt1

9V

944071-11R3 = SIOV-S10K140

1 Us>10V

3 Us>100V2 Us>30V

dispose aux bornes de R4 d’une tension de 230 mVcc seulement. En cas d’arri-vée d’un pic de tension celui-ci, en rai-son de la forme raide de son impulsion, passera pratiquement sans encombre les condensateurs C2 et C3.Cette crête de tension arrive à un divi-seur de tension constitué par la résis-tance R5 d’une part et l’une des résis-tances R6, R7 ou R8, mise en circuit en fonction de la position du commuta-teur S1. Attaqué par ce diviseur de ten-sion de l’autre le transistor T1 entre en conduction lorsque la tension au point nodal du diviseur dépasse de l’ordre de 0,6 V. On a, alors, déclenchement du circuit intégré temporisateur IC1 monté en multivibrateur monostable, processus qui produira l’illumination,

Un examen de la tension secteur disponi-ble un peu partout dans nos habitations montre que l’on ne se trouve pas, contrai-rement à ce à quoi l’on pouvait s’attendre, en présence d’une belle onde sinusoïdale. Les responsables de cette situation, dans certains cas peu enviable, sont principa-lement les appareils domestiques en tout genre connectés au secteur –sans oublier, dans une certaine mesure, le fournisseur d’électricité lui-même, l’EDF pour ne pas la citer. Ceci peut avoir comme consé-quence la naissance de pics de tension sur les lignes du réseau secteur, crêtes qui peuvent avoir une influence néfaste sur le fonctionnement d’autres appa-reils reliés au dit réseau. Ces pointes de tension, baptisées spikes en anglais,

sont de courte durée, leur longueur variant de 0,1 à 10 µs, leur amplitude étant étonnamment variable, allant de quelques volts à jusqu’à plus de 1 000 V dans certains cas. L’électronicien pratique est toujours curieux de savoir s’il existe des crêtes de tension transitoires sur son secteur et, si tel est le cas, quelle est la raison de la naissance de ces pics de tension dans certaines situations, ceci en vue, le cas échéant, de mieux protéger ses appareils. Le montage proposé ici détecte les pics de tension sur le réseau du secteur et signale leur pré-sence par l’illumination d’une LED.L’utilisateur a à sa disposition un com-mutateur rotatif lui permettant de


pendant une seconde, de la LED de signalisation. Notons qu’il s’agit d’une LED à haut rendement vu que la sortie du 555 ne peut pas fournir un courant important. La diode D5 écrête le pic de tension au niveau du point nodal à une valeur égale à celle de la tension d’ali-mentation + 0,6 V, de manière à éviter l’endommagement, voire la destruction, du transistor.En aval des condensateurs C2 et C3 on trouve une varistance, R3, composant chargé de la protection des diodes à l’encontre de tensions trop importantes. En effet, les crêtes de tension s’appli-quent à plein sur celles des diodes du

pont qui se trouvent à ce moment-là en sens inverse. Les résistances R1 et R2 permettent la décharge des condensa-teurs lorsque l’on débranche le « crête-mètre » du secteur.L’utilisation, à l’entrée du montage, de condensateurs de 1 500 V de tension de service permet de le considérer comme étant isolé galvaniquement du réseau-secteur. Il n’en reste pas moins recom-mandé de placer le montage dans un boîtier en plastique. Le montage pourra être alimenté à l’aide d’une pile de 9 V, la consommation de courant au repos ne dépasse pas 0,16 mA, atteignant 2 mA lors de l’allumage de la LED.

page 2 / 20328 Détecteur de crêtes secteur


version en boîtier plastique du d’Analog Devices), ce dernier ous servant de capteur de tem-. Il nous faut, de par la tension uer aux bornes du capteur de ture et la résistance prise en , une tension d’alimentation de convertisseur A/N se contente e tension de 5 V. Cet impératif a présence, dans le schéma, de gulateurs intégrés, IC1 et IC3. utres applications du MAX187 on e passer du régulateur de 8 V. vons pas utilisé le port Centro-me source de l’alimentation du ais une alimentation externe. La ation de courant de l’ensemble

age est faible, quelque milliam- peine.sons-nous au fonctionnement it. Il faut commencer par l’ac-du conver tisseur A/D, ce qui se la mise au niveau logique haut roche 3 –notons qu’au repos le drainé par le MAX187 n’est que A ! Si on laisse cette broche 3

0271 Convertisseur A/N sériel à 12 bitspage 1 / 2

IC178L08

IC378L05

C1

100µ25V

D1

1N4001

12V

AD592

IC2+

–

R1

10

k C4

4µ716V

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15

16

17

18

19

20

21

22

23

24

25

K1

C2

10µ16V

C3

100n

MAX187

IC4

SCLK

AIN

REFGND

D0

SD

CS

V+

3

2

4

6

1

7

8

5

D0

D7

D7

78LXXAD592

NC

944070-11

AD592 (AD590 circuit npératureà appliqtempéraaval, R18 V. Le lui d’unjustifie ldeux réPour d’apourra sNous n’anics comcircuit mconsommdu montpères à Intéresdu circutivation fait par de sa bcourant de 10 µ
en l’air, le circuit intégré est bien actif, mais sa source de tension de référence interne de 4,096 V est désactivée. Il faudra dans ce dernier cas appliquer une tension de référence externe à la broche 4 de IC4.La génération d’une impulsion de début de conversion (SOC = Start Of Conver-sion, par opposition à EOC = End Of
Un circuit intégré de l’« écurie » Maxim, le MAX187, permet de réaliser très « facilement » un convertisseur A/N à 12 bits de très bonne facture. La communication entre le dit circuit intégré et l’ordinateur se fait sériellement, ce qui n’implique cependant pas qu’elle res-pecte le standard RS-232. Tout ce dont

il faut disposer est une série de 3 lignes d’Entrées/Sorties libres. Dans le cas présent nous avons fait appel au port Centronics disponible sur la quasi-tota-lité des ordinateurs actuels.L’exemple d’application pratique que nous vous proposons ici est celle d’un thermomètre basé sur le MAX187 et un


Conversion)bas de la bêtre maintefin de la pridonnées (réL’entrée d’hoter au niveauLa broche 6pendant la conversion iUne fois la broche passécrire le logirequis de mpassage au nqu’il se metdonnées, en

page 2 / 20271 Convertisseur A/N sériel à 12 bits

12 x 0.250µs = 3.25µs8.5µs(t )

CLOCK OUTPUT DATA

TOTAL = 12.25µs

0.5µs(t )

IN PROGRESS

A / D STATE

CONVERSION

CYCLE TIME

CONVERSION

INTERFACE

944070-12

TRAILING

MINIMUM

CONV.1

ZEROS

TRACK TRACK

SCLK

DOUT

IDLE IDLE

CONV

B11 B10EOC

EOC

0µs 0µs

B9 B8 B7 B6 B5 B4 B3 B2 B1 B0

CS

12

CS

1 4 8

0

se fait par mise au niveau roche 7. Cette broche doit nue à ce niveau jusqu’à la se en compte (lecture) des sultant) de (la) conversion. rloge, la broche 8, doit res- bas pendant la conversion. reste elle au niveau bas durée du processus de nterne.conversion terminée cette e au niveau haut. Il faudra ciel de gestion de processus anière à ce qu’il détecte le iveau haut de la broche 6 et

te alors à lire les 12 bits de commençant par le bit de

poids fort (MSB = Most SignificanCette opération nécessite donc lcation de 13 impulsions d’horlogebroche 8. Les données changentflanc descendant du signal d’horloMAX187 est d’une rapidité très table: 8,5 µs pour la conversion, 0,25 µs pour la lecture des donnéeune pause de 0,5 µs, soit une duconversion totale de 12,25 µs.Nous vous proposons un petigramme, écrit en QBASIC, pour lalisation à l’écran des valeurs de trature mesurées. Le langage QBASune partie standard de toute verou 6 du DOS de Microsoft.

maxwrite = &H378maxread = maxwrite+1

WHILE 1 OUT maxwrite, 128: REM CS high OUT maxwrite, 0: REM start conversion

WHILE INP(maxread) AND 128 = 0: REM wait for EOC (input inverted!) WEND

OUT maxwrite, 1: REM clock high, extra clock to start OUT maxwrite, 0: REM clock low total = 0 FOR clocks = 11 TO 0 STEP -1 OUT maxwrite, 1 value% = (NOT INP(maxread)) AND 128: REM inverted input! IF value% < > 0 THEN total = (2 ^ clocks) + total OUT maxwrite, 0: REM next clock NEXT PRINT total

WEND

t Bit). ’appli- sur la sur le ge. Le accep-13 fois s, plus rée de

t pro- visua-empé-IC est sion 5


le seuil de déclenchement à la valeur souhaitée. Les commutations se feront sans bruit si l’on utilise la sortie d’hys-térésis (broche 2) pour appliquer une réaction positive.Le MAX630 (IC2) est un régulateur à décou page élévateur (set-up switching) à faible consommation qui convient à des puissances comprises entre 5 mW et 5 W. Son boîtier compact à huit broches intègre une référence de ten-sion à barrière de potentiel (1,31 V), un oscilla teur, un comparateur de tension et un étage de puissance à FETMOS capable de débiter un cou-rant de 375 mA. Sa consommation, de 70 µA, ne dépend pratiquement pas de son courant de sortie ou de son taux d’utilisation. Elle sera de plus

Il etoutreilseffeest tromusébornpoulow-metles qu’eet tdes

0369 Économiseur de piles à MAX8212 et MAX630page 1 / 2

R2

39

0k

R1

2M2

R4

1M2

R5

1M

R6

1M

R8

56

0k

R3

10M

C2

47p

C1

100p

R7

2M2

MAX630

IC2LBR

LBO VFB

IC

Cx

Lx1

8

6

5

42

3

7

D11N4002L1

1mH

Bt1

9VC3

470µ25V

6...9V

954087 - 11

MAX8212

IC1HYST

THR

OUT

2

3

4

8

5

réduite au repos à moins de 1 µA par un dispositif spécial : le rendement de l’alimentation ne souffrira guère de sa présence, même s’il est utilisé pour des montages excessivement sobres. Il est prévu pour fonctionner avec des piles de 2 V à 16,5 V.Dans le montage proposé par Maxim, l’entrée IC d’IC2 (broche 6) restera au niveau bas tant que la d.d.p. entre les bornes de la pile restera supérieure à 7 V. Le circuit intégré, fonctionnant alors au ralenti (shutdown), ne tire que 10 nA. Si la pile ne maintient plus 7 V entre ses bornes, la sortie du détecteur de tension IC1, passant au

st rare que l’on utilise au mieux e la capacité d’une pile. Les appa- qu’elles alimentent réclament en t une tension dont le minimum à peine inférieur à leur force élec-otrice. Dès qu’elles sont un peu

es, la tension disponible à leurs es descend en dessous du seuil

r lequel les appareils renvoient un battery (« pile à plat ») avant de se tre hors tension. A ce moment-là, piles ont encore de beaux restes lles consommeront en pure perte rès petitement, en attendant leur truction. Comment limiter ce gas-

pillage ? Maxim répond à cette question par un petit montage d’application de son détecteur de tension programma-ble, le MAX8212 associé à un régu-lateur de type MAX630. Le montage, alimenté par une pile de 9 V, délivrera une tension d’au moins 7 V tant que la différence de potentiel entre les bornes de la pile n’aura pas chuté de 2 V. Le MAX8212 intègre un comparateur, une référence de tension à barrière de potentiel (band-gap voltage reference) de 1,15 V et un étage de sortie à FET. En complément, deux résistances exté-rieures, R1 et R2, serviront à régler


niveau haut, active le régulateur IC2. Ce dernier maintient la tension de sor-tie à 7 V, même si la tension de la pile continue à décroître. L’entrée LBD (Low Battery Detector, sur la broche 8) est utilisée pour diminuer la fréquence de l’oscillateur quand la d.d.p. de la pile n’est plus que de 3 V, juste pour aug-menter l’intensité du courant admissi-ble en sortie.

Le montage, sous la même forme (avec ou sans le MAX8212) pourra garantir une tension de sortie de 5 V s’il est ali-menté par quatre piles bâton. Quand les piles seront neuves, la tension de sortie sera d’environ 6 V, puis elle se stabilisera à 5 V tant que les piles maintiendront en entrée une d.d.p. supérieure à 2 V.

Aplication Maxim

page 2 / 20369 Économiseur de piles


régissant de la technique HF. Nous nous limitons ici à citer quelques-unes parmi les plus importantes : • utiliser un plan de masse commun, • monter les condensateurs de décou-

plage, C1 et C2, à proximité directe des broches 4 et 7 de l’amplificateur opérationnel,

• limiter au strict minimum les liaisons dans la boucle de réinjection (R2/R3),

• implanter le circuit intégré directement sur la platine (les supports pour C.I. se caractérisent –pour cette app lication- ci – par l’introduction d’une capacité parasitaire et d’une self-induction trop élevées) et

• il est requis, même pour les composants passifs, de limiter au strict minimum la longueur des connexions. La meilleure

r une courte durée n taux de montée e phase-gain diffé-n courant de sortie A. L’étage d’entrée ement symétrique i d’un amplificateur re-réaction en ten-PA621 est prédes-

extrêmement large lesquelles la vitesse tituent des facteurs la distorsion faible, ante et la linéarité l’OPA621 est l’ampli- par excellence pour le domaine de la HF e l’amplificateur de cet article.

0070 Ampli de répartition vidéo

IC12

3

6

7

4

IC1 = OPA621KP

R1

75

Ω

R2

39

0Ω

R3

390Ω

R5

75Ω

R4

75Ω

R6

75Ω

C1

10n

C2

10n

C3

10µ10V

C4

10µ10V

K1

K2

K3

K4

5V

5V 954100 - 11

qui se caractérise pad’éta blissement, uélevé, une erreur drentielle faible et uimportant de 150 mdifférentiel complètest équivalent à celuopérationnel à contsion de sorte que l’Otiné à un domaine d’applications dans et la précision conscruciaux. Le bruit etla large bande passimportante font que ficateur opérationnelune application dansou la vidéo, telle qu répartition vidéo de

garantie pour répondre à toutes ces exigences est de faire appel à des composants du type CMS.

Une réalisation pratique correcte de l’am-plificateur permet d’obtenir une bande passante allant jusqu’à 200 MHz, voire plus encore. Les impédances d’entrée et de sortie ont été fixées à la valeur standard de 75 Ω et la tension d’entrée maximale est de 3 VCC. La consommation de l’amplificateur de répartition vidéo reste inférieure à 100 mA.

Le montage de l’amplificateur de répar-tition vidéo (voir schéma) sert à mon-trer de quoi sont capables les ampli-ficateurs opérationnels à large bande modernes. Jusqu’à présent, la réalisa-tion d’un amplificateur de répartition avec une bande passante supérieure à 200 MHz, impliquait de faire appel à des composants HF très spéciaux. Le schéma montre que le seul composant actif de notre montage est un amplificateur opéra tionnel « standard ». Quoique,... « standard » ? D’après la description fournie par son fabricant, Burr-Brown, le OPA621 est un amplificateur opéra-tionnel de haute précision à large bande

Vu que le « répartiteur » passif à la sor-tie (R4 à R6) introduit une atténuation d’un facteur 2 (à condition cependant de « terminer » chaque sortie à l’aide d’une impédance caractéristique de 75 Ω) le gain de l’amplificateur opérationnel est, à l’aide des résistances R2 et R3, fixé à une valeur de 2. La résistance R1 détermine à elle seule l’impédance d’entrée de l’amplificateur. Il faudra, pour alimenter ce circuit, faire appel à une alimentation symétrique fournissant une tension de ±5 V.Si l’on envisage de « traiter » des signaux avec une fréquence jusqu’à 200 MHz, il est requis, lors de la réalisation prati-que, de bien respecter toutes les règles


a validation du compteur. Lorsque le ompteur a atteint le compte qui cor-espond à la mise au niveau logique aut des cathodes de toutes les diodes onnectées aux sorties Q, on a initia-isation (Reset = remise à zéro) du istable et du compteur lui-même. On ispose, aux 2 sorties du générateur, e mono-impulsions complémentaires. l est possible de connecter jusqu’à un aximum de 12 diodes aux sorties du

ompteur pour programmer le facteur e division, n, qui détermine la largeur

0 des impulsions de sortie complé-entaires. L’équation correspondante

épond à la formule suivante := t 0 / t c .n cas d’utilisation d’un quartz hor-oger de fréquence de 32,768 kHz, olution probablement la plus écono-ique qui soit, on aura une résolution e la largeur d’impulsion de 30,5 µs et

0484 Générateur mono-impulsion de précision

CTR12

IC2

CT=0

4040

10

11

13

15

14

12

11

10

CT 4

2

3

5

6

7

9

1

+

9

8

7

6

5

4

3

2

1

0

2

13

IC1a

≥1

R1

22M

R4

82k

X1

X1 = 32,768kHz

X1 = 32.768kHz

C3

220p

C2

40p

D2

D5

D3

D4

R3

10

k8

910

IC1c

≥1

5

64

IC1b

≥1

12

1311

IC1d

≥1

C1

100µ25V

C4

4n7

C6

100n

C5

100n

R2

10

k

D1

IC1

16

8

IC2

14

7

944022-11

IC1 = 4001 D1...D5 = 1N41485...12V

5...12V

lcrhclbddImcdtmrnElsmd
une largeur d’impulsion maximale de 124,9 ms. On peut aussi utiliser des quartz de fréquence supérieure, sans pourtant dépasser 10 MHz pour aug-menter la résolution de la largeur de l’impulsion. Le générateur travaille à toute tension d’alimentation comprise entre 5 et 15 V, sa consommation de courant ne dépassant pas quelques milliampères, valeur fortement influen-cée par la fréquence du quartz.
M.S. Nagaraj

Le circuit présenté ici est un générateur d’impulsion unique non redéclenchable, connu sous la jolie appellation anglaise de « one shot » ; il fait appel à un quartz horloger bon marché et à une paire de circuits intégrés CMOS des plus courants. Si on le compare aux monostables à base de 74121/123 avec réseau RC externe, le concept proposé ici se caractérise par une immunité remarquable aux varia-tions de la tension d’alimentation et de la température ambiante. La largeur de l’impulsion de sortie est définie à l’aide

d’un compteur binaire à 12 étages du type CD4040, avec une précision égale à la période tc de la fréquence du quartz. La porte NI (NOR) IC1a est câblée comme oscillateur à quartz, les portes IC1b et IC1c formant elles un bistable. Les diodes prises aux sorties du compteur constituent une fonction logique ET (AND).Le positionnement du bistable a lieu lors d’une transition bas-haut du signal appliqué à l’entrée de déclenchement du circuit, processus qui se traduit par


résistance a l’inconvénient de provo-quer une croissance de la tension de décalage (offsetp) de la sortie, encore que cet effet puisse être compensé partiellement en donnant à la résis-tance R3 une valeur identique à celle de R1. Remarquons que la raison de la présence du condensateur de décou-plage C2 est tout justment de limiter le bruit dû à R3.Différents essais nous ont appris que l’amplificateur opérationnel utilisé ici, le NE5532 pour ne pas le nommer, donnait de meilleurs résultats que n’importe quel autre type d’amplificateur opérationnel que nous avons pu essayer, mais nous ne les avons pas tous testés. Nous avons, pour la mise à l’épreuve, – on peut se demander si le terme test est encore, vu les nouvelles directives de la défense de la langue française, utilisa-

penser à me, c’est-, disons, paire de e dans le

porte qu’il présenter 100 mH, fait d’en

ma nous oprement ctronique pération-

on auquel de tests

ique pour sistance-forme de elle d’une elf-induc-

0498 Gyrateur (self électronique)

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

C3

100n

C4

100n

IC1

8

4

C2

1µ

R3

10M

R1

10M

C1

100n

R2

100Ω

15V

15V944059 - 11

IC1 = NE5532

que très peu de raison de un gyrateur. Réaliser soi-mêà-dire bobiner, une self de100 mH constitue une autremanches. Lorsque l’on sait qucas de notre gyrateur, peu imfaille le dimensionner pour reune self-induction de 1 mH,voire 100 H (!), on aura vitecomprendre l’intérêt.Un coup d’oei l au schéapprend que le gyrateur prdit est constitué par l’élecentrée sur l’amplificateur onel IC1a. IC1b est un tampon pourra faire appel en vueet qui pourra s’avérer pratd’autres applications. La résérie du gyrateur prend la R2, sa résistance-parallèle cseconde résistance, R1. La s

ble dans ce contexte, fermons la paren-thèse– pris une résistance de valeur comprise entre 10 et 100 kΩ à l’entrée et avons mesuré la courbe de réponse en fréquence à la sortie du tampon IC1b. Nous avons donné au condensa-teurC1 des valeurs comprises entre 1 et 100 nF. Le comportement de notre self électronique s’est avéré exemplaire des fréquences très graves aux fréquences allant jusqu’à de l’ordre de 1 kHz.La tension d’alimentation symétrique de ±15 V pourra rester compacte, vu que la consommation de courant du circuit ne dépasse guère plus de 8 mA.

Un gyrateur est l’équivalent électroni-que d’une bobine (ou self). La version de gyrateur basée sur un amplificateur opérationnel du type NE5532 décrite ici pourra trouver une utilisation dans des filtres et autres applications apparen-tées pour des fréquences inférieures à 1 kHz. À l’image de la plupart des autres gyrateurs celui ci prouvera son utilité tout particulièrement lorsqu’il s’agira de simuler des self-inductions de valeur importante à très importante. Tant que l’on a besoin d’une self de quelques millihenrys (mH) il n’y a

tion se laisse calculer à l’aide de la formule suivante : L = R1 · R2 · C1.On obtient la bobine de caractéris-tiques les plus proches de l’idéal en donnant à R1 la valeur la plus grande possible et à R2 la valeur la plus faible possible. On bute bien évidemment comme bien souvent, à des limites physiques. Avec la majorité des ampli-ficateurs opérationnels R2 ne doit pas tomber en-dessous de 100 Ω et pour les valeurs de résistance supérieures à 10 MΩ le niveau de bruit basse fré-quence prend des formes extrêmes. Le choix, pour R1, de valeurs élevées de


ture dépasse 80°C. e de la tension du mise hors-fonction n secteur qui prend ntation en énergie ntage fait en sorte oit mis en fonction ure dépasse 80°C. vantage irrempla-oduire de bruit de ssipations faibles. tension du secteur imentée par la pile diode D4. La partie r le transistor T3 se et l’on dispose, aux NON-ET (NAND) à IC1c, d’un niveau conditions l’oscilla-rte IC1b est libéré. ut cependant pas scillation vu que le t court-circuité par e connecté à l’em-, la sortie de IC1a bas de sorte que ue et que le réso-ontinue) Bz1 reste ture dépasse 80°C s’ouvre et l’oscilla-ion. Le résonateur l intermittent. la tension du sec-n d’une tension de de T3 et application

0642 Moniteur de radiateurpage 1 / 2

1

23

IC1a

&

6

54

IC1b

&

9

810

IC1c

& R1

100k

R2

1M

R5

10

k

R4

10

0k C1

1µ

T1

BC547

Bz1

T2

BC337

T3

BD240

R6

3k

9 R7

100Ω2W5

D1

BAT85

D2

1N4001

M1

M

R3

10

0Ω

K1

1312

11

IC1d

&

R8

1M

D3

R9

4k

7

Bt1

9V

D4

1N4148

D5

1N4148

IC1

14

7

C2

100n

12V

12V

12V

12V

944001-11

IC1 = 4093

+V

+V

Le circuit décrit ici a été conçu spécia-lement à l’intention des résistances de puissance montées sur un radiateur et dotées d’un dispositif assurant un refroi-dissement forcé. Les concepteurs d’am-plificateurs de puissance utilisent ce type de résistance électronique. Sachant que la résistance de puissance est en fait un composant passif il n’est pas exclu qu’il puisse arriver, lors de l’utilisation d’une telle batterie de résistances, que l’on oublie d’enficher la fiche du câble d’ali-mentation de la ventilation forcée dans la prise secteur. Il est loin d’être illusoire dans ces conditions de se voir confronté à une surchauffe du système et partant de voir l’un ou l’autre des composants de la résistance électronique partir en fumée.On pourrait imaginer, pour se mettre à l’abri d’une telle mésaventure, de prendre un relais en série avec la (les) résistance(s) de puissance. On n’aura activation du relais qu’une fois la tension d’alimentation du ventilateur présente. Cette approche n’est cependant pas utilisable dans le cas de combinaisons de résistances de faible valeur (1 Ω par exemple), vu que la résistance de trans-fert du relais dans ce cas-là va jouer un rôle trop important.L’installation d’une alarme alimentée par pile constitue une autre approche envisageable. La dite alarme met un résonateur piézo-électrique en fonction

dès que la tempéraEn cas de présencsecteur l’alarme estet c’est l’alimentatiola relève de l’alimedu système. Le moque le ventilateur slorsque la températCette solution a l’açable de ne pas prventilateur aux diEn l’absence de la l’électronique est alcompacte Bt1 via ladu circuit centrée sutrouve hors-tension entrées de la portetrigger de Schmittbas (« 0 »). Dans cesteur basé sur la poCette porte ne peencore entrer en ocondensateur C1 esun contact thermiqubase K1. De ce faitprésente un niveaule transistor T1 bloqnateur (à tension cmuet. Si la tempérale contact thermiqueteur entre en fonctémet alors un signaSi alors, on brancheteur on a applicatio12 V sur l’émetteur


aux entrées de la porte IC1c d’un niveau logique haut. Cette situation se traduit par la mise hors-fonction de l’oscillateur et, partant, par le mutisme du résona-teur. Lorsque la température retombe en-deçà de 80 °C le contacteur ther-mique est fermé, entraînant de ce fait le blocage des transistors T2 et T3. Au-delà de cette température les contacts du capteur thermique s’ouvrent et le transistor T2 assure, via T3, la mise en rotation du ventilateur. Une fois le sys-tème suffisamment refroidi, le capteur thermique se referme entraînant l’arrêt du ventilateur.Le montage comporte en outre un dis-positif de signalisation d’une tension de pile faible, circuit basé sur la porte IC1d, qui indique, à l’application de la tension du secteur, qu’il est temps de procéder à l’échange de la pile.

Est-il bien nécessaire de préciser que l’ interrupteur thermique doit être monté directement sur le radiateur à proximité des résistances de puissance qui y sont montées. Nous avons utilisé un contact thermique de type Therm 80 de Microtherm –qui, comme l’indique son nom, change d’état à 80°C, mais n’importe quel dispositif thermique dont les contacts s’ouvrent à 80°C à température croissante convient pour cette application. Le courant drainé de la pile est extrêmement faible, attei-gnant 10 µA à peine. Lors de l’entrée en fonction du résonateur, la consom-mation de courant passe à quelque 10 mA.

page 2 / 20642 Moniteur de radiateur


l’on fait abstraction de la partie cen-e sur le transistor T1, on aura vite fait remarquer que le concept à la base ce montage est on ne peut plus clas-ue. Une source de tension, constituée la diode zener D7, du diviseur de ten-n R6\P1\R7 et du transistor T2, est vie de trois émetteur- suiveurs, pris série. Le dernier de ces émetteur-veurs prend la forme d’une paire de 055, T5, T6, transistors de puissance

hi-connus, pris en parallèle et four-sant, de concert parfait, le courant sortie.n de bien extraordinaire jusqu’à sent direz-vous. En effet ! Une des cificités de ce montage est cepen-t l’adjonction, à l’électronique de e, du transistor T1 servant à réali- la limitation de courant. L’examen schéma nous apprend que ce tran-

tor dérive sa tension de base, par le is de la résistance R4, de la tension sortie. Si cette tension devient,

0058 Alimentation réalisée en technologie discrètepage 1 / 2

Si tréde de siqde siosuien sui2N3arcnisde Riepréspédanbasserdu sisbiade

R1

1k

R2

27

k

R34k

7

R4

27

kR5

4k

7

R6

47

0Ω

R7

2k

2

R8

1k

R9

4k

7

R10

22

0Ω

D4

D51N4148

D3

1N4148

D1

D2

D6

1N4148

T1

BC

T2

BC547

T3

BD139

T4

BD435

T5

2x 2N3055

T6

220Ω

P1

D7

12V8

C4

100p

C3

100n

C7

100n

C6

47µ

C5

10µ

C2

100n

C1

15mF35V

2x

18V

18V

547

suite à une surcharge par exemple, inférieure à 5 V environ, T1 bloque. Via la diode D6 le transistor T2 devient alors complètement passant ce qui entraînera un blocage des transistors T3 à T6. La tension de sortie descen-dra de ce fait à une valeur négligeable à laquelle le courant circulant vaut à peine d’être évoqué.On applique, de manière à pouvoir sor-tir, à l’occasion, de cet état de limitation

En cette ère de régulateurs de tension intégrés à tout va, le sujet de cet article constituera, pour un nombre important de nos lecteurs les plus fidèles, une véritable bouffée d’air frais : enfin un schéma d’alimentation réalisée entiè-rement en technologie discrète, c’est-à-dire à base de transistors et autres composants simples et non pas à l’aide de circuits intégrés quelque courants qu’ils soient.

Ce modèle d’alimentation, doté d’une protection contre les courts-circuits, fournit une tension de sortie – réglable avec excellente précision– de 13,8 V et ce à un courant de sortie de 10 A au maximum. L’électronique ne comporte, outre le transformateur de 2 x 18 V/8 A, que tous ces composants « standard » que l’on trouvera sans aucun doute dans la boîte de « bric-à-brac » de tout élec-tronicien-amateur digne de ce nom.


du courant, un signal de 50 Hz à la base du transistor T1, via la diode D3. Les diodes D4 et D5 limitent l’amplitude de ce signal à une valeur de 1,3 V. Suite à la présence de ce signal T1 devien-dra, périodiquement et ce pendant une courte durée, passant, essayant ainsi de redémarrer l’alimentation. Ces ten-tatives de réactivation de l’alimentation n’auront bien évidemment de succès que lorsque la raison de l’entrée en fonction de la limitation de courant (qu’il s’agisse d’une surcharge ou d’un court-circuit de la sortie) aura disparu. Cette approche se traduit par la circulation à travers le circuit d’impulsions de courant d’intensité considérable. Cependant, vu l’extrême brièveté de ces impulsions (2 ms environ), il n’existe pas le moin-dre risque d’endommagement.On notera que les transistors T5 et T6 ne sont pas dotés des résistances d’émetteur servant, en général, lors d’une mise en parallèle, à la réparti-tion du courant. Ici ce sont les lignes de connexion des émetteurs qui font office de résistances de répartition : il est requis de ce fait, pour disposer de la résistance suffisante, que les fils de connexion des émetteurs de ces tran-sistors aient une longueur de 10 cm environ et une section de 0,7 mm. De

par l’utilisation d’une limitation de cou-rant du type « fold-back » (repliement), les transistors T5 et T6 peuvent se con-tenter d’un radiateur de dimensions modestes. Un exemplaire de 2,5 °C/W (tel qu’un SK01 de 10 cm de Fischer) convient parfaitement. Il est recom-mandé de faire appel, pour T5 et T6, à des 2N3055 en boîtier TO–3 et de les monter sur le radiateur à l’aide de deux plaquettes d’isolation. On utilisera, pour le dispositif de réglage fin, c’est-à-dire l’ajustable P1, un exemplaire multitour, solution la moins chère, soit un ajustable à un seul tour de très bonne qualité.Le condensateur-tampon C1 prend la forme de trois condensateurs électro-lytiques de 4 700 µF, pris en parallèle. Cette approche a le double avantage d’être de qualité suffisante et ... bon marché ! Les diodes D1 et D2 sont des exemplaires de 10 A au minimum. Il est moins coûteux, quelquefois, de faire appel ici à deux des diodes intégrées dans un pont de redressement de 10 A. Il faudra veiller impérativement, lors de la réalisation de ce montage, à ce que l’électronique de commande ne puisse pas être traversée par des courants d’intensité élevée que l’alimentation aura à fournir à la charge.

Application de Altai

page 2 / 20058 Alimentation réalisée en technologie discrète


Les potentun certainque produen plus frde leur visymétriquentiomètrsolutions, n’est pas pêtre l’utiliscommutatLa configurcapable ded’atténuat

0711 Potentiomètre à relais commutéspage 1 / 2

R1

95k3

R2

1k10

R3

82

k5

R4

12M

R5

100k

R6

2k10

R7

39

k2

R8

2M

61

R9

280k

R10

3k74

R111

7k

4R12

97

6k

R13

1M74

R14

6k04

R15

6k

65

R16

1M

24

R17

2M05

R18

8k45

R19

1k

91

R20

13

7k

R21

8M45

R22

9k76

R23

26

1Ω

R24

20

k0

Re1 Re2 Re3 Re4 Re5 Re6

A B C D E F

R25

10

k0

944026-11

–1dB –2dB –4dB –8dB –16dB –32dB

tie des sections restantes. Au repos, tous les relais sont alors inactifs, le cir-cuit se trouve à sa valeur d’atténua-tion maximale. L’ordre donné aux dif-férentes sections d’atténuation est tel que l’atténuateur le plus important se trouve à l’arrière. Plus on se rapproche de l’entrée, plus l’atténuation par sec-tion diminue, cette approche garantis-sant le meilleur rapport signal/bruit. Le point A constitue le bit de poids faible, le point F celui de poids fort.Il nous faut, pour la commande de ce circuit, un compteur /décompteur à 6 bits, que l’on dotera, le cas échéant,

iomètres classiques présentent nombre d’inconvénients, tels ction de craquements de plus équents au fur et à mesure eillissement et une évolution e délicate dans le cas de pot-es stéréophoniques. L’une des pour le moins technique si elle ratique ou esthétique, pourrait ation du diviseur de tension à ion par relais décrit ici.ation proposée par le schéma est mettre en oeuvre 64 ni veaux ion distincts.

Le respect des valeurs données dans le schéma donne une taille de pas de 1 dB, de sorte que la plage de réglage totale s’étend de 0 à 63 dB. Le principe de l’électronique est simple. 6 sections d’atténuation sont montées l’une à la suite de l’autre. Chaque section pré-sente, en cas de prise d’une charge de 10 kΩ à sa sortie, une impédance d’en-trée de 10 kΩ. Une dernière résistance de cette valeur est montée à la fin de la série, constituant la résistance ter-minale. L’omission d’une section de la série est de ce fait sans conséquence sur les résistances d’entrée et de sor-


d’un circuit tampon pour la commande des bobines des relais (tel que le circuit du numéro de juillet/août 1991 d’Elektor, intitulé compteur/décompteur opti-que à 6 bits).On peut également voir les choses en plus grand et laisser à un microproces-seur le plaisir de commander ce circuit. Sachant que toutes les erreurs naissant dans les différents étages d’atténuation se cumulent, il est important de res-pecter du mieux possible les valeurs théoriques, en prenant à chaque fois 2 résistances à tolérance de 1 % en parallèle (les spécialistes de la coupure de cheveux en quatre pourront utiliser des résistances de 0,1 %). Il faudra, si l’on envisage de monter ce circuit en amont d’un préamplificateur, veiller à ce que l’impédance de sortie du point

auquel sera connecté le potentiomètre à commutation de relais ait une impé-dance très faible (si tel n’était pas le cas, il faudra modifier en conséquence la valeur des résistances R1 et R2). Associée à R25, la charge à la sortie doit avoir une valeur de 10 kΩ très précisé-ment (la valeur indiquée pour R25 n’est de ce fait possible qu’en cas de charge idéale et d’une entrée à impédance très élevée).Le choix du relais dépend des exigences posées par l’utilisateur au circuit–on peut, par exemple, penser à des contacts dorés. La consommation de courant de l’ensemble du montage est déterminé par les caractéristiques des relais et du circuit de commande du potentiomètre à commutation de relais.

page 2 / 20711 Potentiomètre à relais commutés


0313 Décodeur FSKpage 1 / 2

IC1

2

3

6

7

41

8

5

C1

100n

C3

100n

C2

100p

C4 1n

R1

10

0k

R2

10

0k

R3

10

k

R4

39k

250k

P1

IC2a1

23

&

IC2b4

56

&

RX/CX

IC3a

14

CX

15

13

4&

1

2

3

C518n

S1

IC4a

3C

4

S

2D

1

R

5

6

IC214

7

IC414

7

IC316

8

IC2 = 74HC132IC3 = 74HCT123IC4 = 74HCT74

954058-11

R5

18k

IC1 = CA3130

ba

c

C6

100n

Ce montage convertit un signal FSK quelconque, celui en provenance d’un magnétophone par exemple, en un signal numérique.L’amplificateur opérationnel IC1 ampli-fie le signal analogique enregistré sur la bande de telle façon à ce qu’il soit symétrique par rapport à la moitié de la tension d’alimentation. Un trigger de Schmitt inverseur du type 74HC132 monté en aval donne à la raideur de pente du signal un niveau compati-ble numérique. Le niveau de seuil de commutation du 74HC132 se trouve très ex a c tement à la moitié de la tension d’alimentation –ceci pour la simple et

bonne raison qu’il s’agit d’un exemplaire de type HC . Pour cette raison il ne sau-rait être question de le remplacer par quelqu’autre type de trigger de Schmitt que ce soit. Sachant que sur certains type de magnétophones le signal enre-gistré et le signal reproduit présentent une inversion de phase l’un par rapport à l’autre, le circuit comporte un second trigger de Schmitt, IC2b, permettant d’annuler l’inversion de phase. L’inver-seur S1 sert à choisir entre le signal original et le signal inversé de 180°. Le signal de sortie du trigger de Schmitt déclenche à chaque flanc descendant la bascule monostable IC3a. La durée de

a

b

c

l’impulsion du monostable présente à la sortie Q correspond aux 3/4 environ de la durée de période de la fréquence de signal la plus haute à détecter. La durée de l’impulsion est définie par le dimensionnement de la résis tance R5 et du condensateur C5. La bascule bis-table D IC4a reçoit son signal d’horloge sous la forme du signal du monostable (broche3) ; on dispose à son entrée D (broche2) du signal FSK préparé. Le flanc descendant de la fréquence de signal la plus faible déclenche le monostable qui rechange d’état, tandis que le signal à l’entrée D de IC4a présente encore un niveau bas. En conséquence de quoi on


voit alors apparaître à la sortie Q du bistable D également un niveau bas. En présence de la fréquence de signal haute le monostable ne changera d’état qu’après que le signal ait retrouvé un niveau haut. La bascule D reprend à son compte ce niveau. Le chronodia-gramme montre la relation : le signal a représente le signal FSK préparé, signal composé dans sa première partie de la fréquence basse et dans sa seconde partie de la fréquence haute. Le train d’impulsions b représente l’évolution de la tension à la sortie du monostable.

On voit apparaître à cet endroit une impulsion à chaque flanc descendant du signal FSK. La troisième courbe montre le signal de sortie démodulé.L’ensemble du montage est dimen-sionné pour des fréquences d’entrée de 2 et 4 kHz respectivement ; de par la présence du condensateur C6 cette élec-tronique fonctionne également même en présence de sorties comportant une composante de tension continue. La consommation de courant du circuit est de 10 mA.

page 2 / 20313 Décodeur FSK


Dans ces conditions lorsque la bro-che 6 retrouve un niveau haut on dis-pose entre la broche droite de C2 et la masse d’un potentiel égal au triple de la tension d’alimentation, c’est-à-dire 36 V. Mais nous n’y sommes pas encore. En effet, cette dernière tension est utilisée pour, lors de la demi-période suivante, charger le condensateur C4 jusqu’à 24 V, de sorte que l’on dispose lors de la demi-période suivante d’une tension de 48 V par rapport à la masse sur le côté droit du condensateur C4. Il va sans dire que la tension de sortie effective est légèrement inférieure à la valeur théorique en raison des inévi-tables pertes dues, entre autres fac-

0273 Convertisseur CC/CC à 4069

1 2

1IC1a 3 4

1IC1b

5 6

1IC1c

9 8

1IC1d

11 10

1IC1e

13 12

1IC1f

C1

220p

C2

22n

C3

22n

C4

22n

C6

10µ16V

C5

2µ263V

R2

18k

R1

10k

D1 D2 D3 D4

D5

33V 500mWIC1

14

7

4x 1N4148

12V

IC1 = 4069UB

33V

teurs, à la présence des diodes. Il n’en reste pas moins vrai que nous avons mesuré sur notre prototype une ten-sion de 46 V, en l’absence bien entendu de la diode zener D5. Nous avons, à l’aide de R2 et de la dite diode zener, abaissé sciemment la tension de sortie à la valeur qui est celle de la tension de syntonisation maximale de la plupart des varicaps pour tuner, à savoir 33 V. La sortie admet une charge de 1 mA au maximum. La consommation de courant de l’ensemble du convertisseur est de quelque 18 mA.

Combien de fois ne vous est-il pas arrivé d’avoir besoin, pour une partie d’un montage, d’une tension d’alimen-tation sensiblement supérieure aux 12 V que peut fournir l’adaptateur secteur standard. La tension de synto-nisation d’un tuner FM en est un bon exemple. C’est bien là l’endroit où l’on peut avoir besoin d’une tension de 24 à 33 V. Il est bien dommage de devoir prévoir une alimentation additionnelle spécifique d’autant plus que le courant nécessaire n’est bien souvent que de quelques dixièmes de milliampère.Le convertisseur CC/CC proposé ici peut constituer la solution à des pro-blèmes de ce genre. L’intérêt majeur de ce montage est qu’il se résume à un unique circuit intégré associé à quel-

ques composants passifs. Le concept fait appel à une recette classique. Les inverseurs IC1a et IC1b constituent le coeur d’un oscillateur qui fournit un signal rectangulaire d’une fréquence de l’ordre de 200 kHz. Ce signal attaque un multiplicateur de tension qui la mul-tiplie par 4. Le fonctionnement du mul-tiplicateur est facile à comprendre. Lors-que la broche 10 se trouve au niveau bas et que la broche 6 se trouve au niveau haut, le condensateur C3 se charge jusqu’à de l’ordre de 12 V. Lorsque, un court instant plus tard, le niveau des dites broches change on dispose entre le côté droit de C3 et la masse du double de la tension d’alimentation, à savoir 24 V. Cette tension sert ensuite à la charge du condensateur C2.


supprimé une cette partie du ux gauche et

r ce faire deux tiels, IC1b et rvent de tam-’entrée ceci de les signaux dif-t indépendants i la source de

proche d’assez – lire présente tie inférieure à ser de ces deux sence des dits

e l’information -dire l’ensem-

uences– subit, nnels G’ et D’, n, faible il est ce fait, que le e, soit doté de amplificateur ue les canaux

ais bipolaire de à un ajustable, rer le niveau

le niveau que aux lors d’une nique normale.

page 1 / 20871 Stéréophonie tri-canal

6

5

7IC1b

R1

47

k

R3

1k15

R4

2k74

JP1

R5

100Ω

K1 K3

R2

3k

92

R111

k8

2

2

3

1IC1a

6

5

7IC2b

R7

3k

92

R12

1k

82

R8

1k15

R9

2k74

R10

100Ω

R13

100Ω

JP2

K5

K4

IC3

2

3

6

5

8

1

10k

P1

C1

22p

Re1C2

100µ25V

S1

R14

15

0Ω

954030-11

NE5534

IC1,IC2 = NE5532

15V

IC18

4

IC28

4

IC37

4

C3

100n

C4

100n

C5

100n

C6

100n

C7

100n

C8

100n

15V

15V

L

G

L'

G'

R'

D'

C

R6

47

k

K2

2

3

1IC2a

R

D

accentué, nous avonspartie des signaux de spectre dans les canadroit. Il nous faut pouamplificateurs différenIC2b. IC1a et IC2a sepon pour les signaux dmanière à garantir que férentiels souhaités sonde la source utilisée. Ssignal en question apprès les normes idéalesune impédance de sor50 Ω– on pourra se pastampons. De par la prétampons, la totalité dmonophonique – c’est-àble du spectre de fréqpour les canaux additioune certaine atténuatiovrai. Il faut donc, de 3ème canal, C de Centrla même combinaisonde sortie + enceinte qgauche et droit. Un relbonne qualité associé P1, permet de compadu canal central avecprésentent les dits signreproduction stéréopho
L’activation du relais Re1 entraîne la mise à la masse du circuit d’addition constitué par les résistances R11/R12 ainsi que celle des étages différentiels R2 et R7. Dans ces conditions le canal
Lors du développement du décodeur de « Surround sound » il nous vint l’idée d’utiliser, pourquoi pas d’ailleurs, le canal « centre » lors de la reproduction d’enre-

gistrements stéréophoniques ordinaires, c’est-à-dire non-« Surround sound ».Pour éviter que le domaine du médium du spectre stéréo ne soit par trop


Centre est on ne peut plus silencieux. Ceci se traduit cependant par une aug-mentation légère du gain des canaux gauche et droit, ce qui ne fait rien de plus en fait que compenser la légère réduction de la pression acoustique due à la disparition du canal centre. L’examen du schéma permet de constater qu’il est possible d’opter, à l’aide des com-posants suivants : JP1/JP2, R3/R4 et R8/R9, pour deux niveaux de suppres-sion de l’information monophonique. Les valeurs attribuées aux composants sont telles que l’on a une atténuation de 3 dB (implatation des cavaliers de court-cir-cuit) ou de 6 dB (les cavaliers ne sont pas mis en place). Il est apparu, lors de tests d’écoute comparatifs qu’une atténuation de 3 dB se traduit par une augmentation de spatialité qui n’a rien d’exagéré et qu’à condition de trouver la bonne position pour l’ajustable P1, l’image sonore du centre reste bien à sa place, ne disparaissant pas dans l’arrière-plan de l’écho. Si l’on opte pour une atténuation de 6 dB, on a la nette impression qu’il manque une cer-taine partie de l’image sonore d’origine, bien que la spatia lité obtenue dans ces conditions soit impressionnante. Dans ce dernier cas il s’avère que l’on doit augmenter quelque peu le volume du spectre central –par choix, peut-être, d’un gain légèrement plus important pour IC3.

En tout état de cause ces différents dimensionnements présentent une part de subjectivité importante de sorte qu’il faudra s’assurer expérimentalement de la valeur d’atténuation à adopter : sera-t-elle inférieure ou supérieure à 3 dB. Toutes les résistances utilisées, exception faite de R14, ont une tolérance de 1%. Si l’on est prêt à accepter une symétrie moins parfaite entre les canaux lors du traitement on pourra remplacer les paires de résistances R3/R4 et R8/R9 par un potentiomètre stéréo. On dis-pose dans ces conditions, en l’absence du canal centre, d’une stéréophonie spatiale réglable. La consommation de courant du circuit relais activé est asymétrique, atteignant quelque 40 mA pour la branche positive de l’alimentation et de l’ordre de 20 mA pour sa branche négative. L’enroulement du relais utilisé ici, un V23042-A2003-B101 de Siemens, possède les caractéristiques suivantes : tension de service de 12 V et impédance de 600 Ω. Il faudra, en cas d’utilisation d’un type de relais différent, adapter, le cas échéant, la valeur de la résistance R14.

page 2 / 20871 Stéréophonie tri-canal


0243 Commutateur pour pompe submersible

La qubles smatiqde 1Dès relatidu tude 3 Il ne ple dsensidu cicommà l’étà l’ensupérinverles di

CA3140

IC12

3

6

7

41

8

5

R13M

9

R2

4M7

R3

10

0k

R4

10

0k

C1

1µ

C2

1µ

C3

100n

C4

100n

C5

100n

C6 1n

R5

1k

T1

BC547B

D1

1N4148

RE1

12V

954039-11

C7

100µ25V

K1

K2 K4

K3

M

8...15V100mA

tibles, à moyen et long terme, de se dissoudre. Il est de ce fait recommandé de s’assurer, de temps à autre, que les contacts du capteur ne se sont pas « volatilisé » à la suite de l’inévitable corrosion.La tension d’alimentation du circuit devra se situer entre 8 et 15 V ; la consommation ne dépasse pas 100 mA.

asi-totalité des pompes submersi-ont dotées d’un commutateur auto-ue réagissant, avec une hystérésis

0 à 15 cm, au niveau du liquide. qu’il s’agit d’assécher un volume vement restreint, liquide refluant yau entraînera une augmentation à 5 cm de la dite hystérésis.faut rien de plus que le circuit sim-onné dans le schéma pour réduire blement cette hystérésis. Au travers rcuit intégré IC1, un relais, Re1, ande la pompe. Le transistor passe

at conducteur si le niveau appliqué trée non-inverseuse de IC1 devient ieur à celui présent à son entrée

seuse. Dans le cas normal ce sont viseurs de tension R1/R2 et R3/R4

qui définissent les niveaux présents sur ces entrées. Au repos, la sortie de IC1 présente donc un niveau bas.Si les contacts du capteur connecté au bornier K2 se trouvent court-circuités (dans la pratique, toute résistance inférieure à 4,7 MΩ sera interprétée comme un court-circuit), le transistor T1 devient conduc teur. Après la dis-parition du « court-circuit » la pompe continuera de fonctionner pendant une dizaine de secondes. Cette durée d’ac-tivité additionnelle évite que le capteur ne soit à nouveau court-circuité par le liquide refluant du tuyau.Bien qu’il ne circule qu’un courant continu très faible à travers les contacts du capteur, ces derniers sont suscep-


isposition sur son BBS. 7 de Mainflingen émet, econde, une impulsion s. La première repré-

binaire, la seconde un haque seconde d’une son propre codage. Il u récepteur, une minute eux au maximum pour n instant quelconque, cte. Il existe deux sor-CF. Certaines d’entre

de leur propre montre l’heure DCF, d’autres ne la moindre intelligence rdinateur-hôte doit en re tourner une routine en de l’heure exacte. crite ici est en fait une ces deux approches, à icro-ordinateur qui se

rver l’heure et la four-’une interface RS-232. onvient à merveille en DCF pour ordinateurs stations de travail en t également fort bien rer cette horloge DCF

0503 Horloge DCFpage 1 / 3

gratuitement à dL’émetteur DCF-7seconde après sde 100 ou 200 msente un « 0 » « 1 » binaire. Cminute possèdefaut, de ce fait, aau minimum et ddéterminer, à ul’heure DCF exates d’horloges Delles disposent qui est tenue à disposent pas dede sorte que l’opermanence faipour un maintiLa réalisation décombinaison de savoir un pico-mcharge de consenit par le biais dCette solution ctant qu’horlogeindividuels ou réseau. On peuimaginer d’intég

PIC16C56

CLKOUTOSC2/

IC2

OSC1

MCLR

RTCC

RA0

RA1

RA2

RA3

RB0

RB1

RB2

RB3

RB4

RB5

RB6

RB7

17

18

13

12

11

10

16 15

14

1

3

9

8

7

6

2

4

5

U1

K1 K1'

K2

C3

4µ7 16V

D1

R6

68

0Ω

R3

2M2

R2

2M2

R4

47

0k R5

68

0Ω

CNY17-2

IC45

4

1

2

6

D4

R9

1k

5

R8

4k

7

R1

4k

7

C4100n

D2

1N4148

K3

1

2

3

4

5

6

7

8

9R7

68

0Ω

D3

R10

1k

5

D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

D0

D1

D2

D7

(pbasic)T1

BC

f res = 4MHz

JP2

DATA

RESET

BUSY

93LC56

IC12

3

1 8

7

4 5

6

78L05

IC3

C2

10µ 16V

C1

100n

8...12V 5V

BASIC

5V

5V

5V

5V

5V

5V

5V 5V

DCF IN

V+

100ms

200ms

= "0"

= "1"

DCF IN:

964093 - 11

557

STAMP

dans un modem. Le programme d’ap-plication en BASIC est transféré depuis le PC par le biais de ses lignes « DATA » et « BUSY » vers la mémoire EEPROM du type 96LC56. Une fois chargé, le dit programme ne peut être effacé que par écrasement suite au chargement d’un

Cette réalisation est destinée au mon-tage « BASIC STAMP » publié dans le n°91, mai 1994, page 26 et suivantes. Associé à un module d’horloge DCF notre timbre-poste fournit, seconde après seconde la date et l’heure sur sa

sortie RS-232. On dispose ainsi d’une horloge « atomique » universelle utili-sable pour de très nombreuses appli-cations. Le logiciel nécessaire peut être transféré à l’aide d’un petit programme que Parallax Inc (Rocklin, USA) met


page 2 / 30503 Horloge DCF

‘dcf.bas‘Basic Stamp program to convert time pulses from a DCF‘time receiver to RS232 time and date output‘(c) 1995 G. Polder

‘symbol declarationssymbol i = b1 ‘ loop countersymbol j = b2symbol k =b3symbol factor = b4symbol pointr = b5symbol temp = b6symbol second = b7symbol rpointr = b8 ‘ read pointersymbol l = b9symbol init = b10symbol value = b11symbol datap = b12 ‘ pointer to data for transmitol sepp = b13 ‘ pointer to separator for transmit

symbol sigbit = bit0 ‘ signal bitsymbol parbit = bit1 ‘ parity bit

‘ output 0 ‘ RS232 output‘ output 1 ‘ sync/error LED‘ output 2 ‘ init LED input 7 ‘ input from DCF module

init = 1startm: low 2 ‘ sync/error LED on‘ first wait for start of new frame (59th second) if pin7 = 0 then startm for i = 0 to 20 if pin7 = 0 then startm pause 50 next high 2 ‘ sync/error LED off

read 255,pointr ‘ location of last instruction ‘ (i.e. start address data storage)

parbit = 0 second = -1

‘ frame is divided into 11 subsequent subframes:‘ 20 bits reserved‘ 1 start bit‘ 7 bits minutes‘ 1 parity bit‘ 6 bits hours‘ 1 parity bit‘ 6 bits day‘ 3 bits weekday‘ 5 bits month‘ 8 bits year‘ 1 parity bits for j = 0 to 10 ‘get subframe length lookup j,(19,0,6,0,5,0,5,2,4,7,0),k temp = 0

for i = 0 to k ‘check pulse duration: 100ms = logic ‘1’ ‘ 200ms = logic ‘0’getbit: if pin7 = 1 then getbit pause 150 ‘half way between ‘0’ and ‘1’ if pin7 = 1 then zero sigbit = 1 goto onezero: sigbit = 0one: second = second + 1look: lookup i,(1,2,4,8,10,20,40,80,0),factor factor = factor * sigbit if k = 0 then lvpar parbit = parbit ^ sigbitlvpar: if init = 1 then isinit read 255, rpointr for l = 0 to 5‘output format:‘ daynr dd/mm/yy , hrs:mins:secs lookup l,(13,12,14,15,11,10),datap datap = rpointr - datap lookup l,(« «,»/»,»/»,» «,»,»,»:»,»:»),sepp read datap, value serout 0, T2400,(#value,sepp) next serout 0, T2400,(#second,13,10) goto noinitisinit: pause 40 serout 0, T2400,(«?»,#second,13,10)noinit: temp = temp + factor next if j = 1 then startb if k = 0 then chkpar pointr = pointr -1 write pointr, temp goto nextjstartb: parbit = 1chkpar: if sigbit <> parbit then error parbit = 0nextj: next

‘ now copy information read 255, pointr for i = 2 to 8 j = pointr - i k = j - 8 read j, temp write k, temp next init = 0 low 1 ‘ init LED off goto startmerror: high 1 ‘ init LED on init = 1 goto startm


nouveau programme. Le signal horaire est mis à la disposition à la sortie sous forme sériel sur la ligne D0 par le biais d’un opto-coupleur, IC4. C’est l’ordi-nateur auquel est relié le montage qui détermine les niveaux RS-232. Le taux de transmission est de 2 400 bds et le format des données ASCII est le sui-vant : « jj /mm/aa hh:mm:ss ». Nous utilisons comme récepteur/décodeur du signal DCF un module de Conrad Elec-tronics connecté à l’embase K2. Le dit module travaille à une tension de 2 V, tension obtenue par l’intermédiaire de la LED D1 et de la résistance-talon R6. La sortie d’impulsion horaire du module est reliée, à travers une résistance de forçage au niveau haut (pull-up), R5, à la ligne de port D7 du processeur PIC, IC2, un PIC. Les LED D1 et D2 prises sur le port remplissent une fonction de contrôle. La LED D4 rouge signale une tentative de synchronisation de l’hor-loge ; une fois cette synchronisation réussie, cette LED clignote brièvement chaque 59ème seconde. La LED D3 jaune indique que l’horloge a parcouru un cycle d’une minute complet et que partant elle indique l’heure DCF.

Le listing du programme donné ci-après prouve que le programme est resté très simple. Après une RAZ le programme parcourt trois étapes. Il commence par attendre la 59ème seconde. Jusqu’à cet instant la LED rouge est allumée et il ne se passe rien en ce qui concerne l’émis-sion. Dès détection de la 59ème seconde le programme aboutit dans la boucle principale dans laquelle est générée l’information horaire. À partir de là on a, chaque seconde, positionnement de « ?n », où « n » représente la seconde concernée. Une fois cette minute écou-lée on a positionnement d’un indicateur (« init ») et émission, seconde après seconde, de l’heure et de la date qui se trouvent alors en mémoire. Le signal horaire DCF est accompagné de trois bits de parité ; en cas de détection d’erreur grâce à eux, on a reprise de l’ensemble du cycle. L’horloge DCF connaît un fonc-tionnement autonome (stand alone) : dès qu’elle est alimentée et au bout de deux minutes au maximum elle émet des chaînes horaires. Cette situation peut être contrôlée à l’aide d’un programme terminal classique.

G. Polder

page 3 / 30503 Horloge DCF


stabilité à court terme, la la stabilité à long terme. À ue les oscillateurs à transis- se sortent mieux d’affaire. ntendu que le circuit d’os-adapté au quartz concerné. e nous vous présentons ici r un quartz 16 MHz néces-

pacité parallèle de 20 pF. La on nécessaire est obtenue ’une prise (tap) capacitive rme de C1 et C2, prise en le quartz. De par la pré-urant de résonance celui-ci

omme une sorte de trans-utorégulateur. La tension

0677 Oscillateur faible bruit

T1

BF256B

C4

10n

C1

56p

C2

33p

C3

10µ10V

X1

X1 = 10MHz

R2

1k

R1

1M

5V

1V5^

0V

2V

964081 - 11

mière sur la seconde sur ce point de vtors ou à FETIl faut bien ecillateur soit Le schéma quest conçu pousitant une cacontre-réactipar le biais dprenant la foparallèle sursence d’un cofonctionne cformateur a

Dans les cercles de l’électronique numé-rique on fait souvent appel, lorsqu’il s’agit de réaliser un oscillateur d’hor-loge, à une recette classique basée sur une résistance, une ou plusieurs portes logiques, un quartz et quelques conden-sateurs. Les experts connaissant tout des quartz et des oscillateurs ne sont que très rarement amateurs de ce genre de circuits à base de portes. Ils sont en effet fameux pour leur niveau élevé de bruit de phase sans oublier qu’ils ont en outre tendance à surmoduler le quartz, ces deux caractéristiques exerçant une influence négative sur la stabilité, la pre-

de sortie est rehaussée de sorte que le gain en tension est supérieur à l’unité. Avec ce type d’oscillateur il n’y a aucune raison de craindre une surmodulation du quartz. De par le caractère sinusoï-dal du signal, alors qu’il est beaucoup plus haché en raison du basculement brutal d’une porte, le bruit de phase est sensiblement moindre –dans le cas d’une porte numérique l’instant de bas-culement est déterminé en partie par le bruit d’amplitude ce qui se traduit par du bruit de phase. La tension de sortie de l’oscillateur est de l’ordre de 1,5 V, la consommation de courant du circuit est de quelque 2 mA.


0950 Tête de sonde active universellepage 1 / 3

D1

BAS32L

D2

BAS32L

2N5912

T1

1

3

2

5

7

6

4

R3

2k

00

R4

2k

00

R5

10

0Ω

R2

10M

IC12

3

6

7

4

R1

100Ω

C1

22n

C6

10p

R6

100Ω

OPA621

R7

49Ω9

C3

10n

C2

10n

C5

10µ10V

C4

10µ10V

D3

5V6

D4

5V6

K1

954093 - 11

5V

5V

1.

Une tête de sonde évite l’application d’une charge trop importante au point de mesure en raison de capacités de câble importantes et garantit un transfert sans parasite de la valeur de mesure jusqu’à l’appareil d’enregis-trement (oscilloscope, enregistreur de niveau, voltmètre, etc...).L’amplificateur de mesure dont on retrouve le schéma ci-dessous peut

être utilisé à « toutes lescompose d’un amplificated’un étage amont à tranbonne douzaine de compIC1, un OPA621, est uopérationnel large banfournir un courant de sorimportant. Le revers decourant d’entrée de ce cateur opérationnel est

élevé, que l’impédance de source ne doit en aucun cas dépasser 10 kΩ. De ce fait, nous avons monté en amont de l’amplificateur opérationnel un double J-FET faisant office de convertisseur d’impédance, ceci de façon à limiter au maximum l’erreur de mesure. Le comportement de ce double transistor monté en source-suiveuse est parfaite-ment symétrique. L’impédance d’entrée

sauces ». Il se ur opérationnel, sistor et d’une osants discrets. n amplificateur de capable de tie relativement la médaille : le type d’amplifi- avec 25 µA, si


important dn’a pratiqucourant de de la mesuque le 2N5contre despour laquede circuit diodes D1 àLa fonctiofacile à saprésentent

page 2 / 3

2.

0950 Tête de sonde active universelle

C4 C5

IC1

T1

o

T

T

0

5V+

-

9540

93-1 C1

C2C3 C6

D1

D2

D3D4

R1R2

R3 R4

R5R6

R7

L’amplificateur de mesure peut être tout aussi bien être amené à fournir un gain de 10 qu’à servir d’adaptateur d’impédance pur présentant un gain unitaire. Dans le premier cas la rési-stance R6 aura une valeur de 1,91 kΩ,


Gain : 1 (R6=100 Ω, C6=10 pF) 10 (R6=1,91 kΩ, C6= supprimé) Impédance d’entrée : 10 MΩ // 5,5 pF 10 MΩ // 5,5 pF Sensibilité d’entrée : Uent ≤ 2 V Uent ≤ 200 mV (CA) Impédance de sortie : 50 Ω 50 Ω Bande passante : 100 MHz (±0,1 dB) 10 MHz (±1 dB) 150 MHz (±0,5 dB) Alimentation : ±5 V, < 50 mA ±5 V, < 50 mA

est montée à 10 MΩ, le courant d’entrée possèdent un courant de fuite faible
e l’amplificateur opérationnel
ement plus d’effet (hormis le fuite du J-FET) sur le résultat re. Il n’en reste pas moins

912 n’est pas protégé à l’en- charges statiques, raison lle il a été prévu une sorte de protection constitué des D4.n des diodes D1 et D2 est isir. Les BAS32L utilisées une capacité très faible et

dans le sens inverse, caractéristique indispensable lorsqu’il s’agit de l’étage d’entrée d’un amplificateur de mesure sensible. Les diodes D3 et D4 servent non seulement à limiter la tension d’en-trée de l’OPA621 (±6 V au maximum) mais encore à éviter des dommages à l’électronique au moment de la coupure de l’alimentation au cas où l’entrée de l’amplificateur de mesure serait encore reliée à une tension élevée.

Résistances :R1 = 100 Ω CMSR2 = 10 MΩ CMSR3, R4 = 2 kΩ00 1% CMSR5, R6 = 100 Ω 1% CMSR7 = 49 Ω9 1% CMS

Condensateurs:C1 = 22 nF CMSC2, C3 = 10 nF CMSC4, C5 = 10 µF/10VC6 = 10 pF CMS

Semi-conducteurs:D1, D2 = BAS32L CMSD3, D4 = diode zener 5 V6 CMST1 = 2N5912 (Siliconix)IC1 = OPA621KP (Burr Brown)

Divers:K1 = embase BNC 50Ω

câble RG-58 à 2 connecteurs BNC (le cas échéant pièce BNC en T et impédance de terminaison de 50 Ω)

Liste des composants:

dans le second elle prendra une valeur de 100 Ω. Le condensateur C6 n’est mis en place qu’en mode adaptateur d’im-pédance ; il est purement et simplement supprimé lorsque l’on demande à l’am-plificateur de fournir un gain décuple. Le circuit est prévu à l’origine pour des ten-sions alternatives. Le condensateur C1 bloque les tensions continues présen-tes à l’entrée. On pourra également, si nécessaire, ponter ce condensateur, mais


il faudra dans ce cas-là s’attendre, lors-que l’on travaille avec un gain de 1:10 en particulier, à un offset en tension con-tinue de l’ordre de 25 mV. La résistance R7 adapte la sortie de l’amplificateur à une impédance de câble de 50 Ω telle celle que possède le câble BNC le plus utilisé baptisé RG58. S’il devait se faire que l’appareil de mesure (oscilloscope ou autre enregistreur) auquel est connectée la sonde ne possède pas d’entrée 50 Ω, on pourra faire appel à un raccord BNC en T et à une résistance de terminaison de 50Ω, dispositif à connecter à l’embase de sortie de l’amplificateur de mesure. La mise en place des composants sur la platine dont on retrouve la sérigra-phie de l’implantation des composants en figure 2, n’est pas une opération de tout repos sachant que tous les compo-sants discrets, exception faite des deux condensateurs électrochimiques, sont du type CMS (Montage en Surface).La première étape de la réalisation consiste à la mise en place des composants CMS

et seulement ensuite celle du reste de composants « côté composants ». L’em-base BNC sera soudée directement à une paire de picots. Il est tout aussi important de doter l’amplificateur de mesure d’un blindage efficace que d’uti-liser des composants de première qua-lité. Nous avons glissé l’étroite platine dans un morceau de conduite de cuivre ordinaire. Comme le montre la photo-graphie d’illustration, les capuchons ter-minant le tube ont été dotés des orifices nécessaires à d’un côté l’embase BNC et de l’autre à l’embase du capteur. La pointe de mesure pourra la forme d’une embase banane non isolée, la liaison de masse se faisant, comme d’habitude, à l’aide d’une pince crocodile. Le câble trifilaire servant à l’alimentation sort latéralement du tube. Une fois le mon-tage terminé et les tests de bon fonc-tionnement réussis, il ne restera plus qu’à fixer les capuchons à l’aide de vis auto-taraudantes.

page 3 / 30950 Tête de sonde active universelle


0180 Chargeur CdNi à élévation de tensionpage 1 / 2

L1

100µ

≥3V

Il est possible, en principe, à condition de disposer d’une tension de sortie suffisamment élevée, de recharger des accus CdNi du type « Mignon » à l’aide d’une cellule solaire de petite taille. Un panneau solaire fournissant une tension de 6 V et un courant de 50 mA permet, par exemple, de recharger quatre accus CdNi « Mignon ». On notera cependant que si les petites cellules solaires de prix intéressant (lire : suffisamment bas pour être abordables) fournissent bien un courant d’intensité suffisante ; leur tension de sortie reste, en général, malheureusement sensiblement infé-rieure aux 6 V nécessaires.

Le fabricant dpropose, danintégrés, toutseurs de tenspar exemple,tion de tensiotage, objet dele MAX631 poCdNi d’une cad’un panneauseulement. Lsence de cetteune diminutioquelque 20%Le MAX631 evation de tenstion standard

MAX631

IC1

VOUT

COMP

LBI

LBO

GND VFB

LX

CP

1

2

3

4

5

6

7

8

R1

10

0k

C1

1n

C2

100µ16V

HT1

BC557

R2

1k

R3

15Ω

R4

15Ω

4 x NiCd

944021-11

d’entrée comprise entre 1,5 et 5,6 V en une tension de sortie constante de 5 V. Puisqu’il nous faut, pour recharger qua-tre accus CdNi, une tension légèrement plus élevée, la résistance R1 modifie le rapport du diviseur de tension interne du MAX631 de façon à ce que la ten-sion de sortie (hors charge) monte à une valeur de 7,5 V. Le condensateur C1 garantit une bonne stabilité. Dans ces conditions le circuit intégré peut fournir un courant de 30 mA si la ten-sion d’entrée est de 3 V et un courant de 50 mA ou plus si la tension d’entrée est égale ou supérieure à 4 V. Les accus CdNi n’ont pas le moindre problème avec un courant de recharge légère-

e semi-conducteurs Maxim s sa gamme de circuits e une série de convertis-ion intéressants tel que,

le convertisseur à éléva-n MAX631. Dans le mon- cet article, nous utilisons ur recharger quatre accus pacité de 500 mAh à l’aide solaire fournissant 3 V

’inconvénient de la pré- électronique est pourtant

n du rendement effectif de .st un convertisseur à élé-ion qui, dans son applica-, transforme une tension


ment supérieur à 50 mA, à condition cependant que, dans ces conditions (courant de recharge étant supérieur aux spécifications nominales), la durée de recharge ne soit pas trop longue. Si l’on s’attend cependant, vu l’éclai-rement diurne auquel on a affaire, à des tensions de cellule(s) solaire(s) en permanence supérieures à 4 V, il faudra ajouter le transistor T1 et les résistan-ces R2 à R4 à l’électronique de base de notre petit montage. Ce 3 fois rien d’électronique supplémentaire ne sert pas uniquement à ménager les accus, il évite également que le circuit intégré n’ait de problèmes avec une puissance à dissiper trop importante. Si l’inten-sité du courant de sortie grimpe à une valeur supérieure à 50 mA, on aura, aux bornes des résistances R3/R4, une chute de tension si élevée que le transistor T1 devient passant.

Ce transistor, pris en parallèle sur le diviseur de tension interne du MAX631, réduit alors la tension de sortie à une valeur telle que le courant de sortie est limité à 50 mA. On notera qu’il ne s’agit pas d’une électronique de précision ; et pourtant... elle est efficace. Du fait qu’il se produit, aux bornes des résistances R3/R4, une chute de tension de 0,5 V environ, le sous-ensemble de limitation de courant diminue encore un peu plus le rendement du montage.Bien qu’il soit possible d’utiliser, pour L1, une self miniature de 100 µH, il est préférable de faire appel à une petite self torique d’inductance identique.Le circuit intégré peut être remplacé par le MAX632 (12 V) ou le MAX633 (15 V) qui sont compatibles broche-à-broche. Il faudra, dans ces conditions, supprimer la résistance R1.

page 2 / 20180 Chargeur CdNi à élévation de tension


Danqualcanacritique canaquelsortedes une de 4à toaimeau pen d

page 1 / 20616 Mini-caisson pour Surround-Sound

184

200

84

100

Ø32

Ø75

154

170

42

114

964053-11

s un système Surround-Sound la ité des haut-parleurs constituant le l Surround-Sound n’a rien de bien que. Vous n’êtes pas sans savoir la bande passante audio du dit l est limitée à une plage allant de que 100 Hz à de l’ordre de 7 kHz, de qu’il n’y a pas de raison d’utiliser

haut-parleurs de qualité présentant courbe de réponse quasi-rectiligne 5 Hz à 20 kHz. Nous proposons us ceux d’entre nos lecteurs qui raient réaliser un caisson compact rix abordable un mini-caisson qui, épit de sa simplicité, convient éton-

namment bien au rôle de caisson Surround-Sound. Il s’agit en l’occurrd’un haut- parleur à large bande diamètre de 7,5 cm implanté dancoffret spécialement conçu à son intion d’un volume légèrement supéà 2 litres. Le haut-parleur utilisé esSP-45 de Monacor, qui coûte 10 El’unité. Contrairement à ce que pourrfaire croire ses dimensions modesteSP-45 possède des caractéristiquereproduction à pleine maturité. Il porte une charge de 40 W, et posune plage de fréquences allant de que 100 Hz à plus de 15 kHz. Ci-

sous nous vous proposons la courbe de réponse en fréquence du haut-parleur doté de son coffret. Un rapide examen montre que cette courbe ne présente qu’une seule imperfection, à savoir un léger creux de quelque 5 dB juste au-delà de 3,5 kHz. Si l’on tient compte des limitations de la bande Surround Sound mentionnées plus haut, ce petit défaut ne pose pas le moindre problème dans la pratique.Nous avons utilisé pour notre proto-type de l’aggloméré (multiplex) de 8 mm d’épaisseur (voir plan coté), mais cette caractéristique ne présente pas le

pour ence d’un s un ten-rieur t un

UR à aient s, le s de sup-sède quel-des-


page 2 / 2

moindre impératif tant que l’on respecte les dimensions intérieures du coffret à savoir 8,4 × 15,4 × 18,4 cm. L’évent de bass-reflex prend la forme d’un morceau de tube de PVC de quelque 43 mm de long, d’un diamètre extérieur de 32 mm et intérieur de 25,5 mm environ. En cas de problème de disponibilité on peut fort bien opter pour un morceau de tube de 40 mm de diamètre extérieur, 33,6 mm de diamètre intérieur, sa longueur devant cependant dans ce cas-là passer à 82,5 mm. Vu qu’alors l’extrémité sise à l’intérieur du coffret se trouve très près de la paroi arrière du coffret il est recommandé d’augmenter la profondeur de 2 cm environ et de réduire en consé-quence les autres dimensions de manière

à garder le même volume que précé-demment. Le SP-45 existe en version 4 ou 8 Ω. Sachant que le décodeur de Surround-Sound décrit dans un ancien numéro d’Elektor acceptait uniquement d’être chargé à 8 Ω ou plus, il est pré-férable de prendre deux modèles 4 Ω (voire plus) en série. Il nous reste à mentionner un détail : il faudra remplir délicatement l’intérieur du coffret avec du matériau d’amortissement en veillant lors de cette opération à ce que l’évent du bass-reflex ne soit pas bouché. Nous utilisons du BAF-wadding comme maté-riau de remplissage, mais rien n’interdit non plus d’utiliser de la laine minérale, de la laine de verre, voire même de la laine vierge pure nature.

0616 Mini-caisson pour Surround-Sound


0306 Déchargeur d’accu CdNi modulaire

connecte une cellule Bt1 à l’appareil, l’entrée non-inverseuse se trouve alors au niveau de la tension de cellule. Si cette dernière dépasse la tension de référence, le comparateur bascule et sa sortie présente un niveau haut, le transistor devient passant et la cellule se décharge à travers R5. De par sa valeur, cette résistance fixe à quelque 80 mA le courant de décharge dans le cas d’une cellule pleine. La tension de collecteur étant pratiquement constante (0,2 V) le courant de charge diminue lorsque la cellule se trouve à l’état de pleine charge. Lorsque la tension de cel-lule atteint la tension de fin de décharge de 0,9 V, le comparateur bascule et le

Lors recharque ledifférpeut pas pconstiremédtout run dédes cdu ge

IC2

2

3

1

8

4

LM358

R2

8k

2

R3

1k

8

R5

12

Ω

R6

1k

R1

1k

R4

470k

BT1

1V2

T1

BC550D1

7805

IC1

9V

A

B

C

A B C≈ 0V9* 0V2 5V 964114 - 11

voir texte*siehe Text*see text*

zie tekst*

I max = 2mA

processus de décharge cesse. Avec une capacité de cellule de 500 mAh le pro-cessus de décharge devrait être terminé au bout de quelque 7 heures. R4 définit une petite hystérésis de 3 mV environ. On trouve dans la ligne de sortie une LED chargée de visualiser le processus de décharge. Il est impératif d’utiliser une LED faible courant pour limiter au strict indispensable la consommation propre du circuit, c’est-à-dire à moins de 2 mA. L’alimentation fait appel à un régulateur de tension intégré qui abaisse à +5 V la tension continue de 9 à 12 V fournie par un adaptateur secteur.

W. Breuherr

de la décharge de sets d’accus geables on remarque à chaque fois s différentes cellules se déchargent emment l’une de l’autre, ce qui avoir comme conséquence le tré-rématuré de certaines des cellules tuant le « pack ». Il est possible de ier à cette situation et d’éliminer

isque à ce niveau si l’on procède à chargement individuel de chacune ellules à l’aide d’une électronique nre de celle représentée ici. De par

le faible nombre de composants mis en jeu, rien n’interdit de réaliser plusieurs déchargeurs que l’on montera ensuite en parallèle.Le LM358 est monté en comparateur. La tension de référence arrive, au tra-vers du diviseur de tension qui peut également prendre la forme d’une résistance ajustable, à l’entrée inver-seuse de l’ amplificateur opérationnel. Cette tension représente la tension de fin de décharge (0,9 V environ). Si l’on


0542 Interface d’E/S Centronicspage 1 / 3

L’interfquasi-t& Compd’Entréeen angaugmecommapossibltementCentrobles TTpour aucommeréalisatzener ddifféren

T1

BC T2

BD679

R1

1k

R2

10

k

D0

T3

T4

R3

1k

R41

0k

D1

T5

T6

R5

1k

R6

10

k

D2

T7

T8

R7

1k

R8

10

k

D3

T9

T10

R9

1k

R10

10

k

D4

T11

T12

R11

1k

R12

10

k

D5

T13

T14

R13

1k

R14

10

k

D6

T15

T16

R15

1k

R16

10

k

D7

T17

T18

R17

1k

R18

10

k

STR

T19

T20

R19

1k

R20

10

k

FEED

T21

T22

R21

1k

R22

10

k

IN

T23

T24

R23

1k

R24

10

k

SEL

OUT 0 OUT 2 OUT 3 OUT 4 OUT 5 OUT 6 OUT 7OUT 1

STROBE AUTO F INIT SEL IN

R25

2k

2

R26

2k

2

R27

2k

2

R28

82

0Ω

R29

2k

2

D1

5V1

D2

5V1

D3

5V1

D4

5V1

D5

5V1

ERROR SCT PE ACK BUSY

C BUSYC ACKC PEC SELC ERROR

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

K1

14

15

16

17

18

19

20

21

22

23

24

25

26

27

28

29

30

31

32

33

34

35

36

STROBE

OUT 0

OUT 1

OUT 2

OUT 3

OUT 4

OUT 5

OUT 6

OUT 7

C ACK

C BUSY

C PE

C SEL

AUTO F

K2

C1

10µ16V

SEL IN

C ERROR

INIT

5V

5V

5V

5V

944067-11

547BBC

BD679

547BBC

BD679

547BBC

BD679

547BBC

BD679

547BBC

BD679

547BBC

BD679

547BBC

BD679

547B

BC

BD679

547B

BD679BD679BD679

BC547B

BC547B

BC547B

Le test le plus simple pour s’assurer de la nécessité ou non de cette adjonction est de mesurer la chute de tension aux bornes des résistances de 2 kΩ 2 lors de la mise à « 0 » de la ligne concernée. Si la chute de tension dépasse 0,8 V c’est que vous disposez d’un ordinateur « ancien » et qu’il faudra donc opter pour les résistances de faible valeur et attaquer les entrées par l’intermédiaire de sources à faible impédance.Les entrées sont les broches 11 (BUSY ; BIT7), 10 (ACK ; BIT6), 12 (PAPER EMPTY ; BIT5), 13 (SELECT ; BIT4), et 15 (non connecté ;

ace Centronics présente sur la otalité des ordinateurs (IBM-)PC atibles se prête à des fonctions /Sortie (E/S, I/O = Input/Output

lais) simples pour peu que l’on nte sensiblement la capacité de nde des lignes de sortie. Il est e, en principe, d’utiliser direc- les 5 entrées de l’interface nics vu qu’elles sont compati-L. Il n’est pas « inconvenant », gmenter la sécurité, d’ajouter,

le propose le schéma de cette ion, une résistance et une diode e limitation de tension sur les tes lignes concernées.

Il faudra noter cependant que cette approche n’est valable que pour les ordinateurs récents, c’est-à-dire ceux dotés d’entrées CMOS. Si vous dis-posez d’un PC plus ancien il est pro-bable qu’il soit doté d’entrées TTL. Si tel devait être le cas, vous pourrez envisager 2 solutions : en faire don au musée scientifique le plus proche soit abaisser la valeur des résistances de protection à quelques centaines d’ohms (voire les supprimer purement et simplement).


page 2 / 30542 Interface d’E/S Centronics

BIT3). La dénomination des broches est celle du connecteur subD à 25 broches présent sur l’arrière du PC. Le schéma donne la numérotation correspon-dante des dites broches dans le cas du connecteur Centronics à 36 broches.On peut procéder à une interrogation de l’état logique des bits mentionnés tout juste par lecture de l’adresse LPT de base + 1. Dans le mot présent à la dite adresse les bits 0, 1 et 2 sont indifférents (don’t care), ce qui signifie qu’ils ne comportent pas d’information importante. Les 8 sorties (de données) du connecteur à 25 broches, à savoir les broches 2 à 9, sont normalement en mesure de fournir (source) 2,6 mA ou de drainer (sink) 24 mA. La commande

REM read Centronics inputs, display in hexLPT1address=&H378WHILE 1cent=INP(LPT1address+1)PRINT hex$(cent)WEND

Ou, tout aussi simplement, commander les sorties :

REM square waves on D0-D7, D0 has the highest frequencyLPT1address=&H378count=0WHILE=1OUT LPT1address, countcount=count+1IF count>255 then count=0WEND

On fait appel à des transistors Darlington du type BD679 pour accroître la capacité de fourniture et de drain de courant des 12 sorties programmables. Le BD679 est capable de commuter jusqu’à 4 A à une tension de collecteur de 80 V.Il est recommandé en pratique de rester en-deçà de l’ordre de 2 A et de doter ces transistors d’un radiateur si l’on prévoit des niveaux de dissipation importants. Il faudra se rappeler que le collecteur d’un Darlington ne peut pas forcer une charge à une tension inférieure à 0,6 V, voire 0,8 V lors-que le courant se situe entre 1 et 2 A. La tension auxiliaire utilisée par les transistors de commande BC547 n’est pas critique et pourra se situer

des sorties peut se faire par l’écriture des 8 bits de données correspondants à l’adresse de base du port LPT. Il est possible d’adresser, outre les 8 bits de données mentionnés tout juste, 4 sorties additionnelles via l’adresse de base + 2 : il s’agit des broches 1 (STROBE ; BIT0), 14 (AUTOFEED ; BIT1), 16 (INIT ; BIT2) et 17 (SELECTIN ; BIT3). À l’origine il s’agit de sorties de ligne de commande avec une résistance de for-çage au niveau haut (pull up) interne de 4 kΩ7 et ayant une capacité de drain de courant de 7 mA. On notera qu’il est impératif de maintenir à « 0 » les 4 bits de poids fort (4 à 7) si l’on veut éviter la génération d’une interruption (interrupt) aux résultats imprévisibles.


page 3 / 30542 Interface d’E/S Centronics


Résistances:R1, R3, R5, R7, R9, R11, R13, R15, R17, R19, R21, R23 = 1 kΩR2, R4, R6, R8, R9, R10, R12, R14, R16, R18, R20, R21, R22, R24 = 10 kΩR25 à R27, R29 = 2 kΩ 2R28 = 820Ω

Semi-conducteurs:D1 à D5 = diode zener 5 V 1/400 mWT1, T3, T5, T7, T9, T11, T13, T15, T17, T19, T21, T23 = BC547BT2, T4, T6, T8, T9, T10, T12, T14, T16, T18, T20, T22, T24 = BD679

Condensateurs:C1 = 10 µF/16 V radial

Divers:K1 = embase Centronics encartable en équerreK2 = bornier encartable à 3 contacts au pas de 5 mm

9 borniers encartables à 2 contacts au pas de 5 mm ou 18 picots.

944067

C1

D1

D2D3

D4D5

K1

R1

R2 R3R4

R5R6

R7R8

R9

R10

R11

R12

R13

R14

R15

R16

R17

R18

R19

R20

R21

R22

R23

R24

R25R26R27

R28R29

T1 T2

T3

T4

T5

T6

T7

T8

T9

T10

T11 T12

T13

T14

T15

T16

T17 T18

T19 T20

T21 T22

T23 T24

944067

STR

FEED

INSE

L

ERROR SCT PE ACK BUSY 0+

D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

944067

inverse. On pourra, en ce qui concerne la pro gra mmation, commencer au niveau de comple xité le plus bas, en BASIC par exemple, en utilisant le programme ci-contre pour la lecture des 4 entrées et l’affichage à l’écran de la valeur hexadé-cimale corres pondante.

entre 5 et 15 V. À une tension de 5 V la consommation de courant totale est de l’ordre de 50 mA. Les charges que l’on envisage de commander via le port Centronics seront prises entre les collecteurs des BD679 et la ligne posi-tive de l’alimentation externe (80 V au maximum). Si l’on choisit de commander

des charges à caractéristique inductive – telles que des bobines de relais– il ne faudra pas oublier de shunter celles-ci avec des diodes de protection montées en sens inverse (free-wheeling diode). Cette précaution est indispensable pour protéger les Darlington contre des crêtes de tension de fem (force électro-motrice)


0653 Multivibrateur à démarrage forcé

L’un des premietage électroniqutous les ouvragmatière est celcircuit mythiqudeux transistorset 4 résistances. est qu’il peut arrmultivibrateur ade démarrage, encaractéristiques dsont très prochesLe schéma propoà l’aide d’une pschéma de base,tre fin, une fois pblèmes de démarcette approche e

T2

BC547B

T1

BC547B

R4

R1 R3R2

C1 C2

944096 - 11

ment du circuit, c’est-à-dire les valeurs à attribuer aux différents composants, est simple. Le courant de collecteur doit se situer entre 1 et 10 mA. Si nous optons pour un courant de 1 mA, la valeur de la résistance de collecteur, R1 et R3, sera égale, exprimée en ohms, à la tension d’alimentation multipliée par 1000.On prendra pour R2 et R4 une valeur de résistance égale au quart du fac-teur d’amplification (gain) des transis-tors multiplié par la valeur de R1. Les condensateurs C1 et C2 auront une valeur identique que l’on pourra calcu-ler à l’aide de la formule suivante :C1 = C2 = f/ (1,4 × R3).

C. Clarkson

rs exemples de mon-e « actif » repris dans es consacrés à cette ui du multivibrateur, e réalisé à l’aide de , deux condensateurs Ce que l’on sait moins, iver que notre fameux it quelques problèmes particulier lorsque les e ces deux transistors .sé ici montre comment, etite modification du il est possible de met-our toutes, à ces pro-rage. L’inconvénient de st qu’elle entraîne une

légère modification du rapport cyclique. Dans la pratique, cela n’a normalement pas de conséquence gênante. Comme la résistance de polarisation R4 établit maintenant une liaison entre le collec-teur et la base, le transistor T1 n’est plus poussé à saturation mais se met à travailler comme un amplificateur auto-régulant. Le résultat de ce mode de fonctionnement est l’apparition sur le collecteur de T1 du signal de bruit disponible sur le collecteur de T2 mais amplifié. De par cette réinjection, le transistor T2 se voit appliquer à nou-veau, via le condensateur C1, le signal de bruit amplifié. Le niveau de bruit ne va pas tarder à augmenter rapidement et l’oscillateur à démarrer. Le dimensionne-


0811 Sauvegarde anti-panne radio pour modèles réduits radiocommandés

1

23

IC1a

&

5

64

IC1b

&

12

1311

IC1d

&8

910

IC1c

&

C5

10µ63V

C2

470n

C1

470n

C3

47n

C4

220n

R1

47

k

R2

22

0k R3

27

kR4

12

0k

50kP1

D1

1N4148

IC1

14

7

5V

IC1 = 4093

964010 - 11

20ms

1ms1ms

5V

0

1.5ms

20ms

4V8

0

1.5ms

20ms

4V8

0

IC1 = 4093

RRRRRP

CCCCC

SDI

On peut, en cas de panne du système de radiocommande, facilement perdre le contrôle d’un modèle réduit, qu’il s’agisse d’une voiture, d’un bateau ou d’un aéro-plane, et cette perte de contrôle peut d’une part présenter des dangers cer-tains et avoir des conséquences dra-matiques tant pour le modèle réduit que pour les spectateurs et leurs biens. Ce montage permet d’éviter de telles catastrophes par sa prise de contrôle, par exemple, de la servo d’accélérateur/de frein en cas de disparition du signal de télécommande. La servo est mise dans une position prédéterminée, sur freinage à fond par exemple. Le coeur

du circuit e(MVA) consger de Schmdisparition récepteur l’ade servo depeut être fixLe condensétats « off »minant quan(1,5 ms ± radio fonctiosions entranqui déchargque IC1b essions de se

964010

964010

C1

C2

C3

C4

C5

D1

IC1

N2

P1

R1

R2R3

R4

0+96

4010


ésistances:1 = 47 kΩ2 = 220 kΩ3 = 27 kΩ4 = 120 kΩ1 = ajustable 50 kΩ horiz.

ondensateurs :1,C2 = 470 nF3 = 47 nF4 = 220 nF5 = 10 µF/63 V radial

emi-conducteurs :1 = 1N4148

C1 = 4093

sont à nouveau dispocircuit. En cas de dissions du récepteur, lcesse de se déchargteur astable est valià osciller, fournissantsubstitution qui forcedre une position prédCe circuit peut égaleteur autonome pour de servo-commandesrent la consommationl’ordre de 20 µA à latation de 5 V, passal’astable est actif.

st un multivibrateur astable titué par les portes à trig-itt IC1c et IC1d. En cas de

des impulsions destinées au stable génère des impulsions substitution dont la largeur ée à l’aide de l’ajustable P1.

ateur C4 fixe les durées des (20 ms environ), C3 déter-t à lui celles des états « on »

0,5 ms). Tant que la liaison nne normalement, les impul-tes sont ignorées par IC1a, e C2 à travers D1, de sorte t inhibé. De ce fait les impul-rvo fournies par le récepteur

nibles à la sortie du parition des impul-e condensateur C2 er et le multivibra-dé. Il se met alors des impulsions de nt la servo à pren-éfinie.

ment servir de tes-le test de moteurs . En mode transpa- de courant est de tension d’alimen-nt à 50 µA lorsque

B. Sommer


0176 Charge fictive HF de luxepage 1 / 2

K1

R1

56

0Ω

R2

56

0Ω

R3

56

0Ω

R4

56

0Ω

R5

56

0Ω

R6

56

0Ω

R7

56

0Ω

R85

60

ΩR9

56

0Ω

R10

56

0Ω

R11

27

0Ω

R122

70

Ω

D1

BAT82 R13

56

k

C1

1n

R1...R13 = 1W 954102 - 11

Il ne s’agit pas ici de fiction !La réglementation régissant le trafic radio dans certains pays exige que tout radioamateur licencié dispose d’une charge non rayonnante qui puisse être connectée à la sortie de son émet teur HF. L’utilisation de ce type de charge est impératif lorsque l’on procède à des essais d’étalonnage ou de réglage de l’émetteur-récepteur hors émission (off-air).La charge décrite ici, prévue pour une impé dance de 50 Ω, valeur cou-rante, est capable de supporter une puissance HF allant jusqu’à 10 W et ce pendant quelques minutes. Elle est constituée de 10 résistances de 560 Ω d’une puissance de 1 W, R1 à R10, montées en parallèle, d’un diviseur de tension constitué par les résistances R11 et R12 et d’un redresseur, D1/C1.

Cette charge fictde l’émetteur qupuissance réflécoutre d’une sortà laquelle on pomètre pour mesSi l’on veut travsupérieures à 1ser un nombreimportant, voirerésistances de pde façon à disptotale de 50 Ω. si nous utilisonsde 1 200 Ω pour tances de 150 Ωcharge fictive sede 40 W. La diodment n’importe qon pourra ainsi une BAT85, ou

954102 - 12

R1...R10

K1BNC

R11

R12D1

C1R13

ple. Même une diode au germanium telle que la AA119 pourra être utilisée, encore qu’il faille se limiter à des puis-sances faibles. La charge fictive a élu domicile dans une boîte de conserves dont on a utilisé le couvercle pour la fixation des composants. Comme le montre le croquis, les 10 résistances de 560 Ω sont soudées concentriquement autour de l’âme d’une embase BNC. Leurs broches de masse sont soudées à la vague sur la surface intérieure du couvercle. Le condensateur C1 est du type transfert exigeant pour sa mise en place le percement d’un petit orifice de diamètre adéquat. On raccourcira au minimum la longueur des connexions des résistances pour limiter au strict minimum la composante réactive de la charge fictive.

ive ne charge la sortie ’avec un minimum de hie ; elle dispose en

ie de tension continue urra brancher un volt-urer la puissance HF.

ailler à des puissances 0 W il suffira d’utili- de résistances plus un même nombre de uissance plus élevée, oser d’une résistance Prenons un exemple : 20 résistances de 2 W R1 à R10 et des résis- pour R11 et R12, la

transforme en modèle e pourra être pratique-uelle diode Schottky ;

utiliser sans problème HSCH1001 par exem-


page 2 / 2

Une fois tous les composants mis en place sur et dans le couvercle, celui-ci est repositionné dans la boîte et soudé sur le pourtour pour constituer un tout parfaitement étanche. Il ne saurait être question de percer des trous d’aéra-tion dans le couvercle, car cela aurait pour conséquence d’annuler le but qui est de réaliser une charge non rayon-nante. On pourra comparer la valeur de tension produite par la charge fictive avec celle fournie par un wattmètre HF professionnel (un vrai Bird Truline par

exemple). On notera les différentes tensions obtenues à différents niveaux de puissance HF de façon à établir un graphique.En fonction des caractéristiques des résistances utilisées, la charge fictive devrait avoir un taux d’ondes station-naire (VSWR) inférieur à 1,5 pour des fréquences allant jusqu’à 450 MHz. On pourra omettre la résistance R13 si la charge fictive est toujours utilisée avec le même voltmètre.

0176 Charge fictive HF de luxe


mettre un courant continu sur la ligne de connexion. Les modems se chargent de générer eux-mêmes tous les signaux requis pour la communication.L’utilisateur peut donc se contenter d’établir la connexion correcte. Étant donné qu’il se peut, en général, que l’on utilise le modem pour bien d’autres applications que cette liaison locale, notre boîtier de commutation a été dotée bouton- poussoir, S3, (à contact repos). Cet organe sert à interrompre, de façon aussi radicale qu’efficace, la transmis-sion de données. Vu qu’il peut être nécessaire de lancer la transmission à l’aide d’un signal d’appel (signal de sonnerie), le bouton-poussoir bipolaire S1 permet d’appliquer, brièvement, une tension alternative de quelque 30 V sur la ligne.Il est requis, dans ce mode de fonc-

0142 Boîtier de commutation pour modem

INTERNAL/EXTERNAL

FAX/MODEMANY SPEED

INTERNAL/EXTERNAL

FAX/MODEMANY SPEED

S2a

S2b

S1b

S1a

S3R1

2k2

5W

30V

PC1 PC2

PC1

PC2

954094 - 11

tionnement, que l’un des modems soit « appelé » et que l’autre soit déjà « on-line » (actif). La position du commutateur bipolaire S2 détermine lequel des modems est « adressé ».

B. Sandeman

L’établissement d’une connexion entre deux ordinateurs dotés d’un modem n’a plus, au jour d’aujourd’hui, le moindre caractère « sorcier ». Il est en effet très simple de réaliser ainsi un mini-réseau local.Il suffit en fait d’un rien de matériel de commutation, pour pouvoir utiliser, du côté du logiciel, pratiquement n’importe

quelle émulation de terminal. Grâce à la liaison directe il n’est même pas requis de composer un numéro de téléphone.Avec quelques instructions Hayes simples – telles que ATA et AT0– on devrait pou-voir établir la liaison requise. Comme les modems sont actifs (c’est-à-dire qu’ils placent un signal analogique amplifié sur la ligne) il n’est pas nécessaire de


0887 Surveillant de tension de pile

OSCILLATORTEA1041T

TRIGGER

CIRCUIT

CONTROL

TIMINGOUTPUT

LOGICSTAGE

IC1

TEST

VCC

VSWGND

L1 L2

VI

CT

&1

8 7 6

3

2 45

R4

33

0Ω

R3

33

0Ω

D1 D2

R11

k5

R2

1k

R

C1

10n

Bt1

4V

C2

10n

S1a S1b

954096 - 11

≤

L

Un petit circuit CMS de chez Philips, le TEA1041T permet un suivi facile et néan-moins précis de la tension d’alimentation d’un appareil alimenté par pile. L’inter-rupteur S1 sert à activer et l’appareil et le circuit intégré de surveillance. La tension fournie par la pile ou par l’accu arrive, par le biais du diviseur de tension R1/R2, à l’entrée de détection de ten-sion, la broche 1, entrée connaissant un seuil de commutation de 1,25 V.Si la tension d’alimentation chute en-dessous de quelque 3,1 V, on a passage en-deçà du dit seuil de sorte que le

temporisateur interne espendant 2 s. Si, au cours valle la tension appliquée repasse au-delà du seuiltation le temporisateur zéro.Si tel n’est pas le cas, la lumine au bout de 2 s sitension de pile ou d’accuce signal devrait servir décision de déconnecter, relais par exemple, la chanes de S1b, de manière à ne soit pas totalement déch

12

34

87

65

Le TEA1041T travaille – le contact S1a étant ouvert lui aussi – en mode de veille. Les LED clignotent alternativement pendant 4 s, le circuit ne consommant plus ensuite qu’un courant négligeable de 10 µA. Il ne circule pas de courant à travers le diviseur de tension R1/R2. Ce circuit convient à des tensions de pile comprises entre 1,8 et 4 V (3 cellules au maximum). Les LED supportent sans dommage une tension supérieure, tant qu’elle ne dépasse pas 5,5 V.

t déclenché de cet inter-à la broche 1 de commu-est remis à

LED D1 s’il-gnalant une trop faible : de point de à l’aide d’un rge aux bor-ce que l’accu argé par D1.


Il est fort probable quedécrit dans cet article soplus simple proposé daSa simplicité est sans acaractéristique la plus mressante ?) de ce circuit. destiné aux amateurs dlors du montage de leursenvisagent de faire app apprécié du fondu-enchaLe signal vidéo appliqué àvia la résistance définietiomètre P1, à la sortie(fondu-enchaîné) du sign

0407 Fader-vidéo rustique

D1

1N4148

100k

P1

le fader-vidéo it le montage le ns ce CD-ROM. ucun doute la arquante (inté-Le montage est e la vidéo qui, prises de vue, el à l’effet fort îné. l’entrée arrive, par le poten-. L’atténuation al vidéo est dû

à la répartition de la tension du signal entre le potentiomètre et l’impédance d’entrée du moniteur par exemple. La diode D1 est requise pour garantir que l’impulsion de synchronisation arrive, sans avoir subi la moindre atténuation, à la sortie du circuit. Cette technique garantit donc une présentation stable du signal vidéo en toutes conditions, et ce indépendamment de la position du curseur de P1. Le potentiomètre permet-tra donc de faire varier la luminositéde l’image, sans perte de synchro nisation.

R. Voogd


0622 Mini-programmateur d’EEPROMpage 1 / 3

1

2

3

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5

6

7

8

9

10

11

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25

K1

1

2

3

4 5

6

7

8

C1

10µR4

47Ω

R3

3k9

R2

3k9

R1

3k9

964099 - 11

A0

A1

A2

GND

WP

SCL

SDA

D0

D1

D2

D3

GND

BUSY

VCC

support EEPROMà 8 contacts

Il est difficile de concevoir un program-mateur d’EEPROM pour EEPROM sériel-les à 8 broches avec bus I2C plus simple que celui proposé ici. Le matériel ne comporte que cinq composants, le logi-ciel permet la lecture, la copie, la vérifi-cation, l’effacement voire la modification de cellules de mémoire individuelles.En principe, la totalité du programma-teur d’EEPROM se réduit à un support à 8 broches, un câble à cinq fils et un connecteur destiné à venir s’enficher dans l’embase du port parallèle d’un

PC. L’alimentation est elle aussi dérivée du dit port. Ceci ne pose pas le moin-dre problème sachant que toutes les EEPROM sérielles sont fabriquées en technologie CMOS et que, partant, elles se contentent de quelques milliampè-res seulement. Les résistances R1 à R4 protègent l’EEPROM et l’interface du PC. En cas de défectuosité (EEPROM défec-tueuse ou erreur de polarité lors de son implantation) ces résistances limitent le courant circulant sur toutes les lignes. C1 tamponne la tension d’alimentation lors

de la programmation. Le seul composant vraiment indispensable est R1 sachant que c’est par son intermédiaire que se fait le découplage de la ligne d’émis-sion et de réception pour la broche SDA (Serial DAta). Le reste des composants sert uniquement à assurer une bonne sécurité de fonctionnement. L’auteur a, comme l’illustre l’une des deux photo-graphies, intégré les quatre résistances dans le connecteur sub D, le condensa-teur étant soudé directement au support. S’il est dans vos intentions d’utiliser le


page 2 / 30622 Mini-programmateur d’EEPROM

Tableau 1. Revue des instructions et options

Instruction Option Description

SELECT Sélection de la capacité de l’EEPROM (2, 4, 8 ou 16 Kbits)

READ

on screen(à l’écran)

Visualisation à l’écran du contenu de l’EEPROM sous la forme de blocs de 256 octets. Présenté tant en format hexadécimal qu’en mode ASCII.

to file(en fichier)

Lecture de la totalité du contenu de l’EEPROM qui est ensuite stockée sous forme de fichier

blank check(test de virginité)

Test de la présence du contenu $FF de toutes les cellules de mémoire.

CONFIG

path (cheminement) Indication du répertoire de travail désiré (cheminement de recherche)

file name Indication du nom du fichier de travail désiré

change Pin 7 Commute le niveau logique de la broche 7 entre HAUT et BAS

language Passage de l’anglais à l’allemand et inversement

LPT<n>: Choix du port Centronics désiré

WRITE

from file Écrit le contenu d’un fichier dans l’EEPROM

single byte Adresse et écrit directement une cellule de mémoire

erase EEPROM Programme toutes les cellules de mémoire à $FF

ABOUT Le who is who de l’origine de ce programme

< ESC > Sortie du programme

programmateur d’EEPROM intensément il pourrait être intéressant d’envisager l’utilisation d’un support FIN (Force d’In-sertion Nulle) ; il est bon de savoir que la version la plus petite de ce type de com-posant possède 14 broches. Nous avons conçu, à titre d’exemple d’application, une interface utilisateur tournant sous DOS. Le logiciel s’accommode d’EEPROM connaissant le protocole du bus I2C et génère la chronologie nécessaire aux

interfaces parallèles LPT1 à LPT3. Ladisquette ESS 9660012-1 disponibleauprès de l’éditeur comporte deuxfichiers, EEPROM.CFG et EEPROM.EXEqu’il faudra commencer par recopierdans un sous-répertoire propre surle disque dur. L’entrée de l’instructionEEPROM lance le programme qui connaîtcinq instructions et quelques options (cf.tableau 1).

Tous les paramètres prédéfinis sont stockés dans le fichier EEPROM.CFG et seront, lors d’un nouveau lancement du programme, pris en compte. Selon le fabricant, la broche 7 de l’EEPROM peut se voir traitée différemment. Chez la majorité d’entre eux la mise de cette broche au niveau bas permet la désac-tivation de la protection de la seconde moitié de l’EEPROM. Chez Catalyst au contraire la broche 7 ne remplit pas de


page 3 / 30622 Mini-programmateur d’EEPROM


Résistances :R1 à R3 = 3 kΩ9R4 = 47 Ω

Condensateurs :C1 = 10 µF/25 V radial

Divers : support tulipe à 8 brochesconnecteur sub D mâleà 25 broches + longueur de câble

fonction ; chez Philips la broche 7 doit être au niveau haut (cf. tableau 2). Ceci explique que le logiciel du programma-teur d’EEPROM offre un choix quant au niveau de cette fameuse broche 7. Le message d’erreur « EPROM quittiert nicht » ou « device fault » signifie que l’EEPROM ne fournit pas de signal Ack-nowledge dans le cadre du protocole du bus I2C. L’une des causes possibles

est le choix d’une capacité de merronée, celui d’un niveau logiquepour la broche 7, un type d’EEPRn’est pas utilisable (autre protobus), voire l’absence d’EEPROmise en place d’une EEPROM entrompé de polarité voire celleEEPROM défectueuse.

Fabricant Dénomination Broche 7

ATMEL AT24CXX WP (Write Protect)

CATALYST CAT24CXX NC (Not Connected)

SGS-THOMSON ST24CXX MODE/WC (Mode/Write Control)

XICOR X24CXX WC (Write Control)

PHILIPS PCF85CXX TEST

Tableau 2.

émoire erroné OM qui cole de M ou la s’étant d’une

D. Laues


de facto que constituent les analyseurs logiques de Hewlett-Packard. Le choix entre une EPROM et une RAM se fait à l’aide de 5 cavaliers de court-circuit. Il reste à faire attention à ce que la répar-tition des connexions sur les embases se fasse avec une certaine logique si ce

0843 Sonde logique pour EPROM et RAMpage 1 / 2

K1(K4)

10

11

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1

2

3

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K2(K4)

10

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1

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7

8

9A10

A11

A12

A13

A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A7

A8

A9

A14

A15A15/A14

A17/CS2

A18/A17

A14/WE WE/A15

IC1

A10

A11

A12

A13

A16

12A0

16

32

13D0

14D1

15D2

17D3

18D4

19D5

20D6

21D7

11A1

10A2

A3

A4

A5

A6

A727

A826

A923

25

28

29

30

22CE

24OE

31

9

8

7

6

5

4

3

2

1

A13

A14

A15

D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

CE

OE

WE

CS2

E R E R

R

E

R

E

R

E

E R

EPROM RAM

964106 - 11

(IC2)

Le montage que nous vous proposons dans cet article est, à l’évidence, un membre de la famille des diverses son-des logiques décrites dans ce même CD-ROM. Il s’agit en l’occurrence d’une sorte d’adaptateur en forme de platine venant se substituer à l’EPROM ou la RAM à tester sur le montage concerné. Le composant en question est extrait momentanément de son support et enfi-

ché dans le « support » de l’adaptateur.Les embases K1 et K2 mettent à dispo-sition toutes les connexions du compo-sant à tester de manière à pouvoir les...analyser oui à l’aide d’un analyseur logi-que. Cette approche est sensiblementmoins « emberlificotée » que ne l’estl’utilisation de grippe-fils individuels.Nous avons, pour le brochage desembases K1 et K2, respecte le standard

n’est une logique certaine. Les cavaliers mis en place sur le schéma sont ceux que nécessiterait le test d’une EPROM ; le choix des positions inverses pour les dites embases correspond à une disposition logique pour le test d’un circuit de RAM.La platine représente deux circuits impri-més. À l’emplacement destiné à IC1 ce n’est pas un support pour circuit intégré normal qu’il faudra implanter mais une double rangée de contacts en tulipe à broches longues qui, une fois soudés,


page 2 / 20843 Sonde logique pour EPROM et RAM

964106-1

964106-1

IC1

IC2

K1

K2

K3

K4

964106-1

964106-1

964106-1

964106-1

déborderont par le detine. On pourra prolonà l’aide d’un ou de plupour circuits intégrés clcuit intégré à tester vienla double rangée de cologique venant elle s’esupport dans lequel segine, le composant à tage convient tant pour

ssous de la pla-ger les contacts sieurs supports assiques. Le cir-t s’installer dans ntacts, la sonde nficher dans le

trouvait, à l’ori-tester. Ce mondes composants


IC1,IC2 = 2 morceaux de barrette autosécable de 20 contacts

K1 à K4 = embase à 2 rangées de 10 contacts 5 cavaliers de court-circuit

d’EPROM et de RAM ayant 32 broches que pour ceux n’en ayant que 28.


ransistors T1 et T2 constituent ces de courant qui, alternati-hargent et déchargent Cx1 et

nsion aux bornes des conden-st appliquée à un trigger de De ce fait, la sortie de IC1b même niveau jusqu’à ce que aux bornes des condensateurs é le seuil de commutation de cas de niveau haut à la sortie T2 fournit un rien de courant ue T1 et le condensateur pris est déchargé. Si la sortie est condensateurs sont chargés. rtant que le basculement d’un eur à l’autre se fasse précisé- fin d’une période, c’est-à-dire ple lorsque la sortie de IC1b niveau. La bascule bistable D aille en diviseur par deux et e impulsion dont la longueur d à la durée de période. Si 1 de IC2a est haute, on la

période est déterminée par le se trouve au niveau bas, qui prédomine. IC2a pilote rrupteurs analogiques (IC3a ’un 4066) qui interconnectent

0921 Testeur d’appariement de condensateurspage 1 / 2

R25

62

Ω

R3

56

2Ω

R4

56

2Ω

R5

56

2Ω

R6

10

k0

R7

10

k0

T1BC

T2BC

IC2a3

C

6

S5D

4

R

1

2

IC2b11

C

8

S9D

10

R

13

12

C1

Cx1

C2

Cx2

C3

3p9

C4

5p

IC3a13

2

1

IC3b5

3

4

IC3c

12

10

11

IC3d

6

9

8

R1

10k

JP1

3

4

1

IC1b

1

2

1

IC1a

5 61

IC1c

9 81

IC1d

11 101

IC1e

13 121

IC1f

557B

547B

C6

2µ2

R9

1M

6

5

7IC4b

C5

2µ2

R8

1M

2

3

1IC4a

M1

C11

100µ25V

IC1

14

7

IC4

8

4

C7

100n

IC2

14

7

C8

100n

IC3

14

7

C9

100n

C10

100n

15V

15V 15V

A

B

D

C

E

A

A

A

A

A

B

C

D

E

7V5

11V3

11V9

3V7

3V1964089 - 11

IC1 = 40106

IC3 = 4066IC4 = TLC272

IC2 = 4013

cuit. Les tdeux sourvement, cCx2. La tesateurs eSchmitt. garde un la tensionait dépassIC1a. En de IC1b, de plus qen circuit basse, lesIl est impocondensatment à lapar exemchange deIC2a travproduit uncorresponla brochedurée deCx1. Si elc’est Cx2 deux inteet IC3b d
alternativement Cx1 et Cx2 à l’oscillateur. L’importance de l’hystérésis d’un 40106 dépend beaucoup de son fabricant ; chez Philips sa valeur est typiquement de 1,8 V alors qu’elle est de 3,5 V chez SGS-Thomson. Cette différence entre les hystérésis n’a pas de conséquence
Ce testeur mesure, pour pouvoir déter-miner si deux condensateurs ont la même capacité, la variation de durée de période d’un oscillateur (rectangle-trian-

gle) dans lequel les dits condensateurs sont tour à tour mis en circuit. Cx1 et Cx2 sont les condensateurs à apparier ; ils sont interconnectés flexiblement au cir-


page 2 / 20921 Testeur d’appariement de condensateurs

96

40

89

-1

C3

C4

C7

H1

H4

IC1R

1

R2R3

R4

R6

néfaste sur le testeur, elledécaler les fréquences de mcondensateurs ont des capques, les rapports cycliquesprésents sur les broches 1 doivent également être(50% exactement chacun)impulsion/pause à la sortiele D dépend donc directemeentre les capacités. Par inttensions présentes sur les du diviseur par deux (tâcheIC4a et IC4b), on peut détune bonne précision une dcapacité (75 mV par pourcrence). Les pseudo-période et R9/C6 ont été choisies à

964089-1

C1

C2

C5

C6

C8

C9

C10C11

H2

H3

IC2

IC3 IC

4

JP1

M1

R5R7

R8R9

T1 T2

96

40

89

-1

+

0

ne fait que esure. Si les

acités identi- des signaux et 2 de IC2a identiques . Le rapport de la bascu-nt du rapport égration des deux sorties remplie par

erminer avec ifférence de ent de diffé-RC de R8/C5 dessein très

grandes. On obtient ainsi une plamesure importante (de 220 pF à 22sans qu’il ne soit nécessaire de proà la moindre commutation. On utipour la mesure un multimètre 4fres 1⁄2 placé en calibre 20 V (si l’olise un multimètre 3 chiffres 1⁄2 il fle mettre en calibre 2 V). La difféde tension maximale atteint 15 V.des capacités inférieures à 220différence entre les capacités se tpar une différence de tension deen plus faible. Cela est dû à l’exisd’une capacité parasite (qui vaut que 35 pF). On a prévu l’ajustabpour compensation l’influence dcapacités parasites. Le réglage d

Résistances :R1 = 10 kΩR2 à R5 = 562 Ω 1%R6, R7 = 10 KΩ0 1%R8, R9 = 1 MΩ

Condensateurs :C1 = Cx1*C2 = Cx2*C3 = 3 pF9C4 = ajustable 5 pFC5, C6 = 2 µF2 MKT

au pas de 5 mmC7 à C10 = 100 nFC11 = 100 µF/25 V

Semi-conducteurs :T1 = BC557BT2 = BC547BIC1 = 40106IC2 = 4013IC3 = 4066IC4 = TLC272CP

(Texas Instruments)

Divers :JP1 = barrette autosécable

à trois contacts+ cavalier de court-circuit*

* cf. texte


cuit est simple. On implante le cavalier JP1 et par action sur C4 on annule la tension de sortie. En cas d’impossibilité d’obtention d’une tension nulle il faudra mettre JP1 dans une autre position. Aux capacités importantes (> 220 nF) la fréquence devient très faible et il naît un ronflement sur C5 et C6 qui se trouvent en opposition de phase. L’affi-chage devient instable. La fréquence de mesure va de quelque 21 Hz (220 nF) à 18 kHz (220 pF). Si l’on veut ajouter une décade (calibre allant jusqu’à 2,2 µF) on pourra l’obtenir en faisant passer R6 et R7 à 1 kΩ. Le circuit consomme de l’or-dre de 10 mA.

ge de 0 nF) céder lisera chif-

n uti-audra rence Pour pF la raduit plus tence quel-le C4 e ces u cir-


0848 Sonomètrepage 1 / 2

un condensateur bipolaire (10 µF/40 V) vu que les tolérances du FET électret interne peuvent avoir comme consé-quence une tension au point inférieure dans certains cas aux 4,5 V présents à l’entrée de l’amplificateur opérationnel. (Les valeurs mentionnées sur le schéma sont celle relevées sur notre prototype). IC1b tamponne la moitié de la tension d’alimentation de sorte qu’il n’y a pas le moindre problème à attaquer l’électroni-que de mesure depuis IC1a. Ce tampon-nage permet de pouvoir se passer d’un second diviseur de tension pour le cir-cuit de mesure, ce dont ne peut que se féliciter vu qu’un tel diviseur de tension influe sur le débattement de l’instrument et qu’en outre il consomme inutilement du courant. M1 est un galvanomètre à

rences de pression nomètre convient association avec lateur spot » décrit iveau d’un caisson on avec celui des s concernés. Mais

ent servir à bien iles. Pour peu que de test sur lequel ndes de bruit par me possible, avec , de mesurer assez ristique de réponse haut-parleur. Le t une capsule élec-nacor. La résistan-es caractéristiques u FET intégré dans

R1

10

k

R2

22

0Ω

R3

10

0k

R4

10

0k

R5

8k2

C3

4µ763V

C2

470µ 16V

C4

15p

C1

10µ40V

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

MIC1

MCE2000

D1

D4D3

D2D51N4148

+

M130µA(6k5)

500k

P1

BT1

9V

S1

C5

100n

IC1

8

4

4x BAT85A

C

B

C

C

C

A

B

C

8V96

7V

4V5964074 - 11

9V

9V

IC1 = TLC272

importante des difféacoustique. Notre soà merveille pour, enle « générateur wobuailleurs, ajuster le nde graves en relatiautres haut-parleuril peut bien évidemmd’autres mesures utl’on dispose d’un CDsont gravés des batierces il devient mêl’instrument décrit icifiablement la caractéen fréquence d’unmicrophone utilisé estret MCE2000 de Moce R1 sert à définir lde fonctionnement d

bobine mobile de 30 µA présentant une résistance interne de 6,5 kΩ. Le choix d’un instrument consommant le moins de courant possible se traduit par une chute de potentiel faible sur le pont de redressement constitué par D1 à D4. R5 et D5 limitent le courant maximal à travers l’instrument de mesure. La consommation de l’ensemble du mon-tage est de 1,5 mA seulement. Si l’on envisage, en s’aidant du générateur évo-qué plus haut, d’« apparier » un caisson de graves à une installation existante, on commencera par mesurer les haut-parleurs normaux à une fréquence de 400 à 500 Hz (wobulation à 1/3 d’oc-

Ce dont il s’agit ici est une combinai-son de microphone électret, de circuit d’amplification et d’un galvanomètre à bobine mobile. Le concept de l’ensem-ble est tel que l’instrument de mesure produit un débattement présentant une relation linéaire avec la pression acoustique. S’il est vrai que la plupart des sonomètres possèdent une échelle logarithmique, il faut savoir que ceci se traduirait par un circuit de mesure sensiblement plus complexe. Nous avons à dessein opté pour la simplicité, d’autant plus que l’on profite en cas de relation linéaire d’une sensibilité plus

la capsule. Le couple R2/C2 empêchent les parasites véhiculés par l’alimentation d’arriver jusqu’à l’entrée de l’amplifica-teur. Le dit amplificateur opérationnel, IC1a, est alimenté, à travers R3 et R4, à la moitié de la tension d’alimentation. Le facteur de gain dépend du rapport entre P1 et l’impédance de sortie du microphone. Le dimensionnement du schéma correspond à un gain maximal de 60, valeur suffisante pour produire un débattement à pleine échelle de l’instru-ment dans le cas d’une pression acous-tique de 90 dB. Sur notre prototype P1 se trouvait pratiquement à mi-course. Nous avons sciemment choisi pour C1


page 2 / 2

tave). Il est important que le niveau du signal soit suffisant pour dépasser le bruit ambiant. On ajuste, par action sur P1, le débattement de l’instrument pour un débattement à pleine échelle. On applique ensuite au caisson de gra-ves un signal de test de 40 à 50 Hz et

l’on règle le filtre actif ou l’amplificateur du caisson de graves de manière à ce que l’aiguille du sonomètre visualise un débattement identique. Ces deux mesu-res devront se faire à une distance de 1 m du (des) haut-parleur(s).

0848 Sonomètre


du capteur de pression d’huile sis dans e bloc moteur sont fermés. Lorsque ’on tourne la clé de contact le voyant e pression d’huile s’éclaire. Le point A st alors « bas » et il ne se passe rien ’autre. Dès que le moteur tourne et ue la pression d’huile s’est établie, les ontacts du capteur de pression d’huile ’ouvrent et le voyant s’éteint. Le point A evient « haut ». T1 entre en conduction t le relais colle. Le contact de relais pris n série avec les feux de code se ferme t l’éclairage est mis en fonction. Dès ue l’on coupe le contact le relais décolle t l’éclairage se coupe.ien qu’elle demande une certaine dex-

0648 Moteur en route – feux en fonction

T1

BC517

D1

1N4001

C1

220µ16V

R1

2k2

12V

12V 964019-11

CB

Re1

C

B

A

12V/0V

0V/1V3

12V

Pour leur sécurité propre et celle deautres usagers de la route, de nombreuxcyclomotoristes ont pris comme habitudede toujours rouler en code, quelle quesoit l’heure de la journée. Certains payeuropéens ont proposé une mesureidentique pour les voitures. Si déjà l’onenvisage de rouler conséquemment avefeux il serait très pratique que la moto(ou la voiture) soit dotée d’un automatese chargeant de la mise en fonction defeux sachant que sinon le risque esgrand que l’on oublie cette précautionMettre le commutateur en position « on »en permanence n’est sans doute pas la

lldedqcsdeeeqeB
térité, la prise de cette électronique dans le circuit électrique de bord d’une moto ou d’une voiture est à la portée de nombre d’entre nous. La commande de l’électronique nécessite uniquement d’identifier les points de connexion du voyant de pression d’huile et de la masse du véhicule. La commutation de l’éclairage peut se faire de deux façons différentes : soit interrompre le circuit entre le voyant et le +12 V et l’on prend les contacts du relais en série avec eux (la commande d’éclairage doit alors res-ter en permanence en fonction) soit on prend les contacts du relais en parallèle sur la commande d’éclairage existante. Cette dernière solution mérite bien entendu le prix d’esthétique.
J. Bosman

s

s

c

s t .

solution non plus, sachant qu’alors les feux sont allumés même au cours du démarrage et constituent alors une charge dont la batterie se serait fort bien passée.Ce circuit met les feux automatiquement en fonction dès que le moteur tourne –ni avant ni après. Il n’y a plus aucune raison non plus de s’inquiéter d’oublier de couper les feux vu que cette fonc-tion prend automatiquement place lors de la coupure du contact. Nous avons utilisé comme référence l’indication de pression d’huile. Tant que le moteur est à l’arrêt, les contacts de commutation


0022 Adaptateur pour amplificateurs MDpage 1 / 2

–1.0

–0.8

–0.6

–0.4

–0.2

0.0

+0.2

+0.4

+0.6

+0.8

+1.0

20

R1

976k

R2

10k0

R3

6k81

R4

143k

R5

549Ω

C1

2n2 C2

1n5

C3

1n5C4

22pR7

75

k0

R6

1k

00

500mV 5mV

47

k

100p

MD

R1

976k

R2

16k2

R3

1k18

R4

143k

R5

1k05

C1

2n2 C2

1n5

C3

1n5C4

22pR7

75

k0

R6

49

9Ω

500mV 2mV5

47

k

100p

MD

1

2

954079-11

Si ce titre peut vous paraître crypti-que peut être qu’un sous-titre tel que « adaptateur sortie TV vers entrée Phono » traduit mieux la fonction de ce petit montage. Nombreux sont ceux d’entre nos lecteurs qui possè-dent un amplificateur (d’une généra-tion plus ancienne) encore doté d’une entrée Phono. En cette époque de tout-numérique l’utilisation de la table

de lecture a été souvenir. De ce fde l’amplificateupartant disponibmoderne ne cessveaux appareils ade sorte qu’il seconfronté à un mtrées. Et que faireun signal fourni

AUDIO PRECISION PRE-MD

vsAMPL(dBr)100 1k 10k 20k

FREQ(Hz) 954079-12

sur la prise Péritel par exemple) au dit amplificateur. Pour pouvoir appliquer des signaux de niveau Ligne classiques à l’entrée Phono d’un amplificateur il suffit de prévoir un petit réseau de compensation passif. Nous vous pro-posons deux solutions, sachant que le second réseau possède une atténuation supérieure de 6 dB à celle du premier. Si l’on se base sur une sensibilité d’en-

reléguée au rang de ait, l’une des entrées r reste inutilisée et

le. Le consommateur e d’acheter de nou-udio en tous genres, trouve rapidement anque flagrant d’en- si l’on veut brancher

par la TV (disponible


page 2 / 20022 Adaptateur pour amplificateurs MD

d’entrée. Dans ces conditions elle est de 47 kΩ à 1 kHz, variant de quelque 70 kΩ à 10 kΩ entre 20 Hz et 20 kHz. On pourra, si l’on préfère limiter la plage, abaisser la valeur de R7.Nous avons relevé la courbe obtenue avec le schéma I où nous utilisions des résistances et des condensateurs de 1% de tolérance pris aveuglément dans le tiroir : comme on le voit, la dérive n’est pas sortie des limites de ±0,05 dB. Théoriquement, la dérive à 20 kHz est déjà, dans le cas du schéma I, de – 0,05 dB alors qu’elle n’est que de – 0,012 dB dans celui du schéma 2. La précision ne cesse de s’améliorer au fur et à mesure que l’on augmente l’atténuation de ce réseau et que l’on adapte en conséquence la valeur des autres composants. Il n’en reste pas moins que le schéma 2 devrait contenter le plus perfectionniste d’en-tre nos lecteurs, sachant qu’il ne faudra pas oublier que la dérive introduite par l’amplificateur MD monté en aval est de loin plus impor tante que celle de ce cir-cuit. Ainsi, la dérive finale de l’ensemble du transfert ne dépend plus alors que de l’amplificateur MD utilisé.

trée Phono (à 1 kHz) de 5 et 2,5 mV, on dispose dans les deux cas d’une entrée Ligne ayant une sensibilité de 500 mV. Il est intéressant de noter que les dif-férences de dimensionnement entre les deux réseaux ne se résument pas à la valeur de R6 ; ceci est dû au fait que tout changement de valeur de l’un des composants du réseau a des conséquen-ces sur celles des autres composants du réseau. Il a également été tenu compte de la charge de l’entrée Phono en par-tant de l’impédance de terminaison classique de 47 kΩ//100 pF.Nous avons opté ici à dessein pour l’approche la plus serrée possible par rapport aux calculs théoriques. Elle implique l’utilisation de résistan-ces de la série R-96 et de valeurs de condensateurs précises. Si l’on est effrayé par les implications de ce choix, on pourra envisager de faire appel à un autre schéma publié lui dans le numéro d’Elektor de juillet-août 1990 sous le titre de « ANTI-RIAA », réseau MD inversé. En raison des valeurs utilisées ici, il faut faire appel à des résistances de 0,1% (de la série MPR 24 de Philips par exemple) et des condensateurs polystyrène de 1 % (mesurer C1), sachant que la précision de la valeur obtenue par cette association dépasse très notablement celle que permet-tent les tolérances standard (1%). Le second condensateur prend la forme

d’une mise en série de deux condensa-teurs (C2 et C3 de 1 nF5 tous 2) asso-ciée à un petit condensateur ajustable pris, pour l’ultime touche, en parallèle sur les deux premiers. Cet ajustable permet de compenser partiellement à 750 pF ainsi que la capacité de l’entrée Phono. 750 pF est également une valeur de la série E-24 de sorte qu’il est possi-ble de remplacer les conden sateurs C2 et C3 par un unique condensateur (si tant est que l’on puisse mettre la main dessus). La valeur du condensateur d’assemblage (C2 + C3 + C4) doit être, pour le schéma 1, de 760,375 pF et de 757,62 pF pour le schéma 2. Les chiffres après la virgule ne sont pas réalisables dans la pratique –ne serait-ce déjà tout simplement en raison de la température– de sorte que l’on se voit automatiquement appelé à utiliser un ajustable pour C4.Si l’on ne dispose pas des moyens de mesurer la courbe avec précision, on pourra remplacer par un condensateur de valeur fixe de 10 pF dans le pre-mier cas et de 6 pF8 ou 8 pF2 dans le second. Il existe une autre possibilité, à savoir choisir pour les condensa-teurs C2 et C3 des valeurs quelque peu divergentes qui compensent les tolérances observées. L’entrée est dotée d’une résistance de terminaison à l’intention de la source de manière à normaliser quelque peu l’impédance


0556 Interrupteur crépusculaire connecté directement au secteur

Cet interrupteur électronique est destà être connecté directement au sectece qui élimine tout besoin de circd'alimentation, réduisant ainsi le coet les dimensions du montage. Loqu'il fait noir, le circuit applique la tesion d'alimentation à une ampoule etcoupe dès que la lumière réapparaît. L commutations se font sans relais, évitaainsi des problèmes dûs aux étincelainsi que la pollution du secteur entrnée par les contacts et la bobine d'relais. L'alimentation du circuit se fdirectement à partir du secteur, à travla résistance R10, les condensateurs et C4 et les diodes D2 et D3. La diodzener D1 fournit une tension de rérence de 8,2V à un réseau de mesud'intensité de lumière réalisé à l'aide l'ajustable P1 et de la photo-résistanR2 (LDR = Light Dependent ResistoLorsque l'intensité de la lumière captpar R2 diminue, ce composant voit résistance augmenter. De ce fait, la tesion aux bornes de P1 diminue ; il ende même pour la tension grille-sourdu transistor FET, T1. Si l'interrupteS1 est fermé, la constante de temps RC2 entraîne une variation de la tensde grille du transistor T1 beaucoup plente que celle présentée par la tensaux bornes de la photo-résistance RCette différence est indispensable poéviter que le circuit ne réagisse trrapidement à la moindre fluctuation

page 1 / 2

D1

8V2

500mW

R2

25k

P1

R3

150k

S1

S

D

GT1

BS250

T2

BC557B

T3

R6

27

k

R5

10

k

R4

18

k

R1

2k

2

R8

1k

2

C3

1000µ16V

D2

1N4001

D4

R7

560Ω

A2

A1G

Tri1TIC226M

D3

15V1W

R11

10

0Ω

R9

1M2 C4

470n250V

C5

100n630V

R10

470Ω3W

La1

5A

F1

BC547B

(630V)

BS250

D

G

S

914010 - 11

C2

47µ 16V

C1

4µ716V

Tant.

TIC226M

A1A2

G

iné ur uit ût

rs-n- la es nt

les aî-un ait ers C3 e-

fé-re de ce r). ée sa n-

va ce ur 3/ion lus ion 2. ur op de


l'intensité de la lumière ambiante. Les composants T1, T2, R4, R5, R6 et R8 constituent un trigger de Schmitt. Dans des conditions normales, le transistor T1 est conducteur et, de ce fait, T2 blo-que. Si maintenant la tension de grille du FET tombe en-dessous d'une certaine valeur, T2 devient passant, le transistor T3 passe également à l'état conducteur, et fournit alors au triac Tri1 le courant de gâchette nécessaire au déclenche-ment de ce dernier. Si l'intensité de la lumière ambiante augmente et dépasse le niveau fixé à l'aide de l'ajustable P1, le transistor T1 redevient passant entraî-nant ainsi la désactivation du triac suite au blocage des transistors en amont : l'ampoule (La1) connectée au système s'éteint. L'interrupteur S1 permet de

mettre la constante de temps hors-ser-vice, possibilité qui facilite le réglage du circuit sachant qu'il réagit presque ins-tantanément. La résistance R9 sert à décharger le condensateur C4 une fois le circuit déconnecté du secteur. ATTENTION : Comme l'ensemble du circuit véhicule la tension secteur, il est vital de veiller à une isolation parfaite. Il ne saurait être question d'effectuer la moindre intervention sur ce circuit tant qu'il est connecté au secteur. Il est essentiel, pour finir, d'implanter ce mon-tage dans son boîtier plastique de façon à ce qu'il soit impossible d'entrer en contact avec le circuit lorsqu'il est relié au secteur. On pensera à le déconnecter lors de son réglage.

R. Lalic

page 2 / 20556 Interrupteur crépusculaire connecté directement au secteur


954049-11b

0410 Feu de position pour vélopage 1 / 3

D6

1N4148

D7

1N4148

R5

2k

2

R6

8k

2

R7

2k

2

R8

10k

R4

10k

R2

62

Ω

T2

BC547B

D5

9

10

8IC1c

13

12

14IC1d

R1

33

Ω

R3

10k

T1

BC547B

D3

D4

2

3

1IC1a

B1

D2

1N4148

D1

1N4148

4x1N4001

6

5

7IC1b

C1

1F5V5

IC1

4

11

IC1 = LM324

T3

BD679

954049-11a

Le feu de position pour vélo décrit ici répond aux normes en vigueur, ne réclame aucun entretien et grâce à sa compacité, s’intègre dans n’im-porte quel boîtier de feu arrière du commerce.Un éclairage de vélo moderne ne doit pas seulement se montrer fiable, il se doit également de respecter le point de vue écologique. Aussi, pas question de faire usage de piles à jeter ou d’accu-mulateurs à recharger, vive l’exercice : la source d’énergie sera la dynamo. Le feu arrière est remplacé par des dio-des électroluminescentes. L’ampoule traditionnelle ne s’échange pas sim-plement contre une seule DEL, il en faut plusieurs pour atteindre la même

luminosité. Les DEL du commerce habi-tuel ne peuvent atteindre une intensité lumineuse supérieure à 10 cd (candela) que dans un angle de dispersion limité à 5° ce qui oblige à partager le travail. Le feu arrière comporte deux DEL de 5 mm à haut rendement fournissant chacune au moins 2 cd et d’une grosse DEL diffuse de 10 mm, qui donne une intensité lumineuse de 550 mcd dans un angle de plus de 100°. Le couver-cle rouge du feu arrière contribue à la diffusion de la lumière. Une mesure indique que l’intensité lumineuse dans l’axe principal est supérieure à 4 cd, ce qui est suffisant, même pour le feu de position d’une automobile. Ce n’est que pour la question de la dispersion

LM324

1011121314

1 2 3 4 5 6 7

89

A B

CD

dans un angle de 110° qu’il faudra encore améliorer un peu la situation au moment du montage.La réduction sensible de la consomma-tion du feu arrière permet l’utilisation d’un condensateur pour stocker l’énergie. La recommandation de sécurité DEKRA préconise qu’une minute après l’arrêt de la bicyclette, l’intensité lumineuse soit encore de 70 %, après la deuxième minute, 50 % et après quatre minutes encore 30 % de l’intensité nominale. Il y a moyen d’obtenir ces valeurs grâce à la décharge d’un condensateur, mais il doit être de 1 F, soit 1 million de µF. Ces composants sont destinés à assurer un courant de décharge de quelques milliampères. Nous avons utilisé un


entrée inverseuse au potentiel de l’en-trée non inverseuse, dans ce cas-ci, il mène le transistor en conduction suf-fisante pour que la tension aux bornes de la résistance soit égale à 1,2 V. En conséquence, le courant dans R1, mais aussi dans D3 et D4 est de 36 mA. D’une manière similaire, dans D5 tout comme dans R2 il est de 20 mA. Tant que le vélo roule, les drains de cou-rant sont alimentés par la tension de la dynamo redressée par B1 pour le premier, D1 et D2 pour l’autre.Quand la dynamo s’arrête, le courant au travers de D3 et D4 s’annule aussi-tôt, mais D5 continue à être alimentée aux dépens de la charge du condensa-teur réservoir C1. La luminosité de la

page 2 / 30410 Feu de position pour vélo

D4

D5

D3

C1

954049 - 13

Platine

Film réflectif

Rayondéfléchide 110˚

Faisceau primaire

BC547B

CB

E

BD679

EC

B

grosse DEL est maintenant dépendante de la tension du condensateur et suit sa courbe de décharge. Après une quinzaine de minutes, le condensateur n’est plus en mesure de faire luire la DEL.IC1b est monté en régulateur parallèle et travaille comme protection vis-à-vis des surtensions. Le diviseur de tension R6 et R7 est calculé pour que, jusqu’à une tension redressée de 5,7 V de la dynamo, le comparateur donne un niveau de sortie bas, ce qui bloque T3. Si on roule plus vite ou si l’ampoule du phare vient à sauter, la tension de la dynamo grimpe. Le comparateur bas-

modèle NEC FYH 1,0 F sous 5,5 V, les modèles moins chers, les Goldcaps de Panasonic n’apportant pas les résultats souhaités. Le schéma montre deux systèmes sépa-rés. Si la dynamo tourne, le conden sateur réservoir C1 se charge. Vu la résistance interne importante de ce condensateur, la dynamo n’est pas très sollicitée et l’effet n’est guère décelable dans la luminosité du phare avant. Lorsque la tension du condensateur atteint 3 V, IC1 entre en piste. C’est un quadru-ple amplificateur opérationnel du type

LM324. IC1a joue un rôle essentiel : il constitue un étage tampon qui, asso-cié à R5 et D6/D7, agit comme source de tension constante de 1,2 V, ce qui correspond bien à la tension aux bor-nes des deux diodes en série. Cette référence de tension, les trois autres amplificateurs vont s’en servir. IC1d et IC1c fonctionnent chacun avec l’aide d’une résistance et d’un transistor comme source de courant constant, ici devrait-on plutôt parler de drain de courant. Un amplificateur opéra tionnel, par nature, s’efforce de ramener son


cule alors et met T3 en conduction de manière à ce que la tension revienne à sa valeur de consigne.C’est maintenant à l’électronique, au Darlington en particulier à dissiper l’énergie excédentaire, raison pour laquelle on doit le doter d’un petit radia-teur (14 K/W).Si on veut faire entrer tout le montage dans un feu arrière normal, on ne coupe pas à l’utilisation d’éléments miniaturi-sés : résistances de 1/8 de watt, IC en technologie SMD (composants montés en surface). Les 1N4148 sont suffis amment petites en version normale, les transis-tors BC547B se font également en ver-sion SOT-23. La distance entre les bro-ches d’un circuit intégré pour montage en surface n’est que de 0,2 mm, aussi la réalisation de la platine demande des soins attentifs.La figure (page précédente) indique comment les trois DEL et le conden-sateur réservoir peuvent se loger au mieux. Les autres composants s’ins-talleront là où il reste de la place. Le montage des éléments commence par le circuit intégré, puis les transistors, les diodes, résistances et le redres-seur et se poursuit par les composants munis de fils, que l’on installe par la face appelée naguère « côté compo-sants ». T3 doit être soudé de façon à ce que son radiateur puisse se visser au fond du boîtier du feu de position.

Pour faire le test, on relie une source continue de 6 V environ. Ce sont les deux DEL de 5 mm qui s’allument en premier, ensuite la grosse. Après la charge du condensateur, le courant consommé se fixe à quelque 60 mA.Si, prudemment, on augmente la tension, la protection contre les sur-tensions intervient et T3 conduit. La consommation grimpe dans les ampères. Si on se sert d’une alimentation secteur pour essayer le circuit de protection, il faut se restreindre dans le temps et se servir de sa limitation du courant de court-circuit.On peut maintenant installer la platine dans le feu arrière. Tous les éléments, y compris le réflecteur peuvent dis-paraître. Le cas échéant, on devra raccourcir la douille de l’ampoule. On fixe la platine au moyen d’un peu de silicone de manière à ce que la grosse DEL vienne prendre l’empla cement qu’aurait occupé l’ampoule. Pour terminer, on améliore la dispersion de la lumière jusqu’à 110° (figure page précédente). Pour y parvenir, on colle deux bandes de matériau réfléchissant sur les bords latéraux gauche et droit à l’intérieur du couvercle, à hauteur des DEL, de manière à dévier une partie du faisceau.

A .Noack

page 3 / 30410 Feu de position pour vélo


transistor FET BF256C est de 0 V, on aura, secundo, flux d’un courant de LED de 10 mA qui coule également dans l’accu.Tertio, il existe, en fonction de la capacité de l’accu à recharger, une résistance spécialement dimensionnée, qui constitue, avec le régulateur, une source de courant rustique. Le total de ces trois courants résulte donc en un courant de recharge dont l’intensité est

Usutivre coPoteà 8 susi cosoC1dede

0612 Mini chargeur CdNi universel

S1

101112

13

1

6

7

5

43

2

8

9

R2390Ω

R3150Ω

R4120Ω

R11k8

R5100Ω

R668Ω

R739Ω

R833Ω

R927Ω

R1012Ω

D1

T1

BF256C

C2

100nC1

100µ16V

IC17805

8...15V

BT1

500mA

K1

180mAh270mAh500mAh600mAh700mAh900mAh1500mAh1700mAh2200mAh4000mAh

954051-11

150mAh

de 1/10ème de la capacité nominale de l’accu. Résultat de la manoeuvre : un accu déchargé sera rechargé au bout de 14 à 16 heures.La position 1 du rotacteur S1, destiné à la recharge d’un accu de 150 mAh, constitue une particularité : il n’y a pas de résistance connectée et le contact se trouve en l’air. Le courant de 15 mA fourni par le régulateur et la LED suf-fit déjà pour obtenir le courant de recharge requis.On notera que le module d’alimentation-secteur doit être capable de fournir le courant de recharge requis – 400 mA au maximum– sans que la tension aux bornes de l’accu ne s’effondre trop.

ne bonne douzaine de composants ffit pour réaliser un chargeur rela-ement simple avec lequel on peut charger un accu CdNi d’une capacité mprise entre 150 à 4000 mAh.ur ce faire IC1, un régulateur de nsion intégré du type 7805 alimenté l’aide d’une tension comprise entre et 15 V, génère une tension qui est périeure de 5 V environ à la ten-

on régnant au pôle positif de l’accu nnecté. Il fonctionne ainsi comme urce de courant. Les condensateurs et C2 se chargent du découplage la tension d’alimentation. La tension l’accu n’a pas la moindre influence

sur le circuit et il est donc également possible de charger un accu du type « bloc » de 9 V par exemple. Il est même possible de charger plusieurs accus (cellules) CdNi pris en série, à condition cependant que la tension fournie par le module d’alimentation secteur soit de :(nombre de cellules) × 1,5 V + 5 V.Il existe trois trajets distincts par les-quels le courant de recharge arrive sur l’accu. Sortant de la broche de référence du régulateur il y a, primo, son courant d’alimentation de 5 mA qui arrive sur le pôle positif de l’accu. Du fait que la tension grille/source du


page 1 / 2

cas des al « ordi-auffage

mpe non nement

ce type le moin- pompe tallation sence de qu’on la mutation ible avec ar le sol, s sur sa oposé ici te inten-mpe ne chaleur. titué par ’amenée de 35 °C lisateur), dès que sous de pée. Un e que la utes une système -fonction

ne diode du type et 6. En pérature

0124 Automate de pompe pour chauffage par le sol

B1

B80C8002x 6V

TR1

1VA51A

F1

S201S04

IC53

4

2

1

R12

10

0Ω

C6

100n

C2

220µ40V

C4

100n

7812

IC3

CTR14

4060

IC1

CT=0

RCX

10

11

12

15

13

14

11

13

12

CT

CX

RX

!G1

6

4

5

7

9

3

4

5

6

7

8

9

3

2

+

R13

820Ω

D2

T1

BC547B

D3

5V6

400mW

D-TEMP

1N4148

D5

1N4148

D4

1N4148

R11

68

0Ω

R3

4k

7

R10

4k

7

R191

k5R1

10

k

R4

10

k

R6

120k R8

1M

R2

1M

R9

10k

2

3

1IC2a

6

5

7IC2b

R7

3k3

C10

100n

C9

1µ50V

C1

47µ50V

C3

100n

C5

100n

1kR5

12

1311

IC4d

&

2

13

IC4a

&

5

64

IC4b

&

98

10

IC4c&

M1M

12V

12V

12V

12V

IC2 = TL072IC4 = 4093

IC1

16

8

IC2

8

4

IC4

14

7

964061 - 11

1W

250V

10t.

A

B

A

A

B

B

4V9

5V6

Contrairement à ce qui est leinstallations de chauffage centrnaires », les systèmes de chpar le sol sont dotés d’une porégulée et partant en fonctioncontinu. Et ceci bien qu’avecd’installation aussi il n’y a pas dre inconvénient à ce que lasoit mise à l’arrêt lorsque l’insn’est pas en service ou en l’abdemande de chaleur. Pour peudote d’un automatisme de comadéquat, il est également possune installation de chauffage pde faire des économies sensiblefacture d’électricité. Le circuit pra été spécialement conçu à cettion. Il fait en sorte que la potourne qu’en cas de demande deLe critère de décision est consla température de la conduite dd’eau ; si elle passe au-delà (valeur ajustable au gré de l’utila pompe est mise en fonction ;la température tombe en-desla dite valeur la pompe est couchrono-dispositif veille en outrpompe soit activée quelque minfois par cycle journalier car le risquerait sinon de rester horspendant plus de 24 heures.Le capteur de température est utout ce qu’il y a de plus simple1N4148 prise entre les points 5cas d’augmentation de la tem


la tension aux bornes de la diode chute d’environ 1,72 mV par degré C. IC2a amplifie cette tension qui est ensuite comparée, par le comparateur IC2b, à la tension de référence régnant aux bornes de la diode zener D3. Dès que la tempé-rature dépasse la valeur fixée par R5, la sortie du comparateur bascule activant ainsi le relais à semi-conducteur ; la pompe entre en fonction. La fonction de chronométrie est remplie par un 4060. IC4b constitue le coeur d’un générateur d’horloge rustique. En cas de demande de chaleur on a remise à zéro du circuit intégré de comptage par le biais de IC4c et IC4a. Tant que cela n’est pas le cas, les impulsions d’horloge générées par IC4b sont prises en compte. Dès que la sortie Q14 passe au niveau haut on a démarrage de la pompe. Si ensuite la sortie Q7 devient haute elle aussi, IC4c entraîne assure une réinitialisation propre du compteur. Le cycle reprend ensuite au début.

Le capteur de température est monté, isolé à l’aide d’un morceau de gaine thermorétractable, sur la vanne de distribution (soit encore à un endroit quelconque voyant sa température aug-menter suffisamment lorsque la pompe du chauffage par le sol est coupée). La meilleure solution consiste à empaque-ter l’ensemble dans du matériau parfai-tement isolant. La longueur maximale admissible pour les conducteurs allant vers la diode du capteur de température est de quelque 5 mètres. On implantera le circuit de préférence dans un boîtier à fiche et prise secteur incorporées. Cette approche permet d’assurer une sécurité électrique acceptable lors de la prise de ce montage entre la prise secteur et la pompe. Les coûts de réalisation de ce montage devraient être inférieurs 30 EUR, de sorte que l’on peut espérer récupérer cette somme dès la première année de fonctionnement du montage.

R. Eijling

page 2 / 20124 Automate de pompe pour chauffage par le sol


Un peles ples raprofitqu’il appel’alimdépitune pde la nous sourczenerde repermsoucil’appfonctdu sc

0639 Moniteur de batterie de voiture

D11

D10

D9

D12

D5

4V7

D1

4x1N4002

T1

BF256B

D6

6V2

D2

T2

BF256B

D7

9V1

D3

T3

BF256B

D8

5V1

D4

T4

BF256B

0W3 0W3 0W3 0W3

vert jaune rouge rougeclignotante

de batterie atteindra de l’ordre de 15 V et que partant on se trouvera dans une situation de surcharge. Ceci peut être dû à un problème de dynamo ou de régu-lateur de tension. Comme la chute de tension aux bornes d’une LED ne dépend pas seulement de sa couleur mais qu’elle varie également d’un type à l’autre, il peut être utilise d’expérimenter avec des valeurs de diverses diodes zener (en s’aidant d’une alimentation de labo-ratoire). Il n’est pas exclu que dans la pratique les valeurs relevées soient quel-que peu différentes de celles données dans le schéma. La consommation de courant du circuit est de 40 mA environ lorsque toutes les LED sont allumées.

N. Harisankar

tit auxiliaire fort pratique pour tous ossesseurs de voiture. Notons que dioamateur eux aussi pourront tirer de ce moniteur simple sachant n’est pas rare qu’il leur faille faire l à une batterie (de voiture) pour entation de leur installation. En de sa simplicité ce montage offre ossibilité très pratique de contrôle tension de la batterie. Tout ce dont avons besoin pour cela sont quatre es de courant à FET, quatre diodes et quatre LED. L’adjonction du pont dressement constitué par D9 à D12 et en outre de ne jamais avoir à se er de se tromper de polarité lors de lication de la tension d’entrée. Le ionnement est simple. Un examen héma montre que la valeur des

diodes zener D5, D6 et D7 est étagée. Cela implique que la tension de la bat-terie doit à chaque fois être plus élevée pour produire l’illumination de la LED prise en série avec la dite diode zener. Plus la tension de la batterie est éle-vée, plus on aura de LED allumées. Le dimensionnement est tel que pour une tension de 9 V (batterie = faible) seule la LED D1 sera allumée ; à une tension de 11 V (batterie = douteuse), les LED D1 et D2 brilleront de leurs feux; lorsque la tension aux bornes de la batterie atteint 13 V (batterie = OK) tant D1 que D2 et D3 seront allumées. D4 est une histoire à part. Il s’agit d’une LED clignotante et la valeur de la diode zener corres-pondante, D8, est telle que la dite LED se mettra à clignoter lorsque la tension


page 1 / 20175 Chaos « électronique »

R1

330Ω1%

R2

330Ω1%

2k

P1

R3

47k

R4

47k

R5

3k

3

R6

3k

3

D1

1N4148

D2

C3

3n3

C4

47n

2k

P2

L1

6mH8

15V

15V944060-11

C1

10µ25V

C2

10µ25V

IC1

2

3

6

7

4

1

5µA741

La copie d’écran d’oscilloscope reproduite ci-dessus soulève un pan du voile quant à la destination de ce montage : il s’agit d’une tentative de visualisation de la théorie du chaos. Résumée brièvement et sans la moindre discrimination, cette théorie prétend que tous les éléments qui nous entourent sont, de par leur nature, parfaitement inordonnés et qu’ils feront de leur mieux pour se soustraire à un ordre imposé de l’extérieur et pour

se comporter dvisible possibleple de ce monavons affaire qles mécanismegie soient conndisposent d’ude résultats dde faire, à mométéorologiquproduise la va

rapport aux modèles de prévision pour que la météo change du tout au tout.Ce circuit présente en fait une carac-téristique quelque peu similaire. Ce morceau d’ « électronique chaotique » imaginé par un certain Monsieur Chua connaît différents états qui, pris indé-pendamment, sont chacun stables et prévisibles, mais rien ne permet hélas de deviner au préalable lequel de ces états le système va adopter. Cette situation se

e la façon la plus impré-. La météo est un exem-

de chaotique auquel nous uotidiennement. Bien que s régissant la météorolo-us et que les spécialistes

ne masse monumentale e mesure, il est difficile yen terme, une prévision e fiable. Il suffit qu’il se riation la plus faible par


traduit par l’apparition sur l’écran d’un oscilloscope en mode X–Y des images les plus étonnantes. Le schéma est d’une simplicité biblique. On crée, à l’aide d’un 741, amplificateur opérationnel de type presque antédiluvien, une impédance négative que l’on fait, via l’ajustable P1, agir interactivement sur une impédance positive constituée d’un réseau LC, L1/C4. L’oscillation intrinsèquement sta-ble naissant de cette interaction devient, en raison de l’influence de la caractéris-tique de non-linéarité des diodes D1 et D2, totalement chaotique.En dépit de sa simplicité remarqua-ble on se trouve ici en présence d’un circuit étonnamment attrayant, facile à réaliser et donnant envie d’expéri-menter. On commencera par mettre les 2 ajustables en position médiane. Un léger début de rotation de P1, il ne devrait pas en falloir plus pour démar-rer une entrée en oscillation, dont il est

essentiellement possible de régler l’am-plitude. L’ajustable P2 permet ensuite de choisir entre différentes formes d’ondes. Les deux ajustables s’autoin-fluencent de sorte qu’il n’est pas exclu qu’à un moment donné, l’oscillateur s’arrête. Il suffit dans ce cas-là de revenir quelque peu en arrière avec P1 et P2 pour obtenir un redémarrage de l’oscillation.L’alimentation symétrique de ±15 V doit fournir un courant de quelques milliampères seulement. Rien ne vous interdit, au contraire, de faire des essais en donnant à la self L1 d’autres valeurs que celle du schéma; on aura bien entendu alors une fréquence d’os-cillation différente.

L. O. Chua, Université de Californie à Berkley, c 1993 IEEE, Spectrum nov. 1993

page 2 / 20175 Chaos « électronique »


est inférieure à 0,3 V. Ce circuit intégré procède également à la détection de la disparition de la tension d’alimentation. Dès que l’on a constatation d’une telle situation, le contrôleur empêche toute tentative d’écriture dans la mémoire. À partir de cet instant c’est la pile qui fait office de source de tension provisoire.Il est possible, de manière à mettre le maximum de chances de son côté, de mettre en jeu une seconde pile, appro-che devant permettre de faire face à toutes les situations périlleuses imagi-nables. Cette seconde pile est mise à contribution dès que la cellule princi-pale, la première pile donc, est épuisée. Il existe en outre une possibilité de contrôle par logiciel de l’état de la pile principale. En effet, lorsque la tension fournie par la dite pile tombe en-deçà de 2,0 V le contrôleur prend des pré-cautions additionnelles. À partir du second cycle de lecture/écriture vers l’emplacement de mémoire les processus de lecture et d’écriture vers la mémoire sont bloqués. S’il n’est plus possible de

0263 Contrôleur pour mémoires non-volatiles

A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A7

A8

A9

A10

A11

A12

A13

A14

62256

A10

A11

A12

IC1

RAM

A13

A14

10A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A725

A824

A921

23

14

28

11D0

12D1

13D2

15D3

16D4

17D5

18D6

19D7

27WE

26

22OE

20CE

11

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13

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17

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27

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20

10

25

24

21

23

26

28

14

D0

D1

D2

D3

D4

D5

D6

D7

WE

OE

9

8

7

6

5

4

3

2

1

9

8

7

6

5

4

3

2

1

A0

A1

A2

A3

A4

A5

A6

A7

A8

A9

A10

A11

A12

A13

A14

DS1210

IC35

7

3

1

4

2

6

8

Bt2

3V

Bt1

3V

CE

VCCI VCCO

IC2*

modifier le contenu de la mémoire cela signifie que la pile principale est épuisée. Le schéma proposé ici montre le circuit d’extension à utiliser lorsque l’on veut prendre ce circuit intégré intéressant dans une application existant déjà. IC2 est le support dans lequel sera monté le circuit intégré de mémoire dont on veut garantir la pérennité du contenu.

Dallas Semiconductor

Dallas Semiconductor a lancé sur le marché un contrôleur aux caractéristi-ques techniques très intéressantes. Le DS1210, puisque c’est de lui qu’il s’agit, peut être utilisé pour la réalisation, à l’aide d’un circuit de RAM CMOS et d’une pile au lithium, d’un module de mémoire capable de conserver intacte de longues années durant, l’information qu’il contient.

Le dit contrôleur remplit une quintuple fonction. Il commence par alimenter le circuit de RAM à partir, soit de la tension d’alimentation du circuit, Vcc, soit de celle fournie par la pile. C’est le niveau de chacune de ces deux tensions qui déter-mine celle qui sera utilisée. La chute de tension introduite par le commutateur électronique intégré dans ce composant


e pour savoir s’il s’agit ation vocale ou de l’arri-copie. S’il s’agit d’un fax, jusqu’au télécopieur, une touche Start permettent situation si tant est que personnel impatient à e la ligne n’a pas déjà, implement interrompu la n. Le petit circuit décrit gamment ce problème. processus prenant place éléphonique commence amplification introduite à transistor avant d’être e paire de PLL (Phase boucle à verrouillage de es en parallèle. Ces PLL t chacune sur l’une des es d’identification d’émis-opie, à savoir 1 100 et onc le télécopieur-émet- signal d’appel, la sortie LL passe au niveau bas. it de sorties à collecteur mbinaison pure et simple e pose pas de problème ne inactivité simultanée ies produit une remise à

0119 Auto-démarrage pour télécopieurpage 1 / 2

T1

BC546B

T2

BC546B

11

9

12

1

15

13

14

6

4

5

7

IC3

10

3

2

Q3

Q4

Q5

Q6

Q7

Q8

Q9

Q11

Q13

Q12

PI

PO

PO

RST

4060

NE567

IC23 8

6 5

2 1

NE567

IC13 8

6 5

2 1

R5

4k7

R4

3k9

R6

12k

R8

5k6

1k

P2

1k

P1

C9

1µ

C10

4µ7

C14

1µ

C15

4µ7

R7

27

k

R2

4k

7

R3

1k

R1

1M

C4

150n

C6

150n

C3

220n

C1

100n

C2

100n1 : 1

Tr1

600Ω : 600Ω

C8

220n

C13

100n

C5

220n

D5

5V11W2

R9

100Ω

C7

47n

C11

47n

C12

47n

C16

47n

IC3

16

8

IC2

4

7

IC1

4

7

7...15V 5V

5V

START

PLL(1100Hz)

PLL(2100Hz)

944061 - 11

a'

b'

4x 1N4148D1...D4

2100Hz

1100Hz

on le décrochd’une conversvée d’une téléseul un sprintplongée sur lade sauver la l’appareil iml’autre bout dpurement et s communicatioici résout éléL’ensemble dusur la ligne tpar subir unepar un étage envoyé, à unLocked Loop =phase) montése verrouillendeux fréquencsion de téléc2100 Hz. Si dteur envoie lede l’une des PComme il s’agouvert une codes sorties nparticulier. Udes deux sort
zéro du 4060, un compteur décimal. Ce compteur reçoit son signal d’horloge de IC2, la PLL verrouillant sur 2100 Hz. Au bout d’une temporisation d’une demi-seconde il apparaît une impul-sion en sortie, la broche 1 de IC3. Il
De nombreux possesseurs d’un télé-copieur ne disposant pas de sa ligne téléphonique propre et se trouvant donc branché sur la même ligne qu’un téléphone ordinaire, mais ne se trou-

vant cependant pas physiquement au même endroit que ce dernier, recon-naîtrons sans aucun doute le problème suivant : lorsque retentit la sonnerie du téléphone on saute sur le combiné et


page 2 / 2

faut prévoir cette temporisation pour éviter que des parasites ou des signaux vocaux ne puissent démarrer le télé-copieur. Le transistor T2 commande la touche Start de l’appareil –en lui four-nissant une impulsion d’une durée de l’ordre de 0,5 s, lançant le processus de réception de la télécopie. Le cir-cuit est découplé galvaniquement du réseau téléphonique par l’intermédiaire d’un transformateur d’isolation au rap-port 1:1 de 600 Ω, (modèle 516686-55 de Conrad par exemple). Les conden-sateurs C1 et C2 associés aux diodes D1 à D4 limitent l’amplitude de la ten-sion alternative appliquée à l’entrée. L’alimentation de cet auto-démarreur pour fax pourra se faire à n’importe quelle tension continue comprise entre 7 et 15 V. On pourra donc faire appel

soit à un module adaptateur-secteur fournissant une tension redressée, soit drainer l’alimentation directement du télécopieur, si tant est que l’on prévoit d’implanter ce montage à l’intérieur du dit appareil. Vu le faible courant nécessaire au montage, on peut, pour assurer la régulation de la tension, se contenter d’une combinaison résistance + diode zener de 5 V1. Il faudra étalon-ner les 2 PLL à l’aide d’un générateur de signal + un fréquencemètre précis. Les fréquences des PLL sont disponibles aux points identifiés par une flèche sur le schéma. La plage de capture est de 180 Hz dans le cas de la PLL n°1 et de 270 Hz pour la PLL n°2. Le câblage à réaliser en aval du transistor T2 dépend des caractéristiques techniques du télé-copieur concerné.

0119 Auto-démarrage pour télécopieur


circulant par le moteur. C’est de cette façon qu’est effectuée la compensation de la perte de tension aux bornes de la résistance ohmique du moteur.On aura ajustement, par le circuit inté-gré, de la tension de sortie (broche 2) de manière à ce que le courant circulant par la broche 1 soit égal au vingtième du courant véhiculé par la broche 2. La tension aux bornes du moteur dépend de la position de l’ajustable P1, ce qui

Ce circudans und’un mopuissancment es constanElectroMproduiterotationce qui svaleur coOn utiliSGS-Thcette soregulatode motefonction

0770 Réglage du régime d’un moteur

TDA1151

IC11

2

3

R1

18

0Ω

1k

P1

C2

22µ16V

C1

22µ10V

M1

12V/9Ω

M

15V

TDA1151

1 2 3

944064-11

sous-entend qu’il est possible, par son intermédiaire, de régler le régime du moteur. Les condensateurs C1 et C2 éliminent les effets, sur la régulation, de variations de tension brèves.Si, en cours de rotation du moteur, le régime change – et avec lui la FCEM du moteur– cela aura inévitablement des conséquences sur le rapport des courants circulant par les broches 1 et 2 qui s’en trouvera déséquilibré. La tension de sortie sera alors adaptée de façon à compenser cet effet. Le cou-rant de moteur maximal ne devra pas dépasser 300 mA.Il est recommandé de positionner le circuit intégré sur un radiateur de 10 K/W (tel que le SK145 de Fischer par exemple).

it a pour fonction de stabiliser, e certaine plage, le régime teur courant continu de faible e. Son principe de fonctionne-t basé sur le maintien à valeur te de la force CEM (Contre-otrice, c’est-à-dire la tension

par le moteur en raison de sa dans un champ magnétique), e traduit par le maintien à une nstante du régime lui aussi.

se ici un circuit spécialisé de omson Microelectronics que ciété a baptisé « motor speed r », soit régulateur de régime ur, ce composant intégrant la de régulation. Un coup d’oeil

au schéma suffit pour constater qu’il nous faut, outre le circuit intégré pro-prement dit, quatre composants (aux-quels s’ajoute bien entendu le petit moteur) pour compléter le montage. Le circuit intégré ne possède que 3 bro-ches : la masse (3), une broche pour le courant régulé destiné au moteur (2) et une broche de référence. Le moteur est pris entre la tension d’alimentation et la broche 2 du TDA1151. La valeur de la résistance R1 est choisie de manière à ce qu’elle soit 20 fois celle de la résistance en courant continu du moteur utilisé. De ce fait, cette résistance se voit donc traversée par un courant égal au 1/20 du courant


ortable, se péri-), deux u, tout es sont el sont enre de , disons 0 rd, un n déco-ais ceci n sans e dans ribution lesquel- l’inver-le alors, nt, tout rs a un sérieux quence

C’est ce utateur utoma-

ns vous

ommu-sources ctivées, ontrôle necteur rs pour gnétos- à tout ntation

0261 Confort en Péritel, le retourpage 1 / 3

K1

10

11

12

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14

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1

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1

2

3

4

5

6

7

8

9

D3

D4

R8

22Ω

R7

22Ω

R9

22Ω

R13

9k

R2

4k

7D1

R3

39

k

R4

4k

7

D2

C1

10µ16V

C2

10µ16V

IC1a

13

1 2

IC2a

13

1 2

IC1b

5

3 4

IC2b

5

3 4

IC1c

6

8 9

IC2c

6

8 9

IC1d 12

10 11

IC2d

12

10

11

R5

4k

7

R6

39k

C3

100n

IC1

14

7

IC2

14

7

IC1, IC2 = 4066

D3, D4 = BAT85, 1N4148

954061 - 11

Bon, vous avez un fauteuil confun récepteur satellite avec pritélévision (on dit aussi SCARTdécodeurs avec prise Péritel itoquoi ! Et pourtant vos problèmau pluriel parce que les péritau singulier. On rencontre ce gsituation si on met bout à boutun récepteur sat ellite Pace 80décodeur Luxcrypt RTL4/5 et udeur D2MAC (pour TVPlus), mn’est qu’un exemple européeprétention. Bien sûr, on trouvle commerce des boîtes de distPéritel pour trois appareils, sur les on peut faire manuellementsion, mais le fauteuil confortabqui va l’amortir ? Manifestemece qui est manuel de nos jouair désuet qui ne fait pas très dans le concert de sauts de fréet de commandes à distance. qui justifie le ci-devant commqui se charge de sélectionner atiquement le bon décodeur saobliger à quitter votre fauteuil.Le circuit décrit ici effectue la ctation automatique entre deux vidéo qui, lorsqu’elles sont afournissent une tension de csur la broche 8 de leur conPéritel. La plupart des récepteusatellite, de même que les macopes en sont dotés. La boîtefaire ne demande aucune alime


extérieureelle-mêmement de vient de pLe schémdirecte decanaux, fo

page 2 / 30261 Confort en Péritel, le retour

1

3

5

7

9

11

13

15

17

19

21

2

4

6

8

10

12

14

16

18

20

954061 - 12

Broche Décodeur Télévision Magnétoscope

1 Sortie audio droite Sortie audio droite Sortie audio droite

2 Entrée audio droite n.c. Entrée audio droite

3 Sortie audio gauche Sortie audio gauche Sortie audio gauche

4 Masse audio Masse audio Masse audio

5 Masse Bleu Masse Bleu Masse

6 Entrée audio gauche n.c. Entrée audio gauche

7 Entrée Bleu Sortie Bleu n.c.

8 Etat décodeur ext. Sortie état AV Entrée état AV

9 Masse Vert Masse Vert Masse

10 n.c. n.c. n.c.

11 Entrée Vert Sortie Vert n.c.

12 Port sériel E/S n.c. n.c.

13 Masse Rouge Masse Rouge Masse

14 n.c. n.c. n.c.

15 Entrée Rouge Sortie Rouge / Chrominance SVHS Chrominance SVHS

16 Entrée état RGB Entrée état RGB n.c.

17 Masse vidéo Masse vidéo Masse vidéo

18 Masse Masse Masse

19 Sortie vidéo base Sortie vidéo Sortie vidéo

20 Entrée vidéo n.c. Entrée vidéo

21 Blindage prise Blindage prise Blindage prise

Répartition des broches des prises péritélévision

marché) commutateur électronique bilatéral du type 4066. Deux DEL à haut rendement indiquent l’état de chaque entrée. On maintient leur consommation au minimum pour évi-ter de trop charger la source de ten-sion. Les condensateurs (au tantale)

ni aucune pile, elle détourne sa tension de fonctionne-

la broche 8 active dont on arler.a montre la structure très la commutation pour deux ndée sur le célèbre (et bon

C1 et C2 dans la ligne vidéo éliminent les effets pernicieux d’une éven-tuelle tension de décalage en sortie du décodeur. Le modèle Luxcrypt de l’auteur présentait en effet une sem-blable tension continue superposée à la vidéo, ce qui causait une perte dans le


commutateur 4066 lorsqu’on y envoyait un signal D2MAC à haute luminosité. Les condensateurs au tantale devraient éviter ce phénomène.Si deux magnétoscopes sont reliés à la télévision par l’intermédiaire de notre boîte Péritel, c’est celui qui passe par l’entrée n°1 qui jouit de la priorité.Le montage présente un inconvénient, inhérent à l’absence d’alimentation autonome, dont nous tenons à faire mention. Le signal vidéo provenant d’un récepteur de satellite est dis-tribué vers deux canaux sans subir d’amplification préalable. Ceci entraîne une atténuation du signal à cause de l’impédance de charge trop faible qui apparaît alors à la sortie du récepteur. Pour éviter cette surcharge, on peut utiliser des résistances Rx (de 82 Ω par exemple) à insérer entre la sortie

vidéo du récepteur et chaque entrée de décodeur. Il y a des cas où ces résis-tances ne sont pas nécessaires, soit parce qu’on peut augmenter un peu la sensibilité du décodeur, comme dans le cas du Luxcrypt, soit que le problème ne se manifeste pas, c’est ce qui se passe avec le décodeur D2MAC.Nous suggérons de loger le circuit dans un boîtier de commutation Péritel « manuel » qu’on peut se procurer pour pas bien cher et qui évite la peine de forer et scier les emplacements de trois prises péritel.Il y a si peu de composants à installer qu’ils trouveront place aisément sur un petit mor ceau de platine d’expéri-mentation à pastilles, les raccords aux broches des prises se faisant par fils.

F. Bemelman

page 3 / 30261 Confort en Péritel, le retour


d’une tension moyennée dont la taille est directement proportionnelle à la largeur d’impulsion du signal entrant. La tension comporte encore du ronfle-ment. Cette tension (en dents de scie) est comparée en permanence à la ten-sion présente sur le curseur de P1. On trouve maintenant en sortie de IC1b un signal rectangulaire d’une fréquence de 50 Hz dont le rapport cyclique dépend de la tension moyenne aux bornes de C2. Par une variation entre 1 et 2 ms de la largeur d’impulsion du signal d’entrée, le rapport cyclique du signal de sortie varie lui entre 0 et 100 %. Le transistor T1 polit quelque peu le signal de sortie, le FETMOS T2 se chargeant ensuite de la commutation (alimentation ou non) de la charge (le moteur électrique). Le FETMOS utilisé est ce que l’on appelle un Logic-FET, ce qui signifie que son seuil de commutation est légèrement plus faible (1,6 V typique) que celui d’un

0781 Régulateur de moteurpage 1 / 2

A+

S1

S1

R+

RS

R–

A–

C3

100n

C4

10µ63V

R1

10

0k

R2

47

0Ω

R7

4k

7

R4

47

kR5

10

k

R6

10

k

C1

100n

C2

4µ763V

R3

10k R8

10k

4k7

P1

D1

BAT85

D3

1N4001

D2

6V8

T1

BC557BT2

BUK555

4805

IC2

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

M+

M–

IC1

8

4

S1

M1

M

964100 - 11

IC1 = LM358; TLC272CPA

B

C

D

E

F

10ms 10ms

A 8V4

1V6 B

C

D

5V

0V5 E

20ms

10ms 10ms

0V

5VF

150mV20ms

1ms550mV

FETMOS « classique » (qui connaissent un seuil de commutation de 2 à 4 V). De par cette différence, les FETMOS de ce type commutent de façon plus fiable à une tension de grille inférieure à 5 V. Le choix de type n’est pas critique ; tout logic-FET capable de commuter un nombre conséquent d’ampères (une vingtaine) fait l’affaire. Avec un peu de chance, un FETMOS standard tel que le BUZ10 ou BUZ11 convient également. La résistance de grille est très impor-

L’objet de cet article est la régulation de la vitesse de rotation de moteurs électriques utilisés pour la propulsion de modèles réduits d’aéronefs, voitures ou bateaux. Il se substitue directe-ment au régulateur mécanique grand consommateur d’énergie. L’entrée du régulateur se voit appliquer les impul-sions de commande du récepteur. Ce train d’impulsions se compose d’im-pulsions positives d’une largeur variant

entre 1 et 2 ms et d’une durée de récur-rence de quelque 20 ms. Les impulsions sont transmises sans distorsion à IC1a par le biais du réseau constitué par C1 et R1. Cet amplificateur opérationnel compare ces impulsions à une tension de seuil de 0,5 V environ. Le signal de sortie du comparateur est lui aussi un signal rectangulaire. la paire R3/C2 intègre ensuite ce signal de sorte que l’on se trouve, finalement, en présence


page 2 / 20781 Régulateur de moteur

Résistances :R1 = 100 kΩR2 = 470 ΩR3, R5, R6, R8 = 10 kΩR4 = 47 kΩR7 = 4 kΩ7P1 = ajustable 4 kΩ7

Condensateurs :C1,C3 = 100 nFC2 = 4 µF7/63 V radialC4 = 10 µF/63 V radial

Semi-conducteurs :D1 = BAT85 (diode Schottky)D2 = diode zener 6 V8/400 mW

D3 = 1N4001 ou BZT03/15 VT1 = BC557BT2 = BUK555,

BUZ11 éventuellementIC2 = 4805 (régulateur 5 V

faible chute de tension)IC1 = LM358 (National Semiconductor)

ou TLC272CP (Texas Instruments)

Divers :S1 = interrupteur à glissière

unipolaire


tante (10 kΩ), de sorte qu’il commute moins vite. De ce fait, il génère moins de parasites en direction du récepteur. L’in-convénient est qu’il s’échauffe plus rapi-dement. La fréquence de commutation étant cependant faible, 50 Hz, ce pro-blème n’en est pas vraiment un. Le circuit dérive de l’accu du moteur une tension régulée de 5 V qui sert et de tension d’alimentation et de tension de référence. On peut l’utiliser sans arrière-pensée pour l’alimentation du récepteur. On utilisera un régulateur du type à fai-ble chute de tension (low drop), un 4805 par exemple. L’adjonction de D1, D2 et R2 sert à garantir l’application en toutes

circonstances d’une tension suffisante au récepteur et à éviter que le moteur ne puisse vider totalement l’accu d’alimen-tation. Tant que l’accu est bien rempli la tension au point nodal de D1 et R2 est tellement élevée que la diode D1 bloque. La pseudo-période dépend donc de R1 et C1. En cas de diminution de la tension en raison de l’épuisement de l’accu, la résistance R2 se trouve, à un moment donné, prise en parallèle, via D1, sur R1. Ceci se traduit par une pseudo-période sensiblement raccourcie de sorte que la largeur de l’impulsion d’entrée diminue elle aussi. Le circuit détecte ainsi non pas une impulsion de 1 à 2 ms, mais

964100-1

C1

C2

C3

C4

D1D2

D3

IC1

IC2

P1

R1

R2

R3

R4

R5 R

6

R7 R8

T1

T2

M+

M-

A-

A+

S1

R+ R-RS

964100-1

une impulsion sensiblement plus courte, de sorte que la commande du moteur disparaît. On adoptera la diode zener D2 à son propre goût. Avec le modèle 5 V6 proposé ici, le moteur est mis hors- fonction à une tension d’accu de 6 V. Le condensateur C2 sert à définir la sensibilité du circuit. Si l’on utilise un condensateur de capacité moindre il faut une variation de largeur d’impul-sion plus grande à l’entrée pour obtenir une régulation du moteur allant de 0 à 100 %. L’amplificateur opérationnel pourra être un LM358 ou un TLC272CP plus moderne.


0293 Convertisseur tension / fréquencepage 1 / 2

TL081

IC1

2

3

6

7

4

1

5

IC2b

RCX

5

6

CX

7

9

10

12

11

&1R

C3

150n

IC2a

RCX

13

14

CX

15

1

2

4

3

&1R

R7

100k

R5

1k

R1

100k

1%

R6

10k

R4

100k

R2

10

0k

1%

R3

20

0k

1%

C2

1µ

C1

100n

C4

10µ16V

C6

10µ16V

C5

10n

C7

10n

IC2

16

8

D2

1N4148D1

1N4148

restart

CPU

IC2 = 74HC221

5V

5V

5V

5V

5V

5V

5V

5V

5V

5V964096 - 11

t mono = 10ms

U int

0V

0V

Ce montage conjugue simplicité et linéa-rité, pouvant ainsi fort bien être utilisé, associé à un microprocesseur, comme convertisseur A/N. L’ensemble ne compo-rte rien de plus qu’un intégrateur, IC1, et une bascule monostable, IC2a. Le concept choisi est tel que chaque déclenchement du monostable entraîne une décharge de l’intégrateur. La taille de la charge est proportionnelle à la ten-

sion d’entrée. La fréquence de de ce processus dans un inte1 seconde constitue une référetension d’entrée. Pour peu quprocédé à un dimensionnemenun convertisseur aussi simple qci, permet d’atteindre une pré8 bits sans le moindre problèmque la précision n’en sera que si le processeur chargé du tr

UthUint

t mono 964096 - 12

Q IC2

Q IC2

du signal de sortie n’en mesure pas la fréquence mais le rapport cyclique. Ce dernier facteur est en effet une mesure relative, dans laquelle d’éventuels effets de dérive sont en grande partie éliminés.

répétition rvalle de nce de la e l’on ait t correct, ue celui-cision de e. Notons meilleure aitement

La relation entre le rapport cyclique et la tension d’entrée répond à la formule suivante : d = 1/1 + Uent/UB

lorsque R1 = R2 = R3/2.


Les valeurs données aux composants sur le schéma sont celles nécessitées par une fréquence f0 de 48 Hz. Cette fréquence faible a été choisie à dessein de manière à permettre à des proces-seurs relativement lents de pouvoir eux aussi mesurer le rapport cyclique avec une résolution de 8 bits. Un avantage additionnel de cette faible valeur de fré-quence est une meill eure possibilité de réjection des parasites 50 Hz. Il faudra, si l’on désire travailler à une f0 diffé-rente, respecter la relation suivante :f0 = 1 / (1,4·R7·C3).La plage de tension d’entrée est fonction du rapport R1/R2, ce qui nous donne ici une plage de tensions allant de 0 à 2,5 V.

Pour garantir un bon démarrage voire redémarrage du convertisseur nous avons opté pour un circuit de remise à zéro moins classique, électronique constituée de C2, D1 et R4. La charge de C2 a pour effet de produire, tout au début, un débattement de l’intégrateur dans le sens négatif. Une fois que C2 est chargé, ce condensateur n’exerce plus la moindre influence sur l’intégrateur. À cet instant l’intégrateur repart dans le sens positif et le cycle est lancé. Lorsque la tension d’entrée tombe en-dessous de –2,25 V, le processus de conversion est arrêté. Il faut alors que le proces-seur pilotant le processus génère un redémarrage qui, via la résistance R6 et la diode D2, active le circuit de remise à zéro.

page 2 / 20293 Convertisseur tension / fréquence


x bornes de la charge. Cette appro-e permet un léger préchauffage des poules (halogènes) avant qu’elles ne

ient confrontées à la totalité de la nsion de service. Ce court intervalle 0,5 s est, dans le cas d’un transfor-ateur, suffisant pour permettre une agnétisation suffisante du noyau.téressons-nous, l’espace de quelques nes, au fonctionnement du circuit. médiatement après la mise sous

nsion on voit apparaître sur l’enroule-ent secondaire du transformateur Tr1 e tension de 9 V, tension redressée r le pont de redressement constitué r les diodes D4 à D7 et filtrée par le ndensateur C3. On a alors charge-ent, via la résistance R3, du conden-teur C4 jusqu’à une tension de l’ordre

0739 Protège-fusiblepage 1 / 2

R1

1M

R2

10

0Ω

R3

1k

R4

22

k

R6

33

Ω

R5

22

0k

R7

10

k

R8

47

Ω

C1

680n400V

C2

33n400V

1...5A

F1

C4

100µ25V

C3

220µ25V

VTR1109

9V

Tr1

100mA

D4

D7

D6

D5

D2

2V7

D3

3V9

D8

3V3

10W

T1

BC547BT2BC547B

D1

A2

A1G

Tri1

TIC216M

TIC216M

A1

A2

G

944038 - 11

4x 1N4002

auchamsotedemmInligImtemunpapacomsa
de 4 V. À cette tension la diode zener D8 devient passante et il existe aux bornes de la résistance R5 une tension suffisante pour faire entrer le transis-tor T2 en conduction. Ce changement d’état de T2 produit l’amorçage du triac Tri1 qui court-circuite la résistance de limitation R8.Le concept du dispositif de signalisation de l’état du fusible ( LED éteinte = fusi-ble OK, LED allumée = fusible KO ) est très simple lui aussi. En cas de destruc-tion du fusible la tension présente aux bornes de la LED D1 est suffisamment grande pour en produire l’illumination.
Bien que le destin d’un fusible soit de trépasser dès lors que le courant qui le traverse devient par trop important, il est des circonstances où il serait pré-férable que ce trépas programmé n’ait pas lieu. L’une de ces situations où l’on préfère ne pas voir partir un fusible en fumée est l’instant de la mise sous tension d’une alimentation dotée d’un transformateur de forte puissance.Le protège-fusible objet de ce petit arti-cle pourra, dans un certain nombre d’oc-casions, mettre le fusible à l’abri d’un décès « tout feu tout fumée ». Si, en

dépit de ce parapluie, le fusible devait quand même décéder, cette mort subite sera annoncée par l’allumage d’une LED. La protection du fusible peut être obtenue par diminution du courant de mise en fonction de l’appa-reil concerné. Ce processus est obtenu ici en commençant par la mise de la charge en contact avec le secteur par l’intermédiaire d’une résistance-série, R8. Une demi-seconde plus tard envi-ron, la dite résistance est court-cir-cuitée par un triac, Tri1, et la totalité de la tension du secteur est appliquée


S’il n’y a rien à signaler du côté du fusible, si ce dernier est intact donc, le transistor T1 reçoit également une ten-sion de base, ce qui le rend conducteur de sorte qu’il court-circuite la LED D1, avec pour résultat une LED éteinte. La diode zener D2 évite que la tension

positive ne puisse devenir trop impor-tante ; de plus la tension inverse est limitée à 0,7 V. Avec le dimensionne-ment adopté ici, le courant maximal que la charge soit autorisée à drainer est de 5 A, ce qui correspond à une puissance de 1100 VA.

page 2 / 20739 Protège-fusible


0547 Interface PC-fax bidirectionnellepage 1 / 3

CTRDIV10/

IC4

CT=0

CT≥5

4017

DEC

14

13

15

12

11

10

4

9

6

5

1

7

3

2

& +

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

1 21

IC2a

3 41

IC2b

5 61

IC2c

9 81

IC2d

1 2

3

IC3a&

12

1311

IC3d

&

8

910

IC3c

&

R8

150k

R12

56k

R7

1M

R9

1M

R11

56k

D5

D4 D6

D3

D71N4148C11

10n

C12

4µ763V

C10

1µ63V

T3

BC557B

T5

BC557B

T2

BC557B

R2

47

0k

R3

47

0k

R18

1k

R1

1k

C6

1n

C7

1n

K2

K3

R13

2k

2

C15

10µ63V

R17

10

0Ω

5W

T4

BC557B

D10

1N4001

T6

BC547B

T1

BC547B

C13

100µ 35V

R4

10

0Ω

R20

10

0Ω

R5

10k

R19

10k

R15

56k

R14

56kR16

15

0k

R6

15

0k

C9

4µ763V

C14

4µ763V

C8

220µ35V

C17

220µ35V

13121

IC2f

11

101

IC2e5

64

IC3b

&

Re1 Re2D8

1N4148

D9

1N4148

2x 15V 8VA

TR1K1

50mA T

F1 7812

IC1

C4

2200µ40V

C5

4µ763V

C16

220µ63V

D2

1N4001

D1

1N4001

IC2

14

7

IC3

14

7

IC4

16

8

C2

100n

C3

100n

C1

100n

re2

re1

12V

12V

12V

4x 1N4148

MONACORVTR8215

954033 - 11

1...

2V

1...

2V

IC2 = 40106IC3 = 4093

R10

33

0k

Ce petit montage simule un échange téléphonique rudimentaire, permettant à un PC de téléphoner à un télécopieur et inversement sans utiliser réellement le réseau téléphonique public. Cette option est très intéressante lorsque l’on envisage d’utiliser son télécopieur comme scanner (pensez à le mettre en mode haute résolution !) ou comme imprimante avec une résolution gros-sière de quelque 200 dpi.Il est supposé, pour les dites applica-tions, que l’ordinateur concerné soit doté d’une carte de fax. Le logiciel


fourni avec la dite carte permet la conversion d’images scannées dans le format TIFF très couramment utilisé. Le montage proposé ici n’est utilisable qu’avec des téléphones à codage par impulsions. Il se fait heureusement que ce mode est encore reconnu par la plupart des télécopieurs et des car-tes fax. Les transistors T1 et T6 sont mis en conduction lorsque l’extension correspondante, PC ou fax, « décro-che » le combiné, c’est-à-dire ouvre le contact de la ligne. Ces transistors sont normalement bloqués, maintenant le compteur IC4 à zéro. Ceci valide la porte NON-ET (NAND) à trigger de Schmitt IC3d, qui génère une tonalité d’appel d’une fréquence de quelque 450 Hz, signal appliqué à la ligne par l’intermédiaire du condensateur C15. Si l’on suppose la présence d’un téléphone ordi naire (à codage par impulsions) le signal de numérotation est audible lors-que l’on décroche le combiné.On a par conséquent création d’une tension aux bornes de la résistance R4 ou R20. Il peut être nécessaire, en fonction de la résistance terminale de l’appareil concerné, de modifier quelque peu la valeur de ces résistances pour permettre la création d’une tension de niveau suffisant. La dite tension fait entrer le transistor T1 ou T6 en con-duction et partant fait cesser la situa-

pourra essayer d’utiliser un transforma-teur fournissant une tension secondaire plus élevée, 2 x 28 voire 2 x 24 V par exemple.Lors d’une réponse à l’appel, le relais est mis hors-circuit par le biais de T4 ou T5, de sorte que la tension de son-nerie disparaît de l’extension appelée et l’on a établissement de la connexion avec l’autre extension. Parallèlement on a inhibition du compteur par la mise au niveau logique haut, par l’intermédiaire de la sortie de IC2b, de son entrée de validation. On peut maintenant lancer le transfert de fichier !Le compteur est revalidé une fois que la communication est terminée et que l’une des extensions coupe la liaison. Le signal de validation, cependant, n’est qu’un flanc d’impulsion descen-dant que le compteur considère aussi comme une impulsion d’horloge. Par conséquent il passe à la sortie Q6 (broche 5) provoquant la mise hors-circuit du circuit de commande de tension de sonnerie, évitant ainsi que l’extension appelée tout juste ne se remette à sonner. Le compteur est remis à zéro lorsque l’autre extension quitte elle aussi la ligne. Le circuit se met alors en attente, dans l’espoir que l’une quelconque des extensions « décroche » à nouveau le combiné.

tion de remise à zéro de IC4. Il ne se passe encore rien et la tonalité d’appel reste sur la ligne. Si l’on fait le « 6 » le transistor T1 (ou T6) reçoit 6 impulsion rapides. Les dites impulsions arrivent, via la diode D3 ou D5, à l’entrée d’hor-loge du compteur, entraînant l’inhibition du générateur de signal d’appel. La porte IC3c est elle cependant validée. L’entrée de validation du compteur, sa broche 13, est maintenue au niveau bas par le maintien au niveau haut de l’en-trée de IC2b par le biais de la diode D4 ou D6. La porte IC3c attaque le circuit de commande de tension de sonnerie, T3, à une fréquence de l’ordre de 1 Hz. Comme l’autre extension n’est pas encore en mesure de répondre à l’ap-pel, le transistor T4 ou T5 est le relais qui lui est associé, Re1 ou Re2, sont commutés à cette même fréquence. Ceci a pour effet de transmettre la tension de sonnerie à l’extension appe-lée. La tension de sonnerie est, dans le cas présent, de quelque 30 V ; elle est dérivée directement du secondaire du transformateur. Bien que notre tension de sonnerie ait une valeur inférieure à la valeur standard (à savoir entre 40 et 60 V), la plupart des téléphones ainsi que des télécopieurs et des car-tes fax pour PC la reconnaîtront sans problème. S’il devait s’avérer que la tension de sonnerie est trop faible, on

page 2 / 30547 Interface PC-fax bidirectionnelle


page 3 / 30547 Interface PC-fax bidirectionnelle

954033-1C1

C2

C3

C4

C5

C6

C7

C8

C9

C10

C11

C12

C13

C14

C15

C16

C17

D1 D2D3

D4

D5

D6

D7

D8 D9

D10 F

1

IC1

IC2

IC3

IC4

K1

K2 K3

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

R8

R9

R10

R11

R12

R13

R14

R15

R16

R17

R18

R19

R20

RE1

RE2

T1

T2

T3

T4T5

T6

TR1

954033-1

50 m

A/T

On pourra utiliser la sérigraphie de l’im-plantation des composants représentée ci-dessus et soit acheter la platine toute faite, soit se la faire soi-même à l’aide du dessin de circuit imprimé reproduit dans les pages centrales. Nous tenons à signaler, en guise de conclusion, que ce montage n’est pas homologué, et par-tant n’est pas à connecter au réseau de téléphone public.

D. Paulsen

Résistances :R1, R18 = 1 kΩR2, R3 = 470 kΩR4, R20 = 100 ΩR5, R19 = 10 kΩR6, R8, R16 = 150 kΩR7, R9 = 1 MΩR10 = 330 kΩR11, R12, R14, R15 = 56 kΩR13 = 2 kΩ2R17 = 100 Ω /5 W

Condensateurs :C1 à C3 = 100 nF

C4 = 2200 µF/40 V radialC5, C9, C12, C14 = 4 µF7/63 V radialC6, C7 = 1 nFC8, C16, C17 = 220 µF/35 V radialC10 = 1 µF/63 V radialC11 = 10 nFC13 = 100 µF/35 V radialC15 = 10 µF/63 V radial

Semi-conducteurs :D1, D2, D10 = 1N4001D3 à D9 = 1N4148T1,T6 = BC547BT2 à T5 = BC557B

IC1 = 7812IC2 = 40106IC3 = 4093IC4 = 4017

Divers:K1 = bornier à 2 contacts au pas de 7,5 mmK2,K3 = bornier à 2 contacts au pas de 5mmRe1, Re2 = relais 12 V double, par exemple,

V23037-A00002-A101 (Siemens)Tr1 = transformateur encartable 2 x 15 V

au secondaire, 8 VA, par ex. VTR8215F1 = fusible 50 mAT avec porte-fusible

encartable


954033-1


gnées de C2 et R3. Nous avons dotés chacune des sorties des multivibrateurs monostables d’un tampon, prenant la forme d’un transistor, T2 et T3 respec-tivement, de façon à permettre aux multivibrateurs de fournir un courant suffisant.Le fonct ionnement du circuit ne demande guère d’explications. Le tran-sistor FET pris à l’entrée, T1, remplit une double fonction : il tamponne et inverse le signal numérique d’entrée. Un flanc montant présenté par le signal d’entrée apparaît sous la forme d’un flanc descendant sur le drain de T1.Ce flanc descendant (ou négatif ) déclenche le multivibrateur monos-table constitué, nous le disions plus haut, de IC1b, C1 et R2. Ce processus produit un passage bref au niveau haut

0201 Circuit de commande pour relais bistable

T1

BS170

T2

BS170T3

BS170

D1 D2

1N4148

Re1R14

k7

R2

33

0k

R3

33

0k

C1

1µ

C2

1µ

5

64

IC1b

&

8

910

IC1c

&12

1311

IC1d

&

1IC1a

IC1

14

7

C3

100n

2x

*

voir texte*

TTL

944111 - 51

IC1 = 4093

5...15V

1

23

IC1a

&5...15V

de la sortie de IC1b. Pendant le court instant ainsi défini, le transistor T2 est passant, activant l’enroulement cor-respondant du relais : le relais colle. En cas d’application d’un flanc des-cendant à l’entrée on a activation du l’autre multivibrateur monostable et partant commande, par le biais de T3, du second enroulement du relais : le relais passe dans son autre état.Les diodes D1 et D2 protègent les tran-sistors de sortie à l’encontre de crêtes de tension nées de la commutation du relais.

G. Kleine

Les relais bistables ont l’énorme avan-tage de ne plus, une fois qu’ils se trouvent dans la « posi tion » requise, drainer de courant pour rester dans la situation dans laquelle ils ont été mis. De ce fait, la consommation de courant d’un circuit utilisant un tel composant peut rester très faible. Un autre avan-tage non négligeable de ce type de relais est qu’il conserve sa position en cas de disparition de la tension d’ali-mentation. On peut donc utiliser ce relais comme une sorte de mémoire semi-permanente.

L’électronique décrite ici se charge de la commande d’un relais bistable, type de relais reconnaissable aux deux enroulements qu’il comporte. Vu qu’il suffit d’une brève impulsion pour met-tre le relais dans la position prévue, nous utilisons ici une paire de multivi-brateurs monostables.Le premier de ces multivibrateurs monostables est constitué de la porte NON-ET à trigger de Schmitt IC1b associée au condensateur C1 et à la résistance R2, le second prenant la forme des portes IC1c et IC1d accompa-


teur sélectif qui amplifie le signal du pteur, un redresseur et pour finir un

parateur. Le capteur intercalé entre scillateur et l’amplificateur prend la me de deux languettes de métal de elque 10 x 2 cm, juxtaposées comme ustre le schéma, à 1 cm environ l’une l’autre, constituant à l’évidence une rte de condensateur. L’oscillateur est sé sur IC1 ; on peut, par action sur , jouer sur sa fréquence sur une plage nt de 7 à 10 MHz environ. La boucle

résonance formée par L1 et le capteur cille théoriquement à une fréquence 8,2 MHz. Il peut s’avérer nécessaire, par les tolérances de IC1a, d’avoir à ster quelque peu C1 au cas où P1 ne

rmettrait pas d’aller suffisamment loin. signal produit par l’oscillateur arrive,

r le biais du capteur, à l’amplificateur construit autour de T1. C4 sert à ster la fréquence de travail à la valeur

0555 Interrupteur capacitifpage 1 / 2

T1

BC547B

R2

15

k

R6

1M

R7

6k

8

R8

18

k

R1

47

0Ω

L2

3µ9

C3

47p

C6

100p

C8

100n

C9

100n

C4

65p

C7

10µ63V

R5

1k

R4

1k

R3

4k

7

C2

100n

100k

P3

1kP2

C5

100p

C10

100n

D1

BAT82

D2

BAT82D3

1N4148

6

5

7IC2b

2

3

1IC2a

T2

BC547B

C1

100p

121

IC1a

L1

39µ

500Ω

P1

IC1

14

7

IC2

8

4

1312

1

IC1f

11

101

IC1e

9 81

IC1d

34

1

IC1b

56

1

IC1c5V

5V

964120 11

A

A

B

C

C

1V2

B

C

0V6

2V5

IC1 = 74HC14IC2 = TLC272

0V

ficacacoml’oforqul’illdesobaP1alladeosdedeajupeLe paHFaju
requise. P2 permet de jouer sur la ten-sion de sortie de l’étage d’amplification.D1/D2/C5/C6 redressent le signal ampli-fié qui suit ensuite deux trajets distincts. Comme la dite tension représente la valeur instantanée du signal fourni par le capteur on l’applique directement à l’entrée inverseuse du comparateur IC2b. Ce même signal est ensuite appliqué à un détecteur de crête, IC2a/D3/C7 qui possède une pseudo-période relative-ment longue. Ce dernier signal sert au comparateur de référence pour le niveau
Si l’on procède à une catégorisation des techniques de commutation on peut sub-diviser les interrupteurs en interrupteurs « ordinaires », en interrupteurs sensitifs et en interrupteurs « sans contact ». Nous vous proposons un interrupteur faisant partie de cette dernière caté-gorie. En effet, il comporte une paire de languettes métalliques dont il suffit d’approcher la main pour activer l’inter-rupteur.

Le principe de fonctionnement repose sur la perturbation d’un champ électrique. Il s’agit en fait d’une sorte de combinaison oscillateur/récepteur couplée capaciti-vement. En cas de perturbation de ce couplage l’état de sortie du récepteur change, basculement de niveau que l’on pourra utiliser pour, à l’aide d’un relais par exemple, mettre la lumière en fonc-tion ou la couper. Le circuit comporte quatre sous-ensembles essentiels : un oscillateur qui pilote le capteur, un ampli-


de signal nominal présent. En cas de désyntonisation de la boucle du capteur la valeur momentanée redressée présen-tera immédiatement une petite variation, la sortie du détecteur de crête restant elle pratiquement constante. De ce fait la sortie du comparateur bascule et le transistor T2 entre en conduction. On peut ensuite utiliser le collecteur de T2 pour commander un relais ou tout autre dispositif similaire.Avoir à sa disposition un oscilloscope pour le réglage de ce montage facilite les choses mais n’est pas indispensable. On commence par mettre les ajusta-bles et le condensateur ajustable C4 en position milieu. On ajuste ensuite, par action sur P2, à 2,5 V la tension présente sur C6 et C7 (point de mesu-re C). On garde le multimètre aux bor-nes de C7 et par action sur P1 et C4 on ajuste la tension présente à cet endroit à sa valeur maximale. Il ne faudra pas oublier que ce processus présente une certaine inertie en raison de la taille de la pseudo-période du détecteur de crête.

On revient légèrement en arrière pour P2 de manière à ajuster cette tension à 2,5 V très exactement. On pourra, pour terminer, ajuster la sensibilité de l’inter-rupteur capacitif à l’aide de P3.Avec un capteur aux dimensions indi-quées plus haut, notre prototype se lais-sait commander à une distance d’appro-che supérieure à 10 cm. Il est important, pour le bon fonctionnement du montage que l’électronique soit montée tout près du capteur et que l’on ne tire pas des longueurs inutiles de câble entre le cap-teur et le montage, sachant que cela ne peut qu’augmenter la sensibilité de la réalisation aux parasites et partant diminuer la fiabilité de fonctionnement de l’ensemble. Une alimentation de 5 V convient parfaitement la consommation de courant étant de 4,5 mA. Un dernier encouragement à tous ceux qui redou-tent d’avoir à fabriquer eux-mêmes leurs bobines : L1 et L2 sont des inductan-ces disponibles telles quelles dans le commerce.

page 2 / 20555 Interrupteur capacitif


Le circcontred’un vactionquellepar unenviroquée pLa tensonnetet tamteur CT1 bloau nivest con

0880 Suppresseur de sonnette de porte

R2

15

0k

R1

4k

7

R3

47k

C2

100µ25V

C1

100µ 25V

RE1

12V1A

T2

BC547T1

BC547

D2

1N4148 D3

1N4148

D1

1N4002

S1

*TR1

*

*

see text* voir texte*siehe Text* zie tekst* 964006 - 11

que ne soit écoulée la durée de blocage de la sonnette le condensateur peut se recharger de sorte qu’il faudra à nouveau 10 à 15 s avant qu’il ne soit déchargé. Résultat, la sonnette reste muette en dépit des efforts répétés de l’impatient. La durée de charge qui définit l’intervalle pendant lequel la boucle de courant est fermée est proportionnelle à la valeur de R2, le temps à attendre avant que la sonnette puisse à nouveau être activée dépend elle de R3. Une augmentation de la valeur de C3 permet d’allonger ces deux facteurs.

M. Vohburger

uit présenté ici vous protégera les coups de sonnette répétés isiteur impatient. En effet, une sur le bouton de la sonnette, que soit sa durée se traduira coup de sonnette d’une seconde n; la sonnette est ensuite blo-endant une durée de 10 à 15 s. sion alternative fournie par la te est redressée par la diode D1 ponnée par C2. Le condensa-

1 étant déchargé pour l’instant, que, son collecteur se trouvant eau haut. Dans ces conditions T2 ducteur de sorte que le relais est

activé, fermant la boucle de courant vers la sonnette. C1 se charge à travers D2 et R2 jusqu’à ce que la tension Ube de T1 ait, au bout de 1 s environ, atteint une valeur suffisante pour que le dit transistor devienne conducteur, entraî-nant le blocage de T2. Le relais décolle, la boucle de courant étant interrompue. C1 se décharge alors lentement –à tra-vers R3 et la jonction base-émetteur de T1, jusqu’à ce que, 15 à 20 s plus tard, T1 bloque à nouveau libérant ainsi la sonnette. Le visiteur impatient sera puni par sa propre impatience : en effet, s’il actionne le bouton de la sonnette avant


0218 Commande de relais bistablespage 1 / 2

T1

BC547

T4

BC557B

T2

BC547B

T3

BD139

T5

BD139

D41N4148

D51N4148

D1

1N4001

R2

47k

R11

4k7

R8

47k

R5

47k

R10

470Ω

R32

k2

R4

10

0k

R1

10

0k

R6

10

k

R9

10

kC12µ2

16V

C2

2µ216V

1 21

IC1a

3 41

IC1b

R7

10

k

D2

1N4001

Re1 D3

1N4001

Re2

A

C

B

IC1

14

7

C3

100n

954036 - 11

12V 12...18V

IC1 = 40106

L’ambition de ce montage est de four-nir des impulsions de largeur adé-quate pour la commande d’inversion de ces relais bistables fréquemment rencontrés dans le monde des trains miniatures, soit comme signaux de voies, soit comme aiguillages. Ces relais présentent la singularité que leur courant de commande ne peut circuler plus d’un bref instant, sinon ils risque-raient de devenir brûlants, du fait de la gourmandise de ces malheureux élec-troaimants. Mais les impulsions de cou-

rant ne peuvent pas être trnon plus, auquel cas l’aiguisignal ne basculerait pas. Todonc d’une chronologie rigvoici comment cela se passpar exemple brancher un inà l’entrée C pour la commut0 et le 12 V. En passant sur« 0 », T1 bloque, ce qui renlecteur positif. Cette impulsiest transmise via C1 et R1 sans effet sur C2/R4 parce qde l’inverseur IC1a était déj

954036 - 12

C’’’C’’C’C

A1

A2

A3

A4

A5

A6

IC1b commande par le truchement de T4 et T5 la bobine de Re2 (ce peut être un signal, un aiguillage ou un relais). La durée de l’impulsion de commande dépend de la constante de temps C1/R1 et s’évalue, pour les valeurs données, à un peu plus de 0,2 s, ce qui convient dans la plupart des cas. On peut tou-jours l’adapter en modifiant la valeur de R1.Lors du passage de « 0 » à « 1 » de l’entrée C, il se forme un flanc descen-dant au collecteur de T1, qui entraîne

op courtes llage ou le ut dépend

oureuse et e. On peut terrupteur er entre le la position d son col-on positive mais reste ue l’entrée à positive.


l’activation de l’autre bobine Re1. La constante de temps peut, au besoin, s’ajuster ici aussi en modifiant la valeur de R4.Dans l’idée de l’auteur, ce n’est pas un interrupteur qu’on branche à l’entrée C, mais un montage qui détecte l’oc-cupation d’une des voies dans une gare automatisée. De cette façon, chaque train est successivement dirigé vers le quai libre suivant. Dès qu’un train quitte la voie, l’ai guillage bascule de nouveau ce qui libère la voie au trafic entrant. La diode D1 s’assure que le transistor T4 est bien bloquant lorsque la sortie de IC1b passe à « 1 ». Normalement, cette sortie est suffisamment positive pour que le transistor soit bloqué, même quand son émetteur est relié à la ten-sion positive d’alimentation. La diode supplémentaire permet à l’émetteur de rester légèrement négatif par rapport à la base et ainsi de maintenir à coup sûr le transistor en non-conduction. R7 et R9 préviennent l’influence d’un éventuel courant de fuite des transistors T2 et T4. Vu que la sortie de T4 peut monter jusqu’à près de 12 V, il faut limiter le courant de base de T5. C’est le rôle de R10, dont on peut réduire la valeur à

200 Ω si nécessaire. Les transistors T3 et T5 peuvent tout aussi bien être du type BD135 ou équivalent. Si on désire plus de courant pour les aiguillages, le modèle BD241 autorise 3 A au lieu de 1,5 A.Lors du branchement de la tension d’alimentation, la position des aiguilla-ges est imprévisible. Il suffit de les commuter une fois dans chaque sens pour lever cette indétermination. C’est précisément dans ce but qu’on a prévu les diodes D4 et D5. Les points A de tous les circuits sont reliés par l’intermédiaire d’un bouton poussoir au +12 V tandis que tous les points B peuvent aller à la masse via une autre touche. Si on appuie successivement sur les deux boutons, chaque aiguillage se trouvera finalement dans la position exacte indiquée par l’inverseur relié au point C.La consommation propre du montage n’est que de quelques milliampères, nul besoin donc de prévoir une alimenta-tion 12 V séparée. On peut se servir de l’alimentation des aiguillages, le tout est de prévoir un bon découplage par résistance et condensateur.

H. Schmoll

page 2 / 20218 Commande de relais bistables


0192 Chargeur solaire d’accumulateurs Cd-Ni

RespsavoaccumpréseLe budu cosolairpiles Il faucontiMAX8abaisévenà 6,2soleiL’inteperm(750coura

C1

100µ16V

C2

220µ10V

R1

2Ω

7

BT1

NiCdC3

100n

954063-11

MAX879

IC1

6

5

8

1 2 7

3 4

L1

22µH1A

1V5...6V

ecter l’environnement, c’est aussi ir l’utiliser, pour recharger des

ulateurs par exemple, comme le nt montage se le propose.t du jeu est d’adapter l’intensité urant continu débité par des piles es à un niveau qui convienne à des rechargeables, quatre en série, ici. t donc un convertisseur continu-nu, conçu autour du MAX879. Le 79, un convertisseur élévateur/seur qui supporte un assez large tail de tensions d’entrée (de 1,5 V V). Il est capable de fournir, le

l aidant, un courant de 100 mA. nsité du courant, fixée à 75 mA ettra la recharge de quatre piles AA mAh) en 14 heures. L’intensité du nt de sortie est égale à Uref /R1

avec Uref, tension de référence, de 0,2025 V. On peut adapter le montage à d’autres types d’accumulateur ou de cellules solaires, en changeant la valeur de R1 . Il faut alors prendre en compte l’intensité maximale du courant de sortie :

I sortieVentrée – Vsortie

=)(

0,7

× 0,9

et l’intensité maximale du courant de sortie débité par la cellule solaire :

I maxUentrée (max) · 0,6

=)(

Isortie · Usortie (max)

où 0,6 est une constante exprimant le rendement minimum du convertisseur de tension.


’étage d’amplification intégré dans la apsule du microphone reçoit son ali-entation par l’intermédiaire de R1. De

ar la valeur attribuée à cette résistance n trouve au point A la moitié de la ten-ion d’alimentation ; on pourra, en fonc-ion des caractéristiques du micro utilisé, dapter la valeur de cette résistance. ’ajustable P1 intercalé entre le micro et amplificateur sert à ajuster la sensibilité u commutateur acoustique.’amplificateur de micro construit autour e IC1a possède un gain adapté à la cap-ule électret utilisée ici. La commande de ensibilité mise au maximum, le circuit éagit à des niveaux de signal débutant quelque 85 ou 90 dB. Ce seuil est aisé-ent modifiable : il suffit de changer le ain de IC1a en donnant une valeur ifférente à R3. Le signal amplifié est nsuite redressé à l’aide du détecteur de rête D2/C3/R6, la résistance R5 ser-ant elle à éviter que la sortie de IC1a oit constamment court-circuitée par la harge de C3. Notons qu’une augmenta-

0322 Détecteur (interrupteur) de chahutpage 1 / 2

T1

BC547B

D4

1N4148

D2

1N4148

D3

1N4148

D1

4V3

400mW

R1

18

k

R2

4k

7

R74

70

k

R11

5k

6R3

3k

3

R4

150k

R5

1k

R8

12

0k

R10

10k

R9

10M

R6

2M2 C3

2µ2

C1

150n

C4

100n

2

3

1IC1a

6

5

7IC1b

100k

P1

C2

220µ10V

MIC1

Re1

K2

K1

B1

B80C1500

C6

470µ25V

C5

10µ63V

78L09

IC2

9V

Tr1

1W

IC1

8

4

IC1 = TLC272

*

9V

9V

12V

12V

Re1 = V23057-B0001-A201

964108 - 11

A

BB

B

C

0V

0V

A 4V5

B

C

4V...4V3

5V...5V3

12V...18V

zie tekst*voir texte*see text*voir texte*

D

B

D

LcmpostaLl’dLdssràmgdecvsc
tion de la valeur de cette résistance se traduit par une plus grande intégration du redresseur et partant une diminution de la sensibilité du circuit aux crêtes de courte durée.La tension redressée est comparée, par le biais du comparateur IC1b, à une valeur fixe de tension définie à l’aide de R7/R8. Si la tension en broche 5
En termes techniques la dénomination de ce type de réalisations est souvent du genre de « commutateur acousti-que ». La raison d’une dénomination différente est le fait que nous voulions réaliser un montage signalant l’atteinte d’un niveau sonore hors-normes, voire limitant même cette musique de fête trop bruyante. Le circuit se décom-

pose en quatre parties : la capture du bruit par un microphone à électret, un étage d’amplification centré sur IC1, un comparateur, IC1b, qui après redresse-ment, vérifie que le niveau est conforme et pour terminer un étage d’exécution qui, selon le cas, active ou non un relais par le biais d’un transistor, T1.


dépasse celle existant en broche 6, la sortie du comparateur bascule vers un niveau haut et on a activation, à tra-vers T1, du relais. D3 et R9 pourvoient IC1b d’une sorte d’anti-rebonds. Sur le schéma la tension du secteur de l’em-base K1 est reliée, à travers le contact travail du relais, à l’embase K2. Il est possible ainsi, en cas de détection de chahut, de prendre en circuit une ampoule d’avertissement. Les partisans de mesures plus radicales peuvent le cas échéant utiliser le contact repos de Re1 pour mettre l’installation audio en ques-tion définitivement hors d’état de nuire. Le relais utilisé ici est capable de faire front à toutes les situations vu qu’il est

en mesure de commuter des puissances de 2000 VA (8 A). Cette électronique ne drainant que quelques milliampères, l’ali-mentation peut se contenter d’un 78L09 pour IC3. R2/D1/C2 servent à créer la moitié de la tension d’alimentation de manière à pouvoir régler IC1a et IC1b aisément et simplement. Le courant (plus) important nécessaire au relais a été dérivé à dessein en amont du régulateur IC3. Tant que le relais n’est pas activé C6 se trouve confronté à une tension hors-charge relativement élevée appliquée par le transformateur secteur, raison pour laquelle il est prévu pour lui une tension de service de 25 V.

page 2 / 20322 Détecteur (interrupteur) de chahut


0897 Tampon de puissance pour générateur de fonctions

Le gain de l’amplificateur est de 2 ×, un gain unitaire étant exclu en raison de problèmes d’instabilité. La bande pas-sante de ce circuit dépasse 10 MHz, la sortie possédant dans ces conditions une excursion supérieure à 10 V. La consom-mation de courant devrait être de l’ordre de 200 mA. La résistance d’adaptation à chaque sortie est, de manière à pouvoir encaisser la dissipation, constituée de 4 résistances de 200 Ω prises en paral-lèle. Les résistances de la série MRS25 à tolérance de 1% (Philips Components) ont une dissipation maximale de 0,6 W chacune.L’impédance d’entrée adaptée à 50 Ω elle, est elle aussi constituée de 4 résis-tances prises en parallèle. On pourra ne pas les implanter si le câble reliant la source au tampon reste relativement court.La résistance R6 et les diodes D1 et

IC15

4

2

1

3 EL2099CT

R7

402Ω

R6

4Ω7

1%

R8

R9

R10

R11

R5

40

2Ω

1%

R1

20

0Ω

R2

20

0Ω

R3

20

0Ω

R4

20

0Ω

K1

K2

R12

R13

R14

R15

K3

R16

R17

R18

R19

K4

R20

R21

R22

R23

K5

D1

BAT85

D2

BAT85

C1

10µ25V

C2

10n

C4

10µ25V

C3

10n

15V

15V

CW = 6,5K/W

R1...R4 = 1%

R8...R23 = 200Ω 1%

A

A

B

A 1V~

~2V

964057 - 11

B

EL2099CT

VOUT

VIN+

VS+

VIN

VS

1 2 3 54

12345

CW = 6.5K/W

D2 forment un circuit de protection. On pourra, en fonction du degré de surcharge anticipé, remplacer ces dio-des par des modèles de puissance plus forte.

Bien que conçu spécifiquement comme tampon de sortie large bande robuste pour le générateur de fonctions à base de MAX038 décrit dans le numéro de juin 1995 d’Elektor, rien n’interdit non plus d’utiliser ce circuit de tampon-nage comme amplificateur de sortie pour n’importe quel autre générateur de fonctions que l’on veut doter d’une possibilité d’attaquer simultanément plusieurs charges.

Le coeur du circuit est un amplificateur/distributeur vidéo de l’écurie Elantec, un EL2099CT (cf. catalogue RS Compo-sants). Ce composant très intéressant possède une largeur de bande de puis-sance à –3 dB de pas moins de 65 MHz à un gain de 2 ×. Nous l’utilisons ici pour attaquer 4 charges de 50 Ω à un niveau de signal maximum dépassant 10 Vcrête. Utilisé pour des applications vidéo le EL2099CT peut attaquer jusqu’à six charges de 75 Ω.


il est possible, par adjonction d’un comparateur à fenêtre, de déterminer de combien le rapport cyclique s’éloi-gne de 50%, ou en d’autres termes, si la valeur de Cx est proche ou non de celle du condensateur de référence Cref. Cette opération est l’affaire de IC2. Ce comparateur à fenêtre se base sur un milieu de fenêtre défini par le diviseur de tension R9/P1/R10, la (demi-)lar-geur de fenêtre étant elle déterminée par le niveau présent sur la broche 9, niveau défini par les résistances R7 et R8. La largeur de la fenêtre de tension détermine bien évidemment la tolé-rance à laquelle se fait la mesure. Ce

0157 Capacimètre sans prétentionpage 1 / 2

TCA965B

IC2

INHB

VREF INHA

VREF

11

12

13

14V8

V6

V7

10

V9

1

2A

C

B9

6

7

8 3D

4

5

R1

10

k0

1%

R2

10

k0

1%

5

6 4

IC1b

&1

23

IC1a

&

8

9 10

IC1c

&

Cref Cx

R3

1M

R4

1k

8

R5

1k

8

R6

1k

8

R7

10

0k

R8

1k

2

R9

10

k

R10

10

k

1kP1

C1

470n

D1

D2

D3

Cx>Cref Cx<Cref

Cx≈Cref

IC114

7

C3

10n

C2

100µ16V

9V

954107-11

IC1 = 4011

11 12

13

IC1d&

multivibrateur sont égaux le rapport cyclique est de 50% et la tension de mesure moyenne sera égale à la moitié de la tension d’alimentation. Il serait donc suffisant, en principe, de fixer la tension présente à la broche 8 de IC2 à très exactement la moitié de la tension d’alimentation.

À proprement parler, l’électronique proposée ici ne mérite pas la déno-mination de capacimètre. Il s’agit en effet d’un montage comparant la valeur d’un condensateur inconnu à celle d’un condensateur de référence connu, indi-quant à la suite de cette opération si le condensateur en question possède une capacité supérieure, inférieure ou égale au condensateur de référence.L’électronique se résume en fait à l’as-sociation d’un multivibrateur astable et d’un comparateur à fenêtre. IC1a et IC1b constituent le multivibrateur, les capacités déterminant la pseudo-période du multivibrateur étant d’une

part le condensateur de référence Cref et de l’autre le condensateur inconnu Cx. Le rapport cyclique du multivibra-teur répond à la formule ci-dessous, à condition que les deux condensateurs
concernés aient une capacité relative-ment proche :
Cx / (Cx + Cref) × 100.

En moyennant la tension de l’oscillateur
à l’aide du réseau d’intégration R3/C1, nous obtenons une tension continue dont la valeur moyenne dépend unique-ment du rapport cyclique et de la ten-sion d’alimentation. Dans ces conditions
facteur répond à la formule suivante :

tolérance × 100 %.R7 + R8

=4 × R8

Lorsque les deux condensateurs du

Cependant, sachant que IC2 ne peut pas prétendre à un comportement idéal–et quel composant électronique le peut– il a fallu prévoir une correction d’offset sous la forme de l’ajustable P1.


On aura vite fait de trouver la posi-tion dans laquelle mettre cet ajusta-ble si l’on utilise pour Cx et Cref deux condensateurs de même valeur ayant une tolérance de 1%. La visualisation du résultat de la comparaison se fait à l’aide de trois LED. La LED D1 s’allume lorsque Cx possède une capacité supé-rieure à celle de Cref, la LED D3 dans le cas inverse, la LED D2 se manifestant

lorsque les deux condensateurs ont une capacité identique. La plage de mesure de cet instrument s’étend de 470 pF à 220 nF. Si l’on prend pour R8 une résistance de 1 kΩ2, la tolérance est de 5 %, tombant même à 1 % si l’on prend pour R8 une résistance de 270 Ω. La consommation de courant du circuit est de 20 mA environ.

page 2 / 20157 Capacimètre sans prétention


0423 Filtre de Bessel du 5ème ordre à un amplificateur opérationnel

R8

1M

R6

2k

00

R1

*R2

*R3

*R4

*R5

*

R7

2k00

C1

*

C2

*

C3

*

C4

*

C5

*

C6

100n

C7

100n

15V

15V

TL081

IC12

3

6

7

4

1

5

* zie tabel 1

***

see table 1

voir tableau 1siehe Tabelle 1954027 11

Nous vous proposons, dans un autre article de ce CD-ROM, un filtre de Butter-worth du 5ème ordre caractérisé par une caractéristique pratiquement rectiligne jusqu’au point de cou pure. En raison de cette caractéristique d’amplitude ce filtre connaît de très nombreuses applications. Il n’en reste pas moins que la réponse aux signaux rectangu-laires s’accompagne d’un certain nom-bre d’oscillations dont on se serait fort bien passé.L’un des points forts des filtres de Bessel est qu’ils sont calculés de façon à rester aussi constants que possible

(absence d’oscilldant comme cord’amplitude prétendance à la chun certain temps la caractéristiquela valeur théoriqAvec un filtre depratiquement le caval du point de Le schéma et lesdes charges sontle cas de la varianpeut ici aussi utilficateur opération

C1 C2 C3 C4 C5 R1 R2 R3 R4 R5

1 10 nF 4 nF7 6 nF8 3 nF3 1 nF5 25 kΩ036 20 kΩ668 25 kΩ239 20 kΩ291 21 kΩ724

2 12 nF 5 nF6 8 nF2 3 nF9 1 nF8 20 kΩ375 17 kΩ658 20 kΩ727 17 kΩ333 18 kΩ214

3 15 nF 6 nF8 10 nF 4 nF7 2 nF2 16 kΩ036 14 kΩ552 17 kΩ015 14 kΩ495 15 kΩ003

4 18 nF 8 nF2 12 nF 5 nF6 2 nF7 13 kΩ288 12 kΩ168 13 kΩ990 12 kΩ372 12 kΩ151

5 22 nF 10 nF 15 nF 6 nF8 3 nF3 10 kΩ468 10 kΩ313 11 kΩ060 10 kΩ245 10 kΩ036

6 27 nF 12 nF 18 nF 8 nF2 3 nF9 8 kΩ587 8 kΩ456 9 kΩ359 8 kΩ395 8 kΩ560

7 33 nF 15 nF 22 nF 10 nF 4 nF7 7 kΩ223 6 kΩ668 7 kΩ621 6 kΩ836 7 kΩ092




11 68 nF 33 nF 47 nF 22 nF 10 nF 3 kΩ709 2 kΩ976 3 kΩ558 3 kΩ049 3 kΩ277

12 82 nF 39 nF 56 nF 27 nF 12 nF 3 kΩ093 2 kΩ478 3 kΩ063 2 kΩ451 2 kΩ727

13 22 nF671 10 nF690 16 nF137 6 nF9535 3 nF3489 10kΩ0 10 kΩ0 10 kΩ0 10 kΩ0 10 kΩ0

Filtre de Bessel, point de coupure 1 kHz (gain 2 ×)

l’ordre de 2 mA. Le tableau donne les différentes combinaisons de résistances et de condensateurs. Chacune de ces combinaisons est caractérisée par un point de coupure de 1 kHz. La dernière ligne du tableau donne les valeurs théoriques des condensateurs dans le cas de résistances identiques. Ces éléments sont nécessaires si l’on veut procéder à une transformation du filtre proposé ici en un filtre passe-haut.

ation). Ceci a cepen-ollaire que la courbe sente assez tôt une ute. De plus, il faut avant que la pente de d’amplitude atteigne ue de 30 dB/octave. Butterworth cela est as immédiatement en coupure. exigences du cahier les mêmes que dans te de Butterworth. On iser un TL081, ampli-nel qui consomme de


au connecteur K3 (« BATT ») et un èremètre à K2 (« A »). On initialise ite le circuit en poussant sur S1. tez alors P1 pour obtenir le courant écharge souhaité, par exemple 1 A. bliez pas de raccorder entre elles

bornes de K2 si vous n’utilisez par èremètre. La tension de décharge onde (à partir de laquelle le pro-us de décharge doit s’arrêter) peut contrôlée sur K1 (« T ») et ajustée à e de P2. La plage de réglage s’étend V à environ 12 V, permettant ainsi

ester également les batteries NiCd du type PP3 (qui sont en fait des eries de 8,4 V).lage de sélection du courant de arge s’étend de quelques milliam-s jusqu’à environ 1,5 A. A la fin du essus de décharge, quand la tension écharge profonde est atteinte, la bat- et l’horloge sont déconnectées res-ivement de la charge et de l’alimen-n par l’intermédiaire des contacts de La capacité de la batterie se calcule

0927 Testeur de capacité de précision pour batteriepage 1 / 3

T1

BUZ11C1

1µ 63V

T2

BC547B

D2

D3

1N4148

K2 K3

6

5

7IC1b

2

3

1IC1a

R12

3Ω

3

R13

3Ω

3

R14

3Ω

3

R15

3Ω

3

R16

3Ω

3

R17

3Ω

3

R8

3Ω

3

R9

3Ω

3

R10

3Ω

3

R11

3Ω

3

C2

1µ 63V

R7

2k

2

R2

100k

R3

100k

R1

12

0k

R4

100k

R5

100k

K1

K4

R6

10k

10kP1

100k

P2

RE1D1

1N4148

S1

K5D4

1N4148

7812

IC1

C3

10µ63V

C4

10µ63V

12V

12V

12V

15V

12V

A

B

B

C

D

D

E F

A

CLOCK

T

BUZ11

GD

S

D

A 0V9

B

C

D

E

F

0V...0V9

4V...5V

0V...10V

1V4

14V3

IC1 = LM358

964040 - 11

G

H

I

H

I

G

10V5/0V

0V77/0V

0V06/12V

BATT. ter ampensuAjusde dN’oules ampprofcessêtrel’aidde 0de t9 V battLa pdéchpèreprocde dteriepecttatioRe1.
en multipliant le temps écoulé depuis l’initialisation du circuit par le courant de décharge.La source de courant construite autour de l’ampli opérationnel IC1b et du MOSFET de puissance T1 s’ajuste automatique-ment en fonction de la chute de tension au travers de la résistance de source (R8-R17) et qui est égale à la tension présente à l’entrée non-inverseuse. La
Ce circuit vous permet de mesurer avec précision la capacité d’une batterie rechargeable en la déchargeant à cou-rant constant jusqu’à ce que la tension de décharge profonde soit atteinte. Le temps qui se sera écoulé depuis le début de la phase de décharge indiquera alors la capacité de la batterie. L’afficheur de la capacité mesurée est une horloge à

quartz bon marché connectée à K4. Le circuit est alimenté à partir d’une source 12 V qui devra être aussi stable que pos-sible car elle sert également de référence à la source de courant et au dispositif de déconnexion de la batterie.Le circuit est très simple à utiliser. Tout d’abord, l’horloge est réglée sur 12h00. On connecte ensuite la batterie à tes-


page 2 / 30927 Testeur de capacité de précision pour batterie

valeur des résistances d’absorption de courant peut être modifiée selon vos besoins personnels. En supposant que P1 fournisse environ 0,45 V en position médiane, ces résistances provoque-ront également une chute de tension de 0,45 V. Si vous avez besoin d’un courant de décharge de 1 A pour cette position particulière de P1, la valeur correspondante devra être de 0,45 Ω (0,45 V/1 A). En pratique, vous utiliserez donc dix résistances de 4,7 Ω pour R8 à R17. Selon la tension de la batterie et du courant de décharge dont vous aurez

964040-1 C

1C

2

C3 C4

D1

D2

D3

D4

H1

H2

H3

H4

IC1

IC2

K1

K2

K3

K4

K5

P1

P2

R1

R2

R3

R4

R5

R6

R7

R8

R9

R10

R11

R12

R13

R14

R15

R16

R17

RE

1 S1

T1

T2

TB

AC

0+

++

+964040-1

+

964040-1

Résistances :R1 = 120 kΩR2 à R5 = l00 kΩR6 = l0 kΩR7 = 2 kΩ2R8 à R17 = 3 Ω3 (cf. texte)P1 = l0 kΩ cermet 10 tours ou potentiomètre ordinaireP2 = l00 kΩ cermet 10 tours ou potentiomètre ordinaire

Condensateurs :C1, C2 = 1 µF/63 V radialC3, C4 = l0 µF/63 V radial

Semiconducteurs :D1 à D4 = lN4148T1 = BUZ11T2 = BC547BIC1 = LM358IC2 = 7812

Divers :K1 à K5 = bornier à deux contacts encartable

écartement de 5 mmS1 = bouton-poussoir, normalement ouvert, type CTL3Rel = relais 12 V, 2 x c /o tel que, par exemple,

Siemens V23037-A0002-A101radiateur (cf. texte)



besoin, T1 pourra être amené à dissiper une quantité de chaleur considérable. Le transistor devra alors être monté en dehors de la platine sur un radiateur de bonne taille et connecté à l’aide de fils de câblage courts. Une dissipation de l’ordre de 5 watts demandera une résistance thermique de 10 K/W, alors qu’une résistance thermique de 2,5 K/W sera nécessaire si la puissance à dissi-per atteint les 20 watts. Au-delà de cette valeur, utilisez le plus grand radiateur que vous pourrez trouver et croisez les doigts ; de toute façon, gardez-les à distance respectable du radiateur !Le contrôleur de tension est lui aussi construit autour d’un ampli opération-nel, IC1a. Quand la tension mesurée au niveau de la batterie tombe en dessous du seuil défini par P2, le transistor T2 se bloque et l’alimentation du relais est interrompue. L’entrée non-inverseuse de IC1a est alors forcée à l’état bas par l’in-

termédiaire de l’ampèremètre, T1 et R8-R17. Comme T1 sera « passant », l’ampli opérationnel ne sera plus en mesure de réactiver le relais quand la tension de la batterie franchira de nouveau le seuil de déclenchement. L’alimentation de 1,4 V destinée à l’horloge est dérivée de deux diodes au silicium montées en série, D2 et D3.Il est normal que le relais puisse être activé seulement en présence de la tension d’alimentation. Le circuit devrait fonctionner comme décrit précédemment dès qu’une batterie est raccordée à K3.La consommation de courant au niveau de l’alimentation de 12 V se situe aux environs de 11 mA, plus à peu près 25 mA pour le relais. Les ajustables à 10 tours peuvent être remplacés par des potentiomètres classiques connectés à l’aide de fils de câblage courts aux points correspondants du circuit imprimé.

D. Gronholz

page 3 / 30927 Testeur de capacité de précision pour batterie


IC1b est en fait excédentaire, mais le LM393 n’existe qu’en version double. Le comparateur en excédent présente une sortie se trouvant en permanence au niveau haut, mais cela n’a pas, de par l’absence de résistance de forçage au niveau haut (pull-up) – le LM393 dispose de sorties à collecteur ouvert– , d’effet sur le circuit et ne risque pas d’entraîner de conflit avec IC1a. Il est important de veiller à ce que la tension des diagona-les de mesure reste en- dessous de 3,5 V, sachant que sinon on sort du domaine de modulation en mode commun du LM393. La NTC pourra être une 5 ou une 10 kΩ – la plage de réglage de P1 est suffisam-ment large ; il est important que cette thermistance soit bien reliée thermique-ment à la source de chaleur (par le biais d’un vissage sur le radiateur par exem-

0959 Thermo-surveillance universelle

6

5

7IC1b

2

3

1IC1a

R1

1k

R2

10

0Ω

R3

4k

7

6k8Θ-

R4

5k

P1

C1

100n

C2

100µ10V

D1

1N4148Bz1

5V

IC1

8

4

C3

100n

C4

470µ16V

5V5V

5V

964045-11

4V9

0V82

2V9

IC1 = LM393

0/5V

ple). Il faudra donner à P1 une position telle que l’alarme ne se déclenche tout juste pas encore lorsque le circuit à surveiller a atteint sa température de croisière. Le résonateur piézo-électrique doit impérativement être du type 5 V, un modèle 12 V n’étant pas utilisable dans le cas présent. Au repos, la consomma-tion de courant est très faible, étant de l’ordre de 2 mA. Lorsque le résonateur se manifeste, la consommation de cou-rant passe à quelque 10 mA.

K. Viernickel

Ce circuit tout simple sert à l’auteur à surveiller la température du micropro-cesseur de son PC. Le capteur de tem-pérature est une résistance à coefficient de température négatif (NTC), R4, dont la résistance, comme le dit son nom, diminue lorsque la température aug-mente. R4 et R3 font partie d’un pont de résistances dont la branche ajusta-ble est constituée de R1, R2 et P1. La diagonale de mesure est connectée aux entrées du comparateur IC1a. Par le biais de l’ajustable on règle la tension à

l’entrée inverseuse de manière à ce que, en conditions de température normales, elle soit légèrement inférieure à celle présente sur l’entrée non- inverseuse. En cas d’augmentation de la tempéra-ture, la résistance de la NTC diminue et avec elle la tension à l’entrée non-inverseuse qui passe alors en-dessous de celle existant à l’entrée inverseuse. Ceci a pour conséquence un bascule-ment vers le niveau bas de la sortie du comparateur, changement mettant en fonction le résonateur piézo-électrique.


0529 Indicateur de Surround-Sound

en permanence l’une avec l’autre par la porte OU EXclusif (EXOR) IC2c sachant qu’en cas de différence la sortie de cette porte passera au niveau haut. On aura, à travers la porte IC2d montée en inver-seur, attaque, en fonction de l’état de la sortie de IC2c, de la moitié rouge ou de la moitié verte de la LED bicolore D1. En cas de signal purement Surround la LED D1 sera d’un rouge éclatant alors que s’il s’agit d’un signal monophonique cette LED sera « toute verte ». En pré-sence d’un signal stéréo les variations rapides de la sortie de IC2c donneront à D1 une couleur jaune orangée.Ce nouveau montage comporte, par rapport à son prédécesseur, un certain nombre d’améliorations. Nous avons, pour commencer, préféré un OP470 au TL084 utilisé à l’origine. Ce faisant nous avons réduit la tension d’offset de 15 mV dans le premier cas à 1 mV maintenant. Si l’on voulait être certain que les comparateurs réagissent encore

page 1 / 2

6

5

7IC1b

R11

0k

R2

10

k

R3

1Ω

R4

10

0k

C1

100n

C2

100n

8

910

IC2c

=1

13

1211

IC2d

=1

9

10

8IC1c

D2

8V2(6V8)400mW

R5

2k

7

D1

MV5491A

C3

100n

C4

100n

C5

100n

C6

1000µ16V

IC1

4

11

IC2

14

7

L1

100µH8V

8V 8V

8V

8V8V

IC1 = OP470IC2 = 4030

1 2

3IC2a

=1

5 6

4IC2b

=1

8V

2

3

1IC1a

13

12

14IC1d

964046-11

+7V2

+5V2

–6V7

–7V4

–7

V3

–7

V3

L

R

correctement face à des signaux très faible cela impliquait l’utilisation, dans le cas du TL084, d’une tension de réfé-rence supérieure à 15 mV. Le OP470 permet une réduction sensible de cette valeur, ce qui explique la valeur très faible de R3, 1 Ω seulement. L’élément sur lequel est basé le calcul de la valeur de R3 est la nécessité, en l’absence de signal, de trouver les sorties de IC1b et IC1c au niveau bas (≈ –7,3 V). Si l’on a

Par l’intermédiaire de la LED bicolore dont il est pourvu, ce circuit indique si le signal d’entrée comporte ou non une information « Surround ». Le critère permettant la prise de décision est le déphasage présent entre les canaux gauche et droit. Dans le cas d’un signal monophonique ce déphasage est qua-siment nul alors qu’au contraire il est très important dans le cas de signaux

« Surround ». Il s’agit en fait ici d’une version améliorée de l’indicateur de Surround-Sound que comportait dèjà le décodeur de Surround-Sound décrit dans le numéro de févier 1995 d’Elektor.Son fonctionnement est simple. Dès qu’il existe un déphasage entre la gauche et la droite les sorties des comparateurs IC1b et IC1c présenteront un niveau dif-férent. Les dites sorties sont comparées


des problèmes à ce niveau-là on pourra essayer d’augmenter éventuellement la valeur de R3 de quelques crans dans l’échelle des valeurs E12.La présence de la diode zener D2 constitue une seconde différence par rapport au premier schéma. L’un des inconvénients de la LED bicolore utilisée ici est une dif-férence de luminosité des section rouge et vertes. À un courant identique la LED rouge paraît briller sensiblement plus fort que la LED verte de sorte que la cou-leur « stéréo » moyenne résultante était bien trop rouge sur l’ancienne version. C’est la raison d’être d’une diode zener en série avec D1, composant monté de façon à travailler en zener pour la LED

rouge et en simple diode pour la LED verte. La valeur optimale de cette diode zener se situe entre 6,8 et 8,2 V.La consommation de courant du circuit est de 15 mA environ. La présence de L1, C5 et C6 sert à éviter que IC2 n’ait d’influence néfaste, par le biais de la ligne d’alimentation sur le fonctionne-ment des comparateurs. Une remarque finale : il existe à l’intérieur du circuit un limiteur à diode pris entre les entrées de comparateur qui écrête les signaux d’en-trée dépassant quelque 1 V. Si l’on tra-vaille à des signaux d’entrée dépassant de l’ordre de 700 mA il est recommandé de prendre une résistance de quelque kiloohms en série avec C1 et C2.

page 2 / 20529 Indicateur de Surround-Sound

1001 Circuitos [Parte02]

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